电压调整模块

电压调整模块（精选7篇）

电压调整模块 篇1

0 引言

微处理器的工作时钟频率已经达到3.8 GHz, 出现了双核、4核处理器。随着微处理器的工作速度和运算能力的提高, 对其供电电源的电压调整模块 (VRM) 的要求也越来越苛刻。目前VRM采用较多的是12 V输入电压, 且采用多相交错并联同步整流非隔离降压式VRM。但采用该拓扑的VRM仍然存在各相电流纹波较大、均流特性不佳以及瞬态响应难以满足要求等缺点。

近来, 有研究者从切换线性系统理论及无源系统理论角度提出了DC/DC变换器建模和调节问题的新方法, 并应用在Buck、Boost等单输入、单输出直流变换器系统中, 取得了初步的成果[1]。本文的研究思路是从连续系统与开关切换逻辑系统相结合的角度建立三相Buck型VRM的切换线性仿射系统模型, 拟通过无源控制理论的方法实现系统的闭环控制, 从机理上解决整体优化控制问题, 以提高其稳态和动态响应特性, 最后给出仿真结果。

1 三相Buck VRM的系统模型建立

三相Buck VRM是一种典型的切换线性仿射系统, 其工作过程是在多个线性系统间进行周期性切换。首先建立其切换仿射系统模型, 其拓扑结构如图1所示, 主开关管的工作时序如图2所示。

假设三相Buck VRM工作在电流连续方式, 则由图2可知, 它有6个工作模态, 即该系统存在6个子系统∑1、∑2、∑3、∑4、∑5和∑6。选择状态变量x=[x1, x2, x3, x4]T, 其中x1=i1, 为电感L1电流;x2=i2, 为电感L2电流;x3=i3, 为电感L3电流;x4=uC, 为电容C电压。令L1=L2=L3=L, 各个子系统的状态空间方程为

$\begin{array}{l}{\displaystyle {\sum }_1:}\dot{\mathit{x}}=\left(\begin{array}{cccc}0& 0& 0& -1/L\\ 0& 0& 0& -1/L\\ 0& 0& 0& -1/L\\ 1/C& 1/C& 1/C& -1/RC\end{array}\right)\mathit{x}+\\ \left(\begin{array}{c}V{}_{\text{i}\text{n}}/L\\ 0\\ 0\\ 0\end{array}\right)=\mathit{A}{}_1\mathit{x}+b{}_1(1)\\ {\displaystyle {\sum }_2:}\dot{\mathit{x}}=\left(\begin{array}{cccc}0& 0& 0& -1/L\\ 0& 0& 0& -1/L\\ 0& 0& 0& -1/L\\ 1/C& 1/C& 1/C& -1/RC\end{array}\right)\mathit{x}+\left(\begin{array}{c}0\\ 0\\ 0\\ 0\end{array}\right)=\\ \mathit{A}{}_2\mathit{x}+b{}_2(2)\\ {\displaystyle {\sum }_3:}\dot{\mathit{x}}=\left(\begin{array}{cccc}0& 0& 0& -1/L\\ 0& 0& 0& -1/L\\ 0& 0& 0& -1/L\\ 1/C& 1/C& 1/C& -1/RC\end{array}\right)\mathit{x}+\\ \left(\begin{array}{c}0\\ V{}_{\text{i}\text{n}}/L\\ 0\\ 0\end{array}\right)=\mathit{A}{}_3\mathit{x}+b{}_3(3)\\ {\displaystyle {\sum }_5:}\dot{\mathit{x}}=\left(\begin{array}{cccc}0& 0& 0& -1/L\\ 0& 0& 0& -1/L\\ 0& 0& 0& -1/L\\ 1/C& 1/C& 1/C& -1/RC\end{array}\right)\mathit{x}+\\ \left(\begin{array}{c}0\\ 0\\ V{}_{\text{i}\text{n}}/L\\ 0\end{array}\right)=\mathit{A}{}_5\mathit{x}+b{}_5(4)\\ {\displaystyle {\sum }_4:}\dot{\mathit{x}}=\mathit{A}{}_4\mathit{x}+b{}_4(5)\\ {\displaystyle {\sum }_6:}\dot{\mathit{x}}=\mathit{A}{}_6\mathit{x}+b{}_6(6)\end{array}$

式中:A6=A4=A2为矩阵;b6=b4=b2为列向量。

按照凸组合的定义写出子系统的整体模型状态平均方程:

$\begin{array}{l}{\displaystyle {\sum }_{\text{e}\text{q}}:}\dot{\mathit{x}}=\left(\begin{array}{cccc}0& 0& 0& -1/L\\ 0& 0& 0& -1/L\\ 0& 0& 0& -1/L\\ 1/C& 1/C& 1/C& -1/RC\end{array}\right)\mathit{x}+\\ \left(\begin{array}{c}\lambda {}_{1}V{}_{\text{i}\text{n}}/L\\ \lambda {}_{3}V{}_{\text{i}\text{n}}/L\\ \lambda {}_{5}V{}_{\text{i}\text{n}}/L\\ 0\end{array}\right)=\mathit{C}\mathit{x}+d(7)\end{array}$

式中:λ1、λ3、λ5分别对应于主开关管S1H、S2H和S3H的占空比。

2 无源控制方法

假定三相Buck VRM的输出状态为xd=[IL10, IL20, IL30, VO]T, 那么对于三相Buck VRM的稳定工作点就是xd, 为了便于分析, 对式 (7) 进行坐标变换:

定义误差矢量:

$\mathit{x}{}_{\text{e}}=\mathit{x}-\mathit{x}{}_{\text{d}}(8)$

由此得到系统误差状态方程:

$\dot{\mathit{x}}{}_{\text{e}}-\mathit{C}\mathit{x}{}_{\text{e}}=d+\mathit{C}\mathit{x}{}_{\text{d}}(9)$

如参考文献[5], 引入阻尼项:

$\begin{array}{l}\mathit{E}=\mathcal{R}+\mathit{C}‚\\ \mathcal{R}=\left(\begin{array}{cccc}-2R{}_1/L& 0& 0& 0\\ 0& -2R{}_1/L& 0& 0\\ 0& 0& -2R{}_1/L& 0\\ 0& 0& 0& 0\end{array}\right)‚R{}_1>0(10)\end{array}$

于是有

$\dot{\mathit{x}}{}_{\text{e}}-\mathit{E}\mathit{x}{}_{\text{e}}=d+\mathit{C}\mathit{x}{}_{\text{d}}-\mathcal{R}\mathit{x}{}_{\text{e}}(11)$

