电流源模型（共7篇）
电流源模型 篇1
0 引言
近年来, 随着微电子技术的快速发展, 电力电子变换技术从中受益良多, 获得了迅猛的发展, 被世界各国学者视为人类社会的第二次腾飞。电力电子变换技术中的逆变器技术在可再生能源发电系统中的利用形式主要有两类:一类是独立运行逆变器 (离网型) , 主要用于解决偏远地区和特殊领域 (如移动式检测设备) 的供电问题;另一类是并网运行逆变器 (并网型) , 其主要功能是将电能注入电网, 由小型独立用户系统向大型并网系统发展, 是可再生能源的发展趋势[1,2]。三相逆变器主要有电压源型和电流源型两种拓扑结构, 使用范围各有侧重。历来的研究侧重于电压源型结构, 对此相关的一系列研究已经比较成熟, 参考文献数量和研究成果都比较多。而对电流源型三相逆变器的研究, 相对来说明显偏少, 因此有必要对其进行研究。
1 电流源型三相逆变器的建模与分析
1.1 电流源型三相逆变器的原理
逆变器每个功率开关单元都由一只全控型的开关管和一只快速恢复二极管串联组成。其中串联快速恢复二极管的作用在于承受反向电压和防止电流的反向流通。在交流输出侧接有LC低通滤波器, 用以滤除谐波。直流侧电感L作为一个电流续流源。
逆变器一个开关周期分为三个开关模态, 如图1, 图2, 图3所示。
(1) 模态1:S1和S2开通, 其他开关关断, 电压源给直流侧电感充电, 此时交流侧电流ia, ib, ic通过滤波电容C续流; (2) 模态2:S3和S2开通, 直流侧电感向b相和a相放电, c相电流通过滤波电容续流; (3) 模态3:S5和S2开通, 直流侧电感向c相和a相放电, b相电流通过滤波电容续流。当直流侧电感每个开关周期充放电平衡时, 电感电流Idc的平均值将保持不变, 而Idc的纹波大小将随着开关频率的提高及直流侧电感值的增大而减小。当Idc的纹波幅度远小于其平均值时, 逆变器的直流侧可看作是一个恒流源。
1.2 坐标变换
引入坐标变换的目的是将三相变换两相, 中间需要经过两个变换步骤:三相静止坐标系 (abc) 到两相静止坐标系 (αβ) 的3/2变换;两相静止坐标系 (αβ) 到两相旋转坐标系 (d-q) 的旋转变换[3], 如图4所示。
在进行3/2变换过程中, 使α轴与三相电流的a相电流重合。考虑变换过程中功率守恒, 三相到两相静止坐标系下的坐标变换式为式 (1) 。
通过3/2变换转换到静止坐标系下的量是交流量。在控制系统中, 交流量的控制比直流量的控制复杂。为了简化控制器的设计, 将两相静止坐标系下的交流量通过αβ/dq变换可以变换到两相旋转坐标系下的直流量, 对于直流量的控制, PI调节器在理论上能够实现无差跟踪。静止坐标系到旋转坐标系的变换为式 (2) 。坐标变换的实现方法如图5所示。
1.3 d-q坐标系下逆变器的数学模型
图6为电流源型三相逆变器拓扑图, 其中各参数意义。
C:输出的滤波电容;Usd, Usq:逆变器输出电压的d-q分量;Isd, Isq:逆变器输出电流的d-q分量;w:d-q坐标轴的旋转角速度;L:直流侧大电感;Idc:直流侧大电感的电流;R:负载;Uin:输入直流电压;r:输入侧串联电阻的等效值。
以第6扇区为例分析, 由电流源型三相逆变器的工作原理可得式 (3) :
根据逆变器的拓扑以及d-q坐标变换, 得到式 (5) :
d-q坐标变换中变换阵T的表达式为式 (6) :
结合三相线电压2/3变换, 并考虑两电流矢量的作用时间, 可得式 (7) :
据此推导得出电流源型三相逆变器在d-q坐标系下的平均模型表达式 (Idc是给定值) 为式 (8) , 结构框图如图7。
1.4 电流源型三相逆变器的参数设计
1.4.1 三相逆变器的功率因数
三相逆变器使用PWM技术, 能获得相对较高的功率因数和较小的谐波含量, 即能减小THD, 从而更加适应串级调速系统和其它的工业应用对三相逆变器的需求[4]。功率因数为输入的有功功率与视在功率的比值, 而视在功率为有功和无功矢量合成的模。
如果三相逆变器处于并网状态, 则可以认为输出电压为正弦波, λ可表示为式 (9) :
其中U1, I1为输出基波电压的有效值、输出基波电流的有效值;φ为输出基波电压与输出基波电流之间的夹角 (相位角) ;I2, I3, …, In为输出电流的高次谐波分量的有效值。
设输出电流波形的失真因数[5]为式 (10) :
则可以得到式 (11) :
电流源型三相逆变器采用IGBT或者MOSFET作为系统的功率开关管。当功率开关管工作时, 三相逆变器输出电流中的低次 (主要是5、7次) 谐波成分非常小, 而高次 (一般来说11次以上为高次) 谐波成分易被电容过滤掉, 所以输出电流也就是向电网注入的电流在此PWM调制状态下, 电流波形失真因数ε近似等于1。这就基本解决了逆变器因为输出电流产生畸变而引起的功率因数降低的问题[6]。
1.4.2 谐波分析
为了在d-q坐标系下对整个三相逆变器系统进行分析以及对控制器进行设计, 需要对逆变器的输出电压、电感电流、负载电流进行三相到两相的Clarke变换和旋转变换, 得到d-q坐标系下控制系统的各控制量。假设三相逆变器输出电流为三相对称, 则可以得出三相电流各次谐波表达式, 如式 (12) :
式中ian、ibn、icn分别为a、b、c相电流的第n次谐波;imn为n次电流谐波的幅值, w为基波角频率。
基于幅值守恒的三相到两相的电流Clarke变换以及基于基波的电流旋转变换, 可计算得到各次谐波通过变换后在d-q坐标系下的分量, 如式 (13) :
式 (13) 中idn和iqn分别为第n谐波经过变换后d轴分量和q轴分量。
1.4.3 输出滤波器的设计
