PWM开关电源

PWM开关电源（共8篇）

PWM开关电源 篇1

摘要：把开关电源系统表示成数学模型或非线性控制模型,利用Matlab建立一个离散的、非线性的仿真模型。并利用该模型对220 V高频开关电源进行仿真。仿真试验分析逆变电源工作过程和动态特性,逆变电源输出电压及其频谱分析、总谐波畸变率。对输出电压波形进行分析,结果表明:系统输出谐波含量比较少且具有良好的稳态性能。

关键词：开关电源,Matlab,正弦波逆变器,脉宽调制

0 引言

通过数学的方法,把小功率开关电源系统表示成数学模型和非线性控制模型,建立一种开关电源全系统的仿真模型,提高了仿真速度。Matlab是一个高级的数学分析软件,Simulink是运行在Matlab环境下,用于建模、仿真和分析动态系统的软件包,它支持连续、离散及两者混合的线性及非线性系统。

在Matlab 5.2中推出了电力系统工具箱,该工具箱可以与Simulink配合使用,能够更方便地对电力电子系统进行仿真。随着电源技术的发展,PWM控制的开关电源得到了广泛的研究和应用,如通信电源,机车电源等。这里以220 V高频开关电源为研究对象,建立模型。该电源采用脉宽调制控制方式,实现了减轻重量、缩小体积、提高精度等多项指标要求,在开关电源的系统模型研究中极具代表性。主回路采用DC-HFAC-DC-LFAC结构[1],并利用Matlab建立一个离散的、非线性的模型。分别对系统进行开环和闭环仿真,并对仿真结果进行比较与分析。

1 电路原理图

电路原理如图1所示。

2 仿真电路

图2中各子模块的仿真模型如图3~图10所示该系统的仿真参数为:直流升压电路仿真参数设置:工作频率f=20 kHz;变压器变比k=13;输出滤波L=8μH,C=300μF。全桥逆变电路仿真参数设置:工作率f=25 kHz,输出滤波L=80 mH,C=100μF。这里设置相应仿真参数进行仿真调试。

2.1 输入回路的建模

使用电力系统工具箱的电源模块以及电阻电容模块可以很便捷地建立输入回路的仿真模型。输入采用两级LC直流输入滤波技术[2],在保证稳态滤波效果的同时,限制了瞬态谐振峰值,具有无功耗,高衰减,可控谐振峰值等优点。

2.2 DC-DC回路的建模

由图1可知,输出回路中的整流二极管不能流过反向电流,这也是一个非线性环节,建立非线性的数学模型。

2.2.1 DC-DC主电路的建模

根据图1可知,滤波电感中电流为:

式中:Ui为不控整流的输出电压;UF为负载电压;UL为电感电压;负载电压为:

式中:UC电容电压;IL为电感电流;IC为电容电流;IF为负载电流。

2.2.2 PI调节器的建模

比例积分调节器仿真模型(PI)如图5所示。

PI调节器的输出波形如图6所示。

2.2.3 PWM控制器的建模

仿真利用积分关系来产生三角波,Simulink中Sources有脉冲发生器(Pulse Generator),使其产生频率为20 kHz,幅值为4×104,占空比为50%的信号。

2.3 逆变电路的建模

逆变电路仿真模型(Inverter)如图9所示。

2.3.1 PI调节器的建模

比例积分调节器仿真模型(PI1)如图10所示,其输出波形如图11所示。

2.3.2 SPWM的建模

正弦宽度调制模型仿真模块(SPWM)如图12所示。

2.4 输出回路的建模

输出及显示模块仿真模型(output)如图13所示。

3 仿真结果

建立Simulink系统仿真模型,仿真模型设置仿真时间0.3 s,并选择变步长的ode15算法,在输入电压为48 V,负载为额定负载情况下,启动仿真可得其输出波形,输出电压波形图和THD频谱图如图14和图15所示。

3.1 开环仿真

开环仿真如图14所示。

3.2 闭环仿真

闭环仿真如图15所示。

从频谱分析上可以看出,开环时,总谐波系数(THD)为3.02%,且三次谐波含量比较大。闭环时,总谐波系数(THD)为0.07%,谐波含量非常少。从电压波形上可以看出,开环时电压输出波形在第3个周期才达到稳定,而闭环时在第2个周期就达到了稳定,所以闭环时电压达到稳定值的速度比开环时要快。

4 结语

该模型不仅可用于来考查系统内部主要状态的瞬态变化过程,还可用于来对控制回路进行分析和设计。这对于提高控制系统的性能具有现实意义和研究价值。用数学方法实现开关电源系统的建模,选择仿真时间为0.3 s,完成仿真只要40 s左右,不仅避免了其他工具的极慢仿真速度,还提高了仿真的可靠性。Simulink是控制系统仿真的一种功能完善、实现系统控制容易、构造模型简单的强大的动态仿真工具。

PWM开关电源 篇2

L6726A和L6727是两款价格低廉的单相PWM控制器，内建多个大电流驱动器，设备厂商利用这些产品能够设计性能卓越的通用直流-直流降压变换器，以满足从台式计算机子系统（如内存和芯片组）到通用电源的各种应用需求。因为芯片的集成度很高，这些紧凑型的SO-8产品有助于大幅度降低电源的成本和尺寸。

L6728和L6728A则在上述两款入门级产品的基础上增加了高端主板市场所需的特性和功能，例如，在温度变化过程中线路电压精度大约0.8%、实时报告输出电压状态信息的PowerGOOD输出引脚、芯片级的10引线DFN封。这两款产品针对简单而灵活的应用设计提供了一个频率固定的300kHz (L6728)或600kHz (L6728A)振荡器。这是首次在一个如此小的封装内集成所有这些高级功能，这两款产品特别适用于服务器和非隔离型负载点（niPOL）设备。

除服务器和PC机主板外，这些控制器适用于调制解调器、机顶盒、消费电子产品和高级直流-直流降压变换器。

基于PWM的开关稳压电源的设计 篇3

现有的电源主要由线性稳压电源和开关稳压电源两大类组成。相对线性稳压电源来说,开关稳压电源的优点更能满足现代电子设备的要求,开关电源的主要优点是:效率高,可靠性和稳定性好,体积小,重量轻,对供电电网电压的波动不敏感,在电网电压波动较大的情况下,任能维持较稳定的输出[1]。开关电源一般采用PWM信号控制电源开关占空比,目前有很多的如TL494等专门的PWM控制芯片[5]和比较成熟的反馈电路设计但为了进一步降低电源输出波纹,实现输出可变并控制产品成本和体积。本设计中采用小封装STC12C2052AD单片机完成PWM信号的产生、系统控制,A/D采样等。实现了设计的数字化、小型化可应用于开关稳压电源的设计。

1 系统结构

系统主要由电源整流部分、控制器、信号驱动模块和升压模块组成,如图1所示。系统输入为220V,50Hz交流电压,经电压变换,整流滤波后得到18V的直流电压,送入DC-DC变换电路,经滤波输出直流。控制器完成电压的AD变换并实现电压值的外部设置和实时显示,同时控制模块输出脉宽调制信号(PWM),从而控制Boost电路的输出电压[2,6,7]。该输出电压可在30~36V范围内步进调节。最大输出电流达2A。设计中DC-DC变换的核心电路采用经典的Boost升压形式。

2 系统硬件设计

2.1 MOS管驱动电路

由于单片机I/O口的驱动能力弱不足以驱动MOSFET,所以要增加专用的MOSFET电路。设计中采用采用美国IR公司推出的高压浮动驱动集成模块IR2110,从而减小了装置的体积,降低了成本,提高了系统的可靠性[3,4]。IR2110是一款高低电平驱动器件具有独立的低端和高端输入通道;悬浮电源采用自举电路,其高端工作电压可达600V,在15V下静态功耗仅116m W;输出的电源端(脚3Vcc,即功率器件的栅极驱动电压)电压范围10~20V;其逻辑输入电压只需3.3~20V,可方便地与TTL或CMOS电平相匹配,输出电压最大可达20V,图腾柱输出驱动电流最大可达到2A;工作频率高,可达100k Hz;开通、关断延迟小,分别为120ns和94ns;由于IR2110可同时驱动双MOS管,因而系统只涉及一个MOS管,故只使用一路驱动即可。

2.2 STC12C2052AD控制器

系统中控制器不断检测电源的输出电压,根据电源输出电压与设定值之差,调整DA的输出,控制PWM芯片,间接控制电源的工作。这种方式单片机已加入到电源的反馈环中,代替原来的比较放大环节。开关电源的控制芯片采用STC12C2052AD系列单片机,利用其内部PWM组件产生控制信号,经过放大后驱动boost升压电路。STC系列单片机为单时钟/机器周期(1T)的兼容8051内核单片机,是高速/低功耗的新一代8051单片机[8]。具有两路PWM/PCA和8路8位精度的ADC,在本设计中充分利用这两个功能来构成整个控制系统。

