IGBT逆变电源（共7篇）
IGBT逆变电源 篇1
0 引言
感应加热电源广泛应用于金属热处理、淬火、透热、熔炼、焊接、热套、电真空器件去气加热、半导体材料炼制、塑料热合、烘烤和提纯等场合, 利用在高频磁场作用下产生的感应电流引起导体自身发热而进行加热。感应加热与气体燃烧加热或者通电加热相比, 具有显著节能、非接触、速度快、效率高、工序简单、容易实现自动化等显著优点。
感应加热电源主要由逆变器、谐振单元、变压器和感应器组成。其中逆变器是一个交-直-交的变流器, 将工频交流电能变换成为几千至几百千赫兹的高频电能。谐振单元和变压器一端连接逆变器, 另一端连接感应器, 将高压变成隔离的低压并进行阻抗匹配。加热时, 感应器中流过强大的高频电流, 在导体内产生感应电流, 因此导体迅速被加热。
1 目前产品普遍存在的问题及原因
虽然采用IGBT取代晶闸管和电子管已经取得了很大的进步, 但目前大多数生产厂商研制生产的感应加热电源设备仍然存在一些普遍问题, 这些问题主要表现为:效率较低、电能和冷却水消耗大;功率元件IGBT容易损坏;输出变压器容易损坏;冷却水回路故障较多;功率因数较低、谐波污染大;设备可靠连续运行性能欠佳。
2 新型数字式IGBT逆变感应加热电源的关键技术
一种新型高频感应加热电源主回路如下图所示, 该产品为全数字式控制结构, 在中央处理器DSP的控制下, 功率器件IGBT工作在零电流开关状态;且直流侧也采用IGBT斩波电路, 这有效提高了设备功率因数、减少输入谐波;此外, 该产品通过多种措施降低系统损耗、提高效率, 使得设备可以采用全空冷结构, 并消除设备来自水系统的故障;基于这种结构, 设备的工作频率为1KHz~100KHz。
2.1 准确可靠的过零软开关IGBT逆变
高频感应加热电源一般均采用谐振软开关控制, 可以大为降低IGBT开关损耗, 且实现自动跟踪谐振频率。
有的产品直流侧没有IGBT斩波电路, 这是一种软开通硬关断电路, 或者是带缓冲的硬关断电路。这种电路的关断损耗较大。采用直流侧IGBT斩波电路后, 可以实现完全的软开通软关断, 并将开通损耗和关断损耗均降至最低。
传统控制电路采用锁相环跟踪系统谐振频率, 但谐振频率较高时, 影响频率跟踪的离散参数比较突出, 频率较高时, 锁相环精度不够, 容易出现脱离软开关的状态, 因此开关损耗增大, 严重时导致IGBT损坏。
举例说明:如果在信号传输回路中产生1uS的误差, 高频状态下就会产生非常大的开关损耗, 如输出频率为40KHz, 输出电流180A RMS时, 1uS的时间加上0.75uS的死区时间的实际角度为25.2度, 此时硬开关电流为108A, 查IGBT性能曲线表, 在40KHz的开关频率下, IGBT损耗将在1200W左右, 与准确的软开关相比, 损耗增加1倍以上, 因此, 在这种情况下, IGBT容易损坏。
因此, 提高控制的准确度是保证IGBT安全运行的前提条件。
新型高频感应加热电源采用DSP进行跟踪控制, 凭借DSP的快速处理能力, 可根据不同工况进行跟踪补偿, 使系统准确度大幅度提高, 谐振频率和相位的跟踪误差大为降低。此外, 系统采用的快速IGBT驱动电路也有助于更准确快速的高频软开关电路的实现。
2.2 DSP运行控制
在新型高频感应加热电源中, DSP的作用举足轻重, 不但要保证准确可靠的过零开关IGBT逆变, 还有比较多的事务需实时处理:采集各种信号用于控制;显示操作界面处理;提供各种运行控制方式;在各种工况下均保证完善的限制保护措施;用户接口, 包括通讯的处理;参数设置、事件和事故的管理。
因此, 合理分配资源, 制定一定的优先级别, 才能保证各项任务有序地执行。
2.3 提高控制电路抗EMI能力
虽然IGBT工作在过零开关状态, 但高频工作时, 仍需尽量提高IGBT开关速度, 降低损耗, 因此电路的dv/dt和di/dt均很高, 其电磁干扰很大。微处理器电路和快速信号处理电路对电磁干扰也相当敏感, 快速准确的频率与相位跟踪也对EMI提出更高要求。因此, 在高频感应加热电源中, 尤其对于全数字式产品, 提高控制电路的抗EMI能力是系统稳定运行的保障。
3 各种类型感应加热电源产品性能比较
4 结论
传统感应加热电源产品存在损耗大、功率因数低、系统故障多、运行可靠性不高等缺陷。
新型数字式IGBT逆变感应加热电源通过采取IGBT软开关等措施降低系统损耗, 提高了效率;通过采用DSP实现全数字式控制, 不仅提高了系统跟踪和控制准确度, 而且系统的可靠性和先进性也得以提高;通过直流侧IGBT斩波电路结构, 不仅实现了逆变IGBT的过零开通和过零关断, 而且提高了装置的功率因数。
摘要：本文通过分析现行感应加热产品普遍存在效率低、可靠性差等问题的原因, 引入一种高效率数字式IGBT逆变感应加热电源, 并介绍其关键技术和节能情况。
关键词：IGBT,数字式,效率,可靠性
参考文献
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IGBT逆变电源 篇2
目前,高频感应加热电源的输出功率调整主要是通过改变逆变器的输出频率或改变逆变器的输入直流电压方式来实现的[1]。改变逆变器的输出频率实现输出功率的调节,其缺点是逆变器的负载为感性,特别是在轻载时逆变器的输出功率因数很低,开关损耗大。通过控制逆变器实现功率控制就能改变这一缺点。
脉冲密度调制D C/A C逆变器是利用串联谐振负载的储能,对逆变器的开关采用脉冲群控制的方式,在一个周期内通过控制连续开通脉冲信号和连续关断脉冲信号的比例(占空比)来控制输出功率。
传统的P D M实现方式是用许多计数器以及一些P W M专用芯片来实现的,这种方法稳定成熟,但控制电路复杂。提出了一种用C P L D来实现脉冲均匀调制的方法,这种方法简单易行,开发周期短,电路简单,体积小,而且频率跟踪范围宽,开关管可工作在零电流关断(zcs)和零电压开通(zvs)状态。
1 电路结构
图1是脉冲均匀控制串联谐振逆变电源的主电路图。主电路包括三相不可控整流电路,电感,电容滤波,电压型单相桥式逆变电路(采用I G B T作为开关器件),以及串联谐振电路。
如图2所示,整个控制系统以C P L D作为主控芯片,包括频率跟踪电路、驱动电路、检测电路以及显示电路。
