同步电压源

同步电压源（共7篇）

同步电压源 篇1

0 引言

近年来, 随着分布式可再生能源发电的发展, 微电网引起了社会和学术界的广泛关注[1]。微电网是由分布式电源、负荷、监控、能量转换和保护装置等共同组成的中低压系统, 能够实现自我管理和控制。联网型微电网具备联网和孤岛2种运行模式, 可降低间歇性可再生能源发电并网对电网的影响, 与大电网互为备用, 提高重要用户的供电质量。偏远无电地区微电网可充分利用可再生能源发电, 降低昂贵的柴油燃料消耗, 解决无电地区的供电问题。

多微源的协调控制是微电网运行控制的关键技术之一[1,2,3]。目前已建成的微电网系统大多采用主从控制, 在联网和孤岛模式下, 单台储能换流器分别运行于PQ和VF控制模式, 并负责微电网的模式切换, 其他微源均采用PQ或最大功率点跟踪 (MPPT) 控制。但是在容量较大的兆瓦级微电网中, 由于单台储能换流器容量的限制, 需要多机并联组网技术。

目前, 多机并联组网的微电网有采用通信线的集中控制、无通信线的分散控制[2,3]和分层控制[4]3种控制方法。其中, 集中控制受通信速度的限制, 不适用于地理分布较为分散的多微源共同组网。分散控制采用模拟发电机下垂特性的同步电压源控制, 但是同步电压源控制是一种有差控制, 当系统功率波动较大时, 系统的电压和频率会超出允许的运行范围;其次, 微电网中储能装置的输出功率受其荷电状态 (SOC) 的限制, 需要根据系统的经济调度及SOC进行调整。借鉴大电网的三次调频技术, 文献[4]提出了交直流微电网的分层控制策略, 其中, 交流微电网采用三次联络线功率控制、二次电压频率无差控制及一次下垂控制的分层控制。采用集中控制和分散控制相结合的分层控制, 便于对微电网中的多微源进行统一调度和管理, 同时也能满足多机组网模式中微源就地响应的要求, 使微电网的冗余性和可靠性提高。但是文献[4]虽然提出了分层控制的概念, 其三次控制思想是根据换流器的控制目标划分的, 没有考虑整个微电网的协调控制以及底层控制和上层经济调度之间的协调配合问题。

根据不同的时间尺度, 本文提出了一种基于同步电压源的新的分层控制策略。在一次控制中, 分析了传统同步电压源控制存在的无功功率均分问题, 采取增大下垂系数法提高功率均分精度, 这种方法适用于带本地和公共负载的各种拓扑结构的微电网;在二次电压和频率控制中, 详细给出了下垂曲线二次调整量的计算方法, 提高了系统的电压和频率质量;此外, 在二次控制中, 还提出了基于同步电压源的无缝切换和联络线功率控制方法, 在微电网并网同期过程中能够维持各微源的功率均分关系, 在微电网并网运行时能实现微电网和主网之间的联络线功率控制, 并使各微源按比例均分负荷和联络线功率。最后, 利用PSCAD/EMTDC仿真验证了所提出的控制策略的合理性。

1 基于不同时间尺度的微电网分层控制

本文借鉴电力系统三次调频的经验, 提出了基于不同时间尺度的微电网分层控制策略, 控制框图如图1所示。

根据不同时间尺度, 本文提出的分层控制主要包括以下几方面。

1) 三次控制:结合微电网内可再生能源发电的功率预测和负荷预测, 根据经济调度和储能系统的SOC确定各分布式电源的运行功率基点值和下垂特性曲线的斜率, 确定各分布式电源在微电网的一、二次控制过程中承担的功率波动比例。由微电网的能量管理系统 (EMS) 执行, 针对小时级的负荷波动进行控制。

2) 二次控制:当系统中负荷波动较大导致分布式电源的功率运行点偏离基点值较大时, 调整下垂特性曲线的空载频率和空载电压, 将系统的频率和电压维持在允许范围内。由微电网的EMS执行, 针对分钟级的负荷波动进行控制。同时, 还包括微电网和主网之间的联络线功率控制以及微电网孤岛/并网双模式切换控制。

3) 一次控制:利用分布式电源自身的同步电压源控制, 使各分布式电源按照EMS下达的功率基点值和下垂特性曲线的斜率均分系统中的瞬时负荷波动。由分布式电源自身执行, 调整秒级的负荷波动。

4) 零次控制:可调度型分布式电源内部, 可再生能源发电系统、能量型储能和功率型储能之间的协调控制, 使整个分布式电源系统能按照一次控制的要求输出功率, 并提高储能系统的技术和经济性能。

在以上各级控制中, 微电网的三次控制和二次控制需要依靠EMS和各分布式电源之间的通信来完成, 由于调节的时间尺度较长, 对通信速度要求不高;微电网的一次控制由于实时性较高, 由微源就地响应, 不需要通信。由于微电网的三次控制属于经济调度范畴, 本文不予讨论。下面分别对分层控制策略中的一次和二次控制进行具体介绍。

2 微电网的一次控制

2.1 同步电压源控制

参照电力系统一次调频有差控制的原理, 同步电压源控制通过对逆变器输出功率和输出电压幅值/相角之间的下垂控制, 使各逆变器共同承担系统中的负荷功率波动, 参与系统调频调压。

根据逆变器和交流母线之间的线路阻抗特性, 同步电压源控制分为P/f型, P/V型以及P/f-V型。为了有助于和旋转电机接口的微源实现负荷功率共享, 逆变器接口的微源需采用P/f型控制。引入虚拟阻抗[5,6]可以削弱线路中阻性成分的影响, 使用感性下垂控制。本文基于引入虚拟阻抗后的P/f型同步电压源控制进行介绍。

若微电网EMS下达的一次控制的下垂系数mi>0, ni>0, 采用P/f型同步电压源控制, 各台逆变器输出电压频率和幅值的参考值为:

式中:Pi*和Qi*分别为微电网EMS下达的有功和无功功率基点值;ωi*和Ei*分别为逆变器在基点功率下的运行频率和电压幅值, 一般取系统的额定频率和电压;Pi和Qi分别为逆变器实时输出的有功和无功功率。

需要注意的是, 在微电网的三次控制中, 各台换流器的下垂系数根据其基点运行功率确定, 需满足:

式中:C1和C2均为常数。

此外, 需设置各台逆变器在基点运行功率下的频率和电压点相同, 即

当Pi=0时, 空载频率和空载电压分别为:

由于式 (2) 和式 (3) 成立, 所以各台下垂逆变器的空载频率和空载电压相等。在微电网的一次控制期间, 各台逆变器的空载频率和空载电压不变。

2.2 同步电压源并联运行的功率均分分析

以两电源并联为例, 分析同步电压源并联运行的功率均分。引入虚拟阻抗后, 忽略线路上的电阻, 两同步电压源并联运行的等效模型如图2所示。图中:Ei_ref为逆变器的虚拟输出电压参数值, i=1, 2;Xvi为引入的虚拟电抗;Xi为线路阻抗;VL为公共负荷点电压。

根据式 (1) 和式 (4) 可以看出, 当系统稳态运行时, 2台逆变器的运行频率相同, 各台逆变器能够按照有功下垂系数均分系统的有功负荷;要使无功负荷达到均分, 需使各逆变器虚拟输出电压相等, 即E1_ref=E2_ref。但是由于各逆变器与公共母线之间线路阻抗上的电压降不等且负荷分配不均匀, 各逆变器的虚拟输出电压很难相等。

对于逆变器i, 有:

根据式 (1) 、式 (4) 、式 (5) , 可得:

2台逆变器发出的功率之比为:

通常情况下, 为了保证电压质量, 下垂系数取得很小, n1和n2可以忽略不计, 故

由式 (8) 可以看出, 当X1<X2时, Q1<Q2。虽然这种无功功率的分配有利于减小网损, 但是三次调频除了考虑系统网损之外, 还要根据逆变器的容量及蓄电池的SOC对各微源进行调度。由线路阻抗引起的功率均分误差极易造成某台换流器过流或短时间内SOC越限。

针对无功功率均分存在的问题, 已经有文献进行过研究[7,8,9,10,11,12,13,14,15], 提出了几种解决办法, 但是这些方法仅适用于图2所示的简单拓扑结构, 且大多需要通信。由式 (7) 可以看出, 增大下垂系数, 可以提高功率均分精度, 同时增加系统的响应速度, 但是下垂系数过大会影响系统的稳定性。本文提出的分层控制中, 在不影响系统稳定性的前提下, 下垂系数的选取按照将无功功率均分误差限制在一定范围内的原则, 而不考虑系统频率和电压上下限的限制。

3 微电网的二次控制

3.1 微电网的频率/电压调节

由于一次控制中下垂系数的选取未考虑系统频率和电压运行的上下限, 当系统的负荷波动使逆变器的运行点偏离功率基值点较大时, 系统的频率和电压很可能超出正常范围。因此, 为保证微电网的供电质量, 需要对微电网进行二次频率和电压控制。

采用平移下垂曲线的方法, 对微电网进行二次控制。经过二次控制后逆变器输出电压频率和幅值的参考值ωi_ref′和Ei_ref′分别为:

其中, 下垂曲线的平移量Δωi*和ΔEi*根据式 (10) 计算得到。

经过二次调频控制后, 系统的频率和电压被校正回额定值。在二次控制期间, 根据式 (10) , 每台逆变器下垂曲线的平移量相等, 所以, 经过二次控制后, 各分布式电源依然能维持功率均分关系。

以频率调节为例, 二次控制的具体实现过程如图3所示。

A点为基点功率运行点, 当系统功率波动不大, 运行点偏离A点不远时, 属于一次控制范畴;当运行点偏离额定值较远时, 如运行到B点, 调整B点运行频率, 下垂曲线的空载频率由ω0*移动到ω0*, B′。微电网的EMS定时采集各微源的输出功率, 根据式 (10) 计算二次调频过程中下垂曲线的平移量, 并同时下达给各逆变器。二次调频时间间隔可根据系统内的负荷波动幅度而定。

3.2 微电网的无缝切换控制

无缝切换控制是微电网二次控制的重要目标[16]。微电网从并网状态切换到孤岛状态时, 不需要改变逆变器的控制策略。但微电网由孤岛状态切换到并网状态时, 需要满足同期并网条件, 即微电网和大电网电压的相位、幅值、频率一致时, 静态开关才能闭合。

在不改变逆变器基本控制结构的前提下, 分别采集公共连接点处主网和微电网的电压幅值、相位和频率信息, 进行如式 (11) 所示的预同步控制, 分别得到有功下垂曲线和无功下垂曲线的平移量Δωre和ΔEre为:

式中:θpcc_g和Upcc_g与θpcc_m和Upcc_m分别为公共连接点处主网与微电网的电压相位和幅值;kpθ和kiθ与kpU和ki U分别为电压相位与幅值的比例和积分控制系数。

并使:

式中:ωpcc_g为主网频率。

各微源的自适应电压源控制框图如图4所示。

当L1和L2开关闭合时, 启动预同步控制。通过比例—积分 (PI) 调节器的调节, 达到稳态时, 能够使

以频率控制为例, 预同步控制时, 逆变器的工作过程如图5所示。预同期控制之前, 微电网运行于孤岛状态, 逆变器i的下垂功率曲线为曲线1, 其基点功率运行点和实际运行点分别为曲线1上A点和E点。启动预同期控制后, 经过式 (11) 和式 (12) 的调节, 下垂曲线先平移至曲线2, 然后平移至曲线3;其基点功率运行点由A点移动到B点, 然后移动至C点, 实际运行点由E点移动到F点, 最后移动至G点。在预同期过程中, 各台逆变器下垂曲线的平移量相同, 因此, 微电网的并网过程中依然能维持各逆变器的功率均分关系。

3.3 微电网并网运行状态的联络线功率控制

微电网并网运行后, 如图4所示, 开关L1和L2断开, 切断预同步控制。假设主网无穷大, 并网后, 各逆变器的运行频率为:ωi_ref=ωpcc_g。根据式 (1) 和式 (12) , 有:

逆变器以EMS下达的基点功率运行, 逆变器i运行于图5中下垂曲线2的B点。这时, 微电网中各可控微源以PQ模式运行, 微电网中的负荷功率波动和不可控微源的功率波动均由主网来平抑。但根据微电网的运行要求, 并网状态下, 为了降低可再生能源并网对电网的影响, 要求微电网和主网之间的联络线功率可控。

本文在传统同步电压源控制的基础上增加了联络线功率控制, 如式 (15) 所示。

式中:P*g和Q*g分别为由EMS下达的联络线有功和无功功率的参考值;Pg和Qg为实际的联络线有功和无功功率, 需要依靠通信线路传输至各逆变器;kdi和kqi均为积分控制系数。

控制框图如图4所示。当微电网孤岛运行时, Pg*, Qg*, Pg, Qg均为0。当微电网并网运行时, 各逆变器基点功率之和为:

式中:PL*为系统内所有逆变器的有功功率基点值之和。

设逆变器i在微电网中承担的功率比例为a, 则

又由于:

根据式 (15) , 有

由式 (19) 可以看出:此控制对于联络线功率Pg和Qg表现为PI调节, 能控制联络线功率为目标值;此控制对于逆变器的功率Pi和Qi表现为下垂控制, 使各逆变器能够按下垂系数均分系统的总功率。

联络线功率控制原理见图5。增加了联络线功率控制功能后, 相当于改变了ω*, 其基点功率运行点由B点移动至D点, 由于电网的频率不变, 其实际运行点由B点移至H点, 使逆变器自身抑制其微电网内的功率波动, 并维持联络线功率为参考值。

4 仿真分析

在PSCAD/EMTDC软件平台上搭建了微电网的仿真模型, 验证本文提出的分层控制策略的有效性。该微电网由2台容量均为30kW的逆变器DG1和DG2构成, 除了带本地负载外, 2台逆变器经线路阻抗后通过交流母线并联带公共负载运行, 系统的仿真参数如下:系统电压为380V;引入虚拟阻抗后, DG1的等效线路阻抗为 (0.005+j0.942) Ω;DG2的等效线路阻抗为 (0.005+j1.57) Ω;DG1和DG2均带有恒定阻抗为20Ω的本地负载;系统的公共有功和无功负载分别由2组可投切的15Ω的电阻和2组0.05H的电抗构成。在以下仿真算例中, 取DG1和DG2的基点有功功率分别为10kW和20kW, 基点无功功率分别为5kvar和10kvar。

4.1 仿真算例1

微电网运行于独立状态。系统的仿真过程为:0~5s时DG1和DG2分别带本地有功负载黑启动, 5s时DG1和DG2同期并网, 6~8s时两机均切换至同步电压源控制模式。12s时投入一组有功负载, 15s时投入一组无功负载。DG1和DG2有功下垂系数分别取为0.01和0.005, 无功下垂系数分别取为0.08和0.04;20s时将DG1和DG2的无功下垂系数分别改变为4和2。在微电网运行期间, DG1和DG2的有功和无功功率输出如图6所示。

由图6 (a) 可以看出, 当切换至下垂控制模式, 投入有功负载后, DG1和DG2输出的有功功率分别为8.11kW和16.02kW, 其有功功率输出之比约为1∶2, 能够按照下垂系数均分系统有功负荷。由图6 (b) 可以看出:20s之前, DG1的无功输出为5.75kvar, DG2的无功功率输出为3.91kvar, 并未按下垂系数之比均分负荷, 其无功功率之比近似为线路阻抗的反比;20s之后由于提高了无功下垂系数, DG1输出的无功功率为3.94kvar, DG2输出的无功功率为5.92kvar, 在一定程度上改善了无功功率均分程度。

4.2 仿真算例2

系统的仿真过程为:0~12s系统的运行过程同算例1, DG1和DG2的无功下垂系数分别取为4和2。15s投入一组无功负载, 18s增大无功负荷, 投入另外一组无功负载, 22s时启动二次调频, 系统的空载电压由326V提高至336V。系统的仿真波形如图7所示。

由图7可以看出, 增大无功负载后, 电压由之前的0.98 (标幺值) 降低到0.86 (标幺值) , 经过二次调频后, 系统电压恢复到0.95 (标幺值) , 提高了系统的电压质量。经过二次调频后, 各微源之间的功率均分关系依然保持。由于算例中采用恒阻抗负荷, 系统电压升高时, 无功负荷也随之加大, 所以系统电压没有完全恢复至额定值。在实际微电网运行过程中, 通信速度较快, 可根据实时采集的功率值计算二次调节量, 经二次调频后系统电压基本可恢复至额定值。

4.3 仿真算例3

微电网独立带负载运行。12s时, 对DG1和DG2分别进行电压同步控制, 16s时, 进行相位预同步控制。在同期过程中, 微电网与主网的电压和相角波形如图8所示。

通过图8可以看出, 采用本文提出的预同步控制, 经过0.5s左右, 微电网和主网的电压幅值和相位基本一致, 满足并网条件。

5 结语

本文提出了一种新的基于同步电压源的微电网分层控制策略, 具有以下优点。

1) 微电网孤岛运行时, 能够提高负荷功率分配精度, 并维持电网的频率、电压在正常范围内;微电网并网运行时, 能够实现微电网和主网之间的联络线的功率控制;能够实现微电网孤岛/联网2种运行模式的无缝切换。

2) 在微电网的运行过程中, 逆变器的同步电压源控制是一种通用的自适应控制, 不需要改变逆变器的控制策略, 就能够实现微电网各层控制及各种运行状态之间的平滑切换。

3) 增强了系统的灵活性和可扩展性, 提高了微电网的供电可靠性。

摘要：提出了一种基于同步电压源的不同时间尺度的分层控制策略。在一次控制中, 分析了传统同步电压源控制存在的无功功率均分问题, 采取增大下垂系数法提高功率均分的精度, 这种方法适用于带本地和公共负载的各种拓扑结构的微电网;在二次电压和频率控制中, 详细给出了下垂曲线二次调整量的计算方法, 提高了系统的电压和频率质量;此外, 在二次控制中, 还提出了基于同步电压源的无缝切换和联络线功率控制方法, 在微电网并网同期过程中能够维持各微源的功率均分关系, 在微电网并网运行时能实现微电网和主网之间的联络线功率控制, 并使各微源按比例均分负荷和联络线功率。最后, 利用PSCAD/EMTDC仿真验证了所提出的控制策略的合理性。

