电容设计

电容设计（通用12篇）

电容设计 篇1

电容式传感器［1］是利用电容器原理, 将被测量变化转换成电容量变化的一种装置。与其他类型的传感器相比, 电容式传感器不仅具有结构简单、灵敏度高、稳定性好、测量范围大、精度高、动态响应时间短、易于集成、能在高温、辐射和强烈振动等恶劣条件下工作等优点, 在某些特定场合下, 高分辨率也是其他类型的传感器难以实现的, 而且电容式传感器能够采用已成熟的半导体微加工技术低成本、大批量制作, 目前已广泛应用于多种检测系统中, 测量诸如液位、压力、位移、加速度、厚度、振幅等物理量, 是一种具有良好发展前景的传感器［2］, 在精密测量中, 电容式传感器更是占据统治地位。

电容式传感器的电容变化量往往很小, 许多情况下, 输出电容仅有几十个或几百个飞法 ( 1 f F =10－ 15F) 大小［3］, 因而对电容式传感器输出电容特别是输出微小电容的测量始终是一个重要的研究课题。

传统上采用的充/放电电容测量电路、AC电桥电容测量电路、交流锁相放大电容测量电路、基于V / T变换的电容测量电路、基于混沌理论的恒流式混沌测量电路、基于电荷放大原理的电容测量电路等分立式解决方案共同缺点是脉动噪声大, 需使用滤波器及考虑相位补偿, 难以达到高的精度要求, 电路结构相对复杂, 不易集成, 成本也较高［3，4］。

本文提出的基于电容数字转换技术的微小电容测量电路解决了从电容信号到数字信号直接转换的信号处理难题, 具有分辨率高、精度高、响应快速、外部电路结构简单、易于集成、稳定性好、成本低等特点, 彻底弥补了分立式解决方案的不足, 不但缩短了产品开发周期, 更进一步为电容式传感器赢得了优势。

1 硬件设计

硬件总体框架如图l所示, 主要有电容式传感器 ( 被测电容) 、电容数字转换器、微处理器、电源管理电路、接口电路5 个主要组成部分。

1. 1 电容数字转换器AD7746

AD7746［5］是ADI公司推出的24 位、低功耗、双通道电容数字转换器 ( CDC) , 是业界最高精度解决方案［6］。主要特性有:

( 1) 精度。4 f F ( 芯片测量结果与真实值有一个固定的偏差, 这个偏差在 ± 4 f F内) 。

( 2) 分辨率。4 a F ( 芯片可以将两个相差4 a F的电容分辨出来) 。

( 3) 线性度。0. 01% 。

(4) 电容输入范围。-4.096~+4.096 p F。

(5) 可接受共模电容。最大17 p F。

( 6) 更新速率。10 ~ 90 Hz。

( 7) 供电电压范围。2. 7 ~ 5. 25 V。

( 8) 额定温度范围。 - 40 ~ + 125℃。

(9) 接口。双线式串行接口 (兼容I2C) 。

(10) 封装。16引脚TSSOP。

被测电容可以直接连接到AD7746的电容输入通道, 芯片通过内部的激励源持续对被测电容提供高频激励, 二阶∑~△调制器不断对被测电容进行电荷采样, 经过三阶数字滤波器直接输出24位测量结果 (Data) [7]。单端输入方式下, 被测电容, 其中十六进制应转化为十进制计算。

1. 2 微处理器MSP430F149

MSP430F149［8，9］是TI公司生产的16 位、低功耗微处理器, 具有丰富的片内资源和方便高效的开发环境, 已广泛应用于便携式仪器仪表中［10—12］。它从中断请求到CPU唤醒仅仅需要6 μs。在开发时, 不需要仿真器和编程器, 利用片内的JTAG接口与PC机和JTAG调试器连接即可。供电电压范围为1. 8 ~ 3. 3 V。

1. 3 电源管理电路和接口电路

电源采用3 V的纽扣锂电池对测量电路进行供电, 微处理器MSP430F149 的串口通过FT232［13］与计算机的USB接口相连。

2 软件设计

软件流程图如图3 所示。

电路上电后, MSP430F149 进行初始化并启动I2C总线, I2C总线应答 ( Ack) 后初始化AD7746 并进行参数设置和寄存器地址配置, 然后AD7746 开始数据采集。在电容数字转换完成后, 输出的24 位测量结果存储在CAP_DATA_H、CAP_DATA_M、CAP_DATA_L三个寄存器中 ( 分别存储测量结果的高、中、低字节) 并在其RDY引脚 ( 2 引脚) 上产生一个下降沿信号, 用于触发MSP430F149 的外部中断, MSP430F149 在中断允许的情况下, CPU响应中断, 并在中断服务子程序中通过I2C总线读取相应的结果并清零寄存器和转换测量通道, 最后通过串口 ( UART) 上传数据至PC。

3 测试结果

为验证电路性能, 使用2 块铜箔制作平行板电容器, 分别改变平行板电容器极板间距和极板正对面积, 与理论值进行比较。

在噪声随机且满足正态分布的条件下, AD7746有效分辨率最高21 位 ( 电容数字转换完成后输出的24 位测量结果中至少有3 位是随机的) , 峰峰 ( P-P) 分辨率 ( 输出的24 位测量结果中的稳定位数) 与有效分辨率满足如下关系:

有效分辨率- 2. 7 = 峰峰分辨率。

随着电容数字转换时间的不同, 有效分辨率和峰峰分辨率的理论值也不同。在电容数字转换时间为109. 6 ms时, 峰峰分辨率的理论值为18. 2 位, 实际测试中得到的峰峰分辨率为16 位, 0. 1 f F 。

由于18. 2 位为理想条件 ( 噪声随机且满足正态分布) 下的计算结果, 可以认为2 位的损失在正常范围内。

平行板电容器计算公式:, 式中, ε 为介电常数, ε = ε0εr, 其中 ε0为真空介电常数 ( ε0=8. 854 2 × 10－12F·m－1) , εr为相对介电常数 ( 空气中 εr= 1. 000 5 ) ; S为极板正对面积; d为极板间距。

当S = 0. 004 225 m2时, 改变d的大小。由于当S一定时, d与C为反比例函数关系, 函数值在自变量的初期有较大的变化, 当d [1, 2]时, 以1 mm为步进; 当d  ( 2, 50]时, 以1 cm为步进。测量结果如图4 所示 ( d的每个取值点测量十次, 求平均值) 。

当d = 0. 05 m时, 改变S的大小。S分别选取0. 01 m2、0. 012 1 m2、0. 014 4 m2、0. 016 9 m2、0. 019 6 m2、0. 022 5 m2。测量结果如图5 所示 ( S的每个取值点测量十次, 求平均值) 。

测试结果说明: 当S一定d改变和d一定S改变时, 测量值与理论值有一定的偏差, 由于平行板电容器作为输入时本身并不稳定, AD7746 也存在4 f F的测量误差, 且测量值利用最小二乘支持向量机 ( LS-SVM) ［14，15］进行非线性回归后, 与理论值曲线趋势基本保持一致, 可以认为误差并不取决于测量电路本身。实际应用中, 电容式传感器输出的电容是被测量的反映, 因此分辨率的大小得到更多的关注, 测量电路0. 1 f F的分辨率可以满足绝大部分测量的分辨率要求。

4 结论

本文详细论述了基于AD7746 的微小电容测量电路的应用背景和软硬件设计, 并制作平行板电容器对电路进行了测试。测试结果表明: 在量程为0至4. 096 p F、电容数字转换时间为109. 6 ms时, 峰峰 ( P-P) 分辨率为16 位, 0. 1 f F, 测量电路具有分辨率高、精度高、响应快速、外部电路结构简单、易于集成、稳定性好、开发周期短、成本低等特点, 满足了电容式传感器新的发展要求, 进一步为电容式传感器赢得了优势, 具有较好的应用价值和广阔的应用前景。

电容设计 篇2

用一个电阻和电容串联，用恒压源对电容进行充电，然后根据电容充电的曲线超过某个固定电压所需要的时间，利用曲线拟合的方法测量。测量所使用的原始公式是：。可见电容的值和电压以及时间呈微分关系。用这种方法测量，时间和容值是非线性的。因此测量难度高，精度低，并且难以实现数字化。

1.1.2：恒流充电法测量。

用恒流源对电容充电，此时电容的容量和充电时间是成正比的，所以可以利用AD或者比较功能同某个固定电压比较，来实现电容测量。测量所用的原始公式是：

..所以。恒流源的电流大小是已知的，时间和电压也可以测量出来。由上面的公式即可求得电容的大小。使用这种方法来测量，精度较上一种方法有所提高，且便于操作和实现。但要使用恒流源，恒流源的的设计要求很高，且达不到测量所需要的精度要求，因此这种方法也不适用。

1.1.3：用脉冲计数法测量电容。

由555定时器两个电阻以及一个电容，构成的多谐振荡电路，产生较为稳定的振荡频率计算的公式为：≈，这个频率可以自己选择电阻和电容的值确定。再由一个555定时器和一个电阻以及一个电容构成单稳态触发器,并将以上述多谐振荡电路产生的振荡信号作为单稳态触发器的触发信号。根据电容的大小来调节占空比。LM741与两个电容以及一个电阻构成阻容有源滤波器。将单稳态触发器所产生的输出信号滤波成为稳定的输出电压。此方法测量比较精确，并且容易调节所测量电容值的范围（只需调节构成单稳态触发器的电阻的大小即可）。

综合上述的三种方法，我所选择的是第三种方法 1.2 测量信号数字化系统方案选择 1.2.1：利用单片机进行编程翻译。

将测量得出的电压信号值，输入事先编好程序的单片机当中，应用单片机将电压信号翻译出来送入LED数码显示管中，显示出对应的数据。选用的单片机可以为凌阳单片机。该方法显示出的数据精确。而且设计，操作都很简单且功能易于扩展，但要用到单片机，因此设计成本将大大提高很不经济，且测量环境要求较高。

1.2.2：利用译码器进行翻译。

将测量出的结果输入译码器当中，利用译码器将电信号翻译，然后输入到LED数码显示管中，最后显示出对应的数据。选择的译码器可以为7448译码器。该方法所用到的器材较为便宜，且做成的成品便携。但显示不是非常精确，并且功能会很单一。

这里测量精确要求不是很高，故选择第二种方案。

二 单元电路的设计及原理 此方案主要分为两个方面：1.电容量的测量，最后得出来的结果是最后输出电压信号。2.将输出来的电压信号经翻译成为数字信号，由数码管显示出来。

2.1 电容值测量电路及原理 2.1.1 多谐振荡器电路图及工作原理 555定时器构成一个多谐振荡器，其电路图如图2-1-1所示：

图2-1-1 555定时器构成多谐振荡器 其电路工作原理是：接通电源后，电容C被充电，当上升到时，使为低电平，同时放电三极管T导通，此时电容C通过和T放电，下降。当下降到时，翻转为高电平。电容器充放电所需时间为: 当放电结束时，T截止，将通过、向电容器C充电，由上升到所需的时间为：

当上升到时，电路又翻转为低电平。如此周而复始，于是，在电路的输出端就得到一个周期性的矩形波。其振荡频率为：

2.1.2 单稳态触发器电路图及工作原理 555定时器构成一个单稳态触发器，其电路图如图2-1-2（a）所示。其简化电路如图2-1-2（b）所示：

图2-1-2（a）555定时器构成第三稳态触发器电路 图2-1-2（b）555定时器构成单稳态触发器的简化电路 其工作原理是：没有触发信号时处于高电平（＞），如果接通电源后Q=0 =0，T导通，电容通过放电三极管放电，使=0，保持低电平不变。如果电源接通后Q=1，放电三极管T就会截止，电源通过电阻R向电容充电，当上升到时，由于R=0,S=1锁存器置0，为低电平。此时放电三极管T导通，电容放电，保持低电平不变。因此，电路通电后在没有触发信号时，电路只有一种稳定状态=0。