整个系统的工作过程简要介绍如下:三相电流输入,经过整流电路成直流,然后经过滤波得到更稳定的直流作为逆变器的输入;逆变桥的开关管由C P L D进行控制,V T 1、V T 4导通电流正向通过负载,V T 2、V T 3同时导通电流反向通过负载,实现直流变交流,为保证逆变成功,必须保证上下桥臂的开关管不能同时导通,否则会逆变失败[2]。图1中,TI的电流检测以及电路中的电压检测是为了保护电路,实现过流过压保护;T 2的电流检测是实现负载的频率跟踪,保证系统的最高工作效率。
2 脉冲密度控制功率原理
密度调节功率控制的基本思路是假设总共有N个调功单位,在其中M个调功单位里逆变器向负载输出功率,而剩下的(N-M)个单位内逆变器停止工作,负载能量以自然振荡形式逐渐衰减,输出的脉冲密度为(M/N)%。输出功率的调节是通过控制图1中的IGBT使VT1、VT4与VT2、VT3交替工作实现。
其工作过程如下:如图3所示,假如开始状态V T 1、V T 4导通,V T 2、V T 3关断,这时电流由a→b为正,然后V T 2、V T 3导通,V T 1、V T 4关断,这时电流反向实现D C/A C变化。图4(a)是没有进行功率控制的状态,VT1、VT4与VT2、VT3轮流导通,即N=4,而逆变器输出功率单元M=4,所以这时候是满功率输出。由于VT1与VT4控制信号相同,VT2与VT3相同,实现输出功率时,只需控制同一桥臂的上下开关的导通,后一桥臂正常导通关断。V T 2与V T 4与图4(a)中的V T 3与V T 1的控制信号相同。如图4(c)所示,输出只有2个周期,即M=2,这时输出功率为5 0%。这样输出功率就跟脉冲密度联系起来了,同理可以控制输出使M为1、3。N越大,M能取的值也越多,功率级数也越多。因此通过改变逆变器输出电压方波密度就可改变输出功率[3]。
3 控制电路实现
采用Altera MAX II EPM1270芯片做试验,它包括1270个LE相当于40000门数,8K用户可用flash,116个I/O口。采用Quartus II 5.1进行编程下载仿真。
图5为C P L D脉冲均匀密度控制逻辑模块框图,其中主要包括了脉冲分配控制信号、脉冲分配、脉宽计算和死区时间设置以及P W M脉宽控制4个模块[4]。
4 脉冲密度控制整体的仿真与试验
图6、图7分别给出了以Quartus II5.1为软件环境,脉冲密度为2/16、4/16时的仿真结果图。图8、图9是下载到Altera MAXIIEPM1270芯片N=16,M分别为2、4的试验波形图。图10、图11分别是功率值为1/2、1时的实验波形。
输入电源fs=50Hz,单相220V,输出功率P0=1k W,谐振频率f0=100k Hz,负载等效电感L0=26μH,负载等效电阻R0=6.5Ω。
5 结论
提出了采用C P L D实现脉冲均匀调制功率控制逆变器的策略,C P L D承担了P W M波生成、密度调节以及死区时间控制的任务,使逆变器始终工作在谐振状态,提高了开关的利用率。
仿真与试验结果证明了该方案的可行性,该方案具有可靠性高、有效减少控制板的体积、电路简单、易于实现、易于高频化等优点。只能实现有级的功率调节是其缺点。
摘要：采用CPLD实现一种脉冲均匀密度的功率调节(PSM)的100kHz串联谐振逆变电源,其具有控制电路简单,可靠性高等优点。介绍了脉冲均匀调制的原理及其CPLD的设计实现,给出了CPLD程序模块图以及仿真波形和试验结果,证明了其可行性。
关键词：CPLD,脉冲密度,逆变器
参考文献
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IGBT逆变电源 篇3
国内外大多数光伏发电系统是采用功率场效应管MOSFET构成的逆变电路。然而随着电压的升高,MOSFET的通态电阻也会随着增大,在一些高压大容量的系统中,MOSFET会因其通态电阻过大而导致增加开关损耗的缺点。相比之下,绝缘栅双极晶体管IGBT通态电流大,正反向组态电压比较高,通过电压来控制导通或关断,这些特点使IGBT在中、高压容量的系统中更具优势,因此采用IGBT构成太阳能光伏发电关键电路的开关器件,有助于减少整个系统不必要的损耗,使其达到最佳工作状态。
1 原 理
1.1 系统结构
太阳能光伏发电的实质就是在太阳光的照射下,太阳能电池阵列(即PV组件方阵)将太阳能转换成电能,输出的直流电经由逆变器后转变成用户可以使用的交流电[1]。原理图如图1所示。
逆变器是太阳能光伏发电系统中的关键部件,因为它是将直流电转化为用户可以使用的交流电的必要过程,是太阳能和用户之间相联系的必经之路[2]。因此要研究太阳能光伏发电的过程,就需要重点研究逆变电路这一部分。如图2(a)所示,是采用功率场效应管MOSFET构成的比较简单的推挽式逆变电路,其变压器的中性抽头接于电源正极,MOSFET的一端接于电源负极,功率场效应管Q1,Q2交替的工作最后输出交流电力,但该电路的缺点是带感性负载的能力差,而且变压器的效率也较低,因此应用起来有一些条件限制。采用绝缘栅双极晶体管IGBT构成的全桥逆变电路如图2(b)所示。其中Q1和Q2之间的相位相差180°,其输出交流电压的值随Q1和Q2的输出变化而变化。Q3和Q4同时导通构成续流回路,所以输出电压的波形不会受感性负载的影响,所以克服了由MOSFET构成的推挽式逆变电路的缺点,因此采用IGBT构成的全桥式逆变电路的应用较为广泛一些。
1.2 IGBT的原理
绝缘栅双极晶体管IGBT是相当于在MOSFET的漏极下增加了P+区[3],相比MOSFET来说多了一个PN结,当IGBT的集电极与发射极之间加上负电压时,此PN结处于反向偏置状态,其集电极与发射极之间没有电流通过,因此IGBT要比MOSFET具有更高的耐压性。也是由于P+区的存在,使得IGBT在导通时是低阻状态,所以相对MOSFET来说,IGBT的电流容量要更大一些[4]。表1所示为MOSFET和IGBT的性能对比,其中MOSFET的门栅极驱动损耗是比较低的,但相比于IGBT来说,IGBT的门栅极驱动损耗更低一些。
2 电路设计
逆变电路中的前级DC-DC变换器部分采用PIC16F873单片机为控制核心,后级DC-AC部分采用高性能DSP芯片TMS320F240为控制核心的全桥逆变电路。为了提升太阳能光伏发电逆变器的效率,可以通过降低逆变器损耗的方式来完成[5],其中驱动损耗和开关损耗是重点解决对象。降低驱动损耗的关键取决于功率开关管IGBT的栅极特性[6],降低开关损耗的关键取决于功率开关管IGBT的控制方式,因此针对驱动损耗和开关损耗的特性提出以下解决方案。
