动态电压恢复（共7篇）
动态电压恢复 篇1
摘要：针对动态电压恢复器(DVR)的快速和精确电压补偿问题,提出一种基于比例谐振控制的DVR双环反馈控制策略,电压外环将电容电压和指令输出电压比较,得到的电压偏差信号经过比例谐振控制器,控制器输出信号交给电流内环处理,而电流反馈内环采用简单比例控制以保证系统的快速性。将比例谐振控制器应用于DVR输出补偿电压控制策略中,可实现对指令补偿电压信号的无静差跟踪。在比例谐振控制器频率特性分析的基础上,详细分析离散域下引入控制延时的DVR反馈环控制系统。分析表明电流内环具有可靠的稳定性,作用于电压外环的比例谐振控制保证了系统的稳态精度,以及对负载电流的抗干扰能力,整个控制系统具有良好的动态和稳态性能。仿真结果验证了理论分析的正确性和所设计方法的有效性。
关键词：动态电压恢复器,电压跌落,双环反馈控制,比例谐振控制,稳态精度
0 引言
电压跌落(包含短时断电)被认为是引起工业用户设备不正常工作的主要原因[1,2]。动态电压恢复器DVR(Dynamic Voltage Restorer)是一种能够保护关键负荷免受供电端电压跌落、骤升等扰动的新型电力电子装置[3]。相比较于以往用来维持电能质量的设备,如不间断电源(UPS)、统一电能质量控制器(UPQC)等,DVR在结构、成本、可靠性和快速性方面都显示出优越性,也使DVR的研究与应用受到了越来越多的关注[3,4,5]。然而,由于输出侧升压变压器励磁涌流,输出LC滤波器的暂态振荡特性,以及电压源逆变器所固有的谐波和非线性特性[6,7],难以实现DVR快速和精确的电压补偿。
在DVR现有的控制方法中,基于比例积分(PI)控制器的电压电流双环反馈控制方法[6]虽然可达到一定的控制效果,但这种方法需要繁琐的坐标变换,在采样速度、补偿精度和鲁棒性方面受到限制,采用重复控制方法可以提高系统的稳态精度,但是控制器结构较为复杂,并且由于控制器固有延时特性[8],因而不适用于对动态响应要求较高的DVR应用场合。
比例谐振PR(Proportional-Resonant)控制器[9]具有谐振频率处增益接近无穷大,其他频率的信号处衰减作用强的特点,可以直接在静止坐标系下对交流信号实现无静差调节,从而省去繁琐的坐标旋转变换,这些优势使其在高质量电能质量控制中得到较多应用[10,11]。
现提出一种基于比例谐振控制的DVR双环反馈控制方法,电流反馈内环采用简单比例控制以保证系统的快速性,外环为比例谐振控制,保证了系统的稳态精度,建立了离散域下的反馈环控制结构并引入了控制延时,分析表明该控制方法实现了DVR快速和精确的电压补偿。仿真结果证明了理论分析的正确性和所提控制方案的有效性。
1 DVR的电路拓扑及数学模型
1.1 DVR的电路拓扑
DVR的典型主电路拓扑结构如图1(a)所示,主要由逆变器、储能单元、输出滤波器和串联变压器4部分组成。DVR通过检测系统电压生成指令信号,对逆变器进行控制,产生需要的补偿电压,经过低通滤波器和升压变压器,叠加到负载电压上,从而保证负载电压幅值处于额定范围内。
1.2 DVR的电路拓扑
由于本文所讨论的是基于无串联变压器结构的DVR,省去了升压变压器,因此后文的分析均没有考虑变压器的漏阻抗等参数。假设电网电压为us,负荷处电压为uL,逆变器输出电压为ui,注入补偿电压为uc,负载电流为iL,逆变器的输出滤波电感及电容分别为Lf和Cf,逆变器开关损耗的等效电阻与滤波电感的实际电阻之和为Rf,系统等效电路图如图1(b)所示。
DVR系统的状态方程如下:
从输入Ui(s)到输出Uc(s)的传递函数可以由式(1)推导出:
可见控制对象G(s)是二阶系统,改写成相应的传递函数框图如图2所示。
2 比例谐振控制
PI控制具有算法简单和可靠性高的特点,因此被广泛应用于工业过程控制。在直流系统中,PI控制器具有较快的动态响应特性和鲁棒性,但是应用到交流系统瞬态反馈控制时PI控制并不能够实现无静差控制。这是因为跟踪信号为快速变化的正弦波,理论上系统是一个有差系统[12]。
比例谐振控制器[10]由比例调节器和谐振调节器组成。该控制器在基波频率处增益无穷大,而在非基频处增益很小,因此,系统在基波频率处可以实现零稳态误差[11]。它能够直接控制交流量,实现消除稳态误差的目的。其传递函数如式(3)所示:
控制器有3个设计参数kp、kr和ωc,其中kp是比例谐振控制器的比例部分,kr只影响谐振控制器的增益,ωc不仅影响比例谐振控制器的增益,还影响比例谐振控制器的带宽。图3为比例谐振控制器的伯德图,其中kp=1,kr=10,ωc=10 rad/s。
将比例谐振控制器应用于DVR输出补偿电压控制策略中,可以实现对指令补偿电压信号的无静差跟踪。控制系统由双闭环构成,比例谐振控制器作用于补偿电压反馈外环,比例调节器作用于电容电流反馈内环。下文将对该控制策略进行具体分析。
3 控制策略分析
3.1 电流内环
实际工程中,数字控制系统的采样和计算延时会对DVR逆变器的补偿效果和稳定性产生一定的影响,因此,本文建立了系统的离散域下反馈环控制结构,在控制系统分析的过程中引入了控制延时,以求获得更接近于实际DVR控制系统的性能指标。
电流反馈内环的控制结构框图如图4所示。考虑到电压外环负责提供满意的稳态精度,电流内环着重完成加快动态响应速度的目标,因此采用比例调节器,即
采用电流周期平均模型方法分析内环电流控制环[13],可以得到比例调节器的比例系数为K=Lf/T,其中,T为数字控制系统采样周期。一拍延时1/z表示数字控制的采样、计算延时。控制对象传递函数G(s)可以由零阶保持器法(ZOH)变换到z域传递函数G(z)。设T=0.2 ms,比例控制器系数K=5,输出滤波器的参数为Lf=2.0 m H,Cf=160μF,Rf=0.7Ω。
同理,可得z域下电流内环的开环传递函数GH(z):
图5所示为GH(z)的奈奎斯特曲线。可以看出,GH(jω)曲线按顺时针包围了(-1,j 0)点2圈。由于此系统有2个开环极点在s平面右半部,根据奈奎斯特稳定判据,闭环系统是稳定的。
电流内环的闭环传递函数Go(z)为
图6为Go(z)的伯德图,可见系统相频特性在角频率314 rad/s处有140°的相移,相应的幅值也有明显的下降,没有达到满意的补偿效果。因此,要使DVR输出高精度的电压波形,必须采用高稳态精度的外环。
3.2 电压外环
电压外环是将电容电压和指令输出电压比较,得到的电压偏差信号经过比例谐振控制器,控制器输出信号交给电流内环处理。其中,指令输出电压是由DVR检测到的电网电压跌落特征量信息,采用最小能量补偿原理[14]计算得出。图7为电压外环控制结构框图。
采用双线性变换法[15]对比例谐振控制器进行离散化,即
假设比例谐振控制器的参数为kp=20,kr=10,ωc=10 rad/s,将式(8)代入式(3),得到离散域传递函数如下:
可得到输出电压的传递函数为
式(10)等号右侧的第2部分是内环中干扰量IL对输出作用的部分,其Gc2(z)中的H(z)是电容积分环节离散化后的传递函数。由于比例谐振控制器对特定的谐振频率增益为无穷大,即在基波频率ω0处,GPR(z)很大,式(10)等号右侧的第1部分近似等于Uc*,而第2部分为0。这就意味着,输出电压能精确跟踪给定,而与扰动输入无关。
比例谐振控制外环的闭环传递函数Gc1(z)的伯德图如图8所示。低频段Gc1(z)的幅值和相角非常接近于0 d B和0°,保证了较高的稳态精度,中频带足够宽,系统具有很快的动态响应速度。
