电容滤波（精选7篇）
电容滤波 篇1
摘要：本文介绍了整流滤波电路, 以此为前提, 从实验的角度出发, 对整流滤波电容的选用方法进行了研究, 从整流滤波电容的充电与放电、计算与仿真等方向入手, 分析了电容与电压以及电阻之间的关系, 并针对实验结果进行了讨论。
关键词：整流滤波电容,选用,方法
整流滤波电路属直流稳压电源设备中的常见电路之一, 其选用是否合理, 通常决定着纹波电压大小是否合理, 同时也决定着直流电压的质量, 可见, 了解整流滤波电容的选用方法极为必要。本文从实际实验的角度入手, 阐述了实验以及计算过程, 并对实验结果进行了验证, 深入分析了整流滤波电容的选用方法。
1 整流滤波电路
直流稳压电源设备包括很多种, 整流滤波电路属于其中一种, 且较为常见, 功能在于实现对电压的转换, 即将交流电压, 转换为直流电压, 以确保电力资源能够被正常使用。整流滤波电路中, 共包含两部分电路, 分别为整流电路和滤波电路。两者的功能各不相同。整流电路的功能在于对正弦波交流电压进行转换, 而滤波电路的功能则在于对单向脉动电压进行转换。两部分电路功能的共同发挥, 可全面完成所有交流电压的转换过程, 进一步提高电压输出的稳定性水平, 是当前电力领域工作关注的重点问题。
如上述两部分电路对电压的转换功能无法顺利实现, 则会影响电压的转换效率与效果, 进而影响其输出的稳定性, 可见整流滤波电路及电容合理选用的重要性。
2 整流滤波电容的选用方法
假设整流滤波电容的电压及功率稳定, 此时纹波电压的稳定性, 则会直接影响电压输出的稳定性, 如纹波电压过大, 稳压必定无法实现。文章本部分主要通过实验的方法, 对整流滤波电容进行了设计, 并以此为前提, 研究了整流滤波电容的选用方法:
2.1 整流滤波电容的充电与放电
整流滤波电路由整流部分与滤波部分两部分构成, 两者通过开关相互连接, 在开关关闭的情况下, 两者功能可共同发挥, 如开关断开, 电压形式则会有所转变。实验中, 将开关断开后发现正弦波电压转变为了单向脉动电压。将开关重新连接之后, 通过对示波器的观察, 则能够得出反应整流滤波器电容充电与放电过程的波形图:当整流滤波电容处于稳定状态时, 如其他条件不变, 电压波形以及纹波电压同样趋于稳定, 但如整流滤波器电容发生变化, 则纹波电压的幅度也会发生变化, 当整流器电容处于充电或放电两种状态时, 纹波电压的变化幅度会呈现出不同的特点。
2.2 整流滤波电容的计算与仿真
2.2.1 整流滤波电容的计算
按照以上思路, 最终可得到滤波电容的计算公式:
2.2.2 整流滤波电容的仿真
采用仿真的方法, 分别设定滤波电容计算公式中的数值, 最终可计算出RFZ的值, 为20Ω。
2.3 实验验证
采用实验的方法, 连接好电路, 将电压控制在15V, 实验在室内进行, 未特别控制温度, 将相应参数一一设定, 最终得到实验结果如下:
(1) 当ΔU的数值为Ue的20%时, 通过相应计算公式可以得出, 电容为2300μF。验证时, 将电容设置为了2200μF, 得出ΔU的数值为U的19%, 验证了分析结果的准确性。
(2) 当ΔU的数值为Ue的10%, 电阻为20Ω时, 通过相应计算公式可以得出, 电容为4000μF。验证时, 将电容设置为了4100μF, 得出ΔU的数值为Ue的19%, 验证了分析结果的准确性。
(3) 当ΔU的数值为Ue的25%, 电阻为15Ω时, 通过相应计算公式可以得出, 电容为1900μF。验证时, 将电容设置为了2000μF, 得出ΔU的数值为Ue的24%, 验证了分析结果的准确性。
(4) 当ΔU的数值为Ue的15%, 电阻为20Ω时, 通过相应计算公式可以得出, 电容为3600μF。验证时, 将电容设置为了3800μF, 得出ΔU的数值为Ue的15%, 验证了分析结果的准确性。
3 讨论
整流滤波电容的选用, 与ΔU有关, 与电阻有关, 应根据滤波电容计算公式, 合理控制电容。
综上所述, 整流滤波电容通常决定着输出电压的稳定性, 可以以相应计算公式为基础, 对电容加以控制, 以达到控制电压的目的。
参考文献
[1]董振旗, 赵巍辉, 刘耀辉, 刘鹏.整流滤波电容的设计与选用方法研究[J].电子设计工程, 2012, 14:56-58.
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[4]于浩霞, 王秀和, 徐定旺, 杨玉波.无滤波电容整流供电的直流电动机性能分析[J].微特电机, 2016, 03:27-31.
