直流电容电压（精选10篇）
直流电容电压 篇1
0 引言
补偿电流发生电路由电压型PWM变流器及其相应的驱动电路、电流跟踪控制电路组成,为保证其有良好的补偿电流跟随性能,必须将变流器直流侧电容的电压控制为一个适当值[1]。
直流侧电压常因以下原因出现大幅度波动:滤波器和电网之间大容量的无功交换;电网发生电压闪变等特殊情况,导致基波串联谐振电路产生高电压,并通过逆变器续流二极管向直流侧电容充电;电网中谐波电压造成基波串联谐振电路L1,C1分压过高,有源滤波器将通过基波串联谐振电路与电网交换能量,造成直流侧电压波动;逆变器开关损耗引起直流侧电压降低[2]; 除此之外,由于三相四线制系统存在中线以及中线电流,直流侧电压的波动对中线电流也有影响,因此直流侧电压的控制显得更为重要[3]。
在三相系统中通常采用常规PI控制方法来实现直流侧电容电压的控制。PI调节器主要起到稳定电容电压的作用,其参数的确定通常采用自动控制理论,推导电路数学模型,确定控制器参数。控制器参数包括两个:比例增益Kp,积分作用Ki。
比例增益Kp是为了及时地反映控制系统的偏差信号,一旦系统出现了偏差,比例调节立即产生作用,使系统偏差快速向减小的趋势变化。当比例增益Kp大的时候,PI控制器可以加快调节,但是过大的比例增益会使调节过程出现较大的超调量,从而降低系统的稳定性,在某些严重的情况下,甚至可能造成系统不稳定。
积分作用Ki是为了使系统消除稳态误差,提高系统的无差度,以保证实现对设定值的无静差跟踪。积分作用的强弱取决于积分时间常数Ti的大小,Ti越小,积分作用越强,反之则积分作用越弱,控制过程将拉长。积分作用的引入会使系统稳定性下降,动态响应变慢。
目前直流侧电容电压控制大多采用PI控制,PI控制具有参数整定困难且适应的区域较小的缺点。并且常规的PI对正弦的参考电流,比如在交流驱动中,难以达到理想的控制效果[4]。而直流侧电容电压不稳定对装置的正常运行有不利影响,它使输出电流不能对有害电流进行补偿,影响DSTATCOM的正常运行。
1 改进的直流侧电压控制方法
对直流电压的控制原理如图1所示,V*dc是直流电压的给定值,Vdc是反馈值,两者之差通过PI调节器后得到有功电流的参考值i*d。经过这样的控制,DSTATCOM就可以从电网吸取或向电网注入一定的有功电流,从而维持直流侧电容电压的恒定。
本文借鉴了模糊控制方法,按照模糊控制方法的参数选择原则,对直流侧电压进行分段控制。提出的分段PI控制方法,主要思想是根据电压误差及其变化量的大小正负,确定不同的Kp和Ki,以达到保持直流侧电压稳定、动态响应快的目的。
根据PI控制参数Kp和Ki对系统输出特性的影响,可以制定在不同的ΔVdc和dΔVdc时参数的选择原则[5]:
(1)当|△Vdc|很大时,即直流电压误差最大。此时控制器要求能迅速调整误差,使误差绝对值最大速度减小,即使得控制器的输出为正的最大或负的最大;同时还要求能避免积分饱和。此时,应取较大的△Kp和△Ki。
(2)当时ΔVdc×dΔVdc>0,即误差在朝绝对值增大的方向变化。此时,如果|ΔVdc|较大,控制器应该采取较强的控制作用,使得误差绝对值朝减小的方向变化,并迅速减小误差绝对值。此时控制器应取较大的ΔVKp,较小的ΔKi。如果|ΔVdc|较小,控制器只需采取一般的控制作用,改变误差的变化趋势,使其朝误差绝对值较小的方向变化。
(3)当时ΔVdc×dΔVdc<0,即误差在朝绝对值减小的方向变化,此时可保证控制器的输出不变。
(4)当时ΔVdc=0,即系统已经达到平衡状态,此时可保持控制器的输出不变。
(5)当ΔVdc×dΔVdc=0时且ΔVdc≠0时,即系统的曲线与设定值Vset的曲线平行。为使系统具有良好的静态特性,控制器应取较大的ΔKp和ΔKi。
在本文中,具体是将模糊取值NB,NM,NS,ZR,PB,PM,PS分别用数字值-3,-2,-1,0,1,2,3代替,省掉了模糊计算过程。具体Kp和Ki的设置如表1所示,注意到Kp,Ki的控制表均是Vdc,dVdc在区间[-3,3]进行的。当Vdc较大不在此区间时,设置Kp为较大的值,比如100,以进行快速的跟踪给定参考值;待Vdc进入此区间后,再按照表1控制。
2 实验结果
为了验证系统输出侧电压对参考值的跟踪程度,设定参考值为100,仿真结果如图2和图3所示,其中图2为输出侧电压值,图3为Kp取值,图4为Ki取值。将图2中的Kp放大到[-5,5],见图3,可以看到分段PI方法兼有快速跟踪和精细调节的特点。
便于与PI方法对比,P=1,I=1时的仿真结果,如图4所示。
P=1.5,I=1.5时的仿真结果如图5所示。
比较以上各图可以看出,本文提出的方法不仅无超调,而且响应时间大大减小,达到了保持直流侧电压稳定、动态响应快的目的,为DSTATCOM正常工作奠定了基础。
3 结束语
本文借鉴模糊控制方法,按照模糊控制方法的参数选择原则,对直流侧电压进行分段控制。其中,改进后的方法既能充分利用现场经验,又避免了传统PI的试凑方法。
摘要：针对传统PI控制参数整定困难且适应的区域较小的缺点,提出了一种改进的直流侧电容电压控制方法。借鉴了模糊控制方法,根据电压误差及其变化量的大小正负,确定不同的Kp和Ki,以达到保持直流侧电压稳定、动态响应快的目的。经仿真验证,提出的方法既能充分利用现场经验,又避免了传统PI的试凑方法。
关键词：模糊控制,直流侧电压,比例增益Kp,积分作用Ki
参考文献
[1]王兆安,杨君,刘进军.谐波抑制与无功功率补偿[M].北京:机械工业出版社,1998.
[2]赵伟,罗安,范瑞祥,等.新型注入式混合有源滤波器直流侧电压研究[J].电工技术学报,2007,22(5).
[3]伏祥运,王建颐,纪延超.基于电网电流检测的配电网静止同步补偿器控制方法的研究[J].电气应用,2006,25(12):114-118.
[4]Lorenz R D,Lipo T A,Novotny D W.Motion control with inductionmotors[J].Proceedings of the IEEE,1994,82(8):1115-1135.
[5]张恩勤,施颂椒,高卫华,等.模糊控制系统近年来的研究与发展[J].控制理论与应用,2001,18(1).
直流电一定不能通过电容器吗 篇2
将电容器和电流表及电阻接到一个大小变化的直流电源上，如，按正玄波正半周规律变化的直流电。如图：
闭合电键。看到当电压升高时电流表增大示数；电压减小时，电流表示数减小，得到直流电。这是怎么回事呢？
其实不管是哪种电流都没有通过电容器，电流只是在外部的导线中流动。当电容器接在交流电路中时，交流电的电压做周期性变化，使电容器两级间电压的大小和方向都随时间做周期性变化，当电压增大时，导体中的电流流向电容器，给电容器充电，在电路中形成充电电流：当电压减小时，电容器放电，电流流出电容器，在电路中形成放电电流。所以，尽管自由电子不能通过电容器两极间的绝缘介质，但在周期性交变电压作用下，电容器不断充电，放电，电路中就会形成持续的交流电。当电容器接在电压大小变化的直流电路中时，由于电压变化，电容器也可以不断充电，放电。在外部导线中形成电流。因此，电流表有示数。
由此可见，课本所说的“隔直流”是指：大小和方向都不变的恒定电流，而不是泛指的直流电。
通过学生所做的实验提出问题，使我们对电容器的特性更加理解。同时告诉我们，治学要严谨，不能按照课本内容按部就班。极大提高了学生的学习兴趣。
直流电容电压 篇3
关键词：静止同步补偿器,链式多电平,逆变器,直流侧电容电压,冗余,电压控制
0 引言
链式结构[1,2]是实现高压大容量的重要拓扑结构,由直流侧相互独立的全桥模块串联组成。与变压器多重化结构相比,该结构省略了变压器,节约了成本,但带来显著优点的同时也带来了问题[3,4]。各模块直流侧电容互相独立、直流侧电容电压不平衡是链式STATCOM[5,6,7]在实际应用中必须解决的问题。文献[8-9]分析了链式结构中造成直流侧电容电压不平衡的原因,谐波和串联型损耗的差异不会造成电容电压不平衡;电容器容量差异会影响动态过程中电容电压的分配,但不会造成稳态时电容电压不平衡;稳态时电容电压的不平衡主要是由于混合型损耗差异、并联型损耗差异以及脉冲延时不同造成的。现有的一些直流侧电压平衡控制的方法[10,11,12]应用到链式STATCOM中,取得了较好的性能,事实上,直流侧电压平衡的控制也一直是研究的热点和难点。
本文首先对链式STATCOM调制策略进行了分析,指出调制策略也能造成直流侧不平衡,在此基础上提出一种新的基于电压冗余状态的链式STATCOM直流侧电压平衡控制策略,其直流侧电容电压平衡控制与STATCOM控制系统相互独立,系统控制部分只需产生所需的参考波形即可,省略了直流侧电压平衡调节PI环,随着链式个数的增加,算法的复杂度略有增加,所需硬件资源少,扩展和实现方便。
1 STATCOM调制策略分析
相移载波调制PSCPWM(Phase-Shifted Carrier Pulse Width Modulation),通过比较参考波和载波输出PWM波形,具有控制简单、实时性好等特点,适用于链式多电平调制。以双极性相移载波调制为例,在N个模块串联的链式逆变器中,每相均采用N个具有相同频率fc、相同峰峰值Ac的三角载波,将各三角载波的相位互相错开2π/N,分别与一个频率为fm、幅值为Am的正弦调制波相比较,如果调制波的幅值大于载波则开通相应的开关器件,反之则关断相应的开关器件,单相2 H桥链式结构和相移载波调制的原理分别如图1和图2所示。
载波和调制波都是周期性波形,通常采用双重傅里叶级数来对输出电压波形进行分析,N个H桥串联时,整体输出电压表达式如式(1)所示:
其中,J2n-1(m Mπ)为Bessel函数,UP为正桥臂输出电压,N为级联的H模块数,M为三角波频率与参考波频率之比,ωm为调制波角频率,ωc为三角载波角频率。
经过相移载波双极性调制后,在不提高单个开关频率fc(fc=ωc/(2π))的前提下,每相等效的开关频率为N fc,整体开关频率提高了N倍,极大提高了整相输出电压谐波性能,特别适合于链式多电平变流器。公式mωct+nωst=±ωst反映了三角波频率对基波的影响,在级联多电平逆变器中,载波频率低(一般为500 Hz以下),即N较小,满足条件的m也就比较小,低阶Bessel函数的影响不可忽略,这将造成模块输出基波相位、幅值的差异,在STATCOM中,直流侧电容取值有限,造成电流对直流电容充放电时间不同,这种差异使得在理想无损情况下,链式结构各个直流电压也会有很大的不平衡。
2 新型直流侧平衡控制策略
针对直流侧电容电压不平衡,利用链式结构输出电压存在较多的冗余开关状态,本文根据电流方向和输出电压冗余状态的不同,有选择地交换各个桥的触发脉冲来平衡直流侧电压[13]。文中以单相4 H桥拓扑为例进行分析,表1给出了总输出电压值和对应各个H桥的输出电压值,可以看出除输出电压值为±4Udc时没有冗余状态,其他状态下均有冗余。
当流入变流器的电流I>0、模块输出电压为+Udc时,直流电容充电,直流电容电压升高;当模块输出电压为-Udc时,直流电容放电,直流侧电压降低;当电流I<0时情况相反,所以当输出状态和电流方向不同时,直流侧电压的变化趋势也不同。
本文所采用的方法是当直流侧电压不平衡超过一定范围时,将各个直流侧电压进行排序,然后根据电流方向和输出状态,选择合适的冗余状态进行交换,将直流侧电压最高的模块的开关状态向使直流侧电压降低的开关状态交换,同时把直流侧电压低的模块的开关状态向使直流侧电压升高的开关状态交换,使两者向平均值方向变化,减小直流侧电压不平衡[14,15]。
当Udc4>Udc2>Udc1>Udc3时,4个桥臂的输出状态依次为+Udc、-Udc、-Udc、+Udc,电流方向为流入,则电流对Udc4充电,对Udc3放电,该状态使不平衡加大,根据提出的方法,桥臂总的输出电压为0时,该输出电压具有冗余状态,故可以将输出脉冲交换为+Udc、-Udc、+Udc、-Udc,让电压最高的模块放电,而电压最低的模块充电,使得电容电压趋向于平衡。平衡控制策略实现的原理框图如图3所示。
对单相4 H桥进行仿真分析,其中一个H桥的输出电压uo仿真波形如图4所示。
3 直流侧电压平衡控制策略的改进
由图4可见,采用所提的方法后,开关频率明显增大,截取输出波形0.02 s至0.03 s之间输出电压和直流侧电压的波形(见图5)进行分析(假设输出容性电流),该时间段电流为正,0.02 s时刻H桥输出电压为正,对电容充电,电容电压升高;随着对电容的充电,该模块直流电压逐渐升高,高于平均值,出现直流侧电压不平衡,根据提出的平衡控制策略,将该输出的正电压与其他某个输出为负电压的模块进行交换,交换后,该模块输出电压为负,电容放电,直流电压降低;随着该模块直流侧电压降低,电容电压又满足平衡条件,然后恢复H桥原先的触发脉冲,输出电压变为正,电容电压再次升高;一段时间后直流侧电压又出现不平衡时,根据判断再次交换脉冲,这种交换循环往复,导致开关频率严重增加。
考虑到上述开关频率增加的情况,基于提出的平衡控制策略,在交换判断依据中加入一个滞环比较器,当不平衡出现时,根据电流方向,若直流侧电容电压最大和最小对应的输出电压有冗余,则交换触发脉冲,从而使最大电容电压值降低,最小电容电压值升高;然后保持这个触发脉冲,直到直流侧最小电容电压值与最大电容电压值之差大于平均值的一定范围为止。对改进直流侧电压平衡方法进行仿真分析,其中一个H桥输出电压波形如图6所示,从图可知开关频率大为降低,且能保证直流侧电容电压平衡且不影响输出电压波形质量。
4 仿真结果分析
本文针对基于电压冗余状态的直流侧电压平衡方法和改进平衡方法,对4 H桥链式STATCOM进行了仿真分析。仿真参数:系统电压为2 200 V,直流侧电容为5 000μF,三角载波频率为500 Hz,调制比为0.9,参考波滞后系统电压0.04 rad。不对直流侧电压平衡进行控制时的仿真波形如图7所示,可以看出4个H桥直流侧电压出现了明显的不平衡,时间越长,出现的直流侧不平衡越明显,在理想情况下也会出现直流侧不平衡,所以必须对直流侧电容电压不平衡进行控制。
在理想情况下,采用脉冲循环交换方法,对4 H桥STATCOM进行仿真分析,其直流侧电容电压瞬时值和平均值波形如图8所示。由图可知,在理想情况下直流侧电压是平衡的,平衡所需时间较长,直流侧惯性较大,效果不太理想。
计及各种损耗造成直流侧电容电压的不平衡时,脉冲循环交换只能消除调制所带来的不平衡,不能解决器件个体差异造成的不平衡。仿真是针对4 H桥进行的,在其直流侧加入了一个等效损耗的10 kΩ并联电阻,循环交换直流侧电容电压的波形见图9。由图可知,依然存在直流侧电压不平衡现象。
对本文所提出的直流侧电压平衡控制新方法进行仿真,仿真结果如图10所示。从图中可以看出,利用冗余状态来调节直流电压,直流侧电压维持在平均值附近上下波动。该方法能够很好地维持直流侧电压平衡,不影响输出电压波形质量,开关频率增加较少。
5 结论
直流电容电压 篇4
关键词: 直流耐压试验绝缘缺陷交联聚乙烯
0 引言
泄漏电流电力电缆作为一种输电设备,不但具有占地少、供电可靠性高、运行和维护简便、可保密等优点,而且有利于提高电力系统功率因数,有利于美化城市。在城市配网及城网改造和新兴的现代化企业中的作用正日益突出,由于进行直流耐压试验的方法种类较多,接线方式各异,试验结果差别很大。随着交联电缆的广泛使用,对油浸纸绝缘电缆和交联聚乙烯绝缘电缆都采用直流耐压试验是否合适,如何正确判断电缆的试验结果,能否投入运行,这些都是我们在工作中遇到的实质性问题,需要我们正确地判断并得出正确的结论,为电缆的安全运行提供可靠的依据。
1直流耐压试验对发现纸绝缘电缆缺陷的有效性
直流耐压试验可判断纸绝缘电缆的好坏,并可获取其内部缺陷的可靠数据。避免交流高电压对纸绝缘的永久性破坏作用。在直流电压的作用下,电缆绝缘中的电压按绝缘电阻分布,当电缆绝缘存在发展性局部缺陷时,直流电压将大部分加在与缺陷串联的未损坏的部分上,所以直流耐压试验比交流耐压试验更容易发现电缆的局部缺陷。电缆直流耐压试验时,电缆导体接负极。这时电缆绝缘中有水分存在,将会因电渗透作用使水分子从表层移向导体,发展成为贯穿性击穿缺陷,易于在试验电压下击穿,因而有利于发现电缆绝缘缺陷。在直流电压下,绝缘介质中的电压按电阻系数分布,当介质有缺陷时,电压主要由与缺陷部分串联的未损介质的电阻承受,使缺陷更容易暴露。电缆纸绝缘在直流电压下的击穿强度约为交流电压下的2倍以上,所以可施加更高的直流电压对绝缘介质进行耐压强度的考验。在许多情况下,用遥表测量电缆的绝缘良好,而电缆的绝缘在直流耐压试验中被击穿。因此,直流耐压试验是检验电缆耐压强度、发现纸绝缘介质受潮、机械损伤等局部缺陷的有效手段。
2直流耐压试验对交联聚乙烯绝缘电缆的局限性
交联聚乙烯绝缘电缆电性能优良、制造工艺简单、安装方便,被广泛采用,已成为纸绝缘电缆的替代品。按高压试验的通用原则,被试品上所施加的试验电压场强应模拟高压电器的运行状况。这对检验交联聚乙烯绝缘电缆效果不明显,而且还可能产生负作用,主要表现在以下几个方面:
2.1 交联聚乙烯绝缘电缆在交、直流电压下的电场分布不同。交联聚乙烯绝缘层是采用聚乙烯经化学交联而成,属整体型绝缘结构,其介电常数小于2.3,受温度变化的影响较小。在交流电压下,交联聚乙烯电缆绝缘层内的电场分布是由介电常数决定的,即电场强度是按介电常数反比例分配的,这种分布比较稳定。在直流电压作用下,其绝缘层中的电场强度是按绝缘电阻系数正比例分配的,而绝缘电阻系数分布是不均匀的。这是因为交联聚乙烯电缆在交联过程中不可避免地溶入一定量的副产品,它们具有相对小的绝缘电阻系数,但在绝缘层径向分布是不均匀的,所以在直流电压下交联聚乙烯电缆绝缘层中的电场分布不同于理想的圆柱体绝缘结构,与材料的不均匀性有关。
2.2 交联聚乙烯绝缘电缆在直流电压下会积累单极性电荷,释放由直流耐压试验引起的单极性空间电荷需要很长时间。电缆如果在直流残余电荷未完全释放之前投入运行,直流电压便会叠加在工频电压峰值上,电缆上的电压值将远远超过其额定电压。这会导致电缆绝缘老化加速,使用寿命缩短,严重的会发生绝缘击穿。
2.3 交联聚乙烯绝缘电缆的半导体凸出处和污秽点等处容易产生空间电荷,但如果在试验时电缆终端接头发生表面闪络或电缆附件击穿,会造成电缆芯线中产生波振荡,危害其他正常的电缆和接头的绝缘。交联聚乙烯绝缘电缆一个致命弱点是绝缘内容易产生水树枝,在直流电压下,水树枝会迅速转变为电树枝,并形成放电,加速了绝缘水劣化,以致于在运行工频电压作用下形成击穿。
2.4 直流耐压试验不能有效发现交流电压作用下电缆的某些缺陷。如在电缆附件内,在交流电压下,绝缘机械损伤等缺陷处最易发生击穿,在直流电压下则不会。直流耐压试验模拟高压交联电缆的运行状况,其试验效果差,并且有一定的危害性。
3交流耐压试验
直流耐压试验模拟交联聚乙烯绝缘电缆的运行场强状态不能达到所期望的试验效果,可以考虑用交流耐压试验来检测电缆敷设和附件的安装质量。
3.10.1Hz超低频电压 根据试验容量(试验容量公式S=wCU
s2=2∏fUs2 kVA,式中的C为被试电缆电容量;Us为试验电压;f为工频频率),0.1Hz交流电压与50Hz电压相比,前者需要的功率相当于后者的1/500。因此,原来为大型旋转式电机进行试验而开发的超低频电压设备可为塑料绝缘电缆直流电压试验所用。在基础调查研究中,首先针对各种模拟配置求出在0.1Hz和50Hz时试验电压(U0的2倍)等值的对绝缘施加的电压负荷。在经电缆现场试验试用后,开始考虑在现行的关于中压电缆的VDE标准中采纳超低频技术。0.1Hz的推荐试验电平为3U0。与用50Hz的试验相比,引发在薄弱点上的击穿明显变快。60min的试验持续时间是必要的,以便在试验中使可能存在的薄弱点发生击穿。由此可见,超低频试验设备是可行有效的。
