开关电源稳压电源（精选12篇）
开关电源稳压电源 篇1
高等职业技术学院培养的学生应是生产、经营、管理、服务一线的既已掌握一定的科学知识, 又具有较强的动手能力的技能型的复合性人才, 因此, 高等职业技术院校必须拓宽思路, 在实施素质教育的同时, 应以技能教育为本, 以社会需求为导向, 合理调整各课程内容, 理论与实践教学的学时数。而电子技术是一门理论深, 实践性强的课程, 实验实训在教学中占有非常重要的地位, 教师在教学过程中, 由于条件限制或主观认识不够, 实验实训开设不足的现象较为普遍, 成为制约教学质量提高的主要因素, 因此要想真正地提高教学质量, 培养学生热爱专业, 提高学习兴趣, 并具有一定的操作技能的实用人才, 必须重视实践性教学, 尤其是重视仿真实验实训。
如何保证实验实训的质量, 教师对实验实训的认识和准备至关重要, 如果教师没有做好细致的实验实训准备工作, 包括没有掌握实验实训的目的、要求, 以及实验实训前的准备, 例如实验实训器材、仪器仪表的准备、检查、校正等, 会造成学生实验目的不明确, 手忙脚乱、实验误差大, 以致使学生对书本上的结论产生怀疑, 不能使实验起到配合理论教学的作用, 会造成实训效果差。笔者就个人的经验, 对如何开好实验实训谈些体会。
随着社会的不断进步, 在现实的社会中开关电源的发展非常快, 开关电源电路是在各大电子产品中的应用得非常广泛。虽然开关电源电路在各大电子产品中应用得非常的广泛, 但是对开关电源电路的输出稳压性能、输入功率与输出功率之间关系的研究不是很彻底, 开关电源功率变换电路和控制电路的非线性、时变性使得开关电源的稳定性分析与设计比线性电路更为复杂。控制系统的稳定与否, 对电源输出的稳压精度及整个开关电源的系统能否正常可靠的工作都具有很重要的影响。
我们常把稳压电源分成两类:线性稳压电源和开关稳压电源。开关电源是一种比较新型的电源。开关电源电路的类型有几种, 根据不同的工作模式和连接方式来分, 它们的工作原理就有所不一样。开关电源组成的主要电路是由输入整流滤波电路、输入电磁抗干扰滤波器 (EMI) 、输出整流滤波电路、功率变换电路、PWM控制器电路等电路组成。开关电源的辅助电路有输出短路保护电路、过流输出保护电路、过压输入保护电路、过压输出保护电路、欠压输入保护电路、欠压输出保护电路等组成。如图:
下如图所示是降压型开关电源的工作原理。其电路由电源E, 开关 (三极管或场效应管) K, 续流二极管D, 储能电感L, 滤波电容C等构成。当开关闭合时, 电源通过开关K、电感L给负载供电, 并将部分电能储存在电感L以及电容C中。由于电感L的自感, 在开关接通后, 电流增大得比较缓慢, 即输出不能立刻达到电源电压值。一定时间后, 开关断开, 由于电感L的自感作用, 将保持电路中的电流不变, 即从左往右继续流。这电流流过负载, 从地线返回, 流到续流二极管D的正极, 经过二极管D, 返回电感L的左端, 从而形成了一个回路。通过控制开关闭合跟断开的时间, 就可以控制输出电压。如果通过检测输出电压来控制开、关的时间, 以保持输出电压不变, 这就实现了稳压的目的。
在开关电源的闭环控制系统的分析与设计过程中, 需要进行大量繁琐、复杂的计算, 往往结果也不直观, 而且还会延长开关电源的设计周期。此外, 如果直接利用元器件实验的方法对理论进行验证分析, 也会造成元器件的浪费, 所以, 在实际的设计中, 如果直接利用仿真软件仿真的实验方法对理论进行仿真验证分析就会减少元器件的浪费。
在现实中常用的仿真分析软件有美国Cadence公司的Orcad、加拿大IIT公司的EWB、澳大利亚Altium公司PROTEL等。
美国Cadence公司的Orcad软件, 是世界上应用最广的EDA软件之一, 软件功能强大, 而且它的界面友好、直观, 在国外使用广泛, 欧美地区有相当数量的电子工程师都在使用它。随着我国电子行业飞速发展, 使用Orcad软件的用户呈逐年增长的趋势。从早期版本工作于DOS环境的Orcad4.0, 发展到现在最新的Orcad10.5, Orcad软件集成了电原理图绘制、印制电路板设计、数字/模拟电路仿真、可编程逻辑器件设计等等功能, 它的元器件库也是所有EDA软件中最丰富的, 在世界上它一直是EDA软件的首选。Cadence公司已成为世界上最强大的开发EDA软件的公司之一。Orcad软件系统中主要包括:Orcad/Capture CIS (电路图设计) ;Orcad/Pspice A/D (数/模混合模拟) ;Orcad/Layout Plus (PCB设计) 等, 其中每一个部分可以根据需要单独使用, 又可以共同组成完整的EDA系统。
Orcad电子电路全功能模拟测试仿真软件, 是一套完整的系统设计工具, 其强大功能包含:
元器件编辑、选取、放置;电路图编辑、绘制;
电路工作状况测试;电路特性分析;
电路图报表输出打印;档案转入/出;PCB文件转换功能;
结合SPICE、VHDL、Verilog共同仿真;高阶RF设计功能;
虚拟仪器测试及分析功能;计划及团队设计功能;
VHDL及Verilog设计与仿真;FPGA/CPLD组件合成。
在当今的社会中随着科学技术的飞速发展, “计算机仿真技术”已成为许多设计部门一个重要的前期设计手段。它具有设计灵活、结果和过程的统一的特点, 可以缩短设计的时间、减少了消耗的资金, 也可以降低工程制造的风险。相信在未来的单片机开发应用中Orcad软件也将会获得越来越广泛的应用。
对于使用Orcad软件对各种单片机系统进行的仿真设计是虚拟仿真技术和计算机多媒体技术相结合的综合运用, 它不仅有利于培养我们在电路设计的能力还可以加强我们对仿真软件的操作能力。以往在单片机课程设计和全国大学生电子设计竞赛中, 使用Orcad软件的开发环境对我们大学生进行培训, 它可以在不需要过多的硬件投入条件下, 学生都能普遍反映出对单片机的学习比单纯学习书本知识更容易接受, 更容易提高。通过以往的实践可以证明在使用Orcad软件进行系统仿真开发成功之后再进行实际制作, 能极大提高单片机系统设计效率。因此在教学中, Orcad软件具有较高的利用价值。
参考文献
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[3]李伯虎, 卿杜政, 孙磊, 等.基于组件的一体化建模仿真环境 (CISE) 研究[J].系统仿真学报, 2008, 4.