2.3 缓冲电路设计

当变换器的开关管在导通、截止后开关管的电压和电流的乘积几乎为零,但在导通和截止的变化过程中电压和电流都具有一定的幅值。因此变换器就会在开关过程中产生开关损耗。通常,变换器的开关损耗中,关断损耗比开通损耗大得多,因此大多数场合下只考虑关断过程的缓冲即可。最简单的缓冲电路就是附加缓冲电容,但在开关管导通时缓冲电容通过开关管放电,放电电流值非常大,开关关不能承受[9,10]。限制放电电流可串联限流电阻但缓冲效果明显变差,此时可将二级管并联到电阻两端以减小时间常数,这就是常用的RC-D缓冲电路,如图2所示。

为了有效的将开关管的开关应力转移,缓冲电路作用的时间应大于开关管的电压上升时间与电流下降时间之和,通常可以选择为开关周期的1/100~1/200电容理论值大约为6.7n F。多次试验显示,保护吸收电路的电阻应取kΩ级,电容取n F级即可。

2.4 采样电路设计

为了实现电压的反馈控制和过流保护,系统需要增加采样电路,采样电路共分成两部分:电压采样和电流采样。因为单片机ADC的参考电压为5V不能直接对输出电压进行变换,因此需要对输出电压分压后再采样。采用对输出的1/10分压,分压电路用简单的电阻分压器即可。课题要求系统具有过流保护的功能,这就要对电流进行采样,将电流变成电压后也进行ADC变换。采样电阻的选择十分重要,要求噪声小,温度特性好,所以最好选择低温度系数的高精度采样电阻。例如,锰铜线制成的电阻,温度系数约5ppm/℃。另外,由于采样电阻与负载串联时流过采样电阻的电流通常比较大,因而温度也会随之上升。另外采样电阻阻值取大一点,对稳定度有好处,但会使系统效率下降,折中考虑取R=0.5Ω。

3 系统软件设计

3.1 单片机控制算法

为了通过反馈调节控制信号实现稳压,系统软件设计中加入了PID控制算法,即单片机中将给定电压值与采样反馈电压值比较,利用偏差的比例、积分、微分线性组合调整PWM信号的占空比,进而达到稳压。常用的PID算法形式为:

式中:Kp、Ki、Kd分别为比例系数、积分系数、微分系数;e(k)为偏差;u(k)为所需控制信号的调整值。为了简化程序该系统设计选择P算法(PID算法的一种简单形式),即令Ki、Kd为零,只考虑比例系数。因此,系统稳压控制的优劣取决于参数Kd。Kp越大,系统反应越灵敏,但Kp偏大会导致输出振荡大,调节时间延长。因STC单片机速度较快所以课题中Kp选择不必太大,可实现预期稳压功能即可。

3.2 控制程序设计流程

根据课题要实现的功能及要求,单片机软件的控制部分程序的流程图3所示。

4 调试结果

测试当中输入电压为18V,开关管的控制脉冲(PWM波)频率为104k Hz,占空比50%,组装时电容取1600μF,电感为820m H,电阻为30Ω。得到的电流电压波形图如4所示。可看出,在不考虑损耗时电压可以升35V以上;在实际电路中因存在损耗,通过调整占空比达到了输出电压30~36V步进调整,最大输出电流2A。

改变电源的负载,对不同负载下的输出电压进行测试,数据如表1所示。

负载调整率SI=(36.01-35.38)/36.01≈1.7%

对不同输入电压下的电流、电压进行测试并计算出变换器的效率,测试结果如表2所示。

5 结论

传统的晶体管串联调整稳压电源虽具有稳定性好、输出波纹小等优点,但体积大且笨重的工频变压器和滤波器和只有45%左右的电源效率等缺点不能满足电源高效率、小型化、集成化、智能化的趋势。而开关电源的效率可高达70%-95%,功耗小散热器随之减小。本设计增加了电源的数控功能利用Boost电路实现了系统设计的升压转换,采用单片机完成数字控制,软件编程得到PWM信号,通过调整占空比实现输出电压数字调节,运用反馈算法实现可控的稳压输出。实验表明各项指标满足设计要求,适用于低成本、智能化的电源开发中,有广阔的应用前景。

摘要：论文基于单片机与电子电力技术,采用Boost直流斩波电路作为DC-DC变换器的主要部分。以STC12C2052AD处理器作为整个系统的主控器并且增加了对主电路电流、电压的采样反馈,实现过流保护和闭环PWM控制。该文对系统的硬件、选型、软件控制的实现均有较为详细的阐述,围绕单片机和开关电源技术进行的小功率通用开关稳压电源的设计。

关键词：STC12C2052AD,DC-DC,PWM

参考文献

[1]康华光,陈大钦.电子技术基础模拟部分[M].北京:高等教育出版社,1999:443-478.

[2]王水平,史俊杰,田安庆.开关稳压电源设计及实用电路(修订版)[M].西安:西安电子科技大学出版社,2005:46-48.

[3]张乃国.电源技术[M].北京:中国电力出版社,1998:56-57.

[4]金雍羊,彦毕强.新型单片开关电源的设计[J].电源技术应用,2000:58-59.

[5]范进,敬岚,乔卫民,马陆.HIRFL—CSR数字电源控制模块的设计[J].微计算机信息,2007,3-1:242-243.

[6]张大明,刘振鹏.单片微机控制应用技术[M].北京:机械工业出版社,2007:182-192.

[7]陈永真,宁武,孟丽囡.单管变换器及其应用[M].北京:机械工业出版社,2006:5-8.59-63.

[8]STC12C2052AD系列单片机器件手册[Z].

[9]Yan Chao,Li Fan,Zeng Jianhong,et al.Telecommunications Energy Conference,2004[C].INTELEC 2004.26th Annual International,2004:638-641.

利用FPGA芯片实现PWM电源 篇4

PWM (脉宽调制) 是利用微处理器的数字输出来对模拟电路进行控制的一种非常有效的技术, 广泛应用在从测量、通信到功率控制与变换的许多领域中[1,2]。PWM的一个优点是从处理器到被控系统信号都是数字形式的, 无需进行数模转换。目前市场上普遍存在的PWM芯片大都是功能比较单一, 本电源是为了模拟汽车电磁阀的工作状态, 即电磁阀工作时其两端电压的变化情况。在汽车行驶过程中, 加在电磁阀两端的电压状态往往会因为各种外界因素 (比如突然刹车) 发生随机变化, 使得电压在一段时间内不再是直流电平而是表现为方波的情况。经过大量的数据表明出现的方波的电压幅度在0～+36 V之间变化, 频率可在0～25 kHz之间变化, 占空比从0%～100%。因此只要设计一个能输出这个范围的脉冲电源, 按一定的周期给电磁阀提供变化的脉冲, 就可以很好的满足模拟大多数电磁阀的工作状态的模拟需求。本文设计的测试电源输出脉冲的电压幅度、频率和占空比可以随意设置 (在要求范围内) , 并且可以通过设置周期时间, 使得PWM电源的输出电压、频率、占空比可以跟随周期同步连续增加或者减少到指定值, 这通过给电磁阀提供不同的PWM脉冲就能测试电磁阀在各种情况下的性能指标。为此, 本设计开发了一种基于FPGA的能够同步改变幅值, 占空比、时间、频率的PWM脉冲电源。

1 电源系统的设计方案

根据需求本文提出了3种设计方案。并对设计方案做了比较, 选取了一种设计方案。

1.1 需求说明

本电源是专门为模拟汽车在行驶过程时电磁阀供电时的工作状态, 以此来测试电磁阀长时间工作性能指标而设计的数字可调式脉冲电源, 由于电磁阀是电感性负载, 因此本电源不但电压、频率、占空比都要连续可调, 而且其还应具有快速启动特性, 可以瞬间输出大电流。系统具体要求如下:

1) 电源输出电压范围0～+36 V, 最小精度为0.01 V;

2) 电源输出频率可调范围为0～25 kHz, 最小精度为1 Hz;

3) 占空比在0%～100%范围内可调;

4) 可以设置变化周期, 周期为10 s的整数倍;

5) 系统输出电流最大可达10 A;

