电容测量电路（精选11篇）
电容测量电路 篇1
1概述
电容传感器在检测系统中应用比较多, 其可以保证对液位、位移以及加速度进行测量, 电容传感器在检测的过程中, 对精确性要求比较高, 所以, 相关设计人员一定要对其电路进行优化, 新型微弱电容测量电路是一种新型的电路, 其在电容传感器的应用中, 有效提高了电容传感器的性能, 这种电路的抗干扰能力比较强, 可以适用复杂的环境, 而且可以解决传统电力产生的电子开关电荷问题, 而且应用这种电路, 可以快速及时的收集数据、信号, 其产生的噪音比较小, 可以突破电容传感器发展的瓶颈。
2新型微弱电容测量电路在电容传感器中的应用
新型微弱电容测量电路是在电荷放大的基础上提出的, 其工作的原理如图1所示。
从图1可以了解到新型电路的工作原理, Cx表示被测电容, 其左边接入的是激励电极, 右边接入的是检测电极。被测电容下的两个电容属于杂散电容, 分别用Cas与Cbs表示, 二者都是等效电容, 左侧电容Cas是由激励源实现驱动的, 其不会影响被测电容的电流大小;右侧电容Cbs也不会对被测电容产生影响, 其多处于虚地的状态, 而且左右两端不会产生电压差, 在对被测电容进行测量时, 这两种等效电容不会对测量产生任何影响。通过分析可以看出, 该电路对杂散电容不够敏感, 而且对杂散电容有着较强的抗干扰能力。
新型电容测量电路有着较高的分辨率, 传统电容传感器会受到电子开关产生的电荷的影响, 所以, 信号会受到干扰, 分辨率会大大降低。采用微弱电容测量电路, 可以消除电子开关电荷的影响, 电容传感器在测量时, 产生的误差也会减小。电子开关关闭后, 电容的大小会受到影响, 这可能是由沟道电荷引起的, 也可能是电荷释放引起的。新型微弱电容测量电路对开关控制时序进行调整, 这有效的解决了电子开关电荷问题, 开关控制信号时序图见图2。
在对开关控制时序进行调整后, 有效解决了电子开关电荷注入的效应, 通过改变开关的顺序, 电荷流向被改变了, 电荷从不同节点流出后, 对电路的影响比较小, 不会导致电荷超标问题, 而且对电容传感器的测量结果影响也比较小。采用电路开关时序调整的方式, 可以有效优化电路的性能, 可以降低电荷对测量结果的影响, 有利于提高电容传感器测量的准确性。
电容传感器是一种先进的测量设备, 为了减少电子开关电荷注入效应, 需要合理控制开关的设计, 要保证开关对电路输出不会产生影响, 还要避免电荷过大造成的波形异常现象。开关开启的顺序不同, 对电路产生的影响也不同, 为了保证电子开关产生的电荷对电路不产生影响, 必须在开关断开前完成数据采集工作, 一定要做好电路的优化工作, 对开关时序进行合理的调整, 还要消除电荷注入效应。不同时刻的波形图如图3所示。
由此得到电路的工作原理如下:Vin为充放电的激励电压源, 开关S4和S5及运放U2和U3构成两个采样保持器 (S/H) , U4为仪表放大器, 电容Cf和开关S3构成电荷放大器。测量开关S3的电荷注入效应。在电路开始工作之前, 开关S3处于闭合状态, Vin电压为高, 两个采样保持器都处于采样模式。但由于S3的电荷注入效应, 有电荷被注入电路, 这将导致V3被拉低至VL。在t2时刻, U1的输出稳定并且U3的输出Vout1等于VL, S5断开使采样保持器进入保持模式。假设S3的电荷注入效应相当于输入电压引起, 同时假设S3的输出电容对电路的影响为C0, 则Vout1可表示如下:
测量由激励引起的输出的变化。开关S2断开, 开关S1关闭施加直流电压激励Vin, 右侧极板感应出电荷与S3的电荷注入效应引入的电荷叠加, 导致U1的输出上升, 在t4时刻输出稳定Vout2等于V3, S4断开使采样保持器进入保持模式, 则Vout2可表示为:
得到仪表放大器的输出为:
由已知得可见输出电压与未知电容成线性关系。根据第一步和第二步情况计算得出, 电荷注入效应不会对输出产生影响。该式没有考虑运放U1的输出失调电压和输入失调电流的影响, 是由于同一运放的参数基本稳定, 其对Vout1、Vout2的影响大体相同, 差动式结构可以基本消除这部分影响。采保中的开关S4与S5在断开时, 它们的电荷注入效应会使Vout1、Vout2的波形产生瞬时微小失真, 相对Vout1、Vout2它们的值较小可以忽略。
结束语
本文对电容传感器新型微弱电容测量电路的特性进行了分析, 这种新型的电路是在电荷放大的原理上提出的, 具有良好的抗干扰能力, 其对杂散电容有着较强的抵抗性, 对电子开关产生的电荷有着消除的效果, 可以保证电容传感器的敏感性, 还可以提高电容传感器检测的准确性, 通过实践发现, 应用新型微弱电容检测电路, 电路的检测能力会大大增强, 电路的敏感性也会提高, 分辨率会大大增强, 这提高了电容传感器的应用范围, 而且对电容传感器的优化指引了方向, 采用新型电容传感器, 可以及时的采集到信息数据, 有着良好的应用效果。
参考文献
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[3]贺庆之, 贺静.单一平面电容传感器原理与应用[J].工业仪表与自动化装置, 2001 (5) .
电容测量电路 篇2
电源滤波时，采用大小电容相并联的电路，104即0.1uF L、运放的多级交流放大电路如何选用电容耦合？
其实很间单，一般瓷片电容就可搞定。要效果好的话可选用钽电容。按照你输入信号的频率范围高频的可选用103,104容值的电容，对于较低频率的交流信号可选用22uF左右的电解电容。
T、旁路电容和滤波电容，去耦电容分别怎么用?，可以举一些实例说明
答：这三种叫法的电容，其实都是滤波的，只是应用在不同的电路中，叫法和用法不一样。
滤波电容，这是我们通常用在电源整流以后的电容，它是把整流电路交流整流成脉动直流，通过充放电加以平滑的电容，这种电容一般都是电解电容，而且容量较大，在微法级。
旁路电容，是把输入信号中的高频成份加以滤除，主要是用于滤除高频杂波的，通常用瓷质电容、涤纶电容，容量较小，在皮法级。
去耦电容，是把输出信号的干扰作为滤除对象，去耦电容相当于电池，利用其充放电，使得放大后的信号不会因电流的突变而受干扰。它的容量根据信号的频率、抑制波纹程度而定。
电容在电路中各种作用汇总
A、电压源正负端接了一个电容(与电路并联)，用于整流电路时，具有很好的滤波作用，当电压交变时，由于电容的充电作用，两端的电压不能突变，就保证了电压的平稳。
当用于电池电源时，具有交流通路的作用，这样就等于把电池的交流信号短路，避免了由于电池电压下降，电池内阻变大，电路产生寄生震荡。
B、比如说什么样的电路中 串或者并个电容可以达到耦合的作用,不放电容和放电容有什么区别？
在交流多级放大电路中,因个级增益及功率不同.各级的直流工作偏值就不同!若级间直接藕合则会使各级工作偏值通混无法正常工作!利用电容的通交隔直特性既解决了级间交流的藕合,又隔绝了级间偏值通混,一举两得!C、基本放大电路中的两个耦合电容，电容+极和直流+极相接，起到通交隔直的作用，接反的话会怎么样，会不会也起到通交隔直的作用，为什么要那接呀！
接反的话电解电容会漏电，改变了电路的直流工作点，使放大电路异常或不能工作 D、阻容耦合放大电路中，电容的作用是什么？？
隔离直流信号，使得相邻放大电路的静态工作点相互独立，互不影响。
E、模拟电路放大器不用耦合电容行么，照样可以放大啊? 书上放大器在变压器副线圈和三极管之间加个耦合电容，解释是通交流阻直流，将前一级输出变成下一级输入，使前后级不影响，前一级是交流电，后一级也是交流电，怎么会相互影响啊，我实在想不通加个电容不是多此一举啊 你犯了个错误。前一级确实是交流电，但后一级是交流叠加直流。三极管是需要直流偏置的。如果没有电容隔直，则变压器的线圈会把三极管的直流偏置给旁路掉（因为电感是通直流的）F、基本放大电路耦合电容，其中耦合电容可以用无极性的吗
在基本放大电路中，耦合电容要视频率而定，当频率较高时，需用无极电容，特点是比较稳定，耐压可以做得比较高，体积相对小，但容量做不大。其最大的用途是可以通过交流电，隔断直流电，广泛用于高频交流通路、旁路、谐振等电路。（简单理解为高频通路）
当频率较低时，无极电容因为容量较低，容抗相对增大，就要用有极性的电解电容了，由于其内部加有电解液，可以把容量做得很大，让低频交流电通过，隔断直流电。但由于内部两极中间是有机介质的，所以耐压受限，多用于低频交流通路、滤波、退耦、旁路等电路。（简单理解为低频通路）
G、请电路高手告知耦合电容起什么作用
在放大电路中,利用耦合电容通交隔直的作用,使高频交流信号可以顺利通过电路,被一级一级地放大,而直流量被阻断在每一级的内部.H、请问用电池供电的电路中,电容为什么会充放电,起到延时的作用? 电容是聚集电荷的，你可把它想象成个水杯，充放电就是充放水。在充电过程中，电压是慢慢的上升的，放电反之。你只需检测电容两端电压就能实现延时。如充电，开始时，电容两端电压为零，随着充电时间延长，电压逐渐上升到你设定的电压就能控制电路的开关。当然，也可反过来利用放电。延时时间与电容容量、电容漏电，充电电阻，及电压有关，有时还要把负载电阻考虑进去。
I、阻容耦合，是利用电容的通交隔直特性，防止前、后级之间的直流成分引起串扰，造成工作点的不稳定。
J、阻容耦合放大电路只能放大交流信号，不能放大直流信号,对还是错
对.电容是一种隔直流阻交流的电子元件.所以阻容耦合放大电路只能放大交流信号.放大直流信号用直接耦合放大电路.K、放大电路中耦合电容和旁路电容如何判别? 耦合电容负极不接地，而是接下一级的输入端，旁路电容负极接地。L、运放的多级交流放大电路如何选用电容耦合？
其实很间单，一般瓷片电容就可搞定。要效果好的话可选用钽电容。按照你输入信号的频率范围高频的可选用103,104容值的电容，对于较低频率的交流信号可选用22uF左右的电解电容。
M、放大电路采用直接耦合，反馈网络为纯电阻网络，为什么电路只可能产生高频振荡？ 振荡来源于闭环的相移达到180度并且此时的环路增益是大于零的。采用纯电阻网络作为反馈网络是一定不会引入相移的，所以呢全部的相移是来自于放大器的开环电路。采用直接耦合的开环放大器在级之间是不会有电容元件引起相移的，那么能够引起相移的便是晶体管或MOS管内部的电容，这些电容都是fF，最大pF级的电容，这些电容与电路等效电阻构成的电路的谐振频率是相当高的。所以放大器采用直接耦合，反馈网络为纯阻网络只可能产生高频振荡。