开关电源稳压电源 篇2
从功率预算的角度来看，这些电阻的存在是极不适宜的，因为无论电源是否工作，它们都会持续消耗功率。在所示的应用中，输入滤波器使用100nF的电容C1设计而成，因此不需要使用这些电阻。但增大电容容量有很大的益处：可以相应减小扼流圈L1，从而节省尺寸、重量和成本。但对于1μF的电容来说，R1和R2的总值将必须达到1M?的最大值。在230VAC输入下，电阻将连续消耗53mW的功率。http://www.best001.net/xb/20.html AC/DC 隔离电源
由两路电源（贯通和自闭）输入，输出五路相互隔离的电源，其中一路输出供给CPLD 及外围电路，另外四路供给MOS 管的驱动电路。这样可以保证任意一条线路正常供电时，ATS 都能够正常工作。PS223的功能特点
SiTI出品的PS223是专门为高性能、大功率开关电源设计的电源管理监控芯片，具有控制、产生PG以及同时稳定+3．3 V、+5 V、+12 V(A)、+12 V(B)3种电压，实现各路输出的UVP(低电压保护)、OVP(过电压保护)、OCP(过电流保护)、SCP(短路保护)，并提供一路具有自恢复功能的控制输入端，可作为OTP(过温度保护)或-12 V UVP(低电压保护)，当超出片内设定值后，会关闭并锁定控制电路，http://www.best001.net/dykg/1.html停止电源供应器输出，待故障排除后才可重新启动，内部设计有过载保护以及防雷击功能，可保证整个电源稳定工作。磁芯的选择
开关电源稳压电源 篇3
摘要：本文设计了一种应用于AC/DC开关电源芯片的片内电源电路。该电路输入电压范围110V～220V，输出电压稳定在约5.8V。本电路仅在开关电源芯片中功率开关关断的半周期，通过高压JFET抽取外部电源电能给储能电容充电，来维持输出电压的稳定，具有输入电压范围广，电路结构简单的特点。通过HSPICE仿真实验，取得预期的效果。
关键词：片内电源；AC/DC开关电源；低功耗
片内电源电路是集成在半导体芯片内部的电源模块。其作用主要是从外部电源(例如220V市电)中获取电能，并把能量转化芯片内部其它模块可接受的稳定直流电平，给内部其它模块供电。目前，片内电源在纹波幅度、调整范围、功耗等技术指标上还不能达到外部电源的水平，但是，片内电源具有设计指标灵活、成本低廉、可集成等外部电源不可比拟的优势。因此，片内电源将会成为未来电源的另一个发展方向。
1电路结构及功能分析
如上图1所示，是本文设计的应用于AC/DC开关电源芯片的片内电源电路整体结构。Vin为片内电源电路的输入端口，220V的交流电源经过半桥整流滤波后通过此端口输入。BP为片内电源电路的输出端口，输出一恒定电压Vout为AC/DC开关电源芯片的其它子模块供电。Gate为AC/DC开关电源芯片中功率MOSFET栅驱动信号，为高时功率MOSFET导通，为低关断。输入检测信号为本片内电源电路的欠压保护信号，当Vin低于110V时片内电源停止工作对开关电源芯片进行保护。
在AC/DC开关电源芯片工作过程中，每个时钟周期对片内电源模块输出电压Vout进行检测，如果输出电压低于设计要求，并且开关电源芯片其它保护模块输出正常的情况下，在Gate为低的半周期对输出端电容C0充电，直到输出电压满足设计要求，停止充电，从而使输出电压保持恒定。本功能由上图1所示的充电控制部分和模拟充电部分来实现。充电控制部分包括：输出电压检测模块，数字逻辑控制模块。模拟充电模块包括高压JFET，MN1，MN2，电阻R0，储能电容C0。
充电控制模块是本电路设计的重点难点，其具体设计过程如下：
1.1输出电压检测模块的设计
输出电压检测模块电路如下图2所示，BP端输出电压Vout经过电阻网络分压后产生3路输出D1，D2，D3，这三路输出分别输入到COM2，COM1，COM3三路比较器中，与基准电压进行比较。COM1输出欠压信号A5，欠压为高，不欠压为低。COM2输出过压信号A6，过压为高，不过压为低。COM3的输出控制泄流支路，当Vout (BP电压)高于7V时，给电容C0提供一条泄流通路，使BP电压低于7V，对电路进行保护。
1.2数字逻辑控制模块的设计
数字逻辑控制模块电路如下图3所示，A5，A6为输出电压检测模块对BP端口电压检测后输出的欠压信号，过压信号；A7为A5，A6经过寄存器后产生的中间信号，X1为输入电压的检测信号，正常为低，当输入电压过低(X1为高)时，片内电源停止工作对开关电源芯片进行保护。
Gate为AC/DC开关电源芯片中功率管的栅控制信号，本片内供电模块仅在功率管关断的时间进行充电。Regulator为过压欠压逻辑单元模块的输出信号，它来控制模拟充电部分对储能电容充电。片内电源在从上电到系统稳定需要经过以下三种工作状态：
① 状态1：储能电容电压Vout低于4.8V。
过压欠压电路的输出A5=1，A6=0。
经过RS触发器，得出A7=1，上支路的输出为1。
于是Regulator信号输出由上支路决定，始终为0。储能电容从0充电会一直充至4.8V而不受各内部信号的影响。
② 状态2：储能电容电压Vout充至略大于4.8V。
过压欠压电路的输出A5，A6由状态1的10转换成00。此时RS触发器为保持状态，于是A7保持为1，上支路的输出由1变为0。此时Regulator由下支路决定，若X1=1(输入电压Vin过低)，Regulator=1(不充电)；若X1=0(输入电压Vin正常)，则Regulator由Gate信号决定。所以储能电容达到4.8V后，若X1信号为1，储能电容将不再充电。若X1信号为0，储能电容在功率管关断周期充电，可充至5.8V。
③ 状态3：储能电容电压由Vout由继续升高，大于5.8V时。
当状态2最后一种情况Regulator由Gate决定，Vout充电至大于5.8V时。过压欠压电路的输出A5，A6由状态2的00转换成01。经过RS触发器A7信号要改变为0，下支路A7与X1的与非使得X1对Regulator无影响。A6经过反向器后的0信号使得Gate对Regulator也没有了影响。此时Regulator输出完全由A5，A6，A7来决定，输出为1(不充电)，直到储能电容的电压回落至5.8V以下。
2仿真结果
仿真条件：本文采用CSMC 700V BCD工艺库和HSPICE进行仿真，Vin电压从0V上升到300V，然后维持稳定。
仿真结果如右图4所示：当Vin从0V上升到300V的过程中，A5，A6状态从10转换到00再转换到01，当芯片稳定工作时其在00，01之间转换从而维持输出稳定在5.8V，达到设计要求。
3结束语
本文设计了一种新型的片内电源电路，具有功耗低，输入电压范围广，电路结构简单等特点。适用于各种开关电源芯片进行片内供电。通过电路仿真，本电路设计满足设计要求。
参考文献
[1]方健 李肇基 张波等. PSoC－新一代SoC技术. 中国集成电路第50期. 2003.7
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[6]“全球电源管理IC的发展趋势” 中国电源信息网
作者简介
浅谈开关稳压电源 篇4
1 开关电源的发展历程。
40多年来, 开关电源经历了三个重要发展阶段。第一个阶段是功率半导体器件从双极型器件 (BPT、SCR、GT0) 发展为MOS型器件 (功率MOS-FET、IGBT、IGCT等) , 使电力电子系统有可能实现高频化, 并大幅度降低导通损耗, 电路也更为简单。第二个阶段自20世纪80年代开始, 高频化和软开关技术的研究开发, 使功率变换器性能更好、重量更轻、尺寸更小。高频化和软开关技术是过去20年国际电力电子界研究的热点之一。第三个阶段从20世纪90年代中期开始, 集成电力电子系统和集成电力电子模块 (IPEM) 技术开始发展, 它是当今国际电力电子界亟待解决的新问题之一。
2 开关电源技术的亮点
2.1 功率半导体器件性能。
1998年, Infineon公司推出冷MOS管, 它采用“超级结” (Super-Junction) 结构, 故又称超结功率MOSFET。工作电压600~800V, 通态电阻几乎降低了一个数量级, 仍保持开关速度快的特点, 是一种有发展前途的高频功率半导体器件。IGBT刚出现时, 电压、电流额定值只有600V、25A。很长一段时间内, 耐压水平限于1200~1700V, 经过长时间的探索研究和改进, 现在IGBT的电压、电流额定值已分别达到3300V/1200A和4500V/1800A, 高压IGBT单片耐压已达到6500V, 一般IGBT的工作频率上限为20~40k Hz, 基于穿通 (PT) 型结构应用新技术制造的IGBT, 可工作于150k Hz (硬开关) 和300k Hz (软开关) 。碳化硅 (Si C) 是功率半导体器件晶片的理想材料, 其优点是禁带宽、工作温度高 (可达600℃) 、热稳定性好、通态电阻小、导热性能好、漏电流极小、PN结耐压高等, 有利于制造出耐高温的高频大功率半导体器件。
2.2 开关电源功率密度。
提高开关电源的功率密度, 使之小型化、轻量化, 是人们不断追求的目标。这对便携式电子设备 (如移动电话, 数字相机等) 尤为重要。使开关电源小型化的具体办法有以下几种:一是高频化。为了实现电源高功率密度, 必须提高PWM变换器的工作频率、从而减小电路中储能元件的体积重量。二是应用压电变压器。应用压电变压器可使高频功率变换器实现轻、小、薄和高功率密度。压电变压器利用压电陶瓷材料特有的“电压—振动”变换和“振动—电压”变换的性质传送能量, 其等效电路如同一个串并联谐振电路, 是功率变换领域的研究热点之一。三是采用新型电容器。为了减小电力电子设备的体积和重量, 须设法改进电容器的性能, 提高能量密度, 并研究开发适合于电力电子及电源系统用的新型电容器, 要求电容量大、等效串联电阻 (ESR) 小、体积小等。