假定式 (11) 右侧恒等于0, 则有

$\dot{\mathit{x}}{}_{\text{e}}-\mathit{E}\mathit{x}{}_{\text{e}}=0(12)$

引入Lyapunov能量函数, 使其具有如下形式:

$\begin{array}{l}V(\mathit{x}{}_{\text{e}})=\frac{1}{2}\mathit{x}{}_{\text{e}}^{\text{Τ}}\mathit{{\rm P}}\mathit{x}{}_{\text{e}}\\ =\frac{1}{2}L\mathit{x}{}_{\text{e}1}^2+\frac{1}{2}L\mathit{x}{}_{\text{e}2}^2+\frac{1}{2}L\mathit{x}{}_{\text{e}3}^2+\frac{1}{2}L\mathit{x}{}_{\text{e}4}^2>0‚\\ \forall \mathit{x}{}_e\ne 0,\mathit{{\rm P}}=\mathit{{\rm P}}{}^{\text{Τ}}=\left(\begin{array}{cccc}L& 0& 0& 0\\ 0& L& 0& 0\\ 0& 0& L& 0\\ 0& 0& 0& C\end{array}\right)>0(13)\end{array}$

则有

$\begin{array}{l}\dot{V}(\mathit{x}{}_{\text{e}})=-\frac{1}{2}\mathit{x}{}_{\text{e}}^{\text{Τ}}\mathit{Q}\mathit{x}{}_{\text{e}}<0,\forall \mathit{x}{}_{\text{e}}\ne 0,\\ \mathit{Q}=\left(\begin{array}{cccc}2R{}_1& 0& 0& 0\\ 0& 2R{}_1& 0& 0\\ 0& 0& 2R{}_1& 0\\ 0& 0& 0& 2/R\end{array}\right)(14)\end{array}$

可见, 式 (12) 定义的系统是一个对原点渐进稳定的系统, 其状态零点是全局渐近稳定点。也就是说, 只要满足条件使式 (11) 右侧恒为零, 误差“零”点就是系统的固有稳定点, 这样有

$d+\mathit{C}\mathit{x}{}_{\text{d}}-\mathcal{R}\mathit{x}{}_{\text{e}}=0(15)$

于是可解出

$\begin{array}{l}\lambda {}_1=\frac{V{}_{\text{o}}-2R{}_1\mathit{x}{}_{\text{e}1}}{V{}_{\text{i}\text{n}}}=\frac{V{}_{\text{o}}-2R{}_1(x{}_1-{\rm I}{}_1)}{V{}_{\text{i}\text{n}}}(16)\\ \lambda {}_3=\frac{V{}_{\text{o}}-2R{}_1\mathit{x}{}_{\text{e}2}}{V{}_{\text{i}\text{n}}}=\frac{V{}_{\text{o}}-2R{}_1(x{}_2-{\rm I}{}_2)}{V{}_{\text{i}\text{n}}}(17)\\ \lambda {}_5=\frac{V{}_{\text{o}}-2R{}_1\mathit{x}{}_{\text{e}3}}{V{}_{\text{i}\text{n}}}=\frac{V{}_{\text{o}}-2R{}_1(x{}_3-{\rm I}{}_3)}{V{}_{\text{i}\text{n}}}(18)\end{array}$

系统的Lyapunov函数则为$V(\mathit{x}{}_{\text{e}})=-\frac{1}{2}\mathit{x}{}_{\text{e}}^{\text{Τ}}\mathit{{\rm P}}\mathit{x}{}_{\text{e}}$, 在此选择电感和电容的储能函数作为Lyapunov函数, 不需对电路参数进行估计, 也能实现精确控制, 因为它唯一依赖的参数是系统稳定的平衡点, 确定三相VRM各子系统运行区域所需的反馈控制量可直接在三相VRM电路上测量;并且该控制策略下的基本三相VRM是无源的, 当将基本三相VRM电路嵌入到其它更复杂的控制系统中时, 可保证系统的全局稳定性, 尤其是若电路只与无源元件连接时, 这个系统总是稳定的。

3 三相VRM的仿真实验

采用无源控制策略的三相VRM在稳态工作时, 三相电流i1、i2和i3能保持良好的均流效果, 减小了输出电压和电流纹波, 保持了传统PID调节器控制的良好稳态特性。为了说明无源控制理论在三相VRM中的瞬态特性, 在Matlab中的Simulink模块中建立三相VRM电路模型, 用S-Function模块编程实现无源控制算法, 实现无源控制器模拟, 从而实现无源控制三相VRM的模拟仿真。最后将其仿真结果和常规PID调节器控制的三相VRM进行了比较研究, 特别在动态品质方面进行了详细的分析。

3.1 阶跃响应特性

由于阶跃响应是系统动态性能中最为严峻的工作状态, 图3首先比较了三相VRM系统分别在无源控制和PID控制下的阶跃响应特性, 其中I1W、I2W、I3W和VOW表示无源控制下的各项电流和电压变化曲线, I1P、I2P、I3P和VOP表示PID控制下的各项电流和电压变化曲线。从图3可以看出, 基于无源控制的三相电流波形在阶跃响应下几乎完全一致, 比PID调节器控制系统具有更好的动态均流特性;同时, 在无源控制策略下, 输出电压和电流还具有动态响应快、超调量小的特点, 它们在一个振荡周期后进入稳态, 这充分体现了无源控制对三相VRM系统动态品质的改善。

3.2 负载扰动特性

当三相VRM系统进入稳态工作后, 设定在系统运行至1 ms时刻, 负载从轻载 (Rload=0.05 Ω) 跳变至满载 (Rload=0.025 Ω) 。图4分别显示了2种控制策略下由满载到轻载的瞬态响应局部放大效果, 其中VoutP和VoutW分别表示PID控制和无源控制下的电压变化曲线。从图4可看出, 采用PID调节器控制策略的瞬态输出电压跌落差值显然大于采用无源控制策略的情况, 说明采用无源控制方法可以确保较小的输出超调量和电压瞬态跌落, 优化系统动态品质。

4 结语

三相VRM无源控制方法基于能量的控制策略, 其理论基础实际上就是Lyapunov方法, 因此三相VRM系统是大范围稳定的, 即便在苛刻的负载条件下都能满足系统渐近稳定的控制目标。此外, 从式 (16) ～式 (18) 可看出, 本文给出的无源控制方法只需检测2个电感电流, 不需要检测输出负载电压, 节约了检测电路, 优于传统方法;而与其它非线性方案比较, 又具有算法简单、易于实现、不受控制回路器件参数误差的影响且易于推广到多相VRM等特点。