N、阻容耦合放大电路的频带宽度是指（上限截至频率与下限截至频率之差）阻容耦合放大电路的上限截止频率是指（随着频率升高使放大倍数下降到原来的0.707倍，即-3dB时的频率）阻容耦合放大电路的下限截止频率是指（随着频率降低使放大倍数下降到原来的0.707倍，即-3dB时的频率）。阻容耦合放大电路的上限截止频率主要受(晶体管结电容，电路的分布电容)的影响，阻容耦合放大电路的下限截止频率主要受(隔直电容与旁路)电容的影响 O、运放的多级交流放大电路如何选用电容耦合？
其实很间单，一般瓷片电容就可搞定！要效果好的话可选用钽电容。按照你输入信号的频率范围高频的可选用103,104容值的电容，对于较低频率的交流信号可选用22uF左右的电解电容。
P、在多级放大电路里面电解电容是怎么耦合到下一级的呢 在电容里面的特性不是隔直的吗，它是怎么传送过去的呢。还有为电容要通过三极管的集电极来接呢，发射机为什么不可以呢？电解电容都是在交流放大器里面工作，而交流的电流方向呈周期性变化，三极管能正常导通吗。还有NPN型的三极管的集电极不是从C到B的吗,那它的电流是怎么通过流到下一级的三极管的基极的呢
用电解电容做耦合的放大器，都是交流放大器。电解电容在这里作“通交隔直”用。由三极管的哪个极输出，是电路形式的问题，两者都有。
Q、1.怎样估算第一级放大器的输出电阻和第二级放大器的输入电阻，2当信号源的幅度过大，在两级放大器的输出端分别会出现什么情况 3.用手在放大器的输入端晃动，观察放大器的输出端，看是否出现了什么？原因是什么？
1.第二级放大器的输入电阻就是第一级放大器的输出电阻。2 失真。杂波，人体感应
R、电容可以起到耦合作用？比如说什么样的电路中 串或者并个电容可以达到耦合的作用,不放电容和放电容有什么区别？
在交流多级放大电路中,因个级增益及功率不同.各级的直流工作偏值就不同!若级间直接藕合则会使各级工作偏值通混无法正常工作!利用电容的通交隔直特性既解决了级间交流的藕合,又隔绝了级间偏值通混,一举两得!S、怎么利用电容的充放电，理解滤波，去耦，旁路.....电容就是充放电。那怎么利用电容的充放电，去理解滤波，去耦，旁路.....答:电容隔直流通交流，隔直流好理解，通交流不好理解，只要理解了通交流就理解了滤波、去耦和旁路。
电容就是充放电，不错。但交流电的方向，正反向交替变化。振幅的大小也做周期性变化。整个变化的图像就是一条正弦曲线。
电容器接在交流电路中，由于交流电压的周期性变化，它也在周期性的充放电变化。线路中存在充放电电流，这种充放电电流，除相位比电压超前90度外，形状完全和电压一样，这就相当于交流通过了电容器。
和交流电通过电阻是不同，交流电通过电阻，要在电阻上消耗电能（发热）。而通过电容器只是与电源做能量交换，充电时电源将能量送给电容器，放电时电容器又将电能返还给电源，所以这里的电压乘电流所产生的功率叫无功功率。
需要明确的是，电容器接在交流电路中，流动的电子（电流）并没有真正的冲过绝缘层，却在电路中产生了电流。这是因为在线路中，反向放电和正向充电是同一个方向，而正向放电和反向充电是同一个方向，就象接力赛跑，一个团队跑完交流电的正半周，另一个团队接过接力棒继续跑完交流电的负半周。
理解了电容器通交流，那么，交流成份旁路到地，完成滤波也就可以理解了。T、旁路电容和滤波电容，去耦电容分别怎么用?，可以举一些实例说明
答：这三种叫法的电容，其实都是滤波的，只是应用在不同的电路中，叫法和用法不一样。
滤波电容，这是我们通常用在电源整流以后的电容，它是把整流电路交流整流成脉动直流，通过充放电加以平滑的电容，这种电容一般都是电解电容，而且容量较大，在微法级。
旁路电容，是把输入信号中的高频成份加以滤除，主要是用于滤除高频杂波的，通常用瓷质电容、涤纶电容，容量较小，在皮法级。
去耦电容，是把输出信号的干扰作为滤除对象，去耦电容相当于电池，利用其充放电，使得放大后的信号不会因电流的突变而受干扰。它的容量根据信号的频率、抑制波纹程度而定。
U、什么是耦合电容,去耦电容,有什么特点和作用
耦合电容是传递交流信号的，接在线路中。去耦电容是将无用交流信号去除的，一段接在线路中、一端接地。
V、关于电容有几作用,在什么情况才电容耦合,在什么情况才电容滤波? 答：电容器在电路里的十八般武艺归根到底就是两个!充电荷!放电荷。
其特性就是通交流!隔直流!电容两端加上交变电压后会随电流交变频率而不断的充放电!此时电路里就有同频率的交变电流通过!这就是电容的通交特性!在频率合适的情况下电容对电路可视为通路!前级交流输出经电容就可传至后级电路!
而对直流来说它却是隔绝的!因为两端电压充至与电路电压相等时就不会再有充电电流了。作用于前后级交流信号的传递时就是藕合!作用于滤除波动成份及无用交流成分时就是滤波!W、大家都知道，整流电路的电容滤波是利用其充放电；但是有时候滤波是利用电容对不通频率信号的容抗不同，比如旁路电容。所以分析电容滤波时到底用哪个角度分析啊？ 其实不论是哪种说法都是一个道理，利用充放电的理论较笼统一些，利用容抗的的理论则更深入一些，电容的作用就是利用了其充放电的特性，看你想滤除什么成份，滤低频用大电容，滤高频用小电容，在理论上低频整流电路中的滤波和高频中的旁路是相同的都是利用了容抗的不同。
X、电容如何实现充放电、整流、滤波的功能
电容的充电，放电，整流和滤波甚至包括它的移相，电抗等功能，都 是电容的存储功能在起作用。电容之所以能够存储电荷，是利用了正负电荷之间有较强的互相吸引的特性来实现的。在给电容充电时，人们通过电源将正电荷引入正极板，负电荷引入到电容的负极板。但是正负电荷又到不了一起这是因为有一层绝缘模阻隔着它们。隔模越大越薄引力也就越大。存储的电荷也就越多。正负电荷在十个极板间是吸引住了但是如果你给它提供一个外电路它们就会能过这个外电路互相结合，也就是放电。它们毕竟是一高一低麻。形像来说电容就像一个储水池。它可以形像地说明它的整流波波的作用。
Y、滤波电容 充电 满了之后然后对后面回路放电然后在充放循环？稳压二极管是击穿稳压还是不击穿稳压
其实你说的很对，它在电路中就是这么一个工作的过程，但是他跟信号的频率有关系，首先看你要把电容放在电路中用着什么，当用作滤波时，它把一定频率信号滤除到地，如芯片电源前端的电容，有的则是去耦，你说的现象就像稳压关前的滤波电容和开关电源输出的滤波电容，关于稳压管我给你举个例子吧，假如有个5V的稳压管，当电压小与5V，电压就等与它本身的电压，当电压高于5V,稳压管就把电压稳到5V，多余的电压把稳压关击穿通道第上去了
Z、电容的耦合是什么具体意思啊？它和滤波有什么区别吗？ 耦合指信号由第一级向第二级传递的过程，一般不加注明时往往是指交流耦合。退耦是指 对电源采取进一步的滤波措施，去除两级间信号通过电源互相干扰的影响。耦合常数是指 耦合电容值与第二级输入阻抗值乘积对应的时间常数。
退耦有三个目的：1.将电源中的高频纹波去除，将多级放大器的高频信号通过电源相互串 扰的通路切断；2.大信号工作时，电路对电源需求加大，引起电源波动，通过退耦降低大 信号时电源波动对输入级/高电压增益级的影响；3.形成悬浮地或是悬浮电源，在复杂的系 统中完成各部分地线或是电源的协调匹
有源器件在开关时产生的高频开关噪声将沿着电源线传播。去耦电容的主要功能就是提供一个局部的直流电源给有源器件，以减少开关噪声在板上的传播和将噪声引导到地。
Aa、电容的作用是什么？我只知道滤波，就是滤除交流信号，不只是滤波，全部给你吧：
1.电容器主要用于交流电路及脉冲电路中，在直流电路中电容器一般起隔断直流的作用。2.电容既不产生也不消耗能量，是储能元件。
3.电容器在电力系统中是提高功率因数的重要器件；在电子电路中是获得振荡、滤波、相移、旁路、耦合等作用的主要元件。
4.因为在工业上使用的负载主要是电动机感性负载,所以要并电容这容性负载才能使电网平衡.5.在接地线上,为什么有的也要通过电容后再接地咧? 答：在直流电路中是抗干扰，把干扰脉冲通过电容接地（在这次要作用是隔直——电路中的电位关系）；交流电路中也有这样通过电容接地的，一般容量较小，也是抗干扰和电位隔离作用.6.电容补尝功率因数是怎么回事? 答：因为在电容上建立电压首先需要有个充电过程，随着充电过程，电容上的电压逐步提高，这样就会先有电流，后建立电压的过程，通常我们叫电流超前电压90 度（电容电流回路中无电阻和电感元件时，叫纯电容电路）。电动机、变压器等有线圈的电感电路，因通过电感的电流不能突变的原因，它与电容正好相反，需要先在线圈两端建立电压，后才有电流（电感电流回路中无电阻和电容时，叫纯电感电路），纯电感电路的电流滞后电压90度。由于功率是电压乘以电流，当电压与电流不同时产生时（如：当电容器上的电压最大时，电已充满，电流为0；电感上先有电压时，电感电流也为0），这样，得到的乘积（功率）也为0！这就是无功。那么，电容的电压与电流之间的关系正好与电感的电压与电流的关系相反，就用电容来补偿电感产生的无功，这就是无功补偿的原理。
Ab、电容器在电路中是如何起到滤波作用的？电容是开路的，交流电通过时是在给电容充电吗？电容是并联还是串联？
电容器的容抗随着两端加的交流电的频率不同而改变，Z=1/2*3.14*FC。根据需要滤除哪个频率的电流，设置不同的容值。这样就可以把不需要的电流引到地，就完成了滤波。而对需要的频率的电流，电容是通路的或阻抗很小。交流电通过时，是反复充电和放电的过程。Ac、退偶电容，滤波电容，旁路电容，三者都有什么作用，它们之间的区别和联系是什么？ 例如，晶体管放大器发射极有一个自给偏压电阻，它同时又使信号产生压降反馈到输入端形成了输入输出信号耦合，这个电阻就是产生了耦合的元件，如果在这个电阻两端并联一个电容，由于适当容量的电容器对交流信号较小的阻抗（这需要计算）这样就减小了电阻产生的耦合效应，故称此电容为去耦电容。
旁路电容不是理论概念，而是一个经常使用的实用方法，在50--60年代，这个词也就有它特有的含义，现在已不多用。电子管或者晶体管是需要偏置的，就是决定工作点的直流供电条件。例如电子管的栅极相对于阴极往往要求加有负压，为了在一个直流电源下工作，就在阴极对地串接一个电阻，利用板流形成阴极的对地正电位，而栅极直流接地，这种偏置技术叫做“自偏”，但是对（交流）信号而言，这同时又是一个负反馈，为了消除这个影响，就在这个电阻上并联一个足够大的点容，这就叫旁路电容。后来也有的资料把它引申使用于类似情况。
滤波电容就更好理解了，电容有通交流阻直流的功效，滤波就是我可以通过选择不同的滤波电容，把一定频率的交流信号滤掉，留下想要的频率信号 Ad、请问耦合电容就是去耦电容么
完全不同，耦合电容是信号传递，去耦电容是减少干扰。Ae、电容去耦的原理是什么