若触发输入端施加触发信号（＜），电路的输出状态由低电平跳变为高电平，电路进入暂稳态，放电三极管T截止。此后电容充电，当充电至=时，电路的输出端电压由高电平翻转为低电平，同时T导通，于是电容放电，电路返回到稳定状态。

如果忽略T的饱和压降，则从零电平上升到的时间，即为输出电压的脉宽 通常R的取值在几百欧到几兆欧之间，电容的取值为几百皮法到几百微法。这种电路产生的脉冲宽度可以从几个微秒到几分钟，精度可以达到0.1%。这样就可以保证测量时的精度。也可以保证测量的范围能够达到100pF~100uF。

2.1.3 率波器工作电路图及原理利用LM741与电容，电阻组成阻容有源滤波器。其电路结构如图2-1-3所示。

图2-1-3 LM741组成的阻容滤波器 其工作原理是LM741可以对占空比为的信号进行平滑滤波，使最后产生出来的信号（即是图2-1-3中的）与被测量的呈线性关系。

2.1.4 滤波器工作电路图及原理 测试部分所用的总的电路图如图2-1-4所示。图中的即是被测量的电容。图中的电源是测量电路使用的电源，其值为15~18伏特之间。

图2-1-4 测量电路总图 2.2 模拟信号的处理以及数字化显示 在这个环节中，直接采用将信号送入7448译码器中进行翻译，并将翻译成的 BCD码送入LED数码管中，显示出来。其电路结构如图2-2-1 图2.2给出BCD—七段显示译码器7448的逻辑图。如果不考虑逻辑图中由G1~G4组成的附加控制电路的影响（即G3和G4的输出为高电平），则Ya~Yg与A3、A2、A1、A0之间的逻辑关系为：

Ya Yb Yc Yd Ye Yf Yg G13 G14 G15 G16 G17 G18 G19 G3 A’0 G9 A’1 G10 A’2 G11 A’3 G12 G4 G5 G6 G7 G8 G1 G2 A0 A1 A2 A3 图2-2-1 BCD—七段显示译码器7448的逻辑图 & & & & & & & & 1 1 1 ≥1 & ≥1 & ≥1 & ≥1 & ≥1 & ≥1 & ≥1 & & 根据BCD—七段显示译码器的逻辑关系式和逻辑图可列出真值表如表2—2 LED数码管的构造和显示原理：

LED数码管分为共阳极与共阴极两种，如图2—2—2（a）所示，内部结构如图2—2—2（b）（c）所示。a~g代表7个笔段的驱动端，亦称笔段电极。DP是小数点。第3脚与第8脚内部连通，+代表公共阳极，-表示公共阴极。对于共阳极LED数码管（如图2—2—2（a）,（b）所示），将8只发光二极管的阳极短接后作为公共阳极。其工作特点是，当笔段电极接低电平，公共阳极接供电平时可以发光。共阴极LED数码管则与之相反，它是将发光二极管的阴极短接后作为公共阴极。当驱动信号为高电平，-端接低电平时才能发光。

LED数码管的特点：

1.能在低电压、小电流条件下驱动发光，能与CMOS、TTL电路兼容。

2.发光相应时间极短（＜0.1us），高频特性好，单色性好，亮度高。

3.体积小，重量轻，抗冲击性好。

4.寿命长，使用寿命在10万小时以上，甚至可以达到100万小时。

5.成本低。

三 系统参数设定 系统的参数决定了系统测量的范围在触发器中，本设计在单稳态触发器中的电阻值取为47K, 由公式：

计算可得。被测电阻在100pF~100uF内产生的脉宽为0.000047s~0.47s。所以多谐振荡器产生的信号振荡频率应该小于2Hz。即＜2Hz 取多谐振荡器中的电阻值==150K。再由公式：

计算可得多谐振荡器中电容可以取为1.5uF。

在数字显示电路中，因为是使用了7448译码器译码，则相应的LED数码管选为共阴极数码管。

其他元器件的取值以及相应的规格详见附录 四 设计结论以及谢词 4.1 设计结论 本设计主要应用于100pF~100uF电容器的测量。设计中应用了单稳态触发器，多谐振荡器，滤波器，译码器，LED数码管显示器等等。测量比较精确，显示速度快，能适应多种环境下的电容器测量。

4.2 谢词 此次毕业设计中我投入了最大的热情和精力，从设计电路图，选择元器件，使用 EWB仿真电路，其过程中出现了不少的问题，我没有气馁，没有退缩，积极查阅资料，并且一遍又一遍的重复实践，直到我期望的结果实现。事实也证明我的努力没有白费，认真严谨的实习态度给我带来了成功的喜悦！通过这次电子系统设计，我掌握了设计一个数字电路的基本方法和基本步骤，实际解 决了设计中出现的问题，增强了寻找问题，解决问题的能力。此次设计的成功不仅帮助我更好地掌握书本知识，尤其重要的是增强了我的自信，培养了我独立思考的能力！通过这次的电子设计，我感觉有很大的收获：首先，通过学习使自己对课本上的知识可 以应用于实际，使的理论与实际相结合，加深自己对课本知识的更好理解，同时实习也段练 了我个人的动手能力：能够充分利用书籍和网络资源查阅资料，增加了许多课本以外的知识。能对 protel 99、和 EWB等仿真软件操作，能达到学以致用。对我们学生来说，理论与实际同样重要。

电容隔直装置的原理及设计方案 篇3

如今高压直流输电技术日趋普及，当以广东为落点的直流输电系统以单极大地方式运行时，在直流接地极附近就有直流电流从地中经直接接地的中性点流入交流变压器中，造成变压器直流偏磁问题。高压直流输电系统换流站的接地极附近有直流电位，该电位由注入直流电流的大小和该处的土壤电阻率决定。当直流输电系统采用单极大地返回方式运行时，注入电流就是直流输送电流，而土壤电阻率越高，电位也越高，影响范围也就越广。直流接地极的高电位也作用在交流变电站的接地点上，使中性点接地的变压器中流过直流电流（相当于分流了部分直流输送电流），从而引起变压器发生直流偏磁。随着单极大地返回方式直流输送功率的增加，某些流过较大直流分量的变压器可能会发生磁饱和，导致系统正常运行时这些变压器上将会出现振动加剧、噪声增大、局部过热等问题，既影响变压器本身的安全，也会影响电网的正常运行。 交流系统中因流入直流而产生的所有危害，均是由于变压器的偏磁饱和引起的。直流偏磁使变压器成了交流系统中的谐波源。谐波流入系统的后果是系统电压波形畸变、滤波器过载、继电保护误动、合空载长线时产生持续过电压、单相重合闸过程中潜供电流增加和断路器恢复電压增高。直流偏磁还会引起变压器磁路饱和，励磁电流增加，变压器消耗无功增加，使系统无功补偿装置过载或系统电压下降。变压器偏磁饱和的另一后果是引起噪声和振动，同时还会增大变压器有功损耗，有可能使变压器产生局部过热并导致损坏。

1、电容隔直装置的基本原理

抑制流入变压器中性点直流的方法有3种：（1）、在变压器中性点装设电阻。限制直流电流的大小；（2）在输电线上装设串联电容补偿，阻断直流的通路；（3）在变压器中性点装设电容，阻断直流电流。主变中性点装设电容器是抑制并消除流过主变中性点直流电流的最优方法。但在中性点装设的电容应该满足连续运行的要求，并保证主变中性点有效接地。电容隔直装置基于这原理，并在技术上更为突破并可靠。在这里重点介绍装置的工作原理。

电容隔直装置由电容器、机械旁路开关和一对反并联晶闸管并联而成，接于变压器中性点和地之间。在没有直流电流流经变压器中性点时，机械旁路开关为合上位置。当检测到流经变压器中性点的直流电流超过限值时，机械旁路开关转为断开位置，使电容器投入，起到阻隔直流电流的作用。一旦检测到流经变压器中性点的交流电流超过限值时，装置控制器即判断为交流电网发生不对称短路故障，反并联晶闸管对立即触发导通，同时机械旁路开关转为合上位置，保证变压器中性点可靠接地。电容隔直装置可一变一用或两变一用，原理详见附图1所示。

附图1电容隔直装置的结构组成图

2 电容隔直装置的设计方案

2.1 电容隔直装置设备及安装

电容隔直装置包含一次设备（电容器、旁路开关、电抗器、CT等）和二次设备（数字控制器、远程监控计算机）。在主变间隔旁增设电容隔直装置小室，参考尺寸：长2300mm×宽1700mm×高2700mm，其中一次设备及数字控制器均安装于该小室内，详见附图2。远程监控计算机（上位机）则组屏放置于主控楼的继电保护室内。参考尺寸：长800mm×宽600mm×高2260mm。远程监控计算机与数字控制器通过光纤连接。

附图2 电容隔直装置总装图

2.2 电容隔直装置控制方式

装置按控制地点可分为“就地”和“远方”两种控制模式。装置按控制方式可分为“手动”和“自动”两种控制模式。

下图示出装置的控制模式：

图2 电容隔直装置的控制模式图

“就地&自动”和“远方&自动”都是通过装置的数字控制器来实现自动控制的。“就地&手动”是在装置的面板上通过操作按钮来实现的。“远方&手动”则是在置于变电站主控室的上位机界面上通过鼠标操作来实现的。“就地&手动”和“远方&手动”这两种控制模式都是用于装置的调试阶段。装置正常运行时，应处于“远方&自动”控制模式。

2.3 电容隔直装置上位机监控系统

2.3.1 系统运行

前台管理机时刻处于运行状态，才能保证对装置所有数据的正常读取。若因为维护需要，退出前台通信程序，请在维护完成后立即打开通信处理程序。

2.3.2 实时监控界面

(1) 启动

后台监控程序是整个系统进行实时监控和数据分析的窗口。一般情况下，上位机计算机一开机，后台实时界面监控启动程序就自动启动了。

(2) 实时监测

实时监控界面上显示旁路开关的实时状态，变压器中性点的直流电流、交流电流和电容器两端的直流电压的实时值。

(3) 远方控制

用鼠标点击“远方自动”或“远方手动”按钮，以选择控制模式。

2.3.3历史事件查询

通过工具栏上的“前一时段”、“当前时段”、“后一时段”和“选择时段”按钮可以选择查询事件的时间段，前后的时间段以天为单位。

2.3.4 历史记录查询

记录查询界面默认显示的是装置的原始事件，如果要查看历史数据，点击工具栏中的“数据记录”按钮进入定时记录页面。在数据显示页面下，通过第二列工具栏中的“曲线显示”按钮，可以查看定时记录所记录数据的趋势曲线图。

2.3.5 故障录波分析

波形界面从横向看，分为3部分内容：快捷工具栏、数据点显示和波形显示页面，其中，数据点显示分为当前数据点和所有原始采样点数据两种页面显示。

2.3.6 设备参数整定

装置自动控制装置的自动控制逻辑中，判断使开关打开的必要条件有：

直流电流DCCT连续12s超过5A

交流电流ACCT低于250A

判断使开关合闸的充分条件有：

交流电流超过300A

直流电压持续10s低于3V

比较两个直流CT，误差持续10s超过3A

判定直流电流低于-80A，为直流CT故障

以上分闸和合闸的条件中，所有动作值和延时值均可通过整定程序整定。

3 结束语

低成本电容式触摸按键设计 篇4

触摸输入方式已经在许多的领域得到了应用,例如手机触摸屏、MP3触摸滑条、抽油烟机触摸按键等。触摸输入方式采用非接触式按键技术,相对于普通的机械式按键,有更长的使用寿命,并且可靠性不会随着时间的增加而降低[1]。其次,触摸控制器还有开发周期短、研发成本低的优点。