2.1 驱动电路
驱动电路是将主控制电路输出的信号转变为符合逆变电路所需要的驱动信号,也就是说它是连接主控制器与逆变器之间的桥梁,因此驱动电路性能的设计是至关重要的。采用EXB841集成电路构成IGBT的栅极驱动电路如图3所示,EXB841的响应速度快,可以通过控制其栅极的电阻来降低驱动损耗,提高其工作效率。EXB841内部有过电流保护电路,减少了外部电路的设计,使电路设计更加简单方便。比较典型的EXB841的应用电路,一般是在IGBT的栅极上串联一个电阻Rg,这样是为了可以减小控制脉冲前后的震荡,而选取适当Rg的阻值则对IGBT的驱动有着相当重要的影响。此次电路在EXB841典型应用电路的基础上,优化IGBT栅极上串联的电阻,使其在IGBT导通与关断时,其电阻随着需要而有所变化。
具体实施如下:采用Rg2和VD1串联再与Rg1并联,当IGBT导通时,由驱动电路内部EXB841的3脚输出正电压,VD1导通,Rg1和Rg2共同工作,因为并联后的总电阻小于每一个支路的分电阻,所以串联在栅极上的总电阻Rg的值比Rg1,Rg2的值都要小,这样使得开关时间和开关损耗随着总电阻值的减小而减少,进而降低驱动损耗。当IGBT关断时,该驱动电路内部EXB841的5脚导通,3脚不导通,IGBT的发射极提供负电压,使得与Rg2串联的VD1截止,Rg1工作,Rg2不工作,此时串联在栅极上的总电阻Rg的值就是Rg1的阻值,这样在关断IGBT时不会因为栅极间的电阻过小而导致器件的误导通,进而提高了工作效率。
2.2 软开关
针对开关损耗,采用软开关技术[7]。软开关技术是相对于硬开关而言的,传统的开关方式称为硬开关,所谓软开关技术就是半导体开关在其导通或关断时的时间很短,使流过开关的电流或加在开关的电压很小,几乎为零,从而降低了开关损耗。实质是通过提高开关频率来减小变压器和滤波器的体积和重量[8],进而大大提高变换器的功率密度,降低了开关电源的音频噪声,从而减小了开关损耗。
当IGBT功率开关管导通时,加在两端的电压为零称为零电压开关,IGBT关断时,流过其上的电流为零称为零电流开关[9]。由于IGBT具有一定的开关损耗,所以采用移相全桥零电压零电流PWM软开关变换器(如图4所示),结构简单没有有损元件,减少了IGBT尾电流的影响[10],进而减少了开关损耗,提高了逆变器的效率。
Q1~Q4是4个IGBT功率开关管,其中Q1和Q3为超前臂,Q2和Q4为滞后臂,Q1和Q3超前于Q2和Q4一个相位,当Q1和Q4关断,Q2和Q3导通时,UAB两端电压等于V1两端电压,电容器C1被电源电压V1充电。当Q3由导通到关断时,电容器C3被充电,电感L1释放能量,使得电容器C1谐振放电,直到电容器C1上的电压为零,使Q1具备了零电压导通的条件,同理可知超前臂Q3的零电压导通原理。当Q1和Q4导通,Q2和Q3关断时,AB两端电压等于V1两端电压,电容器C3处于充电状态,当Q1和Q4持续导通时,电感L2与电容C8产生谐振,因此,电容C8被充电。当Q1由导通到关断时,电容C1被充电,使得C3开始放电,AB两端电压减小,使得C8谐振放电,C8持续放电,最后使得二极管D7续流,Q4的驱动脉冲持续下降直到零,最终完成了Q4的零电流关断。同理可知滞后臂Q2的零电流关断原理。
因此可以说超前臂Q1和Q3分别通过并联电容器C1和C3来完成零电压导通和关断,进而减小开关损耗;滞后臂Q2和Q4则是通过辅助电路中对C8放电,使流过变压器原边的电流减小到零进而完成零电流导通和关断。
3 实验结果
根据以上分析,实验结果如图5所示。
一般电路波形接近方波部分说明其输出含有较多的谐波分量,这样会使系统产生不必要的附加损耗,如图5是采用IGBT的改进电路,其波形很接近正弦波,理想的正弦波其总谐波畸变度为零,但实际生活中很难达到这样的水准,因此基本达到要求,同时由于PIC16F873单片机具有多路PWM发生器,又具有更好的输出正弦波的特点,因此验证了实验的可行性,达到了预期效果。
4 结 语
通过对器件的比较与分析,电路的改进与优化,集成电路EXB841本身内部含有过电流保护电路,解决了绝缘栅双极晶体管IGBT对驱动电路部分的要求,而且减少了外部电路的设计,使得整个设计过程简单、方便。软开关技术则解决了IGBT导通与关断时流过电流与其上电压过大的问题,最终整个系统的驱动损耗和开关损耗大大减少,输出波形是较为稳定的正弦波,进而提高了整个系统的工作效率。
参考文献
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IGBT逆变电源 篇4
关键词：IGBT过电压,吸收电路,仿真,参数选择
1 引言
绝缘栅双极型晶体管IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)作为兼有MOSFET和电力晶体管的新型复合型器件,是一种输入阻抗高,驱动功率小,开关速度高的电压控制型器件,在电力电子领域中得到越来越广泛的应用。但由于IGBT关断过程中很可能产生过电压,在实际电路中IGBT吸收电路(缓冲电路)必不可少。
2 IGBT的过电压和吸收电路
2.1 IGBT过电压的分类
IGBT过电压主要分为关断过电压和换相过电压两种[1]。
(1)关断过电压
IGBT的开关速度很高,关断时会产生很大的di/dt,从而在模块周边的分布电感L上会产生很高的L·(di/dt)(关断浪涌电压),如果对其不加限制,则可能会造成器件的过压击穿。
(2)换相过电压
续流二极管反向恢复时也会产生过电压(浪涌电压)。当IGBT导通时,二极管的电流迅速减小到0而趋向关断,其反向恢复过程使这个电流继续减小到负的最大值,在这个电流再次快速恢复到0的过程中,会产生可观的di/dt,进而会在母线寄生电感上感应出VS=LB·di/dt的电压阻止该电流的减小,这个电压VS和直流电压叠加起来,对IGBT的耐压能力形成威胁。
2.2 IGBT吸收电路的种类和特点
吸收电路也称缓冲电路,是抑制过电压的重要方法之一。
IGBT的吸收电路分为充放电型和放电阻止型两种。如图1、2、3所示,充放电型吸收电路一般分为RC充放电吸收电路、RCD充放电吸收电路和C吸收电路。放电阻止型吸收电路一般分为放电阻止型RCD吸收电路(A)和放电阻止型RCD吸收电路(B)。