直流电路窜入交流信号或交流放大电路的自激回授,都会产生不良后果!为了阻止该交流成份逐级藕合放大,在级间设置电容使之回流入地!该电容就是退藕电容!Af、耦合和去耦有什么区别，耦合电容和去耦电容的作用分别是什么，在电路中如何放置，有什么原则？
藕合电容的做用是将前级的交流信号输送到下一级!藕合电容的位置是跨接在前级的输出和后级的输入两端!退藕电容的做用是将放大器级间窜藕的无益交流信号短路入地!退藕电容的位置是在某输入级的对地间!Ag、如何区分电子电路中的电容是滤波电容还是旁路电容啊？
滤波电容在电源电路中；旁路电容在信号电路中；其实作用是基本一样的，滤波电容：将脉动的电流成份旁路或称滤除掉并起充放电作用。旁路电容：将电路中的高频或低频成份滤除或旁路掉。
Ah、请问有那位高手知道去耦电容和旁路电容的区别啊？谢谢
旁路电容不是理论概念，而是一个经常使用的实用方法，电子管或者晶体管是需要偏置的，就是决定工作点的直流供电条件。例如电子管的栅极相对于阴极往往要求加有负压，为了在一个直流电源下工作，就在阴极对地串接一个电阻，利用板流形成阴极的对地正电位，而栅极直流接地，这种偏置技术叫做“自偏”，但是对（交流）信号而言，这同时又是一个负反馈，为了消除这个影响，就在这个电阻上并联一个足够大的点容，这就叫旁路电容。
去耦电容在集成电路电源和地之间的有两个作用：一方面是本集成电路的蓄能电容，另一方面旁路掉该器件的高频噪声。数字电路中典型的去耦电容值是0.1μF。这个电容的分布电感的典型值是5μH。0.1μF的去耦电容有5μH的分布电感，它的并行共振频率大约在7MHz左右，也就是说，对于10MHz以下的噪声有较好的去耦效果，对40MHz以上的噪声几乎不起作用。1μF、10μF的电容，并行共振频率在20MHz以上，去除高频噪声的效果要好一些。每10片左右集成电路要加一片充放电电容，或1个蓄能电容，可选10μF左右。最好不用电解电容，电解电容是两层薄膜卷起来的，这种卷起来的结构在高频时表现为电感。要使用钽电容或聚碳酸酯电容。去耦电容的选用并不严格，可按C=1/F，即10MHz取0.1μF，100MHz取0.01μF。
一般来说，容量为uf级的电容，象电解电容或钽电容，他的电感较大，谐振频率较小，对低频信号通过较好，而对高频信号，表现出较强的电感性，阻抗较大，同时，大电容还可以起到局部电荷池的作用，可以减少局部的干扰通过电源耦合出去；容量为0.001~0.1uf的电容，一般为陶瓷电容或云母电容，电感小，谐振频率高，对高频信号的阻抗较小，可以为高频干扰信号提供一条旁路，减少外界对该局部的耦合干扰
旁路是把前级或电源携带的高频杂波或信号滤除；去藕是为保正输出端的稳定输出（主要是针对器件的工作）而设的“小水塘”，在其他大电流工作时保证电源的波动范围不会影响该电路的工作；补充一点就是所谓的藕合：是在前后级间传递信号而不互相影响各级静态工作点的元件
有源器件在开关时产生的高频开关噪声将沿着电源线传播。去耦电容的主要功能就是提供一个局部的直流电源给有源器件，以减少开关噪声在板上的传播和将噪声引导到地。
从电路来说，总是存在驱动的源和被驱动的负载。如果负载电容比较大，驱动电路要把电容充电、放电，才能完成信号的跳变，在上升沿比较陡峭的时候，电流比较大，这样驱动的电流就会吸收很大的电源电流，由于电路中的电感，电阻（特别是芯片管脚上的电感，会产生反弹），这种电流相对于正常情况来说实际上就是一种噪声，会影响前级的正常工作。这就是耦合。
去耦电容就是起到一个电池的作用，满足驱动电路电流的变化，避免相互间的耦合干扰。
旁路电容实际也是去耦合的，只是旁路电容一般是指高频旁路，也就是给高频的开关噪声提高一条低阻抗泄防途径。高频旁路电容一般比较小，根据谐振频率一般是0.1u，0.01u等，而去耦合电容一般比较大，是10u或者更大，依据电路中分布参数，以及驱动电流的变化大小来确定。
Ai、如何区分电子电路中的电容是滤波电容还是旁路电容啊？
滤波电容在电源电路中；旁路电容在信号电路中；其实作用是基本一样的，滤波电容：将脉动的电流成份旁路或称滤除掉并起充放电作用。旁路电容：将电路中的高频或低频成份滤除或旁路掉。
Aj、高手请讲::二极管,三极管,电容.在电路中怎样起作用? 1.二极管起单向导电作用。
2.三极管在模拟电路中起放大作用，在数字电路中起开关作用。
3.电容总体来说起通交流隔直流作用，如滤波电容、耦合电容等等，根本宗旨就是“通交隔直”。
Ak、虑波电容在电路上起什么作用？
低频滤波电容主要用于市电滤波或变压器整流后的滤波，其工作频率与市电一致为50Hz；而高频滤波电容主要工作在开关电源整流后的滤波，其工作频率为几千Hz到几万Hz。当我们将低频滤波电容用于高频电路时，由于低频滤波电容高频特性不好，它在高频充放电时内阻较大，等效电感较高。因此在使用中会因电解液的频繁极化而产生较大的热量。而较高的温度将使电容内部的电解液气化，电容内压力升高，最终导致电容的鼓包和爆裂。
Al、电阻:具有上下拉电压的作用。电容:具有滤波整流与储能作用.二极管:具有稳压与单
电容分相电动机自动换向运转电路 篇3
在工业生产的许多场合，都要求电动机的转动能定时自动地换向，附图是电容分相电动 机定时正／反转自动控制电路。
工作时，先合上自动空气开关QA，电动机M得电正转。变压器T的初级绕组得电， 正转指示灯H1点亮。由三端集成稳压器AN7818输出直流18V电压，通过电位器RP1、电阻R1向电解电容器C3充电，由单结晶体管V1组成的延时电路开始记时。当C3上的电压达到V1的峰点电压时，V1导通，在电阻R3上产生一脉冲电压，此电压加到可控硅V2的G极和K极，V2被触发导通，继电器K得电吸合，电动机M反转。正转指示灯H1熄灭，反转指示灯H2点亮。这时K的常开触点K-5也闭合，把C3短路，令V1组成的延时电路停止记时。与此同时，因V2导通时正向压降很小(约0.4V)，所以A点电位接近0V，相当于接通了由单结晶体管V3组成的另一个延时电路，直流18V电压通过电位器RP2、电阻R6对电解电容C5开始充电。同样，当C5上的电压达到V3的峰点电压时，R5上产生一脉冲电压，加到V2的A极和K极两端，使V2关断，K失电释放，M又开始正转。K-5又恢复为常开状态，这样V1组成的延时电路又开始记时，电路重复上述工作过程，M的运转就随时间自动定时换向。
附图中，V2为小型单向可控硅BT151型(1A400V)塑封式。两只充电电容器C3和C5应选用优质的钽电解电容器，以减小漏电流和保证记时准确。变压器T功率为10W左右，调整RP1和RP2的阻值，可分别改变电动机正转和反转时间(范围约在8分钟内)，如欲延长正转和反转的时间，可适当增大RP1、RP2的阻值或C3、C5的容量。本电路可控制电动机的最大功率为120W。■
电容测量电路 篇4
电容式传感器的电容变化量往往很小, 许多情况下, 输出电容仅有几十个或几百个飞法 ( 1 f F =10－ 15F) 大小［3］, 因而对电容式传感器输出电容特别是输出微小电容的测量始终是一个重要的研究课题。
传统上采用的充/放电电容测量电路、AC电桥电容测量电路、交流锁相放大电容测量电路、基于V / T变换的电容测量电路、基于混沌理论的恒流式混沌测量电路、基于电荷放大原理的电容测量电路等分立式解决方案共同缺点是脉动噪声大, 需使用滤波器及考虑相位补偿, 难以达到高的精度要求, 电路结构相对复杂, 不易集成, 成本也较高［3，4］。
本文提出的基于电容数字转换技术的微小电容测量电路解决了从电容信号到数字信号直接转换的信号处理难题, 具有分辨率高、精度高、响应快速、外部电路结构简单、易于集成、稳定性好、成本低等特点, 彻底弥补了分立式解决方案的不足, 不但缩短了产品开发周期, 更进一步为电容式传感器赢得了优势。
1 硬件设计
硬件总体框架如图l所示, 主要有电容式传感器 ( 被测电容) 、电容数字转换器、微处理器、电源管理电路、接口电路5 个主要组成部分。
1. 1 电容数字转换器AD7746
AD7746［5］是ADI公司推出的24 位、低功耗、双通道电容数字转换器 ( CDC) , 是业界最高精度解决方案［6］。主要特性有:
( 1) 精度。4 f F ( 芯片测量结果与真实值有一个固定的偏差, 这个偏差在 ± 4 f F内) 。
( 2) 分辨率。4 a F ( 芯片可以将两个相差4 a F的电容分辨出来) 。
( 3) 线性度。0. 01% 。
(4) 电容输入范围。-4.096~+4.096 p F。
(5) 可接受共模电容。最大17 p F。
( 6) 更新速率。10 ~ 90 Hz。
( 7) 供电电压范围。2. 7 ~ 5. 25 V。
( 8) 额定温度范围。 - 40 ~ + 125℃。
(9) 接口。双线式串行接口 (兼容I2C) 。
(10) 封装。16引脚TSSOP。
被测电容可以直接连接到AD7746的电容输入通道, 芯片通过内部的激励源持续对被测电容提供高频激励, 二阶∑~△调制器不断对被测电容进行电荷采样, 经过三阶数字滤波器直接输出24位测量结果 (Data) [7]。单端输入方式下, 被测电容, 其中十六进制应转化为十进制计算。
1. 2 微处理器MSP430F149
MSP430F149［8，9］是TI公司生产的16 位、低功耗微处理器, 具有丰富的片内资源和方便高效的开发环境, 已广泛应用于便携式仪器仪表中［10—12］。它从中断请求到CPU唤醒仅仅需要6 μs。在开发时, 不需要仿真器和编程器, 利用片内的JTAG接口与PC机和JTAG调试器连接即可。供电电压范围为1. 8 ~ 3. 3 V。
1. 3 电源管理电路和接口电路
电源采用3 V的纽扣锂电池对测量电路进行供电, 微处理器MSP430F149 的串口通过FT232［13］与计算机的USB接口相连。
2 软件设计
软件流程图如图3 所示。
电路上电后, MSP430F149 进行初始化并启动I2C总线, I2C总线应答 ( Ack) 后初始化AD7746 并进行参数设置和寄存器地址配置, 然后AD7746 开始数据采集。在电容数字转换完成后, 输出的24 位测量结果存储在CAP_DATA_H、CAP_DATA_M、CAP_DATA_L三个寄存器中 ( 分别存储测量结果的高、中、低字节) 并在其RDY引脚 ( 2 引脚) 上产生一个下降沿信号, 用于触发MSP430F149 的外部中断, MSP430F149 在中断允许的情况下, CPU响应中断, 并在中断服务子程序中通过I2C总线读取相应的结果并清零寄存器和转换测量通道, 最后通过串口 ( UART) 上传数据至PC。
3 测试结果
为验证电路性能, 使用2 块铜箔制作平行板电容器, 分别改变平行板电容器极板间距和极板正对面积, 与理论值进行比较。