2.3 高频磁性元件。
电源系统中应用大量磁元件, 高频磁元件的材料、结构和性能都不同于工频磁元件, 有许多问题需要研究。对高频磁元件所用的磁性材料, 要求其损耗小、散热性能好、磁性能优越。适用于兆赫级频率的磁性材料为人们所关注, 纳米结晶软磁材料也已开发应用。
2.4 软开关技术。
软开关技术是过去几十年国际电源界的一个研究热点。PWM开关电源按硬开关模式工作 (开/关过程中电压下降/上升和电流上升/下降波形有交叠) , 因而开关损耗大。为此, 必须研究开关电压/电流波形不交叠的技术, 即所谓零电压开关 (ZVS) /零电流开关 (ZCS) 技术, 小功率软开关电源效率可提高到800%~85%。随后新的软开关技术不断涌现, 如准谐振 (20世纪80年代中) 全桥移相ZVS-PWM, 恒频ZVS-PWM/ZCS-PWM (20世纪80年代末) ZVS-PWM有源嵌位;ZVT-PWM/ZCT-PWM (20世纪90年代初) 全桥移相ZV-ZCS-PWM (20世纪90年代中) 等。我国已将最新软开关技术应用于6k W通信电源中, 效率达93%。
2.5 同步整流技术。
对于低电压、大电流输出的软开关变换器, 进一步提高其效率的措施是设法降低开关的通态损耗。例如同步整流 (SR) 技术, 即以功率MOS管反接作为整流用开关二极管, 代替萧特基二极管 (SBD) , 可降低管压降, 从而提高电路效率。
2.6 功率因数校正 (PFC) 变换器。
由于AC/DC变换电路的输入端有整流器件和滤波电容, 在正弦电压输入时, 单相整流电源供电的电子设备, 电网侧 (交流输入端) 功率因数仅为0.6~0.65。采用功率因数校正 (PFC) 变换器, 网侧功率因数可提高到0.95~0.99, 输入电流THD<10%。既治理了对电网的谐波污染, 又提高了电源的整体效率。这一技术称为有源功率因数校正 (APFC) , 单相APFC国内外开发较早, 技术已较成熟;三相APFC的拓扑类型和控制策略虽然已经有很多种, 但还有待继续研究发展。一般高功率因数AC/DC开关电源, 由两级拓扑组成, 对于小功率AC/DC开关电源来说, 采用两级拓扑结构总体效率低、成本高。如果对输入端功率因数要求不特别高时, 将PFC变换器和后级DC/DC变换器组合成一个拓扑, 构成单级高功率因数AC/DC开关电源, 只用一个主开关管, 可使功率因数校正到0.8以上, 并使输出直流电压可调, 这种拓扑结构称为单管单级PFC变换器。
2.7 全数字化控制。
电源的控制已经由模拟控制, 模数混合控制, 进入到全数字控制阶段。全数字控制的优点是数字信号与混合模数信号相比可以标定更小的量, 芯片价格也更低廉;对电流检测误差可以进行精确的数字校正, 电压检测也更精确;可以实现快速, 灵活的控制设计。近两年来, 高性能全数字控制芯片已经开发, 费用也已降到比较合理的水平, 欧美已有多家公司开发并制造出开关变换器的数字控制芯片及软件。
2.8 电磁兼容性。
高频开关电源的电磁兼容 (EMC) 问题有其特殊性。功率半导体器件在开关过程中所产生的di/dt和dv/dt, 将引起强大的传导电磁干扰和谐波干扰, 以及强电磁场 (通常是近场) 辐射。不但严重污染周围电磁环境, 对附近的电气设备造成电磁干扰, 还可能危及附近操作人员的安全。同时, 电力电子电路 (如开关变换器) 内部的控制电路也必须能承受开关动作产生的EMI及应用现场电磁噪声的干扰。国内外许多大学均开展了电力电子电路的电磁干扰和电磁兼容性问题的研究, 并取得了不少可喜成果。
2.9 设计和测试技术。
建模、仿真和CAD是一种新的设计研究工具。为了仿真电源系统, 首先要建立仿真模型, 包括电力电子器件、变换器电路、数字和模拟控制电路以及磁元件和磁场分布模型等, 还要考虑开关管的热模型、可靠性模型和EMC模型。各种模型差别很大, 建模的发展方向是数字一模拟混合建模、混合层次建模以及将各种模型组成一个统一的多层次模型等。
电源系统的CAD, 包括主电路和控制电路设计、器件选择、参数最优化、磁设计、热设计、EMI设计和印制电路板设计、可靠性预估、计算机辅助综合和优化设计等。用基于仿真的专家系统进行电源系统的CAD, 可使所设计的系统性能最优, 减少设计制造费用, 并能做可制造性分析。
2.1 0 系统集成技术。
电源设备的制造特点是非标准件多、劳动强度大、设计周期长、成本高、可靠性低等, 而用户要求制造厂生产的电源产品更加实用、可靠性更高、更轻小、成本更低。这些情况使电源制造厂家承受巨大压力, 迫切需要开展集成电源模块的研究开发, 使电源产品的标准化、模块化、可制造性、规模生产、降低成本等目标得以实现。
3 结论。
电源集成技术近年来的发展方向是将小功率电源系统集成在一个芯片上, 可以使电源产品更为紧凑, 体积更小, 也减小了引线长度, 从而减小了寄生参数。在此基础上, 可以实现一体化。一体化的设计观念被推广到更大容量、更高电压的电源系统集成, 提高了集成度, 出现了集成电力电子模块 (IPEM) 。IPEM将功率器件与电路、控制以及检测、执行等单元集成封装, 得到标准的, 可制造的模块, 既可用于标准设计, 也可用于专用、特殊设计。优点是可快速高效为用户提供产品, 显著降低成本, 提高可靠性。
责任编辑:孙卫国
摘要：随着超大规模集成芯片尺寸的不断减小, 对开关电源提出了小型轻量要求, 还要求开关电源效率要更高, 性能更好, 可靠性更高等。这一切高新要求便促进了开关电源的不断发展和进步。
开关电源心得 篇5
原理图
一、电路组成及工作原理 单端反激式开关电源是一种单片开关电源，采用美国IP公司的开关电源芯片TOP226Y。单端是指开关电源芯片（本文采用TOP226Y）只有一个脉冲调制信号功率输出端 —— 漏极D。反激是指当功率MOSFET导通时，就将电能储存在高频变压器的初级绕组上，仅当MOSFET关断时，才向次级输送电能[11]。
由TOP226Y芯片构成的单端反激式开关电源电路主要包括：输入整流滤波电路、功率变换电路、输出滤波电路、反馈电路及控制电路几部分组成。功率电路采用单端反激式DC/DC变换器，控制电路是TOP226Y（TOPSwitch-II系列）芯片来实现对输出控制的功能。
电源简要工作原理如下:交流电Ui经输入整流滤波电路后输入到高频变压器一次侧，电压经反激后，次级的高频电压经过输出整流滤波电路整流滤波后，获得输出电压Uo。图中钳位电路是用来吸收高频变压器的漏感产生的尖峰电压，从而保护了TOP226Y中功率管不被尖峰电压烧毁。误差放大器和光耦组成反馈电路，当由于某种原因致使Uo上升，则光耦中发光二极管的电流升高，经过光耦后，使光耦中的电流也升高，使得TOP226Y控制端电流升高，经TOP226Y内控制后，使控制脉宽占空比降低，使Uo维持不变，从而实现稳压目的；反之亦然。
二、心得体会
彩电开关电源代换四例 篇6
1.电源对比与选择
一台汤姆逊TH-4R100C彩电，三无。在某修理部维修时，经检查电源开关管BU508和电路多只元件损坏。更换开关管和损坏的其它元件后，检查电源其它元件和负载未见异常，可是通电开机后，瞬间开关管再次损坏，连续更换3只开关管均被损坏，不敢再换，送修我处。该电源维修期刊中也有类似屡损开关管介绍。从经济方面考虑，计划用现有的日电CT1803彩电开关电源代换汤姆逊TH-4R100C开关电源。
比较两个开关电源代换条件：
电源类型：二者均为并联型开关电源，具备代换要求。
输出功率方面：二者均为20 ~21英寸彩电开关电源，输出功率接近。
输出电压方面：日电CT1803电源输出110V和25V两组电压。汤姆逊TH-4R100C电源有三组电压输出，其中DP51整流后的U1为90V，经泵电源电路升压、L57整流、CL57滤波后变为108V，为行输出级供电；DP46整流后的U3电压为22V，为伴音功放电路供电； DP47整流后的U2电压为13V，经IP61稳压后变为U7，电压为12V，为小信号电路供电。日电电源虽然只有110V和25V电压输出，分析后认为：日电电源输出的110V可直接接到被代换电源的108V泵电源输出端，25V代换为伴音功放供电的22V，不会对功放电路造成威胁，而被代换电源的U2电流不大，可在25V输出电压上通过降压取得。
开关机控制电路：日电CT1803不是遥控彩电，无遥控开关机控制电路，汤姆逊TH-4R100C开关机控制电路是通过控制IP61是否输出12V电压待机的，代换后对被代换电源的开关机电路不产生影响，符合代换要求。
2.代换方法
代换接线电路如图1所示，具体代换步骤如下：
①代换电源为品牌电源，整流滤波电路较好，可以采用。在220V市电输入端抗干扰电路LP01之后断开，接入日电电源的市电输入端。
②将汤姆逊TH-4R100C输出整流电路的DP46、DP47、DP51和泵电源整流电路的BL57拆除，代换电源的输出端地线接被代换电源的地线，代换电源的110V输出端J2接被代换电源的原泵电源整流管DL57负极；代换电源的25V输出端J3接被代换电源的原DP46的负极，并将代换电源的R611短接。
③代换电源设有行回扫脉冲控制电路，而被代换电源没有。在被代换彩电的行输出变压器上用导线绕6匝后接入被代换电源的J1与J4之间。如果开机后，输出电压偏低，应将J1与J4接线对调。