3.2 振荡电压脉冲 振荡电压脉冲源于国际大电网21-09/2工作组的推荐标准,该组在20世纪80年代进行可替代塑料绝缘高压电缆设施直流电压试验选择方案的调查研究。按照有无极性变换的电路变形,这种电压波形因其随时间的变化避免了空间电荷效应。此外,采用这种电压波形,在现场可用相对比较简单的方法产生很高的试验电平。与低频方法不同,它适用于高压电缆设施。目前,这些试验方法在我国还没有普及,无论硬件还是软件,尚处于研究阶段。为了掌握电缆各部分的绝缘状况并减少对交联聚乙烯电力电缆的直流耐压试验,可按照《电力设备预防性试验规程》中電力电缆线路的橡塑绝缘电力电缆试验项目进行:①测量电缆主绝缘电阻;②电缆外护套绝缘电阻;③电缆内衬层绝缘电阻;④铜屏蔽电阻和导体电阻比;⑤电缆主绝缘直流耐压试验。为了交联聚乙烯绝缘电力电缆做以上测量,必须改变电缆附件安装工艺中金属层的接地方法。终端的铠装层和铜屏蔽层应分别用带绝缘的绞合导线单独接地,铜屏蔽层接地线的截面不得小于25mm2,铠装层接地线截面不应小于10mm2。中间头内铜屏蔽层的接地线不得和铠装层连在一起,接头两侧的铠装层必须用另一根接地线相连,而且还必须与铜屏蔽层绝缘。连接铠装层的地线外部必须有外护套,而且具有与电缆外护套相同的绝缘和密封性能。主绝缘交流耐压试验的电压波形应为正弦波形,频率应为20～300Hz。当电抗器固定时,谐振频率的平方与电容量成反比,其表达式为:W2C=1/L。即当电源频率变化n倍时,试品的电容量变化n2倍;选用频率为45～65Hz段,频率可以变化1.44倍,在电抗器个数或者电感量不变时,试品电容量最大可以变化2.07倍;选用频率为20～300Hz段,频率可以变化十几倍,在电抗器个数或者电感量不变时,试品电容量最大可以变化100倍。试验电压按照中国南方电网公司《电力设备预防性试验规程》修编说明的规定,试验时间为1h;或者试验电压采用电缆U0值,试验时间为24h,两者任选一种。(注:对于曾经运行过的电缆或其附件设备,在重新安装、部分更新或重新制作后,可采用较低的试验电压或缩短试验时间。试验电压值应经协商确定,此时考虑电缆运行年数、环境条件、过去击穿历史以及此次试验目的等因素。)
4 试验结果的分析与判断
一般可认为通过直流耐压试验而未被击穿的电缆的绝缘是合格的,该电缆可以投入系统运行。但并不是说,通过直流耐压试验的电缆质量就是好的。具有优良质量的电缆线路应在合理运用及无外力损伤的情况下安全运行数十年无事故。判断电力电缆线路绝缘优劣的标准如下:①电缆经直流耐压试验后绝缘击穿者,不能投入系统运行,应立即测寻故障点并进行抢修。②泄漏电流随试验电压的增高而急剧上升者,或者电缆在试验电压稳定后泄漏电流急剧上升,不能投入系统运行,应人为提高试验电压将电缆击穿,然后测寻故障点并进行抢修。③若泄漏电流值很不稳定(排除电源电压波动等外界因素),则可能是电缆绝缘内部微小气隙的局部放电引起的。这时可延长耐压持续时间或提高试验电压,观察泄漏电流的变化情况。如果在延时或提高电压的情况下,泄漏电流恶化趋势不大,可以投入系统运行,3个月后再复试。④泄漏电流不平衡系数超过规定的标准时(不平衡系数不大于2),应首先排除外界因素造成的影响,当确认是由电缆绝缘内部缺陷引起的泄漏电流不平衡时,应采取上述第③条中的延时或提高试验电压的方法进行考核、判断与处理。⑤泄漏电流随时间延长有上升趋势,且泄漏电流值比上次显著增大时,可采取上述第③条中的延时或提高试验电压的方法进行考核、判断与处理。⑥短电缆或其他有微弱缺陷的电缆的泄漏电流偏大而泄漏电流值稳定、平衡时,可投入系统运行。但应在6个月后进行复试。⑦直流耐压试验中有少数闪络现象,但在延时或提高试验电压情况下,闪络现象不再出现者,允许投入系统运行,但需6个月后复试;如果仍有闪络现象出现,一般应找出故障点并予以排除。
以上各条中,需做复试并且复试结果无明显恶化趋势的电缆,均可投入系统运行,并不再列入复试范围;如果复试结果具有明显恶化趋势,则应找出原因并予以修复。
5结束语
直流电容电压 篇5
电力系统中越来越多地使用柔性交流输电系统 (FACTS)对电能进行传输 ,它能够提高电力系统利用和传输电能的能力,同时使系统稳定、安全、可靠地运行。 作为核心装置与核心技术之一的静止同步补偿器(STATCOM),以其损耗低、响应快、储能元件体积小和输出电流谐波含量低等优点,成为动态无功补偿装置发展的重要方向[1,2,3,4]。 在几种比较成熟的拓扑结构中,H桥级联拓扑结构的STATCOM因其模块化结构、无需功率器件串联即可输出足够高的电压和输出多电平电压的特点,在高压大功率场合得到日益广泛的应用[5,6,7,8]。
然而,这种级联型结构STATCOM的各个H桥单元直流电容彼此之间相互独立,每个单元的并联损耗、开关损耗、驱动脉冲延时等又存在差异,会导致STATCOM直流侧电容电压出现不平衡的问题 , 进而导致各功率器件承受不同的电压,使装置输出电压的总谐波畸变率(THD)增加[9]。 因此,实现直流侧母线电压平衡控制是H桥级联STATCOM研究的关键问题之一。
近年来,国内外学者针对H桥级联型STATCOM的直流电容电压平衡问题进行了深入的研究。 在相间直流电压平衡控制方面,文献[10-11]提出利用电压波动部分引起的电流变化在生成的参考电压基础上进行相间电压平衡补偿,但未考虑三相电流间的耦合关系,限制了不平衡的调节范围和动态性能。 文献[12]针对三角形结构系统,提出一种基于有功电压矢量叠加的直流电压平衡控制方法,通过注入零 / 负序电流实现三相之间直流电压平衡。 文献[13]提出一种注入负序电流的方法实现相间电压平衡控制,但额外注入电网的负序电流会对电网造成污染。 文献 [14] 针对星型结构系统 , 提出一种基于零序电压注入实现三相之间直流电压平衡的控制方法,但对于三相直流侧特性相差较大的系统调节能力较弱。 此外文献[15-16]还提出增加额外硬件电路和控制系统对相间直流电压进行平衡控制,这无疑增加了系统的成本和复杂性,降低了系统的可靠性。 在相内直流电压平衡控制方面,文献[10]对各单元的参考电压进行PI调节,但在实现过程中需要使用大量的PI控制器涉及到调节参数整定及延时问题。 文献[17]通过调节各单元的移相角来实现平衡控制,但对于高压大容量的变流器,移相角的可调范围很小,少量的偏差都可能引起系统不稳定。 文献[18]则通过外加电路对各单元的直流侧电容进行有功交换,增加了系统的体积和成本以及控制复杂度。 文献[19]采取调整脉冲序列的方法,从能量的角度实现电容电压平衡,但容易出现某些单元动作过于频繁的情况,影响装置的使用寿命。
针对上述问题,本文在直流侧电容电压三级平衡控制策略的基础上,分别采用比例谐振(PR)控制、自抗扰控制和平移调制波的方法,实现全局平均直流电压控制、相间直流电压平衡控制以及相内直流电压平衡控制。 实验结果表明,本文提出的控制方法具有良好的动态性能以及较强的鲁棒性,有效地解决了H桥级联STATCOM直流侧电容电压平衡控制的难题。
1STATCOM的直流侧电压控制分析
1.1STATCOM的系统模型与工作原理
H桥级联STATCOM的主电路拓扑结构见图1。 STATCOM采用星型接法,通过连接电抗器并联于电网与负载之间,STATCOM通过注入与负载类型相反的无功电流,补偿负载的无功,提高电网输电质量,使电网只提供有功电流。 每相桥臂由N个H桥逆变单元级联而成。 设功率开关器件在理想状态下工作,usa、usb和usc为网侧三相电压,isa、isb和isc为网侧三相电流 ,ua、ub和uc为STATCOM输出三相 电压,ia、ib和ic为STATCOM输出三相补偿电流,ila、ilb和ilc为负载三相电流,Udcreg为直流侧电容电压参考值, C为直流侧电容,L为连接电抗器,Rs为充电电阻。
不考虑功率单元损耗差异,为实现功率平衡,应该保证每一相各功率单元的工作时间一致。 用导通时间的占空比表示工作时间,将开关管的状态da* 、d*b和d*c定义为开关函数,形式如下:
当电容电压处于平衡状态时,相间电压可用开关函数表示为uk= d*kNUdc(k = a,b,c )。
由基尔霍夫电压、电流定律及能量关系可以得到STATCOM基于开关函数的数学模型为:
其中,R为系统的等效损耗电阻。
STATCOM工作时,直流侧电压Udc通过相应桥臂IGBT器件的导通与关断实现输出相间电压的控制 , 从而使得输出的补偿电流ia、ib和ic按照参考指令电流进行变化,以实现滤波与补偿无功的功能。 因此直流侧电压Udc的稳定是保证STATCOM正常工作的关键环节之一,所以必须要对STATCOM直流侧电容电压进行平衡控制。
1.2直流侧电容电压三级平衡控制策略
H桥级联STATCOM直流电压控制策略通常采用三级控制:第一级为全局平均直流电压平衡控制, 控制三相所有功率单元的直流侧电容平均电压等于参考电压,解决系统整体直流侧电压的平衡控制问题; 第二级为直流侧电容电压相间平衡控制,控制每相各功率单元直流侧电压平均值等于全局直流电压平均值,保证每相各单元直流侧电容总电压一致,解决各相之间直流侧电压的平衡控制问题;第三级为直流侧电容电压相内平衡控制,控制每个功率单元的直流侧电压等于该相平均直流电压,解决各功率单元之间直流侧电压的平衡控制问题[10]。
2直流侧电容电压平衡控制新方法
2.1全局平均直流电压平衡控制