6) 系统输出的方波波形较好, 可以连续变化, 误差不超过1%。

1.2 系统设计总体说明

系统设计大致分两部分:一部分是PWM信号的产生部分;另一部分是电压放大部分。

其中, PWM方波发生电路是本脉冲电源系统最重要的模块之一, 产生PWM信号的方法很多, 大体可以分为3种, 第一种是采用比较复杂的模拟电路来构成PWM信号发生电路, 这种方法所构成的PWM发生电路往往具有电路庞大复杂、噪声高、精度低、功耗大等缺点[3,4], 现在已经基本没人再使用这种方法了, 第二种是采用PWM专用芯片或者函数发生芯片来产生, 这种方法精度较高, 外围电路多而复杂, 但产生的PWM信号非常稳定, 而且控制程序比较复杂。第三种是采用单片机和可编程逻辑门器件FPGA或CPLD等通过编程来实现[5], 这种方法功耗低, 集成度最高, 仅一块芯片就能完成任务, 用硬件描述语言的编程实现

PWM的信号输出[6], 控制精度高。

由于根据设计要求, 电源要输出0～25 kHz的PWM方波, 而SG3525脉宽调制器在低频段的波形失真大 (200 Hz以下) , 需要选择一块MAX038函数发生芯片来弥补这个缺陷。这样整个PWM信号分为低频段 (0～200 Hz, 由MAX038输出) 和高频段 (200 Hz～25 kHz, 由SG3525输出) 两部分组成, 虽然精度满足需求, 但是外围电路复杂。所以本文采用方案3。

2 系统实现

系统实现分为两部分:一部分为PWM信号的产生部分, 采用FPGA实现。另一部分是处理电路, 对单片机系统的说明在本文中不再阐述。

2.1 PWM信号的产生

本设计以PWM波形频率范围可调、占空比可调为目的, 设计一个基于FPGA的PWM信号发生器。它以产生时间, 频率和占空比可调的PWM波形为主要目的, PWM信号发生器其核心模块包括对时间、占空比、频率进行处理模块, 占空比控制模块以及频率控制模块等。

对于每个模块的实现均采取最适合的软件及算法。单片机控制参数输入模块, 由于硬件描述语言Verilog HDL语言在处理小数及除法时的不足, 本模块采用单片机系统及LCD等辅助电路来检测PWM信号设计的质量, 单片机使用C51编程。而对于PWM波形实现模块来说, 由于本设计要求产生波形的频率变化范围较广, 采用50MHz的时钟信号, FPGA芯片采用Cyclone系列中的EP1C6。

2.2 电压处理电路

电压处理电路主要作用是稳压输出, 也是该设计电路的特色所在, 如图1所示。

二极管D1起保护大功率三极管Q4的作用, 电容C1是为输出提供储能的大电容。U1运算放大器OP07具有较高的电压增益和高输入阻抗, 低输出阻抗, 是稳压电源中作比较放大器的高质量单元[3,4]。电路是串联型负反馈型, 通过Q1、Q2、Q3、Q4负反馈回来使电压稳定输出, 当电网电压升高或因负载减轻, 引起输出电压上升时, 这上升的信号经R2引入U1的反相输入端。因同相输入端电压不变, 反相输入端电压上升, 就引起运算放大器的输出降低。进而引起电源的输出端电压降低, 使输出电压趋于原来的数值。当电网电压下降或负载加重时, 产生与上述相反的过程, 以保持输出电压的稳定。而且Q1、Q2、Q3、Q4构成多级达林顿管, 可以多级放大电流, 计算公式是:

I=I1* (β1+1) * (β2+1) * (β3+1) * (β4+1)

其中:I1为U1输出电流;β1为Q1的放大系数;β2为Q2的放大系数;β3为Q3的放大系数;β4为Q4的放大系数。这样, 整个电路能够可以同时提供大电流和大电压的稳定输出。回路中的电压下降则按相反过程保持输出电压稳定。而且Q1、Q2、Q3、Q4级联可以将电流连续放大, 经过实践, 可以把输出电流放大到10A, 足以满足设计要求。

3 基于FPGA的PWM信号的产生

本设计采用硬件描述语言Verilog HDL语言实现, 主要包括对时间、占空比、频率进行处理模块, CLK分频模块, 占空比控制模块以及频率控制模块, 时间控制处理模块, 综合处理模块等, 下面简略介绍各模块的基本实现思想。

3.1 系统基本实现原理分析

对于本设计来说, 它要求通过单片机输入用户所要求的时间段、占空比变化范围、频率变化范围等。对于输入处理部分可以通过单片机来输入, 并且在单片机中对其进行处理[7]。为了便于对时间、占空比、频率等的变化控制, 同时要求变化一致, 因而本文采用如下办法:

1) 对输入的总时间段t进行等分处理 (本文采取一百等分处理t1=t/100) , 然后再让每次波形持续时间为t1。由于本设计使用50 MHz频率的CLK信号, 因而只需要由计数器计数500 000*t次即可达到所需时间要求。

2) 对占空比进行相应处理:输入起始占空比为q1%, q2%, 也对其进行等分处理, 由于Verilog HDL语言中对小数处理不变, 因而本文将占空比进行乘以1 000处理, 即在处理时直接使用q1、q2, 步长q3= (q2-q1) /1 000, 占空比的精度可达千分之一。由于除法在Verilog HDL语言中实现占用资源较多, 对q的计算也可以用单片机系统来完成, 计算结果送给FPGA。

3) 对频率进行处理:处理办法基本与占空比处理相同, 也是进行等分处理, 再实现等差相加。

3.2 主要Verilog HDL的模块说明

本文的输入部分主要由单片机模块来实现。它用于接收用户输入的参数, 并对之进行处理, 然后再将处理后的参数送给FPGA处理。

3.2.1 计算模块

由于接收的数据为频率和占空比, 所以不能直接用于分频, 要经过计算才能得出分频数, 可以编写程序实现乘除法, 但程序比较复杂, 增加了很多计数器从而加大了功率损耗, 还可能出现错误, 实现乘除法还可以使用FPGA自带的LPM参数化宏模块。LPM参数化宏模块使用方便, 并且精确无误, 所以本设计选用FPGA自带的LPM参数化宏功能模块来实现乘除法。

3.2.2 LPM宏模块

LPM是参数可设置模块库 Library of Parameterized Modules 的英语缩写, Altera提供的可参数化宏功能模块和 LPM函数均基于 Altera器件的结构做了优化设计。 在许多实用情况中, 必须使用宏功能模块才可以使用一些 Altera 特定器件的硬件功能。例如各类片上存储器、DSP 模块、LVDS 驱动器、嵌入式 PLL 以及 SERDES 和 DDIO 电路模块等。这些可以图形或硬件描述语言模块形式方便调用的宏功能块, 使得基于 EDA技术的电子设计的效率和可靠性有了很大的提高。设计者可以根据实际电路的设计需要, 选择 LPM库中的适当模块, 并为其设定适当的参数, 满足自己的设计需要。LPM功能模块内容丰富, 每一模块的功能、参数含义、使用方法、硬件描述语言模块参数设置及调用方法都可以在 QuartusⅡ中的 Help 中查阅到, 方法是选择“Help”菜单中的“Megafunctions/LPM”命令。

3.2.3 使用宏功能模块实现乘除法器

在Quartus中使用宏功能模块实现一个除法器的步骤如下:

首先打开MegaWizard Plug-In Manager初始对话框。在 Tools 菜单中选择 MegaWizard Plug-In Manager, 选择 Create a new custom…项 (如果要修改一个已编辑好的 LPM模块, 则选择 Edit an existing custom…项) , 即定制一个新的模块。单击 Next 按钮后, 产生相应的对话框, 在左栏arithmetic项下的 LPM_DIVDE, 再选择 Cyclone 器件和VHDL 语言方式;最后输入除法器文件存放的路径和文件名:d:＼myprogram＼quartus＼interface＼div) , 单击 Next选择被除数的位宽为26, 除数位宽为16, 然后左击Next按钮。画面都点击Next按钮, 直到点击Finish按钮。在Quartus中编译程序, 仿真结果如图2所示。

在图中可以看出除法结果正确, 余数为0。模块符合设计要求。在乘法模块中和除法大致相同的调用LPM宏功能模块, 余下的和除法基本相同。

3.2.4 存储模块

在使用RAM时可以采用FPGA中提供的BLOCK RAM, 这样的RAM块不论移植还是灵活性都降低了。所以这里采用VHDL来描述一个RAM, 根据所存数据的大小, 和数目设置RAM的宽度和深度。由于要先存入后取, 所以采用双时钟RAM, 在RET为1并且CLKIN为上升沿时存入第一个数据, RAM地址加1, 下一个CLKIN上升沿到来时存入下一个数据, 直到RET变为0时停止取数据, 地址复位。在RET为0并且CLKOUT为上升沿时取第一个数据, 读地址加1, 在下一个CLKOUT上升沿到来时取第二个数据。当RET为1时读地址复位。如此可以方便的多次使用RAM, 便于用户修改数据。在Quartus Ⅱ上进行波形仿真结果如图3所示。

