SPWM逆变（精选7篇）
SPWM逆变 篇1
Matlab/Simulink是在电力电子系统级仿真中使用较为广泛的一种仿真软件, 利用仿真软件对于三相SPWM逆变器进行仿真, 可以对逆变器的参数设置以及其输出特性进行研究。
1 电力电子技术的发展
变流技术和电力电子器件制造技术是电力电子技术两块主要的分支, 其中电力电子器件的制造技术更是电力电子技术发展的基础, 从最早的半控型器件晶闸管 (SCR) , 到具有划时代意义的全控型器件绝缘栅双极晶体管 (IGBT) 再到最新型的MOS控制晶闸管 (MCT) 、静电感应晶体管 (SIT) 、集成门极换流晶闸管 (IGCT) , 无不对电力电子电路性能的飞跃性提升, 新应用领域的开拓起着决定性的作用, 可以毫不夸张的说电力电子技术的发展史是以电力电子器件的发展史为纲的。
2 逆变器概述
PWM的全称是Pulse Width Modulation (脉冲宽度调制) , 脉冲一般指的是方波脉冲, 通过调节其占空比, 就可以改变等效输出电压的大小。现在电机调速广泛应用这一技术。
PWM控制的基本原理基于采样控制定理中的惯性定律:惯性环节在一系列的窄脉冲的作用下, 其在一段时间内的动态行为与等效波形基本相同。PWM调制的这种性质应用在逆变电路上时, 通过数字信号处理芯片DSP对全控器件 (IGBT等电力电子器件) 的关断进行控制, 可以在电路中施加一系列的窄脉冲, 这样的窄脉冲经傅里叶分解以后主要的能量集中在电路所需要的特定低频电压电流中 (50Hz) , 而产生的高频电压电流很容易便可以被滤波电路滤除。
3 三相电压型桥式逆变电路
3.1 电路拓扑分析
三相电路的三相U、V、W行为是对称的, 相互之间互差120个电角度。这里以U相为例, 通过双极性调制方式来控制电路的开闭状态。通过外电路提供给调制电路一个三角波载波uc, 通过对载波电压ur U和调制信号幅值的比较, 来决定全控器件的开通和关闭行为。在U相上下的两个桥臂是互补导通的, 当uc>ur U, 上桥臂V1导通, 下桥臂V1关断, 反之亦然。而续流通道VD1和VD4的工作情况则主要取决于此时电流的流向, 为整个电路提供续流通道。每次全控半导体器件开通, 都会向负载施加uUN'=ud/2的电压, 这就形成了一系列的电压窄脉冲, 如图1。
3.2 SPWM逆变器的工作原理
为了生成和逆变器输出的正弦波等效的窄脉冲序列, 可以等分正弦波为N份, 每一份是不同高度, 相同宽度的窄脉冲, 这些窄脉冲组成的序列施加在负载上, 与正弦电压的效果相同。
如何确定这些脉冲的幅值, 通常令其等于逆变器在同时刻输出的正弦波的瞬时值。而产生这些窄脉冲, 只需要在半导体开关器件的驱动门极上施加与所要得到脉冲一致的驱动信号, 理论上就可以得到预期的波形。
3.3 三相电压源SPWM逆变器的建模与仿真
3.3.1 仿真模型中主要模块的提取路径 (如表1)
3.3.2 主要参数设置
PWM Generator的参数设置如表2。
Universal Bridge的参数设置如表3:
万用表Multimeter1选择Ub:1, Ub:2, Ub:3三项参数显示;Multimeter2选择Ib:1, Ib:2, Ib:3三项参数显示;Multimeter3的参数设置参照Multimeter2设置。
其它参数设置, 如表4。
3.3.3 仿真结果
下面是输出交流f=50Hz调制度m=0.8时的仿真曲线, 图中显示的依次是逆变器的输出电压波形;逆变器输出电流波形;A相阻感性负载电流的有效值, 如图2。
4 总结
现代电力电子技术的迅猛发展为国民生产的各个行业注入了强大的活力。作为电力电子变流的主要分支, 逆变技术在近年也获得了蓬勃的发展, 光伏并网发电, 开关电源制造都以逆变技术作为支撑。
参考文献
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SPWM逆变 篇2
UPS是变配电站的重要设备,其核心是逆变器。设计逆变器时,低通滤波器截止频率ωc的选择非常关键,ωc过大,滤波器输出将含有大量谐波;ωc过小,将导致系统的功率密度下降、成本增加。在确定ωc时需考虑功率变换器输出端的谐波分量,而调制方式、载波比、调制比、开关时间、死区效应和死区补偿效果等都将影响频谱的分布。文献[1-12]、注(1)从调制方式、载波比和调制比出发,为得到输出谐波的表达式和相应频谱图做出了贡献。文献[3,5-6]从死区效应出发定量地指出了IGBT的压降和开关时间对输出谐波分量的影响。文献[8-9]对多电平输出时的谐波分量进行了研究。但现行开关变换器输出的谐波分析[1,2,3,4,5,6,7,8,9,10,11,12,13,14]都是从PWM的基本原理出发,根据调制波的奇偶性和对称性在一个调制波周期内建立数学模型,不仅适用范围小,且表达式和频谱图均未考虑死区补偿未到位的状态。死区设置是桥式开关变换器所必需的,死区补偿是改善输出波形的常用策略,然而,由于种种原因,理论上的措施往往难以充分落实,补偿不到位的现象经常发生,但对其所造成的影响现有文献却均未涉及。
本文强调开关变换器的死区效应和逆变器的死区补偿效果,用双重傅里叶分解来分析桥式变换器的输出谐波,将其表达式可视化后与仿真和实验波形进行了相互验证。
1 无死区时SPWM波的谐波分析
图1为逆变器的桥式功率变换器,它由直流电源、左桥臂(VT1/VT2)和右桥臂(VT3/VT4)构成。输出电压uAB为左桥臂电压uAO和右桥臂电压uBO之差,令电流方向由A B为正。图2为产生SPWM波的示意图。调制波(正弦波)us和载波(三角波)uc的数学表达分别见式(1)和式(2)。
令调制比M=Us/Uc,载波比N=ωc/ωs,X=ωct,Y=ωst+φ,在一个载波周期内可有
2kπ-0.5π≤ωct≤2kπ+1.5π
图2中us和uc的交点为
左桥臂A点的电压波形函数可以表示为
设m为相对于载波的谐波次数,n为相对于调制波的谐波次数,则uAO的双重傅里叶表达式为
从而可得到uAO的傅里叶级数:
同理,右桥臂B点电压uBO的表达式为
滤波器的输入为uAB:
其中,基波幅值为
谐波幅值为
谐波频率为(m N±n)ωs(m=2,4,…;n=1,3,…),其频谱见图3,仿真见图4、图5。图中可见:数学分析与仿真相吻合;无低频谐波分量。
2 有死区时SPWM波的谐波分析
2.1 无补偿
如图1所示,在同一桥臂的两开关管均处于死区时段时,当A、B端空载或接有纯阻负载(特殊情况),二极管无续流,此时A点电压uAO1,B点电压uBO1,A、B间的电压为uAB1;当负载为感性或容性负载(一般情况),由于死区和续流二极管的存在,桥臂间依然存在脉冲输出,即续流脉冲。对于本文的逆变系统,当i<0时,左桥臂续正向脉冲,右桥臂续负向脉冲;i>0时,左桥臂续负向脉冲,右桥臂续正向脉冲。因而,死区效应即为一系列的畸变脉冲uD1,可等价为一矩形波的偏差电压,其间关系见图6(uD1,2为左桥臂续流脉冲,uD3,4为右桥臂续流脉冲),数学上表示为
条件与前文相同时,可推导得到uAO1、uBO1和uAB1的数学表达式,见式(9)和式(10)。
续流脉冲与电流的方向有关,当i>0时有
负载功率因数常小于1,当负载功率因数为cosφ时,
当电压与电流同相即负载功率因数为1时,则
m=0;n=1,3,…,谐波幅值为
m=2,4,…;n=1,3,…,谐波幅值为
m=2,4,…;n=0,2,…,谐波幅值为
其频谱见图7,仿真见图8,在功率为6 k V·A的逆变器样机上测得的频谱见图9。图中可见:数学分析、仿真和实验所得结果在高频段均基本吻合。
调整仿真频谱的坐标,可观察到输出所含谐波的低频成分,见图10。与图8对比,当M=0.92,E=100 V,Δt=2μs,ωc=1M0E 0-004π×E22π,基波幅值为
仿真值为86.89V,两值接近。图10显示,当无死区补偿或死区补偿不充分时,输出将含有频率为150 Hz、250 Hz、350 Hz等低频谐波。图11和12分别为频谱随死区时间和调制比的变化关系图,两者比较可知,调制比对频谱的影响更大。
2.2 有补偿
本文采用电流反馈补偿法,调制波usp为
补偿后谐波分析同前文中的死区效应分析步骤相似。
以滤波器输出电压与电流同相位为例,逆变桥的输出电压uAB3为
时,输出电压中所含频率为(m N±n)ωs(其中m=0;n=1,3,5,…或m=2,4,…;n=0,2,4,…)的谐波将被消除,从而实现补偿。补偿后,逆变桥的输出电压uAB4为
基波幅值Uf4=ME;输出含有频率为(m N±n)ωs(m=2,4,…;n=1,3,…)的谐波,幅值。仿真频谱见图13、图14。
死区影响充分补偿后,H桥输出电压中含有的低频谐波可被消除,在设计逆变器用低通滤波器时可以提高截止频率ωc,达到减小体积提高整机功率密度的目的。此研究结果已被投入工程实践[15,16,17]。
补偿不充分时,由式(17)可见,因,H桥输出电压中仍然存在着对输出波形有重要影响的低频3次谐波。
3 结论
a.采用死区补偿措施后,基波幅值得到补偿,且因设置死区而产生的谐波均得到抑制。
b.采用死区补偿措施后,逆变桥的输出频谱与理想无死区时一致。
c.采用死区补偿措施后,基波相位不变,而谐波相位均相对理想无死区时有所滞后。
SPWM逆变 篇3
目前,常用的逆变方法是采用高频开关功率器件搭建主电路,再配以相应的调制方法,控制开关器件的开关,达到输出波形近似正弦效果。常用的调制方法其理论基础主要是基于伏秒平衡的正弦脉冲宽度调制SPWM(Sinusoidal Pulse Width Modulation),以及基于磁链平衡的空间矢量调制SVM(Space Vector Modulation)等[1,2,3]。其中,SPWM具有原理简单、硬件电路实现方便等优点,并在多种电源中得到了应用,但其直流母线电压利用率较低[3];SVM在直流母线电压利用率上,比SPWM要高15%,但计算繁琐,运算量大[4,5]。
1 活动面积矢量原理
如图1所示的三相全桥逆变电路,定义3个桥臂的上桥臂功率器件的开关状态为Px(x=a,b,c),且
图1中各桥臂的上、卜功率器件开关状态相反,假设在1个采样周期Ts内,Pa、Pb、Pc的取值如图2所示,每个矩形块高度为1,宽度为[0,Ts],定义,并称Sx(x=a,b,c)为x相的活动面积,其中0≤Sx≤Ts。相应地,定义Sabc=[Sa,Sb,Sc]T为活动面积矢量(AAV)。Sabc具有如下一些性质。
1.1 元素非负性
,Px(t)=0或1,所以Sx≥0。因此,矢量Sabc任意元素均不小于0。
1.2 可表示性
由图2示意图可知:
其中,V0=[0,0,0]T,V1=[0,0,1]T…,V6=[1,1,0]T,V7=[1,1,1]T,且0≤Ki≤Ts(i=0,1,…,7)。
可见矢量Sabc直观上是由多个基矢量组成,其中V0、V7定义为特殊基矢量,其余定义为一般基矢量。对于任意矢量Sabc均可根据其对应的开关状态图,确定其系数Ki,从而确定该矢量。
1.3 等价性
对于图1所示的三相全桥逆变电路,设a、b两相电压为Uab(t),则Uab只能为+Uab、0、-Udc3种电平之一。在1个采样周期内:
其中,t1为Pa-Pb=1的持续时间;t2为Pa-Pb=-1的持续时间;t3为Pa-Pb=0的持续时间。根据Sa、Sb、St的定义,有
设在1个载波周期内,三相电压的采样值为Ua、Ub、Uc,根据伏秒平衡得:
即
式(3)系数矩阵的秩为2,因此上述方程解不唯一。在1个载波周期内,若2组活动面积矢量Sabc=[Sa,Sb,Sc]T,均满足式(3),则称Sabc与等价,记作,此时逆变器输出基波等效。
可证明:。的充要条件是。其中,m、n是使得有意义的任意实数,根据式(1)的对偶性还可以得,若1组和[Ua,Ub,Uc]满足式(1),则和[Ua,Ub,Uc]+kV7亦满足式(3)。
2 SPWM的活动面积矢量
在SPWM方法下,假设调制波采用三角波,采用对称法来确定开关动作时刻,则在任一载波周期内,Ua、Ub、Uc及三角波的波形如图3所示,三相活动面积如图4所示。
则由三角形相似的性质可得:
其中,A为三角波的峰值,tx为Px=1的持续时间,x取a、b、c,参考式(1)(3),得:
从而A=0.5 Udc,因此对于SPWM而言,三角波的幅值为0.5Udc,且一旦3个参考波选定,则其3组活动面积的大小和位置便也被确定,即Sa、Sb、Sc。均固定不变。此时对应的活动面积矢量为
由式(5)可以看出:SPWM的活动面积矢量只与Ua、Ub、Uc、Ts以及Udc有关,而在1个载波周期内,上述各值均保持不变,故SPWM对应的AAV不变。
显然,当某项参考波大于A或者小于-A时,以图5为例,三相活动面积为
将式(6)代入式(3),不成立,表明参考波幅值大于0.5Udc时,逆变器的输出基波不再与参考波等价,SPWM失效。故SPWM的直流电压利用率,其原因在于单纯依赖载波导致AAV固定,而式(5)在参考波幅值大于0.5 Udc,时得出的AAV错误。因此,在保持活动面积不变的情况下,对参考电压作一定的变化,使式(5)得出的AVV保持等价,便可以提高SPWM的直流电压利用率。
观察图5,如果此时存在1个偏移+Uoffset,使得Ua+Uoffset、Ub+Uoffset、Uc+Uoffset,置于±0.5Udc之间,则可保证式(3)仍成立,此时对应的AAV变化如图6所示。这种平移成立的临界条件为,其中,UΦm为三相参考电压相电压幅值。此时,直流电压利用率,与SVM的直流电压利用率相同[6,7,8]。
根据本文第1.1节AAV的非负性质,可得Ua、Ub、Uc向下移动的极限是Smin=0,向上移动的极限是Smax=Ts,如图6所示。
其中,Kmin+Kmax=1,且0≤Kmin、Kmax≤1。
有文献提出在参考波上添加3次及高次谐波的方法来提高直流母线电压利用率[9,10],提出的这种基于AAV的叠加值完全由给定的3个参考电压的线性组合得出,计算量较前者小,易于控制,因而应用更为方便。
3 SVM的活动面积矢量
SVM以三相对称正弦波电压供电时三相对称电动机定子的理想磁链圆为基准,由三相逆变器不同开关模式所产生的实际磁链矢量去逼近基准磁链圆,并由它们比较的结果决定逆变器的开关状态[11,12],原理如图7所示。
如图7所示,利用8个基本矢量可以合成任意角度和模长的参考矢量Uref。以第I扇区为例,依平行四边形法则,并求解得[13,14]:
式(8)中,tX、tY不足时,插入零矢量补足,一般地,有
式(7)～(9)中Ts为采样周期,tX、tY、t0、t7分别为分别为UX、UY、U0、U7的作用时间。
使用数字信号处理器(DSP)可方便地实现SVM,以TI公司TMS320LF2407为例,在某一采样周期内只需给定相应的扇区号及tX、tY,DSP便能自动完成脉冲输出。如在图8中,电压矢量位于扇区I,tX、tY分别决定了比较匹配点1和比较匹配点2的位置,DSP便可实现该采样周期内的6路驱动信号输出[14]。
当处于扇区I时,除矢量U0、U7外Ts内只有(100)和(110) 2种开关状态,如图9(a)所示,其中tactive之前2个非零矢量的作用,即tactive=tX+tY之后补充零矢量至Ts。由AAV的定义,得图9(a)中a、b、c相的面积即此时的Sabc。根据第2节Sabc的等价性,则b相的活动面积Sb可以在t轴上左右移动但不能越过tactive,因为这样会产生2个基矢量之外的基矢量U3(010),参考矢量Uref在扇区I,当采用不同的零矢量插入策略时,开关状态图可能会有所不同,但通过AAV的性质作等价变换后,均可得到与图9(a)相类似的图。
当Uref在其他扇区中时,三相开关状态图分别如图9(b)～(f)所示。以图9(a)为例:
其中,是tactive。内的活动面积,对比SVM的调制过程,也是首先计算得出的2个基矢量作用时间,然后再添加零矢量来发出控制脉冲的。而对于而言,总存在一项为0,故由AAV的元素非负性和等价变化性质可得:
根据式(3)可轻易算出,于是采用AAV的进行SVM,只需要在计算的基础上根据给定的零矢量插入方法在限定范围内安排各相活动面积的位置即可。
表1列出了使用Tl公司TMSLF2407DSP控制芯片进行SVM计算时,与传统方法(参见表2,表中可由Ua、Ub、Uc经Park变换后得到)计算相比采用AAV所需的计算量。
其中,使用PWM1-6作为输出口,计算出的tX、tY用来填充寄存器CMPR1、CMPR2[14]。设进行一次乘法、除法、加法、比较、正弦、反正切、开方所需要的时间分别为tmul、tdiv、tadd、tcmp、tsin、tarctan、tsqrt,一般情况下,有
表1中共计消耗时间为4tmul+6tadd+7.5tcmp,表2中共计消耗时间为10tmul+tdiv+2tsin+tarctan+tsqrt+8tadd+3.5tcmp或16tmul+2tsin+12tadd+6.5tcmp+tsqrt。
参考式(12),不难发现:AAV-SVM非但避免了计算正弦、反正切、开方等非线性函数[15],而且还大为减少了乘除运算的次数,缩短了计算时间。这为进一步减小采样周期,降低逆变输出波形的畸变率,改善输出波形的质量创造了条件。
4 仿真验证
采用Matlab 6.5对第2节提出的改进SPWM进行仿真,系统直流母线电压Udc=600V,三相参考电压幅值为340 V,开关频率为1 kHz。三相星形对称负载R=100Ω,L=lmH。
图10是采用传统SPWM时载波与参考波的图形,可以看出在每相参考波的极值附近不满足伏秒平衡,SPWM失效。图11是根据本文第2节方案改进后的参考波,其中K1=0.5,K2=0.5。可以看出,此时各相参考波均限制在载波范围内,逆变器输出的各线电压与给定值满足伏秒平衡,逆变效果良好。
采用Matlab 6.5对第3节提出的改进SVM进行仿真,系统参数同SPWM仿真参数,不再赘述。零矢量插入方法采用DSP2407的方案,图12、图13给出了采用传统SVM和改进SVM计算出的2个基矢量作用时间tX和tY。对比图12、图13可知,2种方法计算结果相差几乎为0,而后者的计算量却远小于前者,因此后者在实际应用中更具优势。
5 实验验证