根据采用触摸传感器类型的不同,触摸输入方式可以分为电阻式、电波式(如表面声波)、光学式(红外线)、电感式、电容式和电磁式等几种类型。每一类型都有自己的优缺点以及适用场合。近年来,电容式触摸输入方式凭借其工艺成本低、触摸检测方便和硬件免维护等特点,成为触摸输入方式的主要选择。传统的触摸按键技术采用一些专有的芯片,例如Cypress公司的Cap Sense型芯片CY8C21x34,利用内部特有的CSD模块,根据电磁感应的原理和张弛振荡器技术实现电容感应触摸,但是专有芯片价格过高。

本研究采用通用型的PSo C微处理器,构建低成本的电容式触摸系统。电容式触摸按键技术电路简单,只需要一个微处理器和一些外围电路就可以实现按键检测和控制,因此特别适用于许多家用电器。

1 电容式触摸控制原理

PCB板上的金属层Capsense到地GND之间有个分布式电容CP,如图1所示。电路板上方的表面覆盖层一般用玻璃或者塑料。要使触摸按键正常工作,厚度一般不得大于5 mm。当手指接触到表面覆盖物后,手指与金属层产生一个大小为CF的耦合电容。如图2所示,这个电容相当于并联到原来的CP之上,因此对于电容传感器,触摸前电容值为CP,触摸后电容变为CP+CF。根据平行板电容的定义,有:

式中,真空介电常数ε0=8.85×10-12C2/N·m2,玻璃的(相对)介电常数εr≈7.8,假设玻璃厚度d为4 mm,电极面积A为1 cm2,可得出CF=17.26 p F。

由此可知,通过测量手指触摸前后PF级电容值的变化,就可以检测触摸按键是否被按下。

2 基于PSo C的电容式触摸按键设计

2.1 整体结构设计

PSo C(Programmable System on Chip)器件是Cypress半导体公司推出的一种可“在系统编程”的片上系统[2],它将一个8位微控制器与可编程数字阵列、模拟阵列集成在一个芯片上。其特点在于既具有8位微控制器的处理能力[3],又具有组成多种可编程数字或模拟用户模块的能力。但与一般单片机不同的是,它几乎不需要外部电路,一片PSo C就可以实现一个电子系统,因此特别适合用于家电中。

PSo C系列微处理器按照其用途分为通用型(如CY8C24423)、Cap Sense型(如CY8C21x34)和USB型(CY8C24x94)[4]。其中Cap Sense型芯片利用内部特有的资源,根据电容感应的原理和张弛振荡器的技术实现触摸感应,Cap Sense技术虽然几乎不需要外围元件,但是芯片内部的CSD模块占用了较多的内部资源(3个数字模块,3个模拟模块),系统的功耗较通用型大。另外,Cap Sense型芯片本身价格比通用型贵大约5~10倍,鉴于以上原因,下面提出使用通用型芯片CY8C24423加上少量外围元件构建低成本触摸控制电路的设计方案。系统的结构如图3所示,首先单片机发出PWM波到触摸按键控制电路,当按键按下时检测到电压变化[5],然后将压降通过单片机的模拟多路复用器AMUX8送入PGA模块放大后再送入AD-INC12处理。如果压降在有效的范围内就认为有按键按下,不同按键的按下选择抽油烟机不同的档位。

2.2 硬件设计

2.2.1 PSo C芯片配置

在PSo C Designer中配置如下,用到的用户模块包括8位脉冲调制PWM8、12位增量型模数转换器ADINC12、可编程增益放大器PGA。另外还有8选1模拟多路复用器AMUX8,它不占用任何PSo C模块[6],提供一个连接至连续时间模块(CT)的8路模拟信号复用器。

全局资源配置:单片机采取5 V供电,最高频率24 MHz。VC1=12 MHz、VC2=1 MHz、Res Mux=(Vdd/2)+/-(Vdd/2);可知PWM8模块采用VC1作为时钟,所以要输出频率为1 MHz,占空比q=10/12的波形。

根据下式:

可得:Period=11,Pulse Width=9,PWM波通过PWM8的Compare Out连接至Port_2_7输出;ADINC12占用两个数字模块,一个开关电容模块SC,需要注意的是3个模块必须使用相同的时钟,否则运行将出现错误。这里统一采用VC2即1 MHz。ADINC12的输入为ACB01,即将PGA的输出作为其输入;PGA模块的输入信号通过AMUX8的Analog Input_Column Mux_n(n=0,1)端口输入。PGA的输出电压为:

式中:VSS=0 V,Gain=1.000。

2.2.2 电容式触摸控制电路设计

根据电容感应的原理,只需测量手指触摸前后电容值的变化,就可以知道是否有按键按下。但是,直接测量PF级的电容变化比较困难,而检测几百毫伏的电压变化要容易得多,所以只需要将电容的变化转化为电压的变化,就可以实现对触摸的检测了[7]。给工作面通上一个电压很低的高频交流信号(1 MHz的PWM波),当手指触摸时就会从触摸区吸走一个很小的电流,于是经过滤波后的输出电压就会有所下降。电容式触摸按键控制电路如图4所示,在电阻R6端输入高频的PWM波,首先通过耦合电容C2滤波,然后经过D1整波。C1通过R11充电,通过R16放电,当手指放到触摸区时,手指吸走一小部分电流,导致C1两端的电压降低。从而KEY处输出电压也会下降,该信号的变化被微处理器的ADC检测到并进行处理。

2.3 软件设计

电容式触摸按键软件部分主要包括:主程序、硬件初始化模块、灵敏度测试调整模块、按键扫描模块以及各个按键子功能模块,程序流程图如图5所示。

系统上电后,由于电压不能立刻到达5 V,但是A/D已经开始采样,可能会导致前几次采样值低于没有按键按下情况的电压均值,而产生按键误判。因此主程序中要编程舍去前几次采样值,经测试舍去前7次采样值便可以解决上电误判问题。通过灵敏度调整模块可以调整按键的灵敏度,以适应不同材料、不同厚度的表面覆盖层[8]。

另外系统设置了低功耗唤醒模式,系统初始化后,当没有按键按下时系统进入休眠模式,经过一段时间的延时后唤醒按键扫描模块,进行按键扫描,如果有按键按下,软件判断是否有效,如果无效按键按下,系统继续进入休眠模式。如果软件判断有效按键按下,那么唤醒系统,触发任务处理进程。当处理完所有的任务后,系统又重新进入休眠状态。该系统通过软件实现每20 ms唤醒一次按键扫描模块,判断是否出现有效按键按下,从而实现低功耗唤醒模式,低功耗同时又能保持在按键按下时能快速地响应。

3 测试与结果

测试环境如下:将系统板密封起来固定好,表面覆盖5 mm的塑料板。经测量,当按键没有按下时,KEY输出波形如图6所示,按键的平均电压在2.68 V左右。当按键按下时,KEY输出波形如图7所示,平均电压降到2.43 V左右,压降有0.25 V左右。因为测量值是在手指放在触摸区一段时间所得,为增加按键的灵敏度,应该取一个小于该值的电压变化作为有效的压降。经过反复的实验测量,该系统能检测到最低压降为0.05 V认为按键按下。在密封好的测试环境下,通过温度测试、湿度测试、水淹测试和电磁干扰测试,最终选取有效阈值为0.08 V,这样既保证了高灵敏度,同时避免了按键误判而降低系统的可靠性。

4 结束语

通过分析电容式触摸的基本原理,提出了使用PSo C通用型芯片设计低成本电容式触摸按键的方案,并给出了具体的软硬件设计方法。系统具有触摸检测灵敏度可调节的特性,提高了触摸的精确度和灵敏度。当不工作时系统进入低功耗唤醒状态[9],这样可以在保证产品正常使用的前提下,最大限度地降低控制器的待机功率,既绿色节能又能大大提高它在手机、MP3、PC外设、遥控等便携式低功耗产品中的推广普及程度[10]。最后的测试结果表明,该触摸按键具有灵敏度高、误操作率低的特点,具有一定的实用价值。

参考文献

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[2]Cypress Semiconductor Corporation.CY8C20x34 TechnicalReference Manual(TRM)[M].Cypress Semiconductor Cor-poration,2006.

[3]Cypress MicroSystems.CY8C20234,CY8C20334,andCY8C20434 Final Data Sheet[M].Cypress MicroSystems,2005.

[4]Cypress MicroSystems.CY8C24123,CY8C24223,andCY8C24423 Final Data Sheet[M].Cypress MicroSystems,2004.

[5]叶朝辉,华成英.可编程片上系统(PSoC)原理及实训[M].北京:清华大学出版社,2008:84-92.

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[8]韩俊,戎蒙恬.低成本电容式触摸按键设计[J].信息技术,2006,30(8):42-45.

[9]朱明程,李晓滨.PSoC原理与应用设计[M].北京:机械工业出版社,2008.

电容设计 篇5

摘 要：电容是EMC设计中应用最广泛的元件之一。实践表明：在EMC设计中，恰当选择与使用电容能解决许多EMI问题。但是，若电容的选择或使用不当，则可能根本达不到预期的目的，甚至会加剧EMI程度。根据EMC设计原理和不同结构电容的特点，结合相关研究的新进展，针对电容在EMC设计中的一些不恰当的认识与做法，讨论了电容在EMC设计中的应用技巧。对EMC设计具有指导作用。

在EMC设计中，电容是应用最广泛的元件之一，主要用于构成各种低通滤波器或用作去耦电容和旁路电容。大量实践表明：在EMC设计中，恰当选择与使用电容，不仅可解决许多EMI问题，而且能充分体现效果良好、价格低廉、使用方便的优点。若电容的选择或使用不当，则可能根本达不到预期的目的，甚至会加剧EMI程度。

本文根据EMC设计原理和不同结构电容的特点，结合相关研究的新进展，针对电容在EMC设计中的一些不恰当的认识与做法，讨论了电容在EMC设计中的应用技巧。对EMC设计具有指导作用。1 滤波器结构的选择

EMC设计中的滤波器通常指由L，C构成的低通滤波器。不同结构的滤波器的主要区别之一，是其中的电容与电感的联接方式不同。滤波器的有效性不仅与其结构有关，而且还与联结的网络的阻抗有关。如单个电容的滤波器在高阻抗电路中效果很好，而在低阻抗电路中效果很差。

传统上，在滤波器两端的端接阻抗为50Ω的条件下描述滤波器的特性（这一点往往未被注意），因为这对测试方便，并且是符合射频标准的。但是，实践中源阻抗ZS和负载阻抗ZL很复杂，并且在要抑制的频率点上可能是未知的。如果滤波器的一端或两端与电抗性元件相联结，则可能会产生谐振，使某些频率点的插入损耗变为插入增益。

可见，正确选择滤波器的结构至关重要。究竟是选择电容、电感还是两者的组合，是由所谓的“最大不匹配原则”决定的。简言之，在任何滤波器中，电容两端存在高阻抗，电感两端存在低阻抗。图1是利用最大不匹配原则得到的滤波器的结构与ZS和ZL的配合关系，每种情形给出了两种结构及相应的衰减斜率（n表示滤波器中电容元件和电感元件的总数）。

但是，如何判定ZS和ZL的值是高或低，一些资料上并未作具体说明[1，2]，实践中也往往不清楚。ZS和ZL的所谓的高值或低值的临界选取有一定的随机性，选取50Ω作为边界值是比较合适的。顺便指出，在电子电路中，因信号一般较弱，而RC低通滤波器对信号有一定的衰减，故很少使用。2 自谐振频率与截止频率 2.1 去耦电容的自谐振频率

实际的电容都有寄生电感LS。LS的大小基本上取决于引线的长度，对圆形、导线类型的引线，LS的典型值为10nH/cm[3]。典型的陶瓷电容的引线约有6mm长，会引入约15nH的电感[1]。引线电感也可由下式估算[4]： 其中：l和r分别为引线的长度和半径。

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寄生电感会与电容产生串联谐振，即自谐振，在自谐振频率f0处，去耦电容呈现的阻抗最小，去耦效果最好。但对频率f高于f0的噪声成份，去耦电容呈电感性，阻抗随频率的升高而变大，使去耦或旁路作用大大下降。实践中，应根据噪声的最高频率fmax来选择去耦电容的自谐振频率f0，最佳取值为f0 = fmax。

