充电电容论文

充电电容论文（精选7篇）

充电电容论文 篇1

美国德克萨斯大学奥斯汀科克雷尔工程学院的研究人员在材料科学和机械工程学教授罗德尼·鲁夫的带领下, 制成了一种新型超级电容 (DLC) , 可在不到1毫秒的时间内可完成充电。

据了解, 超级电容也称双电层电容器, 是一种新型储能装置。通常能在几秒钟内完成充电, 此外, 还具有容量大、功率高、使用寿命长、经济环保等特点, 在数码相机、掌上电脑、新能源汽车等领域都有着广泛的应用价值。

超级电容主要通过导体的表面来存储电荷, 因此, 用于存储电荷的面积越大、分离出的电荷越密集, 其电容量越大。据悉, 目前现有的超级电容大多采用多孔化活性炭结构来扩大储能面积, 这种庞大的表面积再加上非常小的电荷分离距离, 使其与普通电容相比储能容量更大, 与电池相比能量传递速度更快。不过, 就某些设备而言, 区区几秒的充电时间仍然显得有些长, 因此, 科研人员一直在试图进一步缩短其充电时间。

美国俄亥俄州谢克海茨市JME电容公司总裁约翰·米勒表示, 这次研发实际上是对此前的超级电容的结构和电极进行了新的设计, 使其充电的时间缩短到了200微秒。而人类每次眨眼的时间约为0.2秒至0.4秒, 即20万微秒至40万微秒, 这种超级电容的充电时间比人类眨眼时间还短。

该电容整体由一组与底座垂直的石墨烯基片构成:石墨烯基片只有一个原子厚, 由等离子体化学沉积而成;其基座由10纳米厚的石墨制成。米勒形象地称其为“一组600纳米高的土豆片并排站在一起”。实验显示, 与原先的多孔化活性炭结构制成的超级电容相比, 新电容效率更高, 能在更短的时间内完成充电。

研究小组称, 这种新型超级电容不但能够取代比其大6倍的传统电容以腾出更多的空间, 还能更好地平抑电路中的电压波动。此外, 该电容还在一个交流整流滤波电路的测试中获得了成功, 而先前由于多孔化活性炭电阻率明显大于金属, 超级电容曾一度被认为不能用于交流电路。

罗德尼·鲁夫教授表示, 下一步他的科研小组还将设法使石墨烯薄片变得更长、更平行, 以在最大电容量和离子流最小束缚中找到一个平衡点, 使超级电容发挥出更好的性能。随着重量和尺寸逐渐缩小, 超级电容还将在航空、航天、军事等更多领域获得应用。

充电电容论文 篇2

1 单个耦合谐振电路的模型

1.1 非耦合谐振和耦合谐振电路

如图1和图2所示, 分别为非耦合和耦合谐振电路的模型。

分别对图1、图2中的耦合电路模型计算有关效率, 电路中各参数设为已知。其中, 信号源内阻为R1, 初级电路电阻为R2, 次级电路电阻为R3, 终端负载为R4, 线圈耦合系数为K, 初级和次级电路的电感、感抗、电容、等效负载、效率分别为L1和L2、X1和X2、C1和C2、Z1和Z2、η1和η2, 交流信号角频率为ω。

1.1.1 非耦合谐振电路效率计算

非耦合谐振电路的等效负载Z1的计算公式见式 (1) , 效率η1的计算公式见式 (2) :

1.1.2 耦合谐振电路效率计算

耦合谐振电路的等效负载Z2的计算公式见式 (3) , 效率η2的计算公式见式 (4) :

由此可以计算得到负载获得的功率Pload:

对于理想变压器, L1和L2都可视作无穷大, R1和R2都为0, 且耦合系数K=1[2]。

由式 (4) 、式 (5) 可见, 提高效率的关键是使电路具有足够大的感抗和等效损耗电阻之比, 这就需要线圈的品质因素Q值很大。

由图1、图2可见, 电路基于利用变压器原理, 利用电感耦合实现电压变化效果。图中, 耦合谐振电路在初级和次级增加电容 (在实际条件下是利用线圈的寄生电容) 来使初级和次级电路回路产生谐振, 可实现等效阻抗的虚部为零, 避免了非耦合谐振情况下由于非零虚部导致的非零的无功功率对负载获得的功率的减小, 从而提高了其性能。另外, 非耦合谐振电路中的无线功率传输也只适合很窄的输入频率范围, 不能满足在射频范围内的多数情况。

1.2 足够大耦合系数的实现方式

除上述电容对功率和效率的作用外, 为实现最大耦合, 通过对耦合线圈的材料和初级次级线圈间距进行适当选择, 可得到较大耦合系数以实现更高传输效率。通常以品质因数Q值来衡量线圈材料, 以两线圈距离衡量功率传输效率, 由此可得到传输效率η和负载所获得的功率Pload与系统参数之间的关系:电感线圈Q值越高, 则η和Pload越大;两电感线圈距离越小, 则η和Pload越大[3]。

2 接收天线和整流电路的集成化模型

电容式快速充电的两个核心部分:接收天线和整流电路的集成化模型;耦合谐振电路。充电效率也主要取决于二者效率之积。

2.1 信号接收天线的模型

通过与圆极化、线极化和椭圆极化原理的比较, 本文设计的天线采用抛物线结构模型天线, 利用其单一聚焦的特点, 旨在当接收由耦合谐振电路传递的射频信号时, 能够最大限度地将传递功率维持在一个较高的数值, 从而提高整流效率。接收天线可以在整流电路中等效为内阻为RS的微波信号源, 在接收天线末端放置一个电容C, 以起到隔断直流分量和匹配的作用。

2.2 整流电路的设计

整流电路作为一种将微波能量转换为直流供负载使用的模型, 其整流效率也对整流天线的转换效率有反馈作用。电路采用微带线结构以抑制回波, 从而消除纹波现象的不稳定性。在整流电路中, 二极管需要有较快的开关速度, 并且有较低的导通电压以允许较高功率微波输入, 连接方式采用串联方式可避免并联或者其他方式产生的通孔现象, 减少微带线的对地耦合。因此, 选用MA4E1317肖特基二极管。其基本参数:结电容Ci0为0.02 p F;导通电压Vbi为0.7 V;反向击穿电压Vbr为7 V;寄生串联电阻为4Ω。二极管后的微带线起到滤波器作用, 滤除了基频信号, 保留了直流信号以供电源充电。天线-整流电路原理图如图3所示。

3 电容式快速充电系统的设计、仿真与制作

3.1 去极化

在充电过程中, 经过整流电路转换为直流的电流通过蓄电池时, 其正负极板表面电荷电位会发生偏移。为最大限度消除极化电压, 可在连续充电过程中以适当频率停顿充电, 此时蓄电池中流过一个与充电电流脉冲方向相反的大电流脉冲。这样可快速充电, 并可增加蓄电池可接受的充电电流, 达到大幅度削减充电时间的目的[4]。原理图如图4所示。

3.2 耦合谐振电路的仿真

在这一阶段中, 信号从初级输入, 经过变压器后到达负载的总输出功率效率设为ηtotal=η2{1-[ (Z2-R1) / (Z2+R1) ]2}, 即电阻失配源输出功率的变化率与理想情况下负载获得的输出功率的百分比之积。其中的{1-[ (Z2-R1) / (Z2+R1) ]2}与耦合系数K有关。

利用Multisim仿真可得到不同K值下输出功率 (d Bm) 的对应值关系, 如图5所示。

同样利用电路仿真软件Multisim, 仿真理想情况下负载获得的输出功率的百分比与负载、次级电路等效电阻的关系如图6所示。

3.3 天线-整流电路的仿真

3.3.1 ADS环境下的仿真

在图3中, 利用ADS2009 Update1软件仿真得到整流二极管的输入阻抗为固定值 (285.82-j1.63) Ω, 调节微带线的长和宽 (见表1) 、电感L和电容C, 使二极管的输入阻抗匹配至50Ω。被等效为内阻为RS的微波信号源的接收天线可以在整流电路中再次等效为一个功率源, 其内阻也为50Ω。基片的参数如下:介电常数ε=2.55, 厚度H=0.8 mm, 电感L=10×10-3μH, 电容C=10 p F, tanθL=2×10-3, RL=R1=258Ω。

(mm)

设置“命令Goal”对目标值进行优化, 再由仿真可得到负载电压和整流效率随频率和负载变化而变化的曲线, 如图7和图8所示。

3.3.2 仿真结果分析和优化

根据整流电路的原理, 设Pin为输入功率, Pout为输出功率, R1=RL为负载, V1为负载两端电压, 可得到RF-DC转换效率公式:

在实际应用中, 由于等效电路存在不连续性, 等效阻抗的虚部被不恰当地引入, 在仿真图中这种不连续性是源于在各个分支或者微带线、短截线中引入了串/并联电抗, 使无用功率过大, 造成输出功率损耗。此外, ADS软件无法对电路中存在的寄生参量如寄生电容和电感进行仿真, 影响结果的准确性。为解决此问题, 可在等效电路中加入不连续性等效电路, 通过调节微带线长和宽、特性阻抗值等方法抵消掉寄生电抗的效应。

在ADS2009中生成天线-整流电路的版图, 综合各种因素, 调整并选用L=2.5×10-3μH对整流电路中不连续性引起的电抗进行补偿。原负载值RL=258Ω, 但电感变化, 采用此值会使阻抗失配, 因此对其影响进行仿真分析发现, 减小感值后匹配负载值会相应增大, 故采用3个负载值 (248Ω、298Ω、341Ω) 进行仿真, 为使二极管不被击穿, 设置输入功率Pin=20.2 d Bm, 以5.8 GHz附近的频率为自变量, 绘出坐标图9。

在图9中加“标记”可以读出, 298Ω是最佳匹配负载, 且在5.61 GHz, RF-DC转换效率达到最大值68.1%。

根据二极管整流作用原理, 当其输入功率接近其击穿电压下的额定功率时其整流作用可最大限度实现, 因此, Pin=20.2 d Bm不仅能保证整流效果最佳, 而且可使输出功率Pout达到最大, 满足了电容式快速充电“快速、高效”的特点。

3.4 实际制作与结果分析

根据上述的仿真、设计过程及数据, 本文实际制作了一个工作频率为5.8 GHz的谐振耦合-天线-整流-去极化的集成化系统, 电路参数与3.2节相同。该系统中电感L的自谐振频率可进行调整, 具体是通过改变线圈直径、匝数、线径、线长等方法[5]。对该系统进行实际测试可得:在输入功率Pin=20.2 d Bm的情况下, 当负载RL=298Ω, 即负载匹配时的频率-功率传输效率曲线, 如图10所示。

由图10可见, 最大的功率传输效率值出现在5.58 GHz时, 可高达61%以上。

以上实际制作及测试的结果与设计、仿真值相比较, 可见二者存在一定差异, 这是因为实际系统中存在高频辐射损耗, 理论设计、计算中不能精确仿真该因素。此外, 电感L为手工绕制, 也存在一定误差。忽略这些使结果产生偏差的因素, 本系统的实测结果与设计、仿真值有较好的一致性, 同时本系统也综合体现了电容式快速充电的理念。

本文基于微波无线中距离输能、射频与直流转换等射频与微波基础知识, 介绍了对电容式快速充电电路的设计过程, 并推导出基于谐振耦合技术的电容式快速充电无线输能系统的效率表达式, 由此提出了对谐振耦合-天线-整流-去极化的整个系统的优化设计, 并利用系统仿真软件和计算机模拟对系统创建了各个分支的电路模型。实际制作的电容式快速充电集成化系统的实测结果表明, 实测值与设计值较为吻合, 从而也验证了该设计方法的可行性和正确性。

随着微波输能产业的发展, 以电容作为输能的中心环节, 其重要性会得到更深入的认识, 本文提出的相关理论、设计过程和实验结论, 具有很强的实用性, 适于进行推广应用[6]。

参考文献

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[2]MANOLATOU C, KHAN M J, Fan Shanhui, et al.Coupling of modes analysis of resonant channel add-drop filters[J].IEEE Journal of Quantum Electronics, 1999, 35 (9) :1322-1331.

[3]宾斯, 劳伦斯.电场及磁场问题的分析与计算[M].余世杰, 陶民生, 译.北京:人民教育出版社, 1980.

[4]陈坚, 陈辉明, 董文辉.一种新颖的无接触充电电路[J].电源技术应用, 2005, 8 (4) :17-19.

[5]肖志坚, 韩震宇, 李绍卓.关于便携式电子设备新型无线充电系统的研究[J].自动化技术与应用, 2007, 26 (12) :114-116.

充电电容论文 篇3

根据外电源要求, 超级电容快速充电装置输入电压:10k Vac。充电对象是由344个单体电容容量7000F、最高工作电压2.7V电容串联, 再两串并联的超级电容组, 计算最高工作电压928.8, 据此确定输出充电最高电压:950V, 输出电压可在0~950V可调。根据充电时间要求, 充电额定功率:800k VA, 最大充电电流:1800A。

2 工频变压器拓扑

超级电容充电装置实际上是由变压器、无源元件和电力电子器件组成的连接电网和超级电容组的系统 (也可称为能量转换系统Power Conversion System, PCS) , 是超级电容储能系统的重要组成部分, 它承担着超级电容组从交流电网快速吸收能量的任务, 如图1所示。

在电容侧, PCS需要满足电容能量管理及充电指标的要求, 在电网侧, 包括谐波、功率因数和电压偏差等运行与响应特性也都需要由PCS实现。由于超级电容的电压源特性, PCS的结构以电压源变流器 (Voltage Sourced Converter, VSC) 为主。大容量PCS交流侧要接入电压等级较高的电网, 而超级电容组的端电压却难以达到相应的电压等级。PCS装置必须通过适当的降压措施接入。

采用变压器降压接入是解决VSC直流侧与交流侧电压不匹配的最常用方法, 目前国际上各种电池储能工程多是在此基础上设计的。传统大容量PCS的结构如图2所示, 储能元件作为稳定的电压源, 直接与VSC的直流侧相连。由于VSC输出电压的峰值受储能元件端电压限制, 故其交流侧多为较低的电压等级, 再经由升压变压器接入中压配电网。根据VSC的运行原理, 流过直流侧的电流为变化剧烈的脉冲电流, 为防止储能元件频繁充放电, 需加入直流滤波元件;同样, 交流侧也需要设置滤波器来抑制输出电流谐波含量与调节装置响应速率。

为增加装置的容量, 储能系统将两组电容并联于VSC直流侧。由于各并联电容组的参数不可能完全一致, 不可避免地会产生环流或充放电不均等问题。同时, 较低的电压意味着更大的充放电电流, 这将增大散热系统的设计难度, 提高装置的成本。另外, 图2的PCS拓扑受IGBT反并联二极管的不控整流作用, 其输出电压不能从0V起调, 难以满足充电装置对不同充电模式适应性的要求。

为解决以上问题, 以ABB为代表的一些变流器供应商在PCS中加入了一级DC/DC电路, 即采用DC/DC+DC/AC的PCS模式, 如图3所示。DC/DC变流器可以根据需要匹配电池组端电压与VSC直流侧电压, 降低系统额定电流, 使PCS装置更加灵活地与电网电压匹配。

目前实际储能工程中的PCS结构以两电平为主, 其优点是简单可靠, 而缺点则在于系统的开关频率。城市配电网对接入装置的电能质量有一定的要求, PCS注入电网的谐波必须控制在较低水平, 这就限制了开关器件的最低开关频率, 使得大容量系统中PCS的效率难以提高。

3 多电平拓扑

多电平变换器技术可以提高系统等效开关频率, 在降低器件开关频率的同时达到更高的输出波形质量, 是目前大容量变流器的发展趋势。

多电平变换的基本思想是用多个电平台阶合成阶梯波来逼近正弦输出电压。由于每个开关器件所承受的电压应力减小, 故变换器可以采用同类开关器件实现更高电压等级的输出。根据电平钳位方式的不同, 可将常用的多电平变换器归结为三种基本拓扑结构:二极管钳位、悬浮电容钳位和独立电源钳位, 如图4所示。其中, 二极管钳位和悬浮电容器钳位电路由于自身换流过程的复杂性, 所需的钳位器件数量随着电平数的升高而增加, 不但提高了成本, 而且从控制的复杂度及可靠性方面考虑也不理想, 因此在实际应用中一般不超过5电平;若考虑在超级电容储能领域的应用, 二极管钳位电路在电源E1‐E4之间存在由二极管组成的充放电通路, 可以调节超级电容组之间的电量, 而悬浮电容钳位电路不存在这一通路, 直流侧仍需多组超级电容直接串联, 可靠性相对较低, 因而实用性较差。

相对于前两者, 独立电源钳位的链式结构控制更加简单, 易于封装及模块化, 易实现较高的电平数, 其可行性在大容量无功补偿领域已获得证明, 且在高压变频及轻型直流输电领域也有重要应用。超级电容组作为稳定的电压源接入链式变流器各串联单元的直流侧, 可以避免传统无功补偿装置中的直流电压均衡问题, 由于本项目中仅涉及对超级电容器组实现快速充电, 因此平衡各电容器组放电深度便不再考虑。

