超级电容组（共7篇）
超级电容组 篇1
超级电容器作为一种新型的储能元件, 因其具有高功率密度、高充放电速度、长循环寿命、工作温度范围宽、无污染的优点, 近年来超级电容在电动汽车和电力系统等场合得到了广泛应用。可是由于超级电容器单体电压低, 实际应用时需要将多个超级电容器串联组合使用才能满足设备的要求, 由于超级电容的参数的分散性, 在充放电过程中导致电容器的工作电压不平衡, 严重影响了串联电容器组的安全运行, 为了使串联电容器组能安全运行, 必须使用电压均衡电路消除电容器在充放电过程中电压不均的影响。传统的均压电路采用多个独立的双向DC-DC变换器[1], 例如采用Buck-Boost变换器和开关电容变换器, 开关的数量随着串联电容器数量的增加而增加, 因而电路的复杂性增加, 成本随之增加, 导致可靠性降低;参考文献[2-4]采用多绕组变压器实现储能单元的自动均衡, 但多绕组变压器制作困难, 在许多储能单元场合下很难得到扩展应用。针对上述各种方法存在的问题, 提出了利用串联谐振逆变器和电压倍增器来转移超级电容中能量、从而实现超级电容组电压均衡的方案。
1 电路结构
图1为本文提出的新型电压均衡电路图, 为便于分析, 给出了4个超级电容器串联的情况[5,6], 电路由串联谐振逆变电路和电压倍增器二部分组成, 其中串联谐振逆变电路由开关管Sa和Sb、1个谐振电感Lr和谐振电容Cr及一个变压器组成, 电压倍增器由耦合电容C1~C4、二极管D1~D8和超级电容SC1~SC4组成。串联谐振逆变器由串联电容器组提供能量, 然后将能量转移到电压倍增器中, 电压倍增器将能量重新分配到各个超级电容中, 在能量被重新分配到各个超级电容中时, 单个超级电容的电压实现了均压。
2 工作原理
2.1 串联谐振逆变器
变压器的匝数比设为K, 开关管Sa和Sb以接近50%的占空比互补导通, 4个超级电容SC1、SC2、SC3、SC4的电容容量分别为C1、C2、C3、C4, 端电压分别为V1、V2、V3、V4, 二极管压降为VD, 图2所示为均衡电路DCM下工作的理论波形, 工作过程共分为6个状态。
(1) 状态1[t0-t1]:串联电容器组[7,8,9]为串联谐振逆变器提供电流。由于开关管Sa在零电流才导通, 故开关管Sa实现了零电流导通, 此时谐振回路中的电流, 电容Cr的电压VCr为:
其中Vin、Vp、VCr (t0) 分别是串联谐振电路的输入电压、变压器一次侧的电压、电容Cr在t0时刻的电压;ω0为谐振角频率, Z0为谐振电路的特性阻抗, 电压倍增器中的耦合电容C1~C4经过基数二极管D (2i-1) 被充电, 电流在状态1结束时变为零, 基数二极管D (2i-1) 中的电流在状态1结束时也变为零, 这样二极管D (2i-1) 在状态1结束时实现了软关断, 由于二极管不存在反向恢复电流, 减小了二极管D (2i-1) 的反向恢复时的损耗。
(2) 状态2[t1-t2]:串联谐振电路中的电流通过开关管Sa流回到串联电容器组中, 由于此时的方向与状态1时的方向相反, 故电压倍增器中的偶数二极管D2i开始被导通, 耦合电容C1~C4通过二极管D2i放电, 此种状态下的iLr (t) 、VCr分别为:
在为零前, 让开关管Sa的驱动电压为零, Sa在电压为零时关断, 因此开关管Sa实现了零电压开关, 随着下降到零, 偶数二极管D2i中的电流也降为零, 这样偶数二极管在状态2结束时实现了软关断, 减小了二极管D (2i-1) 反向恢复时的损耗。
(3) 状态3[t2-t3]:此状态下没有电流流入谐振回路和电压倍增器。
(4) 状态4[t3-t4]:此种状态与状态1相反, 随着开关管Sb在零电流下导通, 耦合电容C1~C4通过偶数二极管D2i放电, 此种状态下的、VCr分别为:
在此种模式结束时, 为零, 偶数二极管D2i实现软关断。
(5) 状态5[t4-t5]:与状态2相反, 随着开关管Sb在零电流下导通, 耦合电容C1~C4通过奇数二极管D (2i-1) 充电, 在此种状态下的、VCr分别为:
(6) 状态6[t5-t6]:此种状态为断流工作模式下的特殊情况, 没有电流流入谐振回路和电压倍增器。由于Lr平均电压必须为零, 所以在一个开关周期内电容Cr的平均电压VCr-ave为:
因状态1与状态4、状态2与状态5正好相反, 故有:
将式 (9) 、式 (10) 、式 (11) 代入式 (1) ~式 (8) 中, 有:
的绝对平均值可由下式得到:
其中fs为开关管的工作频率, fr为串联谐振电路的谐振频率, Ts为开关管的工作周期。由式 (12) 可知, 与变压器的初级电压Vp无关。由于次级电流的绝对平均值只与变压器变比K和有关, 故串联谐振逆变器在断续工作模式下能给电压倍增器提供一个平均值恒定的输出电流。由于没有了反馈电路使得电路得到了极大的简化。
2.2 电压倍增器
在先前分析的每一种状态下, 变压器的次级输出的电流为正弦波形, 在这个部分, 在分析电压倍增器的各个工作状态时假定变压器的次级输出的电流值恒定。在状态1和状态5时, 耦合电容C1~C4通过奇数二极管D (2i-1) 充电, 耦合电容C1~C4的峰值电压为:
其中VS-1为在状态1结束时变压器二次侧的电压Vi (i=1, 2, 3, 4) 为超级电容SC1、SC2、SC3、SC4的端电压, VD为二极管压降。同样在状态4结束时, 耦合电容C1~C4上的电压通过二极管D2i放电而降到最低, 此时耦合电容C1~C4上的电压为:
其中VS-4为在状态1结束时变压器二次侧的电压, VD为二极管压降。在一个开关管工作周期内, 由式 (13) 和式 (14) 可得耦合电容C1~C4上的电压差为:
在工作状态1和状态4时, VS-1=VS-4=VS, 其中VS为变压器二次侧的电压。
一般情况下, 一个容量为C的电容器传递的电荷Q只取决于电容的电压差△V, 可以用一个等效的电阻Req来表示传递的电荷:
将式 (16) 代入式 (15) 有:
由式 (17) 可得到电压倍增器的等效电路图如图3所示, 等效的直流电路显示, 由于二极管压降VD及等效电阻Reqi基本为常量, 流经各个超级电容的电流与2VS和Vi的差值有关, 最后所有超级电容的电压Vi实现了自动均压。
3 实验结果
按照图1所示的均压电路图进行了原理实验, 电容器组由容量为10 F、额定电压为2.7 V、初始电压为1.0 V、1.5 V、2.0 V、2.5 V的4个超级电容串联组成, 串联谐振逆变器谐振频率和开关管的的工作频率分别为220 k Hz和100 k Hz, 模型各个参数如表1所示。
图4为功率管的驱动电压的波形图和二极管Di的工作电流波形图, 从图中可以看出, 2个功率管实现零电压导通, 二极管实现了零电流切换, 因此, 均衡电路的所有功率器件都可实现软开关, 从而减小了均压电路的损耗。