从图中可以看出当RST为1时存入6个数据, 为0时有7个上升沿, 所以在第7个数据时又取出第一个数据, 达到循环取数的功能。当RST再为0时重新存进数据0。然后在RET为1时循环取出0。

3.2.5 波形输出模块

波形输出模块为设计的核心部分, 在这个模块将输出符合要求的波形, 本模块将取出的正脉冲分频数和总分频数进行分频, 输出当前周期波形, 并且生成一个脉冲作为下次取数的CLKOUT。具体实现为:在程序中设一个计数器, 当RET为0时并且CLK为上升沿时加1, 当小于正分频部分输出1, 大于正分频数小于总分频数时输出为0, 当计数器等于总分频数时产生一个CLKOUT的脉冲, 并且计数器清零。如此配合单片机实现循环输出频率和占空比的PWM波形, 在QutartusⅡ上仿真的波形如图4 所示。

仿真图4中设置总分频数为66, 正分频数为20, 当一个波形完成后生成一个在RAM中取数的CLKOUT信号TOP, 假设取出的下一个总分频数仍为60, 正分频数还为20, 如此循环。达到循环输出用户期望的频率和占空比的PWM波形。此波形的占空比为30。因为基频为50 MHz, 经过60分频得到的PWM波形频率为833 333Hz。

4 结束语

本设计FPGA部分采用Verilog HDL语言实现, 该参数通过单片机系统输入, 经计算后在FPGA上实现PWM的输出。整个系统所需外围电路简单, 所产生的波形频率范围广、频率较高, 性价比也高, 符合实际的需要。通过软件模块化的方式实现了测试电源输出的电压幅度、频率和占空比在指定时间范围内可按周期连续变化的功能, 很好地满足了不同种类电磁阀实际工作状态的模拟需求。

摘要：为了解决模拟汽车电磁阀的工作状态设计了一种对基于FPGA的PWM电源, 该测试电源在硬件上以单片机作为控制核心, 控制FPGA芯输出所需的PWM波形, 通过软件模块化的方式实现了测试电源输出的电压幅度、频率和占空比在指定时间范围内可按周期连续变化的功能。实践证明:该电源很好地满足了不同种类电磁阀实际工作状态的模拟需求。

关键词：PWM,占空比,FPGA

参考文献

[1]师娅, 唐威.一种电流型PWM控制芯片的设计[J].微电子学与计算机, 2007, 24 (8) :145-148.

[2]林平, 李明峰.新型PWM的调速控制芯片的发展[J].电工技术杂志, 2002 (8) :4-6.

[3]康华光.电子技术基础 (数字部分) [M].北京:高等教育出版社, 2005.

[4]康华光.电子技术基础 (模拟部分) [M].北京:高等教育出版社, 2005.

[5]黄楚芳, 陈鸿.基于FPGA直流电机调速器的实现[J].电子测试, 2009 (2) :65-68.

[6]李建林, 王立乔, 李彩霞, 等.基于现场可编程门阵列的多路PWM波形发生器[J].中国电机工程学报, 2005, 25 (10) :55-59.

一种等面积PWM控制的逆变电源 篇5

逆变电源的触发脉冲控制有硬件方法和软件方法, 相比较于硬件实现方法, 采用软件计算的实时PWM控制策略已被接受, 并出现了许多不同的PWM波的发生方法, 如采样SPWM法、谐波注入PWM法、均值PWM法、等面积PWM法等[1]。文献[2]讨论了继电保护测试仪用逆变电源的设计, 其中利用SPWM生成芯片, 结合频率调节实现相位的闭环控制, 其逆变电源可精确跟踪给定信号频率, 并控制相位和幅值。文献[3]针对大功率应用场合的单相PWM整流器, 探讨了一种适用于单相PWM整流器的网侧电流3次谐波抑制方法, 分析了单相PWM整流器的工作原理和网侧电流的3次谐波产生原因, 并将该新型谐波抑制方法与常规控制算法进行了分析对比。文献[4]依据冲量效果不变理论, 给出了采用直接面积等效法计算三相SPWM波的方法, 并进行了基于FPGA的发生器软、硬件设计, 取得了较好的变频调速效果。

1等面积PWM法简介[1]

等面积PWM法的基本思想是使相同时间间隔内的PWM波的面积与调制波的面积相等, 正弦波等面积PWM法的调制原理为:假定一个周期内PWM波的脉冲数为2N, 将参考正弦波的整个周期T分为2N等分, 则每个区间的长度为Ts=T/ (2N) , 在第i个区间正弦波的面积为

设输出PWM波的幅值为Ud, 采用双极性调制后, 第i个区间内的PWM波形平均值为

式 (2) 整理可得

为调制深度。

δi的表达式中虽包含有三角函数的计算, 但它仅与N有关, 一旦N确定后, 可实现将计算好的δi存入内存中, 需要时通过查表方式获取即可。从k的表达式可以看出, k正比于调制深度而反比于基波频率ω。对于通用型交流变频调速系统来说, 通常使fU为常数来达到恒转矩控制, 若用等面积PWM调制实现时, 此时只需使k值为一个常数即可。

综合上述分析, 等面积PWM法的脉冲换相点计算公式为

由于等面积PWM法生成的PWM波形在2T处是点对称的, 因而可推导出

等面积PWM法具有算法简单、占用内存少、产生的PWM波形对称等优点, 并且PWM波脉宽与调制深度M存在一定的线性关系, 易于实现变频调速的恒压频比控制。

2控制系统及实现

2.1控制策略

本设计采用的控制方法是电压瞬时值控制。为了保证输出波形有效值精度, 在瞬时值环外面加了一个平均值环来对输出波形的幅值进行调整。此时, 内环通过瞬时值控制获得快速的动态性能, 保证输出畸变率较低, 外环使用输出电压的平均值控制, 具有较高的输出精度。

图1给出了逆变电源系统控制的结构框图。图1中G1 (s) 为被控对象, 其中Kpwm=E/Vtri为逆变桥的增益, R/ (LCRs2+Ls+R) 为忽略电感L、电容C的计生电阻后的LC滤波器传递函数。H1 (s) 和H2 (s) 分别为内环和外环的PI调节器。输出电压经整流滤波后得到得直流量与给定参考信号的有效值进行比较, 得到的误差信号经外环调节器后的输出作为内环参考正弦波的幅值, 这个幅值乘以单位正弦波后作为内环给定信号。内环给定信号与输出电压瞬时值比较, 得到误差信号经内环PI调节器运算, 得到内环的控制信号。最后这个控制信号被送入PWM发生器, 与三角载波调制比较后产生的PWM信号经驱动电路后对逆变桥的开关管进行控制[5]。

2.2控制系统电路[1]

控制系统以AVR单片机为核心, 其功能主要是产生全桥逆变电路中开关管的驱动信号, 同时通过实时采样线路电压和电流来实现逆变电源的调节和保护。对于直流母线侧的输入电压信号, 采用霍尔传感器变压后, 电压信号经过由运算放大器组成的射级跟随器, 送到窗口比较器, 窗口的上下两阈值分别对应过电压和欠电压限值, 如果在窗口范围内则电压正常, 否则输出过电压或欠电压故障信号;对于直流母线侧的电流信号, 采用采样电阻对其进行测量, 采样电阻两端电压送运算放大器放大和抗干扰滤波处理后, 与设定的过电流阈值比较, 实现逆变器的输出或内部电路过电流的报警和处理。以上两种保护信号经过逻辑与处理, 送到单片机的外部中断请求输入脚, 无论何种情况引起的故障信号, 均可以向单片机提出中断请求, 单片机响应中断, 通过封锁所有开关管的驱动信号来实现保护, 同时给出故障指示。

控制器采用8位AVR单片机。8位AVR MCU的特点有:哈佛结构, 具备1MIPS/MHz的高速运行处理能力;超功能精简指令集 (RISC) , 具有32个通用工作寄存器, 克服了如8051MCU采用单一ACC进行处理造成的瓶颈现象;快速的存取寄存器组、单周期指令系统, 大大优化了目标代码的大小、执行效率;片内集成多种频率的RC振荡器、上电自动复位、看门狗、启动延时等功能, 外围电路更加简单, 系统更加稳定可靠;片上资源丰富等。将逆变器输出频率给定值以编码的方式输入, CPU根据读入的输出频率代码确定应选择的等面积PWM控制数据, 并通过内部定时控制, 按此规定的PWM控制数据对开关器件进行切换, 从CPU的I/O端口输出逆变桥开关管的驱动信号。

3 结语

本设计系统、全面地分析了等面积PWM脉冲信号控制在逆变电源的实现过程, 主要工作包括: (1) 详细分析了等面积PWM控制的基本原理; (2) 设计了逆变电源的电压、电流双环控制策略; (3) 给出了基于单片机的等面积PWM逆变电源硬件电路。

