电流控制方法（精选10篇）
电流控制方法 篇1
1 引言
实际应用中,对于采用混合型电力滤波器或APF容量大小受限的情况而言,仅要求APF补偿危害较大的特征次谐波[1,2,3]。同时,对于特定次谐波单独设计控制器,有利于系统稳定性的提高。上述几个因素促使指定次谐波消除有源电力滤波器(Selective Harmonic Active Power Filter,SH-APF)得到广泛应用。SH-APF的优点主要有[3]:(1)有效减小设计容量,降低成本;(2)针对各次谐波单独设计控制器,对电路参数及电流控制延时敏感性低,可增强系统鲁棒性;(3)可以减小APF与负载之间,由负载阻抗中容性或谐振成分引起的振荡与相互影响。
目前,已有关于SH-APF的大量研究。文献[4,5]采用多同步旋转坐标系下传统PI控制器作为电流调节器,通过状态反馈解耦的方法消除由同步旋转坐标变换所产生的dq轴耦合,但同时引入了电路参数,导致控制器的动态性能变差。文献[6,7]采用静止坐标系下的比例积分(Proportional-Resonant,PR)控制器,由于无需采用同步旋转坐标变换,因此不存在耦合问题。但是在控制器设计过程中,如果离散方法选择或参数设计不当,将引起谐振频率偏移或各次谐波间产生串扰等问题。此外PR控制器的参数设计过程与PI控制器相比,较为复杂。
对于数字控制器而言,存在固有的采样与计算延时,将造成系统的不稳定[8]。对于非对称PWM与对称PWM而言,该固有延时分别为Ts/2与Ts(Ts为采样周期)。文献[9]提出了在控制器设计中进行延时补偿的方法,但同时也增加了电流调节器的复杂程度,并且需要占用大量计算资源。
本文首先针对SH-APF中数字控制器的固有延时问题,在离散域下采用复矢量分析方法,分析控制对象的数学模型、系统的开环传递函数以及零极点分布,提出电压指令相位延迟补偿方法以抵消该固有延时所产生的影响,提高系统稳定性。其次,对于传统电流调节器鲁棒性较差的问题,提出采用复矢量PI电流调节器以消除系统对电路参数的依赖性,增加系统鲁棒性。同时针对几种不同电流控制器,进行抗干扰性能的分析与比较,并利用增加虚拟电阻的方法提高系统抗干扰性能。最后,在仿真分析中采用非对称SVPWM方式,增大等效开关频率,并利用仿真工具验证采用复矢量电流调节器进行指定次谐波电流控制方法的补偿效果。
2 SH-APF数学模型与控制策略
2.1 离散域下的SH-APF复矢量数学模型
图1为采用LCL型滤波器的三相SH-APF的电路拓扑图。对于谐振频率点前的低频段,LCL滤波器可等效视作L型滤波器[10]。
在静止复数坐标系下定义如下复变量形式:
其中,上角标s,r分别表示该变量在静止或旋转坐标系下的值。由此可得,在静止坐标系下,SH-APF的复矢量框图(见图2),采用零阶保持器法对其进行离散化,即得系统的开环传递函数:
经过旋转坐标变换,并考虑数字控制器存在的固有延时(同步旋转坐标系下,延时Ts表示为 之后,可得其在同步旋转坐标系下离散域开环传递函数:
2.2 SH-APF电流控制策略
指定次谐波检测通常有两种方式:一是采用检测网侧电流的方法[4],其优点在于仅需检测网侧电流,所需传感器数量较少;二是检测负载电流与APF发出电流的方法[5],优点在于可以为APF提供过电流保护。本文所用的SH-APF采用检测负载电流iLabc与APF电流iFabc的方法(见图3)。控制部分包含一个电压环,一个基波电流环以及一系列的谐波电流环。其中,采用传统PI控制器,目的是稳定SH-APF直流侧电压。基波及各次谐波电流环采用对应次旋转坐标系下的复矢量PI电流调节器进行控制,电流环指令通过提取iLabc与iFabc误差值在各次旋转坐标系下的直流分量得到。最后,将基波与各次谐波电流环输出的指令电压相叠加,经由SVP-WM调制,即可控制SH-APF实现指定次谐波电流补偿。