电流源型三相逆变器交流侧电流与开关函数成正比, 为了滤除交流电流中的谐波分量, 其交流侧必须设置滤波环节[7,8,9]。LC滤波器是典型的无源滤波器, 使用设计都比较简单, 能满足基本需求, 所以本文采用最简单的LC滤波器。电流源型三相逆变器输出交流侧的滤波环节的谐波电流传递函数Gh (s) 可表示为式 (14) :
其中R为LC滤波环节的等效电阻;Isjh (s) 为输出电流谐波分量的拉氏变换量;Ipjh (s) 为输出电流谐波分量的拉氏变换量。电流源型三相逆变器交流侧LC滤波环节的传递函数呈现为二阶传递, 当设计LC滤波环节的参数时, 必须要确定合理的LC滤波器的截止频率, 以滤除PWM谐波, 并有效地抑制低次谐波电流。另外, 还必须使得LC谐波器具有一定的阻尼比, 以抑制网侧电流振荡[10]。LC滤波器设计还必须充分考虑到开关频率点附近的谐波衰减, 同时还必须确保足够大的基波增益。LC滤波器设计还要限制其自然振荡频率Wn处的增益, 目的是抑制电流中的低次谐波成分[11,12]。根据以上LC滤波器的设计思路, 即可求出所希望的电流源型三相逆变器输出网侧电流幅频特性。LC滤波器的自然振荡频率Wn和阻尼比ζ分别为式 (15) :
考虑到逆变器自身的约束, 上述LC滤波器的参数设计就要进行相应调整。电容C值不能过大, 否则超前无功功率会相应增加。另外, 电容还能抑制电压尖峰、保护开关管, 如果电容值太小, 会削弱对开关管的保护作用。因此, 取LC滤波器电容C的取值范围为式 (16) :
其中Idcmin为输入端直流电流最小值;Em为输出端电网电压的最大值 (幅值) ;Pe为输入直流端的额定功率;whmin为输出交流侧最低次谐波的角频率。一旦电容C值取值范围确定, 即能根据截至频率求出电感L值, 进而设计出电流源型三相逆变器输出滤波器的其他所需参数。
2 结束语
本文主要对电流源型三相逆变器进行数学建模与分析, 并分析了电流源型三相逆变器的相关参数, 包括功率因数、谐波状态和输出滤波器设计等, 下一步的研究方向是探讨电流源型三相逆变器的控制技术。
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电流源模型 篇2
大功率电力电子器件和FACTS装置近年来被广泛应用于电力系统,相对于传统设备,其特点是快速动态地响应[1]。其中应用较多的是静止无功功率补偿器装置(SVC)。
因此,静止无功补偿器(SVC)越来越多地出现在各类研究文献中。其中,对于响应时间的研究是各类研究中较为重要的部分。这里的响应时间是指当输入阶跃控制信号后,SVC输出电气量从10%无功功率上升到90%无功功率所用的时间,且期间没有产生过冲。不精确的响应时间会直接导致对SVC无功补偿能力的错误判断,对实际应用会有错误引导。但在所有文献中,却没有针对SVC响应时间的全面研究,仅有为数不多的文献中提及到SVC的响应时间问题。例如,文献[2]中,将SVC与静止无功发生器(STATCOM)作对比时提出SVC响应时间大概为40ms左右,但没有给出确切的方案来精确计算SVC的响应时间。文献[3]中提到SVC响应时间特性对其提高电网的输电能力和稳定水平的影响,但并未给出响应时间精确计算的研究。
针对国内外对SVC响应时间研究较少的现状,本文首先分析了SVC无功补偿的特点,应用数理统计的理论,计算了SVC物理模型响应时间。基于此建立一个二阶系统,使其响应与SVC物理模型达到一致。将此二阶系统嵌于可控电流源模型的控制信号中,使其与SVC的物理模型在对系统无功补偿方面达到较好的拟合效果,由此验证了这个二阶系统用来模拟SVC物理模型响应时间的准确性。为以后研究SVC物理模型的无功补偿能力提供一定的参考。
2 SVC物理模型的无功补偿特性
应用于电力系统的静止无功补偿器的结构有多种类型,本文设计的可控电流源模型基于常用的可控硅控制电抗器(TCR)+滤波器组(FC)型SVC。装置单相结构如图1。
由于TCR中晶闸管的特点,使得实际输出的无功电流或者阻抗值将滞后于参考输入。SVC响应时间主要由晶闸管的触发延时造成。
当TCR中的晶闸管触发角固定时,无功补偿的响应时间具有随机性。触发延时角是从电压最大峰值点到触发时刻的电角度[4],以电压初相角0°为基准,则触发延时角的变化区间为[90°,180°]。将这个区间内的任意触发延时角的随机数所对应的响应时间看作一个总体,记录响应时间,进行分析。对应的响应时间如表1所示:
每隔10°取值一次作为样本。易知,样本为离散型随机变量,设为ξ,每个值出现的概率相等,均为,则样本的数学期望为:
将仿真重复n个周期,并独立观测得到一组随机变量序列{ξn},显然{ξn}相互独立且同分布。由辛钦大数定律有:当n很大时,以很大的概率和它们的数学期望接近。即:对于较长的仿真时间来看,SVC的响应时间可以近似等于10.348ms。
针对TCR+FC型SVC做上述仿真,得到相同仿真结果。由此再次验证SVC的响应时间由触发延时造成。由仿真分析,当触发角突然由一个值变化到另一个值时,需要经过一定的时延才能达到新的无功需求。则对于连续变化的无功需求,SVC无功补偿的特点为:阶梯状补偿无功。
实测某轧钢机无功变化的一组数据绘制成图2中的Q,将TCR投入进行无功补偿(折线Qsvc)。图2体现出了SVC阶梯状补偿无功的特性。
3 可控电流源模型的建立
在PSCAD中用电流源实现SVC物理模型,建模的关键是电流源必须输出无功电流,即电流的相位必须与电压相差90°;其次是电流源的响应时间应与实际装置相同。将测得的电压相位移相90°很容易实现第一点,对于第二点需要建立一个二阶系统来近似表征SVC物理模型的响应时间。
设计二阶系统,给其阶跃激励,调节参数T1=0.002 s,T2=0.001 s使其响应时间为10.348ms。