上述仿真结果分析表明, 采用无源控制方法可以减少系统超调、缩短响应时间、改善系统的动态品质, 是一种较为理想的控制方案, 为VRM的设计提供了一种新的思路。

摘要：针对多相交错并联型电压调整模块 (VRM) 稳态时各相电流纹波大、动态响应难以满足最新VRM标准要求的问题, 以三相Buck型VRM为例, 从切换线性系统理论角度建立其系统模型, 推导出其无源控制策略, 既保证了系统的大范围稳定, 又提高了系统的动态品质。仿真结果表明, 应用无源控制方法的三相VRM闭环系统在稳态工作点上三相电流能保持良好的均流效果, 有效地减小了各相的电流纹波, 并且能明显改善负载变化时的动态品质。

关键词：电压调整模块,VRM,切换系统,无源控制,均流

参考文献

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[2]许峰, 徐殿国, 柳玉秀.具有最优动态响应的PWM型DC-DC变换器非线性控制新策略[J].中国电机工程学报, 2003, 23 (12) :133-139.

[3]吴磊涛, 杨兆华, 胥布工.DC/DC开关变换器的无源控制方法[J].电工技术学报, 2004, 19 (4) :66-69.

[4]BOLZERN P, SPINELLI W.Quadratic Stabilization ofa Switched Affine System about a NonequilibriumPoint[C]//Proceedings of the American ControlConference, 2004, Boston.

[5]刘其贵, 魏同立.应用于电流控制型DC-DC开关变换器的分流开关技术[J].电路与系统学报, 2004, 9 (4) :125-128.

[6]胡宗波, 张波, 邓卫华, 等.基于切换线性系统理论的DC-DC变换器控制系统的能控性和能达性[J].中国电机工程学报, 2004, 24 (12) :165-17.

[7]陆益民, 张波, 尹丽云.DC/DC变换器的切换仿射线性系统模型及控制[J].中国电机工程学报, 2008, 28 (15) :16-22.

微电压信号采集模块的设计 篇2

1 硬件设计

微电压信号采集模块由信号转换/控制、RS-232/RS-485通信及切换、非易失存储和电源等四部分组成, 其结构如图1所示。

其中信号转换/控制部分为微电压信号采集模块的核心组成部分, 主要包括信号处理与转换、微控制器两部分。信号处理与转换的核心器件选用美国Cirrus Logic公司的A/D转换器CS5532。该芯片具有24位分辨率, 其差分输入端可以直接测量来自传感器的毫伏信号, 因而简化了其与外围电路的连接。片内可编程增益放大器可使放大倍数从1~32进行设定, 大大提高了系统的动态特性。

微控制器选用PHILIPS公司的P89V51RD2单片机作为中央处理器。片内集成了64KB Flash ROM和1024字节的数据RAM。此外P89V51RD2还集成了SPI串行外围接口、增强型UART、PCA可编程计数器阵列, 具有PWM和捕获/比较功能, 尤其是支持在系统软件调试和在系统编程的功能, 使得开发过程可以完全抛开仿真器和编程器。

通信及切换部分是本模块转换后数字信号的输出端口。为使微电压信号采集模块具有较强的适应性和通用性, 设置了通用RS-232和RS-485两种串行总线方式, 可方便与PC机或数字设备接口。其中RS-232通信选用SP3232EEA芯片, RS-485通信选用SIPEX485EN芯片, 两种串行总线方式可通过跳线进行选择切换, 输出与模块输出端子相连。此外, 设计中还选用FM24C16铁存储器作为模块初始数据、运行数据、结果数据和个性化设置等数据的重要存储部分。

鉴于工业现场用电环境和传感器供电等情况, 模块电源部分采用了直流0~40V宽电压范围的设计思想, 同时兼顾为传感器供电或利用传感器电源为模块供电的思路, 并尽可能选用微功耗器件组成系统硬件。

2 软件设计

软件设计主要完成数据采集、数据转换、数据处理及分析、通信模式、数字滤波等模块的程序设计。主程序流程图如图2所示, 当模块首次启动后, 先初始化各接口电路, 将初始通信模式及协议加载到CPU;再向上位控制机发送工作请求, 等待执行命令。上位机通过通信总线向模块发送工作模式信息, 并发启动转换命令。此时传感器输出经信号调理送至CS5532的差分输入端, 经A/D转换再经数据处理后, 将结果通过通信接口发送到上位控制机并存储于非易失存储器中。

3 结语

微电压信号采集模块实现了对电压输出型传感器 (输出0~100m V的直流电压信号) 的数字量转换 (采样、运算、存储) , 通过RS-232/RS-485通信总线将转换后的数字信号输出。设计中选用低噪声精密电阻网络, 同时采取相应的滤波和屏蔽措施, 保证了信号在前向通道的传输精度。同时在软件设计中, 应用了预处理、容错技术和线性滤波技术, 有效地抑制了干扰的影响, 提高了系统测试精度。

参考文献

[1]王余, 周浚哲.基于CS5532的小剂量称重的研究[J].数字技术与应用, 2011 (11) .

[2]Cirrus Logic.CS5531/32/33/34AS Data Sheet, 2007.4.

[3]苗丽丽.CS5532在基于ARM7的称量系统中的应用[J].机械工程与自动化, 2010 (5) .

电磁炉的电流电压模块检测系统 篇3

对于电磁炉控制器而言, 其单片机外电路内最为重要的组成部分便是电流与电压检测电路, 这些电路主要使对电磁炉内的工作电流与工作电压实现实时检测, 以此来保证控制器可以对电磁炉运行状态进行精准的控制, 确保电磁炉能够安全稳定的运行。电流与电压检测电路对于电磁炉控制器而言是极为重要的, 其精度与可靠性便是保证电磁炉安全稳定运行的前提。

一、现有检测系统方式及其缺点

目前市场通用的电磁炉控制器之中, 主要采用的电流与电压方面的检测电路方式有如下两种, 其一为采取特定单片机, 诸如HT45R4T等, 通过单片机自身内部已经集成的比较器与运算放大器来形成一个相对为简单的检测电路, 通过这种方式所构成的单片机外电路一般较为简单, 但是也存在一些致命的缺陷, 诸如检测误差大等[1]。而且因为这类单片机进行控制时资源较少, 仅仅能对相对较为简单的控制进行执行, 通常情况下, 仅将采取单片机形式的检测电路运用在相对低档的电磁炉之中。其二使采取通用芯片形式, 通过在外部采用专用比较器与放大运算器, 这样能够有效地提升检测精度, 性能也更为的稳定可靠, 通常将这种方式运用在中档和高档电磁炉之中[2]。但是这一方案也存在一定的缺陷, 即外围元件相对较多, 要具有相对较大的印制电路板空间, 并且要想确保检测精度, 通常要在此基础上安装1~2个微调电位器, 而且每一个印制电路板都要对其进行相应的较准, 导致加工难度相对较大, 工艺要求也相对增加, 因此生产质量控制相对较难[3]。