④在代换电源的25V输出端外接一个三端稳压器7815，降压到15V后接被代换电源的原DP47的正极，代替U2的13V电压。
例2.用市售电源代换索尼2182CH彩电电源
1.电源对比与选择
一台索尼2182CH彩电，三无。经检查开关电源厚膜电路IC601（STR50115B）损坏。更换STR50115B后，通电开机瞬间行输出管击穿损坏。拆出行输出管，接60瓦灯泡作假负载，测量开关电源输出电压，高达150V，查STR50115B外围元件未见异常，说明新更换的STR50115B内部稳压电路不良。当时再也购不到STR50115B，计划用市售开关电源代换索尼2182CH电源。比较两个开关电源代换条件：
电源类型：索尼2182CH彩电电源为串联热底板电路，并具有行脉冲同步和激励电路。市售电源为并连冷底板电源，无需行脉冲同步和激励电路。用并连冷底板电源代换串联热底板电路，满足代换要求。
输出功率方面：由于市售电源质量欠佳，决定用25英寸电源代换 20英寸索尼电源，满足输出功率要求。
输出电压方面：市售电源为仿三洋电源，＋B电压为130V，偏高。经过调整取样电路，输出电压降到以下值：180V、110V、 24V、16V四组输出电压，索尼电源仅需110V和16V两组电压，符合代换要求。
开关机控制电路：二者均无开关机控制电路。
2.代换方法
代换电路如图2所示。具体代换步骤如下：
①考虑到市售电源市电输入抗干扰电路和滤波电路欠佳，保留被代换电源市电输入和抗干扰、整流滤波电路，从滤波电容C606两端接入市售电源的300V电容两端，为了代换后将索尼底板变为冷底板，将索尼电源电路C606以后的电路全部与原电路断开。
②将索尼电源115V输出端和15V输出端与原电源电路断开，代换电源的输出端地线接被代换电源的地线，代换电源的110V输出端接被代换电源的115V输出端；代换电源的16V输出端接被代换电源的原15V整流管的负极。
③将索尼电源的行逆程脉冲反馈电路从D606正极切断。
例3.用日电CT1803开关电源代换康佳T2106电源
1.电源对比与选择
一台康佳T2106彩电，三无。经检查开关电源厚膜电路STR-S6309损坏，标签部分炸裂。更换STR-S6309后，检查电源其它元件和负载未见异常，可是通电开机后，瞬间STR-S6309再次损坏。当时一只STR-S6309近百元，很多期刊也都介绍该机STR-S6309容易损坏，而手中存有日电CT1803彩电开关电源，从经济方面考虑，计划用其代换康佳T2106开关电源。
比较两个开关电源代换条件：
电源类型：二者均为并联型开关电源。
输出功率方面：二者均为20 ~21英寸彩电开关电源，输出功率接近。
输出电压方面：日电CT1803电源输出110V和25V两组电压，康佳T2106电源有四组电压输出，其中D904整流后的105V、D909整流后的26V与日电电源相对应， D905整流后的电压是待机时为CPU副电源提供电压的，D907整流后的电压均是开机时为CPU副电源提供电压的。
开关机控制电路：日电20T774PDH不是遥控彩电，无遥控开关机控制电路，康佳T2106开关机控制电路是通过控制开关电源脉宽实现待机的，无法对日电电源进行控制，代换时开关机控制电路需进行改动，由原来控制开关电源脉宽改为控制电源市电输入，CPU副电源也需另用一只变压器单独供给，这样康佳电源D905和D907整流后的电压正好不用，符合代换要求。
2.代换方法
代换电路如图3所示。 具体代换步骤如下：
①将康佳被代换电源输出整流电路的D904、D905、D909拆除，在220V市电输入端抗干扰电路L902之后断开，接入新增加的副电源15V变压器B的初级，次级一端接C921负极的地，另一端接D907的正极，并将D907的正极与T901的连接脚之间断开。该电压经D907整流、C921滤波，通过D908作为副电源，为CPU供电。
②将康佳电源的C918正极与C921的正极相连，断开Q902的集电极改接到新12V继电器的上端，继电器另一端接地，与原来的开关机电路组成新的开关机电路，代换电源的市电输入的经继电器控制后输入。通过控制继电器的通断，达到待机的目的。
③代换电源的输出端地线接被代换电源的C917负极地线，代换电源的110V输出端J2接被代换电源的C917正极；代换电源的25V输出端J3接被代换电源的C926正极，并将代换电源的R611短接。
④代换电源设有行回扫脉冲控制电路，而被代换电源没有。在被代换彩电的行输出变压器上用导线绕6匝后接入被代换电源的J1与J4之间。如果开机后，输出电压偏低，应将J1与J4接线对调。
⑤继电器触点接成常闭点开机，关机时吸合断开。
⑥代换电源和副电源立在被代换电源一侧，并注意与其它电路保持良好的绝缘。
例4.用康艺KTN－5145开关电源代换康佳2506电源
1.电源对比与选择
一台康佳T2506彩电，三无。经检查开关电源厚膜电路STR-S6309及其外围电路损坏，其次级的开关机控制电路中的Q902、Q903和行输出管也同时损坏。由于市售的STR-S6309质量不佳，在其它修理部维修时新更换的STR-S6309再次损坏，不敢再修。从经济和安全方面考虑，准备用代换方法修复。
购得一块康艺KTN-5145彩电开关电源，比较两个开关电源代换条件:
电源类型：二者均为并联型开关电源。
输出功率方面：虽然康艺开关电源是用在20英寸电视机上，但质量上乘，开关变压器体积与25英寸彩电开关变压器差不多，开关管的散热片也比较大，估计能胜任25英寸彩电供电。
输出电压方面：康艺电源输出110V和18V、12V三组电压，康佳T2506电源有四组电压输出，其中D904整流后的130V为行输出电路提供电压，D909整流后的26V为功放电路提供电压，D907整流后的14V开机时为CPU提供电压， D905整流后的电压开机时65V不用，待机时变为15V为CPU副电源提供电压，由于代换电源电压均偏低，需对稳压电路进行调整以达到代换要求。
开关机控制电路：康艺电源的开关机控制是控制＋B电压的通断来实现待机的，康佳T2106开关机控制电路是通过控制开关电源脉宽实现待机的，代换时开关机控制电路需进行改动，由原来控制开关电源脉宽改为控制代换电源的开关机控制电路，达到控制＋B电压的通断来实现待机。由于待机时开关电源正常工作，各路输出电压不变，CPU副电源不再需要电压转换，这样康佳电源D905整流后的电压正好不用，符合代换要求。
2.代换方法
代换电路如图4所示。具体代换步骤如下：
①先将代换电源的输出电压调整到需要值。在代换电源＋B整流滤波电容两端接100W灯泡做假负载，将电源接入市电，测量＋B电压，调整取样电路可调电阻，发现调到电阻的一端输出电压仍达不到所需电压。采取减小取样电路上分压电阻的方法，将其减小到原值的20％后，再调整可调电阻，达到了需要值。110V升到130V，原来的18V也升到20V。
②将康佳被代换电源输出整流电路的D904、D905、D907、D909拆除，在220V市电输入端抗干扰电路L902之后断开，接入代换电源的市电输入端。
③将代换电源的输出端A座①脚12V输出端与被代换电源的C921正极相连，为CPU提供副电源。将代换电源的输出端A座②脚开关机控制端与被代换电源的开关机控制管Q620的集电极相连，并断开原来与Q620集电极相连的所有连接线，由被代换电源的开关机电路控制代换电源的开关机控制电路，实现待机控制。
基于PWM的开关稳压电源的设计 篇7
现有的电源主要由线性稳压电源和开关稳压电源两大类组成。相对线性稳压电源来说,开关稳压电源的优点更能满足现代电子设备的要求,开关电源的主要优点是:效率高,可靠性和稳定性好,体积小,重量轻,对供电电网电压的波动不敏感,在电网电压波动较大的情况下,任能维持较稳定的输出[1]。开关电源一般采用PWM信号控制电源开关占空比,目前有很多的如TL494等专门的PWM控制芯片[5]和比较成熟的反馈电路设计但为了进一步降低电源输出波纹,实现输出可变并控制产品成本和体积。本设计中采用小封装STC12C2052AD单片机完成PWM信号的产生、系统控制,A/D采样等。实现了设计的数字化、小型化可应用于开关稳压电源的设计。
1 系统结构
系统主要由电源整流部分、控制器、信号驱动模块和升压模块组成,如图1所示。系统输入为220V,50Hz交流电压,经电压变换,整流滤波后得到18V的直流电压,送入DC-DC变换电路,经滤波输出直流。控制器完成电压的AD变换并实现电压值的外部设置和实时显示,同时控制模块输出脉宽调制信号(PWM),从而控制Boost电路的输出电压[2,6,7]。该输出电压可在30~36V范围内步进调节。最大输出电流达2A。设计中DC-DC变换的核心电路采用经典的Boost升压形式。
2 系统硬件设计
2.1 MOS管驱动电路
由于单片机I/O口的驱动能力弱不足以驱动MOSFET,所以要增加专用的MOSFET电路。设计中采用采用美国IR公司推出的高压浮动驱动集成模块IR2110,从而减小了装置的体积,降低了成本,提高了系统的可靠性[3,4]。IR2110是一款高低电平驱动器件具有独立的低端和高端输入通道;悬浮电源采用自举电路,其高端工作电压可达600V,在15V下静态功耗仅116m W;输出的电源端(脚3Vcc,即功率器件的栅极驱动电压)电压范围10~20V;其逻辑输入电压只需3.3~20V,可方便地与TTL或CMOS电平相匹配,输出电压最大可达20V,图腾柱输出驱动电流最大可达到2A;工作频率高,可达100k Hz;开通、关断延迟小,分别为120ns和94ns;由于IR2110可同时驱动双MOS管,因而系统只涉及一个MOS管,故只使用一路驱动即可。