将可控电流源模型与TCR模型接到同一母线上,取每10ms随机变化一次的触发角α作为TCR模型的输入,将TCR物理模型作为负荷,模拟实际负荷无功随机性变化的特点。如果可控电流源模型能够将SVC物理模型产生的无功全部吸收掉,即母线上的无功为零,则认为可控电流源模型与SVC物理模型拟合程度较好。电路图如图3所示:
由于TCR型SVC只能补偿系统的基波部分,无法补偿谐波部分,所以只对基波瞬时无功进行分析研究[5]。本文采用瞬时无功理论来实现SVC系统中无功功率的计算和检测。设计可控电流源的输入信号函数[4]
E为电压幅值,XL为基波电抗,α为晶闸管触发角。可控电流源的注入信号如图4所示。
调节PI控制的比例增益,使可控电流源模型产生的Q(α,t)与SVC物理模型无功q(α,t)能够达到较好的拟合。用母线上无功的大小来验证Q(α,t)和q(α,t)的拟合情况。
由图5母线无功在零附近很小范围内波动,可以判断出:函数Q(α,t)的曲线与q(α,t)曲线拟合很好。
4 实例验证
4.1 实例介绍
图6中,变电站电源在16000kVA/66kV主变6kV侧,主变为三绕组变压器,10kV侧同时带厂用电其他负荷。6kv母线侧带有轧钢机负荷。由于轧钢机启动过程中,对无功的需求很大,因此无功分量的缺失会造成电压下降。
将SVC物理装置和可控电流源装置分别投入到6kv母线上,观察它们补偿无功曲线的拟合程度。
4.2 对比SVC装置和可控电流源装置
SVC物理模型投入到6kv母线上的电路图如图7所示。
其中,SVC模型触发角控制策略采用电压控制策略[4]如图8所示。
当自动电压调节器(AVR)检测到电压偏差(即母线电压和参考电压之间的差值)后,就按照一定的控制规律,如比例积分(PI)控制规律调节SVC电纳参考值,直到被测点电压误差减小到可接受的水平为止。TCR和FC容量的设计,及各个参数的计算参考文献[5]。
在稳态模式下,可控电流源模型如图9所示:
其中,以母线电压为基准,Q*为SVC额定容量的标幺值,U*为母线电压的标幺值。电流I'经过二阶延时环节,得到可控电流源模型发出的电流有效值I。
暂态模式下,可控电流源模型如图10所示:
SVC物理模型和可控电流源模型分别投入。实验结果如图11所示:
由图11得到:本文所设计的可控电流源模型与SVC物理模型在响应时间和补偿能力上,均可以达到在允许范围内一致。可以在实际中代替SVC物理模型。
5 结论
本文分析了SVC物理模型无功补偿的特点,并根据仿真得出SVC物理模型响应时间。建立了一个二阶系统,模拟SVC的响应时间,并将其嵌入到可控电流源模型控制信号中,在系统无功补偿方面将可控电流源模型与SVC的物理模型相对比,达到较好拟合效果。弥补了以往文献中在计算SVC响应时间上的不足,为以后研究SVC物理模型的无功补偿能力提供一定的参考。由实际的轧钢机实例验证,系统级可控电流源模型可以取代SVC物理模型在实际中应用。
摘要：针对现今对静止无功补偿器(SVC)响应时间特性缺乏研究的现状,本文对SVC物理模型无功补偿的特点及响应特性进行分析,建立了在响应时间和无功补偿方面均能与SVC物理模型达到一致效果的可控电流源模型。可控电流源控制信号中的时间模块,可以精确求出SVC响应时间。通过PSCAD仿真某轧钢机启动实验,验证了两者的一致性。
关键词：静止无功补偿器(SVC),可控电流源模型,响应时间特性
参考文献
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电流源模型 篇3
本文针对低温电流比较仪电阻比较电桥设计了一种精密电流源, 其实现了具有两路可调比例电流源输出的功能, 可用于电阻精密测量的低温电流比较仪电阻电桥控制系统。该电流源具有高控制精度, 低噪声, 高稳定性等特点, 有利于实现数字化控制。
1 低温电流比较仪
1972年Harvey首先提出了低温电流比较仪原理, 其与现在已经比较熟知的磁调制器式电流比较仪相当接近。低温电流比较仪所使用的是利用电桥的安匝数平衡, 即把待比较的两路电流和分别通人同一铁心上的两个绕组和中, 当安匝数达到平衡时有:
用非常灵敏的检测手段来准确检测安匝数平衡条件式 (1) , 即可得到电流比例:
匝数是个无误差的数值, 所以在原理上电流比较仪可以得到极为准确的电流比例。但是实际上式 (1) 并不能完全得到满足, 因为低温电流比较仪的准确度受到一系列因素的限制。所以式 (1) 应表示为:
其中Δ表示安匝数的不平, 此不平衡量为标为L的线圈检测到后送入SQUID的输入线圈Li, 并耦合到SQUID, 最后输出电信号进行反馈, 即通过磁通一电压一电流转换器将不平衡磁通信号转换为电流信号反馈给其中一个线圈, 最终达到安匝平衡式 (3) 。
2 程控低温电流比较仪中可调精密电流源设计的基本结构
2.1 程控低温电流比较仪电流源总体方案设计
根据低温电流比较仪的原理, 结合具体的低温电流比较仪电阻电桥电路程控低温电流比较仪电流源由三部分组成:上位机控制程序、DSP数字控制电路和电流源电路。由Lab VIEW编写的上位机控制程序通过串口向DSP数字控制电路发送指令, DSP数字控制电路接收到上位机指令后, 对数据处理后转化为相应的控制信号。通过模数转换器AD可以把两路电流源的微差反馈到DSP上, 构成闭环控制系统, 保证了电流源输出的比例电流具有较好的稳定性和精度。
2.2 电流源电路设计