但是，一些资料上只是从电容的寄生电感的角度给出了自谐振频率f0的资料。实际上，去耦电容的自谐振频率不仅与电容的寄生电感有关，而且还与过孔的寄生电感[5]、联结去耦电容与芯片电源正负极引脚的印制导线的寄生电感[6,7]等都有关系。如果不注意这一点，查得的资料或自己的估算往往与实际情况相去甚远。

实践中，一般是先确定去耦电容的结构（电容的寄生电感与其结构关系密），再用试验的方法确定容量。2.2 电源滤波器的的自谐振频率

在交流电源进线与电源变压器之间设置电源滤波器是抗EMI的常用措施之一。常用的电源滤波器如图2所示。人们一般对去耦电容的自谐振频率问题比较注意，实际上电源滤波器也有自谐振频率问题，处理不当，同样达不到预期的目的。对图2所示的滤波器，分析可知，当电感的电阻rL很小时，自谐振频率分别为：

设计电源滤波器时，必须使滤波器的自谐振频率远小于噪声频率。处理不当，不仅不能衰减噪声，反而会放大噪声。

例如[8]，图2(a)所示的滤波器，如果取L=1 mH、rL=1 Ω、C=0.47μF（这也是许多资料上推荐的参数），可算出f0=5.2 kHz。而EMC测试中的快速脉冲群频率为5.0 kHz(2KV)或2.5 kHz(4 kV)，5.0 kHz刚好谐振，2.5 kHz也不会被衰减，如图3所示。这说明滤波器中元件参数选取不当，可能根本起不到提高EMC性能的作用。

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从理论上讲，电容的容量越大，容抗就越小，滤波效果就越好。一些人也有这种习惯认识。但是，容量大的电容一般寄生电感也大,自谐振频率低（如典型的陶瓷电容，0.1μF的f0=5 MHz,0.01μF的f0=15 MHz,0.001μF的f0=50MHz），对高频噪声的去耦效果差，甚至根本起不到去耦作用。分立元件的滤波器在频率超过10 MHz时，将开始失去性能。元件的物理尺寸越大，转折点频率越低。这些问题可以通过选择特殊结构的电容来解决。

贴片电容的寄生电感几乎为零，总的电感也可以减小到元件本身的电感，通常只是传统电容寄生电感的1/3~1/5，自谐振频率可达同样容量的带引线电容的2倍（也有资料说可达10倍），是射频应用的理想选择。

传统上，射频应用一般选择瓷片电容。但在实践中，超小型聚脂或聚苯乙烯薄膜电容也是适用的，因为它们的尺寸与瓷片电容相当。

三端电容能将小瓷片电容频率范围从50 MHz以下拓展到200 MHz以上，这对抑制VHF频段的噪声是很有用的。要在VHF或更高的频段获得更好的滤波效果，特别是保护屏蔽体不被穿透，必须使用馈通电容。4 电容容量的选择

在数字系统中，去耦电容的容量通常按下式估算式中： 为瞬变电流； 为逻辑器件允许的电源电压变化； 为开关时间。

实践中，去耦电容的容量选择并不严格，可按C = 1/f选用，f为电路频率，即10 MHz选0.1Μf,100 MHz选0.01μF；在微机控制系统中，通常在0.1~0.01μF之间任选[9]。

但是，近年的研究表明[10，11]，去耦电容的容量选择还必须满足以下条件： ① 芯片与去耦电容两端电压差 必须小于噪声容限。

② 从去耦电容为芯片提供所需的电流的角度考虑，其容量应满足。③ 芯片开关电流 的放电速度必须小于去耦电容电流的最大放电速度。

此外，当电源引线比较长时，瞬变电流会引起较大的压降，此时就要加容纳电容以维持器件要求的电压值。5 去耦电容的安装方式与PCB设计

安装去耦电容时，一般都知道使电容的引线尽可能短。但是，实践中往往受到安装条件的限制，电容的引线不可能取得很短。况且，电容引线的寄生电感只是影响自谐振频率的因素之一，自谐振频率还与过孔的寄生电感、相关印制导线的寄生电感等因素有关。一味地追求引线短，不仅困难，而且可能根本达不到目的。

青岛亿迈斯电子科技有限公司是北方地区首家专业从事电磁兼容服务的公司，包含电磁兼容设计，测试，整改，培训和器件供应。供应器件包括，各种规格的滤波器，磁环，拥有专利的共模差模复合电感等 TEL:*** QQ:604371435，客服： Lily wang 这说明要保证去耦效果，在PCB设计时，就要考虑相关问题。设计印制导线时，应使去耦电容距离芯片电源正负极引脚尽可能近（当然电容引线要尽可能短）。设计过孔时应尽量减小过孔的寄生电感，具体措施可参考文献[5]。6 结 语

EMC设计是一个需要长期面对的重要而复杂的领域，电容在其中一直得到广泛应用。随着相关研究的进展，人们不断纠正或放弃电容在EMC设计中的一些传统认识与做法。电容在EMC设计中的作用大小与多种因素有关，且其中的很多因素一直在不断的研究与变化中。所以，要充分发挥电容在EMC设计中的作用，及时了解相关研究的新进展，及时采用新技术，是非常重要的。

电容设计 篇6

为了增加电源功率的密度，务必采用将双极晶体管吸收电路高频化的手段。电容器电源中的開关器件的安全是一个很重要的问题，为了保证它的安全。务必采用以串联谐振式所组成的电容器，并以它的充电电源为基础。本文研究了影响IGBT的因素，并研究了对于尖峰电压的取值。本文首先介绍了尖峰电压的简单产生机理，随后对抑制尖峰电压的几种方法做了简单描述，然后简单介绍了吸收电路，最后介绍了吸收电路的基本的工作思路。

1.尖峰电压产生机理

对于高频电容器来说，它的充电电源有很多种，串联谐振式的结构构架是最主要的一种，它的结构如图1所示，开关器件往往选用的是高频模块IGBT，它的具体过程为：

2.抑制尖峰电压的方法

尖峰电压在逆变回路中的产生有两个很主要的原因，一个是存在一定的杂散电感Ls，再者就是主回路中的电流变化的迅速。在高频电源中，开关的开通速度往往需要得到提高才行，而IGBT的开通速度与电流的变化速度有很大的关系。因此，为了保证电路正常工作，由开始的分析可知杂散电感必须最大程度的减少，并且必须利用吸收电路的作用来最大可能的降低IGBT的尖峰电压和对尖峰电压抑制。

2.1减小杂散电感

为了有效的减少主回路中的杂散电感，有两种方式可以采用。第一种是采用同轴电缆，但是电感必须要小。另一个是采用将回路通过正负母排上下叠放的方式连接起来。根据我们所学的知识可知，在两根平行导线上通上一种相反方向而且大小等大的电流，并且在它们离的很近时，此时就会产生的磁场，但是两者的磁场可以相互抵消。如此一来，从理论上来说，电感就为0了。

2.2采用吸收电路

电流在回路中通过的是很大的，而且开通速度比较快这个特点往往是一些较大功率充电电源所具有的特点。由于主回路中的杂散电感的存在，尖峰电压会感应出来，当较大时为了抑制电压的峰值，就必须利用外加吸收电路的相应功能来实现，因此我们有三种主要的电路形式。

第1种是在正负的两端加上一个电容，对于小功率、低成本的逆变器，这种方式都很适用。这种方法对于尖峰电压的抑制，一般都能满足要求。但是电阻不能消耗掉能量，这是一个缺点。另外对于一些较大功率的逆变器，在它回路一般都存在很大的杂散电感，这种振荡回路将会大大的增加损耗的原因是由杂散电感和吸收电容构成的。

第2种吸收电路增加了一个恢复速度很快的二极管，并且是在第一种吸收电路基础之上的。对前者来说，由于电容会吸收一些能量，因此它的作用就是消耗掉能量。后者是为了对震荡进行阻止，这种震荡是电容与回路中电感共同作用产生的。这种电路较好地解决了第1种电路的缺点，较好的控制了尖峰电压以及震荡回路的问题。同一套设备被两个功率管使用，这样就大大节约了成本。但同样也带来了缺点，如造成吸收电容的放电周期减半等问题。

第3种吸收电路最好，它是一种重新改进过后的一种形式，而且是在前两种电路的基础上升级过的吸收电路。对于每一个单独的开关，都是各自独立的使用一套电路。对于一些场电路来说，特别是对存在高频和大功率的电路来说，第三种吸收电路较第二种更加适合，这是因为吸收电容增加了很多的放电时间。

3.吸收电路的概述和基本要求

3.1吸收电路的概述

主要由电阻、二极管以及电容组成。为了减少开关管上的电压的应力、还有减少EMI，使其在适当的范围工作，并且不发生二次击穿，吸收电路常和开关管或二极管（包括整流二极管）并接在一起。通常，对于电子电力装置来说，它其中的电力电子器件都是在开关状态下才工作，同时器件的开通和关断也都是连续完成的，并不是瞬时完成的。在器件才刚刚开通的时候，如果一开始器件的电流就上升的很快，就会使得开通损耗很大，这是由于器件的等效阻抗很大所造成的；在器件接近于完全中断的时候，器件还是具有很大的电流，这个时候器件所能承受的电压能力如果迅速上升，必定会造成很大的关断损耗。开关损耗不仅会造成器件的温度升高甚至毁坏，甚至会导致功率晶体管的二次击穿。

3.2吸收电路的基本工作思路

为了抑制器件的电流的上升率可以利用电感电流不能突变的特性来控制；电容电压具有不能突变的特性，用这一特性可以来对器件的电压的上升率进行抑制，这就是缓冲电路的基本工作原理。GTO是一种简单的缓冲电路。为了保证能够抑制当GTO关断时，端电压的上升率dV/dt，电路中的电容C和二极管D就组成关断的吸收电路，电路中的电阻的任务是给电容C提供放电通路。为了保证不同的器件和不同的电路都有对应的方式，缓冲电路的形式有多种。

4.结束语

在高频大功率电容器充电电源中，因为存在尖峰电压，如果不限制它，开关器件就会被损坏，因此务必加上吸收电路。电路参数的选择也是一个很重要的方面，需要考虑的因素很多：为了保证适应冲击功率的影响，对电阻功率的选取也是很严格的，要选取合适的参数；除此之外，还有一个很重要的参数是影响电阻功率损耗和尖峰电压的，它就是电路中二极管的开通时间，所以此因素应当考虑。

高精度电容器建模设计 篇7

目前,国内电容器厂商几乎均未提供电容器的电路仿真模型或者电容的寄生参数,因此提出一种简易快捷的电容器建模方法十分重要。在对目前电容器建模方法研究的基础上,本文提出了一种基于S参数[2]和矢量拟合的电容器精确建模方法。通过分析矢量网络分析仪( Vector Network Analyzer,VNA) 的12项误差模型,设计了一种电容器专用测试夹具和校准件,将测量的电容S参数通过矢量拟合法得到电容阻抗传递函数,与官方提供的电容器离散Z参数进行对比,证实了模型的精确性。此精确的电容器模型是PDN去耦电容器选择算法的基础。由于多数选择去耦电容器的算法得到的去耦方案中电容器种类多、个数多、设计出的PDN阻抗冗余大且计算速度慢,针对上述现状,本文在Larry Smith提出的频域目标阻抗法( Frequency Domain Target Impedance Method,FDTIM)[3]的基础上, 基于得到的电容器精确模型提出了最大违背点去耦选电容算法,通过实例验证了此算法设计的电容器去耦网络使用的电容器种类和数目较少,PDN阻抗曲线更加贴近目标阻抗曲线,运行速度较快,能够降低PDN设计的成本,具有较高的实用价值。