4 仿真结果与分析
在Matlab/Simulink中建立了以实际系统为例的仿真模型,电路拓扑采用无串联变压器三单相结构,该拓扑结构的好处是当电网发生不对称跌落时,各相可以分别进行补偿而互不干扰。仿真参数如下:负载额定电压220 V;额定频率50 Hz;负载容量3.15k W;功率因数0.537;逆变单元直流电容4 700μF;直流母线电压400 V;PWM载波频率5 k Hz。
图9(a)所示为发生三相对称电压跌落时电网电压波形。在t=0.06 s时出现三相对称电压跌落,跌落深度为40%(即跌落到额定值的60%),并伴随有+36°的相位跳变,持续时间100 ms。图9(b)所示为经DVR补偿后负载侧电压波形,负载电压的THD为4.35%。
比较图9(a)和图9(b)可以看出,该控制策略对于指令输出电压有很好的跟踪精度,补偿效果较好,同时在发生跌落时,负载电压经过0.5个工频周期就进入稳态,动态性能可满足实际工程的需要。
图10(a)所示为发生三相不对称电压跌落时电网电压波形。在t=0.06 s时出现不对称电压跌落,其中a相跌落深度为55%,并伴随有+34.2°的相位跳变,b相跌落深度为51%,并伴随有-65.3°的相位跳变,c相跌落深度为39%,并伴随有+161.3°的相位跳变,跌落持续时间100 ms。图10(b)所示为经DVR补偿后负载侧电压波形,负载电压的THD为4.59%。
可见,采用比例谐振控制的DVR对于不对称电压跌落亦有很好的补偿效果,具有令人满意的动态和稳态特性。
5 结论
本文提出了一种基于比例谐振控制器的动态电压恢复器双环反馈控制方法,该控制器克服了传统PI控制器在补偿精度上的不足,可以实现对DVR指令输出电压的无静差跟踪。离散域下的控制系统分析表明,双环反馈控制方法保证DVR系统具有可靠的稳定性,以及良好的稳态补偿精度和动态响应速度,仿真结果证明了所提方法的正确性和有效性。
动态电压恢复 篇2
随着电力技术的不断发展,电力负荷更加多样,对电能质量[1]的要求越来越高。电压跌落是电能质量中常见问题之一,容易造成电网中的敏感负载无法正常工作,进而带来大量经济损失[2]。
动态电压恢复器(Dynamic Voltage Restorer,DVR)是目前补偿电压跌落综合性较好的电力装置[3],兼具快速性和经济性。DVR的工作原理:在敏感负载侧安装电压检测装置,当敏感负载侧电压跌落时,通过检测电路迅速发现电压跌落现象,并计算电压跌落的幅值。根据计算结果,由控制单元发出补偿电压的指令,给逆变器的电力开关管送出通断脉冲控制信号。此时逆变单元开始工作,其直流储能单元将已经储存的电能向外输出。逆变器的输出经过滤波器和变压器向电网注入补偿电压,弥补之前发生的电压跌落现象。
传统的电压跌落检测算法有三相瞬时无功d-q检测算法和Hilbert检测算法,但它们在补偿快速性和抗干扰性方面存在着矛盾,为此,笔者提出一种将d-q检测算法和Hilbert检测算法结合起来的电压跌落检测新算法,用于应对以3次谐波为主的电压跌落情况,具有较好的电压补偿效果。
1 2种常用检测算法及其优缺点
1.1 三相瞬时无功d-q检测算法
三相瞬时无功d-q检测算法原理如图1所示。将三相电压采样后进行d-q变换[4],电压的基波分量变成直流分量,n次谐波变成n-1次谐波。若电压发生跌落,得到的直流分量幅值就会下降,求出其与参考直流电压的差值,并通过PI调节和d-q反变换,即可得到补偿电压的波形。
该算法动态响应速度较快,并且可以滤除电网中的谐波,具有很好的抗谐波干扰能力。但是低通滤波器LPF存在延时,PI调节器的积分环节也限制了动态响应速度,将此检测算法运用于DVR拓扑电路时,PI参数的选择很大程度上影响着补偿效果。因此,一些研究者提出使用模糊参数自适应的PI调节器[5]代替固定参数的PI调节器,提升了DVR的电压补偿效果。
1.2 Hilbert检测算法
对于连续信号f(t),其Hilbert变换数学[6]表达为
它的反Hilbert变换数学表达为
对式(1)进行Fourier变换:
式中:
为频率。
由式(3)可看出,Hilbert变换的本质是相移全通滤波器,该滤波器的幅频特性恒为1,将信号的正频率成分相移-90°,将信号的负频率成分相移+90°。构造解析表达式:
式中:
Hilbert检测算法原理如图2所示。Hilbert变换的特点是准确地提取信号包络[7],用于DVR时可以把提取的信号包络向后差分来确定电压跌落的起止时刻,动态性极好。但由于Hilbert检测算法对于电网谐波没有滤除作用,故仅适用于补偿单纯的电压幅值跌落。综合来看,Hilbert检测算法动态响应迅速,而抗谐波干扰能力差。
2 电压跌落检测的新算法
如果电网电压跌落时存在以3次为主的谐波,单独使用上文介绍的d-q检测算法可滤除谐波,但其动态响应速度受限于低通滤波器和PI调节器;单独使用Hilbert检测算法,动态响应速度很快,但无法滤除谐波。因此,提出了一种结合d-q检测算法和Hilbert检测算法的新检测算法,兼顾快速性和抗干扰性。该算法可补偿电压幅值跌落,并滤除3次谐波,其仿真模型如图3所示。
算法步骤:① 含有3次谐波的电压信号经锁相后进行d-q变换,将d轴和0轴电压置零、q轴电压取反,再进行d-q反变换,得到补偿谐波的电压波形;② 将补偿谐波的电压波形与输入电压波形叠加,得到滤除3次谐波后的波形,对此波形的每一相电压进行Hilbert检测算法处理,得到三相补偿电压幅值的波形;③ 叠加补偿谐波的电压波形和补偿电压幅值的波形,获得最终的补偿波形;④ 将上一步得到的波形输入至SPWM逆变器信号控制端,逆变器输出实际补偿电压,通过变压器与电网侧电压耦合。
3 仿真与分析
DVR采用三相四线制桥式逆变拓扑结构和前馈控制方式[8]。通过Matlab/Simulink软件进行仿真,参数[9]设置如下:
(1) 逆变模块:该模块采用Simulink元件库中的Inverter,补偿控制信号输至门控引脚g,直流电源电压为500 V,逆变输出采用三相LC滤波方式[10],电感为2 mH,滤波电容为63 μF。
(2) 负载:纯电阻负载,采用Y(grounded)连接方式,功率为50 kW。
(3) 变压器:每相补偿电压都需要1个变压器耦合至电网,变比为220 V/50 V。
(4) 三相电源:电压为380 V,频率为50 Hz。
设仿真时间为0.12 s,即6个电压周期,在0.04～0.08 s发生伴随3次谐波的电压跌落。跌落至正常电压的85%,3次谐波幅值为基波电压的20%,相角置零。仿真结果如图4所示。
从图4可看出,电网电压发生伴有3次谐波的跌落时,本文提出的算法快速性良好,比较有效地补偿了电压幅值跌落,并且一定程度上消除了谐波影响,负载侧电压波形接近于标准正弦波形。Hilbert检测算法通过后差分迅速确定电压幅值变化的时刻,提高了响应速度。进一步仿真可知,该算法适用于主要含有3次谐波的电压跌落检测,当5次、7次谐波幅值很大时,补偿效果变差。
4 结语
提出的电压跌落检测新算法主要针对含3次谐波的电压跌落现象,结合了传统的d-q检测算法和Hilbert检测算法的优点,将滤除谐波和补偿电压幅值分开进行,兼具电压幅值补偿的快速性和抗谐波干扰的能力,满足DVR的要求。下一步可考虑加强滤除更高次谐波的能力,扩大该算法的应用范围。
参考文献
[1]唐治德,余小闯,金幸,等.动态电压恢复器的补偿策略研究与仿真分析[J].电气自动化,2010,32(4):63-65.