半波整流电容滤波电路分析 篇2
1单相半波整流电路
电路如图1所示,为了问题的简化并突出重点,所有器件都认为是理 想器件。变压器副 边电压U2是正弦波。
当U2在正半周时,A点电位比B点高,二极管D加正向电压而导通,因为忽略了二极管正向导通压降,所以uo与u2完全相同,则,负载电压uo、二极管管压降ud、 流过负载的电流io和二极管的电流id为:
当U2在负半周时,A点电位比B点低,二极管D加反向电压而截止,则,负载电压uo、二极管管压降ud、 流过负载的电流io和二极管的电流id为:
通过积分计算不难算出负载上输出电压、电流为
输出电压的脉动系数 ( S) 定义为输出电压的基波最大值与输出直流电压平均值之比。则
S = = = 1. 57
如图2所示。
2电容滤波电路
实际生活中桥式整流滤波电路应用广泛,这里以它为例分析一下电容滤波电路。
如图3 ( a) 所示,不妨令电容初始电压为零,则当u2按正弦规律从零时刻上升时,D1、D3导通,电容开始充电,因为导线和二极管都是理想器件,所以,电容充电完全和u2一样按正弦规律上升,直至充到最大值U2。此后u2按正弦规律下降; 电容两端电压的变化要复杂得多, 主要由电容容量和负载电阻决定。如果负载电阻无穷大即负载开路,则电容两端电压将不减小一直保持U2,这是因为u2下降后,电容两端电压大于u2,D1、D2都截止, 电容上电量没有放电回路不会减少。如果负载电阻不是无穷大即带载状态,则电容将通过电阻放电,电容两端电压将减小,但具体按什么规律减小还要具体分析。因为u2按正弦规律下降,速度由零逐渐增大,而电容电压按指数规律下降,速度由大逐渐减小到零 ( 理论上要无穷长时间) ,两者总有速度相等的时刻。显然在此之前电容一直被u2充电,电压与u2相等 ( 如图3 ( b) bc段所示) ,此后D1、D2都将截止,电容电压按指数规律下降 ( 如图3 ( b) cd段所示) 。其中的d点是下一个充电周期的开始, 此时u2电压的绝对值又等于电容电压,且按正弦规律上升,电容又开始充电。如此反复,周而复始。图3 ( c) 是考虑电源内阻及二极管压降的情况下的电容电压波形, 阴影部分为整流电路内阻上的压降。
从图3 ( b) 可以看出,经滤波后的电容电压不仅变得比较平滑且平均值也得到提高。电容放电时按指数规律变化,放电快慢由放电时间常数RLC决定,RLC越大放电越慢,输出电压越平滑平均值越大。
以上是从纯物理的角度对电容滤波的分析,下面从数学和物理的角度进行分析。
桥式整流电路波形傅里叶展开式如图4所示。
其中的第一项即是直流分量,也就是输出电压的平均值,后面各项为各次谐波。将此电压加在后面的RL、 C并联电路上,RL的阻抗与电源频率无关,而电容C的容抗为与频率有关,频率越高容抗越小。根据叠加原理我们可以理解为各个电源单独作用于RL、C并联电路。 则无论是电容或是负载电阻两端获得的电压都是uL,仍为全波整流波形,一点也没有实现 “滤波”效果。如果考虑电源内阻的作用,则由于内阻上压降与电源输出电流成比例,那么随着谐波频率的增高,电容容抗会越来越小,电容和电阻组成的阻抗的模就会越来越小,与电源内阻分压时获得的分压比例也就越来越小。结果是与uL各谐波相比,电阻两端电压的谐波幅度随谐波频率的升高而越来越小,电阻两端的电压总谐波含量比uL高频含量减少了,即部分谐波被滤掉了,达到了一定的 “滤波”目的。
比较以上从物理角度和数学物理角度进行的分析不难发现: 桥式整流波形用傅里叶级数展开后作用于电阻电容并联电路,考虑电源内阻时 “有部分滤波”和理想电源时毫无 “滤波”效果; 从物理角度分析时无论考虑不考虑电源内组电容都有很好的滤波效果。我们是从不同角度对同一物理现象进行分析的,怎么结果会如此大相径庭? 问题出现在哪里?
可以肯定的是桥式整流电容滤波充放电过程是没有错误的,桥式整流的波形是正确的,傅里叶级数也是没有问题的,相信电阻、电容频率响应,分压分流也是没有问题的,那么哪里有问题?
电容滤波 篇3
随着科技的飞速发展,电力电子技术已经深入到电力、冶金、化工、通讯、铁路电气以及家电等各个领域。在电力电子装置中,整流器作为装置与电网的接口,占有相当大的比重。由于目前的电网均为交流电,故通常电路都需要利用整流器进行AC/DC变换。目前最常用的是带电容滤波的三相不可控桥式整流电路。本文通过相关的仿真,分析了三相不可控桥式整流电路的直流电压和直流电流与负载的关系,并对其功率因数和交流侧的谐波进行了分析。
1 基本原理
在电容滤波的三相不可控桥式整流电路(如图1)中,当某一对二极管导通时,输出直流电压等于交流侧线电压中最大的一个,该线电压既向电容供电,也向负载供电。当没有二极管导通时,由电容向负载放电,电容电压ud按指数规律下降。
设二极管在距线电压过零点角处开始导通,并以二极管VD6和VD1开始导通的时刻为时间零点,则线电压为:
而相电压为:
在ωt=0时,二极管VD6和VD1开始同时导通,直流侧电压等于uab;下一次同时导通的一对管子是VD1和VD2,直流侧电压等于uac。这两段导通过程之间的交替有两种情况,一种是在VD1和VD2同时导通之前VD6和VD1是关断的,交流侧向直流侧的充电电流id是断续的;另一种是VD1一直导通,交替时由VD6导通换相至VD2导通,id是连续的。介于二者之间的临界情况是:VD6和VD1同时导通的阶段与VD1和VD2在处恰好衔接了起来,id恰好连续。由前面所述"电压下降速度相等"的原则,可以确定临界条件。假设在的时刻"速度相等"恰好发生,则有