实验拓扑如图1所示,采用TI公司TMSLF2407DSP控制芯片,开关器件采用三菱公司PM200DSA120型智能功率模块IPM(Intelligent Power Module)(高电平关闭、低电平开通)。三相对称负载R=25Ω。直流电压150 V,三相参考电压幅值80 V,超过直流电压的一半,因此传统SPWM将失效。采用第2节基于AAV的SPWM方法(取K1=0.5,K2=0.5),实验波形如图14、15所示。
由图14可以看出,改进后的SPWM实验结果良好,器件未出现若干个采样周期恒开或恒关的“过调制”现象,与理论分析吻合。对比图4还可以看出,把图4中各活动面积均分为左右两部分并平移到各自边界,再高低电平取反后即得图14。这是因为采用DSP实现SPWM时,采用的是增/减计数模式,且IPM为高电平关闭,低电平开通。图15是逆变器输出的a相电压电流波形,可以看出电压、电流近似正弦,电压幅值与调制波幅值近似相等。
保持系统参数不变,采用第3节提出的AAV-SVM方法,直流电压为150 V,输出正弦波幅值为80V,所得的实验结果如图16、17所示。
记图16中b相脉冲左数第2个上跳沿和下跳沿的中点时刻为t,则t左右各500μs的两时刻之间为一个载波周期,且根据图9可知,此时位于扇区Ⅱ内。图17为逆变器输出的a相电压电流波形,可以看出电压、电流近似正弦,且幅值、相位与预期相同,AAV-SVM在降低计算量的同时,逆变效果良好。
6 结论
提出的基于AAV的分析方法,揭示了SPWM和SVM调制方法的本质联系,并为相关调制方法的优缺点分析及改进方法提供了依据,仿真和试验表明,A A V分析方法及在此基础上产生的改进调制方法达到了提高直流电压利用率、减小开关频率的效果,且与传统SVM相比,大幅度降低了计算量。同时,AAV方法还可以很好地应用在锯齿波调制以及多相逆变器等场合,只需对AAV在坐标轴上的位置和维数作相应改变即可。因而AAV方法具有一定的理论和实际应用价值。
摘要：以三相全桥电路为基本模型，通过分析开关脉冲的本质提出了一种基于活动面积矢量(AAV)的分析方法，并应用该方法揭示了空间矢量调制(SVM)和正弦脉宽调制(SPWM)的根本联系与区别，提出相应改进方法：提高SPWM的直流母线电压利用率，并有效减少SVM的运算量。仿真和实验结果证明基于活动面积矢量的分析方法应用于SPWM-SVM中是可行的，与传统SVM相比，AAV-SVM避免了计算正弦函数非线性运算，大幅度缩短了计算时间，从而缩短了最小采样周期，提高了整个系统的传输带宽。
SPWM逆变 篇4
近年来, 随着电力电子技术迅速的发展, 其应用领域已扩大到工业、商业、民用、军事以及环境保护中。PWM调制技术以其控制简单, 灵活和动态响应的优点而成为电力电子技术最广泛应用的调制方式, 以及研究的热点之一。本设计通过分析PWM调制技术, 建模仿真, 用单片机进行设计实现SPWM波形的输出。
2 逆变与PWM调制技术
2.1 逆变技术概念与分类
在电力电子技术中, 将交流电能转换成直流电能的过程叫做整流。与之相反, 将直流电能转换成交流电能的过程叫做逆变。逆变根据逆变电路输出交流侧交流电源的有无, 可分为有源逆变和无源逆变。逆变电路根据直流电源的类型不同, 又可分为电压型逆变电路和电流型逆变电路。而实现逆变过程的装置叫做逆变设备或逆变器。无源逆变电路输出的频率与电压既可以是恒定的, 也可以是可变的, 它与有源逆变具有很大的差别。
2.2 PWM调制技术
PWM (Pulse Width Modulation) 调制技术是对于半导体开关器件的导通和关断时间实现控制, 通过对脉冲宽度进行调制, 可以等效地获得需要的波形的一种技术。三相逆变电路PWM调制技术, 具有动态响应快, 功率因素高, 电路结构简单的特点, 在逆变电路中应用广泛。如图1所示为三相逆变电路, 因为逆变电路的输出波形可以得到接近正弦波的输出电压和输出电流, 对于各脉冲的宽度进行调制, 不仅可以逆变电路输出电压的大小, 而且可以改变输出电压的频率。因此在大量应用的逆变电路中, 大部分都是PWM型逆变电路。
2.3 PWM调制技术方法
目前脉宽调制的方法有很多, 根据调制脉冲的极性可以分为单极性和双极性调制两种。一个逆变电路, 是采用单极性还是双极性调制, 完全取决于主电路本身的结构。在某些逆变电路, 如单相桥式逆变电路, 可用单极性PWM调制方案, 也可用双极性PWM调制信号去控制, 而三相桥式逆变电路则采用双极性PWM调制信号去控制。如图2所示三相逆变电路PWM波形。
本设计电路采用三相桥式逆变器, 双极性控制, 设计基于等面积法产生SPWM波形。而等面积法的基本思想是将一个正弦波分成N等份, 把每一等份的正弦曲线与横轴所包围的面积用一个与此面积相等的矩形脉冲代替。
3 具体实现
根据上述分析, 用PROTUES软件建立仿真模型, 逆变器控制系统仿真模型如图3所示。本设计采用51单片机查表法输出PWM信号以驱动双极性控制的三相逆变桥。由于单片机端口输出电压在5V左右, 而驱动电压应在12V左右, 显然通过单片机是无法直接驱动IGBT工作的。本设计在单片机和IGBT之间加入相应的驱动电路, 选择专用的IGBT驱动芯片IR2101来对IGBT进行驱动。
结语
本次设计的SPWM信号发生器没有采用SPWM波形发生器的集成芯片, 摆脱了传统的利用模拟数字电路对三角波和正弦波进行比较的思想。基于等面积法产生SPWM的基本原理, 用单片机进行设计实现SPWM波形的输出。其电路简单、数字控制, 实现三相SPWM脉宽波形的输出。要实现控制策略, 只需改变程序, 无需改变线路的连接, 这样既经济, 又缩短了开发的时间, 可以得到良好SPWM波形。
摘要：本设计采用51单片机查表法, 与IR2101芯片的对应引脚连接电路, 输出PWM信号以驱动双极性控制的三相逆变电路。通过等面积SPWM算法来输出高精度的SPWM波形, 从而实现了逆变器的SPWM控制。通过建模仿真, 运行结果, 可以输出SPWM波形。
关键词：51单片机,逆变器,正弦脉冲宽度调制
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SPWM逆变 篇5