图5所示为电容器组在均压电路工作时的各单体电压波形图。在开始工作时, 由于电压倍增器提供能量电容器组充电, 使得电容器组中最低的单体电压V1升高。与此同时, 由于电容器组要向串联谐振电路放电, 故电容器组中的其他电容的电压V2、V3、V4将降低。随着能量的重新分配, 使得电容器组中各个电容单体实现均压, 均压后超级电容的平均值略有下降。这是由于电压倍增器中二极管有管压降, 损失了一部分能量, 从而使得平均值降低。因此在利用该电路进行均压时, 一旦达到均衡精度, 就要切除均压电路, 避免能量损耗。
本文提出了一种利用串联谐振逆变器及电压倍增器来实现超级电容均压的新方法, 分析了该方法的基本原理, 并通过实验验证了该方法的可行性。该方法最大的特点是利用串联谐振逆变电路在功率变换器断续工作情况下能输出近似恒定的电流, 电容器组中的电流不需要反馈回路就能得到限制。由于没有了电压检测电路和复杂的控制电路及反馈电路, 因而使均压电路得到了简化, 另外均压电路中的主要器件都实现了软开关, 从而最大限度地减小了均压电路能量损耗。
摘要：提出了一种基于串联谐振逆变器和电压倍增器的新型串联电容器组电压均衡电路。与传统的均压电路相比, 该电压均衡电路主要由二个开关管和一个磁性元件组成, 不需要庞大的电压检测电路和复杂的控制电路及反馈电路, 从而简化了电路。对电路的工作原理进行详细分析, 并对该方法进行了实验验证, 实验表明该均衡电路具有很好的均压效果。
关键词：串联谐振逆变器,电压倍增器,超级电容器组,均压
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超级电容组 篇2
关键词：超级电容器组,管理系统,LTC6803-4,电压均衡
超级电容器与其他电化学蓄电池相比, 在充放电过程中不发生化学反应, 具有充放电速度快、功率密度大、工作温度范围宽、循环使用寿命长等特点, 可应用于微电网、电动公交等领域[1]。由于超级电容器的单体额定电压低于3 V, 多数应用中需要串联构成超级电容器组。受到容量偏差、漏电流及等效串联电阻 (ESR) 等因素的影响, 在循环使用中各个超级电容器单体电压差会增大, 如果不采取必要的均衡和管理措施, 会导致超级电容器组的储能效率降低, 影响超级电容器的寿命[2]。因此, 有必要研制一种高性能的超级电容器组管理系统, 监测超级电容器组的单体电压和温度, 并进行电压均衡控制。目前的管理系统设计中常采用高精度A/D转换器和多通道模拟开关或光耦继电器等电路实现[3,4]。
LTC6803-4是凌力尔特 (LTC) 公司的第二代电池组监控芯片, 内置一个12位高速A/D转换器, 能够测量多达12节串联电池组的电压和温度, 可测量5 V以下单节电池电压和温度, 最大总测量误差小于5 m V[5]。通过运用一个可寻址的SPI串行总线接口, 最多可以把16个LTC6803-4器件级联起来, 以监测多于12节的串联电池组中每节电池的电压。LTC6803-4自带电压均衡控制功能, 可软件设定均衡启动电压。
本文应用LTC6803-4设计了一种超级电容器组管理系统, 系统以32位微处理器STM32F103为控制核心, 实现对120节串联超级电容器组单体电压和温度的监测及显示, 并对超级电容器组进行电压均衡控制。实验结果证明了该方法的有效性。
1 系统硬件设计
1.1 系统硬件总体框架
超级电容器组管理系统应具有对超级电容器组的单体电压与温度等信息的监测、电压均衡、过压与过流保护和数据通信等功能。超级电容器组管理系统的结构如图1所示。
每12节超级电容器构成一个超级电容器储能单元, 由一个监控单元负责监测超级电容器储能单元中的单体电压和温度等信息, 并对超级电容器组进行电压均衡, 10个监控单元 (#1~#10) 通过并行连接的数据总线与微处理器通信;微处理器从各监控单元依次读取单体电压、温度数据, 通过电流传感器和电压传感器检测超级电容器组的总电流和总电压, 经过数据处理后显示在触摸屏上, 同时微处理器将采样到的电压、电流、温度等信息与系统设定的报警值比较, 通过控制充电开关和放电开关的吸合和关闭, 防止超级电容器组过充电、过放电、过流、短路和温度过高;可通过CAN总线与监控上位机通信, 实现远程监控。
微处理器选用ST公司基于Cotex-M3内核的32位微处理器STM32F103VET6, 该微处理器具有片上外围模块丰富、功耗极低、开发方便等特点。STM32F103VET6具有80个独立输入/输出引脚, 3个通用异步串行通信接口 (UART) 和1个CAN总线接口, 满足本系统的设计需要。
1.2 监控单元电路
监控单元电路采用电池组监控芯片LTC6803-4。LTC6803-4与LTC6803-3的主要区别是通信接口方式不同。LTC6803-4采用可寻址的SPI串行接口总线方式, 而LTC6803-3采用菊花链级联方式[6]。监控单元电路的原理图如图2所示。
LTC6803-4通过光电隔离器Si8441隔离的SPI总线与STM32微处理器通信, Si8441由5 V输出的隔离DC/DC模块供电, 保证系统的安全性和抗干扰能力。
LTC6803-4的C0~C12为单体电压检测引脚, 分别连接到12只超级电容器单体的两端。C0接超级电容器单元的最低电压端, C12接最高电压端。
S1~S12引脚为电压均衡控制引脚, 分别控制与每个超级电容器并联的均衡MOSFET VTn与均衡电阻Rn。当LTC6803-4检测到某个超级电容器的单体电压超过设定的上限值时, 控制对应的MOSFET开通, 通过均衡电阻放电, 达到电压均衡的目的。
V+、V-引脚为LTC6803-4的正、负电源引脚, 采用寄生供电方式时, 可直接从该芯片监控的12只串联超级电容器单元取电。也可采用独立供电方式, 但要求电源电压不低于被测超级电容器储能单元的电压。LTC6803-4的正常工作电流小于1 m A, 在待机模式下功耗降至12μA, 有利于管理系统效率的提高。
VTEMP1和VTEMP2是两路温度检测A/D接口, 使用两个100 kΩ的热敏电阻 (NTC) 作为温度传感器, 由VREF引脚提供3.065 V的电压基准。
A0~A3为LTC6803-4的4位地址输入口, 可通过4位地址拨码开关设置LTC6803-4的地址, 地址设置范围为0000~1001 (二进制) , 以区分不同监控单元。
1.3 总电流和总电压采集电路
根据应用系统对超级电容器组的技术要求, 工作电压为0~300 V, 工作电流为-20 A~+20 A, 设计总电压和总电流采集电路。