[2]黄本润,夏立,吴正国.H桥级联型多电平动态电压恢复器的研究[J].船电技术,2011,31(5):1-3.
[3]曹凤莲,李磊,陶鸿.基于PSpice的动态电压恢复器研究[J].电子设计工程,2011,19(20):38-40,46.
[4]齐玮,张成效.动态电压恢复器补偿信号改进检测法[J].山西电力,2009(1):15-17.
[5]郝晓弘,孙红雨,郝守庆.模糊PID控制策略在动态电压恢复器中的应用研究[J].工矿自动化,2010,36(12):36-40.
[6]陈亮,杨吉斌,张雄伟.信号处理算法的实时DSP实现[M].北京:电子工业出版社,2008.
[7]王光荣.基于Hilbert变换的信号包络提取方法研究[J].中国科技信息,2012(1):87-88.
[8]王晶,徐爱亲,翁国庆,等.动态电压恢复器控制策略研究综述[J].电力系统保护与控制,2010,38(1):145-151.
[9]宋刚,孙佩石,张国荣.动态电压恢复器功率电路设计[J].电测与仪表,2011,48(1):72-76.
动态电压恢复 篇3
动态电压恢复器DVR(Dynamic Voltage Restorer)装置是一种能够保护关键负荷免受供电端电压跌落、骤升等扰动的新型电力电子设备[1]，其工作原理是：将DVR接于系统与用户之间，作为串联电压补偿装置，当检测到公共耦合点PCC(Point of Common Coupling)电压跌落时，补偿装置产生一定的电压，使负载侧电压保持额定值[2,3]。
多电平逆变器可降低器件的开关应力、频率和损耗，优化输出波形[4]。级联型多电平逆变器结构简单，技术成熟，易于封装和模块化，已广泛应用在有源滤波、无功补偿等电能质量控制领域[5]。现已逐步展开了对多电平DVR的研究[6,7,8]。
直流侧电压控制是DVR控制中的一个关键问题，当电网电压发生跌落或者骤升时，DVR与电网之间会存在有功能量的交换，其直流侧电容电压将发生变化。为保证直流侧电容电压为一个稳定值，须对直流侧电压进行稳压控制[8,9]。采用级联结构的DVR，不单独设置充电电路及并联变压器的可在线充电控制是极具吸引力的研究方向[10]。
现针对级联型DVR直流侧电压控制问题，通过对DVR稳态特性的详细定量分析，提出可以通过调节补偿电压相角来实现直流侧电压稳定控制，同时考虑了级联逆变器功率均衡问题。最后，应用Matlab/Simulink进行了仿真，证明了所提方法的有效性。
1 电路拓扑与控制原理
单相级联型DVR系统控制框图如图1所示，DVR由储能系统、输出滤波器、电压源逆变器及检测控制系统构成，在此，级联型五电平逆变器的储能单元仅由独立的储能电容组成。
DVR的控制系统主要由锁相环PLL、电压跌落检测、注入电压生成、独立电容控制器及载波移相PWM驱动脉冲生成等环节组成，其中，Udc为直流侧总电压。控制系统设计中，电压跌落检测中采用基于瞬时无功功率理论的dq0变换方法，该环节输出量为电网基波电压幅值US和相位跳变Δθ。关于电压跌落检测的dq0变换方法在文献[2,8]中已有详细的论述。注入电压生成是基于最小能量补偿控制策略，对直流侧电压采用PI闭环控制，其输出量为DVR注入电压的幅值和相角。独立电容控制器是针对级联型逆变器功率均衡问题，消除各个独立电容电压之间的偏差。该环节的输出为各个H桥输出电压的相角，载波移相PWM的调制方式下，只需要将其加到调制波上，即可控制交流输出相角为所需要的值。
2 直流侧电压控制方案
2.1 注入电压生成方法
当电网电压发生跌落，DVR注入补偿电压时与系统会有一定的有功和无功交换，无功功率的注入不会从直流侧电容带走能量，但是有功注入必然会消耗电容储能[6]。最小能量补偿策略[11,12]通过控制负荷电压相位使系统电流矢量和补偿电压矢量互相垂直，可以减少DVR与系统间的有功交换，从而在降低储能单元容量的同时，保证DVR有尽可能长的故障穿越能力。
对于功率因数确定的负载，负载电压和负载电流有确定的相角关系，假设负载为感性。图2所示为电压补偿策略矢量图。
图2中，移相角θ为系统电压和负载补偿后电压的夹角，调节θ的大小可改变补偿电压大小和相位，其值由下式给出：
δ为系统电流矢量和补偿电压矢量的夹角，根据图2，可以得到δ的计算公式：
从而，DVR补偿电压的幅值和相对于系统电压的相角分别如式(3)和式(4)所示。
图2中虚线AB是DVR吸收、释放能量的分界线[13]。当电网电压US落在阴影区域的圆弧上时，DVR从电网吸收有功;反之，DVR向电网注入有功。在不考虑电压补偿极限的前提下，若DVR要实现可同时具有吸收和注入有功的能力，应满足下式：
式(5)是一个很重要的判断条件，也是本文提出的控制方法可实现的前提。当US≤ULcosφ时，不能通过调节移相角θ来改变DVR发出功率方向，只有通过备用的外加辅助电路来对电容充电，以保证直流侧电容电压维持在额定值。
这一结论也可以通过DVR稳态功率潮流分析得出。如图3所示为单相DVR简化原理图。这里，US是电网相电压，UL是负载相电压，Udvr是DVR注入电压，IL是负载电流，标么量Usag为电压跌落深度。电网侧和负载端有功功率潮流可写为
则DVR注入有功功率为
考虑以负载电压UL和负载视在功率ULIL为基准值进行标么化，可得：
由式(9)可知，当cosφ=1时，PL恒大于零。这表明，负载为纯阻性时，DVR必然向系统注入有功功率。图4是cosφ=0.6时，DVR注入有功Pdvr与电压跌落深度Usag及移相角θ之间的关系示意图。
DVR发出的有功功率与直流侧电容储能的关系为
其中，C为DVR直流侧总电容;Udc0为直流侧平均电压(恒定值);ΔUdc0为Udc0的偏差。对式(10)右端在工作点Udc0附近进行小变量线性化处理，两边同时求导得：
即
由上式可知，直流侧电容电压的变化率取决于注入功率的方向和大小，注入功率Pdvr是移相角θ和电压跌落深度Usag的函数，因此，在一定的电压跌落下，调节移相角θ的大小，可以控制直流侧电容充放电，使其保持在正常的工作电压。
图5给出DVR注入电压生成控制框图。当发生电压跌落时，直流侧电压Udc下降，直流侧电压之和与参考值比较的差值经过PI调节器，作为移相角的微调量，实际输出的移相角θ增大，使DVR发出有功为负值，直流侧电容吸收来自电网的有功，其电压随之上升。最后，直流侧电压与给定信号Udcref达到相等时，PI调节器输出为零，移相角θ维持不变，DVR工作在最小能量补偿模式下，直流侧电压保持恒定。当发生电压骤升时，其调节过程相反。这样，通过调节移相角θ的大小实现直流侧电压稳定控制。
2.2 级联单元功率均衡方法
载波移相PWM调制是级联型多电平逆变器常用的调制方法。在该控制方式下，各级输出电压的PWM波形基本一致，理论上H桥单元之间不存在输出功率不平衡的问题[14]。
在级联H桥型DVR的实际工程中，由于各H桥之间的差异是不可避免的，仅靠外环调节不能保证每个电容电压平衡。为使装置安全可靠地运行，必须采取一定的平衡控制策略。一般是调节H桥和系统之间的相位差或者H桥输出电压幅值，实现电容电压的平衡[15]。这种调节方法不需要额外的硬件平衡电路，成本低。本文采用闭环PI控制调节相位差实现电容电压的平衡。