电流源采用10V电压参考芯片REF102作为电流源的参考电压, 其具有稳定性为5ppm/1000hr。但在实际电路设计中对SQUID的超导屏蔽并不完全密封, 感应出超导电流会耦合到检测线圈上形成干扰信号。而在超导体中超导电流是不会衰减, 与其相应的磁通也不会衰减 (冻结磁通) 。为了消除冻结磁通对电阻测量过程的干扰, 采用单位增益差分放大器INA105对参考电压进行反向, 用继电器间歇导通其中一路, 从而改变比例线圈中的电流的方向, 并把两种方向相应的测量结果平均, 消除直流干扰的作用, 同时正负换向也可以消除测量回路中热电势的影响。
主从电流源电路不能完全对称, 工作电流在正负换向时会使检测线圈电流在短时间过大造成SQUID的工作点的稳定平衡点发生变化。为减小换向过程中的冲击, 采用一种组合积分电路使电流源缓慢变向, 其电路示意图中的第一个OPA277集成放大器用作缓冲器, 第二个OPA277则为积分放大器。积分时间常数由R6 C2决定, 开关K1, K2由继电器组成的多路选择开关, 分别用于选择参考电压和设置用于调节换向时间的积分电阻。参考电压通过缓慢变向电路后, 其输出电压Vref可以提供给主从动电流源DA作为参考电压。
采用两个相同的DA分别作为其主从电流源电压源, DA选用16位串行DA转换芯片DAC8811, 其参考电压范围为±10V。DA输出电压VIN经过电压—电流转换得到主从动电流源和, 其中开关K1由继电器组成, R8、R9为采样电阻。由于两个电流源共用一个的基准电压, 因此在主从动电流源DA输出后分别设计两个高输入阻抗的跟随器OPA121进行隔离。
SQUID器件的线性范围非常小, 输入稍大即可引起电流跳跃而导致测量过程的不稳定。因此电压电流转换之前采用偏置DA, 其选用16位串行DA转换芯片DAC8832, 其输出范围为±VREF。通过配置偏置DA, 其输出V bias可微调主动电流源输出, 使主从动电流源的输出即使没有SQUID的反馈也接近平衡状态。
由上文可知, 在实际的测量中, 被比较的电阻R1和R2的量值都并不正好等于其名义值, 而比较电桥电路的安匝数平衡方程式 (1) 中的W1和W2都是正整数, 进行比较的目的也是为了求出被比较的两个电阻的调整误差的差值。在有误差的情况下, 即使安匝数平衡方程式 (1) 已被满足, 测量电阻两端电压之差的指零仪也并不指零。为了使电桥能同时满足安匝数平衡和指零仪指零两个条件, 需要进行读数补偿。其方法是采用DAC8832, 使其输出一路电流, 仔细调节电流大小, 使其通过低温电流比较仪的另一个绕组, 此时安匝数平衡方程式 (1) 就变成了
这样, 就能使电桥能同时满足安匝数平衡和指零仪指零两个条件, 从而求出被比较的两个电阻的比值。
2.3 数字控制电路
文中电流源电路中DA和继电器均需要控制信号来驱动, 而DSP具有强大的信号运算和处理能力, 可以实现一些先进的控制理论和高效的控制算法。所以选择DSPTMS320F2812作为控制芯片, 对采样信号进行分析处理, 来产生控制信号。数字控制电路示意图主要包括五部分:
(1) 数字控制电路核心控制芯片DSP, 外部SCI串口通信电路与DSP相连。DSP根据上位机指令执行相应的控制算法和数据处理。
(2) AD模数转换模块:AD选用16位的AD7656, 用于接收前馈值, 测量主从电流源电压差。
(3) LCD 12864液晶模块:用于显示四个DA的设定电压值和AD采集的前反馈电压值。
(4) FPGA模块:选用Altera公司的FPGA EP2C8Q208C8, 为DSP做IO扩展, 用来实现继电器转换的功能。
(5) 光纤模块:本系统使用Agilent光发送器HFBR-1531, 光接收器HFBR-2531组成的光纤模块进行模数隔离, 避免模拟部分和数字部分信号间的相互干扰。
2.4 软件流程
上位机控制程序用于向数字控制电路的DSP发送命令, 配置DA输出电压和选择电流源电路中继电器的状态, 其由Lab VIEW编写。控制程序和仪器总线的通信可由VISA模块实现, 用RS232通讯接口用于计算机PC和数字控制芯片DSP进行通讯。
根据上文所述硬件电路设计要求, DSP需要执行的数字控制程序模块包括:DA配置程序模块, 用于配置主从动电流源DA、偏置DA和补偿DA;继电器控制程序模块, 用于手/自换向控制、前馈选择控制、换向积分电阻的选择控制、主/从动电流源采样电阻选择控制以及SQUID电流反馈电阻选择控制;前馈的AD数据采集程序模块;液晶 (LCD) 显示程序模块。
3 实验结果
使用Fluke公司的8508A对电流源系统进行测量和标定, 主从动电流输出电流范围为:±100m A, 偏置DA的调节范围为:±20m V。多次配置主从电流源测量其输出电压, 其相对稳定性;相对重复性。
将电流源设置为前馈状态, 根据不同比例的十进制电阻配置主从动电流源输出电流, 测量电阻R1和R2的电压, 并用指零仪测量其的电压差。
4 结束语
本文介绍了一种用于低温电流比较仪的数控电流源设计, 采用两路16位DA电流源输出, 通过配置偏置DA和设定继电器状态的方法实现高精度比例电流输出。实现了系统的模块化和小型化, 并具有控制精确、工作可靠稳定、效率高等优点, 实验证明该电流比例误差, 相对稳定性, 相对重复性, 可以实现对1Ω-10KΩ电阻的测量。
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电流源模型 篇4
1电流舵DAC