由计算可得,这就是临界条件。当和时分别是电流id断续和连续的条件。对一个确定的装置来讲,通常只有R是可变的,它的大小反映了负载的轻重。因此可以说,在轻载时直流侧获得的充电电流是断续的,重载时是连续的,分界点就是
以上讨论过程中,忽略了电路中诸如变压器漏抗、线路电感等的作用。另外,实际应用中为了抑制电流冲击,常在直流侧串入较小的电感,成为感容滤波的电路,如图1所示。
3 电路仿真与分析
本文主要通过Matlab的Simulink对电路进行仿真,由仿真结果分析得到整流后的直流电压与负载电阻的关系;直流侧的电流与负载的关系;交流侧电流的谐波分析以及电路功率因数的分析。
3.1 直流电压与负载电阻关系
图2是电路空载以及电阻R分别取10kΩ、1kΩ、100Ω时的仿真情况,仿真的波形及由仿真得到的直流电压的平均值分别如图所示。
图2不同负载时整流器输出直流电压的波形(参见下页)
因为越小,意味着负载越大。由仿真的波形可以得到整流输出直流电压与负载电阻的关系为:空载时,整流输出直流电压的波形近似为直线;随着负载增大(即R分别为10kΩ,1kΩ,100Ω),输出直流电压的纹波越来越严重;并且随着负载增大,电压的平均值越来越小。
3.2 直流侧的电流与负载的关系
电阻R分别取100Ω,1.67Ω,R=0.1Ω时,仿真得到的直流侧的电流波形分别如图3所示。
由仿真波形可知:当R越小,即负载越大时,直流侧的电流是逐渐增大的,电流的起伏也逐渐变大(由仿真波形的幅值得出)。是电流断续和连续的临界条件,代入,C=3300μF,计算可得R=1.67Ω时是电流的临界状态,由仿真波形可知:R=0.1Ω时,直流侧的电流为连续,R=100Ω时,直流侧的电流为断续,从而验证了理论推算的正确性。
3.3 交流侧电流的谐波分析以及电路功率因数
当电阻R分别取10Ω、1Ω时,仿真得到的a相电流的波形及其相应的傅立叶分析的结果分别如图4所示。
由仿真波形可知:随着负载加大(R=10Ω、1Ω),a相电流逐渐增大,越来越接近正弦波。由仿真计算出R分别为10Ω、1Ω时,电路的功率因数分别为0.91和0.94,并根据其傅立叶分析结果,可以得到交流电流的谐波特性和功率因数有如下特点:
(1)交流侧电流仅含奇次谐波,谐波次数越高,其幅值越小。
(2)各次谐波幅值均随的增大而增大,而基波的幅值会随的增大而减小。其原因主要是越大,意味着负载越小,此时二极管的导通角越小,波形的畸变也会越严重。
(3)总的功率因数随增大而减小。如果改变电容的大小,同样可以通过仿真得出电容越大,基波因数会越小,总的功率因数越大。基波因数随增大而减小,随的增大而增大。
4 结束语
本文主要通过仿真实验对电容滤波的三相不可控桥式整流电路进行了分析,得出了直流电压与负载电阻,直流侧的电流与负载的关系,并对交流侧电流的谐波以及电路功率因数进行了分析,为参数的选择以及电路分析提供了指导性依据。
参考文献
[1]王一农,杜世俊,刘小宁.电容滤波型三相桥式整流电路的电压分析[J].合肥工业大学学报(自然科学版),2005,28(5):111-114.
[2]洪乃刚.电力电子和电力拖动控制系统的MATLAB仿真[M].北京:机械工业出版社,2006
电容滤波 篇4
电力电子技术的应用改善了电力系统的性能, 但是也带来了电网中谐波的污染问题。随着人们对电力环境优化要求的提高, 对谐波进行治理的技术也成为人们研究的热点。电力系统的谐波问题早在20世纪20年代和30年代就引起了人们的注意。当时在德国, 由于使用静止汞弧变流器而造成了电压、电流波形的畸变。1945年J.C.Read发表的有关变流器谐波的论文是早期有关谐波研究的经典论文。
有源电力滤波器是治理谐波的最优产品。参考文献[1]中提出了有源电力滤波的瞬时无功理论, 参考文献[2]分析了有源电力滤波器在非理想条件下电流滞环控制, 参考文献[3]研究了新型注入式混合有源滤波器的数学模型及电流控制方法, 文献[4]分析了并联有源滤波器的最优电压滞环电流控制和有源滤波器滞环电流控制的矢量方法, 对不同电流跟踪方式APF连接电感选取与设计进行了研究。并且对有源电力滤波器中连接电感的特性分析及优化进行了分析。但对有源电力滤波器直流侧电容的参数如何确定涉及的文献较少。本文根据瞬时无功理论分析了用于不同补偿目的时有源滤波变流器交直流侧能量的流动关系, 给出了变流器的有功损耗和瞬时有功功率交流分量是引起电压波动的原因, 以三相不可控负载为例给出了电容值选取的具体计算方法。
2 APF工作原理及能量流动分析
有源电力滤波器 (APF) 的组成分为两部分。第一部分电路系统是指令运算, 第二部分电路系统是补偿电流。系统的主要电路包含PWM变流器, 缓冲电路, 直流侧电容电路, 交流侧电感几部分组合而成。控制系统组成分为三部分。第一部分为指令运算, 第二部分为电流跟踪, 第三部分为驱动电路。APF的主电路是通过6组开关器件来进行控制的, 通过这些开关器件的通断组合来决定主电路的工作状态。