在噪声随机且满足正态分布的条件下, AD7746有效分辨率最高21 位 ( 电容数字转换完成后输出的24 位测量结果中至少有3 位是随机的) , 峰峰 ( P-P) 分辨率 ( 输出的24 位测量结果中的稳定位数) 与有效分辨率满足如下关系:
有效分辨率- 2. 7 = 峰峰分辨率。
随着电容数字转换时间的不同, 有效分辨率和峰峰分辨率的理论值也不同。在电容数字转换时间为109. 6 ms时, 峰峰分辨率的理论值为18. 2 位, 实际测试中得到的峰峰分辨率为16 位, 0. 1 f F 。
由于18. 2 位为理想条件 ( 噪声随机且满足正态分布) 下的计算结果, 可以认为2 位的损失在正常范围内。
平行板电容器计算公式:, 式中, ε 为介电常数, ε = ε0εr, 其中 ε0为真空介电常数 ( ε0=8. 854 2 × 10－12F·m－1) , εr为相对介电常数 ( 空气中 εr= 1. 000 5 ) ; S为极板正对面积; d为极板间距。
当S = 0. 004 225 m2时, 改变d的大小。由于当S一定时, d与C为反比例函数关系, 函数值在自变量的初期有较大的变化, 当d [1, 2]时, 以1 mm为步进; 当d ( 2, 50]时, 以1 cm为步进。测量结果如图4 所示 ( d的每个取值点测量十次, 求平均值) 。
当d = 0. 05 m时, 改变S的大小。S分别选取0. 01 m2、0. 012 1 m2、0. 014 4 m2、0. 016 9 m2、0. 019 6 m2、0. 022 5 m2。测量结果如图5 所示 ( S的每个取值点测量十次, 求平均值) 。
测试结果说明: 当S一定d改变和d一定S改变时, 测量值与理论值有一定的偏差, 由于平行板电容器作为输入时本身并不稳定, AD7746 也存在4 f F的测量误差, 且测量值利用最小二乘支持向量机 ( LS-SVM) ［14，15］进行非线性回归后, 与理论值曲线趋势基本保持一致, 可以认为误差并不取决于测量电路本身。实际应用中, 电容式传感器输出的电容是被测量的反映, 因此分辨率的大小得到更多的关注, 测量电路0. 1 f F的分辨率可以满足绝大部分测量的分辨率要求。
4 结论
电容测量电路 篇5
知识改变命运，学习成就未来
演示甲图，电键分别接到交、直流电源上，引导学生观察两次灯的亮度（灯的亮度相同。说明电阻对交流和直流的阻碍作用相同。）
演示乙图，电键分别接到交、直流电源上，引导学生观察两次灯的亮度（电键接到直流上，亮度不变；接到交流上时，灯泡亮度变暗。说明线圈对直流电和交变电流的阻碍作用不同。）
线圈对直流电的阻碍作用只是电阻；而对交变电流的阻碍作用除了电阻之外，还有电感。问题1：为什么会产生这种现象呢？
答：由电磁感应的知识可知，当线圈中通过交变电流时，产生自感电动势，阻碍电流的变化。问题2：电感对交变电流阻碍作用的大小，用感抗来表示。感抗的大小与哪些因素有关？请同学们阅读教材后回答。
答：感抗决定于线圈的自感系数和交变电流的频率。线圈的自感系数越大，自感作用就越大，感抗就越大；交变电流的频率越高，电流变化越快，自感作用越大，感抗越大。
线圈在电子技术中有广泛应用，有两种扼流圈就是利用电感对交变电流的阻碍作用制成的。出示扼流圈，并介绍其构造和作用。（1）低频扼流圈
构造：线圈绕在闭合铁芯上，匝数多，自感系数很大。
作用：对低频交变电流有很大的阻碍作用。即“通直流、阻交流”。（2）高频扼流圈
构造：线圈绕在铁氧体芯上，线圈匝数少，自感系数小。
作用：对低频交变电流阻碍小，对高频交变电流阻碍大。即“通低频、阻高频”。
2、交变电流能够通过电容器
演示：电容对交、直流的影响。实验电路如图所示：
开关S分别接到直流电源和交变电流源上，观察现象（接通直流电源，灯泡不亮；接通交变电流源，灯泡亮了说明了直流电不能够通过电容器，交变电流能够“通过”电容器。）
电容器的两极板间是绝缘介质，为什么交变电流能够通过呢？用CAI课件展示电容器接欢迎各位老师踊跃投稿，稿酬丰厚 邮箱：zxjkw@163.com
知识改变命运，学习成就未来
到交变电流源上，充、放电的动态过程。强调自由电荷并没有通过电容器两极板间的绝缘介质，只是当电源电压升高时电容器充电，电荷向电容器的极板上集聚，形成充电电流；当电源电压降低时电容器放电，电荷从电容器的极板上放出，形成放电电流。电容器交替进行充电和放电，电路中就有了电流，表现为交流通过了电容器。
3、电容器对交变电流的阻碍作用
演示：电容器对交变电流的影响：将刚才实验电路中“1000 μF，15 V”的电容器去掉，观察灯泡的亮度，说明了什么道理？
答：灯泡的亮度变亮了。说明电容器对交变电流也有阻碍作用。（的确是这样。物理上用容抗来表示电容器对交变电流阻碍作用的大小。）
问题2：容抗跟哪些因素有关呢？请同学们阅读教材后回答。
答：容抗决定于电容器电容的大小和交变电流的频率。电容越大，在同样电压下电容器容纳电荷越多，因此充放电的电流越大，容抗就越小；交变电流的频率越高，充放电进行得越快，充放电电流越大，容抗越小。即电容器的电容越大，交变电流频率越高，容抗越小。
电容器具有“通交流、隔直流”“通高频、阻低频”的特点。
4、课堂总结、点评
本节课主要学习了以下几个问题：
1、由于电感线圈中通过交变电流时产生自感电动势，阻碍电流变化，对交变电流有阻碍作用。电感对交变电流阻碍作用大小用感抗来表示。线圈自感系数越大，交变电流的频率越高，感抗越大，即线圈有“通直流、阻交流”或“通低频，阻高频”特征。
2、交变电流“通过”电容器过程，就是电容器充放电过程。由于电容器极板上积累电荷反抗自由电荷做定向移动，电容器对交变电流有阻碍作用。用容抗表示阻碍作用的大小。电容器的电容越大，交流的频率越高，容抗越小。故电容器在电路中有“通交流、隔直流”或“通高频、阻低频”特征。
5、实例探究
电感对交变电流的影响
【例1】如图所示电路中，L为电感线圈，R为灯泡，电流表内
RAVL阻为零。电压表内阻无限大，交流电源的电压u=2202sin10
uπt V。若保持电压的有效值不变，只将电源频率改为25Hz，下列说法中正确的是（）
欢迎各位老师踊跃投稿，稿酬丰厚 邮箱：zxjkw@163.com
知识改变命运，学习成就未来
1.电流表示数增大 B.电压表示数减小 C.灯泡变暗 D.灯泡变亮 电感和电容对交变电流的影响
例
2、图所示是电视机电源部分的滤波装置，当输入端输入含有直流成分、交流低频成分的电流后，能在输出端得到较稳定的直流电，试分析其工作原理及各电容和电感的作用。
L输入C1C2输出
6、巩固练习
1、关于低频扼流圈，下列说法正确的是
A.这种线圈的自感系数很小，对直流有很大的阻碍作用 B.这种线圈的自感系数很大，对低频电流有很大的阻碍作用
C.这种线圈的自感系数很大，对高频交流的阻碍作用比低频交流的阻碍作用更大 D.这种线圈的自感系数很小，对高频交流的阻碍作用很大而对低频交流的阻碍作用很小
2、在图所示电路中，u是有效值为200 V的交流电源，C是电容器，R是电阻。关于交流电压表的示数，下列说法正确的是（）A.等于220 V B.大于220 V
D.等于零
uRVCC.小于220 V
3、在图所示的电路中，a、b两端连接的交流电源既含高频交流，又含低频交流；L是一个25 mH的高频扼流圈，C是一个100 pF的电容器，R是负载电阻，下列说法中正确的是（）
LA.L的作用是“通低频，阻高频” B.C的作用是“通交流，隔直流” C.C的作用是“通高频，阻低频”
aCbRD.通过R的电流中，低频电流所占的百分比远远大于高频交流所占的百分比
电容测量电路 篇6
摘要：基于0.5μmCMOS工艺设计并制备了一种应用于红外焦平面读出电路的多层堆叠（stack）电容结构，测试结果表明，相比单一形式电容，stack电容的单位面积值增大两倍以上，因而能够有效地提升红外焦平面读出电路的电荷存储能力。此外，本文还为设计的多层stack电容建立了一套描述其电学特性的SPICE模型，模型均方根误差在2%以内，因此可以准确描述stack电容的电学特性，满足了红外焦平面读出电路的仿真设计要求。
关键词：红外焦平面读出电路；stack电容；SPICE模型；BSIM3V3模型；边缘效应
中图分类号：TN215文献标识码：A文章编号：1673-5048（2014）04-0049-05
0引言
红外焦平面阵列（InfraredFocalPlaneArray，IRFPA）是一种高性能的红外固体图像传感器，也是红外成像技术中获取红外图像信号的核心光电器件。它主要由红外探测器阵列和读出电路（ReadoutCircuit，ROIC）阵列组成[1-4]，其工作性能不仅与探测器性能，如量子效率、光谱响应、噪声谱、均匀性等有关，还与信号的输出性能，如电路输入级的电荷存储、均匀性、线性度、噪声谱、注入效率，读出电路中的电荷转移效率、电荷处理能力、串扰等有关。对于许多成熟的红外焦平面探测器技术来说，目前限制红外焦平面阵列性能的不再是红外探测器阵列，而是红外焦平面阵列中的读出电路部分。红外焦平面读出电路中的积分电容则体现了电路存储电荷的能力，积分电容容量的增加能够有效提升焦平面阵列的电荷处理能力，进而提升红外焦平面的动态范围、信噪比以及灵敏度，提高图像信号的质量。
与当前红外读出电路大多采用的单层MOS电容相比，采用多层stack电容的较少，目前报道的采用的stack电容多为两层或者三层[5-7]。多层stack电容采用纵向“堆叠”的工艺，能够在有限的空间内有效增大红外读出电路的积分电容容量，很好地平衡电容容量和占用面积的关系。
SPICE（SimulationProgramwithIntegratedCircuitEmphasis）模型是工艺代工厂和电路设计者之间的桥梁，很多研究机构以及EDA供应商在SPICE模型的研究上投入了大量的精力。然而，到目前为止还没有出现能够描述stack电容电学特性的SPICE模型。
本文基于0.5μmCMOS工艺设计了一种应用于红外焦平面读出电路的多层stack电容，该电容采用四层纵向“堆叠”工艺，可以在更小的空间内获得更大的电容容量，并为该电容建立了一套描述电容特性的SPICE模型。
1stack电容的结构设计
图1为设计的多层stack电容示意图，最下层为MOS电容，在MOS电容的栅氧化层上方形成一层PIP（Poly-Insulator-Poly）电容，在A2层与A3层之间形成一层MIM（Metal-Insulator-Metal）电容（记为MIM1电容），A3层与A4层之间形成另一层MIM电容（记为MIM2电容）。MIM1电容、MIM2电容、PIP电容以及MOS电容为并联关系。