图6所示为独立电容控制器框图，将H桥的直流侧电压与全体H桥直流侧电压总和的平均值的差通过PI调节，其输出的Δα1及Δα2为载波移相PWM的正弦调制波所需要的相移，最后合成的正弦调制波的相位角α1及α2送给PWM信号调制单元。
3 仿真结果
在Matlab/Simulink中建立以实际系统为例的仿真模型，仿真参数如下：负载电压额定值为205 V(峰值304 V)，频率为50 Hz，三相负载容量为3.15 kW，功率因数为0.537，各H桥单元直流侧电容C=5000μF，额定电压200 V，滤波器电感Lf=1.8 m H，电容Cf=350μF,PWM为载波频率3.2 kHz。
图7所示为发生三相对称电压跌落时电网电压和负载电压仿真结果。在t=0.06 s时出现三相对称电压跌落，跌落深度为28.9%(即跌落到额定值的71.1%)，并且伴随有-9.2°的相位跳变，持续时间100 ms。比较图7(a)和7(b)可以看出，补偿效果较好，动态性能可满足实际工程的需要。
图8所示为直流侧总电压Udc的波形，图9所示为a相的注入电压uia和负载电流iLa波形。
由图8、9可以看出，在补偿电压跌落时，直流侧电容电压未发生较大波动，并且注入电压和负载电流相差90°，DVR注入的有功很少。
4 结论
为保证直流侧电容电压为一个稳定值，必须对直流侧电压进行稳压控制。能量优化补偿控制策略在实现DVR补偿目标的同时，由于减少DVR的有功输出，可以能够稳定直流电容的电压。本文在最小能量补偿策略的基础上，提出可以通过调节补偿电压相角来调节直流侧电压的控制方法，并对级联逆变器的独立电容电压采用均衡控制。仿真结果表明，运用所提出的控制算法可以实现预期的控制目标，该策略实用可行。
摘要：针对级联型多电平无串联注入变压器拓扑结构的动态电压恢复器(DVR),详细定量分析DVR的稳态工作特性。分析表明调节补偿电压相角,可以实现稳定直流电容电压。提出通过调节DVR注入电压相角实现快速补偿电网电压跌落的同时保持直流侧电压稳定的控制策略。该控制策略在最小能量补偿模式的基础上,将比例积分控制引入到注入电压生成方法中,DVR从电网吸收或发出有功功率,储能电容随之充电或放电以使电压恢复到额定值。为了减小直流电容间的电压偏差,进而提出采用闭环PI控制解决级联型多电平逆变器工作时H桥单元之间的电容电压均衡问题的方法。仿真结果验证了理论分析的正确性和所设计方法的可行性。
动态电压恢复 篇4
D V R可通过储能装置获取能量, 当DVR需要向电网注入有功时由储能装置提供能量。其中, 飞轮储能装置具有长寿命、无污染等优点, 因此得到了广泛应用[2]。实际应用中, DVR也需要补偿电压暂升, 此时DVR可能从电网吸收有功功率形成能量倒灌, 能量倒灌将引起直流母线电压泵升, 这将严重威胁装置的正常运行。文献[3]提出了单向功率流动控制策略, 但这种方法适用于采用不可控整流为直流侧电容充电的D V R。
基于以上原因, 本文对基于飞轮储能的DVR在补偿电压暂升时能量倒灌问题进行了研究:首先分析了传统控制策略的局限性;然后提出了整体协调控制策略;最后给出了仿真结果。
1 电路结构和工作模式
基于飞轮储能的DVR的电路结构如图1所示, 由飞轮储能装置、转换开关、变换器A、滤波器、旁路开关和串联变压器几部分组成。
基于飞轮储能的DVR主要有3种工作模式:分别是待机模式、充电模式和工作模式。
2 传统控制策略的局限性
DVR补偿电压暂升的原理如图2所示。图中VS为发生电压暂升后电网侧电压相量;VL为发生电压暂升前的负载侧电压相量;V L′为补偿后负载侧电压相量;VL和V L′大小相等;CV′为DVR输出的补偿电压相量;δ为VS的跳变角;α为补偿前后负载侧电压的相位跳变角;IL和I L′为补偿前后负载电流相量, 大小相等;φ为负载功率因数角。
发生电压暂升时, 电网侧电压的幅值和相位都发生了改变, 若只关心补偿后负载侧电压的幅值, 那么使其端点落到图2虚线所示的圆弧上就可以实现补偿。
DVR与电网的有功功率交换值为:
如果取PDVR=0, 即满足:
由于没有能量的倒灌, 直流母线电压就不会发生泵升, 零有功交换即为文献[3]采用的单向功率流动控制策略的基本原理。这种控制方法虽然简单, 但会引起负载电压的相位跳变, 这对电压相位敏感的负载将产生极大的影响。
对于基于飞轮储能的DVR, 在待机模式下, 为了提高系统的效率, 飞轮处于不可控状态, 由于损耗, 飞轮的转速会缓慢下降。因此, 电压暂升发生时飞轮转速通常不处于最高值, 也就能吸收一定的能量。
3 整体协调控制策略
要想保持直流母线电压恒定, 就要保证吸收的有功功率inP能完全被飞轮储能装置吸收。当飞轮处于高转速状态时, 采用恒功率PFES充电模式。
情况1:PFES>Pin DVR吸收的有功功率能完全被飞轮储能装置吸收, 则DVR采用暂升前电压补偿策略, 飞轮的充电功率为Pin。
情况2:PFES
情况3:当飞轮转速达到最大值时, 维持飞轮转速恒定的功率很小, 这时系统的控制等同于单向功率流动控制。
根据以上的分析结果, 本文提出的整体协调控制策略的控制框图如图3所示。
飞轮控制策略主要包含功率计算单元、充电控制和放电控制3个功能模块。
D V R的控制主要包括过电压判断、参考电压的生成和产生所需的补偿电压等几部分。
4 仿真结果
为验证以上分析, 对图1所示的系统进行仿真。通过仿真得到:当PFES>Pin时, 补偿前后负载侧电压的幅值和相角都保持一致;当PFES
5 结语
针对补偿电压暂升时直流母线电压泵升, 本文结合飞轮储能的特点以及DVR的补偿要求, 提出了一种整体协调控制策略, 该策略根据飞轮额定充电功率与DVR吸收功率的不同关系, 自动调整飞轮的充电控制策略和DVR的补偿策略使得直流母线电压保持恒定, 此外在调整飞轮充电控制策略时还综合考虑飞轮转速的影响。仿真结果表明, 该控制策略既实现了直流母线电压恒定, 又兼顾了补偿效果。
摘要：本文对基于飞轮储能的动态电压恢复器 (DVR) 在补偿电压暂升时可能引起直流母线电压泵升的问题进行了研究。首先分析了传统控制策略的局限性, 继而提出了一种整体协调控制策略, 该策略根据飞轮额定充电功率与DVR吸收功率的关系以及飞轮转速的影响, 自动调整飞轮的充电控制策略和DVR的补偿策略, 使得直流母线电压保持恒定。最后, 利用仿真结果对该策略的实用性和有效性进行了验证。
关键词：动态电压恢复器,飞轮储能,电压暂升
参考文献
[1]Woodley N H, Morgan L, Sundaram A.Experience with an inverter-based dynamic voltage restorer[J].IEEE Trans on Power Delivery, 1999, 14 (3) :1181～1186.
[2]Bitterly J G.Flywheel technology:past, present, and21st century pro-jections[J].IEEE Aerospace and Elec-tronic System Magazine, 1998, 13 (8) :13～16.