4 变压器的高频化

受开关器件耐压的限制, 除链式拓扑外, 目前其他的多电平技术尚不足以使变流器直接运行于中压母线, 必须通过变压器升压。传统工频变压器具有电气隔离、电压变换等功能, 在发、输、配电领域都有着广泛应用, 但笨重的低频磁路设计使其在占地及噪音等方面都并不理想。大都市中轨道交通对于装置占地非常敏感, 而且变压器的工频噪音也易影响附近居民或旅客的出行感受。

采用现代电力电子器件, 可以实现工频交流电与高频交流电之间的灵活转化, 并采用高频变压器来实现电压的变换。其原理如图5所示。在具体实现方法上, 既可以通过电力电子变换将输入侧工频交流电直接调制为高频交流, 再通过输出端变流器解调;也可以增加一级直流环节, 采取AC/DC/AC的方式进行交—交变换。二者相比, 采用的开关器件数量相当, 而后者的控制策略更加简单可靠, 有望成为今后的发展方向。

高频变压器与传统工频变压器的比较如图6所示。采用高频变压器方案的优势在于装置的体积小、重量轻、成本低, 并可避免传统工频变压器由于铁心磁饱和造成系统中电压电流波形畸变的问题;若将开关频率提高到20k Hz以上, 更可极大地降低装置的运行噪声。

虽然目前这种电力电子变压装置的损耗仍然高于传统变压器, 但随着基于碳化硅 (Si C) 、氮化镓 (Ga N) 等材料的新一代电力电子元件逐渐成熟, 该类方案在中低压城市电网中将具有良好的前景, 也为轨道交通中大容量超级电容器组的快速充电方式提供了新的思路。

5 超级电容快速充电装置主电路

在前面的分析中, 多电平拓扑结构的PCS可以在没有降压变压器条件下有效适应电网侧电压水平, 同时谐波电流小、功率因素高、效率数据均能保持较高水平。但每个级联模块的直流母线需要相互独立, 因此, 也需引入高频隔离变压器方式, 导致功率模块繁多, 成本极高。在本项目中采用多电平拓扑是不合理的。故此, 提出下面几个方案进行比较。

5.1 三路 (PWM整流器+ZVS降压斩波支路) 并联运行 (图6)

图6为3路并联运行方案, 使斩波器IGBT器件在零电压条件下发生开关动作, 可进一步提高开关频率, 减小器件开关应力和损耗。

5.2 三路 (PWM整流器+ZVT降压斩波支路) 并联运行 (图7)

5.3 共直流母线的ZVZC全桥变换器拓扑 (图8)

在图8中为DC/DC全桥变换器, 整流侧配置2路PWM整流器, 输出连接至共用的直流母线, 提高整流器部分的冗余, 降低器件电流参数。左侧桥臂的2个IGBT分别在右侧桥臂的2个IGBT之前关断, 则左侧2管组成的桥臂为超前桥臂, 而后关断的右侧2管组成的桥臂为滞后桥臂, 特别值得关注的是滞后桥臂开关管的两端不能连接并联电容, 否则当开关管在开通时, 其连接并联电容上电压不能降为零, 并联电容上的能量将会全部消耗到开关管中, 还会产生很大的电流尖峰, 造成开关损坏。本方案主电路的超前桥臂为零电压开关, 而滞后桥臂为零电流开关, 采用ZVZC SPWM全桥变换器控制方式。ZVZC SPWM全桥变换器不需要外加谐振电感, 它可以在宽范围内实现超前管的ZVS和滞后管的ZCS开关, 电路结构简洁。但对高频变压器的一次侧漏感要求苛刻, 生产绕制非常困难, 虽然电路后桥臂串联反向截止二极管可实现原边开关管零电流开关, 但是串联二极管正向导通时损耗依然较大, 效率降低。

5.4 模块并联的ZVZC全桥变换器拓扑 (图9)

图8是图9方案的模块并联方案, 可靠性、冗余度及扩展性等方面具有明显优势。但目前铁氧体磁性处理的有效功率仍是技术瓶颈, 而采用非晶、微晶和超微晶铁芯材料的高频隔离变压器的制作比较复杂, 制造成本很高。

6 方案选择

综合上述分析, 图7方案应作为首选。系统为3路有冗余, 当一个并联充电模块发生故障退出运行后, 其他两路模块仍能正常运行, 实现车载超级电容器组的降额充电。能使斩波器IGBT器件在零电压条件下发生开关动作, 可进一步提高开关频率, 减小器件开关应力和损耗。能够满足输出电压在0~950V可调。

摘要：对有轨电车超级电容组大功率快速充电装置技术方案进行分析研究, 以确定充电装置的主电路拓扑方案。

关键词：大功率,超级电容,充电

参考文献

[1]张方华.双向DC/DC变换器的研究[D].南京:南京航空航天大学, 2004.

[2]刘钟淇.基于模块化多电平变流器的轻型直流输电系统研究[D].北京:清华大学, 2010.

充电电容论文 篇4

随着新能源技术的发展和应用, 储能技术也被大规模应用于新能源领域, 例如为最大限度地利用新能源发出的电能, 通过储能装置存储电能, 在负荷所需电能时, 储能装置释放电能, 实现削峰填谷的功能。而独立光伏系统就是利用储能装置实现该功能的典型应用, 在独立光伏发电系统中多使用蓄电池作为储能载体, 采用循环使用方式和浮充使用方式相结合, 白天将太阳能转换为电能对蓄电池充电, 晚上或阴雨天再由储能用蓄电池向负载提供电能。这种方式在太阳能路灯等系统中得到了广泛的应用, 并且取得了良好的使用效果。

蓄电池作为使用最多的储能电池, 有着能量密度大、价格低廉等特点, 但也存在着循环寿命短、充放电电流限制严格, 长时间在恶劣环境下容易导致过早失效和容量损失等缺点。而当前处于试用阶段的超级电容则具有功率密度大、循环寿命长、充放电效率高、维护成本低等优点。同时, 对于独立光伏系统中的储能系统, 不仅要满足在所供电能富裕时存储, 所供电能匮乏时补偿, 还要满足当大功率负载突然接入系统时能够及时补偿电能的需求, 抑制电压跌落, 因此仅依靠功率密度小的电池 (如铅酸蓄电池) 是不可行的, 使用功率密度大的电池 (如超级电容器) 则可很快抑制住电压跌落, 从而保证整个系统的电能质量。

充电技术对于储能设备的寿命、工作性能有很大影响, 基本的充电方法有两种, 恒流充电和恒压充电, 可以根据系统的工作情况通过控制器选择适当的充电方式。

1 独立光伏发电系统

图1是独立光伏发电系统的结构图, 它是指太阳能电池输出的直流电通过储能元件供给直流负载, 或者增加逆变器, 使其也可向交流负载供电, 但不与交流大电网连接。因此, 独立光伏发电系统的产生及应用对于光照富裕且偏僻边远地区有着重要的意义[1]。

2 超级电容器的工作原理

超级电容器是基于双电层原理的大容量电容器, 当外加电压作用于普通电容器的两个极板时, 装置存储电荷的原理是一样的, 即正电极与正电荷对应、负电极与负电荷对应。而超级电容器除了这些功能外, 若其受到电场作用则会在电解液、电极之间产生相反的电荷, 此时正电荷、负电荷分别处于不同的接触面, 这种条件下的负荷分布则属于双电层, 超级电容器的结构如图2所示[1]。

因电容器结构组合上的改进, 超级电容器的电容储存量极大。此外, 如果超级电容器两极板间电势小于电解液的标准电位时, 超级电容器则是正常的工作状态, 相反则不正常。根据超级电容器原理, 其在运行过程中并没有出现化学反应, 仅是在物理性质上的变化, 因而超级电容器的稳定性更加可靠。超级电容器的主要优点: (1) 超级电容器的单体容量级别可达到上百法拉; (2) 超级电容器对充放电电路结构的要求较低, 且电容器的使用寿命受到过充、过放影响较小; (3) 在安装超级电容器时可根据需要进行焊接处理, 防止电池接触不良等现象的发生。但是超级电容也存在着缺点: (1) 超级电容器安装位置不合理, 容易引起电解质泄漏等问题; (2) 超级电容器仅限于直流电路的使用, 与铝电解电容器相比, 超级电容器的内阻更大, 不适合交流电路的运行要求; (3) 超级电容器单体电压较小, 一般在2.5~2.7 V, 所以需要串联, 但串联过程中由于每个单体参数并不完全一样, 所以需要串联均压电路; (4) 由于超级电容器是新一代高科技产品, 推向市场不久, 价格相对较高。