二、电流与电压模块检测系统的设计内容

本文所设计的电流与电压检测线路将上文提到的采用单片机与通用芯片形式所具有的特点进行分析, 将各个方案中的优点实现互补, 将采取通用芯片方案内的电流与电压检测电路进行相应的改变, 使其形成相对独立的模块, 在进行使用过程中仅需将其最为一个元件进行使用即可。

本次设计的产品主要包含如下几部分,

第一, 同步电路U1A, 在炉盘线圈处获取两端电压信号, 并通过降压与限流后将其传输至比较器U1A两端, 经由U1A比较后将同步信号进行输出。

第二, 过压保护电路U1B, 在炉盘线圈处获取两端电压信号, 通过U1B和设定分压值进行比较, 一旦电压过高便输出低电平, 对PWM输出脉宽加以一定的限制, 以此对电压实现保护。

第三, 导通时间控制电路U1D, 将U1A与U1B输出信号通过U1D进行比较并输出, 通过对三极管Q1和Q2通断控制实现对IGBT的控制, 最终实现对IGBT导通时间的控制。

第四, 电流采集放大电路U2A, 在铜丝两端实现电压采样, 通过运算放大器U2A进行放大, 并将其输入到单片机之中, 利用单片机实现电流值计算。

三、模块检测系统所具有的优势与效果

通过本文的设计, 通过电流与电路检测模块的使用能够对电路设计与元件参数得到了有效地优化, 将原有的微调电位器加以取消, 这对印制电路板加工方面有着极大的好处, 可以有效地降低加工难度, 有效地提升印制电路板方面的加工效率, 并且对印制电路板所具有可靠性加以提升。并且不再通过调节电位器对放大倍数进行调节, 使操作更为简单, 性能也愈发的可靠。

此外, 该检测模块具有空间占用小的特点, 能够有效的降低控制器成本与安装空间。

四、结语

终上所述, 由于目前市场所采用的电磁炉控制器关于电流与电压检测电路方面主要是采用单片机或者是通用芯片, 但是或多或少均存在一定的问题, 导致电磁炉发展与使用过程中存在一定的限制, 对此本提出一种基于模块化检测电路, 这对于电磁炉控制器内的电流与电压检测系统性能提升有着极大的作用。对电磁炉今后的发展与应用均有着非常大的作用。

摘要：随着人们生活质量得到了极大的提升, 电磁炉作为现代厨房中的重要组成, 已经受到了人们的普遍使用, 其由于具有节能、环保、安全等优势, 在日常生活中已经得到了人们的大量使用。但是目前所普遍使用的电磁炉中的电流与电压检测上存在诸多的技术问题, 对此本文提出一种全新的模块检测系统, 并对涉及内容与优势进行一定的介绍。

关键词：电磁炉,电流电压检测,模块检测系统,系统设计,系统优势

参考文献

[1]王春芳, 陈杰民, 李聃, 等.零电压导通、零电压关断单管无线电能传输电源[J].电工技术学报, 2015, 04 (04) :203-208.

[2]王学屯.新手学修电磁炉——美的MC-PF18B型电磁炉工作原理 (一) [J].家电检修技术, 2012, 05 (05) :47-48.

电压调整模块 篇4

关键词：电源,调整,调节

1 电压调节装置

电力系统需要利用多种装置调节电压, 譬如负载分支变换变压器, 自动电压调节器, 电容器等。这些调节装置在假设电流从变电站到负载单向流动的基础上进行调整和操作。分布式电源的引入会导致配电电路不同部分的电流速度减慢, 甚至反向流动。电流方向的翻转会扰乱电压调节器控制电路, 导致调节器不能将馈电线电压控制在需要的范围里。

2 电压调节器的使用

(1) 电压调节器常常使用线电压降补偿器电路调节电压调节器下级的馈电线的电压。线电压降补偿器 (LDC) 是一个小型的电子电路, 它是调节器控制的一部分, 可以模拟电路压降, 预测距调节器几英里之外的电压。线电压降补偿器能够在没有测量较远处的电压的情况下保持较远处的电压稳定。它通过测量调节器的线电流和电压, 然后将这些阻抗传回折合阻抗。折合阻抗是小型线性模型的一部分, 这模型允许调节器预测稍远处的电压。遗撼的是, LDC控制工作只适用于没有下级电源连接的线性电路。一台分布式发电机会使线电压降补偿器误认为线电流反向或低于实际值, 从而严重扰乱线电压降补偿器, 这样就会导致配电线路尾部的电压降低。

(2) 在配电线外安装有小型辅助电压调节器, 而且在小型辅助电压调节器下级安装有大容量分布式电源的情况时最有可能出现这种情况 (见图1) 。以前也曾报到过这样的事件, 当分布式电源成为整个负载的一大部分, 在相对较长, 不耐用的配电电路上就会出现这种情况。当很大的分布式电源 (1MW或更大) 连接在相距很近的变电站的时候也会发生这种情况。

上述所述情况中, 分布式电源的安装使得调节器误认为在自己所服务的部分存在无功负载。这会使得调节器降低电压导致超出ANSI标准。

3 使用中应注意的问题

(1) 通常来说, 在任何时候分布式电源的输出都是可以测量的。如果电压调节器在分布式电源的上级, 会出现严重的电压控制问题。这个问题的一个不彻底的解决方法是仅仅避免在电压调节器的较近的下级处放置分布式电源。如果能将分布式电源放置在上级较远处或下级, 在许多情况下系统的表现会得到重大改善, 也能够通过调整电压调整器来限制功率反向分支变换器的扰动, 从而防止过低压出现。但是这些措施也不能保证不出现问题。一些新型的基于微机的电压调节器允许反向电流, 而且人类完全可以对其进行正确的设置。