参考文献

[1]谢运祥, 欧阳森.电力电子单片机控制技术.北京:机械工业出版社, 2007

[2]周雯琪, 马皓, 李恩.一种继电保护测试仪用逆变电源的设计及相位调节方法.中国电机工程学报, 2008; (12) :119—123

[3]宋文胜, 冯晓云, 刘志敏.单相PWM整流器的特定谐波改善控制方法.电气应用, 2008; (12) :45—48

[4]王春侠, 聂翔, 等.基于面积等效法的SPWM发生器的设计.微计算机信息, 2008; (2) :216—217

[5]徐德鸿.电力电子系统建模及控制.北京:机械工业出版社, 2006

PWM开关电源 篇6

关键词：光伏阵列,数学模型,PWM整流器,大功率,模拟电源

随着光伏产业的迅速发展,光伏逆变器的地位愈加突出,光伏逆变器MPPT性能是很关键的指标,直接关系到光伏电站的发电量和投资回报,而MPPT研究很大程度上受到试验条件和测试设备的制约,尤其是光伏阵列模拟电源,而大功率的光伏阵列模拟电源价格昂贵,用于试验研究不经济。因此,研制光伏阵列模拟电源作为光伏发电系统相关研究的辅助条件具有一定的现实意义。

光伏阵列模拟电源不仅可以缩短光伏逆变器的研发周期,而且通过人为对温度、光照参数的控制,摆脱了环境因素带来的随机影响,增加了科学研究的可靠性。

1 光伏电池工程数学模型

根据图1规定的电压、电流参考方向,建立太阳能电池输出特性方程,如下式:

式中:Iph为光生电流;Io为二极管反向饱和电流;q为电子电荷;V为光伏电池输出电压;I为光伏电池输出电流;Rs为光伏电池的串联电阻;Rsh为光伏电池的并联电阻;n为二极管特性因子;T为光伏电池温度;k为波尔兹曼常数。

由式(1)知,光伏输出特性方程复杂,其参数与电池温度、光强有关,不易确定,不适于工程设计应用,故做如下简化:

1)通常Rs很小,Iph≈Isc;

2)Rsh非常大,对I影响很小,故(V+IRs)/Rsh可忽略。因此,光伏电池可简化模型为

2 光伏阵列模拟电源系统结构

目前,光伏阵列模拟电源主要有模拟式和数字式。模拟式一般只能实现中小功率的模拟;数字式,以DC/DC拓扑结构为功率电路,为满足大功率光伏系统的调试和研发要求,需要并联多个DC/DC环节以增大输出功率,不仅成本高,可靠性差,而且控制复杂。本文舍弃传统的AC-DC,DC-DC双级模式,采用单级AC-DC,研究了基于PWM整流器的大功率模拟电源,系统的拓扑结构如图2所示,其交流输入线电压为270 V。

3 光伏阵列模拟电源的控制原理

本设计通过光伏阵列数学模型,由给定的温度和光照,得到光伏特性曲线,以此作为模拟参考数据,其控制框图如图3所示。

基于PWM整流器SVPWM双环控制,以直流电流环代替电压外环,采样直流侧电压,经过数学模型得到参考电流idc_ref,由于系统器件为非理想器件,如IGBT有开通及关断损耗,为避免系统静差,加入直流电流idc的前馈补偿,经交直流侧功率等值换算,得出指令电流id_ref,进而达到控制目的,id_ref的换算公式如下。

不考虑系统损耗

将式(3)与式(4)代入式(2),可得

4 仿真及分析

4.1 光伏电池数学模型仿真

光伏电池关键参数为:Vm=583.2 V,Im=254.8 A,Voc=734.4 V,Isc=283.8 A。

由给定的4个参数,测试其分别在光照强度1 000 W/m2,900 W/m2,800 W/m2时的P-V、I-V曲线,如图4、图5所示。

4.2 光伏阵列模拟电源静态特性测试

模拟电源的静态特性仿真电路如图6所示,电容C=20 000μF,输出侧为线性电阻。光照强度为1 000 W/m2,温度为25℃,测试电阻R=2.3Ω时的输出电流波形,仿真时长为2 s。当t=1 s时,光照强度由1 000 W/m2迅速变到800 W/m2,结果如图7所示。由于模拟电源直流侧电压有一定的超调量,引起模拟电源产生尖峰电流,按光伏特性,光伏阵列数学模型随着电压的突增,电流迅速减小。t=1 s时光照强度突变,由于PWM整流器存在自然延迟[1],模拟电源输出电流缓慢减小。由图7可以看出,模拟电源输出电流能快速地跟踪由数学模型得到的指令电流,实现无静差输出。

4.3 光伏阵列模拟电源动态特性测试

为测试动态输出特性,文献[1]中给出了I-V曲线的测试电路,但该电路实质上测得的是PWM整流器的输出特性,并不能直接反映其I-V特性。本文给出简单的仿真测试电路如图8所示,电容C=20 000μF,输出侧为电阻与受控电压源的串联,电阻阻值R=0.8Ω,受控电压源电压从0 V逐渐增加到734 V,可等效为随时间变化的非线性电阻,测试温度为25℃,光照强度1 000 W/m2。图9、图10分别为其P-V,I-V曲线。图11为当t=0.7 s,光照由1 000 W/m2突变为800 W/m2时的I-V曲线。

由图9~图11可以看出,模拟电源对光伏电池阵列数学模型实现了稳定的跟踪,具有良好的动态特性。由于PWM整流器等效于一个升压电路,其直流输出电压大于网侧电压峰值382 V,因此电压输出范围受限在382~734 V,但对于MPPT等研究已经满足需求。

5 结论

本文基于光伏电池阵列数学模型,提出利用PWM整流器模拟大功率光伏阵列输出特性,并设计了控制系统,为光伏逆变器的研究提供支持,降低了研究成本;通过Simulink建立测试电路并进行仿真,基本实现了P-V,I-V曲线的复现,实现了电流的无静差输出,动态快速跟随,进而证明原理的可行性。

参考文献

[1]He Mingzhi,Liu Hongliang,You Xiaojie,et al.Research on Photovoltaic Array Simulator Based on the PWM Rectifier[C]∥IEEE ECCE,2009,9:302-306.

[2]冯玉,周林,傅望,等.光伏阵列模拟器综述[J].电气传动,2011,41(11):3-7.

[3]杜柯,段善旭,刘飞.基于Matlab的一种光伏阵列模拟器的研究[J].通信电源技术,2006,23(3):8-10.

[4]范心明.基于SIMULINK的SVPWM仿真[J].电气传动自动化,2009,31(3):19-21.

[5]廖志凌,阮新波.任意光强和温度下的硅太阳电池分线性工程简化数学模型[J].太阳能学报,2009,30(4):430-435.

[6]茆美琴,余世杰,苏建徽.带有MPPT功能的光伏阵列Matlab通用仿真模型[J].系统仿真学报,2005,17(5):1248-1251.

[7]张兴.PWM整流器及其控制策略的研究[D].合肥:合肥工业大学,2003.

[8]陈裕云.光伏发电系统最大功率点跟踪控制方法的研究[D].沈阳:东北大学,2009.

[9]周昶.光伏电池阵列模拟电源的研究与设计[D].上海:复旦大学,2010.

PWM开关电源 篇7

目前, 双向PWM变换器主要应用于不间断电源 (uninterruptible power supply, UPS) 、混合电动汽车蓄电池组的充放电系统[1,2,3,4]。随着工业化进程的迅猛发展及人们物质生活水平的日益提高, 人们对石油、煤炭、天然气等能源的需求越来越大。这些不可再生资源在促进社会发展的同时, 对自然环境产生了破坏性的影响, 也始终会有枯竭的时候, 因此光能、风能和核能等清洁且可再生能源越来越受到人们的关注。然而生产成本、功率密度及转换效率是限制其发展的重要因素。随着半导体功率器件及数字控制技术的发展, 双向PWM变换器越来越广泛地应用于该领域并展现出了良好的应用前景。

同时, 由于电力电子设备容量的增大, 高功率密度、低输出电压、高输出电流是人们对双向PWM变换器提出的又一技术要求。双向PWM变换器交流侧和直流侧都接有电源 (交流侧为电网, 直流侧为蓄电池组) 和负载。在正常情况下, 交流侧电网为供电电源, 经过双向PWM变换器将交流电能转换成直流电能给蓄电池组充电或浮充, 同时给直流负载供电, 即直流发电工况;当交流电网出现故障时, 为了保证交流侧重要负载的正常工作, 此时蓄电池组将作为供电电源, 经过双向PWM变换器将直流电能转换成交流电能, 给交流负载供电, 即交流发电工况。两种发电工况之间的转换由DSP控制的无缝转换开关完成, 这样就保证了转换的快速性及准确性, 确保交直流负载不会因为掉电出现误操作, 保证用电设备的安全性。