3 离散域下电流调节器设计与分析
3.1 传统同步旋转坐标系下PI控制器
图4为离散域同步旋转坐标系下三相SH-APF复矢量框图,其中一阶低通滤波器与传统同步旋转坐标系下PI控制器的s域传递函数分别为:
采用Tustin变换(双线性插值法),对一阶滤波器及传统PI控制器离散化,可得:
其中,取 ωbw为所期望的电流调节器带宽, 分别为电路中L与R的估计值,下述分析中如未特别说明,则取
通过式(8)可得系统闭环传递函数,并得到系统的闭环零极点分布(见图5)。
其中,实线标注的轨迹为系统中未加入一阶滤波器时的系统闭环零极点分布(A~B,C~D,E~F),虚线标注的为系统中加入一阶滤波器后的系统闭环零极点分布(A'~B',C'~D',E'~F',G'~H')。可见系统在一定条件下(fe/fs>0.07),闭环极点E~F,E'~F'在单位圆外,闭环系统不稳定。
3.2 数字控制器的延时补偿
数字控制器中所存在的固有延时是造成系统闭环极点随着fe/fs增大而逐渐不稳定的主要原因,需要在电流调节器设计中加以补偿。如式(9),通过提前电压指令的相位的方法(乘以 项)来补偿数字控制器延时(见图6)[11],得到电流调节器传递函数如下:
由式(8)可以得到系统闭环零极点分布,如图7所示。可见考虑了延时补偿之后,系统闭环极点E~F,E'~F'均分布在单位圆内,系统稳定性得到改善。同时,由于加入一阶滤波器,系统闭环极点C~D移动至C'~D',当fe/fs>0.09时,闭环极点分布在单位圆外,因此在选取一阶滤波器的时间常数时,应该注意不宜取值过大,以免影响系统稳定性。
由于控制对象经过旋转坐标变换至同步旋转坐标系下后,会产生dq轴间的相互耦合,如图8所示,将极大影响电流调节器的动态性能。
分析采用传统同步旋转坐标系下PI电流调节器的开环系统频域响应。如图9所示,可见虽然频率响应曲线在其同步旋转频率处增益为1,相角滞后为0°,但随着同步频率增大,系统的频域响应变化极大,可见系统的动态性能较差。
3.3 复矢量电流调节器
为解决上述问题,本文采用如图10所示的一种修改电流控制器结构的方法,来实现相同解耦效果,即复矢量电流调节器[11]。对比于图8虚线框内的状态反馈解耦方法,复矢量电流调节器没有引入电路参数L,从而不会导致系统的动态控制性能以及对电路参数鲁棒性变差。其z域传递函数如下:
图11为采用复矢量PI电流调节器时,系统的频率响应。由图11(a)可见采用复矢量的PI电流调节器后,频率响应变得相对平滑,且在同步旋转频率附近增益近似为1,由图11(b)可见,无论L取值如何,开环系统的频率响应一致,因此可见由电路参数估计误差产生的影响也相应被消除了。
3.4 抗干扰性分析
为分析抗干扰性,引入抗扰强度函数,其物理意义是:产生单位的受扰输出需要作用的外部干扰强度。因此,抗干扰强度函数的数值越大,系统对干扰信号的鲁棒性越好,抗干扰能力就越强。
设电压干扰分量为VsDdq,与电流调节器的输出共同作用于受控对象(见图12)。那么,系统的抗扰强度函数为
为了提高系统的抗干扰强度,本文采用虚拟电阻的方法[12],如图8实线框中所示。
图13为前述几种电流调节器的抗干扰函数频率响应图,其中复矢量控制方法,在同步频率附近抗干扰性能较好,且随着同步旋转频率上升,复矢量PI电流调节器的抗干扰函数的最小值远小于其他几种电流调节器。另外,由图13中曲线(d)可见,采用虚拟电阻方法可以提高系统抗扰动函数的带宽,从而增加系统的抗干扰强度。
4 仿真结果
为了进一步验证所提出SH-APF控制算法的有效性,采用Matlab/Simulink对前述内容进行仿真。仿真所采用的参数如表1所示,其中LCL滤波器的参数按照文献[13]中所提出的设计方法进行设计。