1 基于矢量拟合法电容器建模

矢量拟合法是一种稳定且有效的拟合方法。通过拟合曲线得到近似的有理函数,从而可近似计算频域响应[4]。矢量拟合法的优点是对于每次迭代,求解都是一个线性方程,且求解的方程结构比较简单[5]。本文选用矢量拟合法主要因其具有以下优势: ( 1) 矢量拟合法采用的是有理函数匹配,在使用高阶匹配时,数值问题对其无影响。( 2) 应用性强,当匹配次数比较高或者所取的初始极点不合理时,同样适用。( 3) 循环迭代次数少,收敛快。( 4) 拟合后的有理函数具有无源性,稳定性强。( 5) 便于用计算机程序实现。

为便于后续综合Spice模型,通过矢量拟合法将电容器的导纳YC参数按照下式拟合为高阶传递函数

其中,j为复数虚部符号; ω为角频率变量; h、d为直接耦合项; pn和cn分别为第n个极点和留数; N表示传递函数的阶数。步骤如下:

( 1) 确定初始极点{ p1,…,pN} 、阶数N、迭代次数Diter_num、拟合误差Rem。

初始极点可以是实数或共轭复数对。实数极点适用于比较光滑的曲线,共轭复数对极点则常用于比较粗糙、噪声较多的曲线。在本文中,由于去耦电容器可能存在测量带来的噪声,选择共轭复数对极点更适合, 极点形式如下: 初始极点可是实数或共轭复数对。对于比较光滑的曲线,一般选取实数极点; 对于比较粗糙、噪声较多的曲线,一般选用共轭复数对极点。由于去耦电容器可能存在测量带来的噪声,选择共轭复数对极点更适合。初始共轭复数对极点的形式如下

通常取α = β /100。

( 2) 确定极点。

求出a1,…,aN和b1,…,bN即可得到,假设{ YC( jω1) } , …,YC( jωk) 为电容器测量k个Y参数值,其中{ ω1, …,ωk} 为k个Y参数的测量角频率值,定义误差函数为

其中,为了解决|εk|2的非线性问题,引入新的误差函数,第L次迭代误差为

其中,表示L - 1次迭代求得的分母值,在第L次迭代中为已知量。在第一次迭代的过程中,可设定BL -1( jω) = 1。若迭代收敛,随着迭代的进行,ε'k也将会收敛于εk。联立式( 4) 和式( 5) 可得

使ε'k≈0等价于求式( 7) 广义逆问题。

A为n×m矩阵且列满秩,扫频点的数目n大于系数个数m,为确定方程组,适合用最小二乘法解方程( 7) 求出{ a1,…,aN} 和{ b1,…,bN} 。构建函数BL( jωk) , 通过求解X - 1bT矩阵的特征值求得新的极点{ p'1, …,p'N} ,其中X为pn构成的对角矩阵,1为元素为1的列向量,b为bn所构成的列向量。

( 3) 确定留数。式( 6) 计算拟合误差,如果拟合误差 > Rem且总迭代次数小于Diter_num,则跳转( 2) 进行下一次迭代。否则根据( 2) 中确定的极点{ p'1,…,p'N} 及Y参数构建线性方程

用最小二乘法[6]解方程求d和{ c1,…,cN} ,迭代结束; 流程如图1所示。

按照表1转换成相应的Spice子电路并组合得到对应的Spice电路[6]。

由式( 1) 可看出,电容器Spice等效电路是由实数d和h对应的低通滤波器、实极点对应的低通滤波器、共轭复数极点对应的带通滤波器并联组成的高阶电路,如图2所示。

图 2 矢量拟合法得到的电容器高阶模型

下面通过两组电容器的建模实例验证本文提出的建模方法的有效性。分别对比基于蒙特卡罗法和矢量拟合法两种方法建模后得到的等效电路的阻抗幅度、相位和拟合绝对误差。

图 3 100 n F MLCC 建模等效电路阻抗幅度和相位对比

图 4 100 n F MLCC 建模等效电路与测量数据幅度和相位误差对比

图 5 100 n F MLCC 建模等效电路与官方数据幅度和相位误差对比

由上述方法可分别测量10 n F,1 n F,100 ps的建模等效电路的结果,两种算法的建模结果与测量数据误差对比如表2所示。

从对比结果可看出,矢量拟合法建立的电容模型与蒙特卡罗法建立的模型相比,幅度精度前者约为后者的0. 000 1倍,相位精度前者约为后者的100倍。矢量拟合法建模与电容的实际参数相比,建模幅度误差均在3% 以下,相位误差均在5% 以下。因此,本文对电容器进行精确建模采用矢量拟合法。

2 基于最大违背点去耦选电容法

传统目标阻抗确定板级去耦电容网络所需步骤如下: ( 1) 确定目标阻抗。( 2) 确定板级设计的截止频率。( 3) 添加电容网络使PDN阻抗低于目标阻抗。

本文使用的是最大违背点去耦选电容的算法。电容器的自谐振频率SRF[7]和品质因数Q值对得到一个平坦的PDN阻抗曲线很重要,因此本文以自谐振频率和品质因数作为选择该电容与否的判断依据。

将设计流程分为两个模块: 一是进行去耦电容选择之前的参数处理模块,根据需求设定截止频率和最多可使用电容的种类和个数; 二是根据第一步中确定的截止频率,在可选的电容中,计算需要使用的电容容值种类和对应的个数。

( 1) 根据负载芯片的需求确定供电电压、纹波容限、最大电流值,并根据这3个参数计算目标阻抗Ztarget( f) 。

( 2) 确定负载信号上升时间、板级PDN设计截止频率、PCB电源/地平面、扩散电感、BGA过孔寄生电感等参数。

( 3) 导入可用电容库,确定电容器最多使用总数N。

( 4) 计算每种电容器的Q值,并按式( 8) 进行归一化处理

其中,Q为电容器原始Q值; Qmax为所有电容器中最大Q值。

( 5) 计算PDN阻抗ZPDN( f) ,第一次计算时无需考虑电容器,将ZPDN( f) 与Ztarget( f) 对比,如果在感兴趣的频率内所有ZPDN( f) 值均低于Ztarget( f) ,跳转到( 9) ; 若否,标记不满足目标阻抗且与目标阻抗差值最大的频率点为fmax_against。

( 6) 去耦电容选取原则是,SRF与fmax_against最接近且Q值较小的电容器,记为Cin,具体计算方法是

采取上式达到的目的是,首先,选取的去耦电容的SRF要接近fmax_against,且在SRF接近fmax_against的所有电容中, 电容的Qnor最小,这样可以使PDN阻抗在更宽的范围内被拉低,从而减小使用去耦电容的数量,且使得到的PDN阻抗曲线贴近目标阻抗曲线。

( 7) 选定可用Cin的后,按式( 10) 计算电容器最少使用个数。

这里,ESR为电容器的串联寄生电阻; Ztarget为频率fmax_against处的目标阻抗。

( 8) 添加到去耦网络中,统计已使用的所有去耦电容器的数量,若超过N,则提示无解,退出结束; 否则跳转到( 5) 继续执行。

( 9) 此时,已得到一个去耦电容器组合方案,但仍需对去耦电容进行去冗余处理。将方案中去耦电容器按照SRF排序分类,将第一种电容器个数减一,若ZPDN( f) 仍能满足Ztarget( f) ,则实施此去冗余操作,并继续减1,直到ZPDN( f) 不能满足Ztarget( f) ,则对下一种电容进行相同操作。依照此算法直到最后一种电容器, 程序结束。

算法的优点和缺点:

( 1) 优点。由于本文提出的算法精髓是PDN曲线的最大违背点和电容的品质因数,基于最大违背点选则电容使每个电容的去耦功能被充分利用,考虑电容的品质因数则使得出的PDN曲线更加平滑且与目标阻抗贴近,算法冗余度较低; Flat Response[8]和Decade Methods[9]两种方法均是假设电容器具有相同的ESL, 本算法则没有此条件限制; 比遗传优化选电容算法[10]运行速度更快,当电容库较大时也能在几秒内完成电容器去耦方案的选择。

( 2) 缺点。在算法中未考虑电容器的价格、安装成本、等效串联电阻等因素,如果加上这些因素的限制,电容方案将更加经济、有效。

3 结束语

由于矢量拟合法较蒙特卡罗法具有更加精确的优点,本文通过矢量拟合,得到了拟合电容自阻的算法。将电容的器模型的传递函数和其Spice等价电路阻抗进行比较,从而得到Spice等价电路所需的各个计算参数。通过对比所建电容器模型和电容器官方供部分的阻抗参数,证实了建模结果的精度,同时也说明本建模方法能够用于对未知阻抗特性的电容器进行精确建模。

无熔丝电容器装置的设计 篇8

关键词：电路理论,电力电容器,无熔丝

0 引言

随着能源和电力负荷不均使特高压成为必然, 外熔断器由于自身缺陷所致, 在超高压工程已退出使用, 而内熔丝在高电压、小容量电容器中无法实现, 故需用无熔丝电容器成套装置。

1 无熔丝电容器装置的设计

1.1 无熔丝电容器装置的含义

在电容器组中, 无主保护, 既不装有内熔丝, 也不装有外熔丝。无熔丝电容器内部故障保护依赖于特殊的单台电容器结构和灵敏的不平衡继电保护。

1.2 无熔丝电容器设计原理

电容器元件故障—此元件短路---所有电流通过故障元件 (与之并联的元件短路) , 此为无熔丝电容器设计原理。因此若此元件能承受这些电流并且与之串联元件的运行电压在设计允许的范围内, 即可保证无熔丝电容器的安全。

1.3 无熔丝电容器单元内部元件的接线方式

电容器单元内部元件的连接方式有两种:“先串后并” (结构一) 和“先并后串” (结构二) 。

其中对于结构一电容器单元, 电容器元件的串联数建议不小于10串。因为如果元件串联数过少, 比如5串, 当电容器单元有元件击穿时, 无论电容器组如何接线, 其与之串联的电容器元件电压都超过其正常运行电压的1.1倍。保护都应该动作, 可由于只损坏一个元件, 电容变化很小, 其保护的不平衡电流很小, 甚至比初始不平衡电流还小, 保护无法实现。在说仅仅因为一个元件的损坏而造成整组装置的停运, 这在设计上是不允许的。

1.4电容器单元的接线方式

为尽量降低一个元件击穿所引起的其他完好元件上的过电压, 并减少整个电容器组的电容变化, 电容器单元之间应为“先串后并”的连接方式。

1.5 无熔丝电容器的优点

无熔丝电容器在有元件击穿后, 与之串联的元件运行电压低于元件设计电压的1.1倍时, 无熔丝电容器能正常运行。可达到内熔丝电容器或外熔丝电容器所具有的保护功能。此外, 无熔丝电容器尚具有如下优点:

1) 与内熔丝电容器或外熔丝电容器相比, 无熔丝电容器单元和内部元件并联储能较小, 元件击穿时不易损伤临近元件或对壳绝缘 (须知, 元件故障若造成对壳主绝缘的击穿, 其后果是非常严重的) , 有利于防止故障的扩大或外壳爆炸;

2) 与外熔丝电容器相比, 装置结构紧凑, 节省安装空间。设备简化, 使运行故障率降低;

3) 由于熔丝及相应的导线的存在, 内熔丝的损耗高于无熔丝:

内熔丝:~=0.17 w/kVAR

无熔丝:~=0.10 w/kVAR

低损耗对客户来说意味着低运行成本;

4) 与内熔丝电容器相比, 成本低, 结构简单, 有利于减少制造质量缺陷;元件容量大、数量少, 生产效率较高。内熔丝电容器由于多出的熔丝及相应的导线, 内熔丝故障率更高, 可靠性更低;

5) 无熔丝电容器与内熔丝电容器相比, 更易检测故障的电容器单元。

无熔丝电容器检测, 只需用普通的万用表或电容器表, 且无需拆线。

1.6 无熔丝电容器的使用范围

无熔丝电容器的使用范围

1) 推荐使用于系统电压较高的场合, 以35kV为界。无熔丝电容器适用的下限电压为35kV, 电压越高优势越明显;