本文介绍了双向PWM变换器的工作原理, 提出了基于DSP控制的无缝开关转换控制策略, 并分析了其转换过程中的工作特性, 同时通过在原理样机上的实验加以验证, 结果表明所提出的控制策略的正确性。

2 双向PWM变换器的工作原理

图1所示为双向PWM变换器的拓扑结构图。系统基本工作原理如下。

在直流发电工况, 装置通过交流主开关从交流电网经交流滤波器、交流电抗器获得380 V交流电源。多功能变换器作为开关整流器运行, 将380 V交流电源整流为650 V直流电源。直流双向变换器作为三重化Buck变换器运行, 将650 V直流电源降压为220～330 V的直流电源, 经直流滤波器向蓄电池充电和 (或) 向直流负载供电。

在交流发电工况, 装置通过直流主开关从直流电网 (蓄电池组) 经直流滤波器获得175～320 V的直流电源。直流双向变换器作为三重化Boost变换器运行, 将175～320 V的直流电源升压为650 V的直流电源。多功能变换器作为逆变器运行, 将650 V直流电源逆变成390 V交流电能, 经交流电抗器、交流滤波器向交流负载供电。

正常情况下, 该双向PWM变换器工作在直流发电工况。当需要由直流发电工况转换为交流发电工况时, 此时分为两种情况:如果交流电网不掉电, 通过手动操作工况转换开关, 给DSP一个工况转换信号, 此时由蓄电池供电, 产生的交流电能将被输入到电网;如果交流电网掉电, 此时DSP通过A/D采样检测到交流电压峰值低于某一设定的值, DSP会发出一个应急转换信号, 此时由蓄电池供电, 产生的交流电能给交流重要负载供电。

3 双向PWM变换器的数学模型

3.1 多功能变换器数学模型

3.1.1 PWM整流器数学模型

由图1可得如下方程:

$\{\begin{array}{l}pi{}_{\text{g}k}=-\frac{R{}_{\text{g}}}{L{}_{\text{g}}}i{}_{\text{g}k}-\frac{1}{L{}_{\text{g}}}u{}_{\text{f}k}+\frac{e{}_k}{L{}_{\text{g}}}\\ pu{}_{\text{f}k}=\frac{1}{C{}_{\text{f}}}i{}_{\text{g}k}-\frac{1}{C{}_{\text{f}}}i{}_{\text{c}k}k=a,b,c\\ pi{}_{\text{c}k}=-\frac{R{}_{\text{m}}}{L{}_{\text{m}}}i{}_{ck}+\frac{u{}_{\text{f}k}}{L{}_{\text{m}}}-\frac{v{}_{\text{c}k}}{L{}_{\text{m}}}\end{array}$

(1)

式中:p为微分算子;ek, igk 分别为电网侧电压、电流;ufk, ifk 分别为交流电容电压、电流;vck, ick分别为交流变换器侧电压、电流;Rg, Lg 分别为交流滤波电感的电阻、电感值;Rm, Lm 分别为交流电抗器的电阻、电感值;Cf为交流滤波电容的电容值。

$CpV{}_{\text{d}\text{c}}=\frac{1}{2}(i{}_{\text{c}a}m{}_a+i{}_{\text{c}b}m{}_b+i{}_{\text{c}c}m{}_c)-i{}_{\text{L}}$ (2)

式中:C为直流母线电容值;Vdc, iL分别为直流母线电压、直流负载电流;ma, mb, mc 分别为a, b, c相调制比。

将式 (1) 、式 (2) 进行Clarke变换及Park变换, 可得:

$\{\begin{array}{l}pi{}_{\text{g}}^{dq}=(-\frac{R{}_{\text{g}}}{L{}_{\text{g}}}-\text{j}\omega )i{}_{\text{g}}^{dq}-\frac{1}{L{}_{\text{g}}}u{}_{\text{f}}^{dq}+\frac{\text{e}{}^{dq}}{L{}_{\text{g}}}\\ pu{}_{\text{f}}^{dq}=-\text{j}\omega u{}_{\text{f}}^{dq}+\frac{1}{C{}_{\text{f}}}i{}_{\text{g}}^{dq}-\frac{1}{C{}_{\text{f}}}i{}_{\text{c}}^{dq}\\ pi{}_{\text{c}}^{dq}=(-\frac{R{}_{\text{m}}}{L{}_{\text{m}}}-\text{j}\omega )i{}_{\text{c}}^{dq}+\frac{u{}_{\text{f}}^{dq}}{L{}_{\text{m}}}-\frac{v{}_{\text{c}}^{dq}}{L{}_{\text{m}}}\end{array}$

(3)

式中:edq, i${}_{\text{g}}^{dq}$分别为电网侧电压、电流d, q分量;u${}_{\text{f}}^{dq}$为交流电容电压d, q分量;v${}_{\text{c}}^{dq}$, idqc分别为变换器侧电压、电流d, q分量。

$CpV{}_{\text{d}\text{c}}=\frac{3}{4}(i{}_{\text{c}}^{d}m{}_d+i{}_{\text{c}}^{q}m{}_q)-i{}_{\text{L}}$ (4)

式中:md, mq分别为a, b, c相调制比d, q分量。

3.1.2 PWM逆变器数学模型

由图1可得如下方程:

$\{\begin{array}{l}pi{}_{\text{g}k}=-\frac{R{}_{\text{g}}+R{}_{\text{s}}}{L{}_{\text{g}}+L{}_{\text{s}}}i{}_{\text{g}k}-\frac{1}{L{}_{\text{g}}+L{}_{\text{s}}}u{}_{\text{f}k}\\ pu{}_{\text{f}k}=\frac{1}{C{}_{\text{f}}}i{}_{\text{g}k}-\frac{1}{C{}_{\text{f}}}i{}_{\text{c}k}k=a,b,c\\ pi{}_{\text{c}k}=-\frac{R{}_{\text{m}}}{L{}_{\text{m}}}i{}_{\text{c}k}+\frac{u{}_{\text{f}k}}{L{}_{\text{m}}}-\frac{v{}_{\text{c}k}}{L{}_{\text{m}}}\end{array}$

(5)

式中:Rs, Ls分别为交流负载的电阻、电感值。

ek=-Rsigk-Lspigkk=a, b, c (6)

将式 (5) 、式 (6) 经过Clarke变换及Park变换, 可得:

$\{\begin{array}{l}pi{}_{\text{g}}^{dq}=(-\frac{R{}_{\text{g}}+R{}_{\text{s}}}{L{}_{\text{g}}+L{}_{\text{s}}}-\text{j}\omega )i{}_{\text{g}}^{dq}-\frac{1}{L{}_{\text{g}}+L{}_{\text{s}}}u{}_{\text{f}}^{dq}\\ pu{}_{\text{f}}^{dq}=-\text{j}\omega u{}_{\text{f}}^{dq}+\frac{1}{C{}_{\text{f}}}i{}_{\text{g}}^{dq}-\frac{1}{C{}_{\text{f}}}i{}_{\text{c}}^{dq}\\ pi{}_{\text{c}}^{dq}=(-\frac{R{}_{\text{m}}}{L{}_{\text{m}}}-\text{j}\omega )i{}_{\text{c}}^{dq}+\frac{u{}_{\text{f}}^{dq}}{L{}_{\text{m}}}-\frac{v{}_{\text{c}}^{dq}}{L{}_{\text{m}}}\end{array}$

(7)

edq=- (Rs+jωLs) i${}_{\text{g}}^{dq}$-Lspi${}_{\text{g}}^{dq}$ (8)

3.2 直流双向变换器数学模型

当变换器处于buck工作状态时, 每一桥臂的上管作为开关功率管, 下管作为续流管, 此时以上管来计算占空比;当变换器处于boost工作状态时, 每一桥臂的下管作为开关功率管, 上管作为续流管, 此时以下管来计算占空比。

三重化buck-boost变换器数学模型:

$\{\begin{array}{l}L{}_{\text{b}}\frac{\text{d}i{}_{\text{L}k}}{\text{d}t}+R{}_{\text{b}}i{}_{\text{L}k}=v{}_{\text{b}}-d{}_{k}V{}_{\text{d}\text{c}}\\ i{}_{\text{b}}=\underset{k}{{\displaystyle \text{Σ}}}i{}_{\text{L}k}\end{array}k=1,2,3$

(9)

式中:iLk, dk分别为斩波电路相电流、占空比;vb, ib分别为直流侧电压、电流。

4 双向PWM变换器的控制策略

4.1 直流发电控制策略

当变换器工作在直流发电工况时, 需考虑交流侧LCL电路的固有振荡, 故加入虚拟阻尼控制[5,6,7,8]。同时为了具备一定的电流过载保护能力, 故引入限流控制, 限流控制策略为