动态电压恢复 篇5
在自动化生产的各种工业场合, 其中所用的精密用电设备对电能质量的要求很高, 电网电压暂降会导致设备停机、过程中止、材料报废, 造成巨大经济和社会损失。据统计, 在美国每年由于电压暂降导致的经济损失高达几百亿美元[1]。
电压暂降常见解决方案有在用户侧配备各种补偿装置, 如SSTS (Solid State Transfer Switch, 固态转换开关) 、UPS (Uninterruptible Power Supply, 不间断电源) 、DVR (Dynamic Voltage Regulator, 动态电压恢复器) 。其中DVR是目前公认对电压暂降最有效的解决方案, 它能在毫秒级时间内将电网暂降补偿至正常值, 对于提高敏感设备的供电质量有明显效果[2,3]。
DVR串联在电网和敏感用电负载之间, 在一些工业场合需要DVR能保护一段供电母线上的各种设备, 因此对DVR容量也提出了更高要求。单台DVR容量受限于电力电子半导体器件容量难以做大, 因此需多台装置并联实现扩容, 目前文献中对变流器的并联研究主要集中在UPS或光伏逆变器的并联, 还没有DVR并联方案, 本文提出了一种DVR的主从并联系统方案及其控制方法。
1 DVR工作原理和并联系统组成
1.1 DVR工作原理
DVR的电路拓扑有多种, 如三相桥拓扑、三单相桥拓扑、有耦合变压器拓扑、无耦合变压器拓扑等[4]。无论采用哪种拓扑, DVR都可由图1所示的几部分组成:机械旁路开关、检修开关、电子旁路开关、取能/储能单元、补偿单元、滤波单元[5]。
DVR运行状态包括等待补偿状态、补偿状态、停机检修状态。
当电网电压正常时, DVR装置处于等待补偿状态, 检修开关闭合、机械旁路开关打开, 经由电子旁路导通给敏感负载供电, 取能开关闭合, 补偿单元、取能/储能单元处于热备用状态, 等待跌落发生。
当电网电压出现跌落时, DVR装置从等待补偿状态无缝切换到补偿状态, 电子旁路断开, 同时补偿单元工作输出补偿电压, 取能/储能单元为补偿单元提供补偿能量, 滤波单元滤除补偿单元产生的开关频率次谐波, 从而保证敏感负载的电压正常。
当设备故障或需停机检修时, 可从等待补偿和补偿状态无缝切换到停机检修状态, 机械旁路开关闭合给负载供电, 打开检修开关和取能开关后, 设备进行检修同时不影响负载正常供电。
1.2 DVR并联系统组成
图2所示为所提出的采用主从架构的DVR并联系统。系统由开关柜部分、DVR补偿主机部分和若干个DVR补偿从机部分组成。
其中开关柜部分包括了机械旁路开关和检修开关, 这部分与单机运行时工作原理相同, 开关容量按照负载容量选取。
DVR补偿主机部分和DVR补偿从机部分组成部分完全相同, 都包括补偿单元、滤波单元、电子旁路单元、取能开关、取能变压器 (如补偿单元带耦合变压器, 可无需取能变压器) 及控制单元。
DVR补偿主机方案负责检测电压跌落和协调控制开关柜部分、DVR补偿从机部分, 补偿主机部分和若干个从机部分两两之间有双向通信, 主机给从机实时发送系统工作状态和从机电流指令, 从机给主机实时发送从机状态和从机电流。
当电网电压在正常范围时, DVR并联系统处于等待补偿状态, 机械开关断开, 检修开关、取能开关闭合, DVR补偿主机和从机部分的电子旁路都处于导通状态给负载供电, 补偿单元、取能单元都处于热备用状态等待电压跌落发生。
当电网电压出现跌落, DVR补偿主机检测到电压跌落后, 控制系统从等待补偿状态无缝切换到补偿状态, 补偿主机给补偿从机发送进入补偿状态指令和从机电流指令。补偿主机和从机的电子旁路关闭, 补偿主机被控制为电压源, 输出补偿电压;补偿从机被控制为电流源, 输出部分负载电流, 实现负载电流主机和从机之间的分配。
当设备进行停机检修时, 补偿主机部分控制机械旁路开关闭合, 检修开关打开, 从而实现对补偿从机和主机进行检修且不影响负载供电。
2 主从并联的控制策略
2.1 补偿主机电压跌落检测算法
电网电压跌落可分为三相对称跌落和三相非对称跌落两类, 除了三相短路或三相对地短路故障外, 其它故障类型均为非对称电压跌落。为检测所有可能的电压跌落情况, 在电压跌落检测判据中必须同时考虑正序分量和负序分量的幅度。因此, 需快速和有效地计算三相电压的正序和负序分量幅度。现有文献中, 给出了几类计算三相电压正序和负序分量的方法:T/4传输延迟消去法、求导法、低通或带阻滤波器法、DFT (离散傅里叶分析) 法等[6,7]。由于判据中只需正序分量和负序的分量幅度、无需正序和负序分量的dq (两相旋转坐标) 分量, 因此可采用DFT分析方法获得。三相电压经过adc/dq (三相静止/两相旋转) 变换后, 正序分量变为直流分量, 而负序分量转化为2倍频波动的交流分量, 利用滑动窗口DFT分析方法, 就可得到正序分量的幅值Vp和负序分量的幅值Vn。
在得到Vp和Vn得到后, 按照式 (1) 的判据就可判断是否出现了电压跌落。其中, 第一项1-Vp表征了正序分量幅度的减小量, 第二项Vn表征了负序分量幅度:
式 (1) 中, ΔV为电压幅值的减小量, V;第一项1-Vp表征了正序分量幅度的减小量, 第二项Vn表征了负序分量幅度, V;A、B为2个常数, 当A和B取不同值时, 可得到不同检测判据;Vp为正序分量幅度, V;ΔVth为设定的检测阀值, V;大于号表明当前者大于后者条件成立时, 则判定位出现了电压跌落。
2.2 补偿主机电压补偿控制策略
电压DVR的电压控制方法可分为电压开环控制和电压闭环控制两种, 开环控制对扰动的抑制能力较差, 补偿效果不佳。采用电压闭环控制能得到较好的补偿精度, 同时对电网、负载扰动的抑制能力强。
图3所示为输出电压闭环和电压前馈控制的框图, 其中, Gv为电压环调节器;kfv为电压前馈系数;Td为PWM (脉宽调制) 环节的延时, s;ki为逆变器输出端口基波电压相对于调制波的等效增益;Vref为参考电压, V;Vs为电网电压, V;VL为负载电压, V;Lf为输出逆变器的滤波电感, H;Rf为输出逆变器的滤波电感内阻, Ω;Cf为输出逆变器的滤波电容, F;s为复频率;Vi为逆变器输出电压, V;Ii为滤波电感上电流, A;Ic为滤波电容电流, A;Vc为滤波电容电压, V。
由图3可得到, 负载电压VL由参考电压Vref、负载电流IL和电网电压Vs三部分共同影响, 如式 (2) 所示:
式 (2) 中, Goref (s) 为参考电压Vref对负载电压VL的跟踪特性;Gos (s) 为输出电压VL对电网扰动Vs的抑制特性;Goi (s) 为输出电压VL对电流扰动IL的抑制特性。分别如式 (3) 、式 (4) 、式 (5) 所示。
式 (3) ~式 (5) 中, Gv为电压环调节器;Gf为式 (6) 所定义的一个传递函数表达式。
其中,
可得到电压闭环的开环传递函数Gvloop (s) 如式 (7) 所示:
电压环调节器Gv可采用比例谐振控制器 (Proporti-onal Resonant, PR) 来实现, 可在静止坐标系实现无静差跟踪[8], 其频域表达式如式 (8) 所示:
式 (8) 中, Gv_PR (s) 为PR控制器的频域形式;Kp为比例环节增益;Ki为谐振器增益;ωc为谐振器的剪切频率, rad/s;ω0为谐振器的谐振频率, rad/s。
2.3 补偿从机电流源控制策略
补偿从机工作在电流源模式, 其控制框图如图4所示。图4中, Iref为参考电流, A;Gi为电流环调节器;Vc为滤波电容电压, V;Ii为电抗输出电流, A。
其开环传递函数Giloop (s) 为式 (9) :
式 (9) 中, Gi为电流环调节器;Td为PWM (脉宽调制) 环节的延时, s;ki为环路增益;Lf为输出逆变器的滤波电感, H;Rf为输出逆变器的滤波电感内阻, Ω;Cf为滤波电容, F。
电流环调节器可为简单的比例环节。
3 仿真验证
在仿真软件PSCAD/EMTDC条件下搭建了1台主机、1台从机的并联系统仿真模型, 仿真模型参数如表1所示, 在仿真中对于补偿主机电压环调节器采用PR控制器, 其中比例增益Kp=20, 剪切频率wc=6.28 rad/s, 谐振频率wo=98 596 rad/s, 而对于补偿从机的电流环调节器采用单比例控制, 形式为Gi=2。
图5所示为0.4 s至0.7 s时间段, 三相电压同时跌落30%时, 电网电压波形、负载电压波形和DVR补偿输出电压波形, 可见在跌落过程中负载电压被补偿到额定电压。图6所示为补偿过程中主机和从机的A相电流波形, 两者波形基本重合, 主机和从机实现了很好的均流。
4 结语
针对动态电压恢复器DVR这种串联的电能质量设备, 在大容量情况下, 需采用多机并联的形式。以2台装置并联为例, 提出了主从式的并联系统架构, 由补偿主机负责协调控制整个系统在不同状态切换, 在补偿过程中主机被控制为1个电压源, 而从机被控制为1个电流源。从仿真结果可看出, 主从式控制架构的DVR补偿装置, 负载电压在电网跌落过程中可实现较好的补偿, 同时实现了并联主机和从机之间的均流。
摘要：提出了一种动态电压恢复器 (DVR) 的主从并联系统架构及补偿主机和从机的控制策略。系统架构由开关部分、补偿主机部分、补偿从机部分组成, 补偿主机采用三相电压的正序负序幅值来判断电压跌落, 在补偿状态下, 补偿主机被控制为一个受控电压源, 从机被控制为一个受控电流源, 实现补偿主机和补偿从机之间的均流运行。仿真结论验证了提出的并联架构及其控制策略。
关键词：动态电压恢复器,主从控制,跌落检测,闭环控制调节器
参考文献
[1]吴玉蓉, 刘会金, 孙丽萍, 等.电能质量问题中的电压跌落[J].电力建设, 2002, 23 (8) :64-67.
