开关电容（共7篇）
开关电容 篇1
开关电源中使用的电容器种类很多, 如滤波电容、耦合电容、振荡电容、软启动电容、频率补偿电容、安规电容等。其中安规电容对于开关电源起着很重要的作用, 那么什么是安规电容呢?
安规———最佳的英文解释应当是Production Compliance。是指产品从设计到销售到终端用户, 贯穿产品使用的整个寿命周期, 相对于销售地的法律、法规及标准产品安全符合性。这种产品安全符合性不仅仅包含了普通意义上的产品安全, 同时还包括产品的电磁兼容与辐射、节能环保、食品卫生等等方面的要求。关于很多人把安规理解成安全规范, 其意思似乎变成了单纯的法律法规及标准了, 如果理解成安全+规范, 似乎已经足以表达安规的大部分意思了。
安规电容是指用于这样的场合, 即电容器失效后, 不会导致电击, 不危及人身安全。安规电容的放电和普通电容不一样, 普通电容在外部电源断开后电荷会保留很长时间, 如果用手触摸就会被电到, 而安规电容则没这个问题。处于安全考虑和EMC考虑, 一般在电源入口建议加上安规电容。
根据IEC 60384-14, 电容器分为X电容Y电容:
1) X电容是指跨接于L-N之间电容
2) Y电容是指跨接于L-G/N-G之间电容
L=line, N=neutral G=groud
X电容根据耐压和用途的不同底下有分为X1、X2、X3主要差别在于:
1) X1耐高压大于2.5k V小于等于4k V
2) X2耐高压小于等于2.5k V
3) X3耐高压小于等于1.2k V
在交流电源输入端, 一般需要增加安规电容来抑制EMI传导干扰。它们用在电源滤波器里, 起到电源滤波作用, 分别对共模, 差模干扰起滤波作用。在EMI滤波器中常用的是X2电容器, 其容量范围是1n F-1u F。X2电容器的接线位置如图1, 图中C1、C4均属于X2电容器, 二者均并联在电网之间, 可以滤除差模干扰, 对于差模信号滤波器相当于三阶CLC型低通滤波器。C2、C3跨接在输出端中点接地, 主要滤除共模信号, 对于共模信号滤波器相当于一个二阶LC低通滤波器。
Y电容底下有分为Y1、Y2、Y3、Y4
1) Y1耐高压大于8k V
2) Y2耐高压大于5k V
3) Y3耐高压大于n/a
4) Y4耐高压大于2.5k V
在集成开关电源中最常用的是Y1和Y2电容器。Y1电容器的额定电压为交流250V, 它接在一次侧 (输入端) 和二次侧 (输出端) 之间, 及跨接在安全绝缘区的两端。Y1电容器可为一次侧耦合到二次侧的干扰电流提供回流路径, 防止该电流通过二次侧耦合到大地。为了避免将Y1电容器的噪声耦合到单片开关电源的源极引脚, 应将Y1电容器的一端接一次侧直流高压, 另外一端接二次侧的公共端, Y1的接线位置如图2中C1所示。为使Y1电容器有效工作, 它与高频变压器T引脚之间的印刷电路板 (PBC) 走线应尽可能的短捷并走直线。Y1常用的容量范围是1-2.2n F, 耐压一般不低于1.5k V。适当增大Y1的容量可以降低共模EMI噪声, 但也会增加对地的漏电流。
安规电容的参数选择:
X电容选用聚苯乙烯 (薄膜乙烯) 电容, 电容的额定电压:100V-30k V
主要特点:稳定, 低损耗, 体积较大。作用:对稳定性和损耗要求较高的电路, 聚苯乙烯的耐电压较高, 适合EMI电路的高压脉冲吸收作用。
容量计算:一般两级X电容, 前一级用0.47u F, 第二基用0.1u F;单级则用0.47u F.目前还没有比较方便的计算方法。 (电容容量的大小和电源的功率无直接关系)
Y电容的电容量必须受到限制, 从而达到控制在额定频率及额定电压作用下, 流过它的漏电流的大小和对系统EMC性能影响的目的。GJB151规定Y电容的容量应不大于0.1u F。Y电容除符合相应的电网电压耐压外, 还要求这种电容器在电气和机械性能方面有足够的安全余量, 避免在极端恶劣环境条件下出现击穿短路现象, Y电容的耐压性能对保护人身安全具有重要意义。
参考文献
[1]沙占友.单片开关电源设计200例[M].机械工业出版社, 2009.