$\begin{array}{l}\{\begin{array}{l}i{}_{d\text{r}\text{e}\text{f}}=i{}_d^{*}\\ i{}_{q\text{r}\text{e}\text{f}}=i{}_q^{*}\end{array}\sqrt{(i{}_d^{*}){}^2+(i{}_q^{*}){}^2}<{\rm I}{}_{\text{Μ}\text{S}}\\ \{\begin{array}{l}i{}_{d\text{r}\text{e}\text{f}}=\frac{{\rm I}{}_{\text{Μ}\text{S}}}{\sqrt{(i{}_d^{*}){}^2+(i{}_q^{*}){}^2}}i{}_d^{*}\\ i{}_{q\text{r}\text{e}\text{f}}=\frac{{\rm I}{}_{\text{Μ}\text{S}}}{\sqrt{(i{}_d^{*}){}^2+(i{}_q^{*}){}^2}}i{}_q^{*}\end{array}\sqrt{(i{}_d^{*}){}^2+(i{}_q^{*}){}^2}>{\rm I}{}_{\text{Μ}\text{S}}(10)\end{array}$

式中:IMS为电流设定限流值。

交流侧PWM整流控制策略如图2所示。

为了克服直流侧三重化buck斩波电路的环流问题, 故采用三重化动态电流均流控制策略[9,10,11,12], 即取电压外环经过PI调节器输出的三分之一作为每相的电流参考, 控制策略如图3所示。

4.2 交流发电控制策略

当变换器工作在交流发电工况时, 需考虑交流负载的不对称, 因此需加入交流负载不平衡控制策略[13,14,15,16], 本文采用正、负序分量同步控制策略, 即采用延迟信号撤销法[17,18] (delayed signal cancellation, DSC) 分离出正、负序同步坐标系下的电压正、负序分量值分别进行控制, 控制框图如图4所示。

直流侧三重化boost斩波器与buck斩波器的控制策略大致相同, 区别在于buck电路需要控制的是直流输出电压, 而boost电路需要控制的是直流母线电压, 控制框图如图5所示。

4.3 无缝开关转换控制策略

当双向PWM变换器工作在直流发电工况时, 由交流电网供电, 直流输出功率。软件锁相环始终跟踪电网频率和相角, 并为控制算法提供同步相角。当主控制器接收到直流发电转交流发电工况转换指令信号 (由直流固态继电器提供) 后, 控制算法由直流发电工况时的PWM整流-Buck斩波控制迅速转换为交流发电工况时的Boost斩波-PWM逆变控制。此时, 交流侧和直流侧电流反向, 实现功率由直流侧向交流侧流动。此后, 如果主控制器再次接收到交流发电转直流发电工况转换指令信号, 则交流侧和直流侧电流再次反向, 实现功率由交流侧向直流侧流动。由于直流固态继电器触点开关信号的快速性, 即可实现双向PWM变换器的无缝转换。

应急转换是直流发电转交流发电的特殊情况, 它由主控制器自动完成转换。在这种情况下, 交流电网完全掉电, 主控制器通过A/D采样检测交流电压与预先设定的值做比较, 当检测值低于预先设定的值时, 则自动由直流发电转交流发电。

5 实验研究及分析

本实验采用Ti公司的TMS320F2812PGFS和Altera公司的EP1C3T144FPGA的数字处理系统, 采用TMS320F2812内部12位的采样通道进行电压、电流采样, 采样频率为9.45 kHz。通过DSP和FPGA构成的数字系统和12位的D/A芯片Max 1258进行模拟量的输出, 使用LDS的Nicolet数据采集系统进行电压、电流信号的采集。

图6、图7分别为直流发电转交流发电时的直流电压、电流和交流线电压、电流波形图。

从图6、图7可以看出, 当由直流发电转交流发电时, 直流电压由输出转为输入状态, 电压值有所跌落。直流电流慢慢减小至零后反向再增大, 即由开始的充电状态转为放电状态;此时由于交流电网未掉电, 交流电压基本不变。双向PWM变换器产生的交流电能被送回到电网, 实现能量由直流向交流的传递。

从图8、图9可以看出, 当由交流发电转直流发电时, 蓄电池组由放电状态转为充电状态, 直流电压有所增加, 直流电流逐渐减小至零后反向增大;由于交流电网未掉电, 交流电压基本不变, 交流电流反向, 双向PWM变换器产生的直流电能被给蓄电池组充电, 实现能量由交流向直流的传递。

图10、图11为直流发电工况1 200 A应急转换为交流发电300 A (阻感性负载) 时, 直流电压、电流和交流线电压、电流波形图。从图 10、图 11可以看出, 应急转换时直流侧电压、电流波形与直流发电转交流发电时大致相同, 而交流电压则有所不同, 原因在于应急转换时交流电网掉电, 转换过程中交流电压不能立刻恢复, 此时交流负载只能依靠交流侧支撑电容放电来维持交流电压, 因此交流电压会有一定程度的跌落。当转换完毕后在控制器的作用下, 电压恢复到参考设定值后稳定。

图12、图13为直流发电工况1 200 A应急转换为交流发电300 A (电机负载) 时, 直流电压、电流和交流线电压、电流波形图。

从图12、图13可以看出, 与图10、图11相比, 直流侧波形变化不大, 由于电机负载的反电动势作用, 使得带电机负载比带阻感性负载应急转换时交流电压跌落要小。

6 结论

本文详细分析了双向PWM变换器无缝开关转换工作原理, 针对交、直流发电工况下不同的控制对象及性能要求, 分别给出了控制策略框图, 并在原理样机上做了实验研究。实验结果与理论分析结果基本一致, 从而证实了该控制策略的正确性及可行性。

PWM开关电源 篇8

目前, 电流控制模式仍是以高性能PWM整流器控制为主流, 其控制思想的核心是通过引入电流反馈来改造系统的开环频率特性, 使电压环的开环传递函数中不再有共扼极点, 提高了系统的动态跟踪特性。比较成熟的电流控制模式主要有滞环电流控制和固定开关频率控制2种。滞环电流控制具有很好的电流跟踪性能, 但是滞环宽度固定将导致功率器件的开关频率变化范围较大, 造成交流侧滤波电感设计困难以及功率模块应力和开关损耗增大[1]。固定开关频率控制能很好地弥补滞环电流控制方法的不足, 其主要思想是用实际电流与给定电流的偏差信号与一个频率固定的载波进行比较, 从而产生PWM信号[2]。载波频率就是功率器件的开关频率, 调整载波频率就能对功率器件的开关频率进行调节[3,4]。因此, 固定开关频率控制方法对于外围硬件电路的设计来说, 实现起来较为容易。笔者建立了三相PWM整流器模型, 并采用固定开关频率控制策略对该模型的性能进行了仿真。

1三相PWM整流器数学模型

三相电压型PWM整流器主电路拓扑结构如图1所示, 主要由交流回路、功率开关管桥路以及直流回路组成。理想状态下, 忽略功率开关管的功率损耗, 则有如下矢量关系:

undefined

式中:undefined为电网电动势参考矢量;undefined表示交流侧电压矢量;undefined表示交流侧电感电压矢量;undefined表示交流侧电流矢量。

将三相电压型PWM整流器功率管损耗等值电阻RS同交流滤波电感等值电阻RL合并, 并令R=RS+RL, 采用基尔霍夫电压定律建立三相PWM整流器的三相回路电压电流方程:

undefined

式中:ia、ib、ic表示交流侧电流;L、R分别表示交流侧电感和电阻;ea、eb、ec表示电网电动势;sa、sb、sc分别为a、b、c三相开关函数;udc、uNO分别表示直流侧输出电压值和中性点电压值。

考虑三相对称系统中有

undefined

综合式 (1) ～ (3) , 有

undefined

另外, 对直流侧电容应用基尔霍夫电流定律, 有

undefined

式中:c为电容;udc为直流母线电压;el为电流电动势。

联立式 (2) ～ (5) , 同时引入状态变量X=[ia, ib, ic, udc]T, 可以得到三相PWM整流器一般数学模型的状态变量表达式:

undefined

其中:

undefined

;

undefined

;

