交错并联

2024-08-16

交错并联（共7篇）

交错并联篇1

为了满足IEC6l000—3—2谐波电流限值标准,实现高功率因素,减少谐波对电网的污染,开关电源需要采用功率因数校正(Power Factor Correction,简称为PFC)电路。其中,电感电流连续模式的Boost变换器,因其具有电流波形失真小、输出功率大,可以有效地抑制EMI噪声等优点,故被广泛应用在各种功率因数校正电路中。但是,在大功率整流器,传统Boost PFC的开关器件要承受较大的电压和电流应力。而且,在开关管的开关瞬间所出现的过大du/dt和di/dt还会造成严重辐射和传导的EMI[1]。传统的Boost变换器还需要使用大而笨重的主电感。

采用并联交错Boost PFC,有利于减小电感的体积,降低开关器件和电感的平均电流应力,减少输出电流纹波,提高效率和功率密度。实现并联交错的控制方法,目前主要采用DSP数字芯片及专用模拟芯片[1,2,3,4,5,6]。文献[2]提出了一种基于占空比动态分配控制技术的并联交错CCM PFC变换器,并采用DSP芯片来实现功能。文献[3]设计了一个三相交错并联Boost变换器作为通信电源,并采用三片UC3843作为交错控制的芯片。文献[4]用UCC28060芯片设计了交错双相PFC升压变换器。文献[5]采用模拟控制器UCC28070 来设计了额定输出功率为3 kW 的两级交错PFC。文献[6]给出了交错Boost PFC变换的设计方法。这些文献表明,采用并联交错Boost PFC的变换器,改进了动态响应,降低了输出电流纹波,提高了系统的效率,是一种较好的电路结构。

本文提出了一种采用并联交错技术及Boost PFC电路构成的5 kW整流器,并利用TI公司生产的UCC28070控制芯片来实现整流器的控制。

1工作原理

1.1电路拓扑

所提出的交错并联Boost PFC电路如图1所示,主要由两个参数相同的Boost PFC 电路并联组成。其中,两个开关管Q1、Q2的驱动信号相差180°,两个基本的Boost PFC处于交错工作状态。

1.2工作过程分析

为了简化分析,在分析工作过程之前,作如下假定:(1)所有器件,包括功率开关管、二极管、电感、电容等均为理想器件;(2)升压电感数值足够大,在开关周期内,可以等效为恒流源;(3)输出滤波电容足够大,输出电压恒定,等效为恒压源。(4)开关频率远高于电网频率,从而电网电压vin、直流侧电压Uo在一个开关周期内视为恒定。

电路进入稳态以后, 在一个周期内, 电路的工作可分为四个模态,如图2所示。

(1)模态1:

开关管Q1、Q2同时导通,二极管D1、D2截止,电感L1、L2充电,电容C向负载供电,如图2(a)所示,该阶段电路的状态微分方程为:

${\begin{cases} L_{1} \frac{d i_{L 1}}{d t} = V_{i n} \\ L_{2} \frac{d i_{L 2}}{d t} = V_{i n} \\ C \frac{d V_{0}}{d t} = - \frac{V_{0}}{R} \end{cases} (1)$

(2)模态2:

开关管Q1导通、Q2关断,二极管D1截止、D2导通,电感电流IL1上升、IL2下降,如图2(b)所示,该阶段电路的状态微分方程为:

${\begin{cases} L_{1} \frac{d i_{L 1}}{d t} = V_{i n} \\ L_{2} \frac{d i_{L 2}}{d t} = V_{0} - V_{i n} \\ C \frac{d V_{0}}{d t} = i_{L 2} - \frac{V_{0}}{R} \end{cases} (2)$

(3)模态3:

开关管Q1关断、Q2导通,二极管D1导通、D2截止,电感电流IL1下降、IL2上升,如图2(C)所示,该阶段电路的状态微分方程为:

${\begin{cases} L_{1} \frac{d i_{L 1}}{d t} = V_{i n} - V_{0} \\ L_{2} \frac{d i_{L 2}}{d t} = V_{i n} \\ C \frac{d V_{0}}{d t} = i_{L 1} - \frac{V_{0}}{R} \end{cases} (3)$

(4)模态4:

开关管Q1、Q2同时关断,二极管D1、D2导通,电源及电感L1、L2对电容C充电,并向负载供电,如图2(d)所示,该阶段电路的状态微分方程为:

${\begin{cases} L_{1} \frac{d i_{L 1}}{d t} = V_{i n} - V_{0} \\ L_{2} \frac{d i_{L 2}}{d t} = V_{i n} - V_{0} \\ C \frac{d V_{0}}{d t} = i_{L 1} + i_{L 2} - \frac{V_{0}}{R} \end{cases} (4)$

1.3控制策略

1.3.1 平均电流控制策略

采用平均电流控制的Boost PFC电路,常采用电压外环和电流内环来进行控制,其原理如图3所示。输出电压与参考电压进行比较后产生误差信号,再与输入电压信号相乘并作为电流控制器的电流给定信号。电流控制器控制输入电流按给定的信号,从而实现输入电流与输入电压同相位,即实现单位功率因数。简言之,电流内环的控制使输入电流接近正弦波,电压外环的控制使输出电压保持稳定。

1.3.2 带前馈的平均电流控制

在很多的开关电源中,输出电压是与输入电压直接成比例。当输入电压突然变化时,由于反馈控制环的反应速度不够快,输出电压也是跟着变化。为了解决这一问题,在平均电流控制算法基础上增加一个前馈控制器,如图4所示。内环电流的参考值是由输入电压Vin、输出误差电压verror,以及电压前馈控制器的输出KVFF来共同决定,如式(5)所示[7]。

$i_{r e f} = \frac{V_{i n} (v_{e r r o r} - 1)}{Κ_{V F F}} 17 μ A (5)$

增加前馈环节后,PWM比较器的占空比命令由电流环的PI调节器的输出和前馈控制器的输出共同提供。与传统的平均电流控制方法相比,当输入电压发生变化时,前馈环节将导致占空比命令信号直接变化,减轻电流环PI调节器的负担,提高输入电压的动态响应。

2电路实现

2.1主电路设计

搭建一个5 kW的实验样机,主要技术指标为:电网输入电压85～260 V,输出功率5 kW,输出电压400 V,开关频率38 kHz,功率因数为0.99,满载效率大于0.93。两个输入电感L均取330 μH,输出电容Co取4个470 μF的电容串并联。

2.2控制方法的实现

在整流器的控制上,采用TI公司生产的UCC28070芯片来完成[7]。该芯片为双相平均电流模式控制器,工作在连续导通模式(CCM),采用独特的 180°交错技术,利用先进的电流合成检测技术实现更好的效率和功率因数。同时,乘法器输出具有内部量化电压前馈校正功能,确保两个PWM输出在平均电流工作模式下的匹配和稳定工作,从而进一步提高整流器的功率因数。