关键词：同步电压源,微电网 (微网) ,分层控制,功率均分,无缝切换

基准电压源 篇2

基准电压源是指被用作电压参考的高精度、高稳定度的电压源, 要求其能克服工艺、电源、温度以及负载变化而保持稳定, 并能在标准工艺下制造。能产生基准源的技术很多, 如带隙基准源、稳压管、VBE基准源、热电压VT基准源以及利用MOS工艺中增强型MOS管和耗尽型MOS管之间的阈值电压差产生基准电压的技术等。理想的带隙基准电压源电路的输出电压几乎不受温度变化、工艺变化、电源电压波动等因素的影响。

鉴于产生稳定电压的基准模拟的重要性和广泛应用, 以及对性能的高要求, 国内外对带隙基准电压源做了大量的研究, 主要集中在以下几个方面:

1 低温度系数

温度系数用于表征基准电压源随温度的电压变化, 由于晶体管BE结正向导通电压VBE随温度变化的非线性, 传统带隙基准源的温度特性已无法满足更高精度和稳定性的需求。从一阶线性补偿到曲率补偿如二阶, 三阶补偿, 指数补偿, 对数补偿 (亚阈值电路) 等。而且补偿方式众多, 如电流相减补偿法, 电压叠加补偿法, 利用不同质电阻上电压降的叠加实现温度系数的曲率补偿, 阶段性电流模式补偿等, 可获得最好温度系数达到几个ppm/℃。

2 高电源抑制比

在开关电源芯片工作过程中开关的通断产生大量的高频噪声, 这会对输出电压产生不利的影响, 基准电压源应该在较宽范围内具有良好的电源抑制比性能。为了提高电源抑制比性能, 目前的研究主要有以下四种方法:

1) 使用内部校准过电压基准电压源产生的核心电路部分提供供电电压或电流;2) 增加共源共栅器件隔离电源电压和基准电压源产生核心电路部分;3) 提高运算放大器的增益和电源抑制比;4) 将电源电压波动馈送到基准电路的反馈环路中, 通过反馈环路来提高电源抑制比。

采用共源共栅电流镜能有效地避免普通电流镜因沟道调制效应带来的电源依赖性, 从而提高了电路的电源抑制比PSRR。使用无运算放大器的负反馈结构的带隙基准技术, 在1MHz的电源抑制比是-40d B。这些电路都能大幅度提高低频时的电源抑制比。但当工作频率升高时, 基准电压的电源抑制比会有很大的降低, 这将限制对电源电压高频噪声的抗干扰能力, 所以提高高频电源抑制比也是得到了很多的重视, 采用全差分结构可以显著改善PSRR, 在500KHz为-90d B。另一方面通过对基准电路高频简化结构的电源抑制比传输函数的分析, 加入频率补偿电路, 实现零极点的相消, 达到扩展频带的作用。

3 低工作电压

近年来, 便携式电子产品的快速发展使得对低压低功耗带隙基准源的需求大大增加, 同时也对基准源的设计提出了更高的要求。为了缩小电池尺寸和延长电池寿命, 需要基准电压源电路工作在2V以下的电压和A量级的静态电流下, 同时还要保证较高的电路性能, 如低温漂、高电源抑制比等。实际中很多基准电压源的工作电压无法降低主要是受使用的运算放大器的影响, 主要解决方法有使用互阻抗运算放大器使工作电压达到1.2V, 或避免使用运算放大器改用单输入放大器。

4 低功耗

低功耗设计已经成为电子产品设计的主流, 基准电压源也存在这种趋势。工作在亚阈值的CMOS基准电压源利用两个MOS管栅极源极电压差的正温度系数来与BE结负温度系数相抵消, 虽然可以降低功耗, 但由于这对工艺的控制精度提出了很高的要求, 由此带来的温度系数往往是不理想。另外, 避免使用运算放大器不仅在低压工作上, 而且对低功耗也有着重要的指导意义。

基准电压源主要有齐纳二极管、隐埋齐纳二极管和带隙基准电压源三种分类, 它们都可以设计成两端并联式电路或者三端串联式电路。

齐纳二极管优化工作在反偏击穿区域, 因为击穿电压相对比较稳定, 可以通过一定的反向电流驱动产生稳定的基准源。它的特点是输入范围宽, 为2V到200V。它们还具有很宽范围的功率, 从几个毫瓦到几瓦。精确度达不到高精度应用的要求, 静态电流较大 (1~10m A) 。齐纳基准源的另一个问题是它的输出阻抗, 内部非零阻抗将导致基准电压随负载电流的变化而发生变化, 选择低输出阻抗的齐纳基准源将减小这一效应。此外, 它的长期稳定性比较差。

埋入型齐纳二极管是一种比常规齐纳二极管更稳定的特殊齐纳二极管, 这是因为采用了植入硅表面以下的结构。除了具有输入电压范围宽的特点, 精度比常规齐纳二极管的基准源提高很多, 但部分器件不能吸入电流。

带隙基准电压源包括双极型带隙基准源和CMOS带隙基准源。带隙基准电压源的性能较其他基准有了很大的飞跃。它的温度系数可以做的很小, 可获得1.22V到10V的各种基准电压。由于建立在非表面的带隙机理上, 因此比齐纳二极管更稳定。它的输出阻抗很低, 能保持很小的温度系数而且具有长期稳定性。同时, 带隙基准源工作的静态电流和功耗都很小, 电源电压抑制比较大, 输出基准电压受电源电压的影响很小。

各种基准源由于特点不同而应用在不同的场合。齐纳二极管、隐埋齐纳二极管的基准电压较高, 适用在电源电压较高且对功耗要求不高的系统中, 比如稳压器。带隙基准电压源由于它的优越性能而获得广泛的使用, 模拟数据转换器 (ADC) , 数模转换器 (DAC) , 温度传感器, 通信电路等都会用到它。

摘要：基准电压源是模拟集成电路中的基本单元, 它在SOC、ADC、DAC、传感器和通信电路以及存储器等领域有着广泛的应用。基准源的目的是向后续电路提供稳定的、不随外界因素 (主要是电源电压和环境温度) 影响的电压。本文主要介绍了基准电压源的研究现状及分类应用。

关键词：带隙基准,曲线补偿,低功耗,温度系数

参考文献

[1]魏智.多ADC系统的基准源设计.国外电子元器件, 2002.

[2]Razavi B著.陈贵灿等译.模拟CMOS集成电路设计[M].西安:西安交通大学出版社, 2002.

[3]刘刚, 何笑明, 陈涛.微电子器件与IC设计.北京:科学出版社, 2005.

同步电压源 篇3

基准电压源模块因其输出稳定, 与电源电压、温度等变化无关, 广泛应用于模拟和数模混合电路中, 例如A/D, D/A转换器, 逆变器等[1]。应用于高压逆变器中的基准电压源, 为其他模块提供偏置电流和作为比较器等的基准电压使用, 对此要求其在温度和电压变化的时候仍能保持其输出电压稳定, 否则会引起电路出现逻辑混乱, 使系统不能正常工作, 甚至发生过压击穿等事故。 这样在高压中低频环境下需要一个有良好温度系数和高电源电压抑制比的基准电压源的重要性就不言而喻。

传统的基准电压源在0~70 ℃的温度范围内产生温度系数为1×10-4/°C的基准电压, 电压抑制比在-80~-70 d B, 且随着频率升高在103Hz左右迅速下降, 难以达到逆变器电路要求。本文采用无锡上华1 μm、700 V高压CMOS工艺进行设计与仿真, 通过推导分析基准电压源电压抑制比的影响因数, 对核心电路进行了改进并设计了一个高开环放大倍数, 高电源抑制比的放大器, 以减小温度系数并提高基准电压源的电压抑制比。此基准电压源的温度系数达到8 ppm/℃, 交流低频电压抑制比达到-112 d B, 并在中高频都能保持较高的电压抑制比。

1改进的基准电压源电路

利用双极晶体管Vbe电压的负温度系数和不同电流密度偏置下两个双极晶体管电压差Vbe产生的正温度系数特性, 可以获得零温度系数基准电压[2]。如图1所示, 是经过改进的带隙基准电压源核心电路。使用两个双极晶体管并联来消除放大器失配的影响, 用共源共栅电流源来保持每个支路的电流有相同的温度系数, 并且利用共源共栅的电压屏蔽特性来解决因MOS管沟道长度调制所产生的对电源电压的依赖性[2,3]。

如图1所示, 放大器工作在深度负反馈下, 以保持Va和Vb相等, 即Va= Vb, 同时Va= 2Vbe, Vb= 2Vbe3+ IR2, 可得到:

式中:IS= AE× JC;AE为发射极面积, JC为集电极电流密度。

当T=300K时, 此时, 令双极晶体管Q3, Q4的发射极面积为Q1, Q2的N倍, I1, I2的电流为I3, I4的M倍, 再适当选取R1, R2的值, 使则可得到零温度系数输出电压Vref。