传统的二进制电流源DAC结构简单, 但需要较大的晶体管尺寸来满足匹配要求, 且代码从011… 111跳变到100 …000时会产生很大的毛刺能量, 在高速高精度DAC设计中受到限制, 因此, 分段电流舵DAC结构成为目前的首选, 对于一个N位的分段结构DAC其结构如图1: 输入数字代码 ( D0D1…Dn － 1) 低位段 ( 设为i位) 控制二进制权值电流源, 高位段采用温度计码电流源阵列实现, 先通过二进制- 温度计译码器转换成温度计码, 通过锁存器同步开关各电流源, 锁存器的输出信号经过限幅电路降低电流源的开关毛刺, 高、低位段的电流源采用差分输出分别连接到In和Ip节点。对应电流源阵列由2N － i- 1个大小相等 ( 2iLSB) 的电流源组成。由于电流源单元晶体管间尺寸失配, 生产工艺的离子注入浓度的变化, 电路工作中温度变化以及电路节点工作电压的变化等, 引起电流源晶体管间阈值电压失配, 晶体管单位面积栅氧化层电容失配和电流镜晶体管衬底偏置电压不一致, 造成比例缩放的电流镜公式不再严格成立; 同时电流源开关控制信号引起的毛刺 ( glitch) , 外部时钟信号在各个电流源单元之间的时钟偏移等也严重限制了DAC的动态性能。
因此, 对于高速高精度电流的舵DAC, 为了得到好的动态性能, 必须对高权值控制的电流源阵列采用必要的措施。
2自补偿算法
采用合理的选取算法, 高位段的电流源阵列中各个电流源的失配产生的误差可以白噪声化, 从而提高系统的动态性能。传统的方法总是从最低地址开始选取, 以3位数字代码为例, 假设输入数字代码分别为5, 7, 4, 则传统方法选取的电流源分别为 ( I1, I2, I3, I4, I5) , ( I1, I2, I3, I4, I5, I6, I7) , 和 ( I1, I2, I3, I4 ) , 传统方法会造成部分电流源重复选取 ( 如I1) , 而另外一部分却很少使用的情况 ( 如I7) 。 对于一些全随机的选取方法, 由于每次开关的电流源数目过多, 会产生过多的毛刺。
本算法不增加开关毛刺的情况下, 增大选取随机性。
( 1) 增加一个随机数发生器, 当随机数R1为 “1”时, 电流源的选取从上一选取的最高地址开始向低位地址进行选取, 如选取到最低位地址以后, 电流源单元数目还少于需要选取的数目, 则从最高位地址开始往低位地址方向选取合适数目的电流源。 当随机数为“0”时, 从上次所选取的最低位地址开始往高位地址进行选取, 当一直选到最高位地址都不能满足所需电流源数目时, 接着从最低地址开始往高位选取。在以上每次选取中都将所选电流源的最高位地址和最低位地址寄存下来, 用于下次选用。
( 2) 当高位段电流源输入数字代码为全“0”或全“1”这种特殊代码时, 下一个周期电流源选取从任何地方开始不增加开关毛刺 ( 增加随机数寄存器R2决定起点位置) 。
( 3) 芯片开始工作时从最低地址开始选取。为了说明算法, 假设输入数字代码为序列5, 7, 4, 2, 6, 1, 3, 5, 对应随机数R1分别为1, 0, 1, 1, 1, 0, 0, 1, R2在第三个周期为3。在第一周期从最小地址开始选取, 第二个周期选取对应7个电流源, 第三周期选取起点随机决定, 然后由R1寄存器决定起点位置, 从本周期开始, 依次选取 ( I3, I4, I5, I6) , ( I3, I4) , ( I3, I4, I5, I6, I7, I1) , ( I1) , ( I6, I7, I1) 和 ( I6, I7, I1, I2, I3) , 本算法和传统算法电流源的选取对照如图3.
3电路实现
针对14位200 MHz电流舵DAC应用, 对上述算法进行了实现, 整个算法的实现模块如图4: 输入数字代码的地位段采用二进制码直接控制电流源开关, 高位段代码与随机数寄存器R1以及地址寄存器输出的起点, 终点地址一起完成算法 ( 1) 的地址计算; 利用R2寄存器的输出通过近似方法产生算法 ( 2) 的地址计算; 这两种地址的输出通过特殊代码 ( 全“0”或全“1”) 判断模块的输出进行选择。
在对系统进行硬件描述和仿真的基础上, 采用SMIC0. 13 μm CMOS工艺对算法系统进行综合, 具体指标如下: 面积: 0. 01 mm2, 功耗0. 47 m W, 速度: 250 MHz。采用二级流水线情况下: 面积: 0. 024 mm2, 功耗1. 2 m W, 速度: 400 MHz。完全满足14位200 MHz电流舵DAC设计要求。
4仿真验证与结论
对本算法进行Verilog-AMS建模并应用到14位200 MHz电流舵DAC电路中, 当电流源失配在 ( - 0. 05LSB, 0. 05LSB) 随机分配, 开关毛刺噪声在 ( 0 1 /2000LSB) 随机分配时, 采用本算法的模型频谱如图5, 同时对三种模型进行了10次模型仿真, 传统算法、全随机算法和本算法的SFDR均值分别为77. 2 d B、83. 2 d B和94. 8 d B。通过观察各次仿真的SFDR数据可知, 全随机选取算法性能与开关毛刺相关性很大, 在较小毛刺的情况下, 性能优于传统方法, 但是全随机选取和传统选取方法性能都不如本算法。
本文对应用于电流舵DAC的一种高随机性、低电流源开关活性的电流源选取算法进行研究, 结果表明采用本算法14位200 MHz电流舵DAC SFDR能达到90 d B以上, 而且为全数字电路实现, 功耗、 面积小时钟频率完全达到高速设计的要求。
摘要：对高速高精度电流舵模数转换器 (DAC) 的非理想因素影响进行消除已经成为研究热点。提出了一种基于“方向随机”和“特定代码随机”的电流源单元动态随机选取算法, 并采用SMIC0.13μm CMOS工艺实现, 具有较优的功耗、面积和速度指标。最终对算法建立Verilog-A电路级模型并应用在14位200 MHz电流舵DAC上, 仿真表明SFDR达到90 dB以上。
关键词：电流舵,失配,开关毛刺,随机选取
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高精度宽范围数控电流源模块设计 篇5