如果忽略各部分的损耗其交流侧的瞬时有功功率将全部传递到直流侧。即交直流侧的能量交换主要取决于瞬时有功功率P, 从而引起直流电压波动。假设电源提供的瞬时有功和瞬时无功功率为p S和q S, 滤波器提供的瞬时有功和瞬时无功功率为p A和q A, 负载的瞬时有功和瞬时无功功率为p L和q L。当只补谐波时负载所需的瞬时有功和无功率的交流分量由滤波器提供。此时电源只需提供负载所需的瞬时有功和无功率的直流流分量, 即对应电流的基波分量。有源滤波器提供负载所需的瞬时有功和无功率的交流分量。由于瞬时无功只在交流侧三相之间进行, 在APF交直流侧进行交换的能量只有瞬时有功交流的分量, 其平均值为零。当只补无功时负载所需的瞬时无功率分量由滤波器提供, 有功分量由电源提供。此时APF交直流侧没有能量交换。当同时补偿谐波和无功时, 负载所需的瞬时无功功率由滤波器提供, 负载所需的瞬时有功功率交流分量由滤波器提供, 瞬时有功功率直流分量又电源提供。在APF交直流侧进行交换的能量只有瞬时有功交流的分量。
3 补偿电容值的计算
电容电压的波动主要是由能量交换引起。在忽略变流器等损耗的情况下, 在只补无功时交直流侧能量交换为零, 电容值提供直流电压, 容值可为零;对于其他两种情况, 有源电力滤波交直流侧能量交换为负载的瞬时有功的交流分量。虽然其平均值为零, 但是其将会引起直流侧电压的波动。
假设电源电压无畸变, 电源电压三相电压, 且负载电流为三相电流, 由瞬时无功理论可求得负载的瞬时有功功率和瞬时无功率。电容的C值由关系式∫%pdt=0.5×C× (Udc+△Udc) 2-0.5×C×U2dc确定。
4 仿真与实验结果分析
利用Matlab/Simulin进行仿真。直流电容电压的仿真图如图所示, 仿真模型负载选用相电压220V三相不可控负载。采用ip-iq法产生指令电流, 利用三角波比较法使输出电流跟踪指令电流, 直流侧电容电压的稳定采用PI调节, KP=8, Ki=0.01。时间每格为10ms。通过具体的实验测量, 得到的电源电流的THD值也从25%下降到4.8%。实测直流电容电压波形中, 电压每格20V (采用10:1霍尔) , 时间每格为4ms。从直流电容电压波形图分析中可以看到周期性的波动, 其上下波动的变化范围在±5V, 如果直流电容电压是900V的话, 测量的纹波为0.55%。由以上的测量结果可以看出本系统对直流环节具有较好的控制效果, 其直流波动指标可以满足要求。
5 结论
对于有源电力滤波而言, 要想取得良好的补偿效果, 除了需要先进的算法和控制策略外, 其电容参数的选取同样重要。本文根据有源电力滤波的原理与数学模型分析了直流电容电压和电网电压的关系, 得出了直流电容电压的确定原则;根据瞬时无功理论分析了只补谐波或者只补无功和两者同时补偿时有源滤波交直流侧能量的流动关系, 给出了变流器的有功损耗和瞬时有功功率交流分量是引起电压波动的主要原因;以三相不可控负载为例给出了电容值选取的计算方法;最后通过仿真和实验利对直流电容参数的确定进行了验证, 电容的波动小于5V, 补偿后电流的THD值小于5%, 取得了理想的效果。
摘要：有源电力滤波器电容参数选取直接影响到补偿的效果, 但目前对电容参数的选取却存在一定盲目性。本文根据有源电力滤波的原理给出了直流电容电压的确定原则, 根据瞬时无功理论分析了交直流侧能量的流动关系, 得出了变流器的有功损耗和瞬时有功功率交流分量是引起电压波动的原因。最后通过仿真和实验对直流电容参数的确定进行了验证。
关键词：有源电力滤波器,直流电容参数,能量流动,瞬时无功理论
参考文献
[1]王兆安, 杨君等.谐波抑制和无功功率补偿「M].北京:机械械工业出版, 1998.
[2]徐君, 徐德洪.并联有源滤波器非理想条件电流滞环控制分析[J], 电力电子技术, 2007, 41 (1) :60～63.
[3]汤赐, 罗安, 赵特等, 新型注入式混合有源滤波器的数学模型及电流控制方法[J], 电工技术学报, 2008, 23 (3) :72～78.
电容滤波 篇5
并联型有源电力滤波器(SAPF)对电流型谐波有较强的抑制作用,同时还能进行无功补偿,因而得到了广泛的研究和应用[1,2,3]。图1为带LCL滤波的SAPF系统原理图,并联有源滤波器虽然能有效的抑制电流谐波,进行可控的无功补偿,但其具有成本较高,容量较低,损耗较大的缺点。而采用电容器并联补偿电网的无功负荷,则由于具有单位投资少,容量大,电能损耗小,维护简单,搬迁方便等优点,在电力系统中也得到了广泛的应用。但电网中广泛存在的电流谐波仅仅采用电容器补偿是不够的,因而并联有源滤波器和无功补偿电容器的混合使用在电力系统中广泛存在,同时利用有源滤波器良好的谐波抑制能力和无功补偿电容器补偿容量大的优点。但此时也存在一个问题,采用传统的负载电流检测方法存在包含电容电流和不包含电容电流两种情况,在两种情况下系统的工作情况如何在以前的文献中研究较少[4,5,6,7,8],文献[9]虽然对此进行了一些分析,但未给出系统能完全抑制谐波电流所应满足的条件。本文从并联有源滤波器的基本原理出发详细分析了两种情形下系统的工作状态,并提出一种同时检测电网电压、电网电流和负载电流作为有源滤波器的指令来控制其输出电流的控制方法,在此控制方法下分析了负载检测电流中包含电容电流时系统的工作状况并给出了完全抑制谐波电流系统所应满足的条件。在新的控制方式下系统具有较好的谐波电流抑制能力。