对于如图1 所示交错式PFC 拓扑,其控制方法与常规的Boost PFC电路的控制方法没有本质上的区别,只是两路开关管Q1和Q2的驱动信号相差180° ,两个开关管交互导通。同时,输入电流是两个电感中电流IL1和IL2之和,而这两个电流的上升、下降趋势正好相反,两电感电流的叠加使得输入输出电流纹波降低。

此外,UCC28070 还提供多种系统控制与保护功能,系统的可靠性得到很大提高。过压保护方案与开环检测特性相配合,保证了电路能及时得到保护。借助独立电流传感器的监测功能,使每相电流都得到平衡。此外,UCC28070 还提供了欠压锁定、逐周期峰值限流以及系统过温保护特性,是一款适合大功率AC-DC变换的控制芯片。

3实验验证

为了验证所提出电路的可行性,进行了实验。图5为启动波形,图6为两个升压电感的电流波形,图7为输出电压、输入电压、输入电流波形,图8为不同输出功率时的效率及PF。由实验波形可知,输入电流能很好地跟踪电压波形;输出电压基本稳定在390 V,电源效率高。同时,两个开关管交错导通,电感电流的上升及下降趋势也正好错开,降低了输入电流的纹波。

4结论

采用交错式两重PFC构成的整流器,有效地降低输入电流的高频纹波;由于两相开关管交错导通,电感电流的上升与下降趋势也相互错开,降低了输入电流纹波;有利于减少输入EMI滤波器的尺寸,提高了功率密度;输入电流能较好地跟踪电压,功率因数高。

参考文献

[1]贲洪奇,张继红,刘桂花,等.开关电源中的有源功率因数校正技术.北京:机械工业出版社,2010

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[3]胡炎申,谢运祥.三相交错并联Boost DC/DC变换器设计与研制.电力电子技术,2006;40(02):45—47

[4]马存云.交错转换模式PFC原理与设计.电源技术应用,2008;11(07):51—55,60

[5]江剑峰,曹中圣,杨喜军,等.用双环控制并联交错模拟PFC的研究.电力电子技术,2011;45(9):95—97

[6] Nussbaumer T,Raggl K,Kolar J W.Design guidelines for interleaved single-phase boost PFC circuits.IEEE Transactions on Industrial Electronics,2009;56(7):2559—2573

[7]刘胜利,李龙文.高频开关电源新技术应用.北京:中国电力出版社,2008

交错并联篇2

随着经济的发展、人口的增加和社会生活水平的提高,未来的世界能源消耗量将持续增长。太阳能作为一种巨量的可再生能源,具有无污染、无噪声、取之不尽、用之不竭等优点,而受到了越来越多的关注[1]。但是,由于光伏电池阵列的输出特性与日照强度和环境温度有关,需要在光伏电池和蓄电池之间加入最大功率跟踪环节,从而一方面使光伏电池产生的能量得到充分利用,另一方面可以通过输出稳定的电压对蓄电池进行充电。

传统BOOST电路因具有很多优点而在光伏电池最大功率点跟踪的DC-DC转换拓扑中被广泛应用[2]。与传统BOOST小信号模型相比,光伏电池所用BOOST在输入端增加了一个由输入电阻和电容构成的无源网络,系统动态性能从而受到很大影响,电容值越大,动态响应越慢,而输入电容值的选取与输入电流纹波相关[3]。

针对这一问题,本研究介绍带耦合电感的交错并联BOOST变流器,并分别从稳态和动态两方面加以分析。

1 工作原理

该变流器的原理图如图1所示,其中,包括两条含耦合电感的并联BOOST支路,电感L1和L2紧密耦合。

解耦得到的等效电路图如图2所示,电感量之间关系如下:

L1′=L1-Lm (1)

L2′=L2-Lm (2)

$L_{m} = \pm k \sqrt{L_{1} L_{2}} (3)$

式中 L1,L2—两电感值;k—耦合系数;L1′,L2′—耦合电感的等效漏感;Lm—互感值,同相耦合为正,反相为负。

为简化分析,做如下假定:

(1) 所有的功率开关管、二极管均为理想器件;

(2) 忽略电容ESR及杂散电容;

(3) 并联BOOST理想工作于电感电流断续模式(DCM);

(4) 开关管SW1与SW2占空比相等,相位相差180°;

(5) L1=L2,L1′=L2′=L。

电路的静态波形如图3所示,每个阶段的等效电路图如图4所示。具体工作过程分析如下:

(1) 工作模态1。t0时刻SW1闭合,L1′上电流开始上升而L2′继续下降,L2′电流下降率为:

$\frac{d i_{L 2}}{d t} = \frac{- V_{o}}{L_{1^{'}} + L_{2^{'}}} (4)$

(2) 工作模态2。t1时刻iL2降为0,iL1继续上升,其上升率为:

$\frac{d i_{L 1}}{d t} = \frac{V_{i}}{L_{1}} (5)$

(3) 工作模态3。t2时刻SW1打开,L1通过二极管SD1向负载传递能量,iL1变化率为:

$\frac{d i_{L 1}}{d t} = \frac{- (V_{Ο} - V_{i})}{L_{1}} (6)$

由于电路的对称性,接下来的工作模式与前面的分析类似。

(4) 工作模态4。t3时刻SW2闭合,类似于模态1,此时L2′上电流开始上升而L1′继续放电,L1′电流下降率为:

$\frac{d i_{L 1}}{d t} = \frac{- V_{o}}{L_{1^{'}} + L_{2^{'}}} (7)$

(5) 工作模态5。类似模态2,t4时刻iL1降为0,iL2继续上升,其上升率为:

$\frac{d i_{L 2}}{d t} = \frac{V_{i}}{L_{2}} (8)$

(6) 工作模态6。类似模态3,t5时刻SW2打开,iL2变化率为:

$\frac{d i_{L 2}}{d t} = \frac{- (V_{Ο} - V_{i})}{L_{2}} (9)$

由图3不难发现以下特点:

(1) 输入端电流纹波较单个BOOST明显减小;

(2) DC-DC输入端电流ii在整个周期连续,所以BOOST整体工作于电感电流连续模式(CCM),从而保证功率开关管和二极管尖峰电流及输入电流纹波都相对较低;

(3) 单个BOOST支路工作于电感电流断续模式(DCM),二极管反向恢复带来的开关管损耗得以消除。

2 特性分析

由上面分析发现,非耦合电感的交错并联在消除纹波等方面的性能已有所改善,但动、静态响应存在矛盾,为此引入了耦合电感[4]。下面就该电路加以分析:

由图3电路得:

${\begin{cases} v_{1} = L_{1} \cdot \frac{d i_{1}}{d t} + L_{m} \cdot \frac{d i_{2}}{d t} \\ v_{2} = L_{m} \cdot \frac{d i_{1}}{d t} + L_{2} \cdot \frac{d i_{2}}{d t} \end{cases} (10)$

作稳态分析时可忽略模态1和4。对v1,v2来说,开关管导通时von=vi,关断时voff=vi-vo。根据伏秒平衡,有:

von·D=voff·D′ (11)

其中,D′=1-D,D为相应开关管导通时间占空比。

从而推得每种工作模态下的等效电感值:

$\begin{array}{l} {\begin{cases} v_{1} = v_{o n} \\ v_{2} = v_{o f f} \end{cases} \Rightarrow v_{1} = \frac{L^{2} - L_{m}^{2}}{L + \frac{D}{D^{'}} \cdot L_{m}} \cdot \frac{d i_{1}}{d t} \Rightarrow L_{e q} = \frac{L^{2} - L_{m}^{2}}{L + \frac{D}{D^{'}} \cdot L_{m}} \\ {\begin{cases} v_{1} = v_{o f f} \\ v_{2} = v_{o f f} \end{cases} \Rightarrow v_{1} = (L + L_{m}) \cdot \frac{d i_{1}}{d t} \Rightarrow L_{e q} = L + L_{m} \\ {\begin{cases} v_{1} = v_{o f f} \\ v_{2} = v_{o n} \end{cases} \Rightarrow v_{1} = \frac{L^{2} - L_{m}^{2}}{L + \frac{D}{D^{'}} \cdot L_{m}} \cdot \frac{d i_{1}}{d t} \Rightarrow L_{e q} = \frac{L^{2} - L_{m}^{2}}{L + \frac{D}{D^{'}} \cdot L_{m}} \end{array}$

即单管开通时: $L_{e q 1} = \frac{L^{2} - L_{m}^{2}}{L + \frac{D}{D^{'}} \cdot L_{m}},$

两管都关断时:Leq2=L+Lm。

大部分时间处于单管开通状态,Leq1可看作稳态响应电感值,Leq2看作瞬态响应电感值。所以,为了使电路既有小的稳态电流纹波又有快速动态响应,这里希望Leq1更大而Leq2更小。

同相耦合,Lm>0,有:

${\begin{cases} L_{e q 1} = \frac{L^{2} - L_{m}^{2}}{L + \frac{D}{D^{'}} \cdot L_{m}} < L \\ L_{e q 2} = L + L_{m} > L \end{cases} (12)$

反相耦合,Lm<0,有:

${\begin{cases} L_{e q 1} = \frac{L^{2} - L_{m}^{2}}{L + \frac{D}{D^{'}} \cdot L_{m}} > L \\ L_{e q 2} = L + L_{m} ＜ L \end{cases} (13)$

据此,反相耦合的交错并联BOOST电路可在不影响动态响应的同时减小电路稳态纹波。

对于光伏电池MPPT系统中基于输入参数和基于输出参数的扰动观察法,其动态响应均受到输入电容值的影响。电容值越大,动态响应越慢。通过本研究所提出的电路减小输入电流纹波,只需选择更小的输入电容即可满足纹波要求,使系统动态响应更快。

3 系统参数设计及仿真结果

$C_{1} \geq \frac{Δ i_{L}}{8 Δ V_{p v} \cdot f_{s w}} (14)$

式中 ΔVpv—输入电压纹波的峰峰值。

$C_{2} \geq \frac{Ι_{o} \cdot D}{Δ V_{o} \cdot f_{s w}} (15)$

式中 Io—稳态输出电流;ΔVO—输出电压纹波的峰峰值[5]。

BOOST电路输出电流断续,输出电流相对输入电感电流而言电流脉动很大,且由于普通电容等效内阻(ESR)对滤波性能的影响,输出电容的值一般需要大于式(15)。选取电感电流纹波等于输入平均电流的10%;输入/输出电压纹波等于0.5%,结合如表1所示的系统参数,由式(14)、式(15)可以计算得到:C1≥9.15 μF,C2≥114.1 μF。而在交错并联BOOST电路中,电感电流纹波可以取到输入平均电流的5%,由式(14)计算得到输入电容C1≥4.58 μF,较传统BOOST大大减小。实际系统参数选取如表1所示。

仿真结果如图5所示。由图5可见,反相耦合的动态响应最快,而同相耦合的动态响应较差。

4 结束语

针对高性能的光伏发电最大功率跟踪系统的设计,本研究所提出的带耦合电感的交错并联BOOST电路能够有效消除纹波,从而减小输入电容取值,提高其动态响应速度。通过分析和仿真可知,反相耦合交错并联BOOST在动态和稳态响应方面都较传统BOOST有较大改善。

参考文献

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[2]XIAO Wei-dong,NATHAN O,WILLIAM G D.Topologystudy of photovoltaic interface for maximum power pointtracking[J].IEEE Transactions on Industrial Electron-ics,2007,54(3):1696-1704.

[3]杨水涛,丁新平,张帆,等.基于输入,输出参数的光伏电池最大功率控制的研究[J].电工技术学报,2006,21(7):31-36.

[4]VEERACHARY M,SENJYU T,UEZATO K.Maximumpower point tracking of coupled inductor interleaved boostconverter supplied PVsystem[J].IEE Proc.Electr.Pow-er Appl.,2003,150(1):71-80.

交错并联篇3

Boost电路具有拓扑结构简单、易于设计和控制、效率高等特点,广泛用于PFC电路中[1]。随着变换器功率等级的增加,变换器通常需要并联。在输入大电流的场合,常常使用交错并联技术,这样开关管的电流仅仅是输入电流的几分之一。本文主电路采用两路APFC电路交错并联的形式,这种电路的控制和单路APFC电路的控制没有本质区别[2],只是两路开关管的导通时间相差二分之一个开关周期。

2 电路的拓扑结构、工作原理及特点

主电路的拓扑结构如图1所示。电路工作时,两个开关管S1、S2交错180°导通。

本文采用的交错并联APFC电路与单路APFC电路相比,可以减小输入电流的纹波[3]。这样前级EMI滤波器的差模电感值就可以取得很小,提高了功率密度的同时,也降低了成本。同时由于分散了功率器件的损耗,从而降低了开关器件的电应力和热应力[4]。同时这种拓扑结构的电路还有减小输出直流母线电压的纹波等优点。