E=[eaebecel]T。

2固定开关频率控制策略原理

2.1 三相PWM整流器在d-q坐标系的数学模型

三相PWM整流器固定开关频率控制采用电压外环电流内环的双闭环控制方式, 电压外环中的电压偏差信号经过电压调节器得到给定正弦波电流信号, 该电流信号与反馈电流信号的偏差经电流控制器处理后得到调制波信号, 然后与一个固定频率的载波信号相比较, 从而得到PWM波。该结构的主要优点在于物理意义清晰, 控制性能优良, 只要通过电流内环的电流指令限幅, 就可以使PWM整流器恒流运行, 实现功率开关器件的过载保护。式 (6) 表示的是三相PWM整流器在abc坐标系下的状态方程, 但是对于控制器的设计实现难度很大, 通常需要进行矢量变换, 把abc坐标系下的状态方程转换到d-q旋转坐标系下来分析, 式 (7) 表示的为经过旋转变换后在d-q坐标系下的数学模型[4]:

undefined

式中:vd、vq为三相VSR交流侧电压矢量;ed、eq为网侧电动势矢量;idc为直流侧电流;id、iq为等效到d-q轴的电流值;sd、sq为等效到d-q轴上的开关矢量;iL为电流侧电阻负载电流。

从式 (7) 可看出, 在d-q旋转坐标系下的三相PWM整流器状态方程仍是一个强耦合的系统, 电流id、iq除受控制量vd、vq影响之外, 还受交流侧电感电压ωLid、ωLiq以及电网电动势ed、eq的影响, 单纯的对电流分量id、iq进行负反馈控制并没有消除d-q轴电流的耦合。本文采用前馈解耦控制, 以实现d-q轴电流的解耦。

电流内环控制器采用PI调节器, vd、vq的控制方程可写成:

undefined

式中:KiP、KiI分别表示电流内环比例、积分增益;i*d、i*q分别表示d-q旋转坐标的下的两相参考电流分量;W、L分别表示电网电流角频率和交流值滤波电感值。

将式 (8) 代入式 (7) 并化简得

undefined

从式 (9) 可看出, 此时d、q电流分量实现了解耦控制。三相PWM整流器在d-q旋转坐标系下的解耦控制结构如图2所示。

2.2 电流内环控制结构

固定开关频率控制中电流内环的作用是迫使交流侧电流跟踪指令电流, 使输入电流正弦化, 同时还能提高电流的动态性能。理想状态下, 整流器可以等效成一个比例环节, 但是考虑到整流器本身的非线性特性, 而且以及为了避免功率开关管上下直通以及自关断器件的驱动信号还要引入延时, 因此, 整流器可以用一个小时间常数的一阶惯性环节Gj (s) 来表示。同时考虑到电流内环采样延时Ts, 可令Gi (s) =1/ (Tss+1) 。在电流内环PI调节器中, KPWM表示桥路PWM的等效增益;交流侧滤波电感L和电阻R的时间常数为L/R。整流器的电流内环结构如图3所示。

2.3 电压外环控制结构

电压外环可以稳定直流侧输出电压, 三相PWM整流器交流侧输入电流和直流侧输出电压的传递函数[1,5,6]为

undefined

式中:K=3R/4udc;TZ=LIm/Um;TP=0.5RC;R为直流侧负载电阻;C为直流电容;Um、Im分别为交流侧相电压幅值和相电流幅值。

在设计时, 考虑PWM整流器要处于单位功率因数运行状态, 因此, 设置无功电流分量i*q=0, 而且由于电流闭环作用, 动态过程中iq变化已经很小, 在直流输出电压稳定之前iq已经完成暂态过程达到零值。由于电流环是一个二阶系统, 在设计时, 考虑输入电流无误差跟踪指令值, 可以对电流环进行降阶处理, 用一个一阶惯性环节Ci (s) 来替代, 因此, 可以获得如图4所示的电压环结构。

其中:

undefined

电压外环开环传递函数为

undefined

电流调节器是电流内环必不可缺的调节器, 能有效提高电流响应能力。为了使零极点对消, 此时电压环调节器应满足:Kpu=TpKIu, 代入式 (12) 中, 可得式 (13) :

undefined

于是电压外环闭环传递函数为

undefined

从峰值响应时间方面考虑, 忽略对直流电压动态性能影响较小的时间常数TZ, 对Gu (s) 作进一步简化处理:

undefined

3仿真实验

3.1 整流和逆变仿真波形

利用Matlab软件对固定开关频率控制策略进行仿真, 具体实验参数:交流侧电源为fea, b, c=50 Hz, 电压Ea, b, c=380 V, 交流侧滤波电感L=5 mH, 直流侧负载RL=100 Ω, 电容Cdc=2 000 μF, 设置等值电阻R=0.5 Ω, 电流内环KiP=8, KiI=30, 电压外环KuP=5, KuI=40, 开关频率fs=10 kHz, 采样频率均为2 000 Hz。为了观察对直流电压给定U*dc的跟踪能力和整流器的调压能力, 设定U*dc为一个阶跃函数:

undefined

直流侧输出电压udc波形如图5所示。从图5可看出, udc对电压给定u*dc有较好的跟踪能力。

图6为PWM整流器整流状态下A相电动势ea和ia波形。

从图6可看出, 由于直流输出电压的2次过渡过程, 导致开关状态不稳定, 故交流侧A相启动电流幅值变化较大, 进入稳态后, 电流变化基本稳定, 在t=0.06 s时, 整流器工作在稳定状态, 此时ea和ia基本同相位, 即功率因数接近于1。

图7为有功功率P和无功功率Q的波形。从图7可看出, 在同步旋转坐标系下通过对有功和无功电流的解耦控制, 可以得到无功功率接近于0, 验证了本次仿真实验满足单位功率因数的要求。

图8为PWM整流器逆变状态下A相电压ea、电流ia波形。从图8可看出, 当直流负载幅值高于输出直流电压udc时, PWM整流器工作在逆变状态, 此时ea和ia反相位, 功率因数为-1, 实现了能量的双向流动。

3.2 关键参数设置对输入电流的影响

三相电压型PWM整流器系统设计的一个重要指标就是交流侧输入电流的正弦化。从图6可看出, ia在0≤t≤0.06 s和0.15≤t≤0.2 s这2个过渡阶段变化较大, 稳态时电流做正弦变化。由傅里叶原理可知, 任何周期性波形均可分解成基波正弦波加上许多谐波频率的正弦波。A相电流有效值可以表示为

undefined

电流谐波畸变率ITHD为

undefined

式中:I1表示A相电流基波幅值;N表示谐波次数。

A相开关信号sa表示成傅里叶级数的形式为

undefined

式中:ωs=2πfs;da为A相开关占空比。

将式 (18) 代入式 (6) 中, 得

undefined

式中:AaN=2sin (2πNda) -sin (2πNdb) -sin (2πNdc) ;BaN=cos (2πNdb) +cos (2πNdc) -cos (2πNda) ;VS表示载波幅值。

忽略交流侧电阻R以及直流侧输出电压的udc波动的影响, 通过式 (19) 可以得到ia的基波分量iaL和谐波分量iaH:

undefined

从式 (20) 可看出, 输入电流谐波含量会随着滤波电感值的增大而降低, 随着直流电压值的增大而增大;滤波电感值的增大会导致电流跟踪性能的降低。图9为L=20 mH时的ea和ia波形。

对比图6不难看出, ia对ea的跟踪性能明显降低, 且电流相位有较大的滞后。图10表示的是L=5 mH时的电流谐波分布情况。从图10可看出, 电流谐波分量主要集中在工频50 Hz处, 此时交流侧A相电流畸变率为4.68%, 符合小于5%的设计要求。

4结语

采用电压外环、电流内环的双闭环控制结构, 结合前馈电流解耦控制, 建立了PWM整流器的固定开关频率控制器模型, 并对固定开关频率控制策略进行了仿真。通过仿真实验波形可以看出, 采用固定开关频率控制能得到较为稳定的直流侧输出电压, 交流侧电流正弦度较好, 功率因数近似为1。固定开关频率控制能提供较为优良的功率管开关性能, 降低了对交流侧滤波电感的设计难度, 能有效地限制功率开关损耗, 同时对硬件驱动保护电路设计要求较低, 具有较好的实际意义。

参考文献

[1]张崇魏, 张兴.PWM整流器及其控制[M].北京:机械工业出版社, 2003.

[2]沈安文, 余高明, 万淑芸.PWM整流器的过调制固定开关频率控制方法[J].电力电子技术, 2001 (4) :35-38.

[3]潘永湘, 董娟, 李守智, 等.三相电压型PWM高频整流器新型控制算法[J].电力电子技术, 2000, 34 (6) :43-45, 48.

[4]ZHONG Yanping.Novel Current Decoupled ControlStrategy for PWM Rectifier[J].Transactions of ChinaElectrotechnical Society, 2005, 20 (8) :74-77.

[5]李谦, 李永东.三相PWM整流器闭环控制研究[J].电气传动, 2007, 37 (11) :18-21.

[6]朱俊杰.三相PWM整流器控制策略研究[D].长沙:湖南大学, 2004.