如表1所示为充放电型吸收电路,如表2所示为放电阻止型吸收电路类型比较。
3 Matlab/Simulink6.0对IGBT吸收电路的建模和研究
为了研究吸收电路对IGBT过电压的抑制情况,使用Matlab/Simulink6.0对IGBT实际吸收电路建立模型进行仿真分析。通过模拟CM100DY-24A、CM300DY-24A[2](耐电压为1200V,集电极电流分别为100A、300A)两种IGBT模块关断时的过电压情况,比较RC、RCD、C、放电阻止型RCD吸收电路(A)和放电阻止型RCD吸收电路(B)五种吸收电路对过电压的抑制效果,并找出电路组件的最优参数。如图4、5所示。
3.1 CM100DY-24A模块的吸收电路选择与研究
(1)无吸收电路时过电压的情况分析
分析过程中,为了更真实地模拟IGBT在较恶劣环境中的工作情况,仿真过程根据推荐值对模型中CM100DY-24A的参数进行设置。
如图6所示为在不加吸收电路情况下IGBT关断时的过电压情况。从图6中可以看到,在不加吸收电路保护的情况下,IGBT关断时的电压峰值接近900V,这对IGBT的安全工作是很不利的。
(2)采用RC吸收电路对过电压抑制情况的分析
图7采用RC吸收电路后的电路模型(以下几节分别用同样的方法对RCD、C、放电阻止型RCD吸收电路(A)和放电阻止型RCD吸收电路(B)四种吸收电路建立电路模型),吸收电容和电阻串联后并接在IGBT的两端。电阻R的取值不能过大,以获得较好的吸收效果。图8给出了采用此吸收电路后IGBT关断时集-射极电压VCE和集电极电流IC波形。
在小容量、低频IGBT电路应用中RC吸收电路对过电压的抑制作用较好。但同时应该注意到IGBT在开通时集电极电流会有所增加。
表3为对三组不同参数元件的仿真结果及分析。从表3的仿真结果可知,充电电阻的阻值越小,对过电压的抑制效果越好,但同时引起集电极电流上升越严重,且IGBT的开关损耗越严重;而充电电阻的阻值越大,对过电压的抑制越差,引起的电压过冲会越高。
(3)采用RCD吸收电路对过电压抑制情况的分析
图9为采用RCD电路后IGBT关断时集-射极电压VCE和集电极电流IC波形。
表4为对三组不同参数元件的仿真结果及分析。从表4的仿真结果可以看出,RCD吸收电路对过电压的抑制要好于RC吸收电路,与RC电路相比VCE升高的幅度更小。由于可以取大阻值的吸收电阻,在一定程度上降低了损耗。
3.2 CM300DY-24A 模块的吸收电路选择与研究
（1）无吸收电路时过电压的情况分析
CM300DY-24A模块的参数同样根据推荐值进行设置。如图10所示,无吸收电路时IGBT关断时的过电压接近900V。由于大功率的IGBT电路所能允许的主电路寄生电感更低,在这样的IGBT模块应用中,充放电型RC和RCD吸收电路已经不再适用,以下主要讨论C吸收电路和放电阻止型RCD(A)和RCD(B)。
(2)采用C吸收电路对过电压抑制情况的分析
图11为采用C吸收电路后的IGBT关断时集-射极电压VCE和集电极电流IC波形,表5为对三组不同参数元件的仿真结果及分析。
从仿真结果可以看出,采用C吸收电路后VCE普遍会发生不同程度的振荡。在更大功率的电路中,仅采用C缓冲电路已经无法有效抑制关断过电压,且电压振荡的程度更加严重。这时就要采用放电阻止型RCD吸收电路。
(3)采用放电阻止型RCD吸收电路(A)对过电压抑制情况的分析
在放电阻止型RCD吸收电路(A)的电路中,吸收电容与缓冲二极管串联后并联于IGBT的集电极和发射极之间,电阻RS另一端与电源的正极相连。在加放电阻止型RCD吸收电路后,当IGBT的集电极电压高于电源电压时,杂散电感中的能量通过缓冲二极管转储到吸收电容CS中。图12为IGBT关断时集-射极电压VCE和集电极电流IC波形,表6为对三组不同参数元件的仿真结果及分析。
从图12可以看出,放电阻止型RCD吸收电路(A)对IGBT关断过电压的抑制效果较好,但仍有一定的过电压。和C吸收电路相比,这种电路结构不会引起集电极电流的上升,适用于较大功率IGBT电路。
仿真结果表明,使用这种吸收电路时,IGBT的关断电压仍然会高于电源电压。电路中吸收电阻的取值不能过大,否则会导致关断时的过电压较高。增大吸收电容的取值有利于抑制过电压,但电容值过大会增加吸收电路的成本,需要综合考虑。
(4)采用放电阻止型RCD吸收电路(B)对过电压抑制情况的分析
放电阻止型 RCD 吸收电路(B)电路也称交叉式吸 收电路。图 13 为采用放电阻止型 RCD 吸收电路 (B)后 IGBT 关断时的波形。由于其寄生电感更小， B 型吸收电路过电压抑制效果优于 A 型吸收电 路。表 7 为对三组不同参数元件的仿真结果及分 析。
仿真结果表明,在电路功率较大时,B型吸收电路抑制过电压的效果明显优于A型吸收电路,但B型吸收电路的结构更加复杂,使用的元件数量比A型多一倍,这又增加了实际应用中吸收电路的成本。因此在工程实际中,当IGBT的开关频率与母线电压较低时,考虑使用A型吸收电路即可满足要求。当IGBT的开关频率较高、电路功率较大时,应使用B型吸收电路,以更好的抑制过电压,保护IGBT的安全。
4 结论
对IGBT吸收电路的两大类共5种吸收电路都分别建模并进行了仿真研究。其目的和意义在于使所建立的模型尽可能接近实际应用情况,从而可以通过运行仿真模型来模拟实际电路的运行过程,使最终得出的结果可以有助于实际应用,为相关电路的设计过程提供指导。
参考文献
IGBT逆变电源 篇5
关键词：Saber,IGBT逆变桥,缓冲电路,RCD
一、引言
IGBT作为电力电子变换技术的重要器件, 其工作频率经常高达20k Hz~50k Hz, 即使大容量应用一般也在5k Hz, 因此很小的电路电感就可能引起很大的Ldi/dt, 从而产生过电压危及IGBT的安全, 故IGBT缓冲电路的功能在于对开关过程中过电压的吸收和抑制[1]。传统RCD缓冲电路中, 由于使用电阻来为缓冲电容提供放电通路, 消耗了部分能量, 降低了电路的效率, 且发热量大, 因此研究一个实用的适用于桥式逆变器的无损缓冲电路对于电力电子技术的发展和我国各行各业的生产、节能、环保等方面都很有意义[2]。
二、无损缓冲电路的原理及设计