(2) 如果分布式发电机没有对应的过压保护装置, 在系统电压升高的时候去关闭发电机或进行限压, 会导致系统电压超出ANSI C84.1-1995限制。分布式发电机的位置, 容量和保护控制决定这是否会产生问题。10k W左右的分布式电源可能在为多个用户服务的较长二次线路产生高压。相反的, 如果一个5MW的分布式电源接近一个很大的变电站, 可能不会导致任何问题。每种情况都必须在发电机的容量, 电压调节器的相对位置和稳定性 (故障等级/分布式电源的输出比率) 基础上进行评估。最终, 第三方分布式电源运营商和电力公司都需要保证配电一次线和二次线能够承受在没有电压问题下电流的输入。这就是为什么在分布式电源中好的电压控制是很重要的。分布式电源需要时间延迟电压继电器, 从而保证连接处的电压不超过ANSI C84.1-1995 (或特定的) 的电压限制。如果超过这些限制, 该单元应该和系统隔离, 因为对于大多数小系统来说, 只能影响二次侧系统, 专用变压器会将分布式电源和系统隔离, 所以也将专用的变压器作为防止持续过压的保护装置。

4 结束语

近年来不断增加的分布式电源应用加快了对互联实践指导理论的需求。分布式电源或者储能和电力系统的互联的关键在于其安全性和效果, 在连接中必须考虑的问题。

参考文献

[1]丁明, 王敏.分布式发电技术[J].电力自动化设备, 2004, 24 (7) :31-36.

试论电力系统的电压调整 篇5

电压是电能质量的重要指标, 电压不合格会对电网造成严重的危害。电压偏移过大, 会影响工农业生产的质量和产量, 损坏电力设备, 甚至引起系统性“电压崩溃”, 造成大面积停电。

1.1 电网电压偏低

(1) 电网电压偏低的原因。由于早期设计的供电网络或配电网络结构不合理, 特别是一些线路送电距离长, 供电半径大, 导线截面小, 使线路电压损失较大。电网无功功率电源不足或无功补偿设备管理不善、长期失修、经常停用等, 使无功平衡破坏, 这是电网电压水平普遍降低的根本原因。变电所变压器分接头位置放置不合理, 电网接线不合理, 负荷过重, 负荷功率因数低, 电力设备检修及线路故障等, 都可使电网电压下降。 (2) 电网电压偏低的危害。对发电机的危害:发电机定子电流随其功率角的增大而增大。假设发电机在正常电压时定子电流为额定值, 若系统电压降低, 发电机仍要保持其出力, 功率角就要增大, 必然引起定子电流增大超过额定值。所以这种情况下, 必须减少发电机的出力。对异步电动机的危害:在电力系统的负荷中, 异步电动机占很大的比例, 如果电压降低, 异步电动机的转差率将增大, 从而电动机定子绕组中电流将随之增大, 导致电动机温升增加, 效率降低, 寿命缩短。对照明负荷的危害:电网电压下降, 引起电灯功率下降, 照明亮度降低。有关数据显示, 电压降低10%, 白炽灯的亮度降低35%;水银灯亮度减少20%;日光灯亮度降低10%, 而且寿命缩短。如果电压降低20%, 日光灯将不能启动。对冶金等行业的危害:电路的有功功率与电压平方成正比, 电路将因为电压过低而影响冶炼时间, 可能导致产品不合格, 甚至报废。电网电压偏低还可能造成电网振荡、系统解列、大面积停电, 导致断水、断气、电讯中断, 严重影响人民生活和社会安全。

1.2 电网电压偏高

(1) 电网电压偏高的原因。随着现代化电网的发展, 大容量机组直接接入超高压电网, 以及500k V超高压线路的投入运行, 其线路充电功率较大, 每百公里充电功率 (电容性无功功率) 约10万Kvar, 使220~500k V超高压电网内无功过剩, 使主网电压过高。 (2) 电网电压偏高的危害。加速电气设备绝缘老化, 降低电气设备的使用寿命。电压过高会造成变压器、电动机等铁芯饱和, 铁损增大, 温度上升, 寿命降低;普通灯泡电压高出额定值10%寿命会减少到电压额定值时寿命的30%;电子设备各种电子阴极电压每增加5%, 阴极寿命减少一半。电网电压偏高还会影响产品质量, 使生产出来的产品不合格, 造成经济损失;使变压器等电气设备空载损耗增大, 增加线损。电压的偏移过大不但会影响工农业生产, 而且电压的波动也可能造成其它不良影响, 例如由于电压波动引起的灯光闪烁会导致人的疲劳。

2 电压调整的方式与措施

引起电压变动的原因有以下几方面:由于生产、生活、气象变化造成的;个别设备因故障而退出运行造成网络阻抗变化;系统接线方式改变引起的功率分布和网络阻抗变化。以上各种原因占电网电压变动总原因的20%~30%。

2.1 电压调整的方式

(1) 逆调压方式。考虑到电网负荷高峰时供电线路上电压的损耗将增大, 应将中枢点电压增大来弥补甚至抵消电压损耗的增大部分;电网低谷负荷时相应的线路上电压损耗小, 将中枢点电压降低来补偿电压损耗减少的部分。供电线路较长、负荷变动较大的中枢点宜采用这种调压方式。采用逆调压时, 高峰负荷时可将中枢点电压升高到比额定值高5%, 低谷负荷时将其降为额定值。 (2) 顺调压方式。所谓顺调压方式, 就是高峰负荷时允许中枢点电压略低, 低谷负荷时允许中枢点电压略高。与逆调压相对, 对供电线路不长、负荷变动不大的中枢点可以采用顺调压方式。一般情况, 顺调压时, 高峰负荷时中枢点电压最低可允许比额定电压值高2.5%, 负荷低谷时电压最高可允许比额定电压值高7.5%。 (3) 常调压方式。介于逆调压与顺调压两种情况之间的中枢点, 可采取常调压方式, 即在任何负荷下都保持中枢点电压为一基本不变的数值, 例如102%~105%额定电压。