负载谐波电流波形及其频谱如图14(a)和14(c)所示。如图14(b)和图14(d)所示,经过SH-APF对5次谐波补偿后,该次谐波的谐波畸变率大大降低,由未补偿之前的22.62%下降至0.44%。
图15(a)、15(c)与15(b)、15(d)分别为SH-APF采用复矢量电流调节器与传统PI电流调节器补偿5、7、11、13、17、19次谐波时电网侧电流波形及其频谱。表2为补偿前后各次谐波电流的畸变率。对比二者的补偿效果可见,相比于传统PI电流调节器而言,采用复矢量电流调节器的SH-APF对指定次谐波的抑制效果略好于前者,系统的总谐波畸变率从补偿前的30.04%下降至补偿后的10.49%,前者为11.30%。
图16(a)和16(b)为分别采用复矢量电流调节器和传统PI电流调节器,负载由14.44k VA切换至28.88k VA时网侧A相电流波形。可见,当采用复矢量电流调节器时,网侧电流经过1~2个周期过渡过程后达到稳定,且过渡过程较平滑;当采用传统PI电流调节器时,网侧电流经过3~4个周期过渡过程后达到稳定,过渡过程较平滑,过渡过程畸变较大。由此可知,所采用的复矢量电流调节器动态性能较好。
图17为网侧电压突增10%时,网侧的A相电压与A相电流波形。其中,图17(a)未采用虚拟电阻法,当网侧电压突变时,网侧电流出现较大畸变,需要2~3个周期过渡过程才能达到稳态;图17(b)采用虚拟电阻法(Rv=20R),网侧电压突变时,网侧电流畸变较小,且在1~2个过渡周期后即达到稳态。仿真结果验证了采用虚拟电阻法可以有效地增加系统的抗干扰强度。
5 结论
本文提出基于复矢量PI电流调节器的SH-APF,通过理论分析与仿真表明:
(1)通过提前指令电压相位的方法,可以有效补偿数字控制器的固有延时,提高系统稳定性;
(2)采用复矢量PI电流调节器,可以减小对系统参数的敏感性,提高系统鲁棒性;
(3)增加虚拟电阻的方法,可以有效减小电流脉动,增大电流控制精度与抗干扰性;
(4)所提出的SH-APF控制策略,有极好的指定次谐波电流补偿精度,达到良好的补偿效果。
电流互感器的选择方法 篇2
1选择的原则
1.1额定电压的确定
电流互感器的额定电压un应与被测线路的电压ul相适应，即un≥ul。
1.2额定变比的确定
通常根据电流互感器所接一次负荷来确定额定一次电流互感器i1，即：i1=p1/uncosψ式中un--电流互感器的额定电压，kv；
p1--电流互感器所接的一次电力负荷，kva；
cosψ--平均功率因数，一般按cosψ=0.8计算。
为保证计量的准确度，选择时应保证正常运行时的一次电流互感器为其额定值的60左右，至少不得低于30。
电流互感器的额定变比则由额定一次电流互感器与额定二次电流的比值决定。
1.3额定二次负荷的确定
互感器若接入的二次负荷超过额定二次负荷时，其准确度等级将下降。为保证计量的准确性，一般要求电流互感器的二次负荷s2必须在额定二次负荷s2n的25～100范围内，即：
0.25s2n≤s2≤s2n
1.4额定功率因数的确定
计量用电流互感器额定二次负荷的功率因数应为0.8～1.0。
1.5准确度等级的确定
根据电能计量装置技术管理规程（dl/t448-2000）规定，运行中的电能计量装置按其所计量电能量的多少和计量对象的重要程度，分为i、ii、iii、iv、v五类，不同类别的电能计量装置对电流互感器准确度等级的要求也不同。
1.6互感器的接线方式
计量用电流互感器接线方式的选择，与电网中性点的接地方式有关，当为非有效接地系统时，应采用两相电流互感器，当为有效接地系统时，应采用三相电流互感器，一般地，作为计费用的电能计量装置的电流互感器应接成分相接线（即采用二相四线或三相六线的接线方式），作为非计费用的电能计量装置的电流互感器可采用二相三线或三相线的接线方式.