2) 电容器组的容量限制:无熔丝电容器易适用于电压高、容量小的场合。电压等级一般在66kV及以上, 系统内在这种电压等级情况下, 电容器内部故障继电保护通常采用桥差保护, 故电容器组并联数不少于2并, 考虑单台电容器极间和对壳绝缘, 单台电容器额定电压一般在20kV左右, 由此得出单台电容器参数, 如单台电容器容量较小, 做内熔丝基本不可能, 外熔断由于受环境影响较大, 性能不稳定, 受环境影响较大, 并且需定期维护更换, 给使用带来不便, 因此, 在重大工程中, 禁止使用外熔断器。在这种情况下, 可考虑用无熔丝电容器组。

如某110直补项目, 相关参数如下:

由于110kV补偿, 电容器内部故障继电保护通常采用桥差保护, 电容器并联数不少于2并, 受容量所限, 取2并。单台电压一般取6kV~-24kV, 单台容量取300以上, 故单台电容器型号为:BAM19.7-417-1W, 由于单台电容器额定电压为19.7kV, 容量为417Kvar, 元件并联数为5并, 当有元件击穿时, 与它并联的四个元件对故障元件放电, 但由于元件并联数过少, 不能使故障元件串联的内熔丝熔断, 内熔丝无法起到应起的保护作用, 故不能使用内熔丝保护。考虑使用无熔丝电容器。

推荐使用无熔丝产品范围见下表:

另下图为ABB推荐的各类电容器使用范围。

2 结论

1) 本文介绍了无熔丝电容器的相关概念, 并进行了应用分析。在适用无熔丝电容器时, 尤其要注意电容器组接线方式, 应为先串后并;

2) 目前无熔丝电容器在我国尚未广泛应用, 需要实践验证, 不断完善和提高;

3) 无熔丝技术既保证了电容器的安全性, 又简化了电容器的制造。从设计理念上看, 优于内熔丝技术。

参考文献

[1]电路理论 (基础部分) .

[2]GB50227.

电容式电子清纱器系统的设计 篇9

随着当代生活质量水平的提高，人们对衣食住行的要求也变得越来越高。其中，“衣”的要求主要来源于人们对棉纺织产品质量的要求，因此，作为棉纺织产品的原材料，纱线扮演着越来越重要的角色。纱线的质量往往影响整批纺织产品的质量。然而，在纱线的生产过程中，由于纺纱工艺以及其他因素的影响，纺出的纱线不可避免地伴随着纱疵[1]的产生。为了提高纺纱工艺，需对生产的纱线进行质量检测，因而电子清纱器应运而生[2]。电子清纱器在20世纪50年代产生，由于其对纱线的检测功能，得到了快速发展。第一代清纱器是瑞士乌斯特生产的UMA-C系列，其功能相对比较简单;第二代清纱器于20世纪70、80年代产生并广泛使用;第三代清纱器于20世纪90年代产生，其结构和功能较前两代都有了很大的提高。研究人员提出了一种通过检测纱线质量变化来达到对纱线疵点进行检测目的[3]的电容式电子清纱器系统。该系统通过对纱线的检测，得到纱线的长度以及宽度等信息，来对纱线进行纱疵的判别，并实时地将检测到的纱疵信息向上位机监控机构进行传输。该系统采用电容作为传感元件来进行纱线检测。与光电式电子清纱器相比[4]，电容传感元件较光传感元件不易老化，并且具有不受外部光线环境影响的优点。

本研究搭建电容式电子清纱器系统检测头部分的硬件平台，并对检测头软件进行设计，通过上位机数据的实时显示，证明该系统的精确性和实用性。

1 系统功能简介

1.1 检测原理介绍

电容式电子清纱器是通过检测纱线质量的变化来实现对纱线疵点进行检测的目的[5]。两块平行的电容极板构成了电容传感元件，其检测原理为:当有纱线通过电容极板时，电容极板间的物质由空气变成了空气和纱线共同构成，因此使得极板间的介电常数发生变化，进而使得电容发生变化，可以通过电容的变化量求解出通过极板间的纱线质量。电容式检测原理[6,7]的模型如图1所示。

如图1所示建立分析模型，设两块平行电容板A和B之间的距离为L，每块电容极板的长度为l，宽度为w，则平行电容极板的面积为:S极板=l·w。设空气的介电常数为φ，当电容极板间没有其他物质时有电容值C0:

当电容极板间有介电常数为ε，厚度为d的纱线通过时，极板间的电容值由纱线电容C1和空气电容C2两部分组成，纱线电容C1和空气电容C2分别为:

则极板间电容有如下关系:

由式(1,4)可得电容变化量ΔC:

由于实际检测纱线厚度远小于电容极板间距离，且空气介电常数为1，纱线的介电常数较大，相比之下，可将上式的φd忽略，则可将上式简化为:

由式(5)可得，在检测过程中，极板间电容的变化量与通过极板间的纱线厚度成正比。

1.2 系统功能介绍

电容式电子清纱器系统主要由下位机检测头[8]部分、中段板以及上位机组成。检测头部分以基于ARM的STM32F103C8T6为控制器，外设有电源模块、电容式检测电路、信号放大电路、RS-485通讯模块以及报警显示模块构成检测头模块。检测头通过RS-485与中段板进行通讯。中段板通过CAN总线与上位机进行连接。

该系统检测头部分的主要工作流程如图2所示:将需检测的纱线通过电容检测电路的电容极板中间，通过检测电路输出电压模拟量，将输出电压模拟量通过信号放大电路后输入给控制器，控制器通过自带的A/D转换器进行模/数转换，并将通过标定得到的线径参考值与实时数据进行比较，同时通过清纱曲线来判断纱疵类型。系统将所获得的数据缓存在控制器的Flash区中;并通过报警显示模块显示工艺报警和系统报警;通过RS-485通讯模块与中段板进行通讯进行数据传输;中段板通过CAN总线与上位机进行数据传输，上位机将数据进行实时显示，并且可向中段板发送配置信息。系统工作流程图如图2所示。

2 检测头硬件设计

笔者通过对系统功能的研究，设计检测头的硬件部分。该系统检测头硬件部分由控制器、电源模块、电容式检测电路、信号放大电路、RS-485通讯模块以及报警显示模块组成。

2.1 电源控制模块

该系统检测头部分包括两个电源模块:第1电源模块通过LM2596稳压芯片将外接12 V直流电源转化为5 V直流电压，并为RS-485通讯模块提供工作电源;第2电源模块通过AMS1117-3.3稳压芯片将5 V直流电压转换为3.3 V直流电压，并为控制器以及RS-485通讯模块提供工作电源。

在电路设计上，为稳定电压，减小纹波干扰，笔者在电路中加入适当滤波稳压电容，同时在电路中添加发光二极管用以判断电源是否接通。在实际的生产现场，检测头与中段板的连接线可能会分布在大型纺纱机之间，会产生过冲电压对检测头造成影响。为了避免该现象的发生，本研究将自恢复保险丝串联在检测头电压接入端，保证在过冲电压消失后，检测头与中段板的连接线路能够很快地恢复。

2.2 信号放大电路设计

该系统设计的信号放大电路原理为:将检测到的纱线信号通过两级放大器放大到适当的电平(一般在几十至几百m V范围内)后送到控制器。第1级放大器是同向放大器，交流增益在15～20倍范围内可调。电路采用直接耦合，以减小波形失真。第2级放大器电路形式为电容耦合反相交流放大器。采用电容耦合会造成波形失真，为尽量减小失真，电容耦合常数设计的尽可能地大，并且为满足放大器工作稳定性要求，电路中选用高输入阻抗型器件。具体电路如图3所示。

2.3 电容式检测电路设计

该系统检测头部分设计的电容式检测电路如图4所示，由高频振荡电路和检测电路构成。

纱线通过检测电容CM时，由于纱线介电常数ε大于CM中原有空气介质介电常数，这将导致CM容量变大，电容的变化经加有高频振荡电压的检测电路后，被转换为相应的低频电压信号，然后经低频放大输出到处理器。

高频振荡电路使用电容三点式振荡器，所谓三点式是指电路中的振荡管(该电路中使用三极管)与LC谐振电路有3个连接点。该电路最显著的优点是振荡管分布参数影响小，频率稳定度高，本研究设计的检测电路，振荡频率设计在29 MHz～31 MHz可调。而该系统的检测电路以检测电容为中心，以二极管和电阻并联的形式构成的实质上是一种平衡检波电路。

2.4 控制器及外围电路模块

为达到系统的低功耗、小体积、高精度目的，本研究选用STM32F103C8T6芯片[9,10]，该芯片的供电电压范围为2.0 V～3.6 V，芯片自带一系列的省电模式能够保证低功耗的要求。STM32F103C8T6含有3个通用16位定时器、2个12位的ADC、和1个PWM定时器。还包含多个标准和先进的通信接口:2个I2C和SPI、3个USART、1个USB和1个CAN。并且，芯片内置高达128 KB的闪存和20 KB的SRAM高速存储器，可以将大量的检测数据进行缓存。

该系统控制器需要的外围电路供电电源为3.3 V，连接方式采用单点连接，以减少相互干扰;控制器时钟部分使用8 M外部晶振，电路上外加两个20 p F的振荡电容;复位电路采用一般的阻容复位电路即可。具体电路如图5所示。

2.5 RS-485通讯模块设计

系统通过提高检测头的采样速率[11]来获得更高的检测精度，这将导致检测头与中断板之间的数据传输量较大。因此，本研究在设计过程中采用实时性较好的RS-485通讯方式来减少检测头与中段板间的数据传输压力。RS-485因采用差分的数据传输方式具有一定的抗干扰性，同时，RS-485通讯方式可以满足生产现场检测头与中段板间距离过长的要求。该系统采用的RS-485差分总线收发器芯片SN75176BD，该芯片可在单4.75 V～5.25 V电源下产生RS-485电平，通过上拉电阻用于保障线路传输，可以避免不必要的通讯错误产生。

2.6 报警显示模块

该系统通过一个数码管显示检测头的工作状态，通过软件设定显示不同的数值对应相应的工作状态。当显示的数值为对应的工作异常状态时，可以起到报警显示的作用。

3 检测头软件设计

检测头软件主要实现的功能为:对模拟量数据进行数据采集，数据分析，数据存储，与中段板进行通信等。下位机软件程序在Keil 4开发环境下用C语言编写完成，软件流程图如图6所示。

下位机检测头上电后，开始对纱线宽度进行采集，将采集的数据存入数组中，当存储个数达到512个后对数组数据取平均值，将标准的纱线宽度信息固化在程序中作为标定量，将数组平均值与标定量进行比较，同时清零数组数据进行下一组数据存储，数组平均值若与标定量相等，则将数据直接发送给中短板;如不相等，将纱疵进行分类后发送给中段板。

4 上位机运行图

本研究搭建了整个系统的硬件平台，并在实际纱线检测环境下，能够正常地运行。通过上位机界面显示，能够实时地将检测数据反映出来。上位机采集的纱线黑板数据如图7所示。

5 结束语

电容式电子清纱器系统经过实际纱线检测达到预期效果，系统具有采样精度高、实时性好、性能稳定的特点。检测头在采样频率设置成20 kHz，引纱速度为180 m/min的情况下，仍然具有较高的采样效果，通过中段板向上位机传送的数实时据，可在上位机界面进行不同参数类型的展示，反映出系统较好的工作效果，同时在上位机进行修改配置信息操作后，检测头能够迅速地做出相应的操作变化，调整到新的配置环境下工作。系统采用分块化的设计，便于后期的维护与升级，具有很好的市场价值。当然，空气中湿度过大造成纱线吸水引起的测量误差是电容式清纱器的一个通病，在检测前对纱线进行一个干燥处理是一个必要的设计环节。随着传感器件的发展，不同传感器复合在同一清纱器上的的设计模式将是今后清纱器的发展趋势。参考文献(References):

摘要：针对目前电子清纱器主要以模拟电路为主,受元器件老化的影响较大,同时检测效率过低等问题,提出了将数字化电路应用到电子清纱器中的设计方法,以电容为传感元件,实现了一种电容式电子清纱器系统的设计。电容式电子清纱器系统以ARM STM32芯片为CPU,通过系统检测模块对纱线的质量进行了检测,将检测的数据传送给中段板,中段板将储存的数据向上传递给上位机,检测模块同时具有报警显示功能。检测模块通过RS-485总线与中段板进行实时通讯,以实现各指令的交换,并接收从上位机发送的配置信息。上位机可通过界面将实时数据进行直观的展现。通过对纱线的检测实验表明,该系统具有高精度、低功耗、实时性的特点,可广泛应用于纱线纺织工业,对纱线质量检测有着较高的水准。

关键词：电容,电子清纱器,纱线,低功耗

参考文献

[1]PINTO J G,CARVALHO V,MONTEIRO J L,et al.Yarnmass measurement with 1-mm-length sampless[J].IEEE Industrial Electronics,2007,54(2):1177-1183.