2 电源电压抑制比分析

启动电路和偏置电路对基准电压源的电源抑制比不产生影响, 电源电压抑制比只与放大器和带隙基准核心电路有关, 对于这两部分的结构如图2所示。

其中, A1 (s) 为放大器输入到输出的传递函数, 即放大器的开环放大倍数, V1为放大器的输出, Add (s) 为电源电压对放大器输出V1的传递函数, A2_va (s) , A2_vref (s) 分别为放大器的输出V1到端点a, Vref的传递函数, Add_va (s) , Add_vref (s) 为其相对应电源电压Vdd到a, Vref端的传递函数, A3 (s) 为Vref端到b的传递函数。

由式 (4) ~式 (7) 可推导出,

下面分析带隙基准核心电路, 双极晶体管交流接地, 可得到, A2_va (s) =0, Add_va (s) =0, 在低频下,

所以,

想要得到高电压抑制比的带隙基准电压源, 除调整带隙基准核心电路器件参数外, 还需要设计高开环增益、高电压抑制比的放大器, 即A1 (0) 要大, Add (0) 要小。

3带隙基准源设计

为了得到高电源抑制比的带隙基准源, 设计如图3所示的带隙基准电压源电路。其中M1-M8及Q1-Q4组成带隙基准电路, M9-M32为本文设计的高开环增益、高电压抑制比的放大器。M23-M32构成运算放大器电路。为了提高增益采用两级放大。第一级为差分放大, 使用共源共栅结构作为负载来提高增益。第二级采用共源级放大以继续提高增益, 同时也扩展输出摆幅。C1为米勒电容, 它使放大器的高频极点远离主要极点, 保持放大器稳定工作, 同时引入M30进行超前补偿, 使放大器有足够的相位裕度。M9-M22构成偏置电路。因为使用共源共栅结构会限制输出摆幅, 偏置电压的设计应尽量使共源共栅的每个MOS管都处于饱和区边缘, 以使输出摆幅达到最大。所以设计的偏置电路采用宽幅电流镜来替代普通的电流镜, 其提供的偏置电压能使共源共栅的每个MOS管都处于饱和区的边缘。图4中M9-M12和M20构成一个PMOS的宽幅电流源, M13-M16和M19构成一个NMOS宽幅电流源, M17, M18, M21, M22构成偏置电流环。

M33-M36构成启动电路。当电路中所有电流都为零时, M36处于截止状态, M33, M34的栅极为高电平, 使其导通, 启动电路。当电路启动后, M36导通将拉低M33, M34的栅极电压, 使它们关断, 从而不再影响电路。

如上文所述的设计可得到高开环增益的放大器, 对于高电压抑制比的设计如下。对于两级放大器的电源电压抑制比, 文献[5]给出了影响放大器电源抑制比的因素, 在低频时Add≈ 1 , 主要的影响因素为差分输入级尾电流的偏置电压Vbias随电源电压Vdd变化而引起的电流变化会使电源抑制比下降。所以在偏置电路的设计时要保证Vbias不受电源电压影响。对于偏置电路有ID15=ID16,

通过所设计的偏置电路使M16的跨导只有几何比例和R0决定, 与电源电压、工艺参数、温度等无关, 且与M16在同一个偏置网络中的所有晶体管的跨导都会保持稳定。这样对于M23的VGS就可以保持不随电源电压变化, 同时在设计时, 适当增大M23的L, 可增大M23的输出电阻, 也可有效抑制电源电压的影响, 这样可以保持尾电流不变, 解决放大器在低频时随电源变化电源抑制比降低的问题。

4电路仿真和测试

本次设计在5 V电源电压下, 利用Cadence SPEC-TRE工具对基准电压源进行电路仿真。图4是基准电压源的温度特性曲线, 在-45~100 ℃的温度范围内, 基准电压变化幅度为0.002 8 V, 温度系数为8 ppm/℃。

图5是基准电压源交流电源电压抑制比仿真曲线。 在中低频部分的电源电压抑制比可以达到-112 d B。带隙基准电压源的测试结果如表1所示。

5结语

本文使用1 μm, 700 V高压COMS工艺, 通过对基准电压源进行建模分析, 设计了一种高开环放大倍数和电源电压抑制比的放大器, 从而得到了在中低频下高电源电压抑制比的基准电压源。在5 V电源电压供电情况下, 该电路输出基准电压为2.394 V, 温度系数8 ppm/℃, 电源电压抑制比可达到-112 d B。

摘要：在此通过对带隙基准电压源电路进行建模分析, 针对逆变电路的中低频使用环境, 设计了一个应用于高压逆变器电路中的高电源电压抑制比, 低温度系数的带隙基准电压源。该电路采用1μm, 700 V高压CMOS工艺, 在5 V供电电压的基础上, 采用一阶温度补偿, 并通过设计高开环增益共源共栅两级放大器来提高电源电压抑制比, 同时使用宽幅镜像电流偏置解决因共源共栅引起的输出摆幅变小的问题。基准电压源正常输出电压为2.394 V, 温度系数为8 ppm/℃, 中低频电压抑制比均可达到-112 dB。

关键词：高电源电压抑制比,带隙基准,基准电压源,低温度系数,一阶补偿

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同步电压源 篇4

电力系统中某些设备和负荷的非线性特性导致的谐波问题已经严重威胁电力系统安全和稳定运行。获取准确的谐波测量信息是研究分析谐波问题的主要依据和出发点[1,2,3,4]。高电压的谐波测量需要通过互感器转换至低压来测量，互感器对谐波的传感精度，构成了影响谐波测量准确度的重要环节。因此，掌握电压互感器谐波传变特性，明确其对电网谐波电压测量的影响具有十分重要的意义。

目前，110 k V及以上电压等级电网中通常装设电容式电压互感器(CVT)测量系统电压，但其频率响应特性为非线性的，因此，公用电网谐波国标中明确指出CVT不能用于谐波测量[5,6]。传统的电磁式电压互感器频率响应范围窄，一般仅适用于20次及以下谐波的测量，并且在高压系统中使用数量较少，不能满足现代系统谐波测量要求。文献[7]推荐采用电流互感器的末屏构成电容分压器来实现谐波测量，但该方式存在需停电接线的问题，并且对于倒立式SF6电流互感器不适用，无法进行谐波测量。随着智能化电网建设，电子式电压互感器(EVT)使用数量逐渐增多。通常认为，电子式互感器的谐波特性优于传统电磁式互感器，其频率响应宽，适合于电网谐波测量[8,9]，但该结论一直缺乏试验验证。并且，其后续的传输系统、信号处理系统等环节以及电磁环境与温度等因素都可能对EVT谐波特性产生影响。因此，从理论上获得其准确的谐波特性、进而实现准确的谐波测量还存在一定困难。在此背景下，对入网电压互感器开展谐波特性测量试验，获得其实际的谐波传变特性具有重要的现实意义与工程价值。

现阶段电子式电压互感器谐波准确度试验存在的主要问题之一是：缺少高电压的谐波电压标准源，试验用谐波源的构建成为了开展互感器谐波特性研究所需要解决的关键问题。受电网运行条件的限制，决定了试验或检测用高压谐波电压源很难直接取自电网，而必须自行构建。文献[10]对电子式互感器谐波特性试验中的谐波激励有如下规定：理想情况下应在额定频率和额定一次电压上叠加所要求的各次谐波频率分量(一般要求50次谐波)，该分量为额定一次电压的某一百分数。可知该谐波激励需要满足容量大，谐波次数丰富及可控三个方面的要求。现有的标准谐波源的电压输出几乎都在数百伏以内，难以满足电子式互感器的试验或检测要求。在高压试验领域中使用的三极管式变频电源可产生大容量，谐波次数丰富的电压谐波，但需在纯阻性负载情况下才能输出较理想的波形，如将其用做电子式互感器谐波特性检测的谐波源，则需要在各谐波频率下配置补偿装置，投资巨大。文献[11]提出了一种电子式电压互感器谐波特性检测方法，其中的高压谐波源采用整流负荷法的方式产生，但该方式不能根据需要定制谐波次数和幅值。

为解决上述技术困难，本文提出了采用逆变器法构建试验用谐波电压源，通过理论分析与仿真论证了所提方案的可行性。并搭建了谐波特性测量平台验证了其输出特性，试验结果表明，该方案能实现基波和谐波的合成输出，且谐波含量可控，可以用于电压互感器的谐波特性试验或检测。

1 逆变器法构建谐波电压源的基本原理

1.1 基本原理

以IGBT单相逆变器为核心部件构成的高压谐波电压源的原理图如图1所示。三相二极管整流桥对三相交流电压进行整流后向逆变器直流侧电容C充电，得到大小等于Vdc的直流电压，该电压基本恒定。单相IGBT全控桥逆变器采用SPWM调制，对Vdc进行逆变获得交流电压Vinv。Vinv经滤波电感Lf和滤波电容Cf滤波后获得交流负载电压Vld，其滤波频带根据电压互感器谐波准确度要求选择。考虑到LC滤波器很容易发生振荡，设计LC滤波器时串入了很小的阻尼电阻Rf，用于有效抑制振荡。逆变器交流侧输出电流为iinv，滤波电容电流为iC。交流负载电压Vld经升压变压器T2升压至试验电压，该电压即可作为电压互感器谐波特性测量用的谐波电压。将待检测电压互感器试品与溯源用电容分压器并联接于T2输出侧，测量装置接收试品与电容分压器的待检测信号与溯源信号，对其进行频谱与测差分析，即可获得待测电压互感器的谐波特性。