2.2 STC12C2052AD控制器
系统中控制器不断检测电源的输出电压,根据电源输出电压与设定值之差,调整DA的输出,控制PWM芯片,间接控制电源的工作。这种方式单片机已加入到电源的反馈环中,代替原来的比较放大环节。开关电源的控制芯片采用STC12C2052AD系列单片机,利用其内部PWM组件产生控制信号,经过放大后驱动boost升压电路。STC系列单片机为单时钟/机器周期(1T)的兼容8051内核单片机,是高速/低功耗的新一代8051单片机[8]。具有两路PWM/PCA和8路8位精度的ADC,在本设计中充分利用这两个功能来构成整个控制系统。
2.3 缓冲电路设计
当变换器的开关管在导通、截止后开关管的电压和电流的乘积几乎为零,但在导通和截止的变化过程中电压和电流都具有一定的幅值。因此变换器就会在开关过程中产生开关损耗。通常,变换器的开关损耗中,关断损耗比开通损耗大得多,因此大多数场合下只考虑关断过程的缓冲即可。最简单的缓冲电路就是附加缓冲电容,但在开关管导通时缓冲电容通过开关管放电,放电电流值非常大,开关关不能承受[9,10]。限制放电电流可串联限流电阻但缓冲效果明显变差,此时可将二级管并联到电阻两端以减小时间常数,这就是常用的RC-D缓冲电路,如图2所示。
为了有效的将开关管的开关应力转移,缓冲电路作用的时间应大于开关管的电压上升时间与电流下降时间之和,通常可以选择为开关周期的1/100~1/200电容理论值大约为6.7n F。多次试验显示,保护吸收电路的电阻应取kΩ级,电容取n F级即可。
2.4 采样电路设计
为了实现电压的反馈控制和过流保护,系统需要增加采样电路,采样电路共分成两部分:电压采样和电流采样。因为单片机ADC的参考电压为5V不能直接对输出电压进行变换,因此需要对输出电压分压后再采样。采用对输出的1/10分压,分压电路用简单的电阻分压器即可。课题要求系统具有过流保护的功能,这就要对电流进行采样,将电流变成电压后也进行ADC变换。采样电阻的选择十分重要,要求噪声小,温度特性好,所以最好选择低温度系数的高精度采样电阻。例如,锰铜线制成的电阻,温度系数约5ppm/℃。另外,由于采样电阻与负载串联时流过采样电阻的电流通常比较大,因而温度也会随之上升。另外采样电阻阻值取大一点,对稳定度有好处,但会使系统效率下降,折中考虑取R=0.5Ω。
3 系统软件设计
3.1 单片机控制算法
为了通过反馈调节控制信号实现稳压,系统软件设计中加入了PID控制算法,即单片机中将给定电压值与采样反馈电压值比较,利用偏差的比例、积分、微分线性组合调整PWM信号的占空比,进而达到稳压。常用的PID算法形式为:
式中:Kp、Ki、Kd分别为比例系数、积分系数、微分系数;e(k)为偏差;u(k)为所需控制信号的调整值。为了简化程序该系统设计选择P算法(PID算法的一种简单形式),即令Ki、Kd为零,只考虑比例系数。因此,系统稳压控制的优劣取决于参数Kd。Kp越大,系统反应越灵敏,但Kp偏大会导致输出振荡大,调节时间延长。因STC单片机速度较快所以课题中Kp选择不必太大,可实现预期稳压功能即可。
3.2 控制程序设计流程
根据课题要实现的功能及要求,单片机软件的控制部分程序的流程图3所示。
4 调试结果
测试当中输入电压为18V,开关管的控制脉冲(PWM波)频率为104k Hz,占空比50%,组装时电容取1600μF,电感为820m H,电阻为30Ω。得到的电流电压波形图如4所示。可看出,在不考虑损耗时电压可以升35V以上;在实际电路中因存在损耗,通过调整占空比达到了输出电压30~36V步进调整,最大输出电流2A。
改变电源的负载,对不同负载下的输出电压进行测试,数据如表1所示。
负载调整率SI=(36.01-35.38)/36.01≈1.7%
对不同输入电压下的电流、电压进行测试并计算出变换器的效率,测试结果如表2所示。
5 结论
传统的晶体管串联调整稳压电源虽具有稳定性好、输出波纹小等优点,但体积大且笨重的工频变压器和滤波器和只有45%左右的电源效率等缺点不能满足电源高效率、小型化、集成化、智能化的趋势。而开关电源的效率可高达70%-95%,功耗小散热器随之减小。本设计增加了电源的数控功能利用Boost电路实现了系统设计的升压转换,采用单片机完成数字控制,软件编程得到PWM信号,通过调整占空比实现输出电压数字调节,运用反馈算法实现可控的稳压输出。实验表明各项指标满足设计要求,适用于低成本、智能化的电源开发中,有广阔的应用前景。
摘要：论文基于单片机与电子电力技术,采用Boost直流斩波电路作为DC-DC变换器的主要部分。以STC12C2052AD处理器作为整个系统的主控器并且增加了对主电路电流、电压的采样反馈,实现过流保护和闭环PWM控制。该文对系统的硬件、选型、软件控制的实现均有较为详细的阐述,围绕单片机和开关电源技术进行的小功率通用开关稳压电源的设计。
关键词：STC12C2052AD,DC-DC,PWM
参考文献
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开关电源稳压电源 篇8
传统的线性稳压电源[1,2,3]具有稳定性能好、输出电压纹波小、使用可靠等优点, 但其通常都需要体积大且笨重的工频变压器与体积和重量都很大的滤波器。由于调整管工作在线性放大状态, 为了保证输出电压稳定, 其集电极与发射极之间必须承受较大的电压差, 导致调整管的功耗较大, 电源效率很低, 一般只有45%左右。另外, 由于调整管上消耗较大的功率, 所以需要采用大功率调整管并装有体积很大的散热器, 很难满足现代电子设备发展的需要。开关电源是一种采用开关方式控制的直流稳压电源, 通过控制开关的占空比来调整输出电压。它以小型、轻量和高效率的特点被广泛应用于以电子计算机为主导的各种终端设备、通信设备等几乎所有的电子设备, 是当今电子信息产业飞速发展不可缺少的一种电源形式。
方案设计
本设计基本要求:实时监控电源的输出电压和输出电流。通过RS485通信接口与上位机监控系统通信, 上位机可实时监控电源的工作状态和各种参数。具有输出过压、过流以及过热等多种检测和保护电路, 带有告警指示灯可以在线设置和修正电源的参数和运行状态。具有自动均流功能, 可以实现系统的任意扩展, 满足现场实际需要。指标要求采用大功率电源设计, 输出电源0~100伏, 输出电流10A采用4组并联, 最大输出电流40A各组电流不平衡误差小于5%。
设计主要分为三个主要部分:主电路部分、控制电路部分和监控电路部分。其中主电路部分包括:输入回路、功率开关桥、输出回路三部分。www.eepw.com.cn 2013.9输入回路将交流电通过整流模块变换成含有脉动成分的直流电, 然后通过电容使得脉动直流电变为较平滑的直流电。功率开关桥将滤波得到的直流电变换为高频的方波电压, 通过高频变压器传送到输出侧。最后, 由输出回路将高频方波电压滤波成为所需要的直流电压或电流, 主回路进行正常的功率变换所需的触发脉冲由控制电路提供。
在本系统中采用四路电源并联, 由于每个模块的结构相同, 故在下面框图中, 只画出来了一个模块。其余三个模块跟下图中的模块并联, 并同时受监控电路控制。在本设计中, UC3825作为控制电路的核心, 产生P WM波以控制主电路的电压输出。UC3907芯片作为均流控制系统的核心, 用于保障四个模块的输出电流保持在稳定状态, 使系统处于最佳的状态。我们采用STC 8 0 S 5 2单片机作为监控电路的核心, 单片机的任务是采集每一个模块的输入电压和输出电压、电流, 并将其数据通过通信接口电路上传给上位机, 相反, 上位机同样可以通过此电路设置系统的输出参数。系统一个模块的示意图如图1所示。
均流控制系统设计
大功率电源系统需要采用若干台开关电源并联, 以满足负载功率的要求, 并联系统中, 每个变换器只处理较小的功率, 降低了应力, 提高了系统的可靠性。由于大功率负载需求和分布式电源系统的发展, 开关电源并联技术的重要性日益增加。但是并联的开关变换器模块间需要采用均流措施, 它是实现大功率电源系统的关键。用以保证模块间电流应力和热应力的均匀分配, 防止一台或多台模块运行在电流极限 (限流) 状态。在本设计中, 采用基于最大值电流自动均流法的集成芯片UC3907作为均流控制系统的核心。
电路工作过程如下:UC3907的调节放大器将模块自身的电流和均流母线的电流相比较, 当模块自身的电流小于均流母线的电流, 即它为从模块时, 调节器使基准电压升高100m V, 使输出电压增大, 对应的输出电流增大。当模块自身的电流和均流母线的电流差不别不大时, 该模块有可能是主模块。但是下一次, 该模块又可能是从模块, 如此循环往复。在本设计中输出电流最大值为10A, 采用电阻来检测电流。根据芯片资料, UC3907内部电流放大器的输出最高电压可达5V。为此, 我取4V。根据测算, 此时需要送给UC3907检测的电压为0.2V。UC3907内部的驱动放大器将电压放大器输出电压转换成电流信号送给光耦电路。根据所选择的光耦电路参数, 光耦电路原方电流应小于1 m A。根据芯片资料和调试经验, 可以得到相关参数。R1=330kΩ, R2=2kΩ, R3=10kΩ, R 4=7 kΩ, R 5=1 0 kΩ, R 6=5 kΩ, R7=10kΩ, C1=C2=0.22μF。
系统的主电路设计
主电路的结构如图3所示。