一般无源无损缓冲电路有以下两个共同点:1、需要有缓冲吸收元件, 用来控制开关器件的瞬变电流和瞬变电压, 实现开关的零电流开通和零电压关断, 故一般都串联一个开通缓冲电感和并联一个关断缓冲电容。2、需要有缓冲吸收元件无损释放所吸收能量的辅助电路, 或是转移其吸收能量的其他储能元件及其无损回馈电能的辅助电路[3,4]。
图1是传统钳位式RCD缓冲电路。该电路将电容上过冲能量部分送回电源, 因此损耗较小, 被认为是适合大功率IGBT的缓冲电路[5,6]。
一般无损吸收电容能量的恢复大多需要电感作为能量转移的中间环节, 结合图1 RCD缓冲电路中电容能量的转移路径, 本文考虑用电感元件替代RCD电路中的电阻元件, 并且为了避免振荡, 串联一个导流二极管。
又考虑到在上述缓冲电路工作的过程中, 当IGBT开通时, 对管缓冲电容充电和对管放电电感的影响, 增加了开通缓冲电感, 布置位置按照电路的要求串联在两个开关之间的主电路中[3]。
钳位式无源无损缓冲电路如图2所示。此缓冲电路的特点在于缓冲电容与辅助放电电感及导流二极管串联, 交叉接至直流电源, 可以看出, C1和C2的电压将不低于电源电压。缓冲电容吸收的能量通过一个小电感释放, 既限制了放电冲击, 又不消耗能量, 而且, 小电感中的能量有多个路径可以返回到电源和负载。
分5个阶段对此缓冲电路进行理论分析:
1) igbt_b1稳态导通, igbt_b2关断, igbt_b1两端电压为零, igbt_b1的电流等于负载电流, D3、D4截止。2) igbt_b1关断, igbt_b1电流拖尾下降, 感性负载电流由C1、D3回路和igbt_b2的反并二极管D2续流, igbt_b1两端由引线电感及开通缓冲电感I1引起的关断过电压由C1吸收钳制, C1的电压上升。igbt_b1电压在关断瞬时, 由于D3导通, UC1等于电源电压Ud, 然后随着C1的电压上升, D3截止, igbt_b1电压下降直至等于igbt_b2电压, 等于Ud/2。而当C1的电压大于Ud后, 开始经由电感I4向电源返回能量, I4电流逐渐上升。在D3导通时, I4电流还可以经由D3向负载返回能量。3) igbt_b2开通, igbt_b1电压又等于Ud, 负载电流以与前半周期相反方向经igbt_b2流通, C1的电压逐渐降回Ud。igbt_b2开通瞬间, 电源经C1、D3、I1、I2和igbt_b2向C1充电, I4电流由D3、I1和igbt_b2流通, igbt_b2稳态导通后, I4剩余能量主要由C1返回电源和经igbt_b2向负载返回能量。4) igbt_b2关断, 过渡过程与igbt_b1关断相似, igbt_b2相应电量的变化与igbt_b1对偶。相似地, igbt_b1两端电压瞬时降为零, 又上升至Ud/2。5) igbt_b1又开通, igbt_b1电压降为零, igbt_b1电流在引线电感、缓冲电感以及感性负载作用下逐渐上升, 然后igbt_b1进入稳态导通。
三、Saber仿真软件介绍
Saber是美国Analogy公司开发并于1987年推出的模拟及混合信号仿真软件。Saber可同时对模拟信号、数字信号以及模数混合信号器件进行仿真。适用包括电子学、电力电子学、电机工程、机械工程、电光学、光学、水利、控制系统以及数据采样系统等等[7,8,9,10]。 (表1)
四、仿真分析
4.1传统RCD仿真电路与结果分析
图3是由传统RCD缓冲电路构建的H桥逆变电路, 图4是逆变桥缓冲电路的仿真结果。IGBT关断时, 吸收电容C1两端电压升高, 随后震荡衰减, 最终电压稳定在电源电压。IGBT开通时, 流过吸收电阻的电流尖峰大, 下降快, 流过能量返回电路电阻的电流上升快, 随后逐步衰减。由输出电阻R两端电压波形可以看到, 开关管开通或关断时, 电压呈缓慢上升或下降的趋势, RCD缓冲电路对抑制开关电压尖峰起到了较好的效果。
4.2无损缓冲电路仿真结果分析
本文采用Saber电路仿真软件作了IGBT逆变桥无损缓冲电路的仿真分析, 仿真元件均选自Saber软件内部的仿真元件库。其中IGBT驱动为正电压15V占空比为40%的方波信号, 吸收电容C1、C2、C3、C4均为2u F, 缓冲电感L1、L2、L6、L7均为10u H, 能量转移电感L3、L4、L8、L9均为20u H。
图6是开关管IGBT1及其相对应的缓冲电路元件的电压电流仿真波形, 从图中可以清晰地看到电路各元件的工作状态变化。
其中L1为电流通过IGBT1后的缓冲电感, IGBT1导通时, 通过电感L1的电流缓慢上升, IGBT1关断时, 通过电感的电流缓慢下降, 达到电流缓冲的要求。V (IGBT1) 为IGBT1工作时源极与漏极之间的电压, 当V (IGBT1) 电压为300V时IGBT1处于关断状态, 缓冲电路开始工作, 二极管D3导通, 缓冲电容C1的电压上升, 然后辅助电感回路放电, 能量返回至电源, C1的电压随之下降, 直至电流为零。下一个周期关断时再次重复这一过程。在开关导通过程中, 关断缓冲电路不参与电路工作, 不影响电路正常工作特性。图6中V (R) 为输出负载电阻R两端电压, 可以看到在开关开通和关断时, 电流上升和下降缓慢, 没有尖峰电压对开关管的冲击。
五、结束语
本文提出的IGBT逆变桥无损缓冲电路在使IGBT正常工作的同时, 可靠抑制了IGBT关断时的过电压, 并且IGBT工作状态转换的过程没有改变。与传统RCD相比, 吸收缓冲效果更佳, 且没有增加附带能量损耗, 达到了理想的工作效果, 本文设计缓冲电路较为实用。
参考文献
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[4]张承宁.基于Pspice的IGBT缓冲电路分析[J].计算机仿真.2003, (07) :107-110.
[5]赵芬.IGBT模型仿真研究[M].合肥:合肥工业大学, 2010.
[6]李序葆, 赵永健.电力电子器件及其应用[M].北京:机械工业出版社, 1996.
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[8]冯勇, 叶斌.IGBT逆变器吸收电路的仿真分析与参数选择[J].电力机车技术.1999, (02) :12-14.
[9]邹华昌, 乔江, 宋浩谊.开关电源的缓冲电路设计[J].微电子学.2008, (01) :141-144.