2 并联型有源滤波器原理
图2为并联型有源滤波器的基本原理示意图[4],图2中谐波源采用诺顿等效电路,Zs为电网等效阻抗,ILh是等效谐波电流源,ZL是可能含有无源滤波器和无功补偿电容器的负载侧等效阻抗,G则为包含谐波检测电路和控制延时的有源滤波器等效传递函数,G具有陷波器的作用,对于基波|G∣f=0,对于谐波则有∣G∣h=1,f表示基波分量,h表示谐波分量。从图2中可以得到以下方程:
当式(3)成立时有:
Ic=ILh (4)
对于一个事先设计好的有源滤波器其满足|1-G|h≪1,而对于纯的电流型谐波负载则满足|ZL|≫|Zs|,即在一般情况下,式(3)始终满足,故并联有源滤波器能够完全补偿谐波电流,即式(5)成立。
当负载并联有无功补偿电容器时,式(3)不能满足,此时有源滤波器的使用需要非常注意,而且系统还存在谐波放大的问题,如图3所示。
图3中,Rs,Xs为电网电阻和电抗,Xc为补偿电容器容抗,iLh是谐波源。因电网等效电阻很小,在分析时先暂不考虑,则对于n次谐波有
当ich=2iLh时,即ish=-iLh时,电网谐波开始放大,此时
当ish=2iLh时,即ich=-iLh时,电容电流谐波开始放大,此时
电容器电流和电网谐波电流均放大的频率范围是nk2<n<nk1,此时,谐振环流Im>In,并联谐振点m为该频带内的一个极端放大点;电容电流放大,而电网电流不放大的频率范围是nk1<n,而电网电流放大,电容电流不放大的频率范围是0<n<nk2。这从一个方面说明当负载并联电容器进行无功补偿时,负载不能再看成纯谐波电流源。
3 传统控制策略
传统的有源滤波器控制方法均是通过检测负载电流产生指令信号来控制输出补偿电流。根据负载电流检测点的不同,系统可有不包含电容电流和包含电容电流两种检测方式,如图4、图5所示。
3.1 负载检测电流中不包含电容电流
当负载检测电流中不包含电容电流时,由图4可以得到以下方程:
从式(8)可知,当系统中不含激励源或激励源能量较小,即Zs和Zc不发生谐振或轻微谐振时,投入有源滤波器后将不会影响原系统,即系统原来稳定工作带有无功补偿电容器的系统在投入设计好的并联有源滤波器后仍能正常工作。此外当电网电压存在谐波畸变时,将会带来大量的谐波畸变电流。
3.2 负载检测电流包含电容电流
当负载检测电流中包含电容电流时,由图5可以得到方程:
由于此时|Zc/(1-G)|与|Zs|数量级相当,电网阻抗将对滤波器特性有很大影响,由式(9)知,有源滤波器的投入并不能很好的抑制谐波电流,特别当电网电压畸变时,大量的谐波电流将流向并联电容器,这将导致有源滤波器的指令电流错误,严重时甚至会形成正反馈导致有源滤波器产生大量的谐波电流污染电网。更为严重的是,当畸变电流中含有激励电网阻抗Zs与电容器Zc谐振频率分量时,由于有源滤波器的正反馈谐振能量将进一步被加强系统将不能稳定工作,电网电流将被严重污染。
4 新的控制策略
4.1 电网电压和负载电流同时检测时检测电网电压作为有源滤波器的指令信号,即
i*APF=Kv·v (10)
其表明在谐波频带,有源滤波器对外电路将表现为一个1/Kv(Ω)的电阻,而对于外电路的基波分量有源滤波器将无任何影响[5],原理图如图6b所示。
同时检测电网电压和负载电流作为指令对有源滤波器进行控制,如图6所示,检测电压后有源滤波器对外电路将表现为电阻特性可以对电网阻抗与并联电容器之间的谐振起到阻尼作用,而检测的负载电流指令则可以使有源滤波器有效的抑制谐波电流。由图6有以下方程:
Ic=GIL+G2U (11)
由式(11)、式(12)知,通过对有源滤波器指令信号中电压分量传递函数G2和负载电流分量传递函数G的仔细设计,使得有
|1-G|≪1 (13)
此时有源滤波器可以有效的抑制电网谐波电流。由于并联电容器的存在电网中其它谐波电流也将流向并联电容器,当式(13)成立且当负载检测电流中含有并联电容器电流时将造成指令信号的错误,有源滤波器将不能正常工作,严重时将形成正反馈使系统不稳定。虽然式(13)不成立时系统可以正常稳定的工作,但对谐波电流的抑制能力将大大减弱。
4.2 电网电压、电网电流和负载电流同时检测时
同时检测电网电压Us、电网电流is和负载电流iL作为有源滤波器指令信号控制其输出电流,如图7所示。系统原理图如图8所示。
由图8有以下方程:
Ic=GIL+G1Is+G2U (15)
通过电网电流的引入只需
成立,即通过减小|G|弱化负载电流的影响而增大|G1|强化电网电流的影响,这样即使负载检测电流中含有并联电容器电流,也因其在整个指令信号中所占比例较小而对系统影响较小,同时由于电网电流的引入整个系统将形成一个闭环控制系统能有效的抑制其它谐波干扰。
5 系统仿真
根据前面的分析,对所提出的方法在Matlab/Simulink环境下建立仿真模型,整个系统如图1所示。系统LCL参数为:L1=50 μH,L2=10 μH,C=150 μF,阻尼电阻R=0.5 Ω,开关频率fsw=10 kHz,并联无功补偿电容器C=1 mF。
图9所示为负载检测电流中包含电容电流时的仿真波形,在0.04 s时系统投入APF,图9所示波形从上至下依次为:电网电流,APF输出补偿电流,负载电流和电容电流(以下所示波形均为此顺序)。
从图9中可以看出,当负载检测电流中包含电容电流时,电网电流和负载电流被并联电容器和电网阻抗之间的谐振严重污染,系统已不能正常工作。