3 数字控制器设计

3.1 总体控制方案

本文电路采用的是平均电流控制方式,如图2所示为数字控制电路的方框图。

整个电路的工作过程如下:输出电压Uout经采样和A/D转换后,和Uref相比较后送入电压PI调节器,实现相应的控制算法以控制其值与Uref的值相等。电压控制环的输出信号与输入电压经采样和A/D转换后的值以及其平均值平方的倒数相乘,其输出信号作为电感电流的参考信号iref。电感电流经采样和A/D转换后,与参考信号iref进行比较,之后送入到电流PI控制器以使其值能时刻跟踪iref。在稳定工作时,电压PI调解器的输出基本不变,因此乘法器的输出iref也基本上是和输入电压成比例的波形,这样就实现了输入电流对输入电压的跟踪。这里有一点与以往不同的就是在PWM处对开关管进行移相180°控制,使两个开关管S1、S2交错导通。输入电压前馈Vff的引入是为了保证在输入电压变化时输入功率稳定,其值为输入电压经采样和A/D转换后的平均值。

3.2 模型建立

本文采用简化的小信号模型建模。其思想是:考虑到开关频率远大于工频,当分析电流内环时,假定输入电压不变,得到基于开关频率的电流环小信号模型;当分析电压外环时,假定电流理想地跟随输入电压的变化,就可以得到基于工频的电压环小信号模型。

根据状态空间平均法,最终建立电流环功率级的小信号简化模型,其传递函数为:

也建立了电压环功率级的小信号模型,其传递函数为:

其中,k为一常数。

3.3 PI调节器设计

3.3.1 电流环PI调节器设计

电流环采用PI控制,用Kpi表示比例系数,Kii表示积分系数,其传递函数为:

其离散形式为:

其中:Kp和ζ为2个临时变量,Kp=Kpi+Kii,

由图2可建立起整个电流环结构,如图3所示。由此可建立离散化的数学模型。

电流环总的离散化开环传递函数为:

取电流环的带宽为2 k Hz,相角裕量为45°,则截止频率为ωc=2πfb=4000π(rad/s),开关周期Ts=1/fs,根据下式即可算出参数:

计算出Kpi=2.46876,Kii=0.26917。

3.3.2 电压环PI调节器设计

电压环也采用PI调节器。由图2可建立起整个电压环结构,如图4所示。

电压环总的离散化开环传递函数为:

电压环PI调节器的离散形式和电流调节器相同。取电压环的带宽为20 Hz,相角裕度为45°,根据式(6)可算出电压环调节器的比例系数Kpv为0.97946,积分系数Kiv为0.00153。

4 仿真实验

由于控制上的一致性,为了节约仿真时间,只对单路APFC电路进行了仿真。在Matlab7.04/Simulink中建立APFC电路仿真模型,如图5所示。

仿真参数:输入的交流电压有效值220 V,输出电压380 V,负载8000 W,电感L为80 m H,电容C为500μF,开关频率为80 k Hz,采样频率为160 k Hz。PI调节器参数由计算所得,再经过适当调整,得到仿真波形如图6、7所示。仿真时间为0.3 s。仿真时加入了软起动电路,软起动时间为0.12 s。

5 结论

对一种交错并联数字化APFC电路进行了分析,并且充分发挥了SIMULINK功能强大,建模简单,参数易于调整的特点,通过仿真验证了理论分析的正确性及电路拓扑的可行性。从图6可以看出,输入电流很好地跟踪了输入电压的变化,达到了功率因数校正的目的。由于该电路拓扑具有输入电流纹波小、功率器件的电流应力小等优点,因而适用于大功率的场合。

摘要：分析了一种交错并联数字化APFC电路。当电路工作于电流连续模式时,输入电流自动跟踪正弦输入电压。利用状态空间平均法建立电路的主功率模型,并对该电路的控制器进行设计,最后给出了MATLAB仿真结果。

关键词：有源功率因数校正,交错并联,数字控制

参考文献

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交错并联篇4

关键词：低压大电流输入,高增益,软开关,电子负载

0 引言

移相全桥变换器在大功率直流变换领域有着广泛应用[1],技术应用成熟,并有多种方式实现软开关以提高效率[2,3,4,5],在电子负载系统中也得到了应用[6,7],全桥变换器用在电子负载系统中主要有3点不足:①全桥变换器的输入电流断续[8],难以满足输入电流纹波小于3%的要求;②输入大电流情况下原边电解电容流过较大的电流纹波,降低变换器效率和电解电容的寿命;③全桥变换器一般会在变压器原边串联一个隔直电容以防止磁偏造成变压器饱和,大电流流过电容的等效串联电阻(ESR)会造成很大的损耗。

使用交错并联的拓扑形式可以实现较小的输入电流纹波和电路的软开关,利用耦合电感可以提高拓扑的升压比[9]。在此思路下,本研究采用了交错并联和耦合电感的方式,文献[10]提出一种新颖的输入并联输出串联变换器,该变换器采用有源箝位技术并利用变压器漏感与主开关管并联电容的谐振实现软开关。输入端两个变压器的原边励磁电感并联并采用交错的控制方式,总电流是两路变压器原边励磁电流交错叠加的结果,其电流纹波只有单路励磁电流纹波的一半,该特点使其满足了输入电流脉动小的要求。输出端采用串联的方式来得到高的升压比,有源箝位电路不仅抑制了开关管的电压尖峰,而且回收了漏感的能量到输入端,漏感与主开关管并联电容谐振实现了所有主开关管的零电压开通,副边二极管反向恢复造成的电压尖峰也因漏感的存在而得到改善。欲设计的电子负载用直流变压器要求输入电流纹波小、高增益、高效率,在该电路中均可以实现。但文献[10]中的电路难以满足3 kW的功率要求,因此本研究采用两组交错并联的方式,同时进一步减小输入电流纹,并以TMS320F2808为控制核心,实现系统的恒流输入控制。

本研究设计的直流变换器应用于能馈式直流电子负载,该电子负载用来取代电阻负载对通信电源等电源出厂前进行试验考核。一方面,以恒流源模式拉载被测电源的输出电流,要求电流纹波小于3%;另一方面,该系统要实现能量回馈电网,直流输出电压必须达到400 V(单相电网的峰值电压为380 V),但输入电压只有48 V,这就要求设计一个高增益的直流升压变换器。

1 基本原理

主电路如图1所示,采用两组电路交错并联的方式,共使用了4组变压器。开关管的控制时序如图2所示,S1相位为0°,S2滞后180°,S3滞后90°,S4滞后270°。

开关管的控制时序及关键波形如图2所示,输入总电流iin是由4路励磁电流交错并联叠加而成,纹波很小并且脉动周期是开关周期的1/4。采用两组交错并联的方式不仅使样机满足了3 kW的功率等级,更使其满足了输入电流纹波小于3%的需求。

本研究在输出端也采用了交错并联的方式。二极管电流i1Do和i2Do分别向输出电容传递能量,i1Do和i2Do波形如图3所示,可见采用了交错并联的方式后,输出电容的充电电流纹波也减小了。在同样的功率等级下,两路交错并联电路比单路电路需要的输出滤波电容更小,有助于减小电路的体积,较小的电流纹波也延长了电容的寿命,同时也有助于减小输出电压的脉动。