1.2 控制系统设计

单相全控桥逆变器中的IGBT动作规律由图2所示的控制系统实现。该控制系统为电压电流环，采用交流负载电压Vld和滤波电容电流iC作为被控量，电压环采用PI控制器，该PI控制器的输出与指令电压V*ld的微分运算之和作为电流环参考电流IC*(的指令值为、其拉式变换为的拉式变换为IC)。再经电流环比例控制环节后得到可控调制信号̃m，用于驱动IGBT动作[12,13,14]。Kvp和Kvi为PI控制器的比例系数和积分系数，K为电流比例环节的比例系数。

以IC*为输入，IC为输出，相应电流环的传递函数为

式中：为电流比例增益传递函数；GIld为电流比例干扰传递函数。

电流环设计要求为：IC输出能跟踪并保持为参考电流IC*,Ild基本不影响IC。图3给出了不同K值情况下，的频响特性。从中可以看出：在1～10 kHz频带内的幅值等于1且无相位移动。此时Ild变化对IC的影响很小，基本可以忽略。由控制理论可知，比例系数K越大，电流环的动态响应越好，但K太大会引起系统的不稳定。

以V*ld为输入，Vld为输出，相应电压环的传递函数为

其中：G(s)为电压比例增益传递函数；Z(s)为逆变器等效输出阻抗。

图 4 给出了G(s)和Z(s)在Kvp发生变化时的频响特性。从中可以看出：在10 kHz频带内，G(s)的幅值基本保持1且无相位移动，Z(s)随着Kvp的变大逐渐变为感性阻抗。因此Kvp取值不宜过大，本文选择Kvp=30。同样分析可得到，Kvi取值不宜过大，本文选择Kvi=100，此时G(s)的幅值基本保持1且无相位移动，Ild变化对Vld的影响很小，可以忽略。

2 仿真分析

为了验证本文所提方法的可行性，利用Matlab/Simulink软件对图 1 进行了仿真。仿真系统的基本参数为：系统工作电压为Us=380 V，频率f=50 Hz，直流侧电容C=4 700μF。考虑滤波频带要求，选择。升压变压器T2额定容量为125 kVA，额定变比为380 V/110 kV。控制器参数选择为：K=5,Kvp=30,Kvi=100。设定指令电压V*ld中包含幅值为250 V的基波以及谐波含有率为HR3=10%、HR5=5%、HR7=3%的谐波，图5(a)为被控量Vld跟随指令值V*ld变化的仿真波形，两者波形基本能保持一致。图5(b为升压变压器T2输出电压波形，其基波幅值为89.6 kV,HR3=9.94%、HR5=4.91%、HR7=2.90%。在上述指令电压V*ld中加入9次谐波，设定HR9=3%，仿真结果为：升压变压器T2输出电压基波幅值为89.71 kV,HR3=9.94%、HR5=4.91%、HR7=2.90%、HR9=2.86%。从中可以看出，所提方法可以根据需要定制谐波次数和幅值，产生可控的电压谐波。

需要指出的是，仿真中的升压变压器使用了线性变压器模型。如果考虑到变压器的非线性变化，则标幺值下的Vld与T2输出电压之间的误差可能加大，电压环PI控制参数的调节难度可能增大。

3 谐波特性试验平台输出性能测试

基于1.1节原理搭建了110 k V电压等级电压互感器谐波特性试验平台，其平台组件主要包括谐波电压源、升压变压器、分压器、谐波测试仪、互感器谐波特性测试装置等，谐波电压源的输入为50 Hz三相四线制220 V/380 V电压。单相IGBT全控桥逆变器容量100 kVA，开关频率6 k Hz。升压变压器的设计充分考虑了其运行电压中含有谐波的情况，最终选择了充气式无局放高压试验变压器，额定容量为125 kVA，额定电压为380 V/110 kV。分压器选用电容型分压器，分压比为2 000。谐波特性测量平台输出性能测试的实物接线如图6所示。谐波测试仪和数字示波器接至分压器低压侧。使用谐波测试仪测量平台输出结果，并使用数字示波器进行录波，录波数据经Matlab处理，获得的傅里叶分析结果与谐波测试仪的输出结果相比较。

以谐波电压为基波叠加3次谐波和基波叠加5、13、15次谐波两种情况为例进行平台输出性能测试。设定指令电压V*ld中包含幅值为250 V基波和HR3=13%的3次谐波。谐波测试仪输出的波形及其频谱、数字示波器输出的波形及其录波数据的频谱如图7所示，各次谐波含量及大小如表1所示。从中可以看出，谐波测试仪与数字示波器的测量结果基本一致，两者的差别在合理范围之内，系统输出主要为基波和3次谐波。此时，升压变压器T2输出电压基波有效值为66.82 kV,HR3=13.04%。

设定指令电压V*ld中包含幅值为250 V基波和HR5=8%、HR13=4.4%、HR15=12%的谐波。谐波测试仪输出的波形及其频谱、数字示波器输出的波形及其录波数据的频谱如图8所示，各次谐波含量及大小如表2所示。从中可以看出，谐波测试仪与数字示波器的测量结果基本一致，两者的差别在合理范围之内，系统输出主要为基波和5、13、15次谐波。此时，升压变压器T2输出电压基波有效值为63.32 kV,HR5=8.11%、HR13=4.36%、HR15=12.08%。

由图7、图8及表1、表2的测试结果可知，基于逆变器法构建的电压互感器谐波特性试验平台可产生3～17次奇次谐波，既可以输出基波与单次谐波的叠加电压，也可以输出基波与多种谐波的叠加，且谐波含量可控，可以用于电压互感器的谐波特性试验或检测。

4 结论

(1) 提出了以IGBT单相逆变器为核心部件构成的高压谐波电压源的方法，仿真结果验证了所提方案的可行性。

(2) 基于逆变器法构建了VT谐波特性测量平台,输出性能测试结果表明，所提方法正确有效，可以实现基波电压与谐波电压的合成，且谐波含量可控,可以用于VT的谐波特性测量。

同步电压源 篇5

电压源型变换器(VSC)能实现AC-DC、DC-AC可逆变换,其直流侧电压可控、交流侧功率因数可调,在变速恒频风力发电机、四象限运行变频器、光伏并网发电系统[1]、静止无功补偿以及有源滤波器[2]等众多领域都有广泛的应用。由于VSC直接与电网相连,电网状态会直接影响VSC的运行性能。实际电网中往往存在三相电压不对称,若VSC设计时对此未曾考虑,很小的不平衡(负序)电压将导致直流母线二倍频波动,直流侧电压和交流侧电流的低次谐波幅值及相应损耗增大,从而影响直流母线电容的使用寿命以及电能质量,危及整个电力系统运行的稳定性和安全性[3]。

因此,近年来VSC的运行研究已从理想电网状态深化到非理想电网状态,其中不平衡电网电压条件下VSC控制策略已得到了充分研究[4,5,6],但计及电网不平衡影响的变换器设计还少有文献提及。

在VSC电路中,作为储能元件的直流母线电容容量直接影响直流电压的静态稳定性,但过大的电容值会增加无功损耗并使成本增加;进线电感用以实现AC-DC变换中的升压(boost)功能,其电感的选值需同时考虑电流谐波的抑制以及电流跟随性[7]。文献[7,8]提出了平衡电网条件下VSC的进线电感及直流母线电容数值计算的解析表达式。文献[9]采用LCL滤波器替代单L滤波器以达到减小电感值的目的,但其设计相对复杂,且因是一个二阶系统存在谐振问题, 设计不当可能会引起系统的不稳定[10]。文献[11]研究了电网电压不平衡对直流侧电流的影响,但仅给出了仿真波形。

针对该问题的研究现状,本文将在电网电压平衡时VSC参数设计的基础上[7,8],首先导出电网电压不平衡度与相电压跌落深度的关系,进而提出电网电压不平衡条件下VSC参数选取的解析表达式,为VSC参数选择提供一种有用的工程实用方法。

1 电网电压平衡条件下VSC进线电感及直流母线电容的设计

VSC主电路拓扑图如图1所示。通过6个绝缘栅双极晶体管(IGBT)开关导通时间的脉宽调制(PWM)来实现AC-DC、DC-AC的可逆变换,直流母线电压恒定的保持以及电网电流波形和输入功率因数的控制。

文献[8]对平衡电网情况下的电容设计进行了研究,从VSC抗扰动性方面考虑,给出了满足直流母线电压稳定的最小电容值的解析表达式:

$C{}_{\text{l}\text{o}\text{w}\text{e}\text{r}}=\frac{4L{\rm P}{}_{\text{Ν}}^2}{\sqrt{3}EV{}_{\text{d}\text{c}}\text{Δ}V{}_{\max }(V{}_{\text{d}\text{c}}+\sqrt{3}E)}(1)$

式中:E为相电压峰值;PN为VSC额定功率;ΔVmax为直流母线电压允许的最大脉动峰值,一般为5%额定直流母线电压。

电感的选取不仅影响器件损耗,更重要的是影响输入电网的电流质量。从限制电网谐波以及开关谐波方面考虑,进线电感下限值须满足[7]:

$L{}_{\text{l}\text{o}\text{w}\text{e}\text{r}}=\frac{(2V{}_{\text{d}\text{c}}-3E){\rm T}{}_{\text{s}}E}{2V{}_{\text{d}\text{c}}\text{Δ}i}(2)$

式中:Ts为开关周期;Δi为最大允许电流脉动峰值,一般取额定电流的15%～25%。

定义η=Δi/I,其中I为额定相电流。则根据功率与额定相电流的关系,式(2)可表示成:

$L{}_{\text{l}\text{o}\text{w}\text{e}\text{r}}=\frac{3E{}^2(2V{}_{\text{d}\text{c}}-3E){\rm T}{}_{\text{s}}}{4V{}_{\text{d}\text{c}}{\rm P}{}_{\text{Ν}}\eta }(3)$

另外从电流跟随性考虑,进线电感上限值须满足[7]:

$L{}_{\text{u}\text{p}\text{p}\text{e}\text{r}}=\frac{3EV{}_{\text{d}\text{c}}}{8\text{π}{\rm P}{}_{\text{Ν}}f}(4)$

式中:f为电网频率。

2 电网电压不平衡条件下VSC参数设计

由式(1)、式(3)、式(4)可知,电容及电感的取值除了与VSC的容量、直流母线电压有关外,还与相电压的幅值有关。当电网电压存在不平衡时,往往有一相或多相电压幅值、相位发生不对称。为使导出的参数设计方法具有普遍性,本文将以不对称程度最严重的相电压对变换器参数的影响来进行分析。三相电网电压的不平衡程度可用不平衡度δ来衡量:

$\delta =\frac{E{}_{-}}{E{}_{+}}(5)$

式中:E+和E-分别为电网电压正序和负序分量。

考虑到C和L的设计取值基于三相相电压,所以有必要导出不平衡度与相电压跌落深度的关系。

2.1 电网电压不平衡度与相电压跌落深度间关系

根据电网故障类型,电网电压不平衡可分为单相电压幅值不对称、两相电压幅值不对称、两相电压幅值和相位不对称等3种,其相位图见附录A[12]。

假设A相为单相电压不对称时的故障相(其三相电压表达式见附录A表A1),按恒功率变换原则将三相(abc)变量变换到静止两相(αβ)坐标系后,根据T/4延时方法[13,14]可得αβ坐标系中电网电压的正、负序分量,然后再通过相应的正、反转同步速Park变换即可得电网电压的正、负序分量分别为:

$E{}_{+}=\sqrt{\frac{2}{3}}E\frac{p{}_v+2}{2}(6)$

$E{}_{-}=\sqrt{\frac{2}{3}}E\frac{p{}_v-1}{2}(7)$

式中:pv为电网相电压跌落深度。

将式(6)和式(7)代入式(5),可得单相电压不对称情况下相电压跌落深度与不平衡度的关系为:

$p{}_v=\frac{1-2\delta }{1+\delta }(8)$

同样可分别求得两相电压不对称及两相电压幅值、相位不对称情况下,相电压跌落深度与不平衡度的关系为:

$p{}_v=\frac{1-\delta }{1+2\delta }(9)$

$p{}_v=\frac{1}{1+\delta }\sqrt{\frac{3-2\delta -\delta {}^2}{3}}(10)$

2.2 VSC进线电感与直流母线电容设计

基于以上分析,分别将式(8)—式(10)乘以相电压峰值后代入式(1)、式(3)、式(4)中,即可得单相电压不对称、两相电压不对称以及两相电压幅值、相位不对称时直流母线电容下限值及进线电感上、下限值的解析表达式为:

$\{\begin{array}{l}C{}_{1\text{Φ}{}_{-}\text{l}\text{o}\text{w}\text{e}\text{r}}=\frac{4L{\rm P}{}_{\text{Ν}}^2}{\sqrt{3}(1-2\delta )EV{}_{\text{d}\text{c}}\text{Δ}V{}_{\max }}\cdot \\ \frac{(1+\delta ){}^2}{[V{}_{\text{d}\text{c}}(1+\delta )+\sqrt{3}E(1-2\delta )]}\\ L{}_{1\text{Φ}{}_{-}\text{u}\text{p}\text{p}\text{e}\text{r}}=\frac{3EV{}_{\text{d}\text{c}}(1-2\delta )}{8\text{π}f{\rm P}{}_{\text{Ν}}(1+\delta )}\\ L{}_{1\text{Φ}{}_{-}\text{l}\text{o}\text{w}\text{e}\text{r}}=\frac{3E{}^2(1-2\delta ){}^2{\rm T}{}_{\text{s}}}{4V{}_{\text{d}\text{c}}{\rm P}{}_{\text{Ν}}\eta }\cdot \\ \frac{2V{}_{\text{d}\text{c}}(1+\delta )-3E(1-2\delta )}{(1+\delta ){}^3}\end{array}(11)$

$\{\begin{array}{l}C{}_{2\text{Φ}\text{Ν}{}_{-}\text{l}\text{o}\text{w}\text{e}\text{r}}=\frac{4L{\rm P}{}_{\text{Ν}}^2}{\sqrt{3}E(1-\delta )V{}_{\text{d}\text{c}}\text{Δ}V{}_{\max }}\cdot \\ \frac{(1+2\delta ){}^2}{[V{}_{\text{d}\text{c}}(1+2\delta )+\sqrt{3}E(1-\delta )]}\\ L{}_{2\text{Φ}\text{Ν}{}_{-}\text{u}\text{p}\text{p}\text{e}\text{r}}=\frac{3EV{}_{\text{d}\text{c}}(1-\delta )}{8\text{π}f{\rm P}{}_{\text{Ν}}(1+2\delta )}\\ L{}_{2\text{Φ}\text{Ν}{}_{-}\text{l}\text{o}\text{w}\text{e}\text{r}}=\frac{3E{}^2(1-\delta ){}^2{\rm T}{}_{\text{s}}}{4V{}_{\text{d}\text{c}}{\rm P}{}_{\text{Ν}}\eta }\cdot \\ \frac{2V{}_{\text{d}\text{c}}(1+2\delta )-3E(1-\delta )}{(1+2\delta ){}^3}\end{array}(12)$

$\{\begin{array}{l}C{}_{2\text{Φ}{}_{-}\text{l}\text{o}\text{w}\text{e}\text{r}}=\frac{4L{\rm P}{}_{\text{Ν}}^2}{E\sqrt{3-2\delta -\delta {}^2}V{}_{\text{d}\text{c}}\text{Δ}V{}_{\max }}\cdot \\ \frac{(1+\delta ){}^2}{[V{}_{\text{d}\text{c}}(1+\delta )+E\sqrt{3-2\delta -\delta {}^2}〗}\\ L{}_{2\text{Φ}{}_{-}\text{u}\text{p}\text{p}\text{e}\text{r}}=\frac{EV{}_{\text{d}\text{c}}\sqrt{3(3-2\delta -\delta {}^2)}}{8\text{π}f{\rm P}{}_{\text{Ν}}(1+\delta )}\\ L{}_{2\text{Φ}{}_{-}\text{l}\text{o}\text{w}\text{e}\text{r}}=\frac{E{}^2(3-2\delta -\delta {}^2){\rm T}{}_{\text{s}}}{4V{}_{\text{d}\text{c}}{\rm P}{}_{\text{Ν}}\eta }\cdot \\ \frac{[2V{}_{\text{d}\text{c}}(1+\delta )-\sqrt{3(3-2\delta -\delta {}^2)}E]}{(1+\delta ){}^3}\end{array}(13)$

根据式(11)—式(13),可绘出直流母线电容、进线电感与不平衡度以及系统有功功率间的关系,如图2—图4所示。图中,ELL为线电压有效值。

由图2可知,进线电感上、下限值均随着系统有功功率的增大而大幅度减小;随着不平衡度的增大,上限值减小而下限值基本保持不变。对于给定的VSC有功功率,进线电感选择范围见图3。显然,3种不平衡状态中,单相幅值不对称的电感选择区域随着不平衡度的增大而迅速减小。图4给出了电容下限值的选取依据。在不平衡度与系统有功功率相同情况下,单相幅值不对称时所需电容下限值最大。为了保证系统能在任何不平衡程度下都能正常运行,VSC参数选取应以单相幅值不对称来考虑。

3 仿真结果

为验证上述分析的正确性,构建了一个500 kW的VSC仿真模型。其中,电网电压取690 V(线电压有效值),直流母线电压为1 050 V。文献[15]明确指出电网电压中允许最大不平衡度为4%的小值稳态不平衡情况,为留一定裕度,本文假设发生了不平衡度为10%的较严重故障。根据式(1)、式(3)、式(4)、式(11)设计出如表1所示的电感、电容参数用于仿真系统。

根据表1,考虑到不平衡度增大后L上限值会大幅度减小,为留有一定裕度选择,L取0.5 mH,电容取7.5 mF。为通过仿真考核系统参数设计的准确性,另选一组不考虑不平衡度的参数,L取0.5 mH,C取4.8 mF。

设VSC采用基于传统比例—积分(PI)调节器的空间电压脉宽调制(SVPWM)矢量控制,采样频率为10 kHz,开关频率为5 kHz, 仿真结果如图5—图7所示。图中,THD为总谐波畸变率。