作为直流侧电容电压三级平衡控制中的第一级控制,其目的是控制三相所有功率单元的直流侧电容平均电压等于参考电压,解决系统整体直流侧电压的平衡控制问题。 通常的方法是采用传统的PI控制器实现[10],其实现比较简单。 但由于STATCOM输出电压和电流为工频正弦变量,其输出的功率表现为2倍工频的正弦变量,这样会使实际的直流侧电容也具有2倍频的纹波电压 ,因此 ,直流侧电压控制环节产生的参考指令电流就不是一个标准的直流变量,也同样会含有2倍频的交变分量,从而影响STATCOM输出电流的质量。
一般情况下,在采用PI控制器时,为了保证系统稳定性和动态性能,电压环环宽一般都设为200 ~ 500 Hz,这样无法抑制100 Hz纹波电压对STATCOM输出电流的影响;而且其存在较大的静态误差,除使第一级控制效果不佳外,还会影响后2级的控制效果;特别在STATCOM启动的过程中,会使直流电压达到参考电压过程中存在较大的超调。
为解决该问题,本文采用PR控制器对全局平均直流电压进行控制,由于其在基波频率处增益无穷大, 而在非基频处增益很小,系统在基波频率处可实现零稳态误差,通过适当地设置PR控制器谐振点和截止频率,能够减小纹波电压在误差中的比重,减小纹波电压造成的参考电流的畸变,进而提高STATCOM输出电流的质量,同时提高系统的动态性能及系统的动态调节速度,特别是在STATCOM启动过程中, 有效地抑制直流侧电压的超调现象。
PR控制器由比例调节器和谐振调节器组成。 其传递函数如式(3)所示:
其中,kp为比例增益系数;kr为积分增益系数;ωc为截止频率;ω0为谐振频率。 其中kr只影响谐振控制器的增益,而不影响谐振控制器的带宽,随着kr的增大,谐振频率处幅值也增大,它是起消除稳态误差的作用;ωc不仅影响PR控制器的增益,还影响PR控制器的带宽,随着 ωc的增加,控制器的增益和带宽都增大。
本文选取kp=0.05、kr=10、ωc=3.14 rad / s、ω0=100π 为控制器参数。 图2为该参数下的PR控制器的Bode图。 图3为PR控制器框图,将直流侧电容平均电压和参考电压比较,得到的电压偏差信号经过PR控制器,控制器输出信号交给电流内环处理。 其中,Udcreg为直流侧电容电压参考值;Ud*c为全局直流电压平均值;id*c为全局平均直流电压平衡控制的有功调节控制电流。
2.2相间直流电压平衡控制
为实现控制每相各功率单元直流侧电压平均值等于全局直流电压平均值,保证每相各单元直流侧电容总电压一致,本文采用自抗扰控制器(ADRC)对各相之间直流侧电压进行平衡控制。
ADRC控制源于PI控制的思想,但相对于PI控制,取得了更好的控制效果。 此外,通常情况下,P控制器对参数非常敏感,参数的微小变化都会对P控制器的控制效果产生很大的影响,所以控制器选取合适的参数十分困难。 相反地,使用ADRC时,由于保证控制器稳定工作的参数范围较宽,所以参数选取变得十分简单。 同时,对比目前已有的方法,实现起来也非常简单,非常适合实际工程应用。 ADRC在STATCOM中的成功应用,也为在后续的研究工作中出现传统方法无法解决的问题时,提供了一个新的解决思路。
下面介绍ADRC的设计步骤。
a. 首先由式(2)可知系统为一阶系统 ,故设计一阶ADRC。 将STATCOM每相直流侧电压作为被控制对象进行分析,建立直流侧电容电压相间平衡控制模型,并确定被控对象的输入输出量及控制量。
b. 通过ADRC中的微分跟踪器(TD)对被控对象的参考输入安排过渡过程,并提取其微分信号。
选取STATCOM全局直流电压平均值Ud*c为参考值,并采用线性微分单元实现,表达式为:
其中,v1为参考值Ud*c的跟踪信号;r1为速度跟踪因子,是反映微分跟踪器变化规律的特征参数,其值越大则跟踪速度越快,但同时会增加超调量,所以要根据实际系统运行时的要求适当选取;α1和 δ1为可调控制参数,α1决定非线性形状,适当选择 α1将极大改变控制效果,而 δ1则决定了函数fal(·)线性区间的大小。
c. 通过ADRC中的扩张状态观测器(ESO)对影响STATCOM直流侧电容电压相间不平衡的不确定因素和外部干扰进行动态的观测与估计。
对STATCOM直流侧电压设计二阶线性扩张状态观测器,表达式为:
其中,Ukdc(k = a,b,c)为系统当前周期每相各功率单元直流侧电压平均值的实时检测量,是已知参数;z1为直流侧电压的状态估计值;ξ 为系统控制偏差;z2为被控对象的内扰及外扰作用的估计信号,即总的干扰量信号;Δik为控制量;b为控制量的反馈系数;r21、 r22、α2和 δ2为可调控制参数,r22会影响系统扰动估计的滞后,其值越大滞后越小,但过大会使系统振荡,稍增大r21可以起到抑制该振荡的作用,但是r21过大会使系统发散,因此,在调整这2个参数时要相互协调,可首先调整r22,再逐渐增大r21来不断改善控制效果。
STATCOM直流侧电压检测环节存在误差 ,而z1对实际直流侧电压起到准确状态估计的作用,可以大幅提高直流侧电压控制的精度;针对不同应用场合运行参数的变化,z2对未知扰动进行准确估计,可以优化STATCOM相间直流电压控制的动态响应速度并提高系统的控制精度。 扩张状态观测器对扰动估计的准确与否直接影响ADRC的控制效果,所以扩张状态观测器的参数整定非常关键。
d. 通过ADRC中的非线性状态误差反馈控制律(NLSEF)来计算每相控制STATCOM直流侧电容电压相间平衡的有功调节控制量。
由于传统的ADRC中所采用的NLSEF在实际应用当中的参数很难选取,所以本文采用线性优化的方法对其进行简化处理,其线性表达式为:
其中,ξ1为微分跟踪器产生的跟踪信号v1与扩张状态观测器给出的状态估计信号z1之间的误差值;i为无扰动反馈补偿的控制量;b为控制量的反馈系数,它和控制量 Δik及扩张状态观测器的状态变量有关,选取b时,如果对象出现延迟,取较大的b值将产生一个大的误差控制信号,使输出响应加快,同时可以有效地补偿内外扰动;r3、α3和 δ3为可调控制参数,可适当调节r3来控制调节速度,但速度过快会引起超调量加大和系统振荡,所以要适当地选取。
e. 最后通过线性状态误差反馈单元结合扩张状态观测器对扰动部分的观测,得到本文所设计的相间直流电压平衡控制系统,如图4所示。
该控制系统接收到全局直流电压平均值Ud*c和当前周期每相各功率单元直流侧电容电压平均值Ukd后,采用微分跟踪器快速跟踪直流电压给定指令,并进行滤波得到跟踪信号v1。 跟踪信号v1再与扩张状态观测器输出的直流侧电压的状态估计值z1做差, 得到系统电压控制偏差指令 ξ1,将偏差指令 ξ1作为非线性反馈控制器的输入数据。 最后将线性优化后的非线性反馈控制器的输出结果i0与扩张状态观测器估计的扰动信号做差,最终得到相间直流电压平衡控制的有功调节控制电流 Δik。
2.3相内直流电压平衡控制
为控制每个功率单元的直流侧电压等于该相平均直流电压,实现相内直流侧电容电压平衡控制,本文在载波相移调制策略(CPS-PWM)基础上,根据直流侧电容瞬时充放电的情况,判断某一时刻单元的占空比调整方向和大小,通过上下平移每个功率单元的调制波,最终实现相内直流电压平衡控制,该方法配合载波相移调制策略,非常易于FPGA数字实现。
假设在某一时刻,电流方向为从电网流向变流器, 若单元n的输出电压为正,意味着VT1、VT4开通,电流沿着图5(a)所示方向流向直流侧,给电容充电;同样地,若单元n的输出电压为负,意味着VT2、VT3开通, 电流沿图5(b)所示方向流向直流侧,电容放电。 容易看出,为了使各单元电容电压值趋于一致,对应正在充电过程中的几个功率单元,应延长电压较低单元的导通时间,并减少电压较高单元的导通时间;对正在放电过程中的功率单元的处理则相反。
依照上述判断方法得出的结果,假设当前需要减小单元充放电时间,以调制波大于零的前半周期来分析,该单元应输出1和0电平,在0电平时该单元电容并没有接入主电路,既不充电也不放电。 如果要减小单元充电时间,则需要减小1电平作用时间, 那么可以减少开关管VT1和VT4的导通时间;又因为左桥臂此时是由正相调制波(>0)和正的三角载波比较决定,而右桥臂由反相调制波和负的三角载波比较决定,因此只要以0轴为界,如式(7)所示下移正半轴的调制波,并如式(8)所示上移负半轴的调制波,就可达到减小占空比的效果。
其中,eUdc= Unadc- Uadc,为直流侧电容电压误差;ui0为平移前的调制波;ui为平移后的调制波;k为调节系数。
调制波平移前后的效果对比如图6所示。
上述原理也适用于要求延长单元充放电时间的情形。 概括二者,可以将占空比调整的调制波平移方法总结如下:如果调整指令为减小占空比,那么下移正极性调制波、上移负极性调制波;如果调整指令为增大占空比,那么上移正极性调制波、下移负极性调制波;上下平移的幅值以该单元直流侧电压值与平均值之差的大小决定。
结合电容瞬时充放电的情况,可以得到基于调制波平移的相内直流侧电容电压平衡控制算法的流程图如图7所示。
3实验验证
3.1实验装置
为了验证新方法的正确性与有效性,本文搭建电压等级为10 k V、额定容量为2 MV·A的H桥级联STATCOM实验平台。 具体实验参数如下:网侧电压10 k V,电网频率50 Hz,开关频率1 k Hz,每相H桥单元数N=12,电感L=10 m H,直流侧电容C=5600μF, 直流侧电压参考值Udcreg= 800 V。
实验装置中核心的控制器部分采用双处理器设计,其中DSP芯片选择TI公司的TMS320F28335,主要负责无功电流检测及参考电流和参考指令电压的计算,并将参考指令电压发送给FPGA;FPGA芯片选择Altera公司的CycloneⅢ系列的EP3C25,负责接收DSP发送的参考指令电压 ,产生36路PWM控制信号,并通过光纤将脉冲触发信号送到每个H桥单元。