IGBT逆变电源 篇6
目前地铁在用ONIX1500型牵引逆变器在5、6、8号线运行已超过5年、3号线超过10年, 当前工作故障频发并呈大幅上升趋势。对列车安全运营造成严重影响。通过梳理分析, 发现主要故障点集中在IGBT损坏上。ONIX1500型牵引逆变器所采用的IGBT为特殊订制器件, 无法采购。为此, 进行技术革新, 解决了备件问题, 并进一步改善牵引模块的工作性能, 提高了列车运营的安全性与可靠性, 降低了维护成本。
二、主要研究内容
1. 剖析牵引逆变器结构特点, 掌握其工作原理
(1) ONIX1500型牵引逆变器的工作原理
逆变相模块 (图1) 是牵引逆变器的核心部件, 它的主要功能是牵引时将触网的1 500V直流电通过脉宽调制方式 (PWM) 逆变成电压、频率可调 (VVVF) 的交流电, 给三相交流电机供电, 它可降低低速时的转矩脉动, 可产生近乎完美的正弦波电流输出, 并减少电机发热及涡流损耗。在制动时将能量回馈到电网 (再生制动) 或消耗在制动电阻上 (能耗制动) 。
(2) 驱动控制板的工作原理
驱动板是ONIX1500系列牵引逆变器的核心控制部件, 它主要用于驱动IGBT通断、监控电源电压、反馈故障信息等功能。
①电源电路 (图2) 由次级绕组带中心抽头的隔离升压变压器TR1、桥式整流二极管D8、D9、D10、D11、滤波电路R34、C15、R35、C16, 三端集成稳压芯片U6、U7、保护二极管D18、D12、电源指示灯DS1、DS2、消振电容C13、C14及滤波电容C17、C18组成。工作中隔离变压器的一次侧输入电压为±24V、35k Hz的矩形波, 二次侧输出为±48V、35k Hz的矩形波, 输出电压经单相桥式整流、RC滤波后电压变为43V左右, 经变压器中心抽头分压后, 分为±20VDC。分压后的电压经三端集成稳压芯片U6和U7稳压后输出+15VDC和-12.5VDC。C13、C14是消振电容, 起到防止稳压器产生自激振荡。C18、C17是滤波电容, 构成低通滤波电路。这样利用大容量的电解电容将中、低频信号滤除, 利用小容量的无极性电容将高频信号吸收掉, 使电源所含有的谐波分量不进入或少进入电路。
②驱动电路 (图3) 由晶体管T5、驱动芯片U3、U4、稳压管D16, MOSFETT1、T3组成。驱动芯片U3、U4采用的是TC427, 当输入信号是高电平时, 栅源极电压>开启电压, 芯片饱和输出为电源正电压。当输入信号是低电平时, 栅源极电压<开启电压, 芯片截止输出为电源负电压。驱动芯片U3所加的是正电源电压 (+15V、0V) , U4加的是负电源电压 (0V、-12.5V) 。D16是稳压管, 稳压值是15V。T1和T3分别是N沟道和P沟道增强型MOSFET, 两个管子以互补的方式工作, 当T1导通时驱动板输出-12.5VDC, IGBT截止;当T3导通时驱动板输出15VDC, IGBT导通。
当T5饱和导通时, 驱动芯片U3、U4均饱和输出高电平, T1导通, T3截止, 驱动板输出-12.5V, IGBT截止。当T5截止时, 由光耦合器U2决定输出与否, 当有输入信号时, 驱动芯片U3、U4均截止输出低电平, T1截止T3导通, 驱动板输出15V, IGBT导通。当没有输入信号时, 驱动芯片U3、U4均饱和输出高电平, T1导通, T3截止, 驱动板输出-12.5V, IGBT截止。
③保护电路 (图4) 具有正负电源欠电压保护的功能。该电路由芯片LM293、电阻R63、R58、R54、R56、R68、R67、R66、R65、D2、D22等组成。LM293是低功耗双电压比较器, 其两只运算放大器并联构成线与电路, 均接有正反馈电阻做非线型应用, 分别用于正负电源欠电压保护, 其中用于正电源欠电压保护的运算放大器的等效电路如图5所示。
根据电工学叠加原理可得计算公式如下:
式中:R56=6.19k、R58=10k、R63=205k, 反相端电位被稳压管D2限幅在4.7V, 运放正相饱和时输出电源电压Uo=15V, 反相饱和时输出电源负电压Uo=-12.5V。分别代入式中得:Ui正相饱和=11.8V;Ui反相饱和=13.1V。
正电源欠电压保护运算放大器的传输特性如图6所示, 当正电源电压大于13.1V时, 放大器输出为+15V。根据上述结论, 驱动芯片U3饱和, U3的7号脚上输出为高电平+15V, 晶体管T5截止, 驱动板输出与否由输入信号决定。当电源电压小于11.8V时, 输出为低电平-12.5V, 经二极管限幅在-0.7V, 驱动芯片U3截止, U3的7号脚输出为低电平0V, 晶体管T5饱和导通, 驱动板输出-12.5V电压, IGBT截止。
负电源欠电压保护运算放大器的等效电路如图7所示。
根据电工学叠加原理可得计算公式如下:
式中R 6 6=6.8 1 k、R67=6.89k、R68=162k, 反相端电位被稳压管D22限幅在-7.8V, 运放正相饱和时输出电源电压Uo=15V, 反相饱和时输出电源负电压Uo=-12.5V。分别代入式中得:Ui正相饱和=-15.7V;Ui反相饱和=-14.7V。
负电源欠电压保护运算放大器的传输特性如图8所示, 当负电源电压>-14.7V时, 放大器输出为+15V, 驱动芯片U3饱和, U3的7号脚输出为高电平+15V, 晶体管T5截止, 驱动板输出与否由输入信号决定。当电源电压<-15.7V时, 输出为低电平-12.5V, 经二极管D17限幅在-0.7V, 驱动芯片U3截止, U3的7号脚输出为低电平0V, 晶体管T5饱和导通, 驱动板输出电压-12.5V, IGBT截止。
2. 对IGBT功率管 (1 200A/3 300V) 的创新试验
原先使用的是三菱公司为阿尔斯通特殊定制的IGBT, 现选用日立、ABB功率管进行试验, 并对其关键技术参数进行了横向比较, 结果如表1所示, 保证了试验的可行性。
3. 改进驱动控制板的电气参数
直接使用日立、ABB功率管替代三菱功率管会引起牵引逆变器开通、关断故障。在完成功能性试验以及掌握牵引逆变器工作原理的基础上, 对驱动控制板上的电气参数进行改进, 使改进后的IGBT与驱动板在静态、动态特性上相匹配, 这是本项目的重点、难点所在。
在IGBT改造期间, 虽然模块改进后测试无异常, 但部件装上车运行一段时间后故障就会出现。经分析, 找到原因:由于驱动板带有过电流保护功能, 该功能是通过监控管压降Vce来实现的。
(1) 管压降Vce主要受3方面影响
①工作温度:温度越高, 管压降Vce越大;
②负载:负载越重, 电流越大, 管压降Vce越大;
③器件性能:器件使用时间越长, 性能越差, 管压降Vce越大。
由于在使用日立或ABBIGBT进行替代时, 管压降Vce超出驱动板的设定值, 导致牵引模块不能正常工作, 而落车时由于没有大功率测试平台, 所以很难找到故障。