V1为施加在原变绕组上的电压幅值, 本设计中取640V。电路工作频率为30k Hz, T=33.4ms, tON为导通时间, 根据计算的占空比, 我们暂取11ms。SC为磁芯截面积:。将这些数据带入 (1) 中得到N1为65。同理可以计算得出副边绕组匝数为42。其中整流二极管的选择是因为输出二极管工作于高频状态 (3 0 k H z) , 所以应选用快恢复二极管。高频变压器副边的输出最高电压峰值为:
所以加在输出整流二极管上最高的反压为705.7V。输出整流二极管流出的电流即为流过输出滤波电感的电流, 所以其有效值为11.51A。所以根据以上分析, 同时考虑一定的裕量, 选取RURU3O12O作为输出二极管。该二极管的耐压为120V, 额定电流为30A。控制和保护单元电路的设计采用PWM (脉冲宽度调制) 作为控制方式。在本系统中我们选用的PWM集成控制器为UC3825。UC3825适用于电压型或电流型开关电源电路, 实际开关频率可达到1MHz, 输出脉冲的最大传输延迟时间为50ns, 具有两路大电流推拉式输出, 具有软启动控制功能, 并具有良好的保护功能。并采用IR2110作为驱动芯片。过流保护我们采用了三重保护:一是在系统的输入级的三相交流引入处安置熔断保险管, 在系统出现短路和其它意外重大故障的时候切断外部电源的输入以保护系统免受损坏;二是在用于控制软启动的触发器后级安置熔断保险管, 以防止启动浪涌电流的过大而破坏功率器件;三是系统的最主要的过流保护部分, 通过对系统电流的检测来控制PWM信号脉宽从而达到过流保护的目的。在本设计中, 监控单元采用STC80S52单片机作为控制核心。系统主监控模块作为一个独立的模块, 可以监控整个电源系统各单元的运行状况, 具有对系统的运行参数进行采集、显示及设置的功能。监控单元还能不断接受上位机的送来的命令, 并根据命令对电源系统进行操作或者将电源系统的运行参数反送给上位机, 完成远程控制。
系统主控制程序设计
系统主控制程序流程图如图所示。
系统实际测试
(1) 稳压测试
测试条件:Uin=15V, 负载由1kΩ减少到2Ω (表1) 。 (2) 均流测试 (表2) 。
参考文献
[1]康华光.电子技术基础数字部分[M]北京:高等教育出版社.2006.1
[2]徐爱钧.智能化测量控制仪表原理与设计[M].北京:北京航空航天大学出版社, 1996.1
一种高效率的开关稳压电源的设计 篇9
我们在这同时单片机能对输出电压进行键盘设定和步进调整, 并具有测量和数字显示输出电压、电流、功率的功能。在过流的时候系统发出声光报警信号的功能。开关稳压电源对效率的要求非常高, 所以在设计电路的时候尽量减少电路中元器件的损耗。根据以上要点设计了模拟电路和数字电路相结合的一个系统。其中模拟部分由隔离变压器、整流滤波电路、DC-DC变换器。DC-DC变换器由一个电流脉宽调制集成模块UC3843组成, 可以从输出端引一个反馈到UC3843的电压反馈端调制其输出电压的脉宽, 这个电压将控制开关管的开关速率从而使输出电压达到稳定。
二、电路设计与参数计算
2.1 系统框架
本系统由以下几大部分组成:隔离变压器、整流滤波电路、过流保护电路、DC-DC变换电路、控制电路、输入电路、显示电路、声光报警电路。如图1所示。
2.2 主回路器件的选择与参数计算
功率MOSFET具有导通电阻低、负载电流大的优点。功率, 栅极驱动器的负载能力必须足够大, 以保证在系统要求的时间内完成对等效栅极电容 (CEI) 的充电。流经MOSFET的电流理论值ID=TOFFIO/T=VIIO/VO=1.2A.所以MOSFET选耐流大于3A的, 功率大于108W的, 经比较选用IRF540。
升压二极管的选择:整流二极管要采用正向电压降低, 反向恢复时间短的二极管, 所以选用反向恢复时间为60us以下的高耐压快速恢复二极管以及反向耐压为60V的肖特基二极管。它是一种低功耗、超高速半导体器件, 可大幅降低开关损耗并提高开关频率。
2.3 控制电路的设计与参数计算
控制电路的电路图2所示。
2.4 效率的分析及计算
整流滤波后电路的总功率PI=UIII, 输出的功率PO=UOIO, 电路损耗的功率主要在开关管的动态损耗、升压二极管的导通损耗、储能电感的损耗。其它部分如脉宽调制集成电路的损耗、单片机的损耗等。这些方面都会导致电源效率的下降。所以在电路中采用现有器材中功耗最低的元器件来减少损耗从而提高电源的效率。如开关管使用MOSFET管IRF540, 升压二极管使用肖特基二极管, 控制电路采用UC3843, 单片机使用51系列C8051F021等。开关电源的效率=PO/PI。
三、系统测试
电压调整率的测试方法:在输出电流为2A的条件下, 调整变压器使变压器的输出在15V到21V之间取几个值然后测量相应的输出电压值, 根据公式可求得电压调整率。负载调整率的测试方法:在变压器输出为18V的条件下, 调整负载电流在0A和2A之间测所对应的输出电压值。负载调整率就是电压变化量与标准电压的比值。
DC-DC变换器效率的测试方法:在变压器输出为18V, 输出电压为36V, 输出电流为2A的情况下, 测输入电压UI和输入电流II的值, 效率=UOIO/UIII。
结语
由测试结果可看出:电压调制率已经远远超过了基本要求, 负载调整率也超过了基本要求, 电源效率超过了发挥部分的要求。纹波也到达了要求并且电路的过流保护功能也正常。并且具有附件功能过流发出声光报警信号。
摘要：本设计是一个大电流、小电压的开关稳压电源的设计。设计中主要是通过尽量减少电路的损耗来完成。通过单片机和脉宽调整电路来稳定输出电压、电流, 并通过单片机的控制对整个电路进行过流保护, 排除过流故障后, 电源能自动恢复为正常状态。其中模拟部分由隔离变压器、整流滤波电路、DC-DC变换器组成, 数字电路控制部分使用高性能低功耗的增强性51单片机, 电路简洁、控制精度高低功耗。
关键词：关稳压电源,脉宽调整电路,过流保护,整流滤波电路
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开关电源稳压电源 篇10
关键词：开关电源,TOPSwitch,反激式,连续工作模式
1 概述
电子产品在使用集成芯片的过程中, 必不可少的前提就是要有一个能够提供芯片正常工作的直流稳压电源。直流电源的稳定程度会直接影响到集成芯片的工作状态, 因此在电子产品设计开发时必须要寻找一个稳定可靠的直流电源作为辅助电源。美国PI公司生产的TOPSwitch系列芯片, 是集金属氧化物半导体场效应管 (MOSFET) 与其控制电路于一体, 并具有自动复位、过/欠压保护、过电流保护和过热保护等功能, 拓扑电路比较简单, 基于该芯片设计开关电源可以简化设计过程, 缩短开发周期。介绍了利用该系芯片构成了反激式开关电源设计思路与主要参数的计算方法, 并通过实验验证了设计的正确性。
2 工作原理
原理解析:
图1给出了由TOPSwitch构成的反激式开关电源的原理图。其工作原理如下:
交流输入通过共模电感L1、电容CX1和CX2降低系统的电磁干扰, 经过整流桥BR1、电容C1整流滤波后, 形成脉动的直流电。
当TOPSwitch芯片中的MOSFET功率管导通时, C1两端的电压加到高频变压器T1的原边, 流过原边绕组的电流随之增加, 此时副边产生的反向感应电动势由于二极管D2将其回路截止, 致使副边电流为零, 变压器将以磁能的形式储存能量。稳压管DZ1与二极管D1是用来吸收由于变压器原边的漏感而产生的高压毛刺。
当TOPSwitch芯片中的MOSFET功率管关断时, 变压器原边电流回路被稳压管DZ1截止而突变为零, 变压器所储存的能量以电能的形式由副边绕组通过D2对电容C4充电, 致使变压器副边的电流随之下降, 将能量通过C4传送给负载。
二极管D3、电容C2、C3、C6、光电耦合器U2、电阻R4构成偏置电路, 控制TOPSwitch芯片C极偏置电流, 芯片内部通过PWM增益调制占空比, 从而驱动MOSFET功率管的通断, 实现开关电源稳压输出。
电阻R6、R7、R8、R9、R10、二极管D4、精密可调三端稳压器TL431、光电耦合器U2、电容C7、C8构成了电压反馈电路以保证输出电压稳定。
电阻R5与发光二极管D5构成一小型负载, 以保证当电源空载或轻载时输出电压稳定, 同时通过D5可监测开关稳压电源的输出情况, 由于某种情况致使开关电源保护或损坏时, 发光二极管将会熄灭。
电感L2与电容C5构成LC滤波器以提高输出电压的稳定性。
3 电路主要参数计算
3.1 输入整流桥BR1相关参数计算
3.1.5 交流输入有效值电流
其中:cos为开关电源的功率因数, 在没有功率因数校正的情况下通常在0.5~0.7之间, 这里取0.6。输入整流桥若能正常工作, 反向耐压必须高于UBR1, 额定电流必须大于2IRMS=1.48A, 考虑到元器件选型时要留有一定裕量, 因此反向耐压值600V, 额定电流2A的成品整流桥即可满足使用要求。
3.2 输入滤波电容C1
根据经验C1的容值为2~3倍的Pin (单位为μF) , 取C1=2.5Pin=93.75μF。最高输入电压Uimax=375V, 因此滤波电容耐压值应大于375V。考虑到电容的选取要留有一定的裕量, 以提高滤波效果和防止击穿, 所以C1选用耐压值400V、容值100μF) 的铝电解电容。
3.3 计算TOP244Y芯片相关参数
3.3.1 计算最大占空比Dmax与最小占空比Dmin
其中Uor为MOSFET开关管关断时, 原边产生的感应电势, 通常取135V, UDS为MOSFET开关管导通时, 漏-源极之间的电压, 这里取10V。
将上述数值代入Dmax和Dmin表达式中可得, 最大占空比Dmax=55.1%, Dmin=27%。