电容式射频MEMS开关及应用 篇2
1 电容式射频MEMS开关结构及工作原理
以静电力驱动的电容式开关结构由微波传输线、电介质及桥膜(上电极)三部分构成,如图1所示。该开关是位于共面波导传输线上,共面波导是由一根中心金属带条和两侧平行的半无穷接地面组成,中心金属带条与两侧平行的半无穷接地面有一定的间距,而开关的桥膜以一定的空气间隙横跨过中心金属带条,并在两侧与接地面相连。
图2给出两种不同的结构的电容式开关剖面图[2],其中图2(a)为早期出现的结构。
在电介质上有一层金属作为下电极结构,当开关工作时,只需要把电压差加载到上下电极中,所产生的静电力就会使桥膜向下移动,并最终与下电极接触,形成开关断开的状态(down-state)。该结构有个明显的缺点就是上下两电极在相接触的瞬间可能会有电火花产生,并有伴有电流产生引起发热,同时还增加了开关的功耗。因此,为了消除这些不良现象,人们改进了施加开关工作电压的方式,即取消了电介质上的下电极,直接将工作电压通过偏置电路(Bias—T电路)加载到电介质下的微波信号线上,如开关的图2(b)中所示,同样也可以实现开关的导通和断开功能。
电容式射频MEMS开关的工作原理为:在图3(a)所示的开关导通状态下,由于桥膜(上电极)与微波传输线(下电极)之间存在着空气间隙,此时开关具有较高的阻抗,微波信号能够通过传输线向后继电路传输信号;而当向开关的上下电极施加偏置电压后,静电力的作用使桥膜发生向下的形变,偏置电压达到阈值后,桥膜会紧密接触到电介质上,此时由于上下电极之间只有一层较薄的电介质层,图3(b)所示,此时电极间的阻抗相比于开关导通状态低,因此微波信号能够与接地的上电极相耦合,致使信号传输被开关断开。
2 开关的工艺流程
本文开关的工艺采用的是MEMS表面加工工艺,针对于共面波导对于降低衬底损耗的要求,选用的是高阻抗的硅片(N<100>,1000Ω·cm)。整个工艺流程如图4所示。
(1)利用热氧工艺,在衬底上形成厚度为1µm厚的氧化层,降低微波信号的损耗。
(2)溅射一层钛钨金种子层,涂胶光刻后,电镀形成如图所示的Au共面波导结构,传输线厚度为2µm。
(3)利用PECVD方法制备一层厚度为1000Aο的Si3N4电介质层,只留下刚好覆盖住中央金属的部分,其余的用干法刻蚀。
(4)利用PECVD方法沉积一层厚度为2µm的非晶硅,并刻蚀两个接地面之间以外的区域。
(5)再次利用电镀工艺制备厚度为2µm的Au桥膜,桥膜两端与共面波导两侧接地面相接触。
(6)采用二氟化氙(Xe F2)气体刻蚀非晶硅牺牲层,释放结构。
在最后一步释放结构中,利用二氟化氙气体的干法刻蚀能够避免湿法释放过程因液体粘附力中造成的结构破坏,而且不需要进行真空干燥步骤。
3 开关的开启电压及电容比
开启电压是电容式射频MEMS开关机械性能的重要指标之一,定义为:当桥膜向下发生的形变(见图4)。
恰好能够接触到电介质层上时所施加的直流偏置电压大小。开关的上下电极可以使简单的视为具有电压差的两平行板,因此桥膜受到的静电力大小为:
桥膜由于受向下静电力而发生形变时,会受到一个相向的弹性回复力。
其中,A为上下电极相对面积,E为空气间隙的电场,V为偏置电压,ε0为真空介电常数,g桥膜与下电极的距离,k为桥膜的弹簧常数(与桥膜的厚度、长度、宽度、杨氏模量、残余应力及泊松比相关),g0为初始状态下上下电极之间的距离。
由于随着桥膜开始向下发生形变,fdown值的增加会比fup快得多,因此当上下电极的间隙小于于初始间隙的2/3时,桥膜就会处于不稳定状态,此时的偏置电压就等于开启电压[3]。
电容式射频M E M S开关的电容比CdownCup是该器件电子性能上重要的指标之一。当开关处于导通状态是,上下平行电极之间的电容为:
其中,td为电介质层的厚度,εr为电介质的相对介电常数。最后可得开关的近似电容比为[4]:
4 电容式射频MEMS开关的应用
4.1 移相器
射频移相器是雷达探测、卫星通信、移动通信设备中的核心部分基于MEMS开关的RF MEMS移相器的研究表明,无论是开关线型、反射型或是分布式的,在高频下其性能都优于GaAs移相器[5]。
4.2 可调谐滤波器
射频MEMS技术应用的另一个重要领域是基于MEMS开关的可调谐滤波器。在无线通信系统中的高频段,采用M E M S技术的带通滤波器,具有高Q值、低功耗、可调频率和带宽,便于在芯片级别上的集成[6]。
4.3 可重构天线系统
可重构天线就是多功能天线的一种,它可以在不改变整个天线尺寸的情况下,通过改变天线辐射单元的结构和位置,来实时地改变天线的工作频率、极化方向和辐射方向等。
摘要：本文介绍了电容式射频MEMS开关的结构、工作原理和制造工艺流程,分析了开关的开启电压和电容比,最后描述了开关在移相器、可调谐滤波器及可重构天线方向上的应用。
关键词：射频MEMS,开关,开启电压,电容比
参考文献
[1]Vijay K.Varadan,K.J.Vinoy,K.A.Jose,“RF MEMS and Their Applications”,England,2003pp:117～118.
[2]Jae Y.Park,Geun H.Kim,et al.“Electroplated RF MEMS CapacitiveSwitches[C]”MEMS 2000.The Thir-teenth Annual International Confer-ence on Jan.2000pp:639～644.
[3]Harvey S.Newman,“RF MEMS Switchesand Applications[J]”,Reliability PhysicsSymposium Proceedings,2002.40th An-nual April 2002pp:111～115.
[4]Jeremy B.Muldavin,et al“.High-IsolationCPW MEMS Shunt Switches—Part 1:Modeling[J]”Microwave Theory andTechniques,June 2000 pp:1045～1052.
[5]张永华,丁桂甫,基于MEMS技术的射频移相器[J].微细加工技术,Mar2004,3:73～79.