3 超级电容器的建模

超级电容内部结构非常复杂, 主要包括两个插入电解液中的多孔电极、两个金属集电极、电解液、一个离子导通的隔膜, 其中电极和电解液构成的两相界面是空间分布的, 因此其动态特性很难描述。目前常见的超级电容器等效电路模型主要有三支路模型、传输线模型、串联RC模型、改进的串联RC电路模型、线性RC网络模型、神经网络模型等[2]。

3.1 三支路模型

三支路模型又称非线性RC模型, 是目前比较常用的描述超级电容器工作状态的模型, 它可以比较精确地描述超级电容器在30 min内的端口特性。如图3所示, 三支路模型将超级电容器分成瞬时、延时、长期三个支路, 每个支路的时间常数逐渐增加, 且大于前一个支路超过至少一个数量级。左起第一个支路决定了超级电容器在秒级的充电响应;第二个支路描述了超级电容器在几分钟内的工作特性;第三个支路则描述了超级电容器在10 min后的工作状态;并联漏电阻Rlea, 反映了超级电容器的长时间放电特性。提出了一种改进的基于物理-端行为特性的超级电容三支路模型, 在即时分支电路里采用了一个电压受即时电路端电压控制的电压源和一时间常数恒定的电容串联来模拟超级电容器的即时特性。

3.2 传输线模型

如图4所示为超级电容器传输线模型, 其理论基础是超级电容器极化电极中的每一个孔都有无数孔嵌套成, 每个孔都有各自的电容和阻抗行为, 而每个孔的电化学行为都与孔径、孔容及孔型等密切相关, 同时每个孔的电容和电阻都随电位、角频率等外部因素而变化, 活性炭电极的等效模拟电路应由无数个子电路串并联嵌套而成。传输线模型因为具有特定的物理意义, 因此被认为能够比较准确地描述超级电容器的特性[3]。

3.3 串联RC电路模型

如图5所示, 串联RC电路模型是超级电容器模型中最简单的一种等效电路模型, C是理想电容, Rs是等效串联电阻, 它不仅反映了超级电容器内部的发热损耗, 而且在向负载放电时将随着电流的大小变化引起不同的压降, 对超级电容器的最大放电电流有所约束。

该模型虽然结构简单, 便于进行超级电容器的充放电分析和计算, 且参数不需要通过复杂的实验获取, 但是不能精确地描述超级电容器长期的工作状态。

3.4 改进的串联RC电路模型

改进的串联RC电路模型如图6所示, 由理想电容C、串联等效电阻Rs和并联等效电阻Rp组成。并联等效电阻用来表征超级电容器的漏电流效应, 是影响超级电容器长期储能的参数。这个模型能够反映出超级电容器的基本物理特性。相对RC电路模型, 该模型能较精确地描述电容器长期的工作状态[4]。

为了能够对该改进RC电路模型进行定量分析, 假设充电时的功率为P, 电流为ii (t) , 电压ui (t) 。由图6可推出公式 (1) 。

超级电容器改进RC电路模型中电容C两端的电压uc (t) , 由电路模型知, 该电路属于一阶全响应电路, 从而根据一阶全响应解的公式[5]:

代入得到:

4 超级电容器充电性能分析

超级电容器的充电控制策略会对超级电容器的充电效率及其使用寿命产生一定的影响, 因此接下来主要分析超级电容器的各种充电方法对其性能的影响。为了便于分析超级电容器在各种模式下的充电性能, 设置超级电容器起始零时刻的电压uc (0+) 为0 V。同时, 为了便于对超级电容充电性能进行定量分析, 取改进RC模型中的电容C=50 F, 串联电阻Rs=25 mΩ, 并联电阻Rp=20 kΩ。

4.1 恒压充电

超级电容器恒压充电法是指以接近额定电压的电压对其充电。在充电初期, 由于电源电压和超级电容器端电压之间压差较大, 瞬间冲击电流很大, 在实际充电时需要进行限流处理。随着充电时间增加, 超级电容器端电压上升, 充电电流逐渐减小, 直至超级电容器端电压和给定电压一致, 充电结束。在超级电容器保持静止时, 恒压充电方式还可不断地补充超级电容器自放电损失的电能[6]。

在恒压充电时, 加在超级电容器两端的电压是恒定不变的, 即输入电压ui (t) 为常数Ui。然后将Ui代入公式 (3) 和 (4) , 得到超级电容器在恒压充电时, 改进RC电路模型中的电压uc (t) 和输入电流ii (t) 的计算公式。

由上述两个公式可以看出改进RC模型电容C两端的电压除了包含一个常数分量外, 还包含了一个按指数规律递增的分量。因此, 随着时间的推移电容C两端电压的增加值逐渐变慢, 直至最后达到一个恒定的值。而输入电流则除了包含一个常数分量外, 还包含一个按指数规律递减的分量。所以输入电流会渐渐趋于一个稳定的值, 其大小等于所包含的直流分量。

根据公式 (5) 和 (6) , 计算出由0时刻到时间T之间改进RC模型电容C所存储的电能Wc和整个等效模型所吸收的电能Wi[7]。

然后, 根据公式 (7) 和 (8) 计算出恒压充电时的充电效率η。

由公式 (9) 可以绘出超级电容器在恒压充电时的充电效率曲线, 根据所取的参数, 得到在30 s内的充电效率曲线。如图7所示, 恒压充电时, 超级电容器的充电效率最大只能达到50%。根据以上定量分析可知, 该充电方式的特点是恒压控制较为简单, 缺点是充电效率较低。

4.2 恒流充电

超电容器电压上升率在恒流充电时基本保持不变, 由此可以看出在恒流充电时超级电容器端电压随时间线性上升。但不能让电压持续升高到超过超级电容器的额定电压, 否则会造成过压, 严重影响超级电容器的使用寿命。因此恒流限压充电法是当前较常见的超级电容器充电方式, 可根据容量和对充电时间等参数的要求灵活选择电流大小, 也可以使用递减分段恒流充电方式, 从而更好地保护超级电容器。

在恒流充电时, 超级电容器输入电流是恒定不变的, 即输入电流ii (t) 为常数I。然后将I代入公式 (1) , 得到超级电容器在恒流充电时, 改进RC电路模型中的电压uc (t) 的计算公式[8]。

改进RC电路模型中电容两端的电压包含一个常数项和一个按指数规律递增的分量。根据在恒流条件下得到的公式 (10) , 计算出由0时刻到时间T之间改进RC电路模型中电容C所存储的电能Wc和整个等效模型所吸收的电能Wi。

然后, 根据公式 (11) 和 (12) 计算出恒流充电时的充电效率η。

由公式 (13) 可以绘出超级电容器在恒流充电时的充电效率曲线, 根据超级电容器模型设定的参数, 得到在30 s内的充电效率曲线。如图8所示, 超级电容器在恒流充电时, 随着时间的延长充电效率逐渐提高, 在短时间内充电效率可超过90%。因此, 恒流充电效率比恒压充电方式效率高[9]。

4.3 恒功率充电

恒功率充电方式下, 在初期以较小电压较大电流对超级电容器充电, 随着端电压的上升充电电流逐渐减小, 直至电流基本为零, 端电压达到稳定值。使用此种方式充电, 可在保证充电效率的前提下, 较好地控制充电时间, 较适合对超级电容器充电。

恒功率充电时, 超级电容器的输入功率为恒值P, 根据公式 (1) 可以得出关于改进RC电路模型中电容C的微分方程。

可以看出公式 (14) 是一个二阶非齐次微分方程, 求解较困难, 但为了能定量分析恒功率充电方式下超级电容器的充电效率, 根据公式 (1) 计算出改进RC电路模型中电容C的端电压和输入电流之间的关系[10]。

由公式 (15) 以及公式 (1) 中输入电压的计算公式, 再根据输入电压和输入电流的乘积为常数 (恒功率) , 在Matlab中编程相关的程序。设定ui的初始值为0 V;uc的初始值为0 V;ii的初始值为70 A;恒定输入功率为100 W。然后, 按照图9恒功率方式充电效率计算流程图所示计算充电效率[11]。

通过图9及设定的初始值, 从而将计算出的各个时间点的充电效率绘成图10。由该图可以看出, 恒功率充电效率要略高于恒流充电效率。

超级电容器恒压充电方式下, 充电电路控制简单, 实现容易, 但充电效率低, 最多只有50%。恒流充电方式下, 充电速度快, 电压随时间上升速度易计算, 充电电流较小时充电效率高, 但充电电路功率随超级电容器电压上升而增大, 对充电电路功率要求高。恒功率充电方式下, 充电效率随超级电容器电压上升而提高, 但充电开始时效率较低, 且充电电流大, 对充电电路的电流应力要求较高。对于超级电容器恒压、恒流、恒功率充电方式的比较可以看出, 不同的充电方式各具优点和缺点, 因此需要根据不同的应用场合选择不同的充电方式。