由图2可以看出，stack电容在其MOS电容处于反型区时的电容值为5.5pF，处于积累区的电容值为7.6pF；且处于积累区的stack电容值随着偏置电压变化的幅度更小。
由图2所还可以看出，占用面积同为32μm×32μm，stack电容能获得7.6pF的电容容量，而MOS电容、MIM电容、PIP电容分别为2.5pF，2.1pF，1.7pF，stack电容的容量较其他单一形式电容增大两倍以上。可见，作为红外焦平面读出电路的积分电容，所制备的stack电容在较小的空间内能够保证更大的电容容量，较之MOS电容、MIM电容、PIP电容等单一形式电容有明显的优势。
2stack电容的SPICE模型建模
stack电容SPICE模型的建模思路如图3所示，分别对MOS电容、MIM电容、PIP电容建立SPICE模型。
2.1MOS电容的SPICE模型
设计中，MOS电容模型应用BSIM3V3模型[8-11]，该SPICE模型的示意图如图4所示。
在极板面的线度与极板之间距离相近时，在平板电容的边缘处由于电极形状的限制，电场线从极板间区域扩展到外部空间[12-13]。如图6所示，电场线由平行线变为呈开口状分布，式（12）无法适用于边缘处的电容。
3结论
本文基于0.5μmCMOS工艺设计并制备了一种适用于红外读出电路的多层stack电容，该电容能够在有限的空间内有效增加积分电容容量，从而有效提升红外读出电路存储电荷的能力；将stack电容视为MOS电容、MIM电容、PIP电容的并联，进而得出了stack电容精确的SPICE模型。经验证，该模型的均方根误差均在2%之内，具有很高的精确度，可以准确描述stack电容的电学特性，满足红外读出电路的仿真设计。endprint
摘要：基于0.5μmCMOS工艺设计并制备了一种应用于红外焦平面读出电路的多层堆叠（stack）电容结构，测试结果表明，相比单一形式电容，stack电容的单位面积值增大两倍以上，因而能够有效地提升红外焦平面读出电路的电荷存储能力。此外，本文还为设计的多层stack电容建立了一套描述其电学特性的SPICE模型，模型均方根误差在2%以内，因此可以准确描述stack电容的电学特性，满足了红外焦平面读出电路的仿真设计要求。
关键词：红外焦平面读出电路；stack电容；SPICE模型；BSIM3V3模型；边缘效应
中图分类号：TN215文献标识码：A文章编号：1673-5048（2014）04-0049-05
0引言
红外焦平面阵列（InfraredFocalPlaneArray，IRFPA）是一种高性能的红外固体图像传感器，也是红外成像技术中获取红外图像信号的核心光电器件。它主要由红外探测器阵列和读出电路（ReadoutCircuit，ROIC）阵列组成[1-4]，其工作性能不仅与探测器性能，如量子效率、光谱响应、噪声谱、均匀性等有关，还与信号的输出性能，如电路输入级的电荷存储、均匀性、线性度、噪声谱、注入效率，读出电路中的电荷转移效率、电荷处理能力、串扰等有关。对于许多成熟的红外焦平面探测器技术来说，目前限制红外焦平面阵列性能的不再是红外探测器阵列，而是红外焦平面阵列中的读出电路部分。红外焦平面读出电路中的积分电容则体现了电路存储电荷的能力，积分电容容量的增加能够有效提升焦平面阵列的电荷处理能力，进而提升红外焦平面的动态范围、信噪比以及灵敏度，提高图像信号的质量。
与当前红外读出电路大多采用的单层MOS电容相比，采用多层stack电容的较少，目前报道的采用的stack电容多为两层或者三层[5-7]。多层stack电容采用纵向“堆叠”的工艺，能够在有限的空间内有效增大红外读出电路的积分电容容量，很好地平衡电容容量和占用面积的关系。
SPICE（SimulationProgramwithIntegratedCircuitEmphasis）模型是工艺代工厂和电路设计者之间的桥梁，很多研究机构以及EDA供应商在SPICE模型的研究上投入了大量的精力。然而，到目前为止还没有出现能够描述stack电容电学特性的SPICE模型。
本文基于0.5μmCMOS工艺设计了一种应用于红外焦平面读出电路的多层stack电容，该电容采用四层纵向“堆叠”工艺，可以在更小的空间内获得更大的电容容量，并为该电容建立了一套描述电容特性的SPICE模型。
1stack电容的结构设计
图1为设计的多层stack电容示意图，最下层为MOS电容，在MOS电容的栅氧化层上方形成一层PIP（Poly-Insulator-Poly）电容，在A2层与A3层之间形成一层MIM（Metal-Insulator-Metal）电容（记为MIM1电容），A3层与A4层之间形成另一层MIM电容（记为MIM2电容）。MIM1电容、MIM2电容、PIP电容以及MOS电容为并联关系。
由图2可以看出，stack电容在其MOS电容处于反型区时的电容值为5.5pF，处于积累区的电容值为7.6pF；且处于积累区的stack电容值随着偏置电压变化的幅度更小。
由图2所还可以看出，占用面积同为32μm×32μm，stack电容能获得7.6pF的电容容量，而MOS电容、MIM电容、PIP电容分别为2.5pF，2.1pF，1.7pF，stack电容的容量较其他单一形式电容增大两倍以上。可见，作为红外焦平面读出电路的积分电容，所制备的stack电容在较小的空间内能够保证更大的电容容量，较之MOS电容、MIM电容、PIP电容等单一形式电容有明显的优势。
2stack电容的SPICE模型建模
stack电容SPICE模型的建模思路如图3所示，分别对MOS电容、MIM电容、PIP电容建立SPICE模型。
2.1MOS电容的SPICE模型
设计中，MOS电容模型应用BSIM3V3模型[8-11]，该SPICE模型的示意图如图4所示。
在极板面的线度与极板之间距离相近时，在平板电容的边缘处由于电极形状的限制，电场线从极板间区域扩展到外部空间[12-13]。如图6所示，电场线由平行线变为呈开口状分布，式（12）无法适用于边缘处的电容。
3结论
本文基于0.5μmCMOS工艺设计并制备了一种适用于红外读出电路的多层stack电容，该电容能够在有限的空间内有效增加积分电容容量，从而有效提升红外读出电路存储电荷的能力；将stack电容视为MOS电容、MIM电容、PIP电容的并联，进而得出了stack电容精确的SPICE模型。经验证，该模型的均方根误差均在2%之内，具有很高的精确度，可以准确描述stack电容的电学特性，满足红外读出电路的仿真设计。endprint
摘要：基于0.5μmCMOS工艺设计并制备了一种应用于红外焦平面读出电路的多层堆叠（stack）电容结构，测试结果表明，相比单一形式电容，stack电容的单位面积值增大两倍以上，因而能够有效地提升红外焦平面读出电路的电荷存储能力。此外，本文还为设计的多层stack电容建立了一套描述其电学特性的SPICE模型，模型均方根误差在2%以内，因此可以准确描述stack电容的电学特性，满足了红外焦平面读出电路的仿真设计要求。
关键词：红外焦平面读出电路；stack电容；SPICE模型；BSIM3V3模型；边缘效应
中图分类号：TN215文献标识码：A文章编号：1673-5048（2014）04-0049-05
0引言
红外焦平面阵列（InfraredFocalPlaneArray，IRFPA）是一种高性能的红外固体图像传感器，也是红外成像技术中获取红外图像信号的核心光电器件。它主要由红外探测器阵列和读出电路（ReadoutCircuit，ROIC）阵列组成[1-4]，其工作性能不仅与探测器性能，如量子效率、光谱响应、噪声谱、均匀性等有关，还与信号的输出性能，如电路输入级的电荷存储、均匀性、线性度、噪声谱、注入效率，读出电路中的电荷转移效率、电荷处理能力、串扰等有关。对于许多成熟的红外焦平面探测器技术来说，目前限制红外焦平面阵列性能的不再是红外探测器阵列，而是红外焦平面阵列中的读出电路部分。红外焦平面读出电路中的积分电容则体现了电路存储电荷的能力，积分电容容量的增加能够有效提升焦平面阵列的电荷处理能力，进而提升红外焦平面的动态范围、信噪比以及灵敏度，提高图像信号的质量。
与当前红外读出电路大多采用的单层MOS电容相比，采用多层stack电容的较少，目前报道的采用的stack电容多为两层或者三层[5-7]。多层stack电容采用纵向“堆叠”的工艺，能够在有限的空间内有效增大红外读出电路的积分电容容量，很好地平衡电容容量和占用面积的关系。
SPICE（SimulationProgramwithIntegratedCircuitEmphasis）模型是工艺代工厂和电路设计者之间的桥梁，很多研究机构以及EDA供应商在SPICE模型的研究上投入了大量的精力。然而，到目前为止还没有出现能够描述stack电容电学特性的SPICE模型。
本文基于0.5μmCMOS工艺设计了一种应用于红外焦平面读出电路的多层stack电容，该电容采用四层纵向“堆叠”工艺，可以在更小的空间内获得更大的电容容量，并为该电容建立了一套描述电容特性的SPICE模型。
1stack电容的结构设计
图1为设计的多层stack电容示意图，最下层为MOS电容，在MOS电容的栅氧化层上方形成一层PIP（Poly-Insulator-Poly）电容，在A2层与A3层之间形成一层MIM（Metal-Insulator-Metal）电容（记为MIM1电容），A3层与A4层之间形成另一层MIM电容（记为MIM2电容）。MIM1电容、MIM2电容、PIP电容以及MOS电容为并联关系。
由图2可以看出，stack电容在其MOS电容处于反型区时的电容值为5.5pF，处于积累区的电容值为7.6pF；且处于积累区的stack电容值随着偏置电压变化的幅度更小。
由图2所还可以看出，占用面积同为32μm×32μm，stack电容能获得7.6pF的电容容量，而MOS电容、MIM电容、PIP电容分别为2.5pF，2.1pF，1.7pF，stack电容的容量较其他单一形式电容增大两倍以上。可见，作为红外焦平面读出电路的积分电容，所制备的stack电容在较小的空间内能够保证更大的电容容量，较之MOS电容、MIM电容、PIP电容等单一形式电容有明显的优势。
2stack电容的SPICE模型建模
stack电容SPICE模型的建模思路如图3所示，分别对MOS电容、MIM电容、PIP电容建立SPICE模型。
2.1MOS电容的SPICE模型
设计中，MOS电容模型应用BSIM3V3模型[8-11]，该SPICE模型的示意图如图4所示。