[2]杨洪耕, 肖先勇, 刘俊勇.电能质量问题的研究和技术进展 (三) ——电力系统的电压凹陷[J].电力自动化设备, 2003, 23 (12) :1-4.
[3]沈广, 陈允平, 刘栋, 等.应用动态电压恢复器解决电压跌落问题[J].高电压技术, 2007, 33 (3) :156-158.
[4]张秀娟, 李晓萌, 姜齐荣, 等.动态电压调节器 (DVR) 的设计与性能测[J].2004, 38 (2) :21-23.
[6]胡书举, 李建林, 李梅.风电系统实现LVRT的电网电压跌落检测方法[J].大功率变流技术, 2008, 12 (6) :17-22.
[7]彭春萍, 陈允平, 孙建军.动态电压恢复器及其检测方法的探讨[J].电力自动化设备, 2003, 23 (1) :68-71.
动态电压恢复 篇6
电压跌落与电压突升会带来严重的经济损失和资源浪费,是电能质量的常见问题。为了改善电能质量,确保用电设备的正常运行,对动态电压恢复器进行了大量的研究[1,2]。
通过改变有载电力调压器线圈匝数比调节负载电压[3],需要使用大量的晶闸管投切以改变电力调压器变比,动态响应速度受到限制。基于逆变器结构的动态电压恢复器[4,5],补偿效果较好,但需使用大容量电容、电感或电池等储能元件,体积大,成本高。
交流斩波变换器具有拓扑简单、不需使用大容量储能元件、体积小、高功率因数等特点,被应用于自动电压调节器、软启动器和电机速度调节器等领域[6,7,8,9,10,11,12,13,14,15]。针对配电网中敏感负荷的电压稳定问题提出了一种新颖的动态电压恢复器拓扑。该拓扑由PWM交流斩波变换器、隔离变压器和切换开关组成。交流斩波变换器产生幅度可调的补偿电压,通过切换开关改变补偿电压极性,对电压突升和电压跌落进行补偿。目前斩波变换器控制方案主要通过电压峰值或有效值反馈控制调节输出电压,响应速度较慢[9,10]。为了改善动态性能,设计了采用瞬时电压的前馈反馈控制策略,具有响应速度快、补偿精度高的优点。针对所提出的拓扑,设计了功能样机,该样机利用数字信号处理器(TMS320F2812)执行控制算法,针对不同工况调节补偿电压。最后,通过实验结果验证了系统性能。
1 电路拓扑和换流策略
交流电压调节能够通过晶闸管相位控制和PWM斩波控制2种方案实现,其拓扑如图1所示。与相控调压相比较,交流斩波调压产生的谐波电流较少,负载电压畸变程度低,对电网干扰较小。但是这2种方案都仅能调节输出电压低于输入电压。
本文提出了一种新颖的动态电压恢复器拓扑,采用四开关交流斩波电压变换器产生幅度可调的补偿电压,通过固态继电器开关组、隔离变压器与负载相连,如图2所示。当电网电压发生波动时,通过调节补偿电压大小、改变补偿电压极性等控制策略,保持负载电压稳定。图2中,SW1~SW4为固态继电器,通过控制其工作状态改变补偿电压极性。电网电压正常时,交流斩波变换器停止工作,补偿电压为零。当出现电压波动时,通过控制交流斩波变换器和固态继电器组的工作状态,调节隔离变压器二次侧电压ucsec,使负载电压uL保持稳定。
1.1 交流斩波电压变换器
交流斩波电压变换器是一种AC/AC直接变换器,能够调节交流电压幅值,不需要使用大容量电容、电感等储能元件,体积小,成本低。单相电压变换时,所使用开关器件数量是矩阵式变换器的1/2。图2中斩波变换器由输入滤波、开关电路和输出滤波三部分组成。电感Li和电容Ci组成输入滤波器吸收谐波电流。开关器件VT1~VT4为IGBT,当出现反向电压时,其内部寄生二极管提供续流回路。电感L和电容Co构成输出滤波器。
交流斩波变换PWM控制信号如图3所示。其中Sg1~Sg4分别为VT1~VT4的门极驱动信号。
降压型交流斩波变换器开关控制方案,可分为两开关、三开关和四开关等,不同设计方案的主要目标均是实现安全、可靠换流。综合考虑各种换流策略,采用电网电压极性控制的四开关换流方案。这种方案解决了死区时间内开关管电压尖峰问题,理论上不需要使用缓冲电路。图2中VT1和VT2为主控管,通过其周期性的导通与关断调节补偿电压;VT3和VT4为续流管,当主控管关断时,提供续流回路。当电网电压处于正半周时,VT1和VT3工作在互补PWM模式,VT2和VT4处于导通状态;当电网电压处于负半周时,VT2和VT4工作在互补PWM模式,VT1和VT3处于导通状态。该变换器的工作模式可划分为:有源模式、死区模式和续流模式,具体换流过程分析可参考文献[11]。电网电压us和补偿电压uc的关系为
其中,D为开关信号的占空比。
1.2 电网电压突升、跌落补偿
当电网电压出现突升、跌落故障时,通过改变固态继电器SW1~SW4的开关状态能够控制补偿电压极性,实现双向电压补偿。根据图2,当SW1和SW3处于导通状态、SW2和SW4处于关断状态时,系统工作在电压跌落补偿模式。变压器二次侧电压ucsec与电网电压us极性相同,负载电压为电网电压和二次侧电压之和。
根据图4(a),负载电压表达式为
另一方面,当SW2和SW4处于导通状态、SW1和SW3处于关断状态时,系统工作在电压突升补偿模式。二次侧电压与电网电压极性相反,负载电压为电网电压与二次侧电压的差值。
根据图4(b),负载电压表达式为
在不同补偿模式下,交流斩波变换器和SSR的控制信号如表1所示,其中,“1”和“0”分别代表导通、关断信号。
2 系统分析与计算
当电网电压发生波动时,通过调节动态电压恢复器输出电压,控制负载电压稳定。定义电网电压:
其中,ω、Usm分别为电网电压角频率、幅值。理论上,图2中变换器输出斩波电压ucp为
ucp=DUsmsinωt+∞k=鄱1Usmkπsin(k Dπ)sin(kωs±ω)t(5)
其中,ωs为高频PWM控制信号角频率。式(5)中第1项为基波分量,第2项为谐波分量,由于开关频率较高,谐波成分被输出滤波器吸收。因此,经滤波后的补偿电压为
根据式(6),补偿电压与PWM信号占空比成正比关系。因此,通过改变占空比能调节补偿电压uc。
令uref为电网电压参考值,正常情况下,电网电压us与负载电压uL均为uref。当发生电压跌落时,电网电压可表示为
其中,p为实际电网电压的标幺值。根据表1,通过切换SSR,二次侧电压ucsec与电网电压极性相同:
其中,N1、N2分别为变压器原边匝数和副边匝数。因此负载电压可写为
为保持负载电压稳定,应满足:
补偿电压可表示为
假设电网电压最大跌落至0.7 uref,根据式(11),为了提供相应的补偿电压,隔离变压器变比应为1∶1。
当发生电压突升时,电网电压高于额定值,系统工作在电压突升补偿模式。根据式(11),如果隔离变压器变比为1∶1,当电网电压最大突升至1.3uref情况下,系统能够提供相应的补偿电压保持负载电压稳定。
3 电压恢复控制策略