另外, 超级电容器可快速吸收电能, 能平抑高峰脉冲功率, 表现出良好的脉冲充电特性。例如在电动汽车制动能量回收系统中, 超级电容器可以很好地吸收制动瞬间产生的脉冲功率并进行储能。

5 超级电容器充电实验与分析

超级电容器的充电实验主要包括恒压、恒流和恒功率充电。首先, 恒压充电模式主要是应用于超级电容器接近额定电压值时, 因此恒压充电实验设定为24 V输出, 从而得到超级电容器恒压充电的输出电压波形如图11所示。

根据图11可以看出, 对超级电容器单独恒压充电时, 变换器输出电压的峰峰值为1.6 V, 平均电压为24.1 V, 此时电压波动相对较大。其主要原因是超级电容器的额定容量下 (能量密度小) , 恒压充电时超级电容器已基本接近额定容量, 电压变化很小, 但相对于蓄电池而言变化还是较大, 所以其电压波动比蓄电池恒压充电时较大。

恒流充电模式主要应用于超级电容器的充电的起始阶段, 此时超级电容器的电压比较小, 所以充电电流也不宜过大, 实验时设定输出电流为2 A。在采集电流数据时, 由于示波器只能采集电压不能采集电流值, 因此通过本文设计的上位机GUI程序采集电流, 并将保存的数据在监控界面右侧的绘图窗口绘出, 因而得到超级电容器恒流充电的输出电流波形如图12所示。

恒功率充电模式是超级电容器充电过程中主要充电模式, 此时充电功率恒定。据建模分析可知, 恒功率充电效率最高。实验时设定恒定输出功率50 W, 数据采集通过设计的上位机GUI程序进行电压和电流数据的采集, 从而得到超级电容器恒功率充电的输出电压、电流及功率波形如图13所示[12]。

图13中a) 图是在实验过程中上位机GUI获得的电压波形, 由于DSP发送至上位机的电压量是整型的, 电压值的小数部分被舍去, 所以在图中出现了在一段时间内电压不变的情况, 但整体上电压是逐渐上升的。b) 图即为超级电容器恒功率充电时的电流变化, 与超级电容器恒流充电相比, 电流的波动较大。主要原因是恒功率充电时设定的是功率给定量, 但电压传感器和电流传感器的本身就存在着一定的系统误差, 而二者系统误差的乘积导致误差就更大, 因此出现了电流波动大。但电流随着时间的推移电流时逐渐减小的。而c) 图则为超级电容器恒功率充电时变换器输出功率, 由该图可知, 功率的波动也比较大, 但基本维持在50 W左右, 因此超级电容器的恒功率充电对于本储能系统是可行的。

6 结语

充电电容论文 篇5

1 系统设计理论分析

由于RC时间常数太大,线性稳压器对超级电容充电效率极低。由于超级电容具有较低的等效串联电感,使得开关模式充电电路的运行稳定。由于超级电容可以承受大电流的特性,恒流充电或者恒功率充电是较好的充电方式。

1.1 超级电容充电模型

参考文献[1]比较了不同应用场合下的不同的超级电容模型。由于本系统是设计超级电容充电机,因此需要采用超级电容的充电模型。它由阻性部分等效电阻ESR和容性部分电容C串联而成,表征了超级电容的充放电特性。

超级电容的电压时间特性曲线由容性和阻性两部分组成。容性部分代表了超级电容能量改变导致的电压改变;阻性部分代表了超级电容ESR导致的电压改变。

容性部分由下列方程式决定:

电阻部分由下列方程式决定:

所以充电或者放电时的总电压改变量为:

超级电容最重要的参数是ESR和电容值的大小(可以从产品手册上获知)。式(1)为超级电容充电的理论模型[2]。

1.2 恒流充电与恒功率充电

超级电容特性决定了恒流充电和恒功率充电是两种较好的充电方式。采用DC-DC变换器可以实现这两种充电方式。使用BUCK或者BOOST电路来对超级电容充电,在连续输出电流时,BUCK电路是首选。但是对于充电时间敏感的充电机来说,恒流充电并不是最优选择,恒功率充电在充电时间上更有优势。比如,对一个100 F、50 V的超级电容模组使用50 V、20 A的电源进行充电,在恒流充电模式下,最大充电电流为20 A;而在恒功率充电模式下,充电功率可达1 000 W,其中最大充电电流限制为50 A。如图1所示,恒流充电至50 V时所需时间为250 s,而恒功率充电至50 V所需时间约为145 s。这表明恒功率在充电时间上比恒流充电更具优势[3]。

1.3 恒功率充电实现原理

恒功率的基本原理是保持电压和电流的乘积不变。本设计采用双管正激变换器拓扑,使用峰值电流控制的方法进行恒功率设计。双管正激电路是隔离型降压电路,设输入电压为Vin,输出电压为Vout,变压器变比为1:n,占空比为D,则输出电压和输入电压的关系如下:

电路设计好后,Vin和变比n不变,可通过调节占空比来调节输出电压。如图2所示曲线1对应的充电电流大于曲线2对应的充电电流。R、S对应的波形是RS触发器复位和置位端波形。根据峰值电流控制原理,每个开关周期之初,时钟脉冲置位RS触发器,使开关管导通,电感电流逐渐增加,当检测到电流信号is大于指令电流ic时,电流比较器翻转并复位RS触发器,这时开关管被关掉,变压器停止传输功率,扼流圈电流由续流二极管续流。通过峰值电流控制,当电流增大时,PWM占空比减小,根据输出电压的计算式可知输出电压也减小,从而使得输出电压和输出电流乘积(即输出功率)保持不变,这就是恒功率充电的基本原理[4]。

2 硬件系统设计

本设计拟对Maxwell公司的产品BMOD0165(额定电压为48 V,额定容值为165 F)超级电容模组进行充电,系统结构如图3所示。硬件系统由单相整流电路、双管正激变换器、电流电压检测反馈电路及保护电路等部分组成。系统首先将单相220 V交流电经过整流滤波后得到直流电压,然后通过双管正激变换器实现降压,并在电气上实现输入输出的隔离。引入电流反馈环节,通过峰值电流控制实现恒功率充电。

2.1 双管正激电路

双管正激电路[5]是一种可靠的DC-DC电路,广泛使用于低压大电流场合中,双管正激拓扑如图4所示。如果电路工作在CCM方式,假定MOS开关管Q1、Q2漏源电容电压为零,则漏源电压就能瞬时变化。如图5所示,Vgs1、Vgs2是MOS管栅源驱动信号,两者时序相同,即Q1、Q2同时开通、同时关断。

t0~t1:t0时刻,Q1、Q2同时开通,变压器T1原边电压为直流母线电压Vdcin,设变比为1:n,则副边电压为Vdcin×n,电压极性不变。输出电流线性增大,经过副边整流管D3、扼流圈后进入超级电容。扼流圈存储能量,此时,开关管电流is1、is2由副边反射电流和励磁电流组成,且线性增大。

t1~t2:Q1、Q2,T1边续流二极管D1、D2进入母线,变压器磁芯复位,此时变压器主侧电压为-Vdcin,则副边电压为-Vdcin×n,电压极性不变。Q1、Q2开关管漏源两端电压Vds1、Vds2为Vdcin。此时,副边整流管D3截止,扼流圈电流通过续流管D4续流,输出电流线性减小,进入超级电容。扼流圈释放能量,此时,开关管电流is1、is2减小到0。

t2~t3:t2时刻,原边续流管关断,续流结束,变压器磁芯复位,变压器T1原边电压为零。此时,Q1、Q2漏源两端电压Vds1、Vds2为Vdcin/2。副边续流仍继续,t3时刻续流副边续流结束,下一个驱动高电平到来,开关管Q1、Q2开通。进入下一个开关周期。

2.2 电流电压双闭环控制回路

本设计中采用双闭环的结构实现充电电流和充电电压的控制,使用ST公司的UC3844A控制芯片。UC3844A是一款高性能电流型PWM控制器,其内部结构如图6所示;内部有一个误差放大器和电流放大器可以方便地组建电流电压双闭环,在实际使用中,为了具有更快的响应速度,可略去误差放大器,使用电压调整器TL431和光耦PC817构成电压反馈。电流环通过使用LEM公司的电流传感器LAH 25-NP来组建。