交错并联采用移相的控制方式,保证4个变压器原边励磁电流的相位各差90°,总的输入电流是4路励磁电流交错叠加之和,总电流的纹波只是单个变压器原边励磁电流纹波的1/4,大大地减小了输入电流纹波。

从磁性元件的设计角度出发,若只使用单路电路会增大磁性元件的设计难度,因为这里的变压器要起到储存能量的作用;同时单路设计也会增加流过主开关管的电流值,在增加导通损耗的同时也使开关管的选择更加困难。

单路电路的基本原理在文献[10]已有详细描述,为方便后面的参数设计说明,下面给出简要概述。

主开关管S1实现零电压开通的原理是在S1开通前SC1关断,此时漏感电流的方向是流向输入端的,漏感Lk1与S1的并联电容CS1谐振,待CS1储存的电荷降为零后,S1的寄生二极管导通,此时开通S1即可实现零电压开通。

根据电感的伏秒平衡原理,变压器原边励磁电感的正向电压和反向电压由下式给出:

得出该电路的电压增益比:

有源箝位电压值等于主开关管的耐压值,是由副边的电压发射回原边。设变压器匝比为N,则主开关管的耐压值为:

2 参数设计

2.1 死区时间

要实现软开关,漏感需要有足够的能量使Vds在Lk1与CS1谐振中达到的最低值小于零,才能使S1的寄生二极管导通。Lk1与CS1开始谐振后,经过1/4周期Vds达到最小值,所以应在此时开通S1。即使在轻载和半载情况下Vds的最小值无法达到零也可以减小损耗。

死区时间为:

2.2 占空比D和匝比N

由公式(4)可以看出,N与Vstress_main成反比,但D>0.5才可保证较小电流纹波。D<0.5电路也可工作但会造成输入电流断续,增加了电流纹波。综合考虑,设计的原、副边匝比N=11:18,理想情况下,由公式(3)可得D=0.6。

2.3 开关频率

开关频率大可以减小磁性元件的体积,提高功率密度,选用较大的开关频率有助于减小电路的输入电流纹波。但大电流下过大的开关频率也会产生很大的电压尖峰和EMI问题,同时考虑到使用的DSP主频为100 MHz,开关频率过高也会给控制带来困难,选定开关频率为100 kHz。

2.4 变压器的设计

原边励磁电感的选择目的主要为满足纹波电流要求,总电流是各变压器原边励磁电流之和。以单组电路的仿真结果为例,虽然变压器漏感电流波动较大,但合成的总电流只是励磁电流之和,纹波较小,电流的仿真波形如图3所示。

主电路采用4路交错并联的方式,则总电流的纹波ΔI=ΔILM/4,额定电流为62.5 A,依据3%电流纹波的要求,ΔI≤1.875 A,ΔILM≤7.5 A。

原边励磁电感决定了电路的纹波特性。励磁电感电流纹波:

根据式(6)计算得,LM≥38.4 μH既可。

3 输入电流恒流控制

主电路部分由两组并联,每组电流都是其两个励磁电流的叠加,总电流与boost电路的输入电感电流相似,可将其简化为boost电路模型进行闭环控制的设计。每组电路分别作电流检测以进行单路的恒流控制,可以很好地实现两路均流。

4 实验结果及波形

为验证以上分析的合理性和有效性,笔者研制了一台3 kW的试验样机。采用了两组电路移相交错并联的方式,电路具体的设计参数如下:Vin=48 V,Vout=400 V,Pin=3 kWm,原副边匝比n1/n2=11/18,Cc=4.7 μF,Cs=4.7 μF,开关管选用IPP110N20N3,副边二极管选用MUR3060WT;变压器磁芯选用 EE55型,原边使用铜箔,副边使用多股漆包线并绕。

在满载情况下Vds和Vgs的波形如图4 所示。可见在满载情况电路很好地实现了软开关,有效地提高了能馈负载系统的效率,并且减小了变换器的EMI,系统多级连调时减小对其他模块的干扰;流过副边开关电容的电流波形如图5所示 ,利用开关电容不同时期的充放电实现副边的进一步倍压;效率曲线如图6所示,在全范围的负载范围内都保证了较高的效率,在实际应用中,会有很多时间对测试电源进行半载或者轻载测试,全范围的高效率很有意义。

5 结束语

本研究设计的电路经实验证明可以很好地满足能馈负载系统中直流增益模块的要求。该电路通过有源箝位抑制了开关管的电压尖峰,利用漏感实现软开关,提高效率。其输入并联模式很好地减小了输入电流纹波,满足了拉载电流纹波要求;输出串联增大了变流器的增益,满足高增益要求。

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交错并联篇5

关键词：Boost,交错并联,软开关,有源箝位,反向恢复

0 引言

新能源和锂电池技术由于无污染,绿色环保得到广泛关注和运用[1]。但新能源和锂电池的输出电压一般都比较低,而且新能源电压变换范围较宽,一般需要经过升压DC/DC变换器之后,才适合输入后级逆变器。Boost电路有着输入电流连续,拓扑精简、效率高的特点,通常运用在PFC电路中[2],是一个合适的拓扑选择。而随着越来越高的功率等级需求,通常采用多路Boost电路交错并联的技术。该技术每路电流仅有原来的几分之一,即可以减小输出电流纹波,保护了电源和负载,又可以降低开关损耗和减小电感体积[3]。交错并联技术虽然可以降低开关损耗,但是开关管仍工作在硬开关状态,开关损耗较大,引起严重的EMI问题[4]。文献[5]实现了零电流开通,但是主开关管仍然是硬关断。

文中将两个Boost电路交错并联,再附加辅助电感和有源箝位电路,提出了一种新型的交错并联Boost拓扑。与传统Boost电路相比,该变换器的所有功率开关管在整个开关周期都处于软开关工作状态,减少了开关损耗,提高了变换器的效率。箝位电路的存在,消除了二极管反向恢复电流问题,也提高了这部分的关断损耗。整体上提升了整个变换器的效率。

1 电路拓扑及工作原理

1.1 变换器拓扑结构

有源交错并联Boost电路如图1所示,图中Q1、Q3是主开关管,L1和L2是完全相同的两个电感,Ls是辅助电感,Q2和Q3是实现软开关的辅助开关管,C1和C2是辅助电容。

1.2 工作模态分析

交错并联Boost电路的开关过程如图2所示,波形如图3所示。分析之前假设:(1)所有器件为理想器件;(2)L1=L2;3.输出电压恒定不变。另外由于电路的对称特点,因此本文仅分析Q1一路的换流过程,具体分析如下:

(1)阶段1(t0~t1),在t0-时,所有开关管均关断,整流二极管D2导通。t0时刻,Q1导通,L1两端为输入电压,故电流上升,由于而L1、Ls上的电路均不能突变,因此Q1的电流缓慢上升,实现了零电流开通。此时各电感电流中iL1上升,iL2下降,iLs下降,电流变化率为:

(2)阶段2(t1~t2),Ls的电压下降到零并在输出电压的作用下,开始反向增长。当增长到二极管D2截至。电容C2开始与Ls谐振,将C2的能量经过Q4的体二极管转移到Ls上,Ls上的电流继续上升。

(3)阶段3(t2~t3),t2时刻,C2的电压降低为0,Q4体二极管关断,Q3体二极管导通,使得C2的电压被箝位在0。L2和Ls串联,电流开始上升,上升速率为:

(4)阶段4(t3~t4),t3时刻辅助开关管Q2导通,导通前两端电压被导通的主开关管Q1箝位在零,实现了零电压开通。Q2开通不影响主电路。

(5)阶段5(t4~t5),t4时刻,开关管Q1关断,L1和Ls上的电流对C1充电,因此Q1两端的电压从零开始缓慢增长,实现了零电压关断。其中:

(6)阶段6(t5~t6)t5时刻,C1的电压上升到输出电压,二极管D1导通,并将C1箝位在输出电压Ubus。电感L1、Ls的电流开始下降,L2继续上升,变化率为:

(7)阶段7(t6~t7)t6时刻,iL2=iLs,Q3的体二极管关断,L1、L2、Ls电流均下降,变化率为:

(8)阶段8(t7~t8)t7时刻,开关Q2关断,因为C1箝位在输出电压,实现零电压关断。该过程不影响主电路。

t8时刻,Q3导通,电路的对称性可推断过程与Q1相似,这里不再具体分析。波形图如图3所示。

2 关键参数设计与讨论

2.1 辅助电感Ls设计

电路中L1、L2、Cbus都可依据纹波要求按照传统规则设计,而辅助电感Ls成为变换器设计的核心部分。辅助电感取决于主开关管开通时间,保证开关频率达100 k Hz不影响正常电路工作以及交错换流。综合L1上伏秒平衡公式[6]:

其中Δt1、Δt2、Δt3、Δt4是L1上电流在Q1开通时依次上升下降时间。由此综合考虑,L1=L2=22μH,Ls=4μH。

2.2 辅助管脉冲宽度设计

辅助开关管Q2、Q4的脉宽设计,取决于主开关管Q1和Q2实现零电压关断需要的时间,又要在对称主开关管开通前关闭。本设计中辅助管先于主开关管开通Δt1=0.5μs,后于主开关管关断Δt2=1.0μs。

2.3 辅助电容设计

由上述模态分析可知,辅助电容C1、C2越大,可以减少关断损耗,但是同时储存的能量(1/2CU2)越多,和电感Ls谐振时的电流峰值越大,会造成导通损耗的增加,因此需要综合考虑。最终选取2.2 n F。

3 实验验证

为验证原理,研制了一台原理样机,参数为:四个开关管为型号IRFP4468PBF的MOSFET(100 V,95 A),二极管选用STPS60150C的肖特基二极管(150 V,60 A),其他参数是输入12 V,输出15 V,开关频率100 k Hz。实验结果如下:

如图4(a)所示,主开关管实现了零电流开通,关断过程只有一个很小的重叠区域,验证了实验原理,实现了软开关的功能。

如图4(b)所示,辅助开关管在开通和关断时刻都实现了ZVS,因此辅助开关管的使用并未带来过多的开关损耗,与原理相符合,验证了前文的分析,肯定了拓扑的价值。

4 结束语

本文提出了一种新型的交错并联软开关Boost电路,实现了零电流开通和零电压关断,消除了二极管反向恢复问题,极大的改善了硬开关具有的EMI等问题。辅助开关管也实现了ZVS,整体上提高了拓扑效率。

参考文献

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交错并联篇6

1.1三重交错并联电路的闭环控制技术

图1为N重交错并联Boost PFC电路简化拓扑结构图,它的主要特点是在交错并联控制器的协调下,同一时刻各支路的状态交错相异。在现有的BCM双重交错并联Boost PFC技术中,应用较多的是主从控制模式[1,2]。例如在基于开环主从控制的双重交错并联电路中,首先选择一条支路为主支路,让其结合电感电流过零检测(ZCD)实现自主工作在BCM模式;另一条支路为从支路,它的开关控制信号是通过将主支路的开关控制信号延迟一定时间而获得。该控制方法较易实现,但是存在一个明显的弱点,由于两支路间只是简单的主从开环控制,一旦出现两支路间器件不匹配或是控制开关时间出现扰动,造成了从支路进入CCM模式,则该误差将会一直持续下去无法消除,从而对整个电路的正常工作造成影响。

若将各支路组成相互制约的闭环交错控制系统,则可以有效地避免上述问题的发生[3]。下面便以N=3即三重交错并联电路为例进行阐述。

根据拓扑结构的不同,可将闭环交错控制分为3种:并行交错型;一对多型;环链型。

图2是3种交错并联控制方式的结构简图,它们的主要区别在于电路中开关周期检测及相位发生器与信号选择器之间连接方式的不同。Vgs是开关的开通控制信号,ZCD是电感电流过零信号,PS是相移信号。开关周期检测及相移发生器模块的作用是:结合其所在支路的开关开通信号与电感电流过零信号,计算出上一开关周期所用时间。然后根据计算出的周期时间向其他支路发出相移控制信号(对于三重交错并联电路, 将另外两条支路的延迟时间分别设定为1/3和2/3开关周期, 即以此相移120°)。信号选择器将其所在支路的电感电流过零信号与其他支路发来的相移信号进行汇总和选择,规则是直到最后一个信号接收到以后,输出正信号至RS触发器,发出所在支路的开关开通控制信号。而开关的关断则是由每个支路的PWM比较器来控制。由上述可知,若其他支路的移相信号较本支路的ZCD信号晚到达信号选择器,那么该支路将在接下来的一个周期工作在DCM模式。

1.2并联交错控制技术的抗扰动性能分析

先对并行交错型控制方式的抗扰动特性进行分析。如图2 (a)所示,所谓并行交错控制,即每一支路均影响其他支路的开关控制信号,各支路间相互制约,互为主从。

首先考虑开关控制信号发生扰动时对交错控制的影响,如图3(a)所示为第二支路在第n周期时开关的开通时间增加的情况。在扰动信号被引入前,电路正工作在理想的BCM模式下,各支路的开关开通时间均为Ton,周期均为TN,Vgs2较Vgs1延迟1/3TN ,Vgs3较Vgs2延迟1/3TN 。为使表述更加简洁明了,当某支路在某一周期所接收到的来自另外两支路的相移延迟信号重合时,即将其作简化表达。