对于电压稳定性要求较高的敏感负载,电网电压在几个工频周期内的波动都有可能会造成故障甚至设备损坏。因此,必须设计有效的控制方案,控制负载电压快速稳定。为提高系统的动态性能,设计了前馈反馈控制方案。数字信号处理器的计算能力能够满足实时控制的要求,所设计控制方案采用交流瞬时电压为输入信号。控制系统结构见图5。
前馈控制部分采用电网电压作为前馈信号,保证系统快速响应特性。反馈控制部分采用负载电压作为反馈信号,通过瞬时电压比例积分(PI)控制消除稳态误差。
令参考电压为
其中,Urefp为参考峰值电压。当us=uref时,输出补偿电压为零。电网电压发生波动时,将根据以下策略计算PWM占空比控制量。
根据式(6),补偿电压uc正比于占空比D,因此前馈控制可设计为
其中,Df为前馈控制部分的输出量。
反馈控制部分设计目标是消除稳态误差,提高控制精度。图5中负载电压uL与参考电压uref的偏差量Δu,经过PI控制环节后得到反馈控制部分输出量Dfk:
其中,kp、ki分别为比例、积分系数,m(t)代表负载电压误差量Δu的积分。通过对积分控制能够减小输出电压的稳态误差。经过限幅环节后,得:
当电网电压正常时,SW1、SW4关断,SW2、SW3导通,系统输出补偿电压uc为零,动态电压恢复器停止工作,电源直接为负载供电。
4 实验样机设计
在分析电路拓扑与工作模式基础上,设计了以数字信号处理器(DSP)为核心的实验样机,结构如图6所示。
该样机由6个部分组成:主电路模块实现交流电压的斩波变换与补偿极性控制;电压传感与信号调理模块,采用电压传感器和信号调理电路,实现电压的信号采集和滤波处理,DSP作为控制系统的核心,采用TMS320F2812处理器,调理后的电压信号经过DSP内部A/D转换为数字量,通过执行前馈反馈控制算法,得到占空比控制信号D(t);驱动电路模块将DSP输出的PWM信号转换成为主电路开关管的驱动信号;保护模块在过压、过流和过热情况下,封锁PWM信号,并提示错误类型;人机接口模块包括按键和LED指示,实现数据交互和工况指示;辅助电源模块为DSP、驱动电路以及信号采集电路提供直流电源。
5 实验结果
为验证所提出动态电压恢复器对电网电压波动的补偿效果,进行了样机实验,系统参数见表2。
根据交流斩波变换器所采用的输入电压极性控制换流方案,开关管的门极驱动信号如图7所示。当占空比D=0.5时,电网电压us与输出补偿电压uc见图8(a)、(b),实验结果表明补偿电压为正弦波形。电源电压经过斩波变换后,输出正弦包络的斩波电压ucp见图8(c)、(d)。实验结果表明,通过使用输入电压极性控制换流策略,开关管两端的电压尖峰较小,能够实现安全换流。
当电网电压us跌落至0.7uref时,电网电压us与负载电压uL波形见图9(a)、(b);电网电压us突升至1.3uref情况下,实验结果见图9(c)、(d)。样机实验结果表明,所提出动态电压恢复器拓扑采用前馈反馈控制方案,能够有效抑制输入电压波动,一个工频周期内能够控制负载电压稳定,动态响应速度快。在电压恢复过程中没有出现电压尖峰,负载电压基本上没有受到电网电压波动的影响。实验结果验证了所提出方案的有效性。
6 结论
动态电压恢复 篇7
随着现代工业的不断发展, 以电弧炉、电力机车为代表的各种冲击性负载大量涌现。一方面, 这些负载会带来电压跌落、电压谐波、三相不平衡等电压质量问题;另一方面, 一些敏感负载 (如电信、医疗、军事、金融等行业的微处理器、计算机) 对电网电压的波动十分敏感, 若处理不当, 将会造成重大的经济损失和不良的社会影响[1]。动态电压恢复器DVR[2] (Dynamic Voltage Restorer) 是一种串联型电能质量补偿装置, 能够有效减小电网电压跌落、电压谐波、三相不平衡等电压质量问题对负载造成的影响。
从1996年第一台DVR投运以来, DVR在储能单元、逆变单元、耦合单元等主电路拓扑结构上有了很大的发展[3]。文献[4]提出一种可连续运行的DVR, 其直流电压通过与电网相连的PWM整流器提供, 可以连续对电网电压进行补偿, 该装置采用耦合变压器和电网连接, 逆变单元产生的高次谐波会增加变压器的设计难度, 变压器的瞬间涌流问题也会给系统带来安全威胁[5]。随着DVR在中高压配电网中的应用需求升级, 中高压大容量拓扑———级联H桥逆变单元因结构简单、易于模块化、输出电压谐波小等优点而受到青睐, 文献[6]提出一种应用于高压场合的DVR, 逆变单元由H桥级联而成, 各H桥直流侧采用分立储能元件供电, DVR的补偿能力会受分立储能元件的容量限制;文献[7]研究的DVR拓扑, 逆变单元同样采用级联H桥, 三相电网电压经多绕组变压器后进行整流, 给各H桥直流侧供电, 这种拓扑结构不需要多余的储能元件, 但随着级联单元数的增多, 多绕组变压器的设计将变得困难。这2种DVR拓扑的逆变单元均通过电容耦合方式接入电网, 有利于节省成本以及提高系统可靠性。
本文结合现有DVR拓扑结构的优点, 提出一种新型可连续运行的级联多电平DVR, 其三相结构相同且相互独立, 逆变单元采用级联H桥结构, 电网相电压经过隔离变压器后进行整流, 给各H桥直流电容供电, 使装置可以连续运行, 逆变单元通过电容与电网耦合, 省去了耦合变压器。该拓扑从整流到逆变, 结构相同, 易于模块化, 可拓展应用于中高压配电系统中。本文介绍了该DVR的主电路结构、补偿策略和补偿电压计算方法, 并完成了软件仿真和样机实验。
1 DVR工作原理
DVR串联在电网和负载之间, 能够快速跟踪电网电压波动, 在毫秒级时间内完成电压的补偿, 减小电网电压波动对负载的影响, 保证用户侧的电压质量。DVR主要由储能单元、逆变单元、滤波耦合单元和控制单元四部分组成[8,9], 如图1所示。
图中, uS为电网电压, udvr为DVR补偿电压, uL为负载电压。DVR工作时, 控制单元实时检测电网电压, 并快速计算出补偿电压, 产生PWM脉冲信号, 逆变单元根据PWM脉冲信号, 产生补偿电压, 经过滤波耦合单元后, 串联入电网和负载之间, 从而保证敏感负载的电压稳定[10]。
2 新型DVR系统设计
2.1 新型DVR主电路结构
本文提出一种可连续运行级联多电平DVR, 采用相电压补偿式, 三相系统分别独立, 可以有效解决三相不平衡问题。其单相电路图如图2所示。
储能单元选用电容储能, 电网相电压经过隔离变压器、二极管整流电路后, 维持各直流电容电压的稳定, 这种整流供电结构可以有效保证装置的长时间连续运行。若采用PWM整流电路替代二极管整流电路, 则该DVR就能补偿电网电压骤升。然而, 在配网中出现电压骤升的概率较少, 出于成本考虑, DVR通常仅补偿电网电压跌落。当检测到电网电压升高时, 将补偿电压设为零, 并用旁路开关将DVR旁路, 从而防止直流电容电压升高。
逆变单元主电路采用级联多电平结构, 每相均由2个H桥功率单元级联而成, 选用绝缘栅双极型晶体管 (IGBT) 作为功率开关器件;结合载波移相脉宽调制 (PWM) 技术, 可成倍减少器件的开关频率, 有效降低装置的功耗, 同时可有效减少逆变单元输出电压的谐波含量, 简化滤波器设计[11]。