注:括号数字是S0-14封装的管脚号

双闭环电路原理图如图7所示,Vs是来自LEM霍尔电流传感器LAH 25-NP输出的电压测量信号,通过一阶滤波环节后进入电流反馈端,即图中电流比较器的负端。VO48 V来自功率部分的输出,由于TL431最大只能稳压到36 V,故需要对经典TL431稳压电路进行部分修改,以满足48 V稳压要求。在TL431的3脚(即K极)引入24 V稳压管D4_Z1,TL431的端电压约为24 V,从而可在安全工作区内正常稳压工作。PC817实现电气上的隔离,并通过输出电压Vce稳压。当超级电容电压接近48 V时,PC817输出电流Ic增大,则Vce减小,同时进入UC3844补偿端1脚的信号减小,相应输出PWM占空比也减小;当超级电容电压超过48 V时,UC3844补偿端1脚拉低,PWM关断,起到过压保护的作用。

3 整机调试

实验设计了最大功率为1 k W的超级电容充电样机,实验测试表明,对BMOD0165(额定48 V、165 F)超级电容模组充电时间约为5 min。图8为电路中的关键工作波形,其电压为30 V、充电电流约为10 A的充电波形。从上至下依次是Vds、Vpri、PWM信号和开关管峰值电流波形。由于缓冲电路的作用,使得波形干净无杂波,基本没有电压尖峰。Vpri负电压有一定变形,但是不影响电路性能。

本文研究了超级电容的充放电特性,分析了快速充电的方法,设计并实现了快速充电样机,试验表明充电时间短,达到了应用要求。

摘要：研究了超级电容快速充电方法,分析了恒功率快速充电的原理,并通过比较恒电流和恒功率两种方法,证明了恒功率充电更有利于实现快速充电。根据恒功率充电原理,制作了快速充电样机。实验表明该样机电路稳定,能够实现快速充电要求,具有良好的实用前景。

关键词：UC3844A,双管正激,电压环,电流环,隔离驱动

参考文献

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[3]EDELSON R.Charging ultra-capacitorswith current-fedroger edelson.power supplies[C].MSEE,Power Partners,2005.

[4]ROBERT W.Erickson dragan maksimovic fundmentals ofpower electronics[C].Sencond Edition Kluwer Acdemic Pub-lishers New Yourk,Boston,Dordrecht,London,Moscow,2001.

充电电容论文 篇6

关键词：风光互补,超级电容器,充电控制,Matlab/Simulink模拟

0 引言

风光互补发电系统是一种清洁的供电系统, 具有良好的发展前景。它主要由太阳能光伏系统、小型风力发电机组、系统控制器、蓄电池组和逆变器等几部分组成。但是, 在风光互补发电系统中, 因为受外界日照、温度及风力的影响, 电能的储存及管理成为一个极为关键的环节[1]。目前, 铅酸蓄电池是风光互补发电系统中常用的储能装置, 但它存在如循环寿命短、功率密度低、维护量大等缺点[2]。更重要的风光互补发电系统受气候等自然因素的影响, 其发电输出功率具有不稳定和不可预测性, 会导致蓄电池常处于充放电电流小的状态, 加快了老化进程, 缩短了循环使用寿命[3], 这就相应增大了风光互补发电系统的运行成本, 因此, 电能的储存是风光互补发电系统亟待解决的问题。

超级电容器是一种新型储能器件, 充电时处于理想极化状态的电极表面, 电荷将吸引周围电解质溶液中的异性离子, 使其附于电极表面, 形成双电荷层, 构成双电层电容。它兼有常规电容器功率密度大、充电电池能量密度高的优点, 可快速充放电且寿命长, 具有卓越的储能优势[4]。在电力系统中, 超级电容器多用于短时间、大功率的负载平滑和电能用量高峰值功率场合, 可在电压跌落和瞬态干扰期间提高供电水平[5,6], 因此, 在风力发电和太阳能发电系统的电能储存方面具有很强的实用性和可行性。2005年, 美国加利福尼亚州建造了1台450kW的超级电容器储能装置, 用以减轻950kW风力发电机组向电网输送功率的波动。张步涵等[7]提出了一种将串、并联型超级电容器储能系统应用于异步发电机的风力发电系统的新思路, 以同时双向、大范围、快速调节有功功率和无功功率, 很好地改善了风电的电能质量和稳定性。

根据超级电容器的充电特性, 本文提出了一种风光互补发电系统中超级电容器的充电方案。此方案包括恒流充电、恒功率充电及恒压充电3种模式, 其工作特点是随外界环境因素的变化, 超级电容器的3种充电模式也会随之自动相互切换, 以最大限度地利用风力发电机和光伏电池发出的电能。

1 超级电容器储能的风光互补发电系统的结构

图1为利用超级电容器储能的风光互补发电系统的结构图。此系统主要由电源、起到MPPT作用的直流斩波-DC/DC换流器[8,9]、超级电容器储能系统、负载4部分构成。风力发电机和太阳能电池作为此系统的电源, 对风力和光能的依赖性能很大, 其输出的电压不稳定, 因此, 需要经过起到MPPT作用的Boost-Buck DC-DC换流器的调节, 使其稳定在负载工作时所需的某一电压值。超级电容器组则并联在DC/DC换流器与负载之间。系统工作时, 风力和太阳能所发电能满足负载所需时, 超级电容器充电以储存多余电能;反之, 超级电容器则放电以作为负载的能量补充。可见, 这就要求超级电容器能够快速、稳步充电和放电。

图2为超级电容器充电控制的主电路图。它实现了对超级电容器充电过程中三种充电模式 (CCCM、CVCM、CPCM) 随外界条件的改变而自动切换的功能, 这对超级电容器快速、稳步的充电起了极为重要的作用。其关键结构主要是由Boost-Buck直流斩波器构成。直流斩波器在工作时, 通过调节IGBT门极触发信号的占空比D, 来改变输出的电流和电压。超级电容器组两端的充电电压U2满足以下关系式:, 根据不同的电压等级, U2可以比U1高, 也可以比U1低。当0

2 充电控制方案的流程图

图3为提出的超级电容器充电控制方案的流程图, 其中Tmax为超级电容器自保护温度, Ufull为超级电容器充满电时的电压, Ir为设定电流值, Ur为设定电压值。此流程主要包括温度保护和充电控制模式两大部分。

为了保证超级电容器组的正常使用及使用寿命, 此方案中设置了温度保护程序。当超级电容器的温度小于其最大允许温度Tmax时才运行, 反之超级电容器将起动超温保护, 通过断开充电回路以保护超级电容器。

在充电模式控制中, 当超级电容器处于初始充电状态时, 电容器两端电压很小, 而充电电流很大, 因此, 此时采用恒流充电控制模式;当充电电流I2小于给定值Ir时, 充电模式则自动切换到恒功率充电模式, 在此模式下随着电容器两端电压的增大, 充电电流开始下降;而当超级电容器两端电压等于某一给定值Ufull时, 再自动切换为恒电压充电模式。也就是通过这3种恒流、恒功及恒压充电模式有条件的自动切换, 来实现对超级电容器快速、稳步的充电, 下面将通过Matlab/Simulink仿真来证明这种方案的可行性。

3 充电控制方案的Matlab/Simulink仿真

我们对普通的只串入限流电阻的超级电容器充电电路进行仿真, 其实结果如图4。从图4中可以看出电流在充电伊始数值很大, 然后就以较快的速度下降直至充电结束。而电压则在初始充电状态下很小, 随充电时间的增大, 电压升高直到Ufull=300V。

图5为先恒流后恒压的充电方案仿真。从图5可以看出, 当充电恒定电流为30A时, 电压达到Ufull=300V所需时间比只串入限流电阻的普通充电方法有所缩短。

图6为提出的超级电容器充电控制方案的仿真结果。其中Ufull=300V, 充电时恒定Ir为30A, Ur=220V。从图6中明显可以看出, 由于加入了恒功率充电模式, 充电时间比先恒流后恒压的充电方案缩短了近一半, 比只串入限流电阻的充电方案缩短时间更多。由此可证明, 本文所提出充电控制方案对超级电容器快速、稳步充电的可行性。

4 结论

利用超级电容器作为风光互补发系统中的储能装置, 提出一种超级电容器应用在风光互补发电系统中的充电控制方案。其充电控制方案由恒压充电、恒流充电和恒功充电三种控制模式构成。Matlab/Simulink仿真证明:由于恒功率充电模式的加入, 对超级电容器充电的时间大大减少, 可以实现对超级电容器组快速稳步的充电, 以有效储存和利用风力和太阳能发出的电能。