直流电流源是一种能向负载提供恒定直流电流的电源装置, 具有输出电流恒定、温度稳定性好、直流阻抗低但等效交流输出电阻却很大等特点, 已作为一种必备的电子设备具有广泛的应用[1]。
在航空控制中, 存在着大量电机设备, 如力矩马达、电液伺服阀等, 这类负载对电流源的要求不同于一般电流源电路, 一般的直流电流源往往只能固定输出一种电流值或几档电流值, 同时输出范围小, 不便于通用[2]。
为此, 本文从工程应用出发设计了电流源模块, 具有以下功能特性:
(1) 输出电流范围为 (-200-+200) m A;
(2) 在开环控制模式下, 电流输出误差不大于1%, 满足通用的使用要求;
(3) 模块设计24路电流输出通道, 各通道根据使用要求可灵活配置;
(4) 各电流输出通道具有自测试功能, 便于系统短路、开路故障的检测。
1方案设计
模块由可编程逻辑控制电路、D/A转换电路、压控恒流源电路和电压监测保护电路四部分组成。上位机处理器设置电流源输出值, 通过局部总线传输相应的数字信号, 可编程逻辑解析处理器的命令, 通过D/A进行数模转换控制压控恒流源电路输出电流, 输出的电流再经过精密采样电阻转换为电压信号, 送入A/D转换将信号反馈给处理器。
本模块中关键电路是压控恒流源电路, 通常设计的压控恒流源电路是采用国外集成芯片, 此类芯片其输出电流值较小, 成本相对较高[3]。
2硬件设计
2.1 D/A输出电路
D/A输出电路将处理器控制命令转换为 (0~+10) V直流电压信号输出, D/A芯片选用ADI公司的AD664芯片, AD664芯片可同时产生四路独立控制的电压输出, 输出精度为12位。
2.2压控恒流源电路
本文所设计的压控恒流源电路如图1所示, 电路分为负电流输出电路和正电流输出电路两部分。
2.2.1负电流输出电路
负电流输出电路由运算放大器N1、P沟道场效应管V1、N沟道场效应管V2、基准电压源和精密电阻R1-R3组成。电路中N1A运算放大器与场效应管V1组成负反馈跟随电路, N1A运算放大器的同相输入端连接5V基准电压源, 根据运算放大器输入正、负端虚短特性[4], N1A运算放大器的同相输入端电压等于反相输入端的电压, 同时有P沟道场效应管V1的源极与运算放大器N1A的反相输入端相连, 则流入P沟道场效应管V1源极的电流如下:
式中:
Vref——5V基准源电压, V;
R1——电阻值, 。
IV1S——流入场效应管V1源极的电流, m A。
场效应管V1工作在放大状态下, 则有漏极电流近似等于源极电流, 即:
运算放大器N1B和电阻R2、R3和V2构成镜像电流源电路, 由运算放大器输入正、负端虚短特性, N1B运算放大器同相端和反相端的电压差为零, 所以电阻R2上的电压降等于电阻R3上的电压降, 而流过R2电阻的电流为IV1D已确定, 流过R3电阻的电流由R2和R3的比例可求得:
式中:
IR3——流过电阻R3的电流, m A;
R2, R3——电阻值, 。
通过功率管V2输出的电流源等于流过电阻R3的IR3, 其电流方向为从地向-15V电源流动, 对外输出为负电流, 所以对外输出的电流Iout1等于:
2.2.2正电流输出电路
正电流输出电路由运算放大器N2、P沟道场效应管V3、V4和电阻R4-R6组成。电路中N2A运算放大器与场效应管V3组成负反馈跟随电路, N2A运算放大器的同相输入端连接D/A芯片的输出端VIn, 其电压输出范围为 (0~10) V, 根据放大器虚断、虚短特性, N2A运算放大器的同相输入端电压等于反相输入端的电压, 同时有P沟道场效应管V3的源极与运算放大器N2A的反相输入端相连, 则流出P沟道场效应管V3漏极的电流如下:
式中:
Vin——D/A输出电压, V;
R4——电阻值, ;
IV3S——流入场效应管V3源极的电流, m A。
根据D/A输出电压范围为 (0~+10) V, 通过公式4可计算IV3D流入电流为 (0~1) m A, 场效应管V3工作在放大状态下, 则有源极电流近似等于漏极电流, 即:
运算放大器N2B和电阻R5、R6和V4构成镜像电流源电路, 由虚短定理, N2B运算放大器同相端和反相端的电压差接近零, 所以采样电阻R5上的电压降等于电阻R6上的电压降, 而流过R5电阻的电流为IV3S已确定, 流过R6电阻的电流由R5和R6的比例可求得:
式中:
IR6——流过电阻R3的电流, m A;
R5, R6——电阻值, 。
流过电阻R6的IR6通过功率管V4进行电流源输出, 其电流方向为从+15V电源向地流动, 对外输出为正电流。对外输出的电流Iout2等于:
2.2.3总电流输出
电路对外输出的电流为负电流输出电路和正电流输出电路两部分输出的和:
根据公式 (9) 计算对外输出电流的控制字和输出电流值关系, 在控制字输出0x000H-0x FFFH时对应输出电流 (-200~+200) m A范围。
2.3电压监测保护电路
电压监测是在在电路中设置有两个电压监测点, VA和VB, 通过计算VA和VB之间的电压差, 可以计算出通道流过外部负载Iout的电流大小, 同时监测VA和VB的电压值, 可以检测出电路的开路和短路状态。
外部线路开路时, 输出电流Iout为0m A, 所以VA和VB的电压值将相等, 同时电流源无法在开路状态工作, VA和VB点的电压值将被抬高到芯片的供电电源电压。
外部线圈短路时, VB点电压将为0V, 同时VA=Iout×R7, 即A点电压等于流过检测电阻的电压值。
3可编程逻辑设计
可编程逻辑芯片完成以下两部分功能:
(1) 根据处理器命令完成D/A芯片电压输出设定, 对模块内所有D/A芯片进行地址选择和控制, ;