2.2 电压调整的措施

(1) 通过改变发电机端电压调压。在各种调压措施中, 最直接最经济的手段是利用发电机调压, 因为这是一种不需要额外投资的调压手段, 所以应当优先考虑采用。发电机调整端电压是通过调节励磁从而改变无功功率出力来实现的, 现代的同步发电机可在额定电压的95%~105%范围内保持以额定功率运行, 也就是发电机保持同样出力的情况下, 可以在10%范围内调节电压。在发电机不经变压器升压就向用户供电的简单系统中, 如果线路不是很长、线路上电压损耗不是很大的情况下, 一般只通过改变发电机励磁, 改变其母线电压就可以将电压调整到合格的范围。但是在发电机经过多级变压器变换电压向远方供电的情况下, 末端电压随着负荷的改变可能产生20%的电压变化, 单依靠发电机调压显然不能保证这部分用户的电能质量, 可采用其他调压方式共同调节。 (2) 通过调整变压器变比调整电压。双绕组变压器的高压绕组和三绕组变压器的高中压绕组一般都有若干个分接头可供选择, 通过选择不同的分接头, 使变压器变压比例发生变化, 从而达到调压目的。在无功充裕的系统中, 运用各种类型的有载变压器调压方便、有效, 而且有些负荷不采用有载调压变压器几乎就无法获得负荷需要的电能质量, 中低压配电网中因为输电线路电阻较大, 通过无功功率调压往往效果不够好, 经常不得不采用具有分接头的有载调压变压器。但是只有当无功充足时, 用改变变压器变比调压才会有效, 当系统无功不足时, 必须先增设无功补偿设备。若在无功不足时调节变压器分接头升压, 可能引起整个系统电压的“崩溃”, 因为节点电压平方与无功功率成正比, 若该点电压升上去了, 则该点所需要的无功会更多, 最终导致整个系统的电压继续下降, 导致电压“崩溃”。

3 不同时段电压调整

3.1 电网平时的电压调整

大多数时间电压调整是有规律可循的。这种情况下, 电压的变化主要是由用户负荷的变化或联络线上输送功率的变化引起的, 其变化趋势一般是事先知道的, 相对来说这种电压变化是比较容易调整的。但是如果调整不当, 或者不及时 (特别是在无功功率不足的电网中) , 就可能使本来没有问题的地方出现问题。

需要提高电压时, 一般先将电压最低地区的电厂及无功设备调大, 其中尤其需要以从低到高的电压顺序投入电容器为原则, 并由此顺序从受端电网到主电网的方向逐步调整。需要降低电压时, 与提高时相反, 首先降低主电网电厂及中枢点的电压, 然后再减少地区电厂的无功功率, 若此时电压仍偏高, 则按从高压到低压等级的顺序切除无功补偿设备。

3.2 节假日时的电压调整

节假日电网电压的变化特点体现为整个电网的电压普遍高, 其中也可能有个别地区的电压严重下降。电压普遍升高的原因是全网的负荷普遍下降, 个别地区电压严重下降则可能是由于该地区发电厂发电机检修或电网的联络线停电检修引起的。调度人员必须事先做好有功功率和无功功率的分区平衡工作, 在考虑无功平衡时, 应考虑无功电源和无功负荷的电压静态特性的影响, 并通过计算得出电压可能升高、降低的水平。节假日调压工作比较复杂, 需要随时进行。

摘要：电压是电能质量的重要指标, 电压过高或过低都会对电网和用户造成严重的危害。随着社会的发展, 用户对电能质量的要求越来越高。从电压调整的必要性、电压调整的措施、不同时段电压调整的方法几个方面进行论述, 以便更好地服务社会发展。

供配电系统的电压调整技术分析 篇6

关键词：供配电系统,电压调整,技术分析

1 电压中枢点和调压方式

由于电力系统结构复杂、负荷极多, 如对每个用电设备电压都进行监视极调整, 不仅没有可能, 而且也无必要。只要控制、监视电压中枢点的电压在一定的允许范围之内, 就可以使因其供电的各负荷点的电压质量得到保证。所谓电压中枢点是指某些可反映系统电压水平, 运行中需对其电压进行监视、控制和调整的母线。因很多负荷都由这些中枢点供电, 如能控制这些点的电压偏移, 也就控制了系统中大部分负荷的电压偏移。于是, 电力系统的电压调整问题也就转化为保证各电压中枢点的电压偏移不超出给定范围的问题。通常选择下列母线作为电压中枢点:a.区域性发电厂和枢纽变电所的高压母线;b.重要变电所的6—10kv电压母线;c.有大量地方负荷的发电机电压母线。电压中枢点的调压方式, 按电网的性质和用电设备对电压的要求不同而有所不同的调压力式有逆调压、恒调压和顺调压三种类型。

1.1 逆调压。

负荷变动较大 (即最大负荷与最小负荷的差别较大) , 距电压中枢点较远, 各负荷的变化规律大致相同, 而电压质量要求又较高的电压、一般规定在中枢点实行逆调压, 即在最大负荷时, 把中枢点电压提高到线路额定电压的105v;在最小负荷时, 把个枢点电压减小到线路的额定电乐。例如, 电压中枢点所连线路的额定电压为10kv, 采用逆调压方式, 在最大负荷时, 应使中枢点电压为10.5kV;在最小负荷时, 应使中枢点电压为l0kv。为满足这种调压方式的要求, 一般需要在电压中枢点装没较贵重的调压设备 (如调相机、静止补偿器、有载调压变压器环) 。

1.2 恒调压。

对于负荷变动较小, 线路上的电压损耗也较小, 主要负荷为三相制企业的电网, —般规定在中枢点实行恒调压, 即在最大负荷和最小负荷时均保持中枢点的电压力线路额定电压的102%-l05%。恒调压比逆调压的要求稍低, 一般个需要装设贵重的调压设备, 通过合现选择变压器的分接头和并联电力电容器补偿, 就可满足调压的要求。

1.3 顺调压。

对于距电压中枢点较近, 负荷变动不大, 或用户允许的电压较大的电网, 一般在中枢点实行顺调压, 即在最大负荷时保持中枢点电压不低于线路额定电压的102.5%;在最小负荷时, 保持中枢点电压不超过线路额定电压的l07.5%。例如, 某降压变电所的低压母线采用顺调压方式, 变压器的电压为 (110±2×2.5%) /11kv, 则在最大负荷时, 应使低压母线的电压不低于10.25 (10×102.5%) kv;在最小负荷时, 应使低压母线的电压不越过10.75 (10×107.5%) kv。顺调压要求低, 一般不需要装设特殊的调压设备就能满足调压要求。

2 利用发电机调压

调节发电机的励磁电流, 可以改变发电机的无功输出, 实现电力系统无功功率平衡和调整端电压。此种调压措施不需要增加设备和投资, 且影响范围是调整用户端电压的主要手段。

改变发电机的励磁电流, 可以改变发电机的电动势和端电压。当系统负荷增大, 引起电网的电压损耗增加, 用户端电压下降时, 增加发电机的励磁电流, 提高发电机的端电压, 从而提高用户的端电压。当系统负荷减少, 引起电网的电压损耗降低, 用户端电压升高时, 减少发电机的励磁电流, 可以降低用户的端电压。此种调压方式, 就是前面介绍的逆调压。发电机端电压的调节范围是其额定值的15%。