例如在本例中有PS2(n-1)=PS2_1(n-1)=PS2_3(n-1)。

在扰动引入前,第二条支路的电感零电流检测信号与相移控制信号重合,即:

当扰动信号引入后,该周期的时长增加了 ΔtN,即:

由此根据算法可求出第三支路相移控制信号的变化:

即第三支路的第n+1周期的控制信号延迟4/3ΔtN ;则第一支路第n+2周期的相移控制信号为:

即第一支路的第n+2周期的控制信号延迟5/3ΔtN ,以此类推,第二支路第n+1周期:

第二支路的第n+2周期的控制信号延迟2/3ΔtN ;

即第三支路的第n+2周期的控制信号延迟1/3ΔtN 。至此,电路的三条支路又回到了理想的BCM工作状态,总共用了两个周期的时间。

如果开关控制信号的扰动导致某一周期电路的开通时间缩短,如图3(b)所示。第二支路在第n周期开关控制信号发生扰动,导致T′N=TN-ΔtN,则第三支路第n+1周期的控制信号将发生变化:

而第二支路第n+1周期的控制信号为:

由此可知,经过一个周期,电路回至理想状态。

当开关控制信号发生延迟时,如图3(c)所示,第二支路第n+1周期的ZCD2(n+1)信号将会向后延时 ΔtN。而第三支路的第n周期相移信号为:

相应地第一支路第n+1周期相移信号为:

至此,经过一个周期,电路回到理想状态。

综上所述,对于并型交错控制方式,当电路发生扰动时,开关信号在两个周期内即可进行有效的校正,重新回到BCM工作状态。

而对于环链式和一对多式,也能够在两个周期内完成校正,具体情况会存在一些差异。通过三种方式的对比可发现: 并行交错式并无固定主从关系,可以看作各支路互为主从,它的结构最为复杂,但是对系统扰动的响应最迅速,如果电路中部分支路出现故障无法运行,或需要断开部分支路(例如在轻载的情况下),则剩余支路依旧能够保证正常工作,稳定性最强;环链模式也无主从关系,并且结构最为简单,对系统扰动的响应相对慢一些(但是校正周期不会超过两个开关周期),因其为环链结构,因此一旦任何一条支路出现故障或其他情况导致无法运行,则整个交错控制系统无法正常工作,稳定性最差。一对多式则和传统的主从模式较为相近,类似于一主对多从, 它的特性则介于上述两者之间。

2在光伏微型逆变系统中的应用

从20世纪50年代第一块硅太阳电池的问世至今,光伏发电技术在经过了半个多世纪的发展后已走入当今生活的方方面面。其中交流模块式光伏逆变[8],是将每个光伏器件均与一个逆变器构成一个单独的光伏发电系统模块,即每个光伏器件都有着自己的最大功率跟踪电路,因此其具有较高的安全性和更大的灵活性。鉴于多重交错并联BOOST PFC电路在中小功率电路中的突出优势,若将它应用于这类小功率光伏逆变器中,对光伏发电的电能质量和效率的提升均有一定的作用。

为了验证微型逆变器模型的效果,利用Matlab/Simulink中的SimPowerSystem功能模块,分别搭建了太阳能仿真模型、自适应变步长最大功率跟踪模型和逆变并网模型。其中,太阳能电池板模块采用工程用数学模型,其技术参数均参照SW200W-P多晶太阳能电池板,在25℃、光照为1 000W/m2条件下,电池板最大功率为200 W,开路电压为36 V,短路电流为7.06A,最大功率点输出电压为29.5V,输出电流为6.78A。该逆变电路中的第一级DC/DC直流升压模块由多重交错并联Boost PFC电路构成,采用变步长自适应最大功率跟踪策略[9]; 第二级DC/AC逆变模块则是由采用SVPWM控制策略的全桥逆变电路构成[10]。从最终的仿真输出波形 (下转第181页)(上接第175页) 图4中可以看出,逆变器的入网电流和电压相位保持高度一致,因此该系统具有较高的功率因数。通过对入网电流的FFT分析,得出其电流总畸变率仅为0.51%,并且入网电流的单次谐波含量最高值也不超过0.08%,具有很好的滤波效果。

3结语

本文提出了三重交错并联Boost PFC电路的交错控制方法,使其工作在BCM电感电流临界模式,在电路各元件参数较理想的情况下,电路具有较强的抗干扰性和快速回复能力,通过各支路协调能够有效解决轻载时输出电压和开关频率升高的问题。随后通过对多重交错并联Boost PFC电路特性分析发现电路电流纹波和电感尺寸均得到显著降低。最后,将该电路应用于交流模块式微型光伏逆变器中,并由模拟仿真验证了其优良特性,为多重交错并联Boost PFC电路在更多领域(如分布式电源逆变器、有源电力滤波器)的应用做了良好的铺垫。

摘要：设计了一种工作在电感电流临界连续(简称BCM)模式下的三重交错并联的功率因数校正升压电路(简称Boost PFC),通过提出的交错协调控制策略使其对电路的内部扰动表现出较强的抗干扰能力和快速恢复能力。并将所设计的电路应用于并网交流模块式微型光伏逆变系统中,通过仿真验证了三重交错并联Boost PFC电路的优良特性。

交错并联篇7

在高功率的电力电子系统中, 由于电流应力过大常会导致器件选型困难的问题, 和将功率开关管并联相比, 将功率变换器并联是更加有效的选择, 随着功率变换器并联结构的出现, 交错技术由此被提出。将交错技术应用到并联功率变换器中, 可以减小系统纹波, 提高系统效率, 使系统具有更好的散热性能和更高的功率密度[1,2]。

在光伏发电系统中, 一般功率等级在100 W~300 W之间的光伏组件最大功率点处的电压范围通常为23 V~38 V, 常需要一级DC-DC变换器进行预调整, 在DC-DC变换器中, buck和boost变换器的效率较高, 其中boost变换器具有拓扑结构简单、输入电流连续、能够适应宽的输入电压范围等特性, 常用在光伏发电系统的第一级预调整中[3,4,5,6,7]。文献[8]中提到, 为了使光伏组件利用率大于98%, 光伏组件端电压幅值波动范围应小于8.5%, 因此为了达到较高的系统转换效率, 光伏组件输出端电压纹波不能太大。基于交错技术优势和提高光伏组件利用率的考虑, 将交错并联boost变换器应用到集中式的光伏发电系统中。

本研究将交错并联boost电路应用于集中式光伏发电系统, 每个变换器分担总电流的一部分, 开关管电流应力成倍减小, 光伏输出电流纹波减小, 电感尺寸减小, 系统因功率扰动造成的能量损耗减小。对每个boost变换器的设计留有余量, 则整个功率转换系统不会因为一个boost变换器故障而工作失败, 系统容错能力增强, 可靠性提高。