高增益开关电容光伏微型逆变器 篇3
当前,能源危机和环境污染问题日益严重。在新兴经济体高速发展的带动下,全球能源的需求将在2011 ~ 2030年间上涨36% 。因此,各国都在大力推进可再生能源的发展。预计在2030年,可再生能源将达到世界总能源结构的三分之一。其中太阳能具有储量丰富、低碳环保等优点,被认为是一种极具发展前景的新能源,其发电量将达到全球总量的10% 。所以,光伏发电潜力巨大,它在能源领域中的战略地位举足轻重[1,2]。
近几年来,光伏微型逆变器以其独有的优势越来越受到关注。它是一种与单个光伏组件相连、可将光伏输出的直流电直接变换成符合并网条件交流电的逆变器,功率一般在50 ~ 300W之间。微型逆变器可以有效地防止局部阴影造成的功率损耗,通过简化布线来降低安装成本,此外,各个微型逆变器相互独立的架构也大大提高了系统的整体可靠性。
微型逆变器主要由升压环节和逆变环节两部分构成。升压环节实现了光伏电池的最大功率点跟踪,同时将电压提高便于直接逆变并网。逆变环节实现锁相控制和直流侧电压控制,将直流电逆变成交流电并入电网[3]。逆变环节采用全桥电路,其技术已经比较成熟,本文主要针对升压环节进行论述。目前很多常见的光伏电池输出电压仅为30V左右,单相并网所需直流侧电压理论上至少应为311V,因此实现高变比的升压环节成为了关键技术之一。本文引入了谐振式开关电容变换器,其升压比高,损耗小,但其调制能力有限,无法实现MPPT[4,5]。基于此,本文提出了将交错并联Boost电路与谐振式开关电容变换器级联在一起的新型拓扑,通过仿真和实验验证了该方案的可行性。
2 开关电容微型逆变器拓扑及其原理
本文所提出的开关电容光伏微型逆变器的拓扑如图1所示。升压环节先利用交错并联Boost电路实现最大功率点跟踪和电压的初步提升,然后经过谐振式开关电容变换器进一步抬升电压使其高于311V。逆变环节采用全桥逆变电路实现直流电的逆变并网和直流侧的稳压控制。由于交错 并联Boost与开关电容变换器之间互相不影响,下面分别介绍这两个部分的工作原理。
2. 1 交错并联 Boost 电路
交错技术通常是将两个或两个以上的变换器通过并联或串联组合到一起,每个子变换器的开关控制在交错状态下[6]。本文中两个Boost电路并联,其具体电路如图2所示。
两个子变换器的控制信号相位相差180°,控制信号和电感电流的波形如图3所示。可以看出,两个开关Q1和Q2控制信号的占空比和周期相同,而且Q2的驱动波形要滞后半个周期。每个Boost电路的电流是断续的,但并联在一起之后形成了连续的电流且使电流纹波频率提高了一倍。此外,每个开关器件都是零电流开通,降低了开关损耗[7]。交错并联的两个Boost电路相互独立,每个子变换器与单独的Boost电路工作原理一致,这里不再赘述。
2. 2 谐振式开关电容变换器
本文采用的谐振式开关电容变换器如图4所示,其理论上可以使输入电压提高4倍。同时,该变换器通过加入一个谐振电感,在特定的开关频率下,利用准谐振软开关有效抑制了开关损耗。在开关器件Q1或Q2任意一个开通时,由于谐振环的作用,开关器件实现了零电流开通的机制。在谐振电流达到最大峰值后逐渐降低至零,由于二极管的作用电流不会继续降到负值形成反向电流,使关断时电流为零从而实现 了软开关,提高了系 统的整体 效率[8,9]。
谐振式开关电容变换器的每个工作周期可以分为4个模态,其开关器件的控制信号、流经开关管Q1、Q2和谐振电感的理想电流波形如图5所示。下面从理论上分析这4个模态。
( 1) 模态1( t0~ t1)
电路在模态1的具体工作情况如图6所示。t0时刻,Q2导通,Q1关断。Vi与D1a、C1a和Lr构成回路,t0时刻开始产生串联谐振,电流从零开始逐渐上升,并按照正弦规律变化,当电流值再次达到零时,由于D1a的阻碍,电流不能反向,此后维持为零。此外,C2a、D1b、C1b、Lr和Q2以及C2b、D1c、C1c、Lr和Q2也都产生相同的谐振现象。因此,在t0时刻,Q2实现零电流开通。电压泵升方面,Vi给C1a充电,C2a给C1b充电至2Vi,C2b给C1c充电至3Vi,C2c给负载供电。
( 2) 模态2( t1~ t2)
电路在模态2的具体工作情况如图7所示。谐振在t1时刻停止,电感电流在此模态期间恒为零,两个开关管都处于关断状态。电容C2c给负载供电。
( 3) 模态3( t2~ t3)
电路在模态3的具体工作情况如图8所示。t1时刻,Q1导通,Q2关断。Vi与D2a、C1a、C2a和Lr构成回路,t2时刻开始产生串联谐振,电流从零开始逐渐上升,并按照正弦规律变化,当电流值再次为零时,由于D2a的阻碍,电流不能反向,此后维持为零。此外,Vi、C1b、D2b、C2b、Lr、Q1串联构成类似的回路。Vi还通过Q1、Lr、C1c、D2c串联在一起产生谐振,向负载供电。因此,t2时刻Q2实现了零电流开通。电压泵升方面,Vi分别与C1a、C1b、C1c串联在一起,将C2a、C2b、C2c充电至2Vi、3Vi、4Vi。
( 4) 模态4( t3~ t4)
电路在模态4的具体工作情况如图9所示。谐振在t3时刻停止,电感电流在此模态期间恒为零,两个开关管都处于关断状态。仅电容C2c再次给负载供电。
针对4个模态对电路进行状态分析,求得谐振电容电压和谐振电感电流如下。
模态1:
模态2:
模态3:
模态4:
式中,Vi为输入电压; vC1a、vC1b和vC1c分别为谐振电容C1a、C1b和C1c的电压,且三个电容的电容值均为C;为谐振角频率,其中Lr为谐振电感值;,为谐振阻抗; Ts为开关周期; Io为输出电流; iL为谐振电感Lr的电流。
可以看出,该谐振式开关电容变换器可以实现从零负载到全负载范围内的软开关,但其相关参数的选择要满足以下两个条件才能保证变换器软开关的正常工作: 1开关频率应小于谐振频率,开关动作应在谐振电流经正弦变化为零之后进行,本文取开关频率为谐振频率的0. 9倍; 2谐振电容的电压纹波应予以限定,本文取纹波的峰峰值为直流电压的30% ,即:
3 系统总体控制策略
本文所设计的微型逆变器属于电流源型逆变器,通过全桥电路控制输出电流与电网电压同频同相,控制输出电流大小来保证直流侧电压的稳定。前级的交错并联Boost和开关电容DC-DC变换器根据所采集的光伏电池输出电压和电流改变工作状态,实现MPPT的同时保证将电压提高至311V以上。光伏并网微型逆变器的总体控制框图如图10所示。
本文的MPPT采用改进的多级变步长电导增量法,其程序框图如图11所示。当工作点十分接近最大功率点时,因为实际电路中存在电感电容元件,电路中的电压和电流值的纹波影响比较大,所以单纯依靠检测电压或电流值来对占空比D进行步长控制很容易出现错误判断。因此,本文通过功率检测,当| d P |小于ε时,控制使用小步长D1,保证了跟踪精度和稳态特性。当| d P /d V |大于另一阈值σ时,工作点距离最大功率点相对较远,系统根据工作点在恒流源区还是在恒压源区分别采用两种固定的大步长D2和D3,保证了系统快速追踪到距离最大功率点比较近的区域内。其他情况将根据A | d P /d V |的大小决定对应的步长值[10],其中A为比例系数,本文仿真时取为4×10- 5。
4 仿真分析
系统整体的仿真模型如图12所示。PV为光伏电池模型,MPPT为多级变步长最大功率点跟踪算法模型,Inter Boost为交错并联Boost模型,SC为谐振式开关电容DC-DC变换器模型,Inter PWM为PWM控制信号输出模型,Loop为双闭环光伏并网控制算法模型,其内部的LCL滤波电路 电感取2. 5m H,电容取1μF。
系统的输出与220V交流电压源相并联来模拟本文开关电容光伏微型逆变器的并网接入,其并网电流波形如图13所示,可以看出并网电流与电网电压同步信号相位一致。
光伏电池的最大输出功率为191W,采用的多级变步长最大功率点跟踪算法能有效跟踪最佳工作点。光伏电池的输出功率如图14所示,初始阶段迅速上升并接近191W,之后平稳地维持在最大功率点附近。
5 实验结果
根据图1所示电路拓扑,制作了升压环节的硬件电路。其功率等级为110W,输入为30V的直流电源,输出侧接1kΩ电阻。前级交错并联Boost的PWM控制信号频率为30k Hz,谐振式开关电容DCDC变换器的PWM控制信号频率为100k Hz。驱动模块采用的是落木源电子技术有限公司生产的KD301H半桥驱动模块。各个硬件元件的具体参数如表1所示。
谐振式开关电容DC-DC变换器的开关管处于准谐振软开关状态,谐振电感串联了一个0. 1Ω的电阻用来测量电感电流。准谐振开关管的电压波形和电感的电流波形如图15所示,可以看出在MOSFET开通和关断时流过的电流趋近于零,有效减少了开关损耗。该电路输入电压为30V,在负载不变的情况下,如图16所示,经交错并联Boost后电压上升到88V,纹波为8V,再经开关电容变换器后,电压上升至334V,纹波为8V。电压增益高于11倍,输出值大于单相电网的电压最大值,满足逆变并网的要求。
6 结论
开关电容 篇4
无功功率补偿是提高电网质量,节约电能的一种重要手段,广泛应用于输配电线路和各个用电行业。而电力电容器作为无功补偿的主要元件,其运行的稳定性直接关系到输配电线路运行和用电质量。电力电容器的投入、切除作为影响其稳定运行的重要环节,必然会成为一个热门课题。
目前电力电容器的投切器件主要有:切换电容器接触器、晶轧管投切开关和复合投切开关。切换电容器接触器作为早期的主要投切器件目前依然大量存在,其缺点在于动作相位是随机的,在投入和切除容性负载时,会产生较大涌流和过压,影响电容器寿命和供电线路安全。晶轧管投切开关很好地解决了交流接触器的缺点,在电压为零点时投入电容器,在电流为零点时切除电容器,可以将涌流限制在额定电流的1倍左右。但是晶轧管作为电力电子器件,存在发热大、体积大、过载能力小等缺点。使用在强电环境下,成本高,可靠性低,一般只适合使用在动态补偿场合下。复合投切开关则综合了交流接触器和晶轧管投切开关的优点,在投切瞬间利用晶轧管特性实现小涌流投切,长期投入时则利用交流接触器或继电器,从而实现低发热、低功耗。复合投切开关作为目前的主要投切器件被应用广泛。
但是复合投切开关并没有完全解决晶轧管的自身缺点,在使用中依然会存在可控硅击穿现象。由于成本限制,目前复合投切开关内的可控硅多为小功率晶轧管,从而进一步放大了电力电子器件过载能力小的缺点。尤其在谐波场合:当谐波较大时,电压、电流重复过零,晶轧管会重复截止和导通,由于容性负载电压和电流存在相位差所以会产生较大的电压、电流上升率,当上升率大于晶轧管极限值时,晶轧管会瞬间击穿。使用的可靠性比较差。并且由于晶轧管耐压的限制,对于像525V,660V这样的使用场合更是无法使用。
本论文所阐述智能同步开关产品,目的就是解决目前复合开关,接触器,晶轧管投切开关所存在的自身缺点,提高投切器件的可靠性,实现实时在线监控和传输功能,实现无功补偿真正智能化。