1.7互感器二次回路导线的确定
由于电流互感器二次回路导线的阻抗是二次负荷阻抗的一部分，直接影响着电流互感器的误差，因而哪二次回路连接导线的长度一定时，其截面积需要进行计算确定。
2使用注意事项
2.1应避免继电保护和电能计量用的电流互感器并用，否则会因继电保护的要求而致使电流互感器的变比选择过大，影响电能计量的准确度。对于计费用户，应设置专用的计量电流互感器或选用有计量绕组的电流互感器。
2.2电流互感器的一次绕组和被测线路串联，二次绕组和电测仪表串联，接线时必须注意电流互感器的极性，当电流互感器内部线圈的引出线接错位置、端钮标志错误时，都属于线圈极性接反。只有极性连接正确，才能准确测量和计量。
2.3序及电流互感器相别应正确。如在三相三线有功电能表的24种组合接线中，只有第一元件接入u、i和第二元件接入u、i时，电能计量才是正确的，其它接线方式都是错误的。
2.4电流互感器二次绕组不允许开路，否则，将产生高电压，危及设备和运行人员的安全，同时因铁芯过热，有烧坏互感器的可能，电流互感器的误差也有所增大，因此，在二次回路上工作时，应先将电流互感器二次侧短路。
2.5电流互感器二次侧应有一端可靠接地，且接地点只有一个。以防止一、二次侧绝缘击穿时，造成对人身和设备的损坏。
2.6二次回路的连接导线应采用铜质单芯绝缘线，严禁使用铝线，且中间不得有接头。电流二次回路的导线截面积应不小于4mm2。
2.7当负荷变化范围大，实际负荷电流小于30时，应采用二次绕组具有抽头的多变比电流互感器或0.5s、0.2s级电流互感器，或采用具有较高额定短时热电流互感器和动稳定电流互感器，并且接近实际负荷电流互感器的小量程电流互感器。
电流控制方法 篇3
关键词：光伏电站,并网逆变器,模型电流预测,低电压穿越
0 引言
为了解决能源短缺危机和缓解环境保护压力，大力发展以光电、风电等为代表的新能源开发和利用，已经成为各国研究人员和决策者们的共识[1,2,3]。随着接入电网的新能源规模越来越大，其对电网造成的影响也越来越大，如大容量的光伏电站接入和切除，将对电力系统稳定造成重大影响，另外由于新能源电站内采用了大量电力电子器件，电网发生故障也会损坏这些器件[4,5]。因此，国家电网公司最新的并网接入标准中要求大型光伏电站应该具备低电压穿越（LVRT）能力。
光伏电站实现LVRT能力的关键设备是光伏并网逆变器。文献[6]采用了一种单级非隔离型光伏逆变器的LVRT控制策略，通过对逆变器的有功电流和无功电流进行协调控制，实现LVRT，但是该控制策略采用了传统的双闭环控制，控制电路中含有多个比例—积分（PI）控制器，因此，在实际工程中调节PI控制参数较为困难。
文献[7]提出了一种电网电压不平衡条件下简单而快速的正序分量分离算法，实现了三相不平衡条件下并网逆变器的快速锁相技术，并基于该锁相技术及正负序分离算法，设计了光伏逆变器的LVRT，但是其未对电网电压跌落20%以上的情况进行研究，控制算法在电网严重故障下的稳定性和可靠性不能保证。
文献[8]对模型电流预测用于并网逆变器的LVRT控制进行了研究，但是该研究基于中点钳位型逆变器，并非国内光伏电站普遍采用的三相两电平桥式逆变器，且该文献并未对逆变器正常运行下电流参考值的计算问题进行研究，也未考虑逆变器在故障期间的无功支撑问题。