本文提出的直流电容电压平衡控制策略中全局平均直流电压平衡控制和相间直流电压平衡控制在DSP中完成;相内直流电压平衡控制则在FPGA中完成,配合本文使用的载波相移调制策略,使其非常易于FPGA数字实现。
3.2电压平衡控制实验过程
基于以上实验参数,对H桥级联STATCOM实验装置的启动过程及阶跃响应动态过程进行实验研究,实验过程中的装置动作时序如下:
a. 在实验装置未启动时刻 ,各功率单元的IGBT封锁,STATCOM与电网侧连接的断路器和旁路充电电阻的断路器均处于断开状态;
b. 闭合所有的断路器,使STATCOM通过交流电抗器和充电电阻,向各功率单元直流侧电容充电;
c. 充电接近完成时,闭合旁路充电电阻的断路器 , 使STATCOM通过交流电抗器直接与电网相连;
d. STATCOM开始启动,装置直流电压控制策略按照时序自动依次启动,最终实现装置相间直流电压的平衡控制;
e. 装置由输出一半额定电流阶跃为输出额定电流,待装置相间直流电压再次达到平衡时,实验结束。
在实验过程中,直流侧电压相关数据经过信号采集系统送入控制板的DSP中,在电脑上通过CCS软件可以观察并记录实验数据,最后将CCS记录的实验数据导出,通过MATLAB软件绘制成实验结果波形。
3.3电压平衡控制实验结果分析
为验证本文提出的控制策略对全局平均直流电压平衡控制的效果,一级控制中选取增益kp= 0.05、 kr= 10的PR控制器,并选取增益kp= 0.5、ki= 0.01的PI控制器进行对比研究。
图8为启动过程中分别采用PI和PR控制器作为一级控制器时的全局平均直流电压波形。 从图中可以看出,采用PR控制器后,全局平均直流电压平稳上升,很快就可以达到平稳状态,并维持在直流电压参考值,基本不存在偏差;而PI控制下,虽然直流电压调节速度很快,但全局平均直流电压在达到平稳状态之前存在波动,波动的最大值幅值约为50 V (参考值的6.25%),之后才能逐渐趋于平稳 ,达到直流电压参考值。
在一级控制采用PR控制的基础上,二级控制采用ADRC控制。 图9和图10分别为STATCOM启动时刻相间平均直流电压波形和STATCOM输出电流阶跃时刻的相间平均直流电压波形。 其中,微分跟踪器控制参数r1= 0.3、α1= 0.75、δ1=0.001;扩张状态观测器控制参数r21= 0.3、r22=18.05、α2= 0.5、δ2= 0.001、b=1; NLSEF控制参数r3= 0.5、α3= 0.25、δ3=0.001。
由图9可以看出,尽管各单元的损耗不同,在相间直流电压平衡控制启动后,各相平均直流电压很快就与全局平均直流电压达到一致,直流电压偏差最大不超过10 V(额定值的1.25%);在达到平稳状态后,各相平均直流电压与全局平均直流电压基本不存在偏差,稳态误差小于5 V(额定值的0.625%)。
如图10所示,在STATCOM输出无功电流阶跃响应的瞬间,相间平均直流电压波动的最大值幅值不大于15 V(额定值的1.875%)。 随后在平衡控制算法的作用下,相间平均直流电压仍能恢复到无差调节状态,稳态误差仍小于5 V(额定值的0.625%) 由此可以看出,相间直流电压平衡控制可以抑制各相平均直流电压不平衡,防止直流电容侧出现过压保护致使装置停止运行。
在一级控制采用PR控制、二级控制采用ADRC控制的基础上,三级控制采用上下平移调制波的控制策略。 其中,调节系数k=10。
图11为STATCOM在平稳运行过程中的a相各功率单元直流侧电容电压波形。 从图中可以看出所有单元的电容电压都很好地平衡在了800 V,且纹波含量很低。 这也证明了载波相移调制策略搭配本文提出的基于调制波平移的相内电容电压平衡控制策略的性能和效果均令人满意。
通过上述启动过程、阶跃响应动态过程及平稳运行过程的实验研究,基于本文所提出的控制算法能够使各级控制相互协调,并达到最佳的控制效果,提高了装置的抗扰动能力。
4结论
本文在基于直流侧电容电压三级平衡控制策略的基础上,采用PR控制器对全局平均直流电压进行控制,提高了后2级的控制效果;采用ADRC对相间直流电压进行平衡控制,实现了对外界扰动的动态补偿;采用上下平移每个功率单元调制波的方法实现了良好的相内直流电压平衡控制效果,而且该方法配合载波相移调制策略,非常易于FPGA数字实现。 实验结果表明,本文提出的控制方法,具有良好的动态性能和较强的鲁棒性,能够很好地平衡H桥级联STATCOM的直流侧电容电压。
摘要：H桥级联静止同步补偿器(STATCOM)直流侧电容电压的波动,会引起系统直流侧母线电压不平衡,从而影响系统的可靠运行。针对该问题,在直流侧电容电压三级平衡控制策略的基础上,采用比例谐振(PR)控制器对全局平均直流电压进行控制,以提高控制效果;采用自抗扰控制器(ADRC)对相间直流电压进行平衡控制,实现对外界扰动的动态补偿;采用上下平移每个功率单元调制波的方法,实现相内直流电压平衡控制,并配合载波相移调制策略(CPS-PWM),易于FPGA数字实现。实验结果表明,提出的控制方法是有效的,且具有良好的动态性能和较强的鲁棒性。
直流电容电压 篇6
统一电能质量调节器(unified power quality conditioner,UPQC)作为一种综合电能质量补偿装置,可以解决大部分电能质量问题,如消除电压的波动、跌落、上升、闪变、不对称,以及电能的中断、谐波及无功等,因此得到了国内外科研工作者的极大关注[1,2,3,4]。
从结构上看,串、并联补偿器共用的中间直流环节担当了电压源的作用。直流侧电压波动将影响2个补偿器之间有功功率的交换,对补偿器的正常运行形成干扰,因此常规的UPQC直流侧电压控制目标为维持其电容电压恒定。一般通过设置直流电压调节器来控制直流侧电容电压,使其接近于理想直流电压源[3,4,5,6]。这种方法对电源电压和负载电流平衡的情况以及三相三线UPQC是有效的[5,6,7,8,9]。但在不平衡及非线性工作情况下,即系统电压、负载电流三相不对称且畸变时,直流侧电压波动不可避免,这种波动无疑会影响串、并联补偿器的正常运行,进而影响UPQC的补偿效果。因此,这种情况下,除了采用常规的直流侧电压控制方法外,还要考虑直流侧电压波动带来的影响。
本文针对电源电压和负载电流不平衡及畸变的情况,分析了直流侧电容电压波动产生的机理,提出了消除直流侧电压波动影响的方法,并将其应用于实际的控制策略。
1 直流侧电容电压波动的机理分析
本文研究的三相四线UPQC基本结构如图1所示。
在不平衡及非线性情况下,并联补偿器的输出电流i3用于补偿负载电流的无功电流、负序、零序及谐波分量,串联补偿器用于补偿电源电压与额定负载电压之间的差值,其输出电压vc也包含正序、负序、零序及谐波分量。因此,并联补偿器的输出电压v2和电流i2以及串联补偿器的输出电压v1和电流i1也包含了基波正序、负序、零序及谐波分量。
考虑UPQC已经稳定运行,负载端电压、电源侧电流已经被补偿为三相正弦对称且与系统电压正序同相的波形。为简化分析,仅考虑不平衡的情况,串联补偿器的输出电压和输出电流可用式(1)和式(2)表示:
式中:下标p表示正序,n表示负序,0表示零序,s表示系统侧分量,m表示最大值,l表示负载侧分量;k为调制比。
根据能量守恒定理[10], 可得:
从式(4)可以看出,直流侧电流idc1包含了直流分量和2次谐波分量,而2次谐波分量与系统电压的负序和零序分量有关。
类似地可以推导出idc2也包含了直流分量和2次谐波分量。
常规的直流侧电压控制方法就是通过设置直流电压调节器,保证idc1和idc2的直流分量相同,实现有功功率平衡,从而保证直流侧电压平均值Vdc恒定。在不平衡及非线性工作情况下,采用这种控制方法同样有效,但直流侧电压对串、并联补偿器的影响并没有得到完全考虑,现分析如下。
由图1可知:
可见,如果idc1和idc2的直流分量通过直流电压调节器的调控已相等,即有功功率已达到平衡,则电压vC1将以2次谐波频率波动,即有:
由于要保证电源侧中线电流isN=0,所以,
如果负载零序电流ilN和系统零序电压vs0产生的零序电流无法抵消,vC1会包含基波分量,所以考虑畸变的情况,在UPQC稳定运行时,直流侧电流idc1和idc2包含了谐波分量,不平衡及畸变程度越大,vC1和vC2波动就越大。电容电压的波动将会严重影响串、并联补偿器输出电压v1和v2,进而影响补偿效果。
上面的结论是在已经采用了常规直流电压的控制方法,即idc1和idc2的直流分量已经相同的情况下得出的,可见,常规直流电压的控制方法无法消除直流侧电压的这部分波动分量。从式(5)和式(7)可以看出,系统电压和负载电流的不平衡及畸变是造成电容电压vC1和vC2波动的原因,即使UPQC已经稳定运行,直流侧电压已经经过常规的控制方法维持平均值恒定,但vC1和vC2中的波动也无法避免,换句话说,要保证isN=0,需要直流侧电压vC1和vC2波动。因此,仅仅从控制直流侧电压稳定这个角度来试图减少其波动对串、并联补偿器输出电压的影响是不够的,还需要找到一种方法,使得串、并联补偿器对直流侧电压波动不敏感,即这种方法可以消除直流侧电压波动对补偿器正常变换的影响。
2 直流侧电容电压波动影响的抑制方法
为减少直流侧电压波动的影响,常考虑的方法是增大直流电容量和采用2次谐波滤波器的方法消除电容电压波动[10],但这2种方法都有局限性。本文考虑用另一种方式来降低直流侧电压波动的影响。
理想情况下,即vC1=vC2=Vdc/2时,根据图2(a)所示的脉宽调制(PWM)波的产生原理图[11],以a相为例,其输出电压的理想电压vaN为:
式中:Vcm为载波的峰值;Vrm为调制波的峰值;ma为调制比。
当直流侧电容电压不等,即vC1-vC2=ΔV时,近似地,其输出电压为:
比较式(8)、式(9),当直流侧电压波动时,要保证输出电压vaN′=vaN,参考波的峰值必须满足:
这里把ε称为直流电压调节系数。在直流侧电压波动的情况下,只要将原调制波vr乘以一个调整系数ε得到vr′,用vr′作为正弦脉宽调制(SPWM)的调制波,就可以保证补偿器的输出电压vaN′仍为理想值vaN,可见,直流侧电压波动对补偿器的输出无影响。如图2(b)所示,这种方法实际上是通过改变SPWM波形形成时的调制波来改变每个周期的脉冲宽度,通过这种方法,消除了直流侧电压波动对补偿器输出电压的影响,其开关器件的开关频率仍然是载波的频率。
3 引入直流电压调节系数的控制策略
3.1 并联侧补偿器控制策略
将并联侧补偿器控制为电流源,用于补偿负载的谐波电流,同时提供UPQC本身消耗的有功功率。将图1中的各电量通过同步坐标变换[10],可获得并联侧补偿器在dq0坐标系下的表达式为:
与常规的UPQC控制策略一样,利用直流电压调节器保证直流侧电压的平均值Vdc跟踪恒定给定值V*dc,实现有功功率的平衡,维持直流侧电压平均值恒定。因此,直流电压调节器GdPI(s)的输出及负载电流的谐波分量作为并联侧补偿器输出电流d轴分量的给定值,如下所示:
将负载电压作为干扰量,将其引入前馈控制,由式(11)～式(13)可获得直接电流控制策略方程为:
式中:Gcn(s)=(L2C2s2+R2C2s+1)/(1+0.5Tcs)2;Tc为采样周期。
这种带负载电压前馈的直接电流控制策略如图3(a)所示。为了消除直流侧电压波动产生的影响,引入了直流电压调节系数ε。检测直流侧两电容电压,计算获得ε,将同步坐标反变换获得的并联侧补偿器的三相输出电压指令v*2a,v*2b,v*2c乘以调节系数ε后,作为三相SPWM的调制信号。
3.2 串联侧补偿器控制策略
串联侧补偿器控制为电压源,提供理想负载电压与电源电压的差值。串联侧补偿器在dq0坐标系下的表达式为:
式中:N为串联侧变压器变比。
考虑理想情况下负载电压为与电源电压正序同相的三相平衡基波电压,因此,其q轴、0轴上的分量为0,则串联侧补偿器输出电压的指令值为:
将电压控制设为外环,采用PI调节器;将电流控制作为内环,采用比例控制器,则由式(15)、式(16)可得到双闭环控制策略方程如下:
由式(18)、式(19)得到的串联侧补偿器的双闭环控制框图如图3(b)所示。与并联侧补偿器的控制策略一样,将串联侧补偿器的三相输出电压指令值v*1a,v*1b,v*1c乘以直流电压调节系数ε,作为三相SPWM的调制信号。
4 实验结果分析
为了分析控制策略的控制效果,在UPQC的实验装置上对控制方法进行了验证,实验装置及负载参数见附录A表A1。
图4是采用本文提出的加入直流电压调节系数ε用来消除直流侧电压波动影响的控制策略实验波形。图5是采用与图4相同的控制策略,但没有引入直流电压调节系数ε的实验波形。可以看出,负载电流不平衡且具有较大的畸变,电源电压不平衡且畸变。2种情况下各电量有效值和总谐波畸变值见附录A表A2。可以看出,经过UPQC补偿后,与负载电流相比,电源电流平衡性更好,畸变更小;与电源电压相比,负载电压平衡性较好,更接近额定值。可见,本文提出的串、并联补偿控制策略有效。
由附录A表A2比较可看出,控制策略中引入ε后,电源电流和负载电压的平衡性更好、畸变更小,可见,在不平衡及非线性工作情况下,控制策略中引入ε来消除直流侧电压波动影响的措施有效。
5 结语
本文以三相四线UPQC为研究对象,针对电源电压和负载电流不平衡及畸变的情况,分析了直流侧电容电压出现波动分量的不可避免性,提出了在控制策略中利用直流电压调节系数ε来消除直流侧电压波动对串、并联补偿器正常变换影响的方法,获得了良好的补偿特性。这种方法除了用于UPQC以外,对直流侧电压波动的电力电子变换器的控制都具有参考价值。
摘要：当三相四线统一电能质量调节器(UPQC)工作于不平衡及非线性条件下时,直流侧电容电压波动不可避免,将直接影响串、并联补偿器的正常变换,进而影响UPQC的补偿性能。文中详细分析了这种波动不可避免的原因,提出了直流电压调节系数的概念,推导出其表达式,分析了利用其消除电容电压波动影响的原理,并将其作为抑制直流侧电压波动的措施应用于带负载电压前馈的并联侧直接电流控制策略和串联侧双闭环控制策略。实验结果表明,采用这种方法可以抑制直流侧电容电压波动对串、并联补偿器的影响,与未加入此种抑制措施的控制策略相比,UPQC的补偿性能得到了提高,表明了这种措施的有效性。
关键词：统一电能质量调节器,直流电压波动,直流电压调节系数,控制策略
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直流电容电压 篇7
电容式电压互感器 (CVT) 在国外诞生于二十世纪五十年代, 已有半个世纪的发展历史, 在各个电压等级中都得到了普遍应用。电容式电压互感器 (CVT) 一般由电容分压器和中间电压电磁单元组成。电容分压器又包括高压电容器C1 (主电容器) 和串联电容器C2 (分压电容器) , 其中C1由C11、C12、C13三个电容串联组成, C2为分压电容, 其抽头由瓷套从底座引至电磁装置的油箱内, 电磁装置由中间变压器、补偿电抗器和阻尼器组成。
1运行异常现象
2010年3月, 运行人员运行监视中发现500k V线路后台电压指示为Uab529.26k V、Ubc525.94k V、Uca525.96k V, Uab电压明显偏大。随即对线路PT二次进行单相测量, 发现A相电压高于其它两相0.84V, 立即组织二次运检人员实地检查了PT端子箱、保护装置、录波器、后台监控装置的各绕组各相数值, 并与其它线路做了比较。
2检查及试验情况
2.1立即对该电压互感器检查, 外观检查无异常, 电容器单元及电磁箱无渗漏情况。
2.2随后进行停电诊断性试验。综合交接及历史数据分析可以看出A相主电容C11、C13电容量在交接及2008年测试数据为正常, 但到2010年发现电压异常后测试时电容量数据异常, 电容量较出厂值和交接至明显增加。
2.3电容式电压互感器原理, 电容分压器的主电容为C1=1/ (1/C11+1/C12+1/C13+1/C14) , 分压电容为C2, 则电容分压器的分压比为:K= (C1+C2) /C1, 系统电压设为U1, 分压电容分压设为U, 则有:
2.4现场分析结论:通过电容量试验发现该电压互感器主电容电容量变化异常, 由于电容式电压互感器电容单元全部为串联元件, 当其中一个电容元件击穿后, 总电容量就会增加, 总电容量设为C, 则有:
3原因分析
3.1故障点查找该产品的运行情况是电容式电压互感器的二次输出电压异常。因此, 对该台互感器进行了准确度及分体后电容、介损测量, 试验数据详见表2。
从表2试验结果和出厂数据对比看, 编号为04-2306分压器的介损在合格范围, 从电容量的变化判断内部可能击穿1~2个元件;编号为04-2310分压器 (电容、介损) 均正常;编号为04-2305分压器的介损在合格范围, 从电容量的变化判断C13内部可能击穿2~3个元件。
3.2检查电磁单元连接线及其他部件情况经检查电磁单元中各处连接点, 未发现任何异常情况。
3.3上节分压器的元件耐压试验将上节分压器 (04-2306) 和下节分压器 (04-2305) 的顶盖上的油塞拧开后, 有油冒出, 说明分压器内油压正常。接着松开各连接部位的紧固件, 将芯子从瓷套中取出, 仔细检查各连接部位, 各连接部位的连接均牢固可靠, 未发现异常情况。
3.4对击穿元件的解剖情况从芯子中抽出击穿元件进行解剖, 上节分压器 (04-2306) 元件击穿点在元件内部大面;下节分压器 (04-2305) 一个元件击穿点在元件内部大面皱折处, 另一个元件击穿点位于引线片边沿。
4综合分析
从本次解剖情况来看, 元件并无明显的制造缺陷, 元件的设计场强约为10k V/mm, 元件的介质材料本身就存在个别的“电弱点”, 这是难以避免的。
从本次解剖情况来看, 元件并无明显的制造缺陷, 元件的设计场强约为10k V/mm, 元件的介质材料本身就存在个别的“电弱点”, 这是难以避免的。而出厂试验只是短期的试验, 可以检出大部分“电弱点”, 可能有极少数“电弱点”被漏检出, 如提高出厂试验电压值或延长试验时间, 可以提高“电弱点”检出率, 但有可能对正常元件造成潜在的损伤, 这也是不可取的。因此, 即使通过了出厂试验, 还是有可能会有“电弱点”存在。这些“电弱点”在长期运行过程中受电场、热场的作用, 逐步老化, 日积月累, 原来微小的“电弱点”会逐渐扩大, 最终导致元件彻底击穿损坏。
5问题及措施
5.1加强电容式电压互感器例行试验中电容单元电容量的监督管理, 由于电容式电压互感器电容单元有一百三十多个电容元件串联而成。
5.2从原材料存放、元件卷制、元件试验、元件传送、心子压装、心子装配等工序全部在高洁净度的厂房内完成, 相关厂房的所有窗户均密封, 恒温恒湿, 洁净度严格控制在规定的范围内。
5.3原材料严格控制:进厂检验要求严格, 有专门的材料储存间来保存原材料。
5.4生产工艺:在恒温无尘环境中使用全自动的元件卷绕机;采用先装入瓷套后再真空浸渍处理。
5.5设计结构改进:元件引出采用引线片结构, 元件与元件之间的连接采用对压方式, 不再使用焊锡焊接, 避免焊接过程对心子的二次污染和烫伤。
摘要：500k V某变电站运行人员运行监视中发现500k V线路后台电压指示为Uab529.26k V、Ubc525.94k V、Uca525.96k V, Uab电压明显偏高。随即对线路PT二次进行单相测量, 发现A相二次电压高于其它两相0.84V。
关键词：电容式电压互感器,电压异常,消除措施
参考文献
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[2]王硕波, 王建伟.一起500k V电容式电压互感运行异常的处理[J].晋中供电公司.