[2]刘荣清.电子清纱器的分类和选用[J].纺织器材,2009,36(4):340-342.

[3]舒冰.电容式电子清纱器纱线检测通道的设计[J].上海纺织科技,2008,36(7):16.

[4]舒冰.新型电子清纱器及其性能比较[J].纺织器材,2006,33(4):56-57.

[5]朱华,单象福.光电式和电容式电路在电子清纱器中的应用[J].北京纺织,1994,21(2):46-47.

[6]张白莉.电容式传感器的应用和发展[J].忻州师范学院学报,2005,13(1):13-15.

[7]王新海,唐亚茂,蔡朋,等.电容式液位传感器壳体接地问题分析[J].机电工程技术,2012,41(3):32-34.

[8]杜凤.电子清纱器检测头的设计[D].天津:天津大学光学工程学院,2006.

[9]季力.基于STM32芯片的电参数测量与数据传输[J].自动化与仪器仪表,2010,3(1):12-13.

[10]代成刚,任德均,蒋涛,等.基于STM32的远程多数据采集器的设计[J].机电工程技术,2013,42(5):31-34.

基于电容式微传感器的设计理论 篇10

随着电子信息产业的不断发展,微机电系统在我国已经被广泛的应用。微惯性传感器作为微机电系统中的一部分,也被深入研究。微惯性传感器主要应用于航空航天、工业制造和电子制造等领域。根据其检测方式的不同,微惯性传感器可分为压电式微传感器、电磁式微传感器、压阻式微传感器和电容式微传感器等。电容式微传感器是将外界的物体由加速度产生 的振动信号变化转变为电容的敏感变化。电容的变化量级非常的小,微传感器中的检测电路也能够测量到比较微弱的外界信号。由于电容式微传感器特点明显,已经受到军事和电子等领域的关注与研究。因此,对电容式微传感器的结构设计与研究有着重大的意义。

1 电容式微传感器的工作原理与性能 指标

1.1 电容式微传感器工作原理

电容式微传感器的原理是将外界惯性力产生的非电量变化转变为电容之间的电量变化。在电容式微传感器中有可动质量块,当质量块受到外界惯性力而产生振动时,电容的两个极板之间会有电量产生,从而引起电容变化。检测电路能够根据电容内的电量变化测量出外部激励的大小。目前,我们常用的电容式微传感器有扭摆式微传感器、三明治式微传感器和梳齿式微传感器。扭摆式传感器的敏感质量块是固定在弹性梁上,其随着弹性梁扭摆,从而产生电量的变化。三明治式传感器的质量块作为可动电极与固定在衬底上的电极形成电容的两个极板。通过可动极板的振动产生电量。梳齿式的可动质量 块与相临的两个定齿形成梳齿状的结构, 多个质量块与定齿形成了相互对称的梳齿结构,两两之间形成了差动电容。

1.2 电容式微传感器的性能指标

影响电容式微传感器性能的外界因素较多,比如噪音、温差的变化,为了克服外界影响必须要了解微传感器的性能指标。电容式微传感器的性能指标主要有内部检测灵敏度、微传感器的检测分辨率、 微传感器的检测量程和微传感器的频率响应。

1.2.1 检测灵敏度

灵敏度是电容式微传感器最重要的性能指数之一,灵敏度主要包括内部质量块的运动敏感度和电容两极板之间的电量变化灵敏度。质量块的运动敏感度是指其自身受外界振动时位移变化的程度,外界振动的频率与质量块的位移大小越相近时,敏感度越高。当两极板之间产生运动时,会有电量的变化。传感器主要目的就是检测电量的变化反馈出外界振动大小。因此电量的变化灵敏度对整个传感器有着至关重要的作用。

1.2.2 检测分辨率

电容式微传感器的分辨率是指在不受外界因素的影响下,传感器能接受到的外界振动频率的最小值。接受的外界频率越小说明传感器的分辨率越高。分辨率的大小也与传感器的整体机构有关系,它代表着整个传感器的精度。

1.2.3 检测量程

电容式微传感器的检测量程是在一定的误差范围内所能检测到的外界影响最大值。一般情况下,检测灵敏度越小, 其检测量程的范围也随之减小。由于外界的振动影响不同,传感器的检测量程也不同,要具体情况具体分析。比如在电子称上的重量传感器实在几克范围内,而运载火箭中的传感器的量程可能达到十几万克甚至几十万克。不同的外界因素也要选用不同量程的传感器,所以量程也是选择传感器的重要标准之一。

1.2.4 频率响应

电容式微传感器的频率响应实际上是传感器能接收到外界振动的频率范围。频率响应是对微传感器自身机构和检测电容的性能评估,是电容式微传感器的一个非常重要的指标。不同的传感器的频率响应范围也是不同的。

2 电容式微传感器的结构设计理论

在传感器的总体结构设计中主要包括支撑梁的结构设计、执行器的结构设计和电容的结构设计。这三部分的设计组成了传感器的硬件部分,三部分的结构要相互兼容。

2.1 支撑梁的结构设计原理

在传感器的整体结构设计中,弹性支撑梁的设计是非常重要的。对弹性支撑梁设计直接影响着传感器的检测灵敏度、检测量程及检测分辨率等其他性能指标。在设计过程中,除了要注意支撑梁的弹性外,还要考虑到支撑梁的结构支撑强度、结构可行性及结构内部应力等因素。

弹性支撑梁的结构大致包括U型支撑梁、L型支撑梁、悬臂支撑梁等。不同的支撑梁有不同的弹性系数,而这些弹性系数可以根据相应的公式计算得出。在传感器工作时,外界的振动被传感器以力的形式代换,这些惯性力会使弹性支撑梁发生变形,弹性支撑梁要抵消外力。因此设计支撑梁时必须通过公式算出其不同的弹性系数。

2.2 执行器结构设计原理

电容式微传感器的执行机构是整个传感器的动力源。传感器的驱动方式主要有静电力、电磁、压电等几种驱动方式。执行机构中驱动力来源于动能,必须将传感器中的电能或者磁能转化为机械能。静电执行器主要是利用电荷之间同性相斥异性相吸的原理驱动电极。电磁执行器是利 用带电的导体产生安培力,以安培力作为驱动力。压电执行器是通过压电材料驱动,在压电材料上施加不同的电压时,压电材料会随之膨胀和收缩以此提供驱动力。

2.3 电容的结构设计

电容是传感器的主要结构之一,电容的设计决定传感器的性能。电容的结构主要有梳齿状电容结构、栅状电容结构和梳栅状电容结构。不同的使用场合,会选用不同的电容结构。选用合适的梳齿长度、叠加长度及梳齿间距等条件,计算出电容的静态电容、电容变化。由此计算出传感器的灵敏度和空气阻尼系数等相关数据, 根据数据设计相应的电容结构。

3 总结

电容式微传感器具有稳定性好、重量轻、灵敏度高等特点,已经成为各领域研究的重点。可以看出,电容式微传感器有广阔的发展前景。本文主要介绍了电容式微传感器的工作原理和性能指标,分析了电容式微传感器的支撑梁、执行器和电容结构的设计原理,为今后电容式微传感器的结构设计奠定了一定的理论基础。

摘要：随着科技水平的提升,电子信息产业在我国得到快速的发展,微传感器也被广泛研究与应用。本文针对电容式微传感器的应用现状,介绍电容式微传感器的工作原理,并详细的阐述了电容式微传感器性能指标的作用。针对各性能指标的不同要求,分析了电容式微传感器的支撑梁、驱动器和电容结构的设计原理。

电容设计 篇11

1 创建演示实验,帮助理解概念

教材上由“实验表明:电容器所带的电量Q与其两端的电势差U成正比,比值Q/U是个常数。它表征了电容器容纳电荷的本领,故定义C=Q/U，”没有安排实验,何以表明?学生怀凝其真实性,没有说服力。

我用图1所示的高阻放电法,得出了“同一个电容器所带的电量与其两端的电势差成正比,比值Q/U是个常数;不同电容器Q/U这个常数不同”的结论,而且还测出了电容器的电容量!

图1中C为电解电容(16V,470uF),R为电阻箱(0～99.999KΩ),uA为数字电流表,○V为数字电压表,E为学生电源直流电压档。

（1）E调至12V,闭合电键S,调节电阻箱R,使uA读数为200uA,并由○V读出C的充电电压(实测为12.4V),填入表2中。断开S,调节R,同时开始计时,每隔5s钟读一次放电电流I1,共读出约13组数据,填入表1对应栏中。

表1：放电电流记录表

(2)由表1中I1的数据在图2中描点作图。

（3）由I=Q/t得Q=It,即I-t图中曲线下面的“面积”'代表了电量Q,而“面积”可以用曲线下面的格子数目来表示(不足半格的舍去,超过半格的计一格),每一小格代表达式1s×10uA的电量,填入表2中。

（4）E调至6V(实测为6.2V),重复1、2、3步,放电电流填入表1的I₂栏中,在图2中作出图线,结果填入表2中。

（5）E调至4V(实测为4.1V),重复1、2、3步,放电电流填入表1的I₃栏中,在图2中作出图线,结果填入表2中。

可见, 不同一电容器Q/U比值相同。

至此,用C=Q/U定义电容器的电容,学生已深信不疑了!

2 确保平行板电容器演示实验成功(效果明显)

图3示演示实验(即课本上图13-41),实质上是一个静电实验。静电实验的成功与否,起决于起电与绝缘。在南方地区,11月份有雾的天气,起电困难而且起得的电荷很快就“消失”了。

据我查得资料,做静电实验最好的绝缘材料是石腊和泡沫塑料(新购家用电器时的包装泡沫塑料),垫在讲台上做实验,保证了绝缘性能.在有雾的天气,把仪器擦干净并进行局部加热,效果不错.具体做法是:利用家用红外线取暖器作实验台,整个实验在取暖器上进行,并将取暖器置于泡沫塑料上(如图4示).效果很好,同行不防一试。

3 来自学生的几个凝点

3.1 静电计为什么可以测电势差?与电压表有何不同?

静电计是在验电器的基础上改装而成的,全属球(包括杆)与外壳是绝缘的。而任何两个相互绝缘又靠近的导体都构成一个电容器。静电计实质上是一个定值电容,因其正对面积小,故其容量很小。由Q=C*U,即Q正比于U。而Q与指针的张角有关(Q多时,因同种电荷相斥,使张角增大)。故张角大小反映了电势差的大小,即可测电势差U。

用静电计测电容器两端的电压,实质上是一个极小的电容器C与待测电容器C′并联,如图5示。只是C＜＜C′,故Q＜＜Q′,即Q′可以看成不变。

电压表是由电流计串联一个分压电阻改装而成,用电压表测电容器两端电压时,电压表与电容器勾成通路而放电,不能测准电容器两端的电压。

3.2 图3示的演示实验中,为什么电容器与静电计的两根导线放在地上而不直接连接起来?