关键词：应急电源,逆变控制器,C8051F020,SPWM
0 引 言
随着社会发展, 越是信息化、现代化, 就越依赖于电力, 突然断电会给人们正常的生活秩序和学习带来影响, 尤其对于生产、生活中特别重要的负荷, 一旦中断供电, 将会造成重大的经济损失。应急电源产品已成为很多重要场所必不可少的重要设备, 也是能够最有效地解决停电事故和电力质量不稳定等问题的有效途径, 而逆变电路是应急电源的重要组成部分。逆变电路在应急电源中的作用是当市电断电或发生异常时, 将蓄电池提供的直流电压逆变为三相交流电输出, 以保证重要负荷或设备的正常运行[1]。目前, 逆变电源大多采用正弦波脉宽调制 (SPWM) 技术, 其控制电路大多采用模拟方法实现。模拟控制技术虽然已经非常成熟, 但存在很多缺点如:控制电路的元器件多, 电路复杂, 体积较大, 灵活性不够等[2]。本文设计了一种全数字化的三相PWM逆变电源, 利用专用SPWM波形发生器与单片机连接产生逆变驱动信号SPWM波, 设计中选用了单片机C8051F020控制和MITEL公司的SA4828芯片作为波形发生器。
1 逆变电路的结构与工作原理
图1是逆变电路的构成。由蓄电池提供的直流电通过三相逆变电路变为交流电, 其基波频率是逆变电源的输出频率, 该交流信号经过输出变压器隔离, 再由低通滤波器滤去谐波, 获得负载所需的三相正弦交流电。
在逆变电路中, 逆变器及其控制是逆变电路的核心。逆变器的控制采用SPWM控制方式, 本文利用SPWM波发生器和单片机实现对逆变器及输出电压的控制。由控制器产生的SPWM波控制开关器件的通断, 从而控制输出电压及其波形, 并使输出电压稳定。
2 三相逆变器主电路设计
三相逆变器主电路如图2所示, 是由三相逆变桥、变压器、滤波器组成。
逆变器开关器件采用6单元IPM智能功率模块。LCR低通滤波器中电感L的作用是抑制高次谐波通过;电容C为逆变器产生的高次谐波提供旁路;电阻R起阻尼作用, 防止或抑制谐波的产生。在市电工作中断或者不正常时, 蓄电池电压被加到直流总线上, 通过由智能功率模块组成的逆变器, 然后通过由LCR组成的滤波器和三相功率变压器, 形成相电压为220 V的三相正弦交流电给负载供电。三相逆变器的开关器件采用日本富士公司型号为PM100CVA60六单元IPM智能功率模块, 其耐压可达600 V, 集电极最大允许电流100 A, 安全工作区较宽, 驱动功率小、开关频率高、饱和压降低。另外该模块还具有带过流控制、滤波器体积小、噪声低、易散热、可靠性高等特点[3,4]。模块的驱动信号为正弦脉宽调制 (SPWM) 信号。
功率元件智能功率模块IGBT-IPM是以功率器件IGBT为主体, 同时把驱动电路、多种保护电路及报警电路等功能电路集成在同一模块内的新型混合集成电路[5]。用智能功率模块作为电源的功率器件, 可以简化硬件电路的设计, 缩小电源体积, 更主要的是提高了系统的安全性和可靠性。在选用智能功率模块IPM时, 根据电压和电流的定额选择。功率元件的电流定额考虑 (2～3) 倍的安全裕量[6]。计算电流时应满足在输入电压波动为最低时仍能满足输出功率。根据给定的技术参数计算功率元件的最大输出功率、额定电流值、额定电压值, 最终选用100 A/600 V的智能功率模块, 型号为PM100CVA60。
3 逆变控制器设计
控制电路的功能主要是产生SPWM驱动信号。SPWM是实现逆变器输出交流电压调节、减小输出电压谐波的一种控制方法。利用SPWM控制构成的逆变器调节性能好, 调节速度快, 可使调节过程中频率和电压相配合, 以获得好的动态性能, 输出电压波形接近正弦。为了实现此功能及逆变电路的数字化, 本文利用单片机和专用SPWM波形发生器SA4828集成电路构成逆变控制器。该种方法软件编程简单, 应急电源对波形产生的处理时间少, 并能保证波形具有较高精度, 而且硬件连接简单。
3.1 三相SPWM波形发生器SA4828
3.1.1 SA4828的性能特点
SA4828是英国MITEL公司研制出的一种专用于三相SPWM信号发生和控制的集成电路芯片。具有精度高、抗干扰能力强、外围电路简单、无温漂等优点, 主要用于逆变电源、变频调速及应急电源等工业领域。芯片的主要特性是:具有增强型微处理器接口, 可与更多单片机兼容;可以单独调整各相输出, 可以用于任意不平衡负载;内置“看门狗”定时器进行监控, 程序运行安全可靠;提供了软复位控制功能;调制波频率采用16位, 增加了频率的分辨率, 提高了逆变器输出频率的精度;片内ROM提供三种可供选择的波形, 适用于多种应用场合, 其中能提供的纯正弦波可用于静止逆变电源和单相交流调速。
3.1.2 SA4828的工作原理
SA4828原理框图如图3所示。它接收并存储微处理器初始化命令和控制命令, 主要由总线控制、地址/数据总线、存储器、控制寄存器组成, 以控制字的形式实现。三相输出控制电路的每相输出控制电路由脉冲取消和脉冲延时电路构成, 脉冲取消将脉冲宽度小于取消时间的脉冲去掉, 延时电路保证死区间隔, 以防止在转换瞬间桥路开关器件出现直通现象[7]。
三种不同波形的选择通过传输给初始化寄存器和控制寄存器的命令来设置三种波形ROM。“看门狗”电路在接受单片机发出的命令时, 一旦出现问题, 总线控制会发出复位“看门狗”信号, 使“看门狗”延时关断驱动信号。SA4828增设了8个寄存器单元以提高频率精度及能独立控制三相波形幅值。系统进行初始化时, 微处理器通过SA4828内部的总线控制和译码电路向其初始化寄存器中写数据, 完成载波频率、调制频率的范围、脉冲延迟时间及计数器复位的设置。在运行过程中, 实时地向控制寄存器中写数据, 实现对调制波频率、调制波幅值、正/反转、过调制、输出禁止等参数的刷新, 使RPHT, RPHB, YPHT, YPHTB, BPHTB, BPHT6个引脚输出的SPWM信号发生改变。
3.2 控制电路硬件设计
以SA4828与单片机C8051F020为核心构成的控制器电路设计如图4所示。控制电路根据给定的参数输出三相SPWM信号给智能功率模块IPM, 实现对功率晶体管的通断控制。