图10是负载检测电流中不包含电容电流时的仿真波形。图11则为此时电网电流的FFT分析。从图10中可以看到系统能够有效的正常工作,且对电流谐波有较好抑制力。从图11中可以看到此时电网电流THD为5.37%。
采用提出的同时检测电网电压、电网电流和负载电流作为有源滤波器的指令来控制其输出补偿电流时的仿真波形如图12所示,在此算法下的电网电流FFT分析则如图13所示。
从图12可以看到当采用新算法控制时,即使负载检测电流中包含电容电流和输出补偿电流中含有使并联电容器与电网阻抗谐振的频率分量时系统仍能稳定的正常工作,而且能很好的抑制电网电流谐波。从图13中可以看到此时电网电流THD为4.13%比传统控制方法提高了1%以上。有效地提高了系统的补偿性能。
6 结论
本文通过Matlab仿真对并联型有源滤波器和并联电容器混合使用存在的问题进行了研究,指出采用传统检测负载电流控制算法时,当检测负载电流中包含电容电流时系统将不能正常工作,电网电流被严重污染;当检测负载电流中不包含电容电流时系统能够正常工作但谐波电流抑制能力不够。采用提出的同时检测电网电压、电网电流和负载电流作为指令来控制有源滤波器输出电流的新颖算法时,即使检测负载电流中包含电容电流时系统也能正常的工作,而且还能有效地抑制电流谐波。仿真结果表明,新提出的算法可以有效地消除电网阻抗与并联补偿电容器间的谐振,提高系统谐波电流的补偿性能。
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电容滤波 篇6
直流输电具有输电距离远、输电距离不受电力系统同步运行稳定要求的限制、能够限制短路电流、提高系统的稳定性和可靠性、使接线方式更加灵活等特点[1]。为了滤除谐波, 直流侧配备了直流滤波器[2], 但自投运以来, 兴安直流、高肇直流发生了多起直流滤波器电容器C1不平衡保护 (60/61C1DF) 动作而使直流滤波器退出运行的故障, 本文对此进行了分析。
1 直流滤波器电容器C1不平衡保护配置
1.1 直流滤波器保护介绍
高肇、兴安直流工程中, 直流滤波器保护功能为冗余设计, 两个系统配置相同的保护功能, 如图1所示。
图1中, 差动保护87DF的范围为除C1电容器外设备的对地短路;电容器C1不平衡保护60/61DF保护C1电容器的电容器元件;C1差流保护51C1DF检测C1电容器对地短路;电容器过负荷保护49/59DF防止电容器过负荷损坏;反时限过流保护50/51DF保护用于电抗器L1谐波电流过大引起的过热;直流滤波器失谐监视DCFDS用于比较同一极的两组直流滤波器的12次谐波电流。
1.2 保护整定原则
以宝安站为例, 电容器C1共有104只电容器, 结构为52串2并。单只电容器共有72个电容元件, 每个元件带有熔丝保护, 其结构为18并4串。假设电容器损坏后高端电容器2个支路的电容量分别为C1和C2, 则不平衡电流ITD和总谐波电流ITS的分布符合[3]:
根据, 当电容器故障时, 其熔丝熔断, 电容增加, 容抗变小, 流过该支路的电流变大, 此时不平衡电流将会从本支路流向正常支路, 反之亦然。当K达到定值时保护动作, K满足关系:
K定值考虑允许的最极端情况:一侧桥臂1只电容器内部8个电容元件熔丝熔断 (C1增大) , 同时另一侧桥臂的1只电容器内部1排电容元件短路 (即18个元件短路, C2变小) , 此时计算的不平衡电流乘以0.7倍的可靠系数, 就可得出C1不平衡保护的保护定值。
1.3 保护动作逻辑
直流滤波器C1不平衡保护根据保护目的分为I段和II段[4], 宝安换流站目前的电容器C1不平衡保护动作逻辑如图2所示。
I段为C1暂态不平衡保护, 用于消除由电容器制造、环境变化、直流工况变化等因素引起的正常不平衡度。C1暂态不平衡保护通过积分模块在直流滤波器投入运行瞬间计入ITD/ITS, 该值可称为校正值, 在直流滤波器正常运行时定时更新[4];同时, C1暂态不平衡保护判断ΔITD/ITS= (ITD/ITS) 后- (ITD/ITS) 前校正值, 当|ΔITD/ITS|>Kset时, 延时800ms暂态C1不平衡动作。
II段为C1稳态不平衡保护, 通过一个时间常数15 000ms积分模块对ΔITD/ITS积分得到ITD/ITS, 当ITD/ITS>Kset时, 延时800ms C1稳态不平衡保护动作。
保护动作后果考虑了高压隔离开关的断流能力, 当ITS<100A时, 动作后果是拉开直流滤波器的高压母线隔离开关;当ITS>100A时, 先闭锁极, 然后隔离直流滤波器[5]。
2 直流滤波器保护历年动作情况
肇庆站和宝安站自投运以来, 直流滤波器保护共动作12次, 见表1、表2。其中, C1不平衡保护动作8次, 直流滤波器失谐监视、C1差流保护和C1过负荷分别动作1次, 还有1次是板卡故障导致差动保护动作。
由表1、表2可知, 宝安站的直流滤波器保护动作次数较多。直流滤波器保护动作大都是电容器C1不平衡保护动作;现场检查均未发现电容器本体有异常, 有4次能在事故后的试验中发现故障电容器。2010年10月对电容器C1不平衡保护软件逻辑进行优化后, 直流滤波器保护动作次数明显降低。2011年11月1日, 极二直流滤波器1 021LB动作后, 因原因未查明, 宝安站保持该组滤波器在隔离状态, 此后肇庆站和宝安站直流滤波器保护未再动作。