在文献[9,10,11,12]基础上，本文采用模型电流预测控制（MCPC）技术，将该控制策略应用于光伏单级三相并网逆变器控制上，能够显著改善传统的LVRT技术，具有良好的动态响应，能够快速根据电网电压的跌落情况进行有功功率和无功功率的分配，为并网点提供电压支撑。另外，该控制方法中舍弃了传统控制方法中的电流线性控制器和脉宽调制（PWM）模块，控制算法简单，数字信号处理芯片实现起来十分容易，工程上易于实施。
1 光伏电站LVRT技术要求
国家电网公司出台的《光伏电站接入电网技术规定》指出：光伏电站应满足的LVRT要求，见图1。
由图1可以看出，LVRT要求为：(1)光伏电站并网点电压跌至0时，光伏电站应能不脱网连续运行0.15s;(2)光伏电站并网点电压跌至曲线1(0.15s之后的曲线）以下时，光伏电站可以从电网切出[13]。在曲线1上方，要求光伏电站不脱网连续运行；在曲线1下方，光伏电站可以从电网切出。
2 光伏电站的控制策略
2.1 基于模型电流预测的控制原理
模型电流预测控制技术是基于功率开关器件有限个开关状态（即开通和关断两种状态），并且系统的模型可以预测在不同开关状态下有限个控制变量的行为[14,15,16,17,18]。基于模型电流预测的控制策略可以通过构造一个价值函数c，建立逆变器的模型及其所有可能的开关状态，建立负荷的预测模型。对负荷模型进行离散化，通过价值函数来评价变量在下个周期的控制行为，一般选取负荷电流来构造价值函数。
图2为光伏并网逆变器的主电路[19,20]，其中L为滤波电感，R为线路的等效电阻。
根据基尔霍夫电压定律，逆变器的动态电流方程为：
式中：k=a,b,c;ik为并网逆变器输出电流；ukN为并网逆变器输出电压；unN为电网电压的中性点与直流母线的负极之间的电压；ek为三相电网电压。假设电网电压三相对称，那么，ea+eb+ec=0。
现在分析三相并网逆变器的输出电压矢量与开关状态的关系[19]。在三相并网逆变器的每相桥臂中共有两种开关模式，即上桥臂导通或下桥臂导通，因此逆变器共有23=8种开关模式，并可利用单极性二值逻辑开关函数gi(i=a,b,c）描述，即
逆变器输出电压为：
式中：；Udc为直流侧电压。
从三相静止坐标系abc变换到两相静止坐标系αβ，则有
开关状态与逆变器输出电压的关系如表1所示。
将式（1）进行abc/αβ变换，得到：
式中：uα，uβ分别为逆变器输出电压在α，β轴上的分量；iα，iβ分别为逆变器输出电流在α，β轴上的分量；eα，eβ分别为逆变器并网点电压在α，β轴上的分量。
在（tk,tk+1）时间内，对式（5）进行离散化，得到：
式中：Ts=tk+1-tk，为采样周期。
由式（6）可以得到：
在三相电网电压平衡条件下，采用电网电压矢量定向控制，将同步旋转dq坐标系的d轴定向于电网电压合成矢量Es方向上，有ed=|Es|，eq=0。根据瞬时功率理论统的瞬时有功功率P和无功功率Q分别为：
式中：id,iq分别为逆变器输出电流的dq轴分量。
可以看出，逆变器的瞬时有功功率和无功功率仅与id,iq有关，则通过控制id,iq就可以分别控制逆变器的有功功率和无功功率，实现功率的解耦控制。
根据需要向电网注入的有功电流和无功电流参考值id*,iq*，经过坐标变换dq/αβ，可以得到在两相静止坐标系αβ下的参考值iα*，iβ*。即
式中：φ为d轴与α轴的夹角。
选取价值函数为：
式中：iα（k+1）和iβ（k+1）为在下一个采样周期的预测值。