1 集中式结构运行分析

基于交错并联boost电路的集中式光伏发电系统结构图如图1所示。

在电流连续工作状态下, 本研究给出了由单个、两个和3个boost电路组成的功率转换系统交错并联时的输入电流纹波和电感电流纹波数学表达式。

对于单个boost电路, 输入电流纹波峰峰值为:

两个boost电路交错并联时, 输入电流纹波峰峰值为:

3个boost电路交错并联时, 输入电流纹波峰峰值为:

本研究通过仿真电路谐波傅里叶分析, 得到两个boost电路和3个boost电路交错并联时, 电感电流和输入电流谐波分布情况如图2、图3所示。

从图2 (a) 和图2 (b) 中可以看出, 在两个boost交错并联电路中, 相对于电感电流纹波扰动, 输入电流纹波扰动程度减小, 基波频率提高一倍, 是开关频率的两倍。

从图3 (a) 和图3 (b) 中可以看出, 在3个boost交错并联电路中, 相对于电感电流纹波扰动, 输入电流纹波大幅减小, 基波频率提高两倍, 是开关频率的3倍。

因此, 通过采用交错并联技术可以有效减小光伏组件的输出电流纹波幅值, 提高输出电流纹波频率, 可以更为方便地设计滤波电路, 减小boost电路设计尺寸, 提高boost电路的效率和功率密度。

2 控制策略

功率转换系统boost变换器由交错开关信号控制, 交错开关信号有相同的频率和相位偏移。在连续状态下, 由于电感等效电阻和开关导通关断时间的不同, 导致boost变换器之间的电流可能不平衡[9,10], 本研究采用如图4所示的控制结构, 确保总电流均匀地分配到每一相的boost变换器中。通过建立交错并联boost的状态空间方程, 求得小信号模型和电压电流开环传递函数, 设计合理的补偿环节, 获得良好的稳态和动态性能。

以两相交错并联boost电路为分析对象, 当交错并联boost变流器工作在CCM状态时, 只能工作在状态1~状态4这4种等效子电路中, 交错并联电路各等效子电路如图5所示。以输入电容C两端电压V, 流经电感L1电流i1, 流经电感L2电流i2作为状态变量, 以光伏电池输入电压ipv, 交错并联boost电路的输出电压Vo为输入变量, 建立空间状态方程。

变换器的各等效子电路的状态平均空间方程为:

式中:X—状态向量, U—输入向量。

在dn⋅Ts期间n=1, 2, 3, 4。

变换器的状态平均空间方程可写为:

式中:x—状态变量, u—输入变量, d—占空比。

由公式 (5) 可得变换器的小信号模型为:

其中:

在频域内, 公式 (6) 可写为:

由公式 (7) 可得电压开环传递函数为:

由公式 (7) 可得电流环开环传递函数为:

和电压环开环传递函数相比, 电流环开环传递函数存在一个系统零点, 导致系统开环增益较小, 系统稳态性能较差。

未加补偿之前, 电流开环传递函数为:

通过式 (10) 可得电流环系统伯德图如图6所示。

从图6可见系统存在一个零点, 开环增益太小, 会使系统的瞬态性能和稳态精度较差。为此, 需加补偿环节, 改善系统性能, 补偿之后系统传递函数为:

加入补偿后电流环系统伯德图如图7所示。

从图7可以看出, 系统开环增益增大, 在增益交越频率处的斜率为-20 d B/dec, 有65°的相位裕量, 系统瞬态性能和稳态精度得到改善。

3 电路仿真和实验结果

对两个和3个交错并联boost电路组成的功率变换系统进行仿真分析, 系统主要参数如表1所示。

集中式结构下, 电感电流、光伏模块输出电流和输出功率波形图如图8、图9所示。

两个boost变换器工作在交错并联状态的电流稳态波形图如图8所示。由于采用较小的电感值, 每个变换器电感电流纹波较大ΔI1≈3.5 A, 而输入纹波电流ΔI≈2 A, 纹波减小了约43%, 而且纹波频率增大了一倍。

3个boost变换器工作在交错并联状态的电流稳态波形图如图9 (a) 所示, 从图中可以看出, 每个变换器电感电流纹波为ΔI1≈3.2 A, 而输入电流纹波为ΔI≈0.8 A, 纹波减小了75%, 而且输入电流纹波频率是电感电流纹波频率的3倍。

单个、两个、3个boost变换器组成的功率转换系统在相同的步长时各自寻优过程如图9 (b) 所示。从图中可以看出, 3个boost变换器交错并联组成的功率转换系统的寻优速度最快, 在暂态过程中的振荡小, 能量损失小, 因此, 采用交错并联boost电路不仅能够提高最大功率点跟踪的速度, 而且能够有效改善系统暂态性能, 减小能量损失, 提高光伏模块利用效能。

由于实验室电流探头等实验设备有限, 另外, 两个boost变换器组成的系统和3个boost变换器组成的系统分析思路基本一致, 下面对两个boost变换器组成的系统进行了实验验证。采用电压源串联电阻来模拟光伏模块, 两个开关管的开关信号如图10 (a) 所示, 开关管占空比为0.56, 两个开关信号有180°的偏移。两个boost变换器的电感电流如图10 (b) 所示, 从图中可以看出, 总电流基本均匀地流过两个boost变换器。

单个boost电路的输入电流波形如图11 (a) 所示, 两个boost交错并联的输入电流波形如图11 (b) 所示, 比较图11 (a) 、11 (b) 可以看出, 采用两个boost交错并联, 电源输入电流纹波大幅减小, 纹波频率提高一倍, 其中电流波形刻度为1 A/div。

4 结束语

本研究利用基于交错并联boost电路的集中式光伏发电结构, 有效地减小了光伏模块的输出电流纹波和开关管的电流应力, 提高了系统的稳定性和可靠性, 而且系统动态性能得到很好的改善, 最大寻优速度加快, 在寻优过程中造成的能量损失减小。同时, 系统在最大功率点处扰动减小, 因扰动造成的能量损耗降低, 在一定程度上提高了光伏模块的利用效率。本研究对风能、燃料电池等可再生能源的应用具有借鉴作用。

摘要：为了减小光伏发电系统因功率扰动造成的能量损耗, 提高光伏发电系统的效率和质量, 将交错并联boost变换器应用于集中式光伏发电系统。在分析交错并联boost光伏发电系统运行特性的基础上, 通过状态空间方程建立了交错并联boost电路的数学模型, 设计了合理的补偿结构, 以提高系统稳态和动态性能。仿真和实验结果表明, 交错并联boost电路用于集中式光伏发电系统, 不仅能够减小光伏模块的输出电流纹波, 而且提高了光伏模块输出电流纹波的频率, 减小了电感设计尺寸, 降低了开关管的电流应力, 提高了系统的功率密度和系统稳定性。

关键词：交错并联,boost电路,集中式光伏发电,状态空间方程

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