C8051F020通过8位P0端口与SA4828的地址、数据管脚AD0～AD7相连, 工作时, 单片机首先对SA4828进行初始化, 定义载波频率, 电源频率范围、死区、最小脉冲取消时间等参数。然后向SA4828的控制寄存器传送电源的频率控制字和幅度控制字等参数。正常工作时, 根据需要对SA4828的控制数据进行修改, 实现系统的反馈与实时控制, 以及调压控制。为实现系统的稳压功能, 采用平均值反馈PI调节。输出电压经隔离送入C8051F020单片机的A/D转换口即P3.0口, 转换结果参与PI运算, 运算结果即为SA4828幅度控制寄存器的控制字[7,8]。从RPHT～BPHB的6个引脚输出相应频率和电压的SPWM控制信号, 经隔离电路后, 分别控制智能功率模块IPM的6个IGBT的导通与截止, 最后在3个输出端上产生对称的三相SPWM电压。SA4828作为单片机的外设, 与单片机并联, 通过对单片机编程, 只需将SPWM的初始化信息和控制信息写入SA4828的相关寄存器, 即产生精确的全数字化的三相的SPWM波形。
3.3 控制电路软件设计
软件是逆变器控制系统的核心, 它决定逆变器的输出特性。SA4828产生SPWM信号的程序流程如图5所示。
对SA4828芯片的控制是通过微处理器接口将相应的参数送入芯片内部的2个48位的寄存器R14, R15来实现的, 它们是初始化寄存器和控制寄存器。数据先被读入一系列临时寄存器R0～R5中, 然后通过一条虚拟的写操作将数据传送至相应的R14, R15寄存器。单片机先将SA4828复位, 向其传送初始化参数和控制参数后, SA4828即可以输出SPWM波, 逆变器随后处于工作状态。同时单片机不断查询输出状态, 以便随时调整SPWM输出特性。对SA4828芯片的控制是通过微处理器接口将相应的参数送入芯片内部的两个48位初始化寄存器R14和控制寄存器R15来实现的。数据先被读入临时寄存器R0～R5中, 然后通过一条虚拟的写操作将数据传送至相应的R14, R15寄存器。只要系统正常工作, 看门狗定时器就不断被更新, 以防止其溢出而中断SPWM输出[9]。
逆变器控制系统的主程序流程图如图6所示。
单片机在初始化程序中完成对单片机、SA4828以及其他可编程器件的初始化, 接着对市电进行检测, 如果市电不正常, 则启动逆变器工作, 通过控制将开关元件切换至逆变器输出。并将输入状态存入控制寄存器, 显示数据, 如果输出电压或保护等发生改变, 则报警输出以采取措施使系统正常运行。
4 结 语
逆变主电路采用的智能功率模块不仅使电路结构简单, 而且使得出现的浪涌电压、门极振荡、噪声引起的干扰等问题能有效得到控制。三相逆变电路SPWM控
制方法, 利用专用SPWM产生器和单片机构成逆变器的控制系统, 设计简单, 控制电路使用器件少, 因而可降低成本、提高可靠性。
参考文献
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SPWM逆变 篇6
1.1 直流电压, 额定电流与IGBT选型
选择输出线电压有效值为380V+-5%, 额定容量100k VA, 故选择直流电压、额定电流如下:
本实验采用Universal Bridge来实现IGBT (图1, 2) :
1.2 主电路设计与参数
本三相四线电路采取SPWM控制逆变电路, 利用正弦波与三角波比较产生的反映正弦波特性的一系列不同宽度的脉冲, 这些脉冲序列作为开启/关闭逆变桥开关器件的信号, 使直流电压变为一系列周期性阶梯波, 波形在电容的作用下得到近似正弦波的波形, 并在输出滤波电路的作用下最终生成正弦波。本实验的逆变电路是三相可控全桥式逆变电路, 并且由两个逆变器并联工作 (图3-7) 。
频率50Hz, THD=1.38%。
2 输出滤波电路参数设计过程
本实验采用LC滤波电路以滤去输出中的谐波分量。首先要确定LC滤波器的截止频率
截止频率应远小于电压中所含有最低次谐波频率, 但同时应远大于基波频率:
对于高频PWM逆变器, 载波频率远大于10倍基频, 应选为载波频率的1/10-1/5。本实验中载波频率选择为16000Hz, 故选择为1600Hz。
PWM逆变器输出电压的无功功率:
U0, I0为给定值, Q为L的函数。则要令Q最小:
则L, C均可确定。
(1-基波角频率;U0-电容电压基波有效值;I0-电感基波电流有效值;=1600, L=0.1926m H, C=51.38 F)
3 逆变器控制策略设计及控制框图
本实验采用电压瞬时值反馈单环PID控制, 以改善输出波形。该方法中重要的两个参数分别为阻尼比与自然振荡频率r。当这两者其中一个维持不变时, 另一个的增大会显著提升系统的动态、稳态性能 (图8) 。
4 控制参数设计方法
利用simulink自带的逻辑元件和PID元件建立以上控制回路, C, L, r分别为滤波线路上的电容、电感和等效电阻 (此处取0.5) 。而PID中的系数计算较为复杂:
本实验根据实验情况, 选取阻尼比期望自然振荡频率n=3500rad/s, n=10来计算。
5 非线性负载下静态均流效果仿真与结果分析
5.1 RLC负载 (图9-11)
5.2 二极管负载 (图12-14)
6 线性负载变化动态均流效果仿真与结果分析
这部分实验采用定时关闭和开断的断路器来测试线性负载动态均流效果 (图15-17) 。
摘要：一种逆变电路采用IGBT桥, 逆变方式为SPWM, 两个逆变电源并联运行。该电源采用LC滤波器, 主要滤除高次谐波。逆变电源采用压瞬时值反馈单环PID控制, 改善输出波形质量。该并联逆变电源在Matlab的Simulink组件中模拟, 分别测试分析了带动线性负载动态均流效果和非线性负载静态均流效果。
关键词：逆变电源,SPWM,并联运行,PID控制
注释
1[1]杨荫福, 段善旭, 朝泽云.电力电子装置及系统[M].北京:清华大学出版社, 2006:66-83.
2[2]俞杨威, 金天均, 谢文涛, 吕征宇.基于PWM逆变器的LC滤波器[A].李辉.机电工程[C].杭州:浙江大学电力电子研究所, 2007:50-52.