总电流采集电路采用霍尔电流传感器LA50-P。当测量电流为±20 A时, LA50-P的输出Io经过200Ω电阻转换为-1.5 V~+1.5 V的电压。由于STM32F103的A/D输入范围是0~+3.3 V, 设计了一个电平移位电路将-1.5 V~+1.5 V电压提升至0~+3.0 V。电平移位电路如图3所示。
总电压采集电路采用闭环霍尔电压传感器模块CHV-50P/400A, 额定测量电压为400 V;在-600 V~+600 V范围内的测量精度为±0.8%;输出电压为0~+3.0 V, 在STM32F103的A/D输入范围内。
1.4 触摸屏模块
触摸屏模块设计中选用10.4英寸工业级触摸屏模块TFT8060RS104BN, 显示超级电容器组的状态信息, 同时可接收用户查询与控制指令。TFT8060RS104BN模块与STM32F103通过UART接口连接, 实现指令和数据交换。
2 系统软件设计
超级电容器组管理系统软件流程图如图4所示。
管理系统软件的主要完成STM32F103与LTC6803-4的SPI口通信, 发送命令代码和PEC校验字节, 实现写入配置寄存器、读出配置寄存器、启动电压转换、读电压、读温度信息等操作, 并将信息显示在触摸屏上。
LTC6803-4完成一次12节超级电容器电压转换仅需要13 ms, 每次启动转换后都要延时13 ms后再读取转换结果。STM32F103按照各LTC6803-4监控单元的地址顺序 (0~9) 依次读取转换结果。
3 测试结果与分析
选用120只360 F/2.7 V的超级电容器组进行充放电测试。STM32F103与LTC6803-4的SPI总线的通信速率为1 Mb/s, 管理系统对120只超级电容器单体电压巡检的周期约为45 ms, 能够满足应用系统对超级电容器组快速充、放电过程中电压检测速度的需要。
超级电容器单体的均衡电压上限值设定为2.65 V, 当单体电压超过2.65 V时均衡MOSFET打开, 开始电压均衡, 均衡电流为5 A。在充电测试中, 采用1 000 V/50 A可调直流稳压电源, 充电模式为恒流-恒压模式, 充电电流限制在10.1 A, 充电至总电压达到312 V时进入恒压充电状态。整个充电过程中, 均衡电路动作偏差小于20 m V。
在超级电容器组充电并均衡后, 随机选择系统中一个监控单元LTC6803-4的测量数据与FLUKE万用表F17B的测量结果进行比较, 分析误差。LTC6803-4和F17B测量的单体电压数据如表1所示。经分析, 单体电压测量平均误差为5.08 m V (0.19%) , 最大误差为6 m V (0.23%) , 精度满足对超级电容器组的单体电压测量的要求。
本文提出的应用LTC6803-4设计的超级电容器组管理系统, 可监测超级电容器组的单体电压、温度等信息, 并对超级电容器组进行电压均衡控制。系统已成功应用于智能电网断路器操作电源中。本系统具有结构简单、检测精度高、速度快、功耗低等特点, 能够满足串联超级电容器组监控管理的技术要求。LTC6803-4芯片功能完整, 扩展灵活, 适合于不同种类、不同总电压的串联电池组管理系统, 可推广应用于电动公交、光伏发电等领域, 具有广阔的应用前景。
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超级电容器的分类 篇3
随着人类对能源的需求量与日俱增、传统能源的几近匮乏和耗能设备的持续增加而日益加剧, 其导致的直接后果是, 一方面人们会对传统的能源剥夺更为激烈, 另一方面会对环境造成巨大的压力。因此, 急需一种解决上述问题的有效途径, 从而缓解人类对于能源的大量需求, 这正是新能源材料逐步成为未来社会主流能源的内在动因和推动力量。新型环保节能设备, 超级电容器在这一时代背景下应运而生, 并在当今社会逐渐地占有一席之地。根据充放电机制的不同, 电化学电容器可以分为以下几类:
(1) 双电层电容器。这类材料通常采用高比表面积的碳材料作为电极使用, 主要包括:活性炭、碳毡、碳气凝胶、碳纤维以及目前较为热门的碳纳米管、碳纳米片和石墨烯等[1,2,3,4,5]。这类材料是通过利用电极和电解质界面的双电层来存储电荷的。碳材料作为双电层电容器的工作电极, 主要利用了其较高的比表面积、优异的循环稳定性、宽的电位窗口、可用于有机电解质体系从而在更宽的温度范围内使用等优点。但是碳基双电层电容器的不足也是很明显的, 相较于后文所介绍的赝电容电极而言, 双电层电容器往往存在着比电容普遍较低的弊端, 一般小于500F/g (而赝电容材料的比电容数值往往都在500F/g以上) , 改进其不足的方式主要可以通过对碳材料表面进行活化以引入含氧官能团、提高碳材料的比表面积、与赝电容材料进行复合等方法。
(2) 赝电容超级电容器。这类电容器的电极材料往往选用赝电容材料, 它们是通过表面或近表面快速、近可逆的化学反应来实现电荷存储的。而如果将赝电容进一步细化, 可以分为二维反应过程中电化学活性分子的单分子或类单分子层在基体表面发生电吸附和脱附进而转移电荷的“吸附赝电容”以及电活性物质通过氧化还原反应产生氧化态或者还原态来存储能量的“氧化还原赝电容”两种类型。赝电容材料主要有过渡金属氧化物和氢氧化物[6,7]、导电聚合物两种。过渡金属氧化物和氢氧化物通过表面和/或内部的氧化还原反应来进行电荷转移过程, 进而存储能量, 而导电聚合物材料主要是利用其掺杂-去掺杂电荷过程来实现能量的存储和释放。赝电容电容器的优点是能够通过提供较高的比电容, 往往能够达到1000F/g以上, 同时可以通过制备手段的变化, 形成多种形貌、结晶度、相结构的电极材料, 从而得到具有不同电化学性能的电极材料。
(3) 混合型超级电容器或称非对称型超级电容器。它们是指由形成双层电容的碳负极与其它碳材料、金属氧化物、金属氢氧化物、导电聚合物或无机化合物等材料作为正极构成的超级电容器。目前水溶液电解质体系中, 已有碳-氧化镍混合电容器产品, 同时正在发展有机电解质体系的碳-碳、碳-二氧化锰等混合型超级电容器[8]。
此外, 根据所工作电解液的不同, 超级电容器又可以分成液相和固相两种。液相超级电容器又可以分为水系、有机系、熔融盐以及离子液体等类型, 水相体系主要采用的是水溶液作为溶剂, 选用不同的酸、碱或者无机盐作为电解质或者氧化还原反应物以实现其电极工作的, 其优点在于许多高理论比容的赝电容电极材料都是通过该体系得以实现的, 但是, 水的分解电位 (即发生析氢和析氧过程的电位) 以内所能工作的电位窗口较窄, 往往只在1V范围内, 因此限制了超级电容器能量密度的提高;而有机电解液或者离子液体, 往往能将工作电位窗口提高到3V以上, 在一定程度上满足了超级电容器高能量密度的要求, 但是能够在该体系中工作的电极材料种类不如在水系中的多, 一般主要有碳材料、二氧化锰、氧化钌等, 而对于大部分的赝电容电极材料来说, 由于在该电解液体系中不能提供其表面氧化还原反应所必须的反应离子, 因为在很大程度上受到了局限和制约。