对三相并网逆变器的8个电压矢量进行评价，选择可以使价值函数c取得最小值的电压矢量，该电压矢量所对应的开关状态作用于下一个采样周期。
在电流预测模型中，式（10）所提出的价值函数有很好的灵活性，对于系统其他所需的约束条件可以方便地添加在价值函数里面进行处理，例如开关频率和开关损耗约束等。式（11）中将开关损耗添加到式（10）中从而构造出新的价值函数c′[14]。
式中：λ为权重系数；Δicp(j）为第j个开关器件在预测状态改变前后集电极电流值的差值；Δvcep(j）为预测状态改变前后集电极与发射极之间电压值的差值。
加入该约束可以使得在进行电流预测时开关状态的变换产生的损耗最少，这在传统的变流器双闭环控制方法中是没有的。
2.2 光伏逆变器LVRT控制策略
当电网电压在0.9（标幺值）～1.1（标幺值）范围内波动时，系统正常运行；当电网电压跌落至0.9以下时，光伏逆变器控制由故障之前的正常控制切换为LVRT控制。正常控制中电流预测的参考值由外环电压给定，LVRT控制中的参考值由用户直接给定。
根据光伏电站LVRT要求[10]，光伏电站注入电力系统的动态无功电流Iq应实时跟踪并网点电压变化，并应满足：
式中：UG为光伏电站并网点电压标幺值；IN=光伏电站额定装机容量/（×并网点额定电压）。
根据并网点电压得到注入电网的无功电流后，有功电流与无功电流应不超过额定电流的1.1（标幺值）[11]，即满足：
基于模型电流预测的LVRT技术主要是根据并网点电压的跌落情况对电流id*,iq*的控制，逆变器可按照无功电流的指令进行无功功率的输出。为限制电流增大，采用限幅控制[21,22,23]。基于模型电流预测法的LVRT控制框图如图3所示，实线为正常运行模式下的控制，虚线为故障下的控制。
模型电流预测法控制流程图如图4所示，在进行仿真实验时利用了PSCAD/EMTDC中c语言接口完成了编程工作。
3 仿真验证
3.1 算例参数说明
本文基于PSCAD/EMTDC仿真平台对光伏电站并网点三相接地故障、单相短路故障和大负荷扰动进行了仿真研究，对所提出的基于模型电流预测LVRT策略的可行性与正确性进行验证，如图5所示。
单个光伏发电单元的容量为0.5 MW,2个0.5MW的光伏发电单元组成一个容量为1MW的光伏电站，并通过一个1 000kVA/10kV的双绕组分裂变压器接入电网。架空线路选择LGJ-240/40，长度为10km。
3.2 对称故障
在0.5s时10kV母线发生三相短路故障，短路故障持续时间为0.1s，在0.6s时继电保护装置动作清除故障，系统恢复正常运行。光伏电站在故障前以额定功率运行，功率因数为1。
由于逆变器的限幅作用，在电压发生跌落后，逆变器输出电流与故障前相比基本保持不变，而通过LVRT控制向电网注入无功功率来支撑电网电压，使电压与电流的相位差发生了显著变化，如附录A图A1(a）所示。
仿真模型中光伏电站的容量为1 MW，当电网故障后，光伏电站能够补偿的最大无功功率为1Mvar，为了能够清楚地说明光伏电站对电网电压的支撑作用，在故障期间，以无功优先为原则，即不输出有功电流，设置有功电流参考值id*=0，设置无功电流参考值iq*=-1。由附录A图A1(b）、图A1(c）可以看出，采用LVRT控制策略后，无功功率从0 Mvar提高至0.65 Mvar，有功功率从0.9MW降低至0 MW，此时光伏电站