下面以2次直流滤波器电容器C1不平衡保护动作事件为例, 分析C1不平衡保护动作流程中存在的问题。
3 C1不平衡保护动作流程分析
3.1 肇庆换流站极1 012LB直流滤波器跳闸
事故发生前, 直流输电系统在双极方式下运行。极1011直流滤波器在接入状态, 012直流滤波器在接地状态;极2 021直流滤波器在接入状态, 022直流滤波器在接地状态。在极1直流滤波器012LB接入顺序操作过程中, 极1直流滤波器保护系统1和保护系统2的012直流滤波器C1不平衡保护跳闸。保护系统1、2波形基本一致, 图3、图4为系统1Trace录波图。
在-1 800ms时刻, 和电流ITS开始上升至3%, 表示系统开始判滤波器投入, 并且开始启动1 002ms的闭锁保护时间来防止刀闸投入瞬间造成扰动, 经过1 002ms左右, 即在-800ms时刻, C1不平衡保护才被开放;同时, 计算ITD/ITS变化量的积分器开放, 因此在-800ms时刻ITD/ITS存在0%~70%的变化量, 超过C1不平衡保护60/61DF-2动作定值67.96%, 且ITS值低于3.3%, 对应3 000A的基准电流小于100A。这满足电容器C1不平衡保护60/61DF-2的动作条件, 800ms后保护正确动作。
现场试验发现, C1电容器塔架B柱第11层 (从下往上) 编号为179的电容器容值为38.83μF, 与铭牌值41.6μF相比偏差已达到-7%, 超过标准规定的±5%。因此, 本次跳闸原因是故障电容器容值发生较大变化, 影响了桥臂平衡, 从而导致不平衡保护动作。
3.2 宝安换流站极2 021LB直流滤波器跳闸
事故发生前, 直流输电系统在双极方式下运行, 双极两组直流滤波器均在接入状态。工作站极2直流滤波器保护系统1、2发极2 021LB直流滤波器C1不平衡保护60/61C1DF跳闸信号, 极2直流滤波器1 021LB自动转为接地状态。保护系统1、2波形基本一致, 图5、图6为系统1Trace录波图。
图5、图6数据显示, 两套系统在保护动作前约800ms, 差电流ITD突然增大, 而和电流ITS变化较小, 差电流与和电流比值的变化率远超过定值30.3%, 两套系统经800ms延时后均正确动作出口。现场检查电容器外观未发现异常, 试验也未发现故障电容器。
4 暴露问题及整改意见
4.1 暴露问题
对高肇、兴安直流的直流滤波器电容器C1不平衡保护软件逻辑进行优化后, 直流滤波器跳闸次数明显减少。但直流滤波器电容器C1不平衡保护仍存在以下问题。
(1) 直流滤波器投入期间1s的闭锁逻辑可以有效躲开直流滤波器刀闸投入时的扰动。但是, 如图3所示, 直流滤波器投入瞬间的扰动使C1短时流过较高的谐波电流, 该过程中C1可能损坏, 导致C1不平衡保护动作。
(2) 动态段采用的算法灵敏度较高, 即使C1左、右桥臂电容器平衡状态正常, 若600Hz时通过滤波器的电流波动大且有振荡现象, C1不平衡保护也易发生偶然动作。这种偶然动作表现为同一组直流滤波器C1不平衡保护频繁动作, 且事故发生后试验也未能发现异常, 3.2小节中宝安站的021LB直流滤波器便可能存在该问题。
4.2 整改意见
(1) 对于直流滤波器投入期间的扰动问题, 在直流滤波器检修后投入前, 除了测量桥臂平衡外, 还应对每只电容器进行试验, 以确保容值都在正常范围内;同时, 可考虑对直流滤波器刀闸合闸过程进行优化, 以减小直流滤波器刀闸投入时的扰动。
(2) 针对直流滤波器电容器C1不平衡保护偶然动作的问题, 可采用对动态段增加不平衡计数的判断逻辑、稳态段保持不变的保护软件优化策略[6], 使直流滤波器电容器C1不平衡保护能躲过谐波电流的短时波动, 或适当改变C2电容器的电容值[7], 可在保证滤波效果前提下, 减小600Hz时滤波器的振荡现象, 从而减少电容器不平衡保护的误动概率。
5 结束语
直流系统运行方式的多样性以及谐波电压、电流的多变性, 导致直流滤波器电容器C1不平衡保护采用何种算法、定值与整定原则等在国内外尚未有一套标准、成熟的理论可供参考。本文从肇庆站、宝安站的直流滤波器运行情况出发, 通过分析C1不平衡保护动作流程, 指出了直流滤波器电容器C1不平衡保护在运行中仍存在的问题, 并提出相应的整改意见。
摘要：针对高肇、兴安直流工程投运以来多次出现直流滤波器电容器C1不平衡保护动作使直流滤波器退出运行的故障, 在高肇、兴安直流滤波器保护配置基础上, 深入分析了电容器C1不平衡保护整定原则和动作逻辑, 通过统计直流滤波器保护历年动作情况和研究电容器C1不平衡保护动作流程, 指出电容器C1不平衡保护在运行中存在的若干问题, 并提出了相应的改进意见, 对提高直流工程运维水平有一定的借鉴意义。
关键词：高压直流输电,直流滤波器,电容器,不平衡保护
参考文献
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电容滤波 篇7
深圳换流站曾发生多起因电容器内部元件故障导致的500kV交流滤波器跳闸事故,而跳闸事故多由电容器元件内熔丝非正常动作所致。本文在阐述电容器内熔丝动作机理的基础上,通过分析几起跳闸事故中内熔丝动作情况,总结其不能可靠熔断的原因,从而提出改进措施。