2 结论
超级电容器可分为双电层电容器、赝电容超级电容器、混合型超级电容器或称非对称型超级电容器。根据所工作电解液的不同, 超级电容器又可以分成液相和固相两种。
摘要：超级电容器是一种新型绿色储能装置, 电化学电容器 (又叫超级电容器) 由于兼有传统电容和电池的双重功能, 其具有充电速度快、放电电流大、效率高、体积小、循环寿命长、工作温度范围宽、可靠性好、免维护和绿色环保等优点, 在汽车、电力、铁路、通信、国防、消费性电子产品等方面有着巨大的应用价值和市场潜力, 引起了国内外科研机构、生产厂家的高度重视, 因而在人类生活和生产的各个领域都有着广阔的应用前景。本文主要对超级电容的分类进行了简要阐释。
关键词：超级电容器,分类,原理
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配电终端应用超级电容探析 篇4
当前配电自动化建设重点之一是利用具有馈线自动化(feeder automation,FA)功能的配电终端或利用具备“三遥”功能的配电终端配套主站系统实现主干线大分段、大分支的故障定位与隔离、复电。配电终端的后备电源和操作电源直接决定了上述功能的实现:线路停电后需依靠后备电源保障信息传递,故障隔离和非故障区段复电时需要依靠操作电源实现开关的分合闸。其中,储能元件是配电终端后备电源、操作电源的关键部件,由于配电终端运行环境恶劣、安装空间有限,储能元件易受到温度、湿度、紫外线等不良因素影响,导致终端功能失效时有发生、维护工作量巨大。因此寻求并应用一种高稳定和免维护的储能元件对解决上述问题具有重大意义。
配电终端电源系统的储能元件主要是蓄电池和铝电解电容,超级电容作为一种新型元件在配电自动化终端中应用时间较短,应用范围较少。文献[1-3]指出超级电容能够快速放出几百至几千安培的电流,充电速度快,可以大电流充电;使用寿命长,充放电大于50万次,适合作为配电终端的备用电源储能部件和操作电源,但没有给出具体的设计应用。文献[4-5]提出了超级电容组合设计以及在智能环网柜电源自供电系统的设计,但没有结合成套设备机械特性和馈线自动化模式给出具体的组合设计和超级电容选型原则。
综上所述,为了进一步利用超级电容的优越特性,本文探讨分析了超级电容在配电自动化终端的应用,并基于典型配电终端电源系统,结合开关的动作特性电流曲线图,分别阐述超级电容作为配电终端操作电源和后备电源应用设计,提出遵循配电自动化模式的组合设计和超级电容选型原则。
1 超级电容在配电终端电源系统的应用
如前文所述,当前配电自动化终端电源系统主要面临以下两个问题:①储能单元性能差,使用寿命短,容易导致智能成套设备无法正常工作,线路发生故障时无法切除,当该线路需要恢复供电时也不能及时复电,信息无法上传;②电源系统充放电管理功能粗糙,在线检测功能缺失,无法有效延长储能单元的使用寿命,更无法保证隐患的预诊断。
1.1 超级电容应用于操作电源
文献[6-7]阐述了馈线终端单元操作电源的两种取电方式:①操作电源取自馈线交流220V;②操作电源取自蓄电池。前者采用线路TV直接取电,整个电源系统简单可靠,但在相间短路故障时无法分合闸或者停电后无法进行遥控合闸,将导致FA功能和保护跳闸功能失效;后者采用蓄电池作为开关分合闸电源,解决了短路故障无法分合闸和停电无法遥控问题,但操作开关时蓄电池需要释放大电流,蓄电池寿命大幅下降,给运维带来较大影响。
针对上述问题,更进一步考虑到超级电容充电时间内线路发生故障无法可靠分闸,本文给出一种采用超级电容和铝电解电容组合作为操作电源储能元件的方案,再配套D C/D C直流电源模块或A C/D C交流转直流电源模块可以保障开关可靠分合闸,且维护量少。方案如图1所示。①铝电解电容快速充电过程:线路来电,终端电源系统通过交直流转换,铝电解电容充电以整流桥为主,约1s后配电终端正常运行,此时线路发生故障可以立即保护跳闸;②超级电容充电过程:配电终端正常运行后,电源系统通过充电管理模块给超级电容模组充电,充电时间与电容模组容量、电压等级有关,充满后可以为停电后开关分合闸提供能量。
如图1所示,配电网开关操作电压直流主要为DC 24V/DC 48V两个等级,然而超级电容单体电压不到3V,需要采用串并接的模组形式以满足终端电源系统所需的电压等级,因此超级电容模组设计应用时要考虑以下原则:①匹配开关的操作特性,保障可靠分合闸,文献[8]指出开关的有效操作电压范围为额定电压的85%~110%;②减少单体个数,提高模组自身可靠性;③性价比高、匹配安装空间。本文依据多家机构参数和测试数据,给出如表1所示的操作电源超级电容模组方案。
以DC 24V电容模组配套DC 24V机构为例,如图2、图3、图4分别为分闸、合闸、储能过程电流曲线图。从所示波形图可以看出:①在分闸瞬间,流过分闸线圈的电流峰值约为12A;②在合闸瞬间,流过合闸线圈的电流峰值约为12A;③在整个储能过程中,储能弹簧受力最大时,电流的峰值约为4.5A,整个储能时间约8s。其机械特性参数表测试结果如表2所示,结果符合标准,表明利用超级电容模组作为操作电源是可行的。
1.2 超级电容应用于后备电源
如前文所述,蓄电池作为后备电源存在以下缺陷:①低温环境下无法有效工作或者不工作;②循环寿命低,需要定期运行维护。而超级电容具有良好的宽温工作范围-40°~70°,循环使用寿命可达30万次以上,采用超级电容作为配电终端后备电源,其免维护性能将大幅提升,并且可适用于北方低温区域。
本文出于串并联可靠性和效率角度考虑,提出一种分散电源系统设计方案,具体设计方案如图5所示,CPU板工作电源、通信电源、数字隔离电源分别单独设计,即每个小电源回路配置对应电压等级的超级电容模组。此时大部分小模组可焊接于电路板上,少量高电压等级模组置于终端支架上,增加了空间有效利用率,又提高了产品稳定性。
然而超级电容能量密度比蓄电池小,后备电源时间长短将决定超级电容的价格成本和体积,当前相同体积、价格相差不大的情况下,超级电容模组的续航能力仅为蓄电池续航能力的1/20,采用超级电容作为后备电源的配电终端其续航能力大小一直成为业内争论的焦点。文献[3]指出采用超级电容作为后备电源时,应支持至少15min运行时间并分合闸操作3次,采用蓄电池作为后备电源时应支持至少8h并分合闸操作3次。文献[9]更进一步结合配电自动化建设差异化实施原则,提出配电自动化终端分为“三遥”和“二遥”终端,“三遥”终端考虑到主站系统遥控复电采用超级电容时应支持至少15min,“二遥”动作型终端仅考虑故障隔离采用超级电容应支持至少2min。