在极板面的线度与极板之间距离相近时，在平板电容的边缘处由于电极形状的限制，电场线从极板间区域扩展到外部空间[12-13]。如图6所示，电场线由平行线变为呈开口状分布，式（12）无法适用于边缘处的电容。
3结论
电容测量电路 篇7
数控激光切割机在工作过程中会遇到钢板高低不平的情况,为了防止割枪(也称割炬)与钢板产生碰撞损坏割枪,以及保持割枪与钢板的距离稳定不变,以得到较好的切割质量,需要使用自动调高器来控制割枪高度[1]。激光调高器通过测量割枪内层的金属部分与钢板间形成的微电容来判断割枪的高度,实时与高度设定值进行比较,从而控制割枪高度保持恒定。由于实际的等效电容仅为p F级别,普通的电容测量电路的分辨率无法满足实际要求。另外,调高器系统需要快速采集当前电容值并实时进行处理,所以这种电容测量需要很高的实时性。而目前较为成熟的一些应用于电容触摸屏的微电容测量芯片处理速度需要几十甚至几百毫秒,无法满足实时性的要求。因此,需要设计一种微电容测量电路,要求该电路具备分辨率和灵敏度高、温度漂移低、电路处理速度快以及电路简单、易于集成等特点。
本电路采用将电容量直接转化为方波频率数字量的方法,使用两个相同的多谐振荡器电路产生方波,然后对两个方波进行差频操作,得到的方波进行倍频后得到最后的输出频率。
1 方波发生环节
方波发生环节的核心为多谐振荡器电路,本电路使用的核心器件为555定时器。555定时器的优点是成本低、性能可靠、在组成多谐振荡器时所需外接电阻和电容数量少[2]。
555定时器内部包括由三个相同阻值的电阻组成的分压器、两个电压比较器、一个基本RS触发器、一个放电管和一个缓冲器[3]。分压器对电源电压Vcc进行分压,得到的两个电压2 Vcc/3和Vcc/3分别作为两个比较器的比较电压。比较器将THRES和TRIG脚输入电压分别与两个比较电压比较,得到的输出电压控制RS触发器的状态,通过缓冲器输出,同时控制放电管的导通和截止。
本电路中555定时器工作在多谐振荡器模式(如图1所示),THRES和TRIG脚短接,其输入电压值即为电容C两端的电压值。电源接通后,电源通过RA和RB给电容C充电,使电容C两端电压值上升,当电压值达到2 Vcc/3后,RS触发器复位,输出变为低电平,同时放电管导通。此时电容C开始通过RB、DISCH脚、内部放电管、GND脚的路径放电,两端电压值下降。当电压值达到Vcc/3后,RS触发器置位,输出变为高电平,同时放电管截止。此时电容C重新开始充电,如此循环往复,输出端就可以得到一个周期性方波。
由于电容C充电时的路径为RA、RB和C,因此电容C两端电压从Vcc/3上升到2 Vcc/3所需时间为:
而电容C放电时的路径为RB和C,因此电容C两端电压从2Vcc/3下降到Vcc/3所需时间为:
从而输出的方波周期为:
由此,可得频率为:
2 差频环节
用单个555芯片构成的多谐振荡器虽然能够产生方波,但当被测电容较小时,电路的分辨率不高。并且外界温度变化时,外围电路的温度漂移会导致输出频率随温度发生变化。因此需要对电路进行改进。
针对以上问题,采用差频的方法对电路进行改进。即使用两个相同的多谐振荡器电路产生相近的频率,其中一个多谐振荡器的对固定参考电容进行测量,另一个多谐振荡器对被测电容进行测量。再对两个频率做差。由于两个多谐振荡器电路所处的环境相同,因此两个电路由温度变化导致的输出频率变化也完全相同,这时对两个输出频率做差即可消除输出结果中的干扰。另外,由于差频环节不改变被测电容引起的输出频率变化量,而减小了输出频率的绝对值,相当于提高了测量电路的灵敏度。
为了最大程度上保证两个多谐振荡器电路环境相同,改用556芯片代替555。556芯片实际上就是两个555定时器集成在了同一个芯片上。而固定参考电容的具体值可由被测电容的实际值确定,即选择接近被测电容的电容值,但应使被测电容产生的频率值略大于参考电容产生的频率值,在差频环节中相当于用被测电容产生的频率减去参考电容产生的频率作为最终输出。实际操作中可设置多个参考电容,并通过旋钮或拨码开关选择档位。
差频环节由CD4013芯片实现[4]。CD4013包含两个相互独立的D触发器。D触发器具有数据输入(1D)、时钟输入(1CP)和原码输出端(1Q)[5]。在时钟输入信号达到上升沿时,触发器将数据输入信号的逻辑电平传送到原码输出端(1Q)。
在本电路中,被测电容产生的方波从数据输入端1D输入,参考电容产生的方波从时钟输入端1CP输入,原码输出端1Q输出的波形频率即为1D输入的波形频率减去1CP输入的波形频率。
下面分析实现差频环节的原理。记数据输入端方波为VD,其频率、周期为fD、TD,时钟输入端方波为VCP,其频率、周期为fCP、TCP,输出端方波为VQ,其频率、周期为fQ、TQ。由电路设定可知TCP>TD,定义两个周期之差为ΔT,即:
首先考虑在理想情况下的分析(如图2所示),假设VD和VCP占空比均为50%,TD为ΔT的整数倍,设倍数为整数n,即
并设在t0时刻VD和VCP同时达到上升沿,此时VQ应输出低电平,在t0+TCP时刻,VCP再次达到上升沿,但VD上升沿要先于VCP出现,因此此时VD为高电平,VQ输出变为高电平。
在时刻,由可知VD恰好比VCP超前半个周期。若n为偶数,则此时VCP达到上升沿,同时VD达到下降沿。因此在时刻,VCP达到上升沿,VD为低电平,VQ输出变为低电平。若n为奇数,则在时刻VCP达到下降沿,VD达到上升沿,在时刻,VCP达到上升沿,VD已经变为低电平,因此VQ输出变为低电平。
在t0+n TCP时刻,VD比VCP超前一个周期,再一次同时达到上升沿,因此在t0+(n+1)TCP时刻,VQ输出再次变为高电平。由此可知,VQ的周期为:
即:
因此有:
(上图n为偶数,下图n为奇数)
一般地,若VD和VCP占空比不为50%,则时刻的分析不同,即VQ由高电平变为低电平的时刻会产生变化,但对VQ的周期没有影响。另外,若VD和VCP没有同为上升沿的时刻,可取VQ上升沿之前的第一个VCP上升沿时刻为t0时刻,则对VQ的分析与上文类似。
在非理想情况下,TD不为ΔT的整数倍。仍然假设在t0时刻VD和VCP同时达到上升沿,取一个足够长的时间段T,则在t0时刻到t0+T时刻的这段时间内,VCP出现了T/TCP个上升沿,VD出现了T/TD个上升沿,因此VD比VCP超前了T/TD-T/TCP个周期。与上文的分析类似,可知VQ出现了T/TD-T/TCP个上升沿。只要T足够大,使得不大于TQ的误差相对于T来说可以忽略,则可近似认为VQ的频率为:
3 倍频环节
为了进一步提高测量电路的分辨率,在差频环节之后使用倍频环节。倍频环节放大输出频率值的同时,也放大了被测电容值变化引起的输出频率变化量,从而达到提高分辨率的效果。
倍频环节采用锁相环CD4046、计数器CD4040来实现。
CD4046是一种CMOS微小功率锁相环芯片。基本的锁相环系统由三部分组成:相位比较器、低通滤波器(LPF)和压控振荡器(VCO),三部分连接在一起组成一个闭环频率反馈系统[6]。芯片的输入信号和压控振荡器输出的反馈信号输入相位比较器,相位比较器对这两个信号的相位和频率进行比较,产生一个正比于这两个信号的相位和频率差的误差电压。这个误差电压经过低通滤波器滤波之后输入到压控振荡器的控制输入端,并控制压控振荡器的输出频率变化。由于是负反馈系统,控制输入端的输入信号的变化方向可以减少压控整荡器输出频率和芯片输入信号频率之间的频率差。当两个频率足够接近之后,锁相环的闭环性质迫使压控振荡器的输出频率与芯片输入信号锁定,即两个频率完全相同。
在本电路中,为了实现倍频的功能,将压控振荡器的输出信号经过分频器进行分频后再作为反馈信号输入相位比较器,这样在锁相环锁定之后,芯片输入信号将与分频后的信号频率相等,此时压控振荡器的输出即为分频前的信号,相当于由芯片输入信号倍频得到的信号[7]。
本电路中的分频部分由计数器CD4040实现,CD4040是一种CMOS 12级纹波进位二进制计数器。计数器CD4040的基本功能是对输入信号的脉冲数进行计数,同时用以12位二进制数的形式将结果输出[8]。而如果只取其中一位输出,就可以得到与输入方波频率相关的方波。例如取最低位输出,得到的将是频率与输入方波完全相同的方波,而取第二位时,由于最低位每计数两次进位一次,因此频率为其一半。依此类推,第n位输出的方波频率为输入方波的1/2n-1,即实现了2n-1分频。
4 结束语
在556芯片组成的两个多谐振荡器电路中,记被测电容和参考电容分别为C和C1,计数器CD4040的分频倍数设置为n倍,则电路最终输出的频率值f与被测电容C的关系为:
完整的电路原理如图3所示。
在实测电路中,设置RA和RB分别为10 kΩ和30 kΩ,倍频环节倍数为64倍,对数控切割机的割枪与钢板间的电容进行测量。当割枪高度为0.2 mm时输出波形如图4所示,割枪高度从0.1mm移动到10 mm过程中输出频率值曲线如图5所示。枪头高度每增加0.1 mm,输出频率值增加至少40 Hz,因此可以成功地对高度进行分辨。
本电路中所有芯片的延迟时间均不足1μs,因此电路响应速度较快,可达微秒级。
经过理论分析和实际电路验证,本电路能够成功测量微电容的电容值,在数控切割机电容调高器系统中的高度分辨率小于0.1 mm,符合设计要求。
参考文献
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[2]文华兵,陈常婷,刘频.基于NE555方波脉冲发生器的设计及应用[J].现代电子技术,2014,38(11):138-139.
[3]Texas Instruments.XX555 Precision Timers[EB/OL].http://www.ti.com.cn/cn/lit/ds/symlink/ne555.pdf,2014-09-15.
[4]程坤,黄庆安,秦明,等.一种简单实用的差频方法原理研究及应用[J].电子器件,2006,29(2):473-475.
[5]Texas Instruments.CD4013B Types[EB/OL].http://www.ti.com.cn/cn/lit/ds/symlink/cd4013b.pdf,2015-03-11.
[6]Texas Instruments.CD4046B Types[EB/OL].http://www.ti.com.cn/cn/lit/ds/symlink/cd4046b.pdf,2003-06-27.
[7]曾素琼.锁相环CD4046的应用设计及研究[J].电子质量,2012,33(1):72-75.