1 原理阐述
智能同步开关的工作原理就是在没有晶轧管的情况下,精准控制继电器触点在电压零点时刻同步闭合、在电流零点时刻同步分断,从而实现开关接点的无电弧分断。这样完全避免了晶轧管的缺点而继承了晶轧管的优点。其设计关键点在于能否实现同步闭合和分断。这需要考虑电压、电流的零点检测、触点动作时间、触点损耗等一些变量的影响。
1.1 同步闭合
触点在电压为零时同步闭合,可以有效防止触点预燃、减小瞬态涌流。控制过程如图1所示。
开关在T1时刻检测到闭合信号后开始检测电压零点,在T2时刻检测到电压零点,后根据触点行程时间在T3时刻释放驱动信号,触点在经过T5行程时间段后,最终在预计零点处T4闭合。
1.2 同步分断
触点在电流为零时同步分断,可以有效防止触点重燃、避免瞬态过压。控制过程如图2所示。
开关在T1时刻检测到分断信号后开始检测电流零点,在T2时刻检测到电流零点,后根据触点驱动延迟时间在T3时刻释放驱动信号,在经过T5延迟时间段后,最终在预计零点处T4分断。
2 智能同步开关的设计
2.1 总体结构
智能同步开关的功能框图如图3所示。
主要功能为:各个模拟量的实时采集计算;
实现自适应反馈同步控制;
实现通讯控制功能;
检测开关和电容的状态,及时保护。
2.2 硬件设计
智能同步开关以ST公司的32位arm微控器为核心,外围主要分为电源、信号采集处理和驱动控制三大部分。
2.2.1 微控器系统和电源的设计
微控器是智能同步开关的核心部件,担负着各个模拟量的采集、计算和精准控制继电器触点的任务。并且还要处理人机界面、外部通讯。ST公司的STM32采用32位cortex-m3内核,比普通微控器具有:运行速度快、实时运算能力强、片内外设功能丰富、完善的输入输出控制等优点,能够较好地满足系统设计需求。
微控器中已经集成了内部看门狗和复位电路,简化了设计复杂性,提高了微控器整体抗干扰能力。
图4是电源部分原理图,电源是电子系统的心脏,直接影响整个系统稳定性。电源部分的器件均为关键器件。
本系统中,微控器为3.3V供电,而有些外围器件需要5V供电。在这种混合电压系统中需要注意逻辑接口的电平匹配问题。本系统中使用1117-3.3为微控器供电,使用7805为外围器件供电。
2.2.2 信号采集电路的设计
电压、电流信号经过传感器转换为相应的模拟电压信号,这些信号需经过一定的比例放大才能为微控器所用。
2.2.3 驱动控制电路的设计
本系统使用了专用芯片BL3083作为继电器驱动,具有电路简单、体积小、故障率低等特点。
3 软件设计
本系统要求软件完成以下主要功能:实时采集电压、电流信号;实时检测零点相位;在得到投切指令时,控制继电器触点状态;在投切过程中实时检测触点的动作时刻;在检测到过流、掉电等情况时,实时切除电容器。可见本系统对于实时性要求比较高,这也是软件设计重点。
本系统使用多任务实时操作系统作为软件框架,基于多任务实时操作系统的嵌入式软件设计可以将各个功能模块作为独立任务运行,并且可分优先级,优先级高的任务可以打断优先级低的任务,优先级相同的任务可以分时运行,这样就可以及时运行重要功能,在宏观上各个功能处于并发运行。从而达到系统对于实时性的要求。
4 结束语
本文设计的智能同步开关可通过12V直流电平或RS485总线通讯控制,最大控制容量共补30kvar电容器、分补3×10kvar电容器。开关内部拥有检测模块来监测开关内部元件的工作情况,当发现开关内部元件异常的时候,开关自动退投。其中RS485总线通讯控制可实现最多64路电容器控制运行,并可与控制器实现485接口联网,实现实时在线监控和传输功能,实现无功补偿真正智能化。
摘要：本文在对现有的复合投切开关进行了简要介绍,分析出复合投切开关的自身缺点,引出了设计新产品——智能同步开关的必要性。首先对智能同步开关的工作原理进行了简要介绍,提出其设计的关键点在于能否实现同步闭合和分断。通过对同步闭合和同步分断的深入分析之后,系统阐述了智能同步开关的总体结构设计、硬件及软件设计。解决了目前复合开关,接触器,晶闸管投切开关所存在的自身缺点,提高投切器件的可靠性,实现实时在线监控和传输功能,实现无功补偿真正智能化。
开关电容 篇5
无功补偿装置在保证电力系统电能质量,降低电网损耗,提高电网的输送能力和设备利用率方面具有重要作用和意义。在无功补偿装置中,非常重要的是电容器投切过程,传统的投切开关存在涌流大(对电网及电容器有较大冲击及损害)、功耗大(接触器保持损耗、半导体器件导通损耗)等缺点[1],逐步被晶闸管加磁保持继电器的智能复合开关所代替,智能复合开关拥有较好的性能优势而被市场认可。
1 智能复合开关的基本原理
智能复合开关充分利用电力电子器件在开通与关断中可控以及无弧和磁保持继电器触头接触电阻小(即导通损耗小)和无保持损耗的优点。
智能复合开关的基本原理如图1所示。合闸过程是在开关两端电压为零时由过零触发电路触发导通晶闸管T1,接着吸合磁保持继电器,磁保持继电器触头K1闭合后撤除晶闸管触发信号,从而完成无涌流电容投切;分闸过程则首先给晶闸管施加触发信号,然后分断磁保持继电器,最后撤除晶闸管触发信号,晶闸管在电流过零时完成分闸过程即电容退出运行。
由于在开关两端电压接近零时接通电容,从而使电容投切回路不产生涌流。在开断过程中磁保持继电器触头电流转移到晶闸管是个无弧过程,因此,触头无弧开断,不会产生触头烧损,从而保证智能复合开关具有很长的电气寿命。