因此本文根据工程实际需求给出以下建议原则:①就地FA模式后备电源采用2min超级电容,满足故障时隔离或切除开关以及线路失电后终端相关数据传输所需的时间;②集中型FA模式后备电源采用蓄电池,其中终端5V核心工作电源系统可以考虑采用超级电容,以防止蓄电池失效后装置异常。
2 超级电容状态检测
超级电容作为配电终端后备电源和操作电源的储能元件,十分有必要对其进行状态监测:①检测其电容曲线放电特性,其能量、电压范围必须保障开关分合闸储能可靠;②预测其寿命状态,给终端大规模运维提供支撑数据。
当前常规方法是利用ADC通道实时采集分压电阻上的电压,通过电压、时间来确定超级电容状态,该类方法占用ADC通道资源,不利于配电终端硬件平台扩展。本文提出一种利用比较电路实现超级电容在线监测的方法:由于放电电阻固定(运行中的电阻是变化的值),放电时间可确定(随着电阻的变化,放电时间也会发生变化),当电容处于正常状态时,其放电到一定电压的时间波动会在一个较小范围内,以此来判断电容是否正常。具体实现电路如图6所示。
按照图6所示的电路图进行检测。C_TEST作为启动放电回路的标志,当电容模组为DC 5V时,R1电阻可选择0Ω,C_FULL作为电容充满的电平指示(可选择在4.9V),C_T I M E作为放电截止的电平指示(可选择在4V左右)。
当启动DSP扫描到C_FULL与C_TIME均为高电平时,即认为电容处于充满状态,可执行自检操作,给出C_TEST信号后,放电开始,当检测到C_FULL跳变而C_TIME仍为高电平时则认为放电开始,内部定时器计时,当C_FULL与C_TIME均出现低电平时,定时结束,放电结束,此时间间隔与内部存贮的放电时间预估值比较,在一定范围内即认为电容正常,否则不正常。同理,当检测DC 24V或者DC48V时,R1与R2分压,采集R2上的电压,即可实现对以太网无源光网络(EPON)的24V备用电源及24V/48V操作电源的超级电容自检功能。
如前文所述配电终端运行环境恶劣,高低温和空气湿度将导致电阻阻值变化,这要求本方案中的分压电阻应选取低温漂精密电阻,一般选取为10×10-6/℃,即电阻在环境温度变化(1℃)时其阻值相对于标称电阻值(25℃时测定)不超过百万分之十。
另外针对R1电阻开路现象,本文给出超时异常告警方案:随着使用年限的增长,超级电容容量将衰减,其放电时间将呈变小趋势,如果放电时间变长则意味着检测回路异常。如图7所示:当R1电阻开路时,C_TIME信号将一直维持高电平,进入超时判断,如果超时则可判定该检测回路异常并告警。超时门阀值设定为放电时间预估值的1.2倍。
3 结语
本文阐述了超级电容具备大电流充放电能力和免维护性能的特点,适宜作为配电终端的操作电源储能元件,并依据开关操作特性测试数据论证了其可行性;但由于其等体积续航能力仅为蓄电池的二十分之一,建议就地馈线自动化模式下的配电终端宜采用超级电容,而对于城区集中模式下的配电终端,考虑到停电倒闸操作宜选取蓄电池;最后提出了一种硬件式自检测方案,经济实用,具有一定的参考意义。上述设计方案已在佛山南海、高明等地区的架空线路就地馈线自动化工程得到应用,配电终端的蓄电池运维工作量大大减少,开关遥控成功率得到提升,首合于线路故障跳闸失败现象基本消除。
摘要：文章基于典型配电终端电源系统,并结合开关的动作特性电流曲线图,分别阐述了配电终端中超级电容作为操作电源和后备电源的应用设计方案;并指出超级电容适用于构建就地馈线自动化模式下的配电终端,而集中模式下的配电终端宜采用续航能力更强的蓄电池;最后提出了一种硬件式超级电容状态自检方案,具有一定的实用价值。
关键词：超级电容,配电终端,电源系统,操作电源,后备电源,状态自检
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超级电容直流电源的研究 篇5
20世纪80年代以来,能源和环境已成为人类社会可持续发展的两大瓶颈。为了保持社会的可持续发展、经济的快速增长,能源缺口随着能源需求的扩大也日益严峻,迫切需要发展可再生的新型能源及相关材料[1]。随着经济的快速增长,新材料电池的发展是解决能源技术、提高能源生产和利用效率的重要途径,新材料电池的需求日益增加,高效、环保、新型的新材料电池将保持强劲的需求[2]。
1 超级电容的储能原理及其模型
超级电容器又称电化学电容器,它具有良好的脉冲充电性能和大容量的储能性能,因其质量轻、存储容量大,可多次重复充电而成为一种新型的储能装置,越来越受到科学研究人员的重视。随着环保型电动车、电动汽车研究技术的兴起和发展,超级电容与其他动力电池配合使用构成新型复合电池,在电动汽车的电源启动系统中得到广泛应用。由于在超级电容内部,电解液与电极构成的两相界面是由空间分布的,因此超级电容器的特性不能只用一个普通的电容器来对其进行描述,而需要用一个非线性电容与复杂的电阻构成的RC网络模型来描述[3],如图1所示。
图1—图3中,R1为等效的串联电阻,R2为等效的并联电阻,Rp和Cp是电路中串并联组合所引起的阻抗和容抗,而Rp值很小,一般为几mΩ,Cp为C/13[4]。
2 超级电容直流电源工作原理
近几年来,由于超级电容的容量已经达到法拉级,而且其既具有可使用安培级电流充电、十万次以上的充电寿命且过充无危险等电容固有的特性,又具有大能量体积比的特点 ,被称为绿色新能源。其中超级电容的大电流充电的特点尤为突出,而且由于等体积的超级电容所含的电能已十分接近锂电池的电能容量[5] ,所以设计一种电路,使超级电容的电能能够平稳地释放,从而使其作为独立的电源使用。超级电容直流电源电路总体结构如图2所示。
超级电容电源电路结构包括充电电路和工作放电电路两个相互独立的部分。充电电路可快速地将超级电容由低电压充满至饱和状态;而放电电路则使超级电容的能量高效、稳定地给负载供电。
当超级电容的电压降低到一定数值时,便由充电电路利用超级电容大电流充电的特点,给其充电,这一过程仅需要几分钟及可完成。充完电后,电容接入工作放电电路中即可正常工作。超级电容选用额定电压为2.7 V、容量为360 F, 而一般负载需要3.7 V的电压供电,所以必需用升压电路1模块将电压值升高。此电路应选择简单、高效且输出电压能使负载稳定地工作一段时间的电源电路。
另外,由于电容自然放电的过程是电压沿指数规律下降的过程, 要获得恒定的电压则需通过控制电路来控制电容的放电时间。而控制芯片也是从超级电容取电,为了不引起干扰,选用另一个独立的MCU电源电路为其供电。此部分电路需高效,仅消耗少量超级电容的能量,达到对控制电路的供电。
依据上述要求,超级电容直流电源的主电路设计如图3所示。