(2) 采集监测保护电路的回采电压, 控制A/D芯片进行周期采集, 将采集值存储到双口存储器内。
模块可编程逻辑芯片采用Lattice公司的XC9572, 此芯片使用片上系统进行编程设计, 提高了模块的开发效率, 减少了开发周期, 为后期调试和修改提供了支持。
4测试验证
测试验证与误差分析实验测试结果如表1所示, 列举其中3个通道的输出值, 测试结果稳定性好、精度高, 可满足高精度电流源的输出要求。
5结语
可编程逻辑器件、集成D/A芯片和集成运算放大器芯片构成的压控恒流源电路的使用, 使电流源模块的小型化设计问题得到了很好的解决。同时, 随着设计集成化的提高, 模块的测试性和可靠性也得到了较大提高。
参考文献
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[3]肖支才, 董旭良, 鹿玉国, 等.一种新型精密电流源设计[J].仪表技术, 2015, (4) , 47-50
电流源模型 篇6
在电路设计中, 实际元件的参数值和标称之间总存在着随机误差, 了解和掌握各个元件参数值对电路性能的影响程度, 是电路设计人员所关心的。因此在电路设计时, 需考虑容差问题, 并进行容差分析。所谓容差分析是为设定方案确定电路元器件的容许变化范围, 即元件的容差。它可分为两类:一是分析问题, 给定元器件、电路及温度的容差, 计算电路特性的容差, 以验证是否符合设计要求;二是设计问题给定电路特性指标的范围, 求出所用元器件及电源等的容差, 验证设计方案等是否适宜。但容差设计问题没有惟一解, 所以在电路模拟中要解决这一问题, 往往通过容差分析问题进行反求, 对电路进行容差分析。
目前, 在电子电路的可靠性设计中, 蒙特卡罗分析法是进行容差分析的主要方法之一。
介绍蒙特卡罗方法在发动机点火电力系统可靠性评估中的应用。根据评估内容的不同, 电力系统可靠性评估可以分为充裕度和安全度评估两大部分, 均可归结为线性规划问题的数学模型。
1系统组成及工作原理
恒流源电路组成框图如图1所示。整体设计方案采用深度负反馈原理, 通过高速运放实现PID控制[1], 驱动大功率MOSFET管器件, 从而获得最低的电流偏差和最好的横流稳定输出。
整个恒流源由电压基准电路、PID控制电路、电压电流转换电路和单稳态电路组成。电压基准包括5 V的基准电压和一个放大电路, 该电压基准产生一个稳定的基准电压, 并经过适当地放大后送入运放的同相端, 该运放控制大功率MOSFET的导通程度, 从而获得相应的横流电流输出, 输出电流在取样电阻上产生取样电压, 该取样电压经放大后作为反馈电压反馈回电压放大器的反相输入端, 并与同相输入端的电压 (即由电压基准产生并经过前级放大的电压) 进行比较, 对输出电压进行调整, 进而对跨导放大器的输出电流进行调整, 使整个闭环反馈系统处于动态的平衡中, 以达到稳定输出电流的目的[2,3]。
输出电流I0与控制电压Vr的关系可用负反馈原理推到, 电流控制器原理如图2所示。
式中Vr为控制电压, R1、R2为反馈网络中电阻, R为取样电阻, 在理想条件下R1、R2、R都是恒定不变的。由式 (1) 可知, 输出电流I0与控制电压Vr呈线性关系[4]。
但在实际情况下电阻的温度系数和电压基准的温度系数将影响输出电流的稳定性。对式 (1) 进行全微分并化简可得电流稳定度的表达式:
式中包括4项, 其物理意义分别是:
表示由电压基准不稳定而产生的影响;
表示由取样电阻温度系数产生的影响;
表示由反馈网络中电阻的温度系数产生的影响。
系统选取的取样电阻R为0.1Ω, 而 (R1+R2) 为105数量级, 因此有α2>α1, α3≈α4, 这说明影响输出电流稳定度的主要因素是取样电阻的温度系数和电压基准的稳定度。
2 蒙特卡罗 (Monte Carlo) 分析
蒙特卡罗分析方法的基本原理为, 当所求解问题是某种随机事件出现的概率, 或者是某个随机变量的期望值时, 通过某种“实验”的方法, 以这种事件出现的频率估计这一随机事件的概率, 或者得到这个随机变量的某些数字特征, 并将其作为问题的解。
电子电路中的蒙特卡罗分析法是一种基于概率统计模拟方法, 它是在给定电路元器件参数容差的统计分布规律的情况下, 用一组组伪随机数求得元器件参数的随机抽样序列, 对这些随机抽样的电路进行直流、交流小信号和瞬态分析, 并通过多次分析结果估算出电路性能的统计分布规律, 如电路性能的中心值、方差, 以及电路合格率、成本等。应用蒙特卡罗方法求解实际电子电路问题的流程, 一般有以下几步:
(1) 给出电子电路的拓扑结构、元器件参数及元器件参数的统计分布规律;
(2) 产生均匀分布的伪随机数抽样序列;
(3) 由均匀分布的伪随机数抽样序列, 建立电子电路元器件参数所指定分布的随机抽样序列;
(4) 用电路模拟工具对N组随机重组的电路元器件参数所构成的电路依次进行模拟;
(5) 对模拟结果进行统计分析, 计算出电路的统计规律:电路性能的中心值、方差及合格率等。
在进行分析时, 首先进行电路的标称值分析, 然后在该数值的基础上, 加减一个值进行运行, 该值取决于所选定的误差分布类型。Monte Carlo分析中数字器件被视为高阻接地。
3 实验数据
在恒流源中, 选用的取样电阻精度是±1.0%, 温度系数是±2.5×10-5/℃, 电压基准的温度系数小于1×10-6/℃, 长期稳定度是2×10-5。所述的驱动器输出电流范围可选, 当输出电流范围是15 A时, 控制电压与输出电流如表1所示, 其电压-电流关系如图3所示。
将实验数据曲线拟合, 得到图3电压-电流关系曲线。
图3中的曲线从图形上看是一条直线, 符合电压与电流的正比例关系。
4 误差分析