在规模较小的电力系统中, 特别是孤立运行的发电机或发电厂中, 改变发电机励滋调压是一种既简单、经济、行之有效的最常用的调压方法。例如发电机经过直配线路给用户供电的电力系统, 因供电线路不长, 线路上电压损耗不大.往往单靠发电机调压就能满足用户电压质量的要求。在大型电力系统中, 为满足系统无功功率经济分配的要求, 大型发电机 (J) 的大功出力 (电压) 是按照系统调度下达的无功出力 (电压) 曲线运行的。改变发电机励磁调节端电压只是一种辅助的调压措施。

3 改变电网的无功功率分布进行调压

供配电网中, 电压调整的主要措施是改变电网无功功率分布调压和改变变压器分接头调压。对于无功功率不足的系统, 首要问题是增加无功功率电源。下面讨论按调压要求确定无功补偿容量的计算方法。

线路和变压器上的电压损耗是造成电压偏移的主要原因之一, 如能设法减少电网的电压损耗, 就可以在一定范围内解决调压问题。根据电流计算可知, 线路的电压损耗近似为电压降落的纵分量, 即

显然, 当线路参数已定时, 决定电压损耗的因素有两个, 即有功功率P和无功功率Q。但实际上不可能通过改变有功功率的分布来进行调压, 因为电网的任务就是向用户输送有功功率。而无功功率既可由发电机供给, 也可由装设在枢纽变电所或者负荷点附近的无功功率补偿设备供给。所以, 并联电容补偿是一种有效的调压措施。

需要指出的是, 并非所合的场合都能使用这种调压措施。对于大截面架空线路及有变压器的网络, 利用改变无功功率分布调压将取得显著的效果;而在小截面架空线路和所有的电缆线路中, 因R>X, 电压损耗主要由有功功率引起, 改变无功Q值对降低ΔU并无多大影响。

4 各种调压措施的合理应用

电压质量问题从全局看是整个系统的电压水平问题。如前所述, 为了确保运行中系统具有正常的电压水平, 电力系统的无功必须平衡。如果系统无功不足, 致使电压水平低, 首先要设法增加无功补偿设备和无功电源出力, 解决系统的无功功率平衡。其方法有:a.要求各类用户将负荷的功率因数提高到现行规程规定的数值;b.挖掘系统的无功潜力。改变发电机励磁既可以改变发电机输出的无功功率, 改变发电机的端电压, 是最方便和最经济的调压措施, 可与其他调压措施配合使用, 同步电动机道励磁运行等。c.根据无功功率平衡的需要, 增添必要的无功补偿容量, 并按无功功率就地平衡的原则进行补偿容量的分配。小容量的、分散的无功补偿, 可采用静电电容器;大容量的、配置在系统中枢点的无功补偿, 则易采用同步调相机或静止补偿器。当系统的无功功率供应比较充裕时, 各变电压的调压问题可以通过选择变压器的分接头来解决。当最大负荷和最小负荷两种情况下的电压变化幅度不很大又不要求逆调压时, 适当调整普通变压器的分接头一般就可满足要求。当电压变化幅度比较大或要求逆调压时, 宜采用带负荷有载调压的变压器, 有载调压变压器调压, 将非常灵活而有效。

必须指出, 在整个系统无功不足的情况下, 不宜采用调整变压器分接头的办法来提高电压, 因为如果当某一局部的电压由于变压器分接头的改变而被强制升高后, 该地区所需的无功功率也增大了, 这就可能进一步扩大系统的无功缺额, 从而导致整个系统的电压水平更加下降。从全局效果来看, 这样做是不可取的。对于10kV及以下电压级的电网, 由于负荷分散、容量不大, 按允许电压损耗来选择导线截面是解决电压质量问题的正确途径。

关于各种调压措施的具体应用, 还要根据实际电力系统的具体情况进行技术经济比较后, 才能最后确定合理的方案。

参考文献

[1]李朝军, 何钦.配电系统电压偏差的案例分析[J].电气应用, 2012 (10) .

电压调整模块 篇7

当今大功率的短波广播发射机均采用PSM技术来获得直流屏压和音频调制电压, 以TBH522型150kW短波发射机为例, 其高末屏压由48套PSM功率模块串联输出产生。由于发射机长时间满负荷工作, PSM功率模块上使用的3300μF滤波电解电容逐渐干涸造成容量不足, 影响了发射机的技术指标。根据维护需求, 我们将发射机整机48套PSM功率模块及相关的开关控制板全部更换为新的型号 (同时3300μF滤波电解电容也被全部更换) , 但是更换后, 发射机却出现了高末屏压升压不足的现象。载波状态下, 发射机高末屏压应为11kV, 但更换之后, 高末屏压的最大值只能升至10.5kV, 毫无疑问, 是由于功率模块输出电压不足, 而导致了整机高末屏压不足。但对于上述问题, 我们却无法准确判断出是功率模块本身的故障, 还是其开关控制板的故障。

鉴于功率模块都悬浮于高电位, 在发射机上无法进行测试, 为此, 我们专门设计了如图1所示的功率模块测试平台。

功率模块测试试验平台可以在发射机不开机的情况下对功率模块进行静态测量。在图1中, 变压器使用的是高末帘栅变压器, 将变压器的1组输出接至功率模块的输入端。在试验过程中, 为了创造IGBT导通的条件, 我们将开关控制板上的光发射器HFBR1521和光接收器HFBR2521用光纤进行了短接。负载电阻RL的取值参照了发射机末级电子管输出阻抗Roe=320Ω, 再结合实际情况并兼顾到安全可靠性, 使用自制电炉丝制成, 阻值确定为552Ω。

在试验平台上, 我们分别对新旧功率模块和新旧控制板之间的不同组合进行了测试, 测试结果如表1所示。

通过表1中数据的对比, 不难发现, 新的功率模块和新的开关控制板组合后负载电阻RL两端输出电压最低;原模块和原控制板的组合输出电压最高;加有新模块或新控制板的组合输出电压也明显偏低。

于是, 我们将新模块和新控制板与原模块和原控制板中所使用的元件一一进行了仔细比对, 发现模块中使用的IGBT栅极电阻和控制板的开关状态检测电路却各有不同:原开关控制板所使用的IGBT栅极电阻与原始图纸相一致, 均为两个56Ω电阻的并联形式, 而新控制板的IGBT栅极电阻却使用了两个10Ω电阻的并联形式;至于开关状态检测电路, 原功率模块上的检测取样电阻为204kΩ (R13) , 而新的功率模块使用的检测取样电阻却是163kΩ。在新功率模块和控制板上, 把上述不同的电阻作相应更换后, 通过测试发现单个模块输出电压得到显著提升。