超级电容供电电压分成两路:一路对Boost电路供电,使其稳定、高效地升压至3.7 V;另一路形成控制电路的电源模块,将2.7 V电压升压至5 V,对单片机供电。所以需要设计两个独立的升压电路模块分别进行控制。升压电路1模块为主电路,升压电路2模块为MCU电源电路。
升压电路1模块—主电路:单片机对Boost电路进行控制,将超级电容高效、稳定地从2.7 V升压至3.7 V,并能恒定一定的时间。
升压电路2模块—MCU电源电路:对单片机进行供电。使用较少的超级电容的能量,将2.7 V电压高效转换到5 V,达到对控制电路的供电,且对超级电容的影响较小。
3 MCU电源电路拓扑结构设计
由于电池供电的各种电子产品及便携式仪器仪表更多倾向于低电压、微型化、低功耗的设计,因此其电源系统都需DC/DC转换器。此转换器的核心是转换效率、输出精度、启动电压等参数。本设计使用一款结构简单、体积小、效率高、功耗低的升压型PFM控制DC/DC转换器件——SP6641芯片[6]。SP6411B-3.3 V型在输入电压在2.6 V以上时,效率可达85%以上,而SP6411B-5.0 V型在输入电压在3.3 V以上时,效率可达85%以上。因此本设计,选用2级方式将超级电容从2.7 V升到5.0 V,如图4所示,其效率可达84%左右。
经试验测试,基于SP6441B型芯片所构成的MCU电源电路的电路拓扑在输入电压2.6 V驱动PIC16F877A单片机工作的输出电压关系如表1所示。
由表1可以看出,超级电容电压在高于1.8 V时,MCU电源电路的输出电压可稳定地维持在5.0 V,约1 h,即可正常驱动PIC16F877A单片机工作,维持单片机正常工作。当超级电容电压低于1.8 V时,MCU电源电路的输出电压非线性下降,在一定范围内仍可驱动单片机正常工作,但电压快速下降,至超级电容电压为1.3 V左右时,其输出电压低于单片机正常工作的最低电压3.8 V,则不能使Boost电路的输出电压稳定在3.7 V,此过程可保持约一个半个小时左右。
4 Matlab仿真及实物平台测试结果
本设计主电路的控制电路使用PIC16F877A单片机作为控制芯片,通过对输出电压的检测,RC2引脚产生PWM波,对主电路进行控制。使Boost电路可高效、稳定地将超级电容的2.7 V电压升至负载所需的3.7 V电压。其各项性能指标均可达到负载的要求。控制电路仿真平台组成超级电容电源的PID控制模块,利用此模块在Matlab/Simunlink工具箱中利用SimPowerSystems工具包搭建超级电容直流电源仿真平台,如图5所示。
由图5可以看出此系统结构简单,通过对输出电压的检测,利用PID控制算法,调节输出的PWM波,以实现对控制开关管IGBT的控制,从而调节输出电压稳定在3.7 V电压。仿真平台内的各参数为:
(1)设置电源电压为2.7 V,电阻的阻值为5 Ω。
(2)脉冲发生器脉冲周期T=0.2 ms,脉冲宽度为50%。
(3)IGBT和二极管的参数可以保持默认值。
(4)初选L的值为0.1 ms,C的值为100 μF。
启动仿真:
设置仿真时间为0.01 s,算法采用ode15 s。所对应的开关管电压的波形、输出电压的波形、二极管电流的波形、开关管电流的波形仿真图如6所示。
将此图有效部分放大后,如图7所示。
由图8可见,可以看出此电路拓扑,在3 ms时达到稳定,响应速度极快。随着时间增大各器件的电压和电流也随之增长,电感电流在5 ms时左右趋于稳定,开关管电压趋于稳定。此时其输出占空比保持不变,输出电压维持在3.7 V保持稳定。由图7可以看出输出电压与输出电流几乎一致,其各项性能均能保持一致,输出特性较好。当输出电压稳定时,其输出电流也稳定,没有滞后等现象。
稳定后的开关管电压的波形、输出电压的波形、二极管电流的波形、开关管电流的波形仿真图如图8所示。
由8可以看出,稳定后,各器件的电压电流均保持不变,各器件功率趋于稳定,输出的电压保持在3.7 V不变。输出电压与输出电流的波形如图9所示。
由图9可以看出,输出电压维持在3.7 V电压保持不变,输出电流维持在30 mA保持不变。输出电流能很好地跟随输出电压,它们的功率因数几乎为1。此平台能高效、快速地将超级电容2.7 V电压升至3.7 V,并维持稳定,其电路结构简单,功耗较低,可满足对负载的基本要求。
依据上述原理及仿真平台的各实验参数。由于单个超级电容的能量较小,本设计使用4个2.7 V、360 F的超级电容并联,构成一个超级电容器组,作为初始的电源端,其输出电压仍为2.7 V。其实际工作电路平台如图10所示。
由上面的实验平台利用示波器所测得的输出电压的波形图如图11所示。
图11中,横轴为时间轴,单位为ms,纵轴为电压轴,单位为V,可以看出超级电容的电压可较快速地升压至3.75 V,并保持稳定。输出电压在3.75 V时处于稳定状态,并能保持大约1 h。此实验平台能快速、稳定地将超级电容器组的输出电压维持在3.7 V,而输出电流,利用此波形图使用WFMReaderWithCompiledDemo软件将实验的各个参数输入后得到,如图11所示。
图12中,横轴为时间轴,单位为ms,纵轴为电压轴,单位为V,可以看出输出电流能很好地跟随输出电压,与输出电压之间几乎没有任何差别,其波形没有滞后现象,功率因数几乎为1 ,能较好地满足本设计的要求。
5 结论
通过Matlab/Simulink仿真平台与实际工作平台的测试可以看出:超级电容作为电源是可行的。且其作为电源的主电路拓朴采用Boost电路进行升压,结构简单,易于控制。从上文的仿真与实验平台结果来看,各器件的输出电压功耗较小,可高效地将超级电电容2.7 V电压升至5 V且保持不变。此电路的控制策略简单易行,控制效果可以达到对负载供电的各项指标,输出电流能很好地跟随输出电压的变化,输出电压与输出电流之间的功率因数几乎为1,很好地满足负载的要求。其控制电路的电源MCU电路,利用SP6411B型芯片构成的两极升压电路,效率较高,稳定性强,其输出特性能很好地维持单片机的工作,使整个系统工作稳定。此实验平台比锂电池电源充电速度快,稳定性强,且输出持续时间较长,高效、稳定地输出,很好地满足本设计的要求。
摘要：针对目前小型电器电源充电缓慢的问题,提出了将超级电容直接作为小型电器的直流电源,以实现大电流快速充电和稳定放电的良好性能。在未来作为便携式电器设备的直流电源,具有很好的发展前景。通过对超级电容的结构原理进行分析,验证了其作为电源的可行性。对Boost电路进行了理论分析,选用Boost电路作为超级电容供电电路中DC/DC控制部分的拓扑结构,选用PID控制器对主电路进行了控制。最后,在Matlab/Simulink环境下搭建了仿真模型并与实际测试电路的试验数据进行了对比,验证了控制策略的可行性和高效性。