DVR的耦合方式主要有变压器耦合和电容耦合2种方式。当采用升压变压器作为耦合单元时, 可以降低装置的电压等级, 用于电压等级较高的场合, 提高系统的可靠性;但变压器的非线性特性给这种耦合方式带来了许多不足, 主要表现为高次谐波压降、变压器相移、易饱和、占地面积大等[12]。为克服这些缺陷, 本文采用电容耦合方式, 图2中L、R、C构成滤波耦合单元。
2.2 补偿策略
DVR常见的补偿策略主要有完全补偿法、最小能量补偿法、同相补偿法3种[13,14]。完全补偿法的补偿效果最好, 能够同时补偿电压幅值和相位, 但当电压跌落幅值较大或相位偏移较多时DVR消耗的直流侧能量较多, 经济性较差;最小能量补偿法消耗的直流侧能量最少, 但只能补偿电压幅值, 且补偿后会带来电压相位跳变;同相补偿法的补偿电压与跌落后的电网电压相位相同, 因此只能补偿幅值, 无法补偿相位, 但通常负荷具有一定的抗相位扰动能力, 因此本文采用同相补偿法对电网电压的幅值进行补偿。其相量图如图3所示。
图中, U为跌落前电网电压, 也为跌落前负载电压, 当电网电压发生波动, 跳变为US时, DVR快速检测到电压变化, 发出与US同相位的补偿电压Udvr, 将负载电压补偿为UL, UL与跌落后电网电压US同相位。DVR能够对电网电压幅值进行补偿, 保证负载侧电压质量稳定。
2.3 补偿电压计算方法
本文所述为连续运行DVR, 因此需在实时检测电网电压的基础上, 快速计算出补偿电压。常见的电压检测算法有:峰值检测法、有效值法、缺损电压法、基波分量法、dq检测法、小波分析法等[15]。前4种方法实时性较差, 小波分析法计算量较大, 不利于实际工程的应用。基于瞬时无功功率理论的dq检测法能够实时跟踪电网电压, 快速检测出电网电压变化, 应用于实时性要求较高的DVR中, 具有无可比拟的优势。
基于瞬时无功功率理论的dq检测法[16]是将三相静止abc坐标系下的电网电压变换到两相同步旋转dq坐标系下, 变换后, 电网电压中的第N次正序分量变换成第 (N-1) 次正序分量, 第N次负序分量变换成第 (N+1) 次负序分量。将变换后的电压通过低通滤波器, 所得直流分量即为电网电压基波正序的d轴、q轴分量, 由此可计算出电网电压基波正序的幅值。低通滤波器通常采用二阶巴特沃斯低通滤波器[16], 其滤波效果和实时性难以同时兼顾, 因此在三相不平衡时, 二次负序分量会使滤波效果受到影响。本文采用改进的dq变换计算DVR的补偿电压, 实现方法如图4所示。
这种改进的dq变换原理是[16]:首先根据式 (1) 将三相静止abc坐标系下的电网电压[uSauSbuSc]T变换到两相静止αβ坐标系下。
当忽略电网电压的谐波分量时, 利用式 (2) 可以准确分离出uα、uβ中的正序分量, 从而有效避免负序分量对滤波效果造成的影响。
其中, 为uα、uβ对θ的导数, θ=ωt, ω为电网电压基波角频率。
根据式 (3) 对分离出的正序分量uα+、uβ+进行dq变换, 再经低通滤波器后得到电网电压基波正序的d轴、q轴分量。
根据同相补偿法原理, 有:
其中, UL为负载额定电压。
将电网电压基波正序分量乘以系数k后, 得到补偿后负载电压的d轴、q轴分量, 再反变换回三相abc坐标系, 与电网电压相减后即可得到DVR所需补偿的电压[udvraudvrbudvrc]T。综上, 采用这种电压补偿算法的DVR可补偿电网电压跌落、电网电压谐波以及三相电网电压不平衡。
3 仿真分析
采用PSIM软件对本文所述DVR进行仿真。仿真步长为1μs, 系统正常运行时三相电网电压有效值为220 V, 频率为50 Hz, 由于仿真波形三相对称, 以下仅给出单相波形。
3.1 改进dq仿真
在电网电压中注入峰值为100 V的基波负序电压和峰值为100 V的基波零序电压, 此时电网电压不对称, 经dq变换后的FFT分析如图5所示。
由图5可见, 传统dq变换下d轴、q轴分量含有2次谐波分量, 改进dq变换下d轴、q轴分量仅含有直流量, 说明通过式 (2) 可以完全提取出正序分量。
在电网电压中注入峰值为100 V的基波负序电压、峰值为30 V的正负序3次谐波电压和峰值为30 V的正负序5次谐波电压, 此时电网电压不对称并含有少量谐波, 经dq变换后的FFT分析如图6所示。
从图6中可以看出, 传统dq变换输出中含有幅值较高的2次谐波分量, 而改进dq变换输出中2次谐波分量有所衰减, 对数字滤波器截止频率的要求可适当放宽;除2次谐波分量外, 其他谐波分量有所增大, 但这些频率段已经远离截止频率, 数字滤波器能够很好地滤除这些频段的谐波分量。由此说明, 在电网电压含有少量谐波的情况下, 通过式 (2) 进行正、负序分离造成的误差不大, 利用改进dq变换能够改善滤波器设计。
3.2 电压跌落补偿仿真
当仿真运行到0.04 s时电网基波电压瞬时跌落50%, 在0.1 s时恢复正常, 其波形如图7 (a) 所示。DVR检测到电压变化, 快速发出补偿电压, 负载电压几乎没有发生跌落, 如图7 (b) 所示。
3.3 电压谐波补偿仿真
当仿真运行到0.04 s时, 对电网注入30%的3次和30%的5次谐波电压, 在0.1 s时恢复正常。图8 (a) 为补偿前电网电压的波形及其频谱, 图8 (b) 为DVR输出的补偿电压波形, 图8 (c) 为补偿后负载的电压波形及其频谱。
DVR实时检测电网电压变化, 在电网电压发生畸变前, 没有补偿量产生;当电网电压发生畸变时, DVR快速响应, 发出补偿电压, 使负载侧电压仍为正弦波。
4 实验结果
本文在完成理论分析和软件仿真的基础上搭建了一台三相380 V的DVR样机, 并进行了电网电压长期偏低、电压跌落、电压谐波等问题的补偿实验。实验系统图如图9所示, 通过在电网端串联电阻, 可以模拟电网电压跌落。由于实验波形三相对称, 以下仅给出单相波形。
4.1 电压偏低实验
通过在电网进线端串联电阻, 模拟电网电压长期偏低的情况, 实验波形如图10所示。补偿前电网电压有效值为122 V, 较正常值跌落了44.5%, 经过DVR补偿后的负载电压有效值稳定在220 V附近, 且负载电压与电网电压相位相同, 说明补偿没有带来相位差。
4.2 电压瞬时跌落实验
电网正常运行在220 V附近, 投入串联电阻, 使模拟电网电压瞬时跌落至122 V, 实验波形如图11所示。DVR快速响应, 在毫秒级时间内完成了电网电压跌落的补偿, 补偿后的负载电压几乎没有受到电网电压瞬时跌落的影响。
4.3 电压谐波实验
电网电压谐波补偿实验结果如图12所示。补偿前, 电网电压中含有3.1%的3次谐波, 补偿后, 负载电压中的3次谐波含量降至0.42%, 充分证明该DVR具有补偿电压谐波的能力。
5 结论