参考文献

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充电电容论文 篇7

模块化多电平换流器(modular multilevel converter,MMC)[1,2,3]的正常启动是整个柔性直流输电工程可靠运行的前提。目前国内已投运的柔性直流输电工程均采用自励启动方式,即一端换流器通过对交流系统进行不控整流向子模块电容充电,另一端换流器处于静态直流充电状态。启动过程中由于换流器闭锁,相关电容电压控制算法[4,5,6]尚未运行,此时各子模块电容电压不受控制。当电容电压波动较大时,极易造成子模块因过/欠压保护、取能电源断电导致的通信中断等原因而旁路,因此对启动过程的电容均压特性研究意义重大。

目前自励启动相关研究主要集中在限制过电流、预充电控制顺序、预防直流母线电压跌落和多端系统启动策略等方面。例如,文献[7]通过调整交流侧串接限流电阻切出时间的方式限制解锁时的冲击电流;文献[8,9]采用不控整流和子模块数递减方法进行预充电,可有效抑制充电过程的电压和电流冲击;文献[10]提出有源站和无源站协调配合的预充电控制策略,通过先解锁无源侧MMC来解决其子模块电容电压欠压问题;文献[11]提出多端系统直流侧预充电的有序解锁方案,可降低解锁过程中直流电压的跌落;文献[12]提出调制波预跟踪策略,即在解锁前实现调制波与阀侧电压的跟踪,可减少解锁时冲击电流。在以上诸多研究内容中,无论换流器在启动过程中是否解锁或改变子模块运行状态,换流器均存在一段直流不控启动过程[13]。相关研究认为由于均压电阻和电容参数一致性良好,各子模块电容电压在不控启动过程中基本一致,电容均压特性良好。而在国内柔性直流输电工程实际运行中发现,换流站在预充电过程尤其是处于静态直流充电状态时,子模块电容电压发生两极分化问题,部分子模块电压跌落甚至导致反复启停。因此亟需开展预充电过程中子模块电容均压特性研究并提出改善措施。

本文通过引入取能电源等效阻抗参数的方法改进了子模块仿真模型,使其更接近工程实际。然后根据优化后模型研究静态直流充电过程中电容均压特性。研究发现控制板卡功率和取能电源效率不一致性导致电容电压再分配,且取能电源等效阻抗与电容电压形成正反馈效应,最终使电容电压两极分化。在电容均压特性研究基础上,本文进一步提出静态直流充电耐受时间保护定值整定方法,通过减小直流充电时间降低电容电压两极分化程度和子模块反复启停次数,提高换流器运行可靠性。

1 静态直流充电时电容均压特性分析

1.1 静态直流充电过程

MMC主回路如附录A图A1所示。当MMC采用自励充电方式启动时,首先闭锁两端换流器;然后对站(有源站)换流器闭合交流断路器进行不控整流充电;此时本站(无源站)换流器处于静态直流充电状态,其充电电源来自有源站不控整流充电所建立的直流母线电压。稳定后直流母线电压为:

式中:Udc为直流母线电压;Ul为有源站换流器阀侧交流线电压有效值。

此时无源站换流器每相上下桥臂所有子模块对直流母线电压分压。相关研究认为各子模块均压电阻和电容参数基本一致,其电容均压效果良好,子模块电容电压为:

式中:N为每个桥臂子模块数量。

厦门工程中阀侧交流线电压额定值为166.6 k V,每桥臂子模块为216个,根据式(2)计算得到静态直流充电时子模块电容电压理论值为532 V。

1.2 子模块等效模型优化

在实际运行中发现,静态直流充电时子模块电容电压与式(2)计算结果差异较大。子模块电容电压发生两极分化,均压效果较差,部分子模块甚至因为电压跌落而导致反复启动。现有研究中子模块等效模型如附录A图A2(a)所示[14,15,16],静态直流充电时由于绝缘栅双极型晶体管(IGBT)、可控硅整流器(SCR)和旁路开关K处于断开状态,等效模型可进一步简化,如附录A图A2(b)所示,只包括电容C、均压电阻r2和二极管。由于各子模块电容、均压电阻参数基本一致(误差小于0.5%),根据现有子模块模型无法分析电容电压两极分化的问题,需优化子模块模型。

分析目前国内已投运柔性直流输电工程子模块内部电路知,目前子模块均采用取能电源为各控制板卡供电。由于取能电源并联在电容、均压电阻两端,其伏安特性直接影响原均压电阻大小,进而影响电容均压效果。因此本文将取能电源等效阻抗引入子模块模型中,使子模块模型更加接近工程实际,优化后子模块静态充电模型如图1所示。取能电源为DC/DC开关电源,其输入端直接并联在电容两端,输出端连接IGBT驱动板卡、中央控制板等板卡。由于取能电源输入端滤波电容和各板卡电容的存在,取能电源等效阻抗表现为阻容特性,但其等效电容值C1远远小于子模块电容值,影响子模块电容均压效果的主要因素是取能电源等效电阻r1。

忽略取能电源启动或关断时等效电阻的瞬时变化,取能电源等效电阻阻值可分为两种情况:①取能电源不工作,r1等于电源输入端正负极间绝缘电阻,其阻值为兆欧级;②取能电源稳定工作时,等效电阻r1由电压、负载功率和效率共同决定,具体公式如下

式中:P为取能电源负载功率;η为取能电源效率。

取能电源等效电阻与原均压电阻并联后形成实际均压电阻,其阻值为:

式中:R为实际均压电阻。当取能电源不工作时,原均压电阻(千欧级)远小于取能电源等效电阻(兆欧级),可认为均压电阻不变;当取能电源工作后,实际均压电阻由等效电阻和原均压电阻并联形成。

优化后的子模块等效模型引入了取能电源及各控制板卡的等效阻抗,使其更接近工程实际,为进一步分析静态直流充电时电容均压特性提供理论支撑。

1.3 电容均压特性分析

根据优化后子模块等效模型和均压电阻计算公式(4),在Simulink中建立换流器静态直流充电时等效电路,如图2所示。图中:i为流入每个子模块的电流;iN为第N个子模块电容的电流;RN为第N个子模块实际均压电阻;UN为第N个子模块电容电压。以厦门柔性直流输电工程实例,仿真模型具体参数设置如下。

1)电容值。由于取能电源等效电容远小于子模块电容,同时各子模块电容值一致性较高,在仿真模型中可设置每个子模块电容参数一致,即10 m F。

2)电感值。桥臂电抗器为60 m H,平波电抗器为50 m H。

3)电容电压初始值。有源站合交流侧断路器后,虽然有限流电阻存在,但直流母线电压仍可在3 s左右达到稳定值。由于时间较短,电容电压尚未两极分化,各子模块电容电压初始值均为532 V。

4)均压电阻初始值。取能电源工作后各板卡总功率额定值为14 W,取能电源效率额定值为70%,根据式(3)计算等效电阻初始值为14.2 kΩ;原均压电阻为25 kΩ,实际均压电阻初始值为9 kΩ。

根据以上参数进行仿真发现各子模块电容电压未发生波动,均压效果良好。进一步研究发现,由于加工工艺和器件不一致性的问题,取能电源效率在65%~75%、各控制板卡总功率在13 W至15 W范围内波动。因此取能电源等效电阻初始值存在差异,最小值为12.3 kΩ、最大值为16.3 kΩ。在Simulink仿真模型中更改实际均压电阻初始值,仿真结果如下。

1)当两个子模块串联时,实际均压电阻初始值分别设置为8.2 kΩ和15.1 kΩ。仿真结果如图3(a)所示,实际均压电阻初始值较低的子模块电容电压不断降低,另一子模块电容电压不断升高。

2)当多个子模块串联时,50%子模块实际均压电阻初始值设置为8.2 kΩ,其余设置为15.1 kΩ。仿真结果如图3(b)所示,实际均压电阻初始值较低的子模块电容电压均不断降低,另一半子模块电容电压均不断升高。

3)当多个子模块串联时,实际均压电阻初始值在8.2~15.1 kΩ范围内均匀分布。仿真结果如图3(c)所示,一半子模块电容电压不断降低,另一半子模块电容电压不断升高,且电压值呈均匀分布。

根据仿真结果可知,静态直流充电时电容均压效果劣化是由取能电源效率和各控制板卡功率不一致性导致,分析子模块电容电压均压效果劣化的具体过程和机理如下。

1)正反馈效应

取能电源开始工作时刻,各子模块电容电压基本一致,但由于实际均压电阻初始值存在差异,子模块电容电压将重新分配。

以实际均压电阻初始值较高的子模块为例,由于其均压电阻较大,导致其电容充电、电压升高;电压升高后,根据式(3)得知取能电源等效阻抗变大,进一步使均压电阻变大、电压进一步升高;电压升高后,取能电源开关器件电流值和导通损耗降低,其效率提升,根据式(3)得知取能电源等效阻抗变大,同样使均压电阻变大、电压进一步升高;以上过程如此反复,使电容电压不断升高。同理,实际均压电阻初始值较低的子模块,电容电压不断降低。因此,如附录A图A3所示,子模块实际均压电阻、电容电压、取能电源效率等参数间形成正反馈效应,最终导致子模块电容电压两极分化。