关键词：超级电容,SP6411,MCU
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浅谈超级电容发展前景 篇6
当前, 全球气候变暖, 资源缺乏是摆在世界各国面前的一个重大课题, 为此, 应对的措施之一是世界各个国家和地区都在积极研发新的绿色环保型能源, 而超级电容器生产所用的材料普遍为绿色环保。因此, 超级电容器作为本世纪重点发展的新型储能产品之一, 正在为越来越多的国家和企业争相研制和生产。
超级电容器又称超大容量电容器, 具有电阻小、寿命超长、安全可靠、储能巨大、充电快速的特点, 它是近十几年随着材料科学的突破而出现的新型功率型储能元件, 超级电容器是能量储存领域的一项革命性发展, 并将在某些领域取代传统蓄电池。
1 超级电容器的结构原理
超级电容器在结构上与电解电容器非常相似, 它们的主要区别在于电极材料。早期的超级电容器的电极采用碳, 碳电极材料的表面积很大, 电容的大小取决于表面积和电极的距离, 这种碳电极的大表面积再加上很小的电极距离, 使超级电容器的容值可以非常大, 大多数超级电容器可以做到法拉级, 一般情况下容值范围可达1-5000F。
超级电容器通常包含双电极、电解质、集流体、隔离物四个部件。超级电容器是利用活性炭多孔电极和电解质组成的双电层结构获得超大的电容量的。在超级电容器中, 采用活性炭材料制作成多孔电极, 同时在相对的两个多孔炭电极之间充填电解质溶液, 当在两端施加电压时, 相对的多孔电极上分别聚集正负电子, 而电解质溶液中的正负离子将由于电场作用分别聚集到与正负极板相对的界面上, 从而形成双集电层。超级电容器的工艺流程为:配料→混浆→制电极→裁片→组装→注液→活化→检测→包装。
2 超级电容的应用
超级电容作为一种新型储能装置, 具有超级储电能力。在储能机理上, 它是高度可逆的, 寿命很长, 可以千万次反复地冲、放电, 而且具有很大的电流, 此外具有很宽的电压范围和工作温度范围。它兼具传统电容器的大电流快速充放电特性与电池的储能特性, 填补了普通电容器与电池之间比能量与比功率的空白, 其放电比功率较蓄电池高近十倍, 弥补了铝电解电容和可充电电池之间的技术缺口, 同时又克服了两者的缺陷, 既具有电池的能量贮存特性, 又具有电容器的功率特性, 它比传统电解电容器的能量密度高上千倍, 可达1000W/kg数量级, 而漏电流小数千倍。它具有高至数千法拉甚至上万法拉的超大电容量, 储电能量大、时间长;能够瞬间释放数百至数千安培电流, 大电流放电甚至短路也不会对其有任何影响;可充放电10万次以上而不需要任何维护和保养, 寿命长达十年以上。它可用于以极大电流瞬间放电的工作状态, 而不易产生发热着火等现象;充电时间很短, 可在几秒之内完成, 是一种理想的大功率二次电源。它可在极低温等极端恶劣的环境中使用, 并且无环境污染, 具有安全可靠、适用范围宽、绿色环保、易维护等特点, 是改善和解决电能动力应用的突破性元器件。
正因为超级电容器的许多显著优势, 在汽车 (特别是电动汽车、混合燃料汽车和特殊载重车辆) 、电力、铁路、通信、国防、消费性电子产品等方面有着巨大的应用价值和市场潜力, 因而被世界各国所广泛关注。电能和燃油的紧缺使人们开始寻找更多的替代能源, 作为目前替代能源应用领域的一个极佳的技术解决方案, 超级电容器在需要更高效更可靠电源的新技术领域中逐渐崭露头角。例如, 新能源汽车是全球汽车行业重点关注的领域, 超级电容器在混合能源汽车中所起的作用是十分重要的。在采用燃料电池供电的汽车中, 如果结合使用超级电容器, 那么燃料电池就可以满足持续供电需求, 而不仅仅是峰值供电。超级电容器存储的能量在电动汽车中主要可以通过三种方式来使用: (1) 它能够向汽车电气系统馈电, 减轻车载发电机的负担; (2) 起纯粹的增强作用, 也就是说, 在换挡时, 增大电动机的扭矩, 提高加速度; (3) 启动辅助, 使电动机从某个固定的状态启动加速汽车。这在某些需要反复启停的特殊操作中能够大大节省能源, 同时大大的降低尾气排放, 满足了现代化绿色环保的需要。
此外, 将超级电容器的强大性能和燃料电池结合起来, 可以得到尺寸更小、重量更轻、价格更低廉的燃料电池系统, 使氢燃料电池能够应用于多个领域。
3 结语
电能和燃油的紧缺使人们开始寻找更多的替代能源, 作为目前替代能源应用领域的一个极佳的技术解决方案, 超级电容器在需要更高效更可靠电源的新技术领域中逐渐崭露头角。
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超级电容组 篇7
关键词：超级电容储能装置,最大风能捕获,单位功率因数并网,功率平抑
目前, 越来越多的大中型风电场相继建成并投入运行。由于大中型风力发电场 (50 MW及以上) 一般直接接入输电网, 故电网对风电电能质量的要求越来越高[1]。风能是一种随机变化的能源, 具有不稳定、不连续、易受外界影响的特点, 风速变化会使原动机输出的机械功率发生变化导致发电机输出功率波动, 进而对电网的电能质量产生不利影响, 所以提高风电场输出功率的可控性, 是目前风力发电技术的重要发展方向。把电力储能系统引入风力发电技术, 能有效地抑制风电功率波动, 平滑功率响应曲线, 提高电能质量, 是保证风力发电并网运行、促进风能利用的关键技术和主流方式[2]。超级电容器作为一种新型的储能器件, 由于其功率密度高、充电速度快、循环使用寿命长、绿色环保、工作温度范围宽等优点, 成为电网储能的首选装置之一。本文所采用的储能系统由超级电容组成的储能装置和双向DC/DC变换器组成。超级电容主要实现能量的储存和释放;双向DC/DC变换器主要实现充放电控制、功率调节和控制等功能。
1系统总体结构
永磁直驱风力发电系统主要包括风力机、永磁同步发电机、不可控整流桥、BUCK变换器、网侧PWM逆变器;储能系统主要包括双向Buck-Boost斩波电路和超级电容器。前级为最大风能捕获电路, 采用BUCK斩波电路作为主电路, 通过控制BUCK驱动脉冲占空比, 使风电机组输出最大功率, C2起到稳定直流电压, 使前后级近似解耦, 向逆变桥提供直流电源;超级电容储能系统并联在直流侧母线上, 通过双向Buck-Boost斩波电路变换吸收或释放功率, 从而平滑直流侧功率轨迹曲线, 达到调节并网功率的目的。网侧PWM逆变器采用基于电网电压定向的并网控制策略, 使并网电流与电网电压同频同相, 实现单位功率因素并网。
图1[3]为超级电容等效电路模型图, 图2[4,5]为直流侧并联超级电容储能系统的风力发电系统结构示意图。