比较图5—图7中的波形可以发现,在相同控制策略下,考虑电网电压不平衡影响时选取的系统参数可使直流母线电压二倍频波动幅值从1.5%降低至1.0%;在发生电网电压不平衡的过程中,直流母线电压的动态响应更迅速,同时还在一定程度上抑制了电流谐波。因此,考虑电网电压不平衡选择出的VSC参数可增强系统稳定性、提高系统动态性能、减小电网电流谐波。

4 结论

1)在电网电压不平衡条件下,传统VSC参数选择方法不再适用,参数选择的偏差会影响系统运行稳态性能和动态响应速度,恶化电网电流谐波性能。

2)为保证VSC在任何不平衡条件下都正常运行,VSC参数选取应以单相幅值不对称来考虑。

3)本文导出的VSC进线电感、直流母线电容解析计算方法,可使参数选取范围更精准。当电网电压不平衡、采用相同控制策略的情况下,使用优化参数的VSC可明显增强系统的稳定性,提高动态性能,减小输入电网的电流谐波。

附录见本刊网络版(http://aeps.sgepri.sgcc.com.cn/aeps/ch/index.aspx)。

低压CMOS带隙基准电压源设计 篇6

基准电压源广泛应用于电源调节器、A/D和D/A转换器、数据采集系统, 以及各种测量设备中。近年来, 随着微电子技术的迅速发展, 低压低功耗已成为当今电路设计的重要标准之一。比如, 在一些使用电池的系统中, 要求电源电压在3 V以下。因此, 作为电源调节器、A/D和D/A转换器等电路核心功能模块之一的电压基准源, 必然要求在低电源电压下工作。

在传统的带隙基准源设计中[1,2], 输出电压常在1.25 V左右, 这就限制了最小电源电压。另一方面, 共集电极的寄生BJT和运算放大器的共模输入电压, 也限制了PTAT电流生成环路的低压设计。近年来, 一些文献力图解决这方面的问题[3,4,5] 。归纳起来, 前一问题可以通过合适的电阻分压来实现[6,7];第二个问题可以通过BiCMOS 工艺来实现[8], 或通过低阈值电压的MOS 器件来实现[3,9], 但工艺上的难度以及设计成本将上升。

基于上面的考虑, 本文首先对传统的带隙电压源原理进行分析, 然后提出了一种比较廉价且性能较高的低压带隙基准电压源, 采用电流反馈、一级温度补偿技术设计了低压CMOS带隙基准源电路, 使其电路能工作在较低的电压下。本文介绍这种带隙电压基准源的设计原理, 给出了电路的仿真结果, 并对结果进行了分析。并基于CSMC 0.5 μm Double Poly Mix Process对电路进行了仿真, 得到理想的结果。

1低压COMS基准电压源设计

1.1 传统的带隙基准源[1,10]

图1为带隙基准电压源的原理示意图。双极性晶体管的基极-发射极电压VBE, 具有负的温度系数, 其温度系数一般为-2.2 mV/K。而热电压VT具有正的温度系数, 其温度系数在室温下为+0.085 V/K[1]。将VT乘以常数K并和VBE相加就得到输出电压VREF:

$V{}_{\text{R}\text{E}\text{F}}=V{}_{\text{B}\text{E}}+{\rm K}V{}_{\text{Τ}}(1)$

将式 (1) 对温度T微分并代入VBE和VT的温度系数可求得K, 它使VREF的温度系数在理论上为零。VBE受电源电压变化的影响很小, 因而带隙基准电压的输出电压受电源的影响也很小。

图2是典型的CMOS带隙电压基准源电路。两个PNP管Q1, Q2的基极-发射极电压差ΔVBE:

$\text{Δ}V{}_{\text{B}\text{E}}=V{}_{\text{B}\text{E}2}-V{}_{\text{B}\text{E}1}=V{}_{\text{Τ}}\ln (J{}_2/J{}_1)(2)$

式中:J1和J2是流过Q1和Q2的电流密度。运算放大器的作用使电路处于深度负反馈状态, 使得节点1和节点2的电压相等。即:

$\begin{array}{l}V{}_{\text{B}\text{E}2}={\rm I}{}_{1}R{}_1+V{}_{\text{B}\text{E}1}(3)\\ \text{Δ}V{}_{\text{B}\text{E}}=V{}_{\text{B}\text{E}2}-V{}_{\text{B}\text{E}1}={\rm I}{}_{1}R{}_1(4)\end{array}$

由图2可得:

$V{}_{\text{B}\text{E}}=V{}_{\text{B}\text{E}2}+{\rm I}{}_{2}R{}_2(5)$

通过M1和M2的镜像作用, 使得I1和I2相等, 结合式 (4) 和式 (5) 可得:

$\begin{array}{l}V{}_{\text{R}\text{E}\text{F}}=V{}_{\text{B}\text{E}2}+\frac{\text{Δ}V{}_{\text{B}\text{E}}R{}_2}{R{}_1}=V{}_{\text{B}\text{E}2}+\frac{V{}_{\text{Τ}}R{}_2}{R{}_1}\ln \left(\frac{J{}_2}{J{}_1}\right)\\ =V{}_{\text{B}\text{E}2}+\frac{V{}_{\text{Τ}}R{}_2}{R{}_1}\left(\frac{A{}_1}{A{}_2}\right)(6)\end{array}$

式中:A1和A2是Q1和Q2的发射极面积。比较式 (5) 和式 (1) , 可得常数K为:

${\rm K}=\frac{V{}_{\text{Τ}}R{}_2}{R{}_1}\ln \left(\frac{A{}_1}{A{}_2}\right)(7)$

在实际设计中, K值即为式 (7) 表示。

传统带隙基准源结构能输出比较精确的电压, 但其电源电压较高 (大于3 V) , 且基准输出范围有限 (1.2 V以上) 。要在1.8 V以下的电源电压得到1.2 V以下的精确基准电压, 就必须对基准源结构上进行改进和提高。

1.2 低压COMS基准电压源的电路设计

本设计基于CSMC-0.5 μm-CMOS工艺 (NMOS的阈值电压为0.536 V, PMOS的阈值电压为-0.736 V) , 采用一级温度补偿、电流反馈技术设计的低压带隙基准源电路如图3所示。低压带隙基准源的电流不仅用于提供基准输出所需的电流, 也用于产生差分放大器所需的电流源偏置电压, 简化了电路和版图设计。

为了与CMOS标准工艺兼容, 电路中PNP的e, b, c区分别采用P+, N-well, P-sub集电极接地[1]。Q2和Q1的发射极面积比为8∶1, 流过Q1和Q2的电流相等, 这样ΔVBE等于VTln 8。流过电阻R1的电流与热力学温度成正比。三路镜像电流源使得流过P2, P3, P4的电流相等 (I1=I2=I3) 。

${\rm I}{}_1=\frac{V{}_{\text{Τ}}\ln {\rm N}}{R{}_1}+\frac{V{}_{\text{B}\text{E}}}{R{}_3}$

输出电压VREF为:

$\begin{array}{l}V{}_{\text{R}\text{E}\text{F}}={\rm I}{}_{1}R{}_4=V{}_{\text{Τ}}R{}_4\left(\frac{\ln {\rm N}}{R{}_1}\right)+\frac{V{}_{\text{B}\text{E}}R{}_4}{R{}_3}\\ =\frac{R{}_4}{R{}_3}\left[\frac{R{}_3}{R{}_1}(\ln {\rm N})V{}_{\text{Τ}}+V{}_{\text{B}\text{E}}\right]\end{array}$

电路中的温度补偿系数K为:

${\rm K}=\frac{R{}_3}{R{}_1}\ln 8$

通过调节R4的值, 可以调节输出电压VREF的大小。在电源电压变化时, P2, P3, P4的漏源电压值保持不变, 与电源电压无关, 其栅极电压由运放调节。为了降低电路的复杂度, 应用电流反馈原理, 运放采用简单的一阶运放, 由于VDD的变化多于GND的变化, 故运放的输入采用NMOS的差分对结构。因为整个电路在低压下工作, 故整个电路设计的重点是要保证低压下运放的正常工作。

由于带隙基准源存在两个电路平衡点, 即零点和正常工作点。当基准源工作在零点时, 节点1、2的电压等于零, 基准源没有电流产生。固需要设计一个启动电路, 避免基准源工作在平衡零点。本设计的启动电路由N5、N6和P7构成。当电路工作在零点时, N6管导通, 迅速提高节点1、2的电压, 产生基准电流, 节点1的电压通过P7和N5组成的反相器, 使N6管完全截止, 节点1、2的电压回落在稳定的工作点上, 基准源开始正常工作。

电路的器件参数如表1所示, P2, P3, P4管的尺寸较大, 是为了降低电路中的1/f噪声。电流镜的负载管P5, P6和差分对管N1, N2的宽长比较大, 以抑制电路的热噪声。由于电路中的电阻值较大, 故在工艺中用阱电阻实现。电容C0有助于电路的稳定, 同时还可以减小于运放的宽度, 有助于降低噪声的影响。