3.3.2 确定开关电源的工作模式
输入电流平均值IAVG=Pin/Uimin=37.5W/85V=0.44A。
一次侧峰值电流IP=0.972A时, 对应的KRP (一次侧脉动电流与峰值电流的比值) 为:
KRP的取值决定反激式开关电源的工作模式, KRP=0.52的取值可判断所设计的开关电源为连续工作模式。
3.4 高频变压器的选择
在一般设计过程中若无特殊要求, 只要向变压器生产厂家提供工作频率、变压器的功率 (确定磁芯型号) 和匝数比n (确定初次级电压的比值) 即可。由于中TOPSwitch芯片处于全频工作状态, 所以工作频率为132k Hz, 这里介绍变压器磁芯的选择和匝数比的计算。
3.4.1 变压器磁芯的选择
反激式开关电源所采用的高频变压器 (EE系列) 的额定功率PM与磁芯的截面积SJ之间存在下述经验公式:
通过查阅EE系列变压器的磁芯参数[2], 对照上式计算结果, 既要满足磁芯截面积大于0.92cm2, 同时尽量减小变压器体积, 使开关电源满足使用要求的前提下尽量减小变压器体积, 从而使电源更加轻巧。因此选用最为接近的EE25 (SJ=1.05cm2) 变压器磁芯。
3.4.2 确定变压器初级绕组与次级绕组的匝数比ns
其中:NS为变压器次级绕组匝数, NP为变压器初级绕组匝数, US为次级输出电压, 将UO=12V、UD2=0.4V (肖特基二极管导通时的压降) 代入上式, 求出:ns=10.9 (取11) 。
3.4.3 确定变压器初级绕组与偏置绕组的匝数比nb
其中:Nb为变压器偏置绕组匝数, Ub为偏置绕组输出电压, 将UFB=5V (偏置电压) 、UD3=0.7V (硅二极管导通时的压降) 代入上式, 求出:nb=23.7 (取24) 。
3.5 确定偏置电路参数
3.5.1 确定增益系数K
根据TOP224Y芯片控制极 (C) 电流IC与占空比D和频率f的关系曲线图, 增益K为。
3.5.2 确定芯片偏置电流IC的范围
由于芯片的PWM增益K=-0.2125保持不变, 因此当Dmax=55.1%时, 有
得出ICmin=3.0m A, 同理, 当Dmin=27%时, ICmax=4.4m A。因此IC的取值范围是3.0m A~4.4m A。
3.5.3 确定光电耦合器初级电流IF的范围
由资料可知IC的取值范围在3.0m A~4.4m A, 根据公式
可以得出IC在3.1m A~4.4m A所对应的IF值大约在2.8m A~4m A范围之间。
3.6 确定整流管参数
3.6.1 输出整流管最大反向峰值电压U (BR) S
因此选用反向耐压值100V, 额定电流10A的肖特基二极管MBR10100。
3.6.2 偏置电路中的整流管最大反向峰值电压U (BR) FB
因此1N4148 (反向耐压100V, 额定电流150m A) 满足使用要求。
3.7 其他参数
3.7.1 确定输出电容C4的容量
C4的容量与最大输出电流IOM有关。IOM越大, 需要的容值也就越高, 通过估算本电源系统最大输出电流IOM可达5.5A, 因此要选用3300μF/35V的电解电容, 为了减小满载时的纹波电压, 应尽量选取等效串联电阻 (RESR) 低的电容器, 或者可以选择几只电解电容并联的方式, 同样也可以降低RESR。
3.7.2 选取LC滤波器
当输出端的纹波电压超过规定值时, 可增加一阶LC滤波器滤波以使输出端电压满足实际使用的纹波要求。
4 实验验证
根据以上设计参数, 搭建实验平台, 测试该电源的性能指标状态, 空载 (Io=0A) 电压输出平均值为Uo1=12.20V。满载时Io=2.5A电压输出平均值为Uo2=12.00V。开关电源的负载调整率Sr为:
可见本次设计验证结果满足设计目标。
5 结论
通过实验数据分析, 可知在宽电压输入范围内, 满载情况下均能稳定工作, 满载工作时电源的负载调整率仅为1.64%, 完全满足一般的应用要求, 说明本次开关电源的设计步骤及方法是完全可行的。本设计中输出通过高频变压器与输入隔离, 因此输出电源是隔离电源, 除了可以供给集成电路或芯片辅助电源之外, 还可以用于隔离的控制或驱动系统, 如远程控制和功率管的隔离驱动。
参考文献
[1]Power Integrations, TOPSwitch-GX Family Extended Power, De-sign Flexible, Eco Smart, Integrated Off-line Switcher.[1]Power Integrations, TOPSwitch-GX Family Extended Power, De-sign Flexible, Eco Smart, Integrated Off-line Switcher.
[2]王宝全.铁氧体磁芯高频变压器设计[J].国际电子变压器, 2007, (8) .[2]王宝全.铁氧体磁芯高频变压器设计[J].国际电子变压器, 2007, (8) .
[3]Sharp PC817 Series, High Density Mounting Type Photocoupler.[3]Sharp PC817 Series, High Density Mounting Type Photocoupler.
[4]沙占友.新型单片开关电源设计与应用技术[M]北京:电子工业出版社, 2004.[4]沙占友.新型单片开关电源设计与应用技术[M]北京:电子工业出版社, 2004.
星原丰泰：开关电源的领航者 篇11
这其中便有“星原丰泰”的名字。这是一家以研发、设计、生产销售于一体的电源供应商，也是以高频模块开关电源为主的专业化高新技术企业。公司现已成为北京市重点扶持高新技术企业，并获得了北京市重点科技企业扶持基金。
采访安排在上午，天空中飘着雨，乘车进入到中关村昌平园，在沙河镇豆各庄彩易达科技园，我们见到了北京星原丰泰电子技术股份有限公司总经理贝尧，这位年轻的企业家是一个念旧的人，他说最大的财富不是“新三板”带来的，而是从2004年星原丰泰创办至今，一直留在公司的同行者，如今公司现有员工300人，公司董事会决定让核心员工持股10%，“因为这是他们应该得到的。”
核心竞争力
星原丰泰通过多年的模块电源技术开发及制造经验的积累，并和北京自动化研究院进行技术项目合作，现已具有雄厚的技术研发力量和先进的电源生产检测工艺，并拥有完整的半自动化电源生产线及严格的质量管理、控制工艺流程。星原丰泰的产品已广泛应用于邮电通信、铁路、电力机械、工控、公路、航空航天、军工及新能源等领域，已成为国内模块电源的主要供应商。
星原丰泰成立于2004年，翻开公司的“大事记”，就会发现在这一年发生了很多事：2004年星原丰泰率先于电源行业通过了ISO9001国际质量体系认证，并于2004年通过了SGS公司的ISO9001-2000版的认证；同时，在2004年公司部分产品通过了TUV和CE认证。“我们在2004年开始整合资源，搭建一个满足定制要求的技术平台。在该平台开发之初，整个开发系统设定一个尽可能全面的标准，涵盖标准产品和积累的客户需求。这个平台开发成功后，开发人员可以根据定制需求，选择已有的模块和布板方案来设计，流程变得简单了，因为相关的参数开发已经完成。”星原丰泰要求设计人员要求在定制产品开发的时候，不能偏离公司的标准20%以上，80%的指标需要与平台相符，这样可以保证定制产品的质量。据贝尧介绍，平台建立好之后，基本上可以覆盖60%以上的定制产品。
2005年初星原丰泰再接再厉通过了UL认证；2005年6月份就已经通过欧盟ROHS无铅认证，并且拥有独立的软开关实验室和EMC测试实验室；2006年星原丰泰已经拥有完整的无铅生产线、完整的贴片生产线；2007年10月共有8个系列的中小功率DC/DC产品通过了TUV Mark认证，TUV标志是德国TUV专为元器件产品定制的一个安全认证标志，在德国和欧洲得到广泛的接受。
2008年星原丰泰继续投入设备建立自动化流水线，包括自动化程度更高的贴片流水线和插件流水线，以及可靠自动测试设备和可靠性测试过程，规避人在制造过程中产生的各种效率和质量问题，并降低成本；2008年中旬公司继续通过提高生产各个工序组的产能平衡和员工工作计划的合理分配提高公司生产效率。
2010年星原丰泰申请并于12月通过了实用新型专利，并在这一年正式通过了北京市科学技术委员会的创新基金项目：节能型电源老化系统。
“我们认为只有差异化的东西，才是公司核心竞争力的体现。成本低，不是长期竞争策略，持续为客户解决问题，并且找到差异化，这才是核心竞争力。我们研究客户需求并满足他，不是哪个同行可以轻易取代你的，因为它也需要一段时间认识和理解。除了基层管理的问题以外，公司现在非常重测试，测试是客户体验的过程，给客户提供大量复合型测试和体验测试，想办法让他体验问题被解决了，这就是企业的核心竞争力。”
小公司，大胸怀
从2004年成立公司，一直到2008年，星原丰泰一直保持着40%以上的增长率，“那几年发展太顺利了，但是我们是一家居安思危的公司，天天反思，给自己提要求。”2008年金融危机，让星原丰泰的管理层真正意识到调整势在必行。“小公司虽然看上去效率高，创业的积极性和热情高，但是对资源的耗费也是非常大的，形成的惯性思维很难改变，所以接下来的几年，我们开始重新整改公司内部结构，优化资源，提高员工工作效率，增强生产能力。”