2 单相补偿投切分析与设计
采用Or CAD中的PSpice仿真软件对单相补偿投切过程进行仿真,其仿真原理图如图2所示。
图2中复合开关由理想电子可控开关S4替代,并由控制源V8控制。V8可以模拟控制复合开关的导通与分断;S4导通电阻按电流30 A时1.6 V晶闸管导通压降设置,即电阻为0.053Ω;V7为电网交流电源,其电压峰值设置为311 V、50 Hz;电容C4为投切电容,其容量按15 kvar,即取301μF;R100为模拟放电电阻,取100 kΩ。图3为复合开关电压过零合闸与电流过零分闸仿真结果图,其中图3 a)为复合开关两端电压波形即图2中S4输出端电压波形;图3 b)是流过S4输出端的电流波形;图3 c)是V8的输出用于控制S4导通与关断合分时序波形,当V8输出1 V时S4导通,而输出0 V时S4关断。
从图3可知,分闸过程因电流过零分断后,电容两端电压保持电源电压峰值,因而在复合开关两端承受最大电压为2倍电源峰值电压。因此,仿真的电压波形对于选择晶闸管、磁保持继电器等元器件的耐压提供参考以保证复合开关可靠工作。
通过一系列仿真可得合闸时刻与冲击电流的关系。表1为合闸时刻与冲击电流关系。
由表1可知,在合闸过程时只要开关两端离零电压少许偏差就可引起较大冲击电流,将对电路造成严重冲击,并可能损坏晶闸管与电容器。因此,零电压检测并投切在无功补偿无涌流投切设计中是事关重要的。当然在实际工作时因导线阻抗及接触电阻等因素冲击电流会比表1中所列数据略小。
3 三相补偿分闸分析
三相补偿的合闸过程与单相补偿的合闸过程相类似,在这里不做分析。在三相补偿中,为了节省成本一般采用以下两种方案:(1)三相中某相直通,即不外加复合开关及相应触发保护电路来合分电流;(2)仅外加一磁保持继电器,并控制该磁保持继电器最先合最后分,那么该相晶闸管可节省不用[2]。
在仿真中采取B相最先合最后分的方式。图4、图5是晶闸管电流过零分断时晶闸管电压、电流波形图。分断过程的时序为A相先分断再分断C相最后分断B相。
图4是A相分断后C相在第一个电流过零点分断的电压、电流波形。而图5是A相分断后C相在第二个电流过零点分断的电压、电流波形。由图4可见,A相和C相分断后C相晶闸管两端电压峰值约为1 087 V,而图5中在A相和C相分断后A相晶闸管两端电压峰值高达1 287 V,这对晶闸管的参数选择及可靠工作是个很好的参考。图4、图5中在60 ms处B相分断后晶闸管两端电压均下降,这使电路工作的可靠性大大提高。
综上所述,电路最佳控制方式为:A相复合开关分断后,C相复合开关在第一个零点分断,同时B相磁保持继电器在C相分断后10 ms内分断。
4 智能复合开关的各类保护
4.1 断相保护
无功补偿在断相运行时,将造成三相电路不平衡及对电动机运行产生较大的影响。因此对无功补偿在断相时应能及时切除和不允许投入。断相检测电路如图6所示,当三相正常时OAB与OBC输出高低电平的方波,当OAB或OBC输出低电平连续超过20 ms时说明已有断相产生。智能复合开关应及时切除已投电容和不允许投入并指示断相。
4.2 对电容器直接保护
电容器作为无功功率补偿装置的主要电器件,当电压、电流超越电容器的额定电流值时,将导致电容器内部介质耗损增加,产生过热而加速绝缘老化,如不作处理最终可能导致电容爆炸,危害补偿柜及整个配电网,因而对电容器直接保护显得非常重要。电容器保护主要有过压、过流及超温等故障保护。过压、过流故障可通过无功补偿控制器来检测和保护,超温保护直接由智能复合开关检测和保护。电容器超温是缓慢累积过程,其超温保护采用热敏电阻作为感温元件,并通过对热敏电阻参数的检测来实现保护。热敏电阻可由电容器生产厂家直接将其埋入电容器或贴于电容器表面。
4.3 智能复合开关的晶闸管保护
晶闸管是智能复合开关中非常关键的器件。晶闸管承受过压、过流的能力非常差,一旦击穿不可恢复。晶闸管保护主要有过压、过流、电流上升率di/dt、电压上升率d V/dt等保护。过压保护采用瞬态电压抑制器和压敏电阻,当瞬态电压抑制器两极间的电压超过预定值时能以10-12s量级的速度,将其两极间的高阻抗变为低阻抗,吸收浪涌功率,从而有效地保护电子元器件,免受各种浪涌脉冲的损坏,压敏电阻在一定电流电压范围内电阻值随电压而变,可以抑制电路中经常出现的异常过电压;压敏电阻能承受较大冲击能量。阻容吸收电路不但能吸收过电压同时对电压上升率d V/dt也有较好抑制作用[3]。
5 采用复合开关的无功补偿装置测试结果
在采用复合开关的无功补偿装置产品研发过程中,通过示波器实测电压电流波形如图7所示,与仿真图形(图4)一致。样机在实验室以1 s时间间隔投切30 kvar电容连续工作8 h无故障。同时在工业环境以7 s时间间隔投切30 kvar电容25万次无故障。
6 结语
本文对单相补偿与三相补偿电容投切过程进行了仿真分析研究,从而为选取最优控制方式,选取合适元器件,降低成本保证智能复合开关可靠工作提供重要的参考依据。
仿真可知,智能复合开关的控制精度非常重要,稍有偏差就会产生冲击电流并损坏晶闸管。在三相补偿的情况下,采用A相复合开关分断后,C相复合开关在第一个零点分断,同时B相磁保持继电器在C相分断后10 ms内分断的控制方案是最佳方案。
参考文献
[1]张翠哲,李文华,骆燕燕,王立业.无功补偿装置中智能型复合开关的研究[J].低压电器,2007(9):57-59.