超级电容直流电源的研究 篇8
20世纪80年代以来,能源和环境已成为人类社会可持续发展的两大瓶颈。为了保持社会的可持续发展、经济的快速增长,能源缺口随着能源需求的扩大也日益严峻,迫切需要发展可再生的新型能源及相关材料[1]。随着经济的快速增长,新材料电池的发展是解决能源技术、提高能源生产和利用效率的重要途径,新材料电池的需求日益增加,高效、环保、新型的新材料电池将保持强劲的需求[2]。
1 超级电容的储能原理及其模型
超级电容器又称电化学电容器,它具有良好的脉冲充电性能和大容量的储能性能,因其质量轻、存储容量大,可多次重复充电而成为一种新型的储能装置,越来越受到科学研究人员的重视。随着环保型电动车、电动汽车研究技术的兴起和发展,超级电容与其他动力电池配合使用构成新型复合电池,在电动汽车的电源启动系统中得到广泛应用。由于在超级电容内部,电解液与电极构成的两相界面是由空间分布的,因此超级电容器的特性不能只用一个普通的电容器来对其进行描述,而需要用一个非线性电容与复杂的电阻构成的RC网络模型来描述[3],如图1所示。
图1—图3中,R1为等效的串联电阻,R2为等效的并联电阻,Rp和Cp是电路中串并联组合所引起的阻抗和容抗,而Rp值很小,一般为几mΩ,Cp为C/13[4]。
2 超级电容直流电源工作原理
近几年来,由于超级电容的容量已经达到法拉级,而且其既具有可使用安培级电流充电、十万次以上的充电寿命且过充无危险等电容固有的特性,又具有大能量体积比的特点 ,被称为绿色新能源。其中超级电容的大电流充电的特点尤为突出,而且由于等体积的超级电容所含的电能已十分接近锂电池的电能容量[5] ,所以设计一种电路,使超级电容的电能能够平稳地释放,从而使其作为独立的电源使用。超级电容直流电源电路总体结构如图2所示。
超级电容电源电路结构包括充电电路和工作放电电路两个相互独立的部分。充电电路可快速地将超级电容由低电压充满至饱和状态;而放电电路则使超级电容的能量高效、稳定地给负载供电。
当超级电容的电压降低到一定数值时,便由充电电路利用超级电容大电流充电的特点,给其充电,这一过程仅需要几分钟及可完成。充完电后,电容接入工作放电电路中即可正常工作。超级电容选用额定电压为2.7 V、容量为360 F, 而一般负载需要3.7 V的电压供电,所以必需用升压电路1模块将电压值升高。此电路应选择简单、高效且输出电压能使负载稳定地工作一段时间的电源电路。
另外,由于电容自然放电的过程是电压沿指数规律下降的过程, 要获得恒定的电压则需通过控制电路来控制电容的放电时间。而控制芯片也是从超级电容取电,为了不引起干扰,选用另一个独立的MCU电源电路为其供电。此部分电路需高效,仅消耗少量超级电容的能量,达到对控制电路的供电。
依据上述要求,超级电容直流电源的主电路设计如图3所示。
超级电容供电电压分成两路:一路对Boost电路供电,使其稳定、高效地升压至3.7 V;另一路形成控制电路的电源模块,将2.7 V电压升压至5 V,对单片机供电。所以需要设计两个独立的升压电路模块分别进行控制。升压电路1模块为主电路,升压电路2模块为MCU电源电路。
升压电路1模块—主电路:单片机对Boost电路进行控制,将超级电容高效、稳定地从2.7 V升压至3.7 V,并能恒定一定的时间。
升压电路2模块—MCU电源电路:对单片机进行供电。使用较少的超级电容的能量,将2.7 V电压高效转换到5 V,达到对控制电路的供电,且对超级电容的影响较小。
3 MCU电源电路拓扑结构设计
由于电池供电的各种电子产品及便携式仪器仪表更多倾向于低电压、微型化、低功耗的设计,因此其电源系统都需DC/DC转换器。此转换器的核心是转换效率、输出精度、启动电压等参数。本设计使用一款结构简单、体积小、效率高、功耗低的升压型PFM控制DC/DC转换器件——SP6641芯片[6]。SP6411B-3.3 V型在输入电压在2.6 V以上时,效率可达85%以上,而SP6411B-5.0 V型在输入电压在3.3 V以上时,效率可达85%以上。因此本设计,选用2级方式将超级电容从2.7 V升到5.0 V,如图4所示,其效率可达84%左右。
经试验测试,基于SP6441B型芯片所构成的MCU电源电路的电路拓扑在输入电压2.6 V驱动PIC16F877A单片机工作的输出电压关系如表1所示。
由表1可以看出,超级电容电压在高于1.8 V时,MCU电源电路的输出电压可稳定地维持在5.0 V,约1 h,即可正常驱动PIC16F877A单片机工作,维持单片机正常工作。当超级电容电压低于1.8 V时,MCU电源电路的输出电压非线性下降,在一定范围内仍可驱动单片机正常工作,但电压快速下降,至超级电容电压为1.3 V左右时,其输出电压低于单片机正常工作的最低电压3.8 V,则不能使Boost电路的输出电压稳定在3.7 V,此过程可保持约一个半个小时左右。
4 Matlab仿真及实物平台测试结果
本设计主电路的控制电路使用PIC16F877A单片机作为控制芯片,通过对输出电压的检测,RC2引脚产生PWM波,对主电路进行控制。使Boost电路可高效、稳定地将超级电容的2.7 V电压升至负载所需的3.7 V电压。其各项性能指标均可达到负载的要求。控制电路仿真平台组成超级电容电源的PID控制模块,利用此模块在Matlab/Simunlink工具箱中利用SimPowerSystems工具包搭建超级电容直流电源仿真平台,如图5所示。
由图5可以看出此系统结构简单,通过对输出电压的检测,利用PID控制算法,调节输出的PWM波,以实现对控制开关管IGBT的控制,从而调节输出电压稳定在3.7 V电压。仿真平台内的各参数为:
(1)设置电源电压为2.7 V,电阻的阻值为5 Ω。
(2)脉冲发生器脉冲周期T=0.2 ms,脉冲宽度为50%。
(3)IGBT和二极管的参数可以保持默认值。
(4)初选L的值为0.1 ms,C的值为100 μF。
启动仿真:
设置仿真时间为0.01 s,算法采用ode15 s。所对应的开关管电压的波形、输出电压的波形、二极管电流的波形、开关管电流的波形仿真图如6所示。
将此图有效部分放大后,如图7所示。
由图8可见,可以看出此电路拓扑,在3 ms时达到稳定,响应速度极快。随着时间增大各器件的电压和电流也随之增长,电感电流在5 ms时左右趋于稳定,开关管电压趋于稳定。此时其输出占空比保持不变,输出电压维持在3.7 V保持稳定。由图7可以看出输出电压与输出电流几乎一致,其各项性能均能保持一致,输出特性较好。当输出电压稳定时,其输出电流也稳定,没有滞后等现象。
稳定后的开关管电压的波形、输出电压的波形、二极管电流的波形、开关管电流的波形仿真图如图8所示。
由8可以看出,稳定后,各器件的电压电流均保持不变,各器件功率趋于稳定,输出的电压保持在3.7 V不变。输出电压与输出电流的波形如图9所示。
由图9可以看出,输出电压维持在3.7 V电压保持不变,输出电流维持在30 mA保持不变。输出电流能很好地跟随输出电压,它们的功率因数几乎为1。此平台能高效、快速地将超级电容2.7 V电压升至3.7 V,并维持稳定,其电路结构简单,功耗较低,可满足对负载的基本要求。
依据上述原理及仿真平台的各实验参数。由于单个超级电容的能量较小,本设计使用4个2.7 V、360 F的超级电容并联,构成一个超级电容器组,作为初始的电源端,其输出电压仍为2.7 V。其实际工作电路平台如图10所示。
由上面的实验平台利用示波器所测得的输出电压的波形图如图11所示。
图11中,横轴为时间轴,单位为ms,纵轴为电压轴,单位为V,可以看出超级电容的电压可较快速地升压至3.75 V,并保持稳定。输出电压在3.75 V时处于稳定状态,并能保持大约1 h。此实验平台能快速、稳定地将超级电容器组的输出电压维持在3.7 V,而输出电流,利用此波形图使用WFMReaderWithCompiledDemo软件将实验的各个参数输入后得到,如图11所示。
图12中,横轴为时间轴,单位为ms,纵轴为电压轴,单位为V,可以看出输出电流能很好地跟随输出电压,与输出电压之间几乎没有任何差别,其波形没有滞后现象,功率因数几乎为1 ,能较好地满足本设计的要求。
5 结论
通过Matlab/Simulink仿真平台与实际工作平台的测试可以看出:超级电容作为电源是可行的。且其作为电源的主电路拓朴采用Boost电路进行升压,结构简单,易于控制。从上文的仿真与实验平台结果来看,各器件的输出电压功耗较小,可高效地将超级电电容2.7 V电压升至5 V且保持不变。此电路的控制策略简单易行,控制效果可以达到对负载供电的各项指标,输出电流能很好地跟随输出电压的变化,输出电压与输出电流之间的功率因数几乎为1,很好地满足负载的要求。其控制电路的电源MCU电路,利用SP6411B型芯片构成的两极升压电路,效率较高,稳定性强,其输出特性能很好地维持单片机的工作,使整个系统工作稳定。此实验平台比锂电池电源充电速度快,稳定性强,且输出持续时间较长,高效、稳定地输出,很好地满足本设计的要求。