贝尧所说的“整改”，归结起来有六条：重新规划了公司QA工作流程，建立了失效分析小组，加强了设计可靠性评审和物料的选用评审，大幅提高了产品设计的可靠性；重新整理了公司部门和员工绩效管理制度，明确工作目标，提高部门的自我工作和修复能力以及员工的工作积极性；解决生产能力和客户需求之间的主要矛盾，建立MRP管理的能力，实现生产能力随销售预测弹性变化的工作流程；解决人力资源管理中的诸多不平衡之处，首先解决基本价值观的问题、解决人才长期积累问题；进一步加强市场规划的能力以及改善公司客户的构成，提高公司持续发展和抵御风险的能力；提高管理会计在公司运作中的作用，改进数据工作流程，使公司的各层管理者可以清楚客观的看到自己的工作结果，成为公司重要的管控手段。
“船小好调头，等发展成大公司后再调整，那损失和影响就不可估量了。”贝尧对此感触颇深：“爱思考的企业成长快，我想就是这么一个道理。”
或许正是因为这次思考和整改，让星原丰泰在之后的日子中迅速发展，不仅成为开关电源领域的领跑者，还率先登陆“新三板”。贝尧坦言心态平和：“‘新三板’和主板不同，没有那么高的要求。我们的目的是因为公司有重大的发展，并且有明确的发展目标，期望在什么时候得到什么样的支持，所以走了这条路；第二，上市的时候一定要结合公司自己实际发展目标，上市的路和自己公司的发展，不能强行上市。”
喝水不忘挖井人，贝尧一再强调要“感谢中关村昌平园”：“昌平园为快速发展的中小企业提供了一个广阔的舞台，因为它非常重视智力资源，像我们这样的公司，人工成本是最大的，每年开发费用已经占到公司年度销售额的11%多，相当大一部分其实就是工资，包括税和保险，智力资源要求非常高。我们一定要把公司放在高智力人群资源比较聚集的地方，昌平园就是不错的选择。同时园区各部门的人经常到我们公司来走一走，送送温暖，他们非常关注中小企业的发展。”
登陆“新三板”后的星原丰泰和以往有什么不同？贝尧说他明显感觉到几大变化：“首先，公司原有董事会变得正规了，这种正规对于议事起到非常好的作用。公司董事会的议事规则变得清楚正规，大家针对一些问题会有比较好的解决方案，不会出现所谓的‘一言堂’，公司的人员有主人公的感觉；其次，上‘新三板’之后就会有不同的价值，比如这次我们收购另一家企业，就会因为是新三板企业，让对方坚定了信心。”
开关电源稳压电源 篇12
USB技术提高了电子产品的便携性,同时需要较大的电池容量为更多功能供电。以个人媒体播放器为例,随着可下载媒体内容的爆炸性增长,人们想要将PC中的数据传送到便携式手持设备,USB使得这种传送速度更快。用同样的USB端口给设备充电也很方便。不过,用USB端口给设备的电池充电时,在功率上有一些限制。电源通路(Power Path)拓扑集成电路解决了这些问题,为最终用户带来了各种益处,例如能够自主和无缝地管理各种不同的输入电源、电池、以及为负载供电、以最低的热量快速充电以及实现“即时接通”工作。凌力尔特公司提供的LTC3555是一种电源管理集成电路(PMIC),片上有基于开关模式的电源通路管理器、锂离子电池充电器、3个降压型稳压器、以及LDO。该器件具有很多高性能功能,有益于最终产品,其微型扁平QFN封装以及极少的外部组件可为手持式电子产品组成简单、紧凑和经济的解决方案。
主要的设计难题
在很多情况下,能够用USB端口给电池充电为用户提供了更大的方便。但是,USB规范对USB电流有一定限制。一个基于USB的电池充电器必须尽可能高效率地从USB端口抽取尽可能多的功率,以满足今天的电源密集型应用在空间和热量方面的严格限制。
在产品内管理电源通路是另一个问题。例如,今天很多由电池供电的便携式电子产品可以用交流适配器、汽车适配器、USB端口或锂离子/聚合物电池供电。不过,自主管理这些电源、负载和电池之间的电源通路带来了巨大的技术挑战。传统上,设计师们一直尝试用少量MOSFET、运算放大器和其它分立组件实现这一功能,但是一直面临着热插拔、大浪涌电流等巨大的问题,这些问题可能引起严重的系统可靠性问题。直到最近,即使分立的集成电路解决方案也需要几个芯片来实现一个实用的解决方案。
便携式消费类电子产品常常采用锂离子电池和锂离子聚合物电池,因为这类电池的能量密度相对较高─与使用其它可用化学材料制成的电池相比,在给定的尺寸和重量限制条件下,它们的容量更大。随着便携式手持产品变得越来越复杂,它们消耗的功率也更多,因此对较高容量电池的需求也越来越大了,对更先进的电池充电器也产生了相应的需求。容量较大的电池需要较高的充电电流或者更多的时间才能充电至满电量。大多数消费者希望充电时间较短,因此提高充电电流似乎是明显可取的,但是提高充电电流带来了两大问题。首先,就线性充电器而言,电流增大会增加功耗,也就是热量,将典型的实际功率“最大值”降至2.1W。其次,根据主控制器协商好的模式,充电器必须将从5V USB总线吸取的电流限制到100mA(500m W)或500mA(2.5W)。这种对高效率充电的需求,加之电池充电器集成电路必须实现高水平的功能集成、以及节省电路板空间和提高产品可靠性的需求,都给电池供电型电子产品设计师带来了压力。
总之,系统设计师面临的主要挑战如下:
·最大限度地提高从USB端口(可提供2.5W)获取的电流;
·管理多个输入电压源、电池和负载之间的电源通路;
·最大限度地减少热量;
·最大限度地提高充电效率;
·最大限度地减小解决方案占板面积和高度。
“富有意义地集成”的电源管理集成电路(如凌力尔特公司提供的电源管理集成电路)就可简单轻松地解决这些问题。
一个简单的解决方案:电源通路控制
电源通路控制能够自主和无缝地管理各种不同输入源之间的电源通路,如USB端口、墙上交流适配器和其他类型的交流适配器以及电池之间的电源通路,并向负载提供充足的功率。电源通路系统还能实现“即时接通”工作,因为一向电路供电,中间电压就可向系统负载供电,这允许最终产品插电后立即工作,而不管电池的充电状态。一个具有电源通路控制功能的器件既为该器件负载供电,又用电源为单节锂离子/聚合物电池充电。为了确保一个满充电电池在连接USB总线时保持满电量,集成电路通过USB总线直接向负载输送功率,而不是从电池抽取功率。一旦电源被去掉,电流就通过一个内部低损耗理想二极管从电池流向负载,从而最大限度地降低了压降和功耗。参见图1以获得详细信息,该图是一个简化的开关电源通路方框图。理想二极管的正向压降远低于普通二极管或肖特基二极管的正向压降,因此最大限度地提高了能量传送效率,而且反向漏电流也较小。微小的正向压降减少了功耗和自热,延长了电池寿命。
开关电源通路系统
第一代USB充电系统应用直接在USB端口和电池之间设置限流的电池充电器,电池直接给系统供电。第二代线性USB充电系统在USB端口和电池之间产生一个中间电压(电源通路系统)。新的第三代USB充电系统具有基于开关模式的拓扑。此类电源通路器件从一个符合USB规格的降压型开关稳压器产生一个中间总线电压,该电压被调节至一个高于电池电压的固定电压,参见图1。这种形式的自适应输出控制被凌力尔特公司称为Bat-TrackTM(电池跟踪)。稳定的中间电压仅调节到足够通过线性充电器恰当充电的电压值。不过,通过以这种方式跟踪电池电压,最大限度地减小了线性电池充电器中的功耗,提高了效率,并最大限度地提高了负载可用功率。另外,平均开关输入电流限制最大限度地提高了利用USB电源提供全部2.5W功率的能力。可选外部PFET降低理想二极管的阻抗,以实现较低的热量损耗。这种架构对具有大电池(>1.5Ahr)的系统而言是“必须”的。
LTC3555:基于开关电源通路管理器的电源管理集成电路
LTC3555电源管理集成电路将USB开关电源通路管理器和锂离子电池充电器与3个同步降压型稳压器和LDO结合在一起,采用小型28引脚(4mm x 5mm)QFN封装,可提供完整的电源解决方案(参见图2)。
恒定电流、恒定电压锂离子/聚合物电池充电器利用电池跟踪功能,通过产生自动跟踪电池电压的输入电压,最大限度地提高电池充电器的效率。独立自主工作无需外部微处理器实现充电终止。由于节省了功率,因此LTC3555允许VOUT上的负载电流超过USB端口吸取的电流,而不会超出USB负载规格;因此可从USB端口获得700mA充电电流,实现了快速充电(参见图3)。I2C串行接口使得系统设计师能够彻底控制充电器和降压型稳压器,以实现在广泛的应用中改变工作模式这种终极适应性。LTC3555的3个用户可配置降压型DC/DC转换器能够向低至0.8V输出电压提供0.4A、0.4A和1A输出电流,在输出电压高于1.8V时,以100%占空比工作并具有高达92%的效率。突发模式(Burst Mode)工作以每个稳压器仅为35uA的静态电流(停机时<1uA)优化了轻负载时的效率,2.25MHz高开关频率允许使用高度不到1mm的纤巧低成本电容器和电感器。另外,稳压器用陶瓷输出电容器可稳定,实现了非常低的输出电压纹波。这个器件还提供始终接通3.3V LDO稳压器输出,能够为如实时时钟或按钮监视器等系统提供25mA电流。
结语
电池供电型产品的设计师面临着产品小尺寸、输入电源便利性和灵活性、高效率充电、低热损耗和USB兼容性这些需求所带来的挑战。同时,设计集成度日益提高以节省电路板空间、降低制造成本并提高产品可靠性。凌力尔特公司不断成长以及基于电源通路管理器的电源管理集成电路系列使得产品设计师的工作轻松了许多。这些集成电路能够从USB端口抽取更多功率,无缝管理不同输入电源、电池和负载之间的电源流动,减少了热量,并通过Bat-Track自适应输出控制提高充电效率,提供低输出电压系统电源轨,而且可利用较少的外部组件简化设计。这些集成电路还为由电池供电型便携式电子产品的最终用户带来了其它益处,如USB充电便利性和便携性、电池没电或缺失时提供系统电源、以及快速充电。
参考文献