SPWM逆变 篇7
随着分布式电源的迅速发展及其在效率要求的不断提升,提高电能质量、减少谐波污染、提高发电系统的效率已经成为逆变设备的必要条件。三电平变换器(见图1)相比于传统的两电平逆变器具有谐波少、耐压高、开关应力小、电磁干扰(Electro Magnetic Interference,EMI)少等优点,已经在分布式电源及微电网领域得到广泛应用。然而对于燃料电池、光伏电池等分布式电源的输出电压并不是恒定的,无法实现较宽直流电压范围的变流功能和得到较高的交流输出电压[1,2,3]。为了满足直流母线较宽的电压范围,文献[4]加入了DC/DC变换器,即采用两级结构。然而此变换器不仅需要较多的功率器件,在工作过程中还产生大量的开关损耗,降低系统效率。为了减少因DC/DC多电平变换器开关损耗对系统效率的影响,采用Z源多电平变换器是一种理想的选择。
文献[5]提出了一种Z源中点钳位(Neutral Point Clamped,NPC)逆变器,它由两个独立的直流电源、两个Z源和一个三电平NPC逆变电路组成。Z源的引入使直通成为一种正常的工作状态,通过控制直通占空比,Z源三电平NPC逆变器可以实现升压功能,且不用控制死区时间,可以防止输出电流波形畸变。桥臂直通不会引起功率器件的损坏,可靠性明显增加。虽然Z源给二极管中点钳位逆变器的性能带来了改善,但是该电路拓扑存在储能元件多,硬件成本高等缺点。文献[6]在上述研究的基础上提出了一种单Z源的二极管中点钳位(Neutral Point Clamped,NPC)逆变器,该逆变器可以实现同样的升压和逆变功能。因此,Z源三电平NPC逆变器相对于传统三电平NPC逆变器优势明显,前景十分广阔。
文献[7,8]对Z源NPC逆变器提出新的工作模式,该模式可以改善波形质量和具有最少的开关切换。然而,Z源NPC逆变器需要无源器件太多,效率低、损耗大。
为此文献[9]提出一种新的基于Z源三电平T型逆变器的拓扑,如图2所示。Z源三电平T型逆变器结合Z源两电平逆变器低传导损失和Z源三电平NPC逆变器(如图2)低开关损耗和输出波形质量好的优点。该逆变器不仅能实现升压功能,而且具有较少的无源器件,能够产生和Z源三电平NPC逆变器相同的波形质量(参数相同时)和电压增益。该逆变器能够很好地实现升压和逆变的功能。通过仿真和实验验证了本文提出控制方案的合理性和可行性。
1 T型逆变器拓扑结构
1.1 T型逆变器工作原理
图1给出了三相T型三电平逆变器的拓扑结构。它利用一个双向开关实现三电平功能[9]。具体的开关状态如表1所示(以a相为例)。
1.2 控制方式
由分析可知,载波反相SPWM控制方式符合上述条件,具体控制方式如下。
调制波为三相正弦波,即:
载波CA1和CA2为在相位上相差180°的三角波,如图3所示。
以a相为例,开关序列生成方式如下:
(1)如果Ura>CA1并且Ura>CA2,则开关序列(Sa1,Sa2,Sa3,Sa4)=(1,1,0,0)=P。Sa1开通时,虽然Sa2开通,但是没有电流流过Sa2,Sa3,Sa4关断。因此Va0=Vdc2。,其中Vin=Vdc。
(2)如果Ura<CA1并且Ura<CA2,则开关序列(Sa1,Sa2,Sa3,Sa4)=(0,0,1,1)=N。Sa4开通时,虽然Sa3开通,但是没有电流流过Sa3,Sa1,Sa2关断。因此Va0=-Vdc2。
(3)如果Ura<CA1并且Ura>CA2,则开关序列(Sa1,Sa2,Sa3,Sa4)=(0,1,1,0)=OA。Sa2开通,Sa1,Sa3,Sa4关断。因此Va0=0。
(4)如果Ura>CA1并且Ura<CA2,则开关序列(Sa1,Sa2,Sa3,Sa4)=(0,1,1,0)=OB。Sa3开通,Sa1,Sa2,Sa4关断。因此Va0=0。
2 Z源T型逆变器拓扑结构及工作原理
Z源三电平T型逆变器的拓扑结构如图2所示。图中Vin为输入电源电压Vin=Vdc;O为中点;二极管D1,D2在直通状态起反向阻断作用;Z源的2个电感电容相等,即L1=L2,C1=C2。
非直通电压状态等效电路如图4所示。上直通状态时,二极管承受反向压降而截止,等效电路如图5所示。下直通状态等效电路如图6所示。
假设Z源T型逆变器在一个开关周期T内的直通时间为Ds,非直通时间为1-Ds,因此在一个开关周期内通过电感两端的平均电压为0:
逆变桥的输出电压Vi在非直通条件下为:
逆变桥的输出电压Vi在直通条件下为:
因此,逆变器输出相电压峰值可以表示为:
式中:M为调制比;B为升压比。
由式(7)可知,当B=1时,Z源三电平T型逆变器工作在传统降压模式;当B>1时,则工作在升压模式。
3 Z源三电平T型逆变器升压控制方法
文献[7]对PD和APOD方法进行分析,研究发现采用PD的方法可以减少开关次数,降低开关损耗。因此本文采用PD方法实现升压控制。
为了得到T0的直通状态,需要在调制波的垂直方向增加T0T,在水平方向得到直通时间。在任意时刻,对调制信号的Vmax增加T0T的垂直偏移,同时对调制信号的Vmin减少T0T的垂直偏移,从而保持调制信号的Vmid不改变。从而得到Z源三电平T型逆变器所需要的直通占空比。为了增加直流电压的利用率,在原始的正弦波信号的基础上注入零序分量[7]U0。
由以上分析可以得出控制Z源三电平T型逆变器所需的调制信号为:
图7在传统三电平逆变器的开关周期内的两端加入上直通,在中间加入下直通。如图7所示,V(0⁃1⁃1)作用时间内,A相为0电平,满足上直通的条件,因此A相由(0110)⁃(1110)⁃(1100),B相和C相保持不变。V(100)作用时间内,B,C两相都可以产生下直通,但是V(100)的前一个状态是V(10⁃1),若选择B相直通会产生过多的开关动作,因此选择C相产生下直通是理想选择。
在任意时刻,对调制信号的(Vmax+V0)增加T0/T的垂直偏移产生上直通,同时对调制信号的(Vmin+V0)减少T0/T的垂直偏移产生下直通,从而保持调制信号的Vmid不改变。从而得到Z源三电平T型逆变器需要的直通占空比。
4 Z源三电平逆变器中点平衡控制
假设P,O,N分别代表1,0,-1状态。大矢量[PNN]没有和直流侧电容中性点相连,故不会影响中点电位平衡,如图8(a)所示。零矢量[OOO]虽然和直流侧电容中性点相连,但是三相输出电流之和为0,也不会影响中点平衡,如图8(b)所示。如果T型三相三电平逆变器输出为P⁃type的小矢量[POO],如图8(c)所示,该类型的小矢量会减少上侧电容电压Vdc1。反之,如果T型三相三电平逆变器输出为N⁃type的小矢量[OON],如图8(d)所示,该类型的小矢量会减少下侧电容电压Vdc2。
如图8(e)所示,中矢量虽然也会影响中点电位,但是其增大或减小中点电位电压是不确定的,因此很难实现中点电位的平衡控制。
本文采用中点平衡控制是通过控制N⁃type和P⁃type小矢量实现的。P⁃type小矢量用于减小上侧电容电压,P⁃type小矢量用于减小下侧电容电压。