2)取能电源反复启停

电容电压两极分化过程中,当电压低于取能电源关断电压时,取能电源等效阻抗突变为兆欧级,子模块实际均压电阻也突升至原均压电阻。由于实际均压电阻的升高,子模块电容将开始充电、电容电压升高。当电容电压大于取能电源启动电压时,取能电源开始工作,其等效阻抗又降为千欧级,实际均压电阻也突降,子模块电容开始放电、电容电压降低。以上过程如此反复,使取能电源反复启停,启停过程中电容电压波形如图4所示。反复启停过程中容易使取能电源因开关器件产生过电压或过电流而发生故障,降低取能电源使用寿命。

2 直流充电耐受时间定值整定

MMC长期处于静态直流充电状态时将导致子模块电容电压两极分化问题严重、部分子模块多次启动,降低MMC可靠性。为了解决此问题,除通过改善取能电源和控制板卡生产工艺来提高产品一致性、匹配取能电源等效阻抗和均压电阻参数外,本文提出增设直流充电耐受时间保护定值的方法,通过减少直流充电耐受时间降低电容电压两极分化程度和取能电源重启次数,提高MMC换流器可靠性。其继电保护动作过程为:当一端换流器处于静态直流充电状态时,站级控制系统开始计时;当静态直流充电时间到达直流充电耐受时间定值时,对端MMC断开交流断路器、退出不控整流状态;待双端MMC放电完成,阀侧旁路开关接地,系统停运;系统如需再次启动,换流器应根据启动策略正常启动,且直流充电时间清零。

直流充电耐受时间定值整定方法如下。

1)最短耐受时间

直流充电耐受时间越短,电容电压两极分化程度越低,电容电压跌落较少时取能电源不会反复启停。但为了满足调度指令下达、执行、核对等人工操作的时间要求,最短耐受时间不应小于5 min。对于无人值守换流站和自动控制模式,最短直流耐受时间只需满足断路器、隔离开关等设备执行时间即可,可设置为1 min左右。

2)最长耐受时间

最长耐受时间整定应考虑两个原则:①每个桥臂处于反复启停状态的子模块数量所占比例不超过约50%;②子模块反复启停次数低于30次。一方面可保证电压升高的子模块电压值不超过额定电压,不会因触发过压保护而旁路;另一方面使电压降低的子模块不会因过多反复启停而降低开关电源使用寿命。

综上所述,直流充电耐受时间定值整定公式为:

式中:Treset为子模块反复启停周期;T50%为50%子模块处于反复启停状态所需时间;n为子模块反复启停次数极限值。

保护定值整定工作应具体结合工程的静态直流充电仿真模型展开。通过子模块取能电源等效阻抗和板卡功率的实测参数建立仿真模型,仿真得到子模块反复启停数量随时间变化关系和启停周期。

以厦门柔性直流输电工程为例,反复启停周期最大与最小的2个子模块电压波形如图5所示。子模块反复启停时周期约为1 min至1.5 min;静态直流充电运行30 min后,约有50%子模块处于反复启停状态,且反复启停的子模块数量基本恒定,比例维持在50%左右。需要额外注意的是,由于厦门工程子模块取能电源实际均压电阻初始值基本呈均匀分布,可保证约50%子模块电压跌落、约50%子模块电压升高。而当子模块实际均压电阻初始值分布状态发生变化时,可能导致升压子模块比例较少,进而使此部分子模块过压。针对厦门工程,最长耐受时间可只根据子模块反复启停次数来限定,即30 min(共30次,每次1 min)。因此厦门柔性直流输电工程换流站处于静态直流充电时,其充电时间整定范围如式(6)所示,具体数据可根据操作模式和工作需求进行设置。

3 试验验证

为了验证子模型仿真模型优化方法和电容均压特性研究的正确性,现对厦门柔性直流输电工程其中一个阀塔(包含72子模块)进行单独加压50 k V试验,通过光隔离高压探头测量子模块电压,同时与仿真结果进行对比。由于造价原因,录波设备只配置三个光隔离高压探头,一次试验只能记录其中三个子模块电压波形,其余子模块只能通过子模块监视系统判断其是否进入反复启停状态(子模块监视系统不具备长录波功能,无法长时间记录电压波形)。选取三个子模块记录其波形,其参数为:SM1,控制板卡总功率14.8 W,取能电源效率为0.67;SM 2,控制板卡总功率1 3.9 W,取能电源效率为0.70;SM3,控制板卡总功率13.4 W,取能电源效率为0.71。根据以上参数建立单个阀塔加压仿真模型,仿真结果与实际波形如附录A图A4所示,可见仿真得到的子模块电压变化趋势和反复启停状态与试验结果基本一致。图中,SM1子模块和SM2子模块处于反复启停状态,其首次停止时间、反复启停周期和启停电压值的具体数值如附录A表A1所示:时间参数的仿真结果与试验结果的误差小于10 s,启停电压值误差小于10 V。因此,通过单个阀塔加压试验验证了子模块模型优化方法和静态直流充电时电容电压两极分化机理研究的正确性。

为了验证静态直流充电耐受时间定值整定方法和数据的有效性,现对厦门柔性直流输电工程换流站进行端对端试验。浦园换流站采用功率控制运行方式,合交流侧断路器,直流母线电压迅速升至±235 k V;鹭岛换流站断开交流侧断路器,使其静态直流充电并保持60 min;在后台记录鹭岛换流站反复启停的子模块数量和最大重启次数。试验结果如附录A表A2和表A3所示。

1)在5 min至30 min内子模块反复启停数量不断增加,在30 min后基本达到稳定值。反复启停数量变化趋势和达到稳定所需时间值与仿真结果基本一致。

2)30 min后各相反复启停子模块数量在240至250之间。由于仿真模型未考虑温度、桥臂电抗器、接地电阻等参数影响,使仿真结果比试验结果少约30个子模块,需对仿真模型进一步优化。

3)反复启停次数随时间不断增大且增速恒定,启停最短周期约1 min,与仿真数据基本一致。

根据试验结果知,厦门柔性直流输电工程静态直流充电时间保护定值可设置在5 min至30 min内。在满足实际需求时此保护定值应尽量接近下限,可降低子模块反复启停数量和反复启停次数,提高换流器可靠性。

4 结语

本文提出了子模块仿真模型优化方法,通过引入取能电源等效阻抗动态参数使其更接近工程实际。根据优化后子模块模型,建立了换流器静态直流充电Simulink仿真模型并分析了电容均压特性。最终阐明了因控制板卡功率和取能电源效率不一致性导致电容电压两极分化的机理。根据静态直流充电时电容均压特性,进一步提出换流器直流充电耐受时间保护定值的整定原则和方法,并结合厦门柔性直流输电工程给出保护定值的参考范围。

通过单个阀塔加压和换流站静态直流充电试验,验证了子模型仿真模型优化方法、电容均压特性研究和直流充电耐受时间保护定值整定方法的正确性。静态直流充电保护策略和静态直流充电时间定值整定方法已应用在厦门柔性直流输电工程,根据整定后的直流充电耐受时间,可降低子模块电容电压两极分化程度、减少子模块反复启停次数,提高换流器运行可靠性。

本文还分析了MMC静态直流充电时电容均压特性。由于控制板卡功率和取能电源效率等二次回路参数对MMC解锁运行、关断等状态均存在影响,因此今后的工作将进一步分析二次回路参数对MMC解锁运行和关断过程的影响。此外,如何降低控制板卡功率和提高参数一致性也是子模块优化设计的研究方向之一。

附录见本刊网络版(http://www.aeps-info.com/aeps/ch/index.aspx)。

摘要：模块化多电平换流器在静态直流充电时存在电容电压两极分化的问题,部分子模块甚至因电压跌落导致反复启动。先通过引入取能电源等效阻抗动态参数改进子模块等效模型,然后根据改进后模型仿真分析了电容电压两极分化的机理,最后在仿真基础上提出了静态直流充电耐受时间定值整定方法,通过优化保护定值降低电容电压两极分化程度。依托厦门柔性直流输电工程进行了静态直流充电和单个阀塔加压试验,试验结果与仿真结果基本一致,验证了所提子模块等效模型、电容电压两极分化机理分析和保护定值整定方法的正确性。