直流电路中含电容电路的求法 篇8
关键词：直流电路,电容电路,电阻,电压
在直流电路中，充电完毕后的电容器处于断路状态，这是我们解决含电容电路的前提。由于电容器充电完毕后处于断路状态，因此和电容器串联的电阻上由于电流为零而两端的电势相等，这样我们就可以用一无阻导线将该电阻替换掉，替换后会出现两种情况：
1. 如果能够很清楚地看出电容器是并联在哪个电阻两端或哪个电路两端，则电容器两端的电压就是这个电阻或者是这个电路两端的电压。
2.如果不能看出电容器是并联在哪个电阻或哪个电路两端，则用直流电路中各点电势的求法来确定电容器两端的电压。
3.利用Q=CU计算电容器所带的电量。
4.在求通过和电容器串联的电阻上的电量时，我们还需注意电容器极板上的带电性质有没有发生变化，如果没有发生变化，那么通过的电量是电容器始末带电量的差，如果发生了变化，则是电容器始末带电量的绝对值的和。
如何确定直流电路中各点电势关系呢？一般我们采取的办法是：
1.沿着电流的流向，电流每通过一个电阻R，电势降低i R。
2. 电流从电源负极流入而从正极流出时，电势升高E，降低ir。而从电源正极流入而从负极流出时，电势降低（E+ir)
3. 沿着电流的方向，前面一点的电势等于后面一点的电势加上升高的减去降低的。
例如：一电源的电动势为3伏，内阻为0.2欧，和一阻值为5欧的定值电阻串联构成的电路如图1所示，如规定B点的电势为零，电路中的电流强度为0.50安，则A、C两点的电势分别为多少伏？
分析：沿着电流的流向，相对来讲，B点是C前面的点，A点是B前面的点，由于B点接地，该点的电势为零。因此：
所以：ΦA=E-ir=3-0.5×0.2=2（伏）
例：在如图2所示的直流电路中，电源电动势为5V，内阻为0.5Ω，外电路的电阻为R1=R4=2Ω，R3=R2=6Ω，求电路中a、b两点的电势差Uab等于多少？
分析：根据串、并联电路的特点，外电路的总电阻为：
由全电路欧姆定律知，电路中的总电流为：
根据并联电路分流原理可知，通过a点和b点的电流均为1A。
当我们选择c点为电势参考点时，沿着电流的流向，a、b均为c点前面的点，所以ΦC=Φa-i R2=（Φa-6)
上述两式相减可得：Φa-Φb=4V且a点电势比b点电势高。
巩固与练习
1.如图3所示，U恒定，此时带电粒子P静止在平行板电容器之间，当K闭合时，带电粒子P:
A.向下加速运动
B.向上加速运动
C.保持静止
D.关于P的运动状态，以上说法都不正确
分析：R5是和电容器串联的定值电阻，在电容器充电完毕后，通过R5的电流为0，而两端电势相等，可用一根无阻导线替换，R2.R3.R4是并联关系，可以等效成一个电阻R，等效电路如图，从图上可以清楚地看出，电容器是并联在电阻R两端，因此：
当开关K闭合时，R变小，Uc变小，电容器内部的电场强度变小，带电粒子受到的电场力变小，带电将向下做匀加速运动。故选A
2.如图4所示的电路中，C1=3C2, R1=R2/3，当电路中的电流达到稳定状态后，下列判断哪些是正确的：
A.C1所带的电量是C2所带电量的3倍
B.C1和C2所带的电量相等
C.C1两端的电压是C2两端电压1/3倍
D.C1和C2两端的电压相等
分析：从图4上可以清楚地看出，电容器C1、C2分别并联在电阻R1.R2两端，它们两端的电压分别等于R1、R2两端的电压。U1=i R1U2=i R2=3IR1=3U1
故选BC
3. 在如图5所示的电路中，电源电动势为E，内阻为r，外电路电阻R1、R2、R3，电容器的电容为C，当开关K断开时，通过电阻R2的电量是多少？
分析：当开关闭合时，电容器C并联在电阻R2两端，上极板带正电，根据全电路欧姆定律知R2两端的电压为
当开关断开时，R3是和电容C串联的电阻，因为无电流通过而两端电势相等，可以用一根无阻导线替换掉，这样可以清楚的看到电容器C是并联在电阻R1两端，且下极板带正电，根据全电路欧姆定律知R1两端的电压为
半波整流电容滤波电路分析 篇9
1单相半波整流电路
电路如图1所示,为了问题的简化并突出重点,所有器件都认为是理 想器件。变压器副 边电压U2是正弦波。
当U2在正半周时,A点电位比B点高,二极管D加正向电压而导通,因为忽略了二极管正向导通压降,所以uo与u2完全相同,则,负载电压uo、二极管管压降ud、 流过负载的电流io和二极管的电流id为:
当U2在负半周时,A点电位比B点低,二极管D加反向电压而截止,则,负载电压uo、二极管管压降ud、 流过负载的电流io和二极管的电流id为:
通过积分计算不难算出负载上输出电压、电流为
输出电压的脉动系数 ( S) 定义为输出电压的基波最大值与输出直流电压平均值之比。则
S = = = 1. 57
如图2所示。
2电容滤波电路
实际生活中桥式整流滤波电路应用广泛,这里以它为例分析一下电容滤波电路。
如图3 ( a) 所示,不妨令电容初始电压为零,则当u2按正弦规律从零时刻上升时,D1、D3导通,电容开始充电,因为导线和二极管都是理想器件,所以,电容充电完全和u2一样按正弦规律上升,直至充到最大值U2。此后u2按正弦规律下降; 电容两端电压的变化要复杂得多, 主要由电容容量和负载电阻决定。如果负载电阻无穷大即负载开路,则电容两端电压将不减小一直保持U2,这是因为u2下降后,电容两端电压大于u2,D1、D2都截止, 电容上电量没有放电回路不会减少。如果负载电阻不是无穷大即带载状态,则电容将通过电阻放电,电容两端电压将减小,但具体按什么规律减小还要具体分析。因为u2按正弦规律下降,速度由零逐渐增大,而电容电压按指数规律下降,速度由大逐渐减小到零 ( 理论上要无穷长时间) ,两者总有速度相等的时刻。显然在此之前电容一直被u2充电,电压与u2相等 ( 如图3 ( b) bc段所示) ,此后D1、D2都将截止,电容电压按指数规律下降 ( 如图3 ( b) cd段所示) 。其中的d点是下一个充电周期的开始, 此时u2电压的绝对值又等于电容电压,且按正弦规律上升,电容又开始充电。如此反复,周而复始。图3 ( c) 是考虑电源内阻及二极管压降的情况下的电容电压波形, 阴影部分为整流电路内阻上的压降。
从图3 ( b) 可以看出,经滤波后的电容电压不仅变得比较平滑且平均值也得到提高。电容放电时按指数规律变化,放电快慢由放电时间常数RLC决定,RLC越大放电越慢,输出电压越平滑平均值越大。
以上是从纯物理的角度对电容滤波的分析,下面从数学和物理的角度进行分析。
桥式整流电路波形傅里叶展开式如图4所示。
其中的第一项即是直流分量,也就是输出电压的平均值,后面各项为各次谐波。将此电压加在后面的RL、 C并联电路上,RL的阻抗与电源频率无关,而电容C的容抗为与频率有关,频率越高容抗越小。根据叠加原理我们可以理解为各个电源单独作用于RL、C并联电路。 则无论是电容或是负载电阻两端获得的电压都是uL,仍为全波整流波形,一点也没有实现 “滤波”效果。如果考虑电源内阻的作用,则由于内阻上压降与电源输出电流成比例,那么随着谐波频率的增高,电容容抗会越来越小,电容和电阻组成的阻抗的模就会越来越小,与电源内阻分压时获得的分压比例也就越来越小。结果是与uL各谐波相比,电阻两端电压的谐波幅度随谐波频率的升高而越来越小,电阻两端的电压总谐波含量比uL高频含量减少了,即部分谐波被滤掉了,达到了一定的 “滤波”目的。
比较以上从物理角度和数学物理角度进行的分析不难发现: 桥式整流波形用傅里叶级数展开后作用于电阻电容并联电路,考虑电源内阻时 “有部分滤波”和理想电源时毫无 “滤波”效果; 从物理角度分析时无论考虑不考虑电源内组电容都有很好的滤波效果。我们是从不同角度对同一物理现象进行分析的,怎么结果会如此大相径庭? 问题出现在哪里?
可以肯定的是桥式整流电容滤波充放电过程是没有错误的,桥式整流的波形是正确的,傅里叶级数也是没有问题的,相信电阻、电容频率响应,分压分流也是没有问题的,那么哪里有问题?
一种新型开关电容共模反馈电路 篇10
全差分运放具有高输出摆幅、高共模抑制比CMRR和电源抑制比PSRR、以及抑制谐波失真的偶数阶项等优点, 被广泛应用于高速低压电路领域。全差分运放的缺点在于外部反馈环的共模环路增益很小, 输出共模电平不能稳定, 通常需要一个额外的共模反馈环路来稳定直流工作点。全差分运放设计的中心难点是共模反馈电路的设计。
共模反馈电路的实现方式有两种, 连续时间的共模反馈和开关电容共模反馈电路, 前者主要应用于连续时间电路中, 缺点包括较低的输出摆幅、增加的差模负载、增加了功耗和检测共模电压非线性等。开关电容共模反馈可以克服上述缺点, 但需要额外的时钟控制且不能用于连续时间电路中, 故更多的应用于信号采样中。
和传统结构相比, 本文提出的开关电容共模反馈电路简化了电路结构, 降低了电路对差模环路负载的影响, 且可减少输出共模电建立的时钟周期, 输出共模电平在使能信号打开时就达到稳定, 实现零延时。另外还不需要产生两相非交叠的时钟控制开关, 简化了电路结构, 提高了电路性能。
2 开关电容共模反馈电路分析
2.1 开关电容共模反馈的结构及原理
如图1 (a) 为用于数据采样系统中的折叠共源共栅运放, EN为使能控制开关, 图1 (b) 为目前普遍采用的SC-CMFB结构, 图1 (c) 为改进后的SC-CMFB结构。对于图1 (b) 传统SC-CMFB结构, 图中clk1和clk2为两相不交叠时钟控制信号, VOP和VON为运放正负输出电压, Vcmfb为该反馈回路产生的调节电压, Vref为输出共模电压。clk1为高电平时, Cc预充电到Vref-Vb。clk2为高电平时, Cs和Cc并联, Cc上的电荷向Cs转移, 经过若干周期的转移, Cs两端电压差最终也达到Vref-Vb。电容Cs和运放中M1、M2、M3、M4形成的负反馈作用使得输出共模电平最终达到设计值。
如图1 (b) 假设Cs两端初始电压为0, 在第一个周期clk1有效时, Cc两端电压被充至Vref-Vb=V, 在clk2有效时, 电荷在Cc和Cs间进行转移, Cs两端电压到达V/2, 如此周期地对Cs充电, 根据电荷转移可得到:
其中V (n) 为第n个周期后Cs两端的电压, 假设Cc电容值与Cs相等, 均为C, 结合上述两式可得:
即V (n) -V (n-1) 为等比数列, 且V (1) -V (0) =V/2, 所以有:
可以看出, 为了使输出共模电平稳定到1%的精度内, 至少需要8个时钟周期, 且精度要求越高要求时钟周期数越多。虽然通常为了加速稳定设计Cc值大于Cs若干倍, 但也不可能在第一个周期就实现共模电平的稳定。
2.2 开关电容共模反馈对负载的影响
图2是一个简单的采样保持电路, 对于传统的SC-CMFB来说, C1表示采样电容, C2为放大器反馈电容, CL为负载电容, CR为接在输出端共模反馈电容2Cs, 开关电容共模反馈电路对输出负载的影响在于共模反馈电容的大小。这两个电容的绝对值越小对差模环路的影响越小, 这也是共模反馈电路设计的要求之一。增大共模反馈采样电容的值会提高共模电压的建立速度, 但同时也增加了输出负载, 降低了电路处理速度, 且有可能造成失真。
2.3 传统设计的缺点
SC-CMFB电路的工作过程需要两相非交叠时钟交替控制以稳定输出共模电平, 时钟周期的数目决定于Cs和Cc的比值, 该比值还决定了两时刻N和N+1之间的步长幅度, 不同比值会导致输出不同的收敛速度。比值越大收敛越快, 但Cs值过大会明显增加差模输出的负载, 影响电路的性能。由于输出结点寄生电容的存在, 较小的Cs会使共模反馈误差增大, 故Cs值的确定是建立速度和精度的折中。
同时, 由于电容充放电时间t∝RC, 大的Cc、Cs值会影响充放电时间, 严重时运放输出信号产生错误, 综合考虑, 一般取Cc值为Cs的六倍左右, Cc的最大值应保证电容自身充放电在时钟有效时间内达到稳定, 这样电荷才能够完全转移。
2.4 改进的措施
与传统的开关电容够共模反馈网络相比, 该反馈网络减少了一半的电容和开关数目, 传统的SC-CMFB电路至少需要六个时钟周期才能使输出共模电平达到稳定, 且Cc与Cs的比值在六倍以上, 使运放整体在前几个时钟周期的输出结果无效, 出现运放的“空转”现象, 而且SC的面积较大, 增加负载, 同时还需要产生两相非交叠的周期时钟信号。
改进后的SC-CMFB结构仅需两个电容, 用于平衡调整合理的Vcmfb值, 该电容取值约为传统结构的10%, 增加的输出负载可以忽略。改进的SC-CMFB电路使得运放在第一个周期输出共模电平达到稳定, 提供准确输出。
3 仿真结果
采用SMIC 0.35 m CMOS工艺设计了一款折叠共源共栅放大器, 基于Cadence Spectre模拟器上对其进行仿真, 在输出负载3p F的条件下, 仿真结果如表1所示。同时给出了运放的交流频响曲线图和SC-CMFB电路的输出曲线图。
传统SC-SMFB电路图1 (b) , 当Cc取值500f F, Cs取值50f F, Vref取1.5V, 电路输出共模电平仿真结果如图4 (a) 所示。改进后的电路图1 (c) , 当Cs取值50f F, Vref取1.5V, EN为控制运放工作的使能控制信号, 电路输出共模电平仿真结果如图4 (b) 所示。对比二者仿真波形可以看出, 改进后的开关电容共模反馈电路能最快的稳定输出共模电压以保障运放的正常工作, 同时具有更简单的时钟控制和更小的负载电容, 进一步优化了开关电容共模反馈电路的性能。
传统SC-SMFB电路如图1 (b) 所示, 当Cc取值500f F, Cs取值50f F, Vref取1.5V, 电路输出共模电平仿真结果如图4所示。
4 结论
本文分析了传统开关电容共模反馈电路的原理及其存在的问题, 提出了一种新的开关电容共模反馈电路, 该电路克服了传统结构对共模电平建立时间的要求, 同时节省了电容面积, 简化了控制时钟。采用SMIC 0.35μm CMOS工艺设计了一款放大器进行仿真验证, 结果表明该结构具有快速的稳定时间。该结构可广泛应用于开关电容放大器、采样保持等离散时间电路中。
摘要：本文设计了一种应用于CMOS全差分折叠共源共栅结构运放中的开关电容共模反馈 (SC-CMFB) 电路。同传统结构的SC-CMFB电路相比, 该结构能够使输出共模电平具有零延迟建立的特性, 同时, 共模反馈电路所需的电容减少了一半, 控制时序也相对简单。基于HspiceD对电路进行了仿真验证, 结果表明, 该结构的共模电平建立时间相对于传统结构缩短了至少六个周期。
关键词：新型开关电容共模反馈,全差分折,叠共源共栅结构运放,零延时
参考文献
[1]Behzad Razavi.Design of Analog CMOS Integrated Circuits[M].xi’an, Xi’an Jiaotong University Press, 2003.359-360.