[2]江和,吴功祥,陈丽安,张培铭.无功补偿装置投切过程的仿真研究[J].福州大学学报:自然科学版,2007,35(6):863-870.
开关电容 篇6
继电保护装置的作用是当被保护元件发生故障时, 自动、迅速、有目的地将故障部位从电力系统中隔离。因运行中的设备不允许退出保护运行, 所以, 在更换保护装置的开关电源时必须使一次设备断电。
各厂家提供的开关电源的使用寿命各不相同, 有些电源的寿命只有5年, 也有12年以上的。要想延长电源的使用寿命, 就必须延长开关电源中电容器的使用寿命, 这样有利于继电保护装置的安全运行, 能降低继电保护设备的缺陷率和提高继电保护设备的服役年限。
1 开关电源的工作原理和存在的问题
继电保护工作电源使用直流220 V、110 V, 交流220 V电源。继电保护CPU板、开出驱动板等板件使用直流弱电5 V、±12 V和24 V供电。继电保护开关电源的作用是将强电DC220V (DC110 V、AC220 V) 转变为弱电5 V、±12 V、24 V模块。
继电保护开关电源的工作原理如图1所示。开关电源的三极管Q1以不同的频率间隔、重复地接通和断开。当Q1断开时, 负载将得到连续的、不同的能量提供, 并通过电容C储能;当开关三级管Q1导通时, 能将一部分能量储存起来, 并在三级管Q1断开时向负载释放。
开关电源的高压整流滤波电路使用C1的电解电容, 输出整流滤波电路使用C2~C5的电解电容。电解电容内部存在电解液, 在使用一段时间后, 电容器电解液中的干雨滴会造成电容器容量降低或失效。
2 电容器使用寿命的计算方法
2.1 按照最高温度计算
电容器的使用寿命与电容器的型号、运行温度、纹波系统和工作电压有关。具体的计算公式如下:
式 (1) 中:L0——电容加速寿命;
KT——环境温度影响系数;
KR1——纹波电流影响系数;
T0——电容最高工作温度;
Tx——电容实际工作温度;
KV——工作电压影响系数;
T——纹波电流所引起的电容内部温升。
2.2 选型、环境温度与使用寿命的关系
电容选型与电容器使用寿命的关系如表1所示。在选用电筒最高使用温度为85℃和105℃的电容器、环境温度为50℃、不计算因纹波电流引起的电容内部温升、不计算电容器工作电压的影响和选用2 000 h的电容器时, 选用105℃电容器计算得出的使用寿命为10.3年;选用85℃电容器计算得出的使用寿命只有2.6年。
在不同环境温度下, 电容器的使用寿命如表2所示。在环境温度为30℃、选用最高使用温度为105℃的电容器、不计算因纹波电流引起的电容内部温升、不计算电容器工作电压的影响和选用2 000 h的电容器时, 计算得出的电容器使用寿命为41年;当环境温度为70℃时, 电容器的使用寿命只有2.6年。
由表1和表2对照可知, 为了使继电保护装置电源的使用年限超过6年, 必须选用最高使用温度为105℃、最高温度使用时间为2 000 h的电容器, 同时, 必须使环境温度不超过55℃。如果要将开关电源的使用寿命延长至12年, 使开关电源的使用寿命与继电保护的使用寿命相同, 就必须提高电源中电容的使用寿命, 比如改善电容的使用环境、选用高温下使用时间较长的电容器和保持环境温度不超过设计限值等。
3 结束语
本文讨论了继电保护开关电源的使用寿命与电容器使用寿命的影响因素, 为了延长继电保护电源的使用寿命, 需选用承受温度能力较强、高温下使用时间较长的电容器。
继电保护的电源应使用散热好、通风能力强的机箱, 以便将开关电源工作时产生的热量及时排出装置。此外, 微机保护装置的运行环境须保持低温状态, 继电保护室的温度应控制在35℃以下, 这样可使继电保护开关电源服役的年限更长, 还能降低维护费用。
参考文献
开关电容 篇7
1 F-C开关控制原理
1.1 F-C开关控制回路主要功能
如图1所示, 控制回路由直流电源供电, 主要部分为合闸回路和跳闸回路, 合闸回路为103——102部分, 该回路至正电源侧 (101) 的通断由111 (就地) 或107 (远方) 来控制, 就地/远控模式的转换由手动转换开关QK来实现。分闸回路为133——102部分, 其通断控制与合闸回路相同。
合闸过程:就地控制模式时, 按下就地箱内的合闸按钮HA/旋动开关柜上的转换开关KK至合闸档位;远控模式时, 集控系统 (如图中的DCS和FECS) 经逻辑判断后发来电信号, 连通该支路。则合闸继电器MC线圈带电, MC常开触点闭合, 接触器回路带电, 接触器线圈带电, 输入电路板 (未在图中显示) 吸合接触器触头, 馈电线路带电, 负荷运行。
跳闸过程:就地控制模式时, 按下就地箱内的跳闸按钮TA/旋动开关柜上的转换开关KK至跳闸档位;远控模式时, 集控系统 (如图中的DCS和FECS) 经逻辑判断后发来电信号, 切断该支路。则跳闸继电器MO线圈带电, MO常闭触点断开, 接触器回路失电, 接触器线圈失电, 输入电路板 (未在图中显示) 接触器触头松开, 馈电线路失电, 负荷停机。
1.2 F-C开关控制回路的控制电缆