应用Monte Carlo分析方法对恒流源电流进行误差和稳定性分析[5]。建立电路输入文件参数V1为8 V;R7, R6, R5, R2, R12, R11, R12为10 KΩ;R3, R4为47 KΩ, R8为203 KΩ;R1为100 mΩ;R9为2 Ω;高速高精度运放为OP07。实际恒流源仿真电路如图4所示。
应用Monte Carlo分析MOSFET参数在10%范围内容差变化, 初始状态为Set to zero时, 蒙特卡罗分析5次变化, 15A横流源输出曲线的结果如图5所示。
应用Monte Carlo分析MOSFET参数在10%范围内容差变化, 初始状态为initial conditon时, 蒙特卡罗分析5次变化, 15 A横流源输出曲线的结果, 如图6所示。
应用Monte Carlo分析电容参数在10%范围内容差变化, 蒙特卡罗分析5次变化, 15 A横流源输出曲线的结果, 如图7所示。
应用Monte Carlo分析取样电阻参数在5%范围内容差变化, 蒙特卡罗分析5次变化, 15 A横流源输出曲线的结果, 如图7所示。
从Monte Carlo分析曲线中可以看出, 当MOSFET参数、电容参数和取样电阻参数不同变化时, 输出的恒流源会有一定的误差。尤其是MOSFET参数对电流影响波动较大, 但经过200 μs稳定时间后, 电流基本恒定。在给定元器件参数误差的情况下, 通过蒙特卡罗分布的输出波形, 可以验证恒流源电路的相关参数符合设计要求。
5 小结
介绍了恒流源系统的设计原理和电路实现, 通过蒙特卡罗方法分析了电路由于器件参数的精度带来的系统误差。
系统已经成功应用于某发动机点火电路的工作中。系统设计的主要特点包括: (1) 输出电流上升时间小于200 μs; (2) 横流流0 A～15 A连续可调; (3) 可连接0.5 Ω～4 Ω小负载; (4) 工作稳定性优良; (5) 稳定度高, 线性度好。
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电流源模型 篇7
1 ADuC812单片机
ADuC812的内核中, 集成了一个高性能8位MCU, 这个MCU带有片内可再编程的非易失性闪存/电擦除程序寄存器, 并控制片内多通道 (8个输入通道) 的12位ADC。这样大大减少了带A/D、D/A转换嵌入式控制系统的开发和设计成本, 并且体积小, 电路更加简单化。
2 电源部分
本控制系统由单片机及其外围电路组成, 需要+5V、±12V、+18V三组电源。+5V为微处理电路供电电源;±12V为稳流电路电源, 给放大器供电;+18V为提供基准电源, 作为恒流源电源。
2.1 大功率电流源
改变负载电阻, 输出电压要在10V以内变化, 而输出的电流维持恒定, 考虑到后续电路电能损耗以及其他外围设备的电能损耗, 选择18V的输出电压。
设计中选用由7818及大功率三极管构成的稳压电源, 分别经过交流变压器、二极管桥式整流、阻容滤波, 最后经过三端稳压得到一稳定的18V电源。由于7818在实际工作中不能提供足够大的电流, 为了能够保证2A电流的输出, 在7818的输出端接上一个大功率NPN型的三极管, 经过其电流放大后, 得到3A (要求为2A, 1A为余量) 电流。
2.2 微处理电路供电电源
设计中采用+5V为微处理器供电, 稳压器件选用LM7805, 输入端接入0.33uF的电容器, 作用是抑制输入的过电压, 保证LM7805的输入-输出电压差不会瞬间超过允许值。而输出端一般接入0.1uF的电容器, 便可改善负载的瞬态相应, 但是为了减小纹波电压, 有时在稳压器的输出端并入一只大容量电解电容器。
2.3 放大器供电电路
设计中采用±12V给放大器供电, 所采用的三端稳压器件为LM7812和LM7912。
使用电源变压器将交流电网电压220V变成要求的交流电压, 再通过桥式整流电路将交流电压变成脉动的直流电压。整流后的脉动的直流电压通过滤波电路加以滤除, 得到平滑的直流电压。但这样的电压还随电网的电压波动、负载和温度的变化而变化。因而在整流、滤波电路之后, 还需接稳压电路。最终经三端稳压器LM7812和LM7912分别输出+12V、-12V电压。
2.4 恒流电路模块
恒流模块是根据带有放大环节的反馈调整型恒流电路原理制成。它由基准电压源、比较放大器, 调整单元和采样单元等几部分构成。直流电源的电压扰动所引起的电流的变化通过内部反馈得到抑制, 比较放大器需选用低漂移高增益运算放大器。调整单元决定模块的输出电流容量和主要的电性能, 本文以增强型MOS管IRF540作为调整管进行分析与设计实现恒流输出。
3 显示设计
测量和显示范围为200mA～2000mA, 所以采用4位数显示即可达到要求。本设计中采用MAX7219驱动器, 可仅用3根信号线就可以实现数据的传输与显示, MAX7219也可用来显示四数位。
4 结论
ADuC812的应用开发比较方便, 它的内核是国内技术人员都很熟悉的8051, 现有的软件都可以直接移植。由于ADuC812可通过特殊功能寄存器控制ADC、DAC、I2C等外围芯片, 故其A/D和D/A转换程序、I2C控制程序都比传统的8051加外围芯片的结构来得简单、容易。因此, 采用ADuC812作为本系统的核心芯片使设计变得简单、方便、实用。
摘要：电源是各种电子仪器设备中不可缺少的重要组成部分, 其性能优劣直接关系到电子设备的性能指标以及能否安全可靠地工作。恒流源也是电源设备中的重要组成部分, 因此设计一种性能良好的恒流源有着十分重要的现实意义。
关键词：恒流源,大功率,步进
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