为了向风电场提供足够的功率支持, 超级电容储能系统可根据需要设计为较大容量。当风电机组输出功率高于电网功率参考值时, 超出功率可由超级电容器吸收, 把多余的能量存储在超级电容器中, 当风电机组输出功率低于电网功率参考值时, 超级电容器可释放功率, 为风电场提供功率支撑[6]。图2中开关k2可设计为双向开关, 通过这种方式将能够有效地平抑风电机组输出功率的波动, 使风电系统输出较为平滑的有功功率。
2系统控制策略设计
直流侧并联超级电容储能系统的直驱式风力发电控制系统主要由三部分组成:前级BUCK变换器控制、网侧PWM逆变器控制、储能系统中双向Buck-Boost斩波电路控制。
2.1前级BUCK变换器控制
系统采用两级变流技术, 一方面使最大功率跟踪与功率调节环节解离;另一方面最大功率跟踪器和后级逆变系统的中间有较大的电容, 可以实现能量的解耦。因为斩波器输出侧udc由网侧PWM逆变器控制恒定, 所以前级BUCK电路可通过改变开关管的占空比来控制BUCK直流斩波器的输出电流, 从而控制风能的输入功率, 完成对风力发电系统输出的最大风能捕获。
传统的扰动观察法在稳态时的功率损耗比较大, 而且风速剧变时, 有误判, 而改进的扰动观察法采用变步长扰动, 在远离最大功率点处采用较大的扰动步长, 而在最大功率点附近采用较小的扰动步长, 就可以克服上述问题, 控制流程图如图3[7]所示。
2.2网侧PWM逆变器控制
如图4所示为电压型PWM逆变器 (VSI) , 根据其工作原理可知, 交流侧包含时变的交流量, 因而不利于控制系统设计。根据PARK变换原理, 可将三相对称静止坐标系 (a, b, c) 转换成与电网基波频率同步旋转坐标系 (d-q) 。通过经过坐标变换后, 三相对称静止坐标系中的基波正弦变量变为同步旋转坐标系中的直流变量, 从而实现了控制上的解耦, 在设计电流内环时, 便于闭环调节器的设计, 同时也很方便地与正弦脉宽调制接口, 利于网侧滤波电路的设计。相应地, 也可建立三相VSI在同步旋转坐标系 (d-q) 下的数学模型。
2.2.1三相VSI在同步旋转坐标系 (d-q) 下的数学模型
定义开关函数为:
式中k=a, b, c。
当开关函数Sa=1时, uA=udc;当Sa=0, uA=0。可以推得uA=Saudc, 根据基尔霍夫电压、电流定律可得VSI在三相静止坐标系的微分方程:
在C点由基尔霍夫电流定理可得:
由式 (1) 、式 (2) 和PARK变换可以推出:
在坐标变换过程中, 使d轴方向与网压空间矢量E对齐, 即以网压a相峰值点作为旋转角θ的零点, 则有ed=|E|, eq=0。网侧电压电流相量图如图5所示。
图5中id、iq对应网侧电流中有功和无功分量。稳态时, id、iq均为直流, 其微分项等于零。因此有:
式 (4) 中, ed、eq是电网电动势矢量的d、q分量;ud、uq是交流侧电压矢量的d、q分量;id、iq是交流侧电流矢量的d、q分量。
2.2.2并网侧解耦控制策略
在稳态方程中, 电网电压ed为前馈分量, 可以克服由电网电压波动引起的系统扰动;ωLid和ωLiq为解耦项, 使有功电流和无功电流可以分别控制。在双闭环结构中, 电压外环控制直流电容电压的稳定, 电压外环的输出作为有功电流的给定值, 无功电流由外部给定, 同时通过检测负荷电流的无功分量, 将其作为逆变器补偿无功电流iq的同步控制。这样就可以通过独立控制有功电流、无功电流的大小和方向, 实现对电网的有功输出和无功补偿, 达到了解耦控制的目的[8]。控制流程图[8]如图6所示。
2.3储能系统双向Buck-Boost斩波电路控制
功率平滑控制的系统控制图如图7所示, 系统外环为功率环, 内环为电流环的控制结构。功率环为:风机输出值Pwind经低通滤波器滤波后, 滤除高频量后将其作为系统并网功率的参考设定值P*wind;超级电容的功率设定取为PC*=Pwind-P*wind, 超级电容的实际功率与设定功率做差后, 经PI调节器和限幅环节形成控制电流iC*, 经限幅环节后可以有效限制超级电容的工作电流。内环为:将iC*与超级电容实际电流iC做差, 经PI调节后, 与载波协调控制形成K2和K3的互补且带有死区的驱动脉冲, 使超级电容实际输出电流跟随参考电流, 即输出功率跟随设定功率。
3系统仿真与效果分析
在Matlab/simulink仿真环境下建立了整个系统的仿真电路。仿真时, 系统额定功率为16 k W, 电网线电压380 V, 频率50 Hz, 直流母线参考电压600 V, 超级电容正常工作电压150 V, 额定容量5 A·h。仿真波形见图8~图10。
图8中分别是风机输出的功率、超级电容的工作功率和并网输出功率, 可以看出, 风电系统中, 前级buck能实现风能最大风能捕获, 风力发电机受外界环境影响比较大, 风速的不稳定性导致风机输出的功率瞬态波动较大, 超级电容通过双向流通控制器实现瞬态调节直流侧输出功率轨迹曲线, 进而平滑并网功率, 减小功率波动, 最终实现功率的平滑抑制控制。图8开始在0.4 s时风机由于风速突增, 出现了功率输出高峰, 此时超级电容吸收风机输出的多余电能, 平滑风机输出功率轨迹高峰。由图9可知, 并网电压、电流同频同相, 实现了单位功率因数并网, 即使在风速变化的暂态过程中, 仍可保持相位始终跟踪。在风机输出功率波动区间, 由于有超级电容快速平抑作用, 并网逆变器输出电流几乎没有出现波动。图10中横轴表示谐波次数, 纵轴表示对应谐波含量所占的百分比, THD表示总的谐波含量。由国标可知, THD小于5%的电流或电压波形都较理想, 由于此时THD为4.33%, 并网电流谐波含量较低, 所以并网电能质量较高。
4实验结果
根据以上设计方案, 以DSP2812作为主控芯片, 研制了一台额定功率2 k W的三相并网逆变器。图11为送入IPM的经驱动隔离后的同一桥臂的上下开关管PWM互补控制波形和并网电压电流波形。图11 (a) 驱动波形的幅值为15 V, 开关频率为20 k Hz。另外还在互补的PWM控制信号中增加了死区, 使一侧开关管闭合与另一侧开关管断开有一定的延时, 可以避免同时导通。图11 (b) 为经过霍尔传感器采样得到的电网电压与并网电流的波形, 可知两者同频同相, 在实测风速范围为7~10 m/s的情况下, 并网电流几乎没有发生波动, 并网效果较佳。
5结论
本文采用直流侧并联超级电容储能装置的结构。所设计的控制策略, 可实现风电系统最大风能捕获和网侧PWM逆变器单位功率因数并网以及储能系统功率的调节。仿真和实验结果均表明, 采用本文提出的功率平抑控制策略可以有效控制功率的波动, 减小其变化率, 即使风速变化较大, 风力发电系统输出的并网电流波形几乎没有发生波动, 改善了电网电能质量。
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