2仿真与结果分析

在Cadence设计平台下的Spectre仿真器中基于CSMC 0.5 μm CMOS工艺模型对电路进行了仿真。得到电路的温度特性曲线、直流电源抑制特性曲线、交流PSRR特性曲线、启动时间曲线如图4所示。各项仿真结果参数如表2所示。

3结语

在应用典型CMOS电压基准源的基础上, 综合一级温度补偿、电流补偿技术, 设计了带隙电压基准源电路。该带隙基准源电路的电源工作范围为1.6～4 V, 工作温度为-10～+130 ℃, 基准输出电压VREF为 (650.5±0.5) mV, 温度系数可低至2.0 ppm/℃, 电源抑制比为-70 dB。仿真结果证明了设计的正确性。

摘要：基准源是模拟集成电路中的基本单元之一, 它在高精度ADC, DAC, SoC等电路中起着重要作用, 基准源的精度直接控制着这些电路的精度。阐述一个基于带隙基准结构的Sub-1 V、低功耗、低温度系数、高电源抑制比的CMOS基准电压源。并基于CSMC 0.5μm Double Poly Mix Process对电路进行了仿真, 得到理想的设计结果。

关键词：CMOS基准电压源,低功耗,Sub-1V,高电源抑制比

参考文献

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带隙电压基准源的设计与分析 篇7

在集成电路工艺发展早期,基准源主要采用齐纳基准源实现,如图1(a)所示。它利用了齐纳二极管被反向击穿时两端的电压。由于半导体表面的沾污等封装原因,齐纳二极管噪声严重且不稳定。之后人们把齐纳结移动到表面以下,支撑掩埋型齐纳基准源,噪声和稳定性有较大改观,如图1(b)所示。其缺点:首先齐纳二极管正常工作电压在6～8 V,不能应用于低电压电路;并且高精度的齐纳二极管对工艺要求严格、造价相对较高。

1971年,Widlar首次提出带隙基准结构[1]。它利用VBE的正温度系数和ΔVBE的负温度系数特性,两者相加可得零温度系数。相比齐纳基准源,Widlar型带隙基准源具有更低的输出电压,更小的噪声,更好的稳定性[2]。接下来的1973年和1974年,Kujik和Brokaw分别提出了改进带隙基准结构。新的结构中将运算放大器用于电压钳位,提高了基准输出电压的精度[3]。

以上经典结构奠定了带隙基准理论的基础。文中介绍带隙基准源的基本原理及其基本结构,设计了一种基于Banba结构的带隙基准源,相对于Banba结构,增加了自启动电路模块及放大电路模块,使其可以自动进入正常工作状态并增加其稳定性。

1 带隙基准源工作原理

由于带隙电压基准源能够实现高电源抑制比和低温度系数,是目前各种基准电压源电路中性能最佳的基准源电路。

为得到与温度无关的电压源,其基本思路是将具有负温度系数的双极晶体管的基极-发射极电压VBE与具有正温度系数的双极晶体管VBE的差值ΔVBE以不同权重相加,使ΔVBE的温度系数刚好抵消VBE的温度系数,得到一个与温度无关的基准电压。图2为一个基本的CMOS带隙基准源结构电路。

其中,Vref为输出的基准电压;VBE1为图2中Q1的基极-发射极电压;R1,R2在电路中的位置如图2所示。

图2电路工作原理为:运算放大器、PMOS管M1和M2构成一个负反馈,使得运放正负输入端电压相等。发射极面积之比为n的两个三极管Q1、Q2的VBE差值ΔVBE加在电阻R1上。运放的输入电流为零,所以电阻R1、R2上的电压也和绝对温度成正比,可以用来补偿Q1管子VBE中随绝对温度线性减小的部分。合理选择R1、R2及n的值,可以得到与温度无关的输入电压

$V{}_{\text{r}\text{e}\text{f}}=V{}_{\text{B}\text{E}1}+\left(1+\frac{R{}_2}{R{}_3}\right)\frac{k{\rm T}}{q}\ln n$ (1)

以上电路可以得到的输出电压与温度的关系一般是开口向上或向下的抛物线,这样容易想到若再叠加一定的曲线,就可以进一步消除输出电压的温度效应,使电压更加稳定。

这种思想早在1983年B.S.Song和P.R.Gray就提出了[5],之后诞生了很多根据不同曲线结合,或应用不同工艺来制造的新基准源电路,也是很有发展潜质的一个方法。其中,2003年Leung利用了与温度有关的电阻比,一个用高阻多晶电阻,另一个用扩散电阻,这样通过这两个电阻上的压降与VBE相加,就可以VBE消除VBE温度系数的非线性[2,6]。

2 一种基于Banba结构的基准源

2.1 基本结构

文中设计的一种带隙基准源电路,是在1999年发表于JSSC上的基准源结构[1]基础上添加了自启动电路及放大电路构成,如图3所示。

组成:第一部分为启动电路,主要由MSA,MSB,MSC三个管子的性能来决定电路的自启动;第二部分为放大器,采用二级Miller电路,并且从带隙部分获得偏置电流;第三部分与Banba结构基本一致。

本结构的优点体现在以下几个方面:

(1)在传统的带隙基准电路中,输出电压Vref约为1.25 V,这就限制了电源电压在1 V以下的应用,而这个结构的Vref通过两个电流的和在电阻上的压降来实现:一个电流与三极管的VBE成正比,另一个与VT成正比,产生的基准电流通过MOS管M3镜像到输出电流,再通过输出负载电阻R4决定输出参考电压,方便改变所需产生的电压值。

(2)放大器中采用Miller补偿可以增加稳定性,Hironori Banba等采用的是以NMOS为差分输出管的单级运放,这样要达到较低电源电压则需要非标准的耗尽型器件,对工艺的转换性较差,所以文中采用PMOS管作为差分输入。由于放大器在电路中起的作用是保证1、2电压的相等,达到对核心部分没有影响的效果,所以此结构是对Banba结构的一种改进。

(3)启动电路使电路节点处于简并状态时也可以自动进入正常工作状态,在Banba结构中,其自启动方法是采用一个额外的脉冲(Power On-Reset Signal)来实现,这在模拟与混合电路中较少用到,所以文中添加了启动部分的电路,虽然增加了元件数,却能使制造和启动过程简单实用。

2.2 自启动模块及放大电路模块分析

在放大器的偏置电路中,如果初始状态节点2的电压为0,则出现简并,在没有外界刺激情况下不会工作,这在实际应用中是不可接受的,所以必须去除简并点,方法如图4所示,由3个MOS管形成开启电路。由于PMOS管MSA的栅极接地,所以MSA始终导通,这样使得S点电平升高,S也是MSB管的栅极,因此MSB管导通,它的漏极电平降低,这样如果启动点为PMOS栅极,该PMOS管导通,电路可以开始工作。最后还必须使MSB脱离,当电路开始正常工作时,MSC管开启,这样就再次使S节点电平下降,MSB管由此关断,脱离了启动部分。

带隙电路中的放大器主要作用是使两个输入点的电平相等,所以只要增益足够就可以,另外为了防止振荡,相位裕度也要足够,其他指标不是特别重要。图5为放大器的核心部分,各部分作用:MA1、MA2为第一级差分放大,MA6为第二级放大,MA5、MA7从带隙部分偏置电流分配给放大部分MOS 管。Cc为密勒电容,将主次极点分离,也可增大相位裕度。

2.3 Spectre仿真结果及分析

图6为使用Cadence的仿真软件Spectre在台积电(TSMC)0.18 μm工艺下如图3所示的一种基于Banba结构的Bandgap的输出参考电压与温度的关系图。可以看出结果为:在-50～100 ℃内,相差最大的参考电压的对应两点变化为96.71 ℃,901.176 μV,相应温度系数为

$\text{Τ}\text{C}=\frac{901.176}{96.71\times 1.25}=7.45\times 10{}^{-6}$ (2)

从实用角度看,也就是说温度在70 ℃的变化范围内,此电路均有2-11的精度。但这是在TT模式下、不考虑版图布局、寄生电阻及电容等的情况下仿真的结果,实际情况或许会有些偏差。

3 结束语

基准源的设计与应用在基准电压源是模拟集成电路的基础模块,它在电路系统中为其他功能模块提供高精度的电压基准,或由其转化为高精度电流基准。一个合格的基准电压源对电源电压、工作温度、输出负载变化、制造工艺不敏感,可以为其他电路模块提供精确的参考点,是当代模拟集成电路极为重要的组成部分,它为串联型稳压电路、A/D和D/A转化器提供基准电压,也是大多数传感器的稳压供电电源或激励源。

摘要：介绍了基准源的发展和基本工作原理以及目前较常用的带隙基准源电路结构。设计了一种基于Banba结构的基准源电路,重点对自启动电路及放大电路部分进行了分析,得到并分析了输出电压与温度的关系。文中对带隙电压基准源的设计与分析,可以为电压基准源相关的设计人员提供参考。可以为串联型稳压电路、A/D和D/A转化器提供基准电压,也是大多数传感器的稳压供电电源或激励源。

关键词：基准源,Banba结构,带隙基准源,输出电压

参考文献

[1]HIRONORI B.A CMOS bandgap reference circuit with sub-1-V operation[J].IEEE J.Solid-State Circuits,1999,34(5):670-673.

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