2 影响功率模块输出电压不足的原因分析

2.1 IGBT栅极电阻RG对功率模块输出电压的影响

由图1可知, PSM发射机功率模块由低压整流器、IGBT组成的电子开关和空转二极管DF等组成。IGBT由两只晶体管串联复合而成, 其中的两个栅极具有场效应管的电压控制特性, 输入端的晶体管称为保护管, 输出端的晶体管称为开关管。功率模块在正常工作时, 保护管一直处于导通状态, 开关管通过开关控制电路控制IGBT的导通。

PSM功率模块的输出电压受IGBT所控制, 而IGBT的开关特性受其栅极电容的再充电控制, 栅极电容的再充电可以通过栅极电阻来控制, IGBT的开关特性通常由外部电阻RG来控制。

由于IGBT开关管的输入电容在开关期间是变化的, 且不停地被充放电, 栅极电阻RG通过限制开关管导通和关断期间栅极电流 (IG) 脉冲的幅值来决定充放电的时间, 参见图2。

减小RG的阻值, 会增大栅极峰值电流, 由于栅极峰值电流的增加, 导通和关断的时间将会缩短且开关损耗也会减少。但是, 当减小栅极电阻的阻值时, 需要考虑的是当大电流被过快地切换时, 所产生的电流上升率di/dt。由于栅极驱动电路中存在杂散电感, 开关管的快速导通和关断会分别带来较高的dv/dt和di/dt, 因此会产生更多的电磁干扰 (EMI) , 从而使IGBT的开关特性变坏, 致使功率模块输出脉冲电压的占空比下降。

另一方面, TBH522型150kW短波发射机使用的IGBT型号是MG100Q2YS51, 厂家给出的IGBT开通时间ton、关断时间toff与栅极电阻RG的关系如图3所示。

从图3中可以看出, 在同一时间宽度的栅极驱动电压VG下, 栅极电阻为28Ω的IGBT导通时间比栅极电阻为5Ω的导通时间略长, 即占空比高, 这也说明了为什么同一个功率模块在图1所示的试验平台中, 新开关控制板 (开关管栅极电阻为5Ω) 下的输出电压比原开关控制板 (开关管栅极电阻为28Ω) 会略有下降。

实际运用中, 通常要求栅极电阻采用温度系数小、非谐振的金属膜电阻, 同时, 建议使用电阻并联的形式, 因为如果一个栅极电阻损坏, 系统仍可临时运行。另外, 根据图3曲线分析, 栅极电阻取值大一些 (28Ω) , 要比取值小 (5Ω) 时, 在同一时间宽度的栅极驱动电压VG下, 占空比要高, 因此IGBT功率模块输出电压也会略高一些。

2.2 开关状态检测电路对功率模块输出电压的影响

每个功率模块上都由两条光缆来控制, 一条光缆用于接收来自循环调制器的“合”或者“断”的指令信号;另一条光缆则用于传递该功率模块是否正常工作的信息。而检测功率模块是否正常工作的信息, 则是由开关状态检测电路来完成的, 其原理图如图4所示。

由图4可知, 保护管开通后, 处于保护管输出端, 即其发射极的A点, 将获得550V整流器的输出电压。这个550V的电压 (即A点) 经过压控振荡器AD654的外围电路CR1、R11、R12和功率模块上的电阻R13 (204kΩ) 构成回路。电压Vin则是550V在电阻R11和R13的分压, 若以A点作为参考点, Vin则是负的电压, 在进行下面的频率计算时, 需要加上绝对值符号。AD654输出信号频率的计算公式为:

在图1所示的测试平台上, 我们测得“原模块+原控制板”下的Vin约为-3.2V, 而“新模块+新控制板”下的Vin约为-3.9V, 这使得AD654输出的矩形波频率fout由32kHz上升为39kHz。图5中的光发送器HFBR1521是按照AD654输出矩形波电压和频率变化的规律而发光的, 并经光缆传送到光接收板的光接收器HFBR2521上, 参见图5。

由图5可知, 光接收器HFBR2521输出的矩形波脉冲直接控制555电路。555电路被接成单稳态触发器, 由负脉冲触发, 555电路输出高电平的脉冲宽度约为11μs, 要求555电路输入端触发负脉冲的宽度必须小于其输出的脉宽 (11μs) , 电阻3.3kΩ和电容330pF组成微分电路。

根据图4, 如果外电升高, 功率模块的整流输出电压将随着升高 (超过额定值550V) , Vin的绝对值升高, AD654输出的矩形波脉冲的频率fout随之升高, 传送到图5中光接收器的HFBR2521的光信号频率也升高, 致使555电路输出的状态信号脉冲电压的平均值将变高;反之, 如果外电降低, 555电路输出的状态信号脉冲电压的平均值将变低。

48路555电路输出的状态信号汇总后, 经一个二阶有源低通滤波器滤波后, 将作为基准电压, 加到48个比较器的同相端, 用于A/D转换。如果555电路输出的状态信号平均电压变高, 基准电压也将跟着升高;反之, 555电路输出的状态信号平均电压变低, 基准电压也将变低。

综上所述, 当外电电压比额定值偏高或偏低时, 图5输出的基准电压将按外电升降的比例而升降;但由于控制载波的直流信号来自稳压电源, 基本上不随外电升降的比例而升降的。这样, 外电电压升高, 将倾向于少合PSM功率模块;而外电电压降低, 又倾向于多合PSM功率模块, 从而使发射机高末屏压自动调整到或接近额定值。

本文开始所做的试验是在外电电压不变的情况下进行的, 只是开关状态检测电路在模块上的取样电阻R13由204kΩ降低为163kΩ, 根据R13与R11的分压关系, 将使开关状态检测电路中的取样电压Vin的绝对值升高, 压控振荡器AD654输出的脉冲频率变高, 图5中的555电路输出的平均电压变高, 使基准电压变高, 因而PSM功率模块倾向于少合, 最终使发射机高末屏压显得不足。

3 结语

影响PSM功率模块输出电压的因素有很多, 本文所提到的两个因素只是根据TBH522型150kW短波发射机在实际维护过程中出现的问题而分析的。

通常情况下, IGBT保护管由于一直闭合, 故其对栅极电阻的要求不甚严格, 而开关管将根据PSM调制器控制器送来的光信号来完成合或断的动作, 其栅极电阻须慎重选取, 否则就可能影响功率模块的输出电压, 进而影响发射机的高末屏压;另外, 开关状态检测电路在模块上的取样电阻R13也应慎重选取, 否则也会影响发射机的高末屏压。