如果下侧电容电压Vdc2大于上侧电容电压Vdc1,N⁃type小矢量用于实现中点平衡控制;即A相,B相和C相的调制波Ua,Ub,Uc分别同时减去Tmin,可得:Tmin为调制波Ua,Ub,Uc中的最小值,通过每个控制周期比较获得。
反之,如果下侧电容电压Vdc2小于上侧电容电压Vdc1,P⁃type小矢量用于实现中点平衡控制,即A相,B相和C相的调制波Ua,Ub,Uc分别同时加上Tmin,可得:Tmin为调制波Ua,Ub,Uc中的最小值,通过每个控制周期比较获得。
5 仿真和实验结果
为验证Z源三电平T型逆变器拓扑的可行性,首先按照电路参数进行仿真研究,本文采用Matlab/Simulink建立该逆变器的PD仿真模型,进行仿真对比验证。仿真参数为:独立电压Uin=200 V;直流侧的电容C1=C2=C3=C4=3m F;电感L1=L2=L3=L4=3m H;负载为三相对称负载,负载电阻为10Ω;滤波电感为2.8 m H;滤波电容为0.1 m F;载波频率为6 k Hz。
为了证明Z源三电平T型逆变器的升压能力,首先,设定调制度M=0.8,直通占空比的时间TULST=0。图9依次输出的是相电压、相电流、线电压、Z源电容电压、直流链电压Vi。Z源三电平T型逆变器没有升压,因此线电压的峰值等于200 V。由式(7)可得理论相电压为92 V,理论线电压值为159 V,高质量的正弦相电流可以得到。Z源电容电压由于没有升压而保持200 V不变化。直流链电压Vi也是保持在200 V附近波动。
然后,设定调制度M=0.8,直通占空比的时间TULST=0.2,仿真波形如图10所示。由式(7)可知升压因子B=1.66,相电压为159×1.66 1.732=152.4 V,实际测量值为140 V。由式(5)可得升压最大值Vi为332 V,而实际测量值为324 V。电流没有受到直通信号的影响而发生畸变。Z源的电容电压由式(5)可得为266 V,实际测量值为265 V。另外,Vdc电压在162~324 V变化实现升压和逆变功能。
仿真结果表明Z源三电平T型逆变器可以使线电压升到设定的值而不影响输出电流的波形质量。
为了证明ULST方法比FST方法具有更好的波形质量,假定FST方法采用和ULST方法一样的参数。设定调制度M=0.8,直通占空比的时间TFST=0.2。图11依次输出的是相电压、线电流、线电压、Z源电容电压、Vi电压。表2给出了滤波之前线电压谐波和开关损耗的比较。
图9 Z源T型逆变器仿真波形(从上向下):当M=0.8和TULST=0时,相电压、线电流、线电压、电容电压、直流链电压波形
图10 Z源T型逆变器仿真波形(从上向下):当M=0.8和TULST=0.2时,相电压、线电流、线电压、电容电压、直流链电压波形
图11 Z源T型逆变器仿真波形(从上向下):当M=0.8和TFST=0.2时,相电压、线电流、线电压、电容电压、直流链电压波形
为了证明加入直通不会影响输出电压的波形质量,相同的输入电压加在直通模式(TULST=0.2)和非直通模式(TULST=0)下,它们的谐波对比如图12所示。
最后,对Z源三电平NPC逆变器采用PD方法进行仿真对比,在参数一样的情况下,线电压、相电流、Vi电压如图13,图14所示。THD对比如表3所示。
从表3中可以看出,Z源三电平T型逆变器与Z源三电平NPC逆变器在相同的调制策略下,波形质量相同。
图12 Z源T型逆变器仿真波形(从上向下):当M=0.8时,相电压、线电流、线电压、电容电压、直流链电压波形
图13 Z源NPC逆变器仿真波形(从上向下):当M=0.8和TFST=0.2时,相电压、线电流、线电压、直流链电压波形
图14 Z源NPC逆变器仿真波形(从上向下):当M=0.8和TFST=0时,相电压、线电流、线电压、直流链电压波形
%
为了验证同时实现中点平衡和升压功能,图15为采用中点平衡控制和非直通模式(TFST=0),从图中可以看出中点平衡得到控制。输出电流波形没有发生畸变。图16为采用中点平衡控制和直通模式(TFST=0.15),从图中可以看出中点平衡得到控制,电压升高为280 V。
图15 Z源NPC逆变器仿真波形(从上向下):当M=0.8和TFST=0时,电容电压、线电流、直流链电压波形
图16 Z源NPC逆变器仿真波形(从上向下):当M=0.8和TFST=0.15时,电容电压、线电流、直流链电压波形
为了验证Z源三电平T型逆变器拓扑的中点平衡和升压,进行实验验证。仿真参数为:独立电压Uin=80 V;直流侧的电容C1=C2=C3=C4=3 m F;电感L1=L2=L3=L4=3 m H;负载为三相对称负载,负载电阻为20Ω;滤波电感为2.8 m H;滤波电容为0.1 m F;载波频率为6 k Hz。
为了证明Z源三电平T型逆变器的中点平衡能力,首先,设定调制度M=0.8,直通占空比的时间TULST=0。图17依次输出的是电容电压、相电流、直流链电压Vi。Z源三电平T型逆变器没有升压,因此线电压的峰值等于80 V。
为了证明中点平衡能力和升压能力,设定调制度M=0.8,直通占空比的时间TFST=0.15。图18依次输出的是电容电压、相电流、直流链电压Vi。经过本文算法以后中点电容是平衡的。Z源三电平T型逆变器实现升压功能,因此线电压的峰值等于115 V。
图17 Z源T型逆变器实验波形(从上向下):当M=0.8和TULST=0时,电容电压、线电流、直流链电压波形
图18 Z源NPC逆变器实验波形(从上向下):当M=0.8和TFST=0.15时,电容电压、线电流、直流链电压波形
6 结论
T型三电平具有较少的开关器件得到广泛的应用。本文采用一种新型Z源T型三电平逆变器拓扑,采用PD调制方法实现升压和逆变功能,其相对于APOD调制方法具有较少的谐波。针对T型三电平固有缺点,提出了注入零序分量实现中点平衡控制方法。本文所提算法实现了中点平衡和升压的功能。通过仿真和实验验证了本文所提算法的正确性。
摘要：由于Z源三电平中点钳位(NPC)逆变器存在无源器件多的缺点,采用Z源T型三电平逆变器拓扑,该拓扑具有Z源NPC逆变器相同的升压特性,但是开关器件数目较少,效率高。以电压源型Z源三电平T型逆变器为例,对同相电压偏移(PD)和反相电压偏移(APOD)方法进行分析,研究发现采用PD的方法可以减少开关次数,降低开关损耗。在Matlab/Simulink下,建立Z源T型三电平逆变器PD模型,仿真结果表明,采用PD方法能够获得较好的波形质量,并针对T型三电平逆变器固有的中点不平衡,提出了注入零序分量实现中点平衡控制。通过实验验证了所提方法的有效性。
关键词：Z源,T型逆变器,同相电压偏移,反相电压偏移,中点平衡
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