[2]David A.johns, Ken Martin.Analog Integrated Circuit Design[M].Peking, Peking Industry Press, 2005.203-204.
[3]GULATIK, LEE H-S.A high-swing CMOS telescopic operational amplifier[J].IEEE Journal of Solid-State Circuits, 1998, (12) :2010-2019.doi:10.1109/4.735542.
电容型传感器接口电路的研究 篇11
关键词：开关电容,CMOS集成,运算放大器
0 引言
电容型传感器可将非电物理量转化为电容量, 从而实现非电量到电量的转换。实际应用中其结构形式多种多样, 在加速度、湿度、振动、压力等测量中得到了广泛应用, 其精度和稳定性也日益提高, 特别是新材料、新工艺、新电路的开发, 使得电容式传感器的应用范围越来越大。同时随着微电子技术与微加工技术的发展, 系统的微型化、集成化和智能化逐渐成为未来传感器发展的方向[1]。因此传感器及其信号接口电路集成在同一芯片上成为研究的热点。通过系统集成, 使传感器和其信号接口电路尽可能地靠近, 从而很大程度地降低寄生参数和外部干扰, 还可以减小不同芯片之间互连的可靠性问题。采用标准IC工艺将传感器及其信号接口电路单片集成, 可以实现低成本批量制造。然而微弱信号接口电路的设计依然对传感器的单片集成提出了挑战。因此, 设计出性能良好的传感器信号接口电路成为系统的关键之一。
1 基本原理
电容型传感器接口电路的功能就是将电容传感器随待测物理量变化而变化的电学特征量 (电容) 转化成电压、电流或频率。其中基于开关电容电路的此类电路具有采样、滤波、数字化等功能[2], 通过分时工作方式, 采用电容反馈形式, 获得与传感电容值相关的输出电压, 因此有着广泛的应用。而且开关电容电路与标准IC工艺完全兼容[3], 因此可以基于CMOS集成工艺, 采用开关电容电路的形式, 将接口电路集成化。
基于开关电容电路的电容型传感器接口电路检测原理如图1所示, 电路由传感电容Cs, 参考电容Cr, 反馈电容Cf, 运算放大器和开关S1, S2等组成[4]。
电路工作分两个阶段进行。在阶段1, 开关S1受低电平控制断开, 开关S2受高电平控制闭合。电源电压Vr对传感电容Cs进行充电, 参考电容Cr接地放电, 运算放大器输出端与负输入端短接。根据运算放大器虚短虚断的特性, 输出电压等于运算放大器正输入端的偏置电压Vbias。此时存储在运算放大器负输入端的电荷总量为:
Q1= (Vbias-Vr) Cs+VbiasCr (1)
在阶段2, 开关S1受高电平控制闭合, 开关S2受低电平控制断开。传感电容Cs接地放电, 电源电压Vr对参考电容Cr进行充电, 反馈电容Cf将运算放大器的输出端与负输入端连接起来, 控制运算放大器的闭环增益。此时存储在运算放大器负输入端的电荷总量为:
Q2=VbiasCs+ (Vbias-Vr) Cr+
(Vbias-Vout) Cf (2)
根据电荷守恒原理, 即阶段1和阶段2中存储在运算放大器负输入端的电荷保持守恒, Q1=Q2, 得到阶段2中的输出电压表达式为:
Vout=Vr (Cs-Cr) /Cf+Vbias (3)
从输出电压的表达式可以看出, 电路的输出电压为一与输入电压同频率的对称方波信号, 其幅值正比于传感电容Cs与参考电容Cr的差值, 电源电压Vr和反馈电容Cf的比值控制电路的闭环增益。通过输出电压幅值的测量, 即可求得传感电容值, 进而反映待测物理量的值。
2 电路设计
2.1 运算放大器的设计
运算放大器是接口电路的主要部分, 也是实现电路功能的关键。设计一个运算放大器首先要根据性能要求选择一种合适的结构。接口电路需要运算放大器提供较高的增益和较大的输出摆幅以满足其对精度和输出范围的要求, 所以选择两级运放作为运算放大器的结构, 其电路如图2所示[5]。
放大器第一级采用的是由M1～M11构成的PMOS差分输入折叠式共源共栅放大电路。
共源共栅结构具有较高的输出阻抗, 不但可以提供较高的增益, 而且具有“屏蔽”作用, 使输入器件不容易受输出节点电压变化的影响。这种结构通常又分为套筒式和折叠式。套筒式具有增益高、功耗低、频率特性好等特点, 但输出摆幅较低, 折叠式具有输出摆幅高, 共模输入范围大等特点, 但增益相对较低。为了具有较高的输出摆幅和较大的共模范围, 采用了折叠式共源共栅结构, 其增益相对较低的问题可由两级运放这一结构解决。
差分输入对可采用NMOS或PMOS来实现, 采用NMOS作为差分输入对, 可以提供较高的跨导, 有利于提高运放的直流增益, 但需要采用PMOS作为共源共栅管, 在同样的偏置条件下, PMOS管的跨导为NMOS管的1/2～1/3, 限制了运算放大器的次极点频率;若采用PMOS作为差分输入对, 运放具有较低的噪声和较高的次极点频率, 但直流增益较小[6]。基于对直流增益和单位增益带宽的折中考虑, 采用了PMOS作为差分输入对。
根据图2所示电路, 可得运算放大器的第一级增益为:
AV1≈gm1{[ (gm8+gmb8) ro8 (ro1//ro10) ]//
[ (gm6+gmb6) ro6ro4]} (4)
其中, gm1, gm8, gmb8, gm6, gmb6分别为M1, M8和M6的跨导, ro8, ro1, ro10, ro6和ro4分别为M8, M1, M10, M6和M4的本征电阻。
第二级是由M12, M13构成的共源级放大器, 此结构具有较低的输出阻抗, 驱动负载能力较强, 而且消耗的电压余度低, 可以提供较高的输出摆幅。其增益为:
AV2≈gm13 (ro13//ro12) (5)
其中, gm13为M13的跨导, ro13ro12分别为M13和M12本征电阻。
偏置电路由M14～M20构成, 为各级放大器提供合适的偏置电流以及偏置电压, 使运放能够正常地工作。电路中采用基本电流镜的形式, 可以精确地复制电流源I1的电流, 而不受工艺和温度的影响, 输出电流和基准电流的比值只由器件的尺寸决定, 因此能为系统提供较为精确的偏置。
运放的补偿采用Miller补偿的形式, 利用其“极点分裂”效应, 为系统提供较高的带宽。其中C1为Miller补偿电容, R1为改善零点频率的电阻, C2为负载电容。
考虑到两级运放工作的稳定性, 设计运放的相位裕度为60°, 运放负载电容为10pF, 根据公式
undefined
取Miller补偿电容C1为4pF, 电阻R1为7kΩ。
2.2 MOS开关的设计
开关电容电路中的开关也是传感器接口电路设计的关键。采用NMOS作为开关工作时, 如果栅压Vg是高电平, 源和漏导通, 电路可以“跟踪”输入信号Vin;如果栅压Vg是低电平, 源和漏断开, 电路可以“冻结”Vin的瞬态值。由于这种器件是对称的, 所以源漏可以互换。采用CMOS作为开关工作时, 开关由PMOS和NMOS并联而成。当NMOS栅极电压值Vg, n为低电平, PMOS栅极电压值Vg, p为高电平, 两只管子均截止, 实现一个有效的开路;当NMOS栅极电压值Vg, n为高电平时, PMOS栅极电压值Vg, p为低电平时, 两只管子均导通, 给出一个低阻抗状态。这样CMOS开关的导通压降较单个MOS管下降很多, 从而保证了电容充放电电流是恒定的[7]。因此, 在开关电容电路中采用CMOS开关作为电路中的开关。
2.3 整体接口电路的实现
根据上述运算放大器和开关的设计, 可得如图3所示的整体接口电路图。其中, 参考电容Cr和反馈电容Cf均为10pF, 电源电压Vr为3.6V, 运算放大器正输入端的偏置电压V1为0.5V。Vin是外加用来控制MOS开关的时钟脉冲, 摆幅为0～5V, 频率为1kHz。
3 电路仿真
3.1 运算放大器的仿真
通过理论分析与计算, 基于0.6μm CMOS工艺, 对运算放大器及其偏置电路中的各个MOS管进行参数设定, 利用Hspice软件对电路进行多次仿真, 并对各个MOS管的参数进行相应调整, 最终得到如图4所示的运算放大器的交流分析结果。根据仿真结果可得:此运放的开环增益为91.842dB, 相位裕度为58°, 表示运放已经基本达到理想状况;3dB带宽为1kHz左右, 单位增益带宽为14.042MHz, 因为考虑到要设计高增益运放, 所以其带宽相对较窄。但由于电路中采用的开关频率较低, 所以此运放能满足开关电容电路的工作要求。
3.2 整体接口电路的仿真
利用HSpice软件对整体接口电路进行参数扫描仿真, 当Cs值分别为10pF, 11pF, 12pF, 15pF时得到如图5所示的电路输出波形。
从仿真结果可以看出, Vout在阶段1被钳位在运放的正输入端偏置电压为0.5V;在阶段2, Vout输出一个与传感电容成比例的直流电压, 当传感电容变化0.01pF时, 输出电压就有3.6mV的变化, 二者成线性关系, 得到理想的输出波形。
4 结束语
基于0.6μm CMOS工艺, 设计了一种结构简单、新颖的CMOS集成电容型传感器接口电路。HSpice瞬态分析结果表明该电路的输出电压为与输入电压同频率的对称方波信号, 其幅值随传感电容的变化而变化。当传感电容变化0.01pF时, 输出电压将产生3.6mV的变化, 与理论分析结果相吻合。同时本电路具有结构简单新颖, 分辨率高, 与CMOS工艺兼容等特点, 适用于大多数电容型传感器接口电路的要求, 具有较高的实用价值。
参考文献
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[5]Razavi B.模拟CMOS集成电路设计[M].西安:西安交通大学出版社, 2005.
[6]李建中, 汤小虎, 魏同立.一种低电压CMOS折叠———共源共栅跨导运算放大器的设计[J].微电子学, 2005, 35 (4) :412-415.