为了使实验现象明显,静电计有较大的偏转,必须让电容器带上足够多的电荷,因此电容器两板间电压很高,有千余伏的电压。做实验时人用手接触,很不安全。接地后,站在地上的人与电容器的一板等电势,用手操作这一板就安全了。如图6示。

3.3 电容器两个极板上带有电荷,如何用简便方法判断其电性？

用试电笔靠近金属板，由于静电的电势(位)很高，故只要试电笔靠近金属板就会使电笔的氖管发光。若氖管发光的部位是靠近手的一端(手握电笔的一端)，则金属板带正电;若是远离手的一端发光，则金属板带负电。

4 巧设实验,增强演示效果

（1）用中学实验室J1205型直流高压电源250V档，通过一个25w/220V的白炽灯泡,给一个330μF/300V的电解电容器(21吋彩色电视电源用)充电。注意一定要使直流高压的正极通过电灯接电解电容器正极、直流高压的负极接电容器负极(如图7示)。可以看到灯泡逐渐地亮起来!电容器充好电后,把电容器两端与220V、25W的灯泡两端相连接放电。会看到这个灯泡由亮逐渐变暗直至熄灭。

也可用闪光灯来做这个实验。找一个闪光灯管(如上海照相器材厂生产的海鸥牌SZ-32系列电子闪光灯的灯管)，一个250V、300μF的电解电容器,如图8示连在250V的直流高压电源上。电容充足电后接上闪光灯时,发出强烈耀眼的闪光!学生惊叹不止。

电容设计 篇12

1 单个耦合谐振电路的模型

1.1 非耦合谐振和耦合谐振电路

如图1和图2所示, 分别为非耦合和耦合谐振电路的模型。

分别对图1、图2中的耦合电路模型计算有关效率, 电路中各参数设为已知。其中, 信号源内阻为R1, 初级电路电阻为R2, 次级电路电阻为R3, 终端负载为R4, 线圈耦合系数为K, 初级和次级电路的电感、感抗、电容、等效负载、效率分别为L1和L2、X1和X2、C1和C2、Z1和Z2、η1和η2, 交流信号角频率为ω。

1.1.1 非耦合谐振电路效率计算

非耦合谐振电路的等效负载Z1的计算公式见式 (1) , 效率η1的计算公式见式 (2) :

1.1.2 耦合谐振电路效率计算

耦合谐振电路的等效负载Z2的计算公式见式 (3) , 效率η2的计算公式见式 (4) :

由此可以计算得到负载获得的功率Pload:

对于理想变压器, L1和L2都可视作无穷大, R1和R2都为0, 且耦合系数K=1[2]。

由式 (4) 、式 (5) 可见, 提高效率的关键是使电路具有足够大的感抗和等效损耗电阻之比, 这就需要线圈的品质因素Q值很大。

由图1、图2可见, 电路基于利用变压器原理, 利用电感耦合实现电压变化效果。图中, 耦合谐振电路在初级和次级增加电容 (在实际条件下是利用线圈的寄生电容) 来使初级和次级电路回路产生谐振, 可实现等效阻抗的虚部为零, 避免了非耦合谐振情况下由于非零虚部导致的非零的无功功率对负载获得的功率的减小, 从而提高了其性能。另外, 非耦合谐振电路中的无线功率传输也只适合很窄的输入频率范围, 不能满足在射频范围内的多数情况。

1.2 足够大耦合系数的实现方式

除上述电容对功率和效率的作用外, 为实现最大耦合, 通过对耦合线圈的材料和初级次级线圈间距进行适当选择, 可得到较大耦合系数以实现更高传输效率。通常以品质因数Q值来衡量线圈材料, 以两线圈距离衡量功率传输效率, 由此可得到传输效率η和负载所获得的功率Pload与系统参数之间的关系:电感线圈Q值越高, 则η和Pload越大;两电感线圈距离越小, 则η和Pload越大[3]。

2 接收天线和整流电路的集成化模型

电容式快速充电的两个核心部分:接收天线和整流电路的集成化模型;耦合谐振电路。充电效率也主要取决于二者效率之积。

2.1 信号接收天线的模型

通过与圆极化、线极化和椭圆极化原理的比较, 本文设计的天线采用抛物线结构模型天线, 利用其单一聚焦的特点, 旨在当接收由耦合谐振电路传递的射频信号时, 能够最大限度地将传递功率维持在一个较高的数值, 从而提高整流效率。接收天线可以在整流电路中等效为内阻为RS的微波信号源, 在接收天线末端放置一个电容C, 以起到隔断直流分量和匹配的作用。

2.2 整流电路的设计

整流电路作为一种将微波能量转换为直流供负载使用的模型, 其整流效率也对整流天线的转换效率有反馈作用。电路采用微带线结构以抑制回波, 从而消除纹波现象的不稳定性。在整流电路中, 二极管需要有较快的开关速度, 并且有较低的导通电压以允许较高功率微波输入, 连接方式采用串联方式可避免并联或者其他方式产生的通孔现象, 减少微带线的对地耦合。因此, 选用MA4E1317肖特基二极管。其基本参数:结电容Ci0为0.02 p F;导通电压Vbi为0.7 V;反向击穿电压Vbr为7 V;寄生串联电阻为4Ω。二极管后的微带线起到滤波器作用, 滤除了基频信号, 保留了直流信号以供电源充电。天线-整流电路原理图如图3所示。

3 电容式快速充电系统的设计、仿真与制作

3.1 去极化

在充电过程中, 经过整流电路转换为直流的电流通过蓄电池时, 其正负极板表面电荷电位会发生偏移。为最大限度消除极化电压, 可在连续充电过程中以适当频率停顿充电, 此时蓄电池中流过一个与充电电流脉冲方向相反的大电流脉冲。这样可快速充电, 并可增加蓄电池可接受的充电电流, 达到大幅度削减充电时间的目的[4]。原理图如图4所示。

3.2 耦合谐振电路的仿真

在这一阶段中, 信号从初级输入, 经过变压器后到达负载的总输出功率效率设为ηtotal=η2{1-[ (Z2-R1) / (Z2+R1) ]2}, 即电阻失配源输出功率的变化率与理想情况下负载获得的输出功率的百分比之积。其中的{1-[ (Z2-R1) / (Z2+R1) ]2}与耦合系数K有关。

利用Multisim仿真可得到不同K值下输出功率 (d Bm) 的对应值关系, 如图5所示。

同样利用电路仿真软件Multisim, 仿真理想情况下负载获得的输出功率的百分比与负载、次级电路等效电阻的关系如图6所示。

3.3 天线-整流电路的仿真

3.3.1 ADS环境下的仿真

在图3中, 利用ADS2009 Update1软件仿真得到整流二极管的输入阻抗为固定值 (285.82-j1.63) Ω, 调节微带线的长和宽 (见表1) 、电感L和电容C, 使二极管的输入阻抗匹配至50Ω。被等效为内阻为RS的微波信号源的接收天线可以在整流电路中再次等效为一个功率源, 其内阻也为50Ω。基片的参数如下:介电常数ε=2.55, 厚度H=0.8 mm, 电感L=10×10-3μH, 电容C=10 p F, tanθL=2×10-3, RL=R1=258Ω。

(mm)

设置“命令Goal”对目标值进行优化, 再由仿真可得到负载电压和整流效率随频率和负载变化而变化的曲线, 如图7和图8所示。

3.3.2 仿真结果分析和优化

根据整流电路的原理, 设Pin为输入功率, Pout为输出功率, R1=RL为负载, V1为负载两端电压, 可得到RF-DC转换效率公式:

在实际应用中, 由于等效电路存在不连续性, 等效阻抗的虚部被不恰当地引入, 在仿真图中这种不连续性是源于在各个分支或者微带线、短截线中引入了串/并联电抗, 使无用功率过大, 造成输出功率损耗。此外, ADS软件无法对电路中存在的寄生参量如寄生电容和电感进行仿真, 影响结果的准确性。为解决此问题, 可在等效电路中加入不连续性等效电路, 通过调节微带线长和宽、特性阻抗值等方法抵消掉寄生电抗的效应。

在ADS2009中生成天线-整流电路的版图, 综合各种因素, 调整并选用L=2.5×10-3μH对整流电路中不连续性引起的电抗进行补偿。原负载值RL=258Ω, 但电感变化, 采用此值会使阻抗失配, 因此对其影响进行仿真分析发现, 减小感值后匹配负载值会相应增大, 故采用3个负载值 (248Ω、298Ω、341Ω) 进行仿真, 为使二极管不被击穿, 设置输入功率Pin=20.2 d Bm, 以5.8 GHz附近的频率为自变量, 绘出坐标图9。

在图9中加“标记”可以读出, 298Ω是最佳匹配负载, 且在5.61 GHz, RF-DC转换效率达到最大值68.1%。

根据二极管整流作用原理, 当其输入功率接近其击穿电压下的额定功率时其整流作用可最大限度实现, 因此, Pin=20.2 d Bm不仅能保证整流效果最佳, 而且可使输出功率Pout达到最大, 满足了电容式快速充电“快速、高效”的特点。

3.4 实际制作与结果分析

根据上述的仿真、设计过程及数据, 本文实际制作了一个工作频率为5.8 GHz的谐振耦合-天线-整流-去极化的集成化系统, 电路参数与3.2节相同。该系统中电感L的自谐振频率可进行调整, 具体是通过改变线圈直径、匝数、线径、线长等方法[5]。对该系统进行实际测试可得:在输入功率Pin=20.2 d Bm的情况下, 当负载RL=298Ω, 即负载匹配时的频率-功率传输效率曲线, 如图10所示。

由图10可见, 最大的功率传输效率值出现在5.58 GHz时, 可高达61%以上。

以上实际制作及测试的结果与设计、仿真值相比较, 可见二者存在一定差异, 这是因为实际系统中存在高频辐射损耗, 理论设计、计算中不能精确仿真该因素。此外, 电感L为手工绕制, 也存在一定误差。忽略这些使结果产生偏差的因素, 本系统的实测结果与设计、仿真值有较好的一致性, 同时本系统也综合体现了电容式快速充电的理念。

本文基于微波无线中距离输能、射频与直流转换等射频与微波基础知识, 介绍了对电容式快速充电电路的设计过程, 并推导出基于谐振耦合技术的电容式快速充电无线输能系统的效率表达式, 由此提出了对谐振耦合-天线-整流-去极化的整个系统的优化设计, 并利用系统仿真软件和计算机模拟对系统创建了各个分支的电路模型。实际制作的电容式快速充电集成化系统的实测结果表明, 实测值与设计值较为吻合, 从而也验证了该设计方法的可行性和正确性。

随着微波输能产业的发展, 以电容作为输能的中心环节, 其重要性会得到更深入的认识, 本文提出的相关理论、设计过程和实验结论, 具有很强的实用性, 适于进行推广应用[6]。

参考文献

[1]KLONTZ K W, DIVAN D M, NOVOTNY D W, et al.Contactless power delivery system for mining application[J].IEEE Trans.on Industry Application, 1995, 31 (1) :27-35.

[2]MANOLATOU C, KHAN M J, Fan Shanhui, et al.Coupling of modes analysis of resonant channel add-drop filters[J].IEEE Journal of Quantum Electronics, 1999, 35 (9) :1322-1331.

[3]宾斯, 劳伦斯.电场及磁场问题的分析与计算[M].余世杰, 陶民生, 译.北京:人民教育出版社, 1980.

[4]陈坚, 陈辉明, 董文辉.一种新颖的无接触充电电路[J].电源技术应用, 2005, 8 (4) :17-19.

[5]肖志坚, 韩震宇, 李绍卓.关于便携式电子设备新型无线充电系统的研究[J].自动化技术与应用, 2007, 26 (12) :114-116.