摘要：针对目前小型电器电源充电缓慢的问题,提出了将超级电容直接作为小型电器的直流电源,以实现大电流快速充电和稳定放电的良好性能。在未来作为便携式电器设备的直流电源,具有很好的发展前景。通过对超级电容的结构原理进行分析,验证了其作为电源的可行性。对Boost电路进行了理论分析,选用Boost电路作为超级电容供电电路中DC/DC控制部分的拓扑结构,选用PID控制器对主电路进行了控制。最后,在Matlab/Simulink环境下搭建了仿真模型并与实际测试电路的试验数据进行了对比,验证了控制策略的可行性和高效性。
关键词：超级电容,SP6411,MCU
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直流电容电压 篇9
关键词：AD760；电压；精度；工控
随着技术的发展，在工业生产过程监控系统中，对测试系统的精度要求越来越高。对于要求具有高精度直流电压输出的测试系统，D/A芯片及其外围电路的选择值得精心考虑。文中给出了一种基于AD760设计的高精度直流电压输出电路，并已成功应用于工控测试系统中。
1系统设计
图1所示为设计的高精度直流电压输出电路的框图，它由总线端、数字隔离、D/A转换、电压驱动电路组成，D/A采用18位芯片AD760，电压驱动电路由运放LF411的跟随电路来实现。
2 硬件电路设计
2.1 数字隔离
为了防止总线端的数字信号对模拟输出电压产生影响，需要将两边的数字信号进行隔离，本板采用了ADI公司的ADUM1400和ADUM1201高速磁隔进行隔离。
2.2 D/A转换
D/A转换采用ADI公司的AD760芯片，如图2所示是D/A转换电路图。AD760是一款16/18位可选、可进行自校准的DAC，内置片内基准电压源、双缓冲锁存器和输出放大器。它采用ADI公司BiMOS II工艺制造，可以在同一芯片上实现高精度双极性线性电路与低功耗CMOS逻辑功能。只需发送脉冲使CAL引脚变为低电平，便会启动自校准功能。CALOK引脚会显示何时顺利完成校准。校准期间，可以利用输出多路复用器(MUXOUT)将输出发送至输出范围底部。数据可以采用标准二进制、串行数据或双8位字节格式载入AD760。在串行模式下，可以使用16位或18位数据；串行模式输入格式通过引脚选择，可以是MSB优先或LSB优先。通过具有双重功能的三个数字输入引脚(引脚12、13和14)来实现。在字节模式下，用户同样可以定义优先加载高字节还是低字节数据。双缓冲锁存结构不仅可以消除数据偏斜误差，还能够在多DAC系统中同时更新各DAC。当CLR选通时，可以利用异步CLR功能将输出清零至负满量程或中量程，具体取决于引脚17的状态。
AD760采用28引脚、600 mil cerdip封装，AQ级的额定温度范围为-40~+85℃。
由于AD760芯片内部基准源的温漂为25ppm/ ℃，对于温度变化比较大的系统，此参数对输出电压精度影响较大，本板采用外部基准源AD587芯片，其温漂为5ppm/ ℃。电路图如图3所示。
2.2 电压驱动
AD760的输出驱动能力只有5mA，带载能力有限，因此必须加运放跟随电路减小输出电阻，如图4所示。
3 印制板设计
AD760的电源应使用10μF和0.1μF电容进行旁路。这些电容应尽可能靠近该器件，10μF电容为钽电解电容，0.1μF电容为陶瓷电容。基准芯片AD587应尽量接近AD760，加粗其输出与AD760的REF引脚之间的连线，并在此连线上增加旁路电容，以减小AD760的输出噪声对D/A输出精度的影响。
4 测试结果
本电路输出±10V的双极性电压，通过设置固定的5个码值：3FFFF，2FFFF，1FFFF，0FFFF，0，用Agilent34401高精度6位半万用表测试，上电后经过8个小时测试，其分辨率能达到17位，精度能达到16.7位。
5 结束语
基于AD760高精度直流电压输出电路设计，可提供分辨率为17位、精度为16.7位的高精度电压，适用于工控系统要求高精度测量的领域。?笮
参考文献
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直流电容电压 篇10
1.1 CVT原理简介
电容式电压互感器包括电容分压器和电磁装置两部分。电容分压器又包括高压电容器C1 (主电容器) 和串联电容器C2 (分压电容器) , 其中C1由C11、C12两个电容串联组成。电磁装置将分压电容器上的电压降低到所需的稳定的二次电压值, 供继电保护和计量、测量等回路使用, 其接线原理图如图1所示。
1.2 停电试验分析
针对220k V冲口变电站220k VⅠ段母线电容式电压互感器二次电压降低的原因, 首先是继电保护人员对相关的二次回路进行了详细检查, 测量各节点的电压值, 结果发现从主二次绕组到接线端处引出的电压就下降了, 并非由二次回路引起, 这说明可能是CVT内部有局部故障。为了查清CVT内部出了什么问题, 8月25日, 高压试验工作人员对CVT进行停电试验, 部分试验结果如表1所示。
电压异常未发生前, 同年4月及上次预试测试数据, 与电压异常后, 缺陷相B相停电测试电容值及介损的比对数据如表2所示。
结论:电压异常后, 停电测试, 由以上数据明显可见, 在无法与额定电容量对比情况下, 只能三相进行比对, B相电容分压器C2电容量比其它两相大2000PF左右, 明显增大。同时, B相电容分压器C2的介损值为0.211%, 虽然未超出规程规定的不大于0.4%, 但是其介损明显比A、C相两相偏大好多, 且B相下节 (即C12+C2) 介损值, 较2007年10月22日测试值0.049%, 增大151%, 较2008年4月24日测试值0.062%, 增大98.39%, 增大趋势明显, 可见B相电容分压器C2电容应存在一定的缺陷。
1.3 原因分析及试验数据的验证
事情原因经过, 2008年8月运行值班员巡视发现220k V冲口变220k VⅠ段母线电压不平衡, 一次电压不平衡, 且B相二次电压较其他两相偏低, 仪表显示A、C相:60V;B相:58V, 二次电压异常。
试验数据的验证如图2所示。
电压互感器二次仪表显示:C相:60V、B相:58V;两者之比=60/58=1.034。仪表显示结果与停电测试计算结果相符, 表明:
(1) 电容量试验结果准确。
(2) 中间变不存在问题。
(3) B相C2电容量比C相大许多, 可能是其串联小电容已部分击穿。
(4) B相C2介损较C相大许多, 可能与试验时, 被击穿的电容在试验电压下放电有关。
一般电容分压器C2有电容击穿, 即C2电容量变大, 使得分压比C1/ (C1+C2) 变小, UC2=U*C1/ (C1+C2) , 变小, 即仪表显示的电压变小。主电容C1电容有击穿时, 相反仪表显示的电压变大。
试验人员检查出B相CVT的电容分压器C2电容单元存在缺陷后, 随即对220k V冲口变电站220k VⅠ段母线B相CVT进行更换, 更换后, 220k VⅠ段母线电压三相恢复平衡, 电压互感器二次侧仪表显示电压正常, 三相平衡, 表明确实由于B相CVT的C2电容单元缺陷引起的二次电压异常。
2 相关对策
(1) 加强运行中的红外跟踪检测, 及时发现CVT内部制热型缺陷, 发现同类设备在相同运行工况下的温差变化。
(2) 对在运行中的CVT进行密封检查, 防止密封垫老化渗水, 防止电容分压器进水受潮, 损坏电容元件。
(3) 加强对运行中电压互感器二次电压的监视。
(4) 加强预试定检及试验数据的分析比对, 开展同厂家、同类产品、相同变电站内、不同相别设备的试验数据比对, 及时发现缺陷设备, 预防设备故障的发生, 确保电网的稳定运行。
(5) 要求厂家在设备工艺上严格把关, 对设备监造、设备出厂试验、交接验收试验严格把关。
3 结语
电容式电压互感器在电力系统中的应用十分广泛, 像这种分压电容部分被击穿的缺陷, 随着运行时间的增长很有可能发生, 在其它单位也发生过类似缺陷。为此, 除了以上提到的要求运行人员加强运行巡视, 检修人员认真做好每年的预试工作等预防措施外, 条件许可的话, 建议变电站内装设容性设备在线监测装置, 随时监测电容式电压互感器的电容量及介损值的变化, 及时掌握设备运行工况, 以保证设备的安全运行。
摘要：本文根据电容式电压互感器 (CVT) 的结构和工作原理, 分析了北海供电局220kV冲口变电站220kVⅠ段母线电容式电压互感器二次电压降低的原因, 提出了处理措施及运行防范措施, 并提出了关于CVT产品技术发展的若干看法。