经过和同类型模块的比较发现该驱动板设定值偏低, 目前牵引模块驱动板设定值是6V左右, 一旦超过就会封锁输出, 通过调整部分参数的值, 将设定值提高15%到7V左右, 在兼顾管耗的前提下, 大大提高牵引模块的工作稳定性, 避免全部更换IGBT部件, 节约了大量成本。
(2) 具体改进方法
①在管子关断时, 运算放大器的反相端参考电压等于8.5V。
根据公式:Ui×R23/ (R23+R24) +Uo×R24/ (R23+R24) =8.5
若代入Uo=6V, 则:Ui=8.6V;
若Uo=-12V, 则:Ui=9.5V。
根据以上公式, 管子关断时的传输特性如图9所示。
从传输特性可以得出, 由于IGBT关断时, 输入电压为15V, 运算放大器输出高电平, 牵引模块可以正常工作。
②在IGBT导通时, 运算放大器的反相端参考电压等于取决于管压降大小, 管压降越大, 传输特性越往右移, 管压降越小, 传输特性越往左移。根据公式:
若代入Uo=6V, 则:Ui=2.3V;
若Uo=-12V, 则:Ui=3.5V。
根据以上公式, 管子导通时的传输特性如图10所示。
由于IGBT导通时, 输入电压为2.6V, 由传输特性可知运算放大器输出高电平, 牵引模块可以正常工作。当对IGBT进行替代时, 由于新器件管压降高, 传输特性右移, 可能存在输出负电压的情况, 使得驱动板封锁输出, 导致牵引模块不能正常工作。
③根据以上分析, 制定驱动板创新方案, 如图11所示。
通过改变R12的阻值, 从原来100k调整到95k, 补偿由于管压降的升高而导致运算放大器反相端的电位上升, 使得传输特性左移, 有效工作区域增加, 在对IGBT进行替代后, 牵引模块仍能正常工作。
4. 上车动态调试
项目小组于2013年3月20日将牵引模块185装车试验, 至今工作正常, 证明了通过改变电阻的阻值来达到与驱动板匹配的方案是可行的。
三、应用效果
1. 应用情况
(1) 工艺应用
形成ONIX1500型牵引逆变器拆装工艺、调试工艺、驱动板单板调试工艺, 被应用在3号线牵引逆变器的架大修和部件修中。
(2) 创新项目
将MBN1200E33E型IGBT安装于ONIX1500型牵引逆变器, 新的IGBT在技术参数上能够满足的牵引模块的电气需求, 通过调整驱动板参数后, 牵引逆变器在列车上运营正常。
2. 经济效益
据统计, 2012年维修牵引逆变器数量为115台, 每台维修平均更换2个IGBT。CM1200HB-66H型IGBT单价为32 000元, MBN1200E33E型IGBT单价为10 000元。计算得出总节省金额为506万元。
3. 社会效益
由于掌握了IGBT驱动匹配技术, 一方面解决了备件问题, 另一方面有效降低了由于IGBT引起的牵引逆变器故障, 提高了部件检修效率。
参考文献
[1]金如麟, 谭弗娃.电力电子技术基础[M].上海交通大学出版社, 2001.5.
IGBT逆变电源 篇7
韶钢热轧宽板生产线是广东省韶钢2005年投资的一条年生产能力120万t, 最宽度可达3450mm的宽厚板生产线, 采用中外合资设计制造模式, 宽板厂主轧线控制系统主要由TMECIE-GE设计供货, 配套的电气驱动和控制设备均是日本东芝公司的产品, 其中TOSVERT-μ/250W系列IGBT逆变器传动设备是宽板厂辊道电机应用最多的设备。
2 传动系统
2.1 变频系统的组成
从三相异步电动机的工作原理已知, 在调速系统中, 改变电机的磁极对数、改变电源频率、改变转差率都可以改变电机转速, 但这三种调速方式都各自存在缺陷, 无法满足现代电机工艺调速范围要求。日本东芝采用一种全数字。矢量控制方式的变频器出现, 刚好弥补上述的不足。它具有性能稳定、响应快、效率高的特点。目前应用较多的是交-直-交间接式的变频装置, 其由整流、中间直流环节、逆变等主要环节组成。整流装置为TOSVERT-PS20w, 逆变装置TOSVERT-μ/250W, 都是采用绝缘栅型功率晶体管IGBT, 开关频率高, 输出波形非常接近正弦波。它们都采用了大容量IGBT, 改善了可靠性, 减少了开关损失以及改善了控制性能。提高了电动机的效率, 使驱动装置成为一个高效率的装置。
2.2 IGBT元件
整流器和逆变器的功率单元均采用IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) , 绝缘栅双极型晶体管, 是由BJT (双极型三极管) 和M OS (绝缘栅型场效应管) 组成的复合全控型电压驱动式功率半导体器件, 兼有M OSFET的高输入阻抗和GTR的低导通压降两方面的优点。GTR饱和压降低, 载流密度大, 但驱动电流较大;MOSFET驱动功率很小, 开关速度快, 但导通压降大, 载流密度小。IGBT综合了以上两种器件的优点, 驱动功率小而饱和压降低。非常适合应用于直流电压为600V及以上的变流系统。下面介绍IGBT在TOSVERT-μ/250W逆变器中的工作流程:
上图1给出了以U相IGBT回路的工作流程 (图中的中性点是抽象的并不是实际的连接) 。U相IGBT回路由IGBT-U和IGBT-X组成, 每个IGBT都并联电容在图中有四种工作模式。下面以正向电流的模式为例:
图1 (a) IGBT-UONIGBT-XOFF:
由上图1 (a) 所示, IGBT-U导通, 将+300V直流电压加在逆变器的输出端。为了便于理解, 我们认为电流的流向为:+DC300—IG-BT-U—电机绕组—电机绕组的中性点—电容器的中性点。
图1 (b) IGBT-UOFFIGBT-XON:
由上图1 (b) 所示, IGBT-X导通, 将-300V直流电压加在逆变器的输出端。为了便于理解我们认为电流的流向为:-DC300—IGBT-X的二极管—电机绕组—电机绕组的中性点—电容器的中性点。另外, 反向电流的模式的原理也同样的原理分析。由此逆变器四种工作模式的交替及调整周期可进行产生正弦波形。
2.3 TO SVER T-μ/S250W IGBT逆变器工作原理
逆变器TOSVERT-μ/S250W IGBT分箱式 (CUBICLE) 与抽屉式 (M ULTISTAGEUNIT) 二种, 功率也有各自的不同。但它们的基本工作原理是一样的。如下图3的TOSVERT-μ/S250W系列逆变器主回路图:
从图3可以看出逆变器进线电源是引自外面 (热电厂变压器) 送过来交流电, 经整流柜整流, 电容滤波后形成恒定幅值的直流电压输出, 经公共整流母线引接到逆变器上, 由速度、电流、PWM等控制块, 对IGBT的进行导通或截止, 使IGBT按照一定的动作顺序和时间分配规律, 通过改变矩形脉冲的宽度及改变调制周期, 从而使逆变器的输出端可以同时获得可控输出电压幅值和频率, 满足异步电机变频调速对电压和频率协调控制的要求。它还通过TOSLINE-S20与远程的PLC控制器连接来控制它的启动与停止, 达到自动化控制要求。