基于上述的控制回路, 需要外接敷设的控制电缆包括:集控中心至开关柜的控制电缆、就地箱到开关柜的控制电缆。在发电厂的主厂房中, 集控中心和6k V开关柜一般都在集控楼, 电缆长度不超过120米, 但是对于分布在厂区的辅助厂房, PLC程控柜到开关柜的距离则长得多, 可达到几百米。由于电缆越长, 对地电容越大 (单位长度电容则与电缆厂家的制造水平有关) , 进行设计时, 可根据接触器的吸合功率和保持功率来选择电缆截面和长度的限制, 如果超出此限制, 则可能会发生接触器偷合或偷跳的现象。
2 某电厂的F-C开关偷合偷跳现象分析
2.1 6k V F-C开关偷合偷跳现象
某百万机组发电厂的海水淡化系统3台一级RO高压泵开关, 输煤系统的C5A、C2A皮带机开关, 煤码头系统的BC1A、BC2A开关在运行过程中多次发生偷合偷跳现象, 严重影响生产流程和人员安全。由于开关的控制回路有手动操作和集控的方式, 所以应对人为操作失误、集控逻辑错误或电路故障进行排查。
2.2 6k V F-C开关偷合偷跳排查方式
以C5B皮带机偷合为例, 排查分为以下几个步骤进行:
(1) 控制回路故障排除
对照控制回路和设计图纸, 排除接线错误;确保控制回路元件无故障, 如摇测回路绝缘电阻, 排除线缆绝缘故障;
(2) 集控系统故障排除
排除集控系统误发指令:通过对FECS系统操作记录的检查, 开关偷合时FECS系统未发出合闸指令;确认C5B皮带合闸时刻燃料运行人员未在输煤控制室PLC操作员站上发出合闸指令;进一步根据输煤控制系统的逻辑分析, 若通过输煤控制系统对开关进行操作, 在启动皮带机时, 就地的警铃会发出报警声, 并持续十几秒钟, 再对开关发出合闸指令, 并且合闸指令只保持2秒钟。经询问当时在场人员, 开关偷合时, 现场的警铃并未响起。
(3) 就地误操作排除
通过就地操作按钮对开关进行分合闸操作, 能正常对开关柜进行合闸操作, 操作后, 开关无异常动作。偷合时, 开关的控制回路处于远方控制状态, 就地操作回路不能进行操作。
(4) PLC控制故障排除
拆开PLC至开关柜的合闸回路, 在此情况下, 通过在输煤控制室操作员站对该开关进行操作, 待PLC合闸指令发送完毕后, 检查PLC的出口中间继电器可靠返回 (此时PLC至开关柜的合闸回路断开, 无合闸信号) , 然后将原来解开的合闸回路接通, 发现开关在合闸线接通的瞬间合闸, 即合闸的驱动信号来自该回路。
重复多次, 均发生了相同现象。可知, 合闸回路接通的能量来自于合闸线。由PLC的合闸逻辑可知, PLC的合闸脉冲至持续2秒。PLC至开关柜的合闸回路是从PLC程控柜接来的, 中间的距离长达420米, 在PLC发脉冲信号的过程中, 这根长电缆被充上了电, 储存了足够的能量, 从而驱动开关的合闸回路使其合闸。经试验, PLC发一次的合闸脉冲信号的能量, 可以使开关合闸2次。由此可推断长电缆的分布电容所储存的能量是开关合闸的主要能量来源。接下来则应对电缆产生分布电容过大的原因进行分析。
3 F-C开关偷合偷跳原因分析
3.1 数据统计
对偷合偷跳事件及其相关数据统计如表1。
从表1中可以看到, 发生偷合偷跳的开关柜, 控制电缆的长度都比较长, 甚至达到了400多米, 而位于主厂房区域内的6k V开关柜, 控制电缆长度较短, 在120米以内, 则没有出现偷跳偷合现象。
根据电路板厂家的资料, 电路板的二进制数字输入端的最低动作阈值为16.8V, 而发生偷合偷跳时, 测得继电器感应电压达70V以上, 远远大于最低动作阈值。
3.2 原因分析
根据上述事实, 可初步推断:长距离的控制电缆中储存的能量为电路板输入端提供了足够大的感应电压。正常工况下合闸回路和跳闸回路的正电源侧会有多根长电缆接入, 而电缆的对地电容大小与电缆长度成正比, 因此该触点会有较大的干扰信号 (如交流信号) , 导致其对地电容很大, 为干扰信号提供通道, 直接跨过触点起动继电器;另外, 直流二次回路接地和交直流混联故障也有可能发生在直流系统正负极以及长电缆上, 都有可能导致偷合偷跳。而本案例中, 应重点解决前者。
4 总结
4.1 修复措施
降低电缆分布电容干扰的措施有许多, 例如改善设备参数, 可选用优质的电缆厂家, 减少单位电缆的电容, 根据电容选择具有合适动作阈值的继电器;优化厂房布置, 减小干扰源和控制电缆的距离, 减小电缆起点和终点距离等等。在本案例中, 电厂已经建成投产, 地网、动力电缆、控制电缆已敷设完毕, 不宜重铺, 最直接的方法是优化控制回路:在控制回路中加入抗干扰的重动继电器, 作为中间继电器, 其最低动作阈值高于分布电容产生的感应电压, 但低于控制电源电压, 可由正常控制指令动作, 改善控制回路后, 偷合偷跳现象消失。
4.2 建议
正如修复措施所指出, 在设计阶段, 可以考虑以减小控制电缆分布电容的方式有选用优质电缆、优化电缆通道 (减少一二次电缆的平行走线、减少二次电缆长度) , 选择合适动作值的继电器, 保证二次回路对地绝缘等。
参考文献