1 交流滤波器结构及其电容器组保护设置
500kV交流滤波器是直流系统的重要组成部分,其中电容器是最易出故障的元件,历次的跳闸事故多由电容器故障引起。图1是500kV交流滤波器组接线及保护配置图,电容器组接线方式为H型平衡桥式接线,配置有3段不平衡保护(60/61CBC1)。
不平衡保护(60/61CBC1)的配置原则是,取平衡桥臂T2与低压侧T3的量进行比较,达到定值则保护出口。正常运行时,电容器桥臂平衡,T2无电流流过,只有当电容器内部元件有故障时,才有不平衡电流流经T2,因此不平衡保护定值可以由电容器内部故障元件的个数以及故障时不平衡电流来设定。本文研究的电容器组不平衡保护定值见表1。
2 内熔丝熔断分析
本文研究的交流滤波器组中的单号电容器由14并4串共56个小电容器元件组合,单个小元件电容值为6.8μF,经过串并联后,单只电容器总电容值为23.8μF。
每只电容器小元件均串联一根绞丝结构、尺寸为φ0.45×165的锡制熔丝,当电容元件故障时,熔丝在故障电流作用下迅速熔断,迅速隔离故障元件,阻止故障的进一步发展。
内熔丝熔断定值设定的原则为:
(1)在元件被击穿前,保护该元件的内熔丝应可靠不动作;
(2)一旦元件被击穿,保护该元件的内熔丝应快速、可靠动作,并将击穿元件可靠地与完好元件隔离。
在实际工程中,熔断器的额定电流应按熔丝的特性和接通时的涌流来选定,一般选为1.5倍电容器额定电流为宜,以防止电容器油箱爆炸。
内熔丝动作过程中的等值电路图如图2所示。
Ce—击穿元件的电容;Cf与故障元件并联的完好单元的电容;一为工頻电潭;—系统的流入电容组的工頻电流;一故障单元中与击穿原件并联的完好元件的电容;Cb—故障单元中与含有击穿厥件的并联组相串联的串联段的等值电容;电源的短路电流;故障电容暴中与击穿元件并联的完好元件的放电电流：与故障单元并联的完好单元的放电电流
从图2可以看出,当电容器内部某个元件发生击穿时,流经击穿元件,用以保护该元件的内熔丝的电流为:
在这种情况下,与击穿元件串联的内熔丝在电流ia、ic和is三者的联合作用下,通常能在不到1ms的时间内快速熔断,并将故障元件与其它完好的并联元件、并联单元及系统隔离,使通过击穿元件的电流迅速降为0。
3 几起滤波器跳闸事故
下面介绍几起滤波器跳闸事故。
(1) 2008年8月14日,500kV 581交流滤波器发出“砰、砰、砰”的异常声响,经分析,其原因是编号为280的电容器发生间歇性放电。解剖这只电容器后发现,其内部个别元件端面出现虚焊现象,元件的熔丝引出处接触不良。虚焊点在交流电压的作用下时断时续,接触电阻较大,产生过热,烧灼元件端面,同时将相邻元件之间的纸板烧穿。同时,虚焊元件的端面与相邻元件的端面之间有电位差,随着它们之间绝缘纸板的破坏,相邻元件之间也将出现放电现象。放电烧蚀产生的元件细屑在油的流动下漂浮起来,进一步扩大了放电面,使内部放电现象进一步加剧,对外即表现为间歇性的放电声响。
(2)2009年6月22日,500kV 571交流滤波器在投运1.7s后,不平衡保护(60/61CBC1)动作,该组滤波器跳闸。经检查分析,确认编号为1648电容器内部故障,其电容值由故障前23.6μF变为31.7μF。解剖该元件后,经测量发现,电容值分别为94.54、95.2、95.6μF。
(3)2009年7月19日,500kV 581交流滤波器投运10min后,不平衡保护(60/61CBC1)动作,该组滤波器跳闸。经检查分析,确认编号为354的电容器内部故障,其电容值由故障前23.7μF变为18.0μF。解剖后发现,该电容器第3个串联段有多只元件烧灼,共有8只元件击穿。在烧灼端面,由于有1根没有有效熔断的熔丝挂落在端部,未熔断熔丝未能及时隔离故障元件,因此使故障扩大导致跳闸。
4 电容器内熔丝未能正常动作的原因分析及改进方案
通过分析上述3起事件可知,熔丝不能可靠动作将导致非常严重的后果。而熔丝动作的可靠性由制造工艺、定值设置、运行环境等诸多条件共同决定。结合其制造连程和运行维护经验,总结内熔丝未能正常动作的可能原因如下:
(1)制造过程中电容器元件绝缘受损;
(2)熔丝焊接点不牢,存在虚焊现象;
(3)熔丝设计的熔断范围与实际运行环境有偏差;
(4)熔丝制造过程中有损伤而未能及时发现。
(5)电容组器保护定值设置不合理;
针对上述原因,提出改进方案如下:
(1)针对元件内绝缘受损、熔丝损伤等情况研究试验项目,以便在出厂试验中能及早发现问题;
(2)根据设备运行的电压条件,对熔丝的熔断范围进行有针对性的设置,降低运行电压较低时熔丝不能可靠熔断的概率。在设备订货和技术协议中考虑运行电压对熔丝动作的影响,在设计过程中提高可靠性;
(3)运行单位和设备厂家共同加强对电容器组保护定值的设置研究,评估适当延长保护延时的利弊,通过调整延时躲过熔丝熔断时刻,避免事故扩大;
(4)在日常运行维护中,加强对操作过电压的监控,改进电容器组同期合闸条件,减少操作过电压冲击对它的影响。与设备厂家共同开展设备状态监控,提前发现隐患。
摘要：分析深圳换流站几起电容器内熔丝非正常动作导致滤波器组跳闸的事故,总结熔丝非正常熔断的原因,提出提高电容器运行稳定性的建议。
关键词：电容器,内熔丝,非正常动作,滤波器组,跳闸
参考文献