2.4 逆变器与PLC间关系
TOSVERT-μ/S250W系列逆变器与PLC之间的通讯是由光纤数据通讯设备TOSLINE-S20来完成的。TOSLINE-S20的通信方式是数据扫描传送, 按一定的时间间隔, 周期性地传输数据的方式来作为驱动装置的输入和输出。输入是用于PLC等的速度基准和顺序信号的指令输入, 输出是用于传输从驱动装置到PLC等上位机的控制、监视器对应的速度和电流等的实际数值。逆变器与各接口之间通过公用存储器D.P.RAM (双向RAM) 连接。在一个工作周期内D.P.RAM中的数据通过光纤通讯系统传送至每一个站点。如果PLC将一个数据写入站点的D.P.RAM中, 这个数据就会在此工作周期内送至每一个站点。如果逆变器将一个数据写入站点的D.P.RAM中这个数据也会在此工作周期内送至每一个站点。如下图4是TOSLINE-S20与PLC的连接图, 图中的ASC是TOSLINE-S20通讯系统一种主动式的分配器, 它有2个FC接口, 负责与PLC连接与别的ASC之间的连接。8个F07接口, 每个接口的功能相同, 可与ASC的F07接口相连。
逆变器与PLC之间或逆变器与逆变器之间要正确的接收或发送数据, 就应当为它们定义唯一的接收地址和发送地址。在轧材的实际应用系统中, 逆变器与PLC通讯时, 逆变器接收和发送的数据都为6个字 (每个字有16位) , 这6个字都是从其接收或发送地址开始算起的, 根据各个逆变器控制方式的不同, 它们与PLC之间传送的数据性质也不一样。
3 速度控制
3.1 过程L2级速度的控制
过程控制L2级的过程是, 当轧机二级服务器计算机在接收到加热炉出钢完成信号时, 便生成模拟坯在辊道上, 在由轧机二级计算机下发辊道的速度信号, 这样就可以看到模拟坯和实际坯都在地动起来, 把红坯输送到轧机自动轧制。在轧制过程中, 模型进行自动适应, 随着轧制道次的增加, 其模拟板也随着每道次压下量而计算产生与实际板的长度。而每组辊道启动及停止基于轧件长度自动选择。当轧完以后, 按照L2级以一定的速度自动送到热矫机矫直、上冷床冷却、到精整线剪切、喷印标号收集成品入库。根据轧线与精整线工艺流程, 把所有的驱动单元被划分成多个GROUP。在每个GROUP中有一个相对而言的M ASTER驱动单元和若干个SLAVE驱动单元。如轧机前后辊道, 都是以轧机为主速度, 辊道的速度同步于主电机的速度。但不一定是与主电机的速度一样, 有时会根据工艺特点的要求, 如轧机在咬钢抛钢过程中, 轧机机前辊道速度偏低于主电机的速度, 机后的辊道速度偏高于主电机的速度。而反向咬钢抛钢时则相反。至于速度低于或高于主电机多少, 主要是根据每一个道次轧制力各方面计算, 得出的一个速度比 (speedration) , 由二级发给一级的控制器PLC控制辊道电机的速度。
3.2 基础自动化L1级的控制方式及实例介绍
根据工艺流程及设备各部分不同的功能对其相应的逆变器采取不同的控制方式。逆变器的控制方式有速度控制、张力控制、转矩控制、IQ控制、ID控制等方式, 不同其接收和发送的数据类型也不同。下面主要是以轧机前后辊道电机为例, 来介绍没带编码器的速度控制计算方法。
在这种情况下PLC发送给逆变器的数据字有SEQUERENCE Signals (Bit Signals) 、Speed Reference (+-25000/100%Speed) 。其中SEQUERENCESignals (Bit Signals) 是顺序输入的第一个数据输入用的 (一般设定为SERSEQDATA1) , 它是bit的信号。由“1”或“0”表示正常或异常。它有16位, 分别表示的信号主要有:外部互锁运行允许、启动停止信号、正反转指令、制动及复位信号。另外的Speed Reference表示PLC发送给逆变器的速度参考量, 它是让逆变器接收识别的点数量, 如25000点数对应的是速度的100%等。而Speed Reference在PLC中是这样计算的:
综合上二式所得:Speed Reference=C×F222×F111×F333×F444/ (3.14×F555×F666)
其中公式中的RPMRef为辊道的参考转数 (每分多少转) ;C是模块的增益, 取25000点数。
F111:Gear Ratio (辊道电机的取Gear Ratio=1)
F222:由现场操做台的触摸屏上直接设定的线速度 (可由操作员根据工艺自己设定)
F333:Diameter Scale Factor (辊道电机取Diameter ScaleFactor=1000)
F444:Speed Scale Factor (辊道电机取Speed Scale Factor=1)
F555:辊道的直径
F666:M otor Rated (详见电机铭牌上的参数)
逆变器发送给PLC的数据字有SEQUERENCE Signals (Bit Signals) 、Speed Feedback (+-25000/100%SPEED) 、Torqure R Reference (+-4000/100%TORQUE) 。其中SEQUERENCE Signals (Bit Signals) 是逆变柜给PLC发出的第一个字, 一般是设定SSEQ_OUT1, 它是数据输出用的, 包含了16位。分别表示的信号主要有:逆变柜轻重故障、运行准备完毕、电机的停止运行、正反转检测、速度及电流的限制值的检测等信号;Speed Feedback (+-25000/100%Speed) 是逆变柜按照PLC所给定的速度值运行后再反馈回给PLC及HMI画面。它们的计算方法为:
线速度Speed Feedback (rpm) = (D111/C1) ×W111
传动画面上以百分比显示的速度Speed Feedback (%) = (D111/C1) ×100
反馈电机电流Current Feedback (amps) = (D222/C2) ×W222
传动画面上以百分比显示的电流Current Feedback (%) = (D222/C2) ×100
电机转矩Torqure Feedback= (D333/C3) ×W333
传动画面上以百分比显示转矩Torquer Feedback (%) = (D333/C3) ×100
上式中的D111为带编码器、解析器所测出 (电机带编码器类型) ;D222逆变柜输出端中在U相和W相的输出回路上装有霍尔效应的电流互感器所测出的值。D333为传动中反馈的转矩, 是电机的一个电流的Q轴分量, 可以通过其数值的大小反映轴转动力方面的大小。另外W111、W222、W333为电机铭牌上减速比。C1、C2、C3则是模块的增益。这里面对的分别是C1=25000、C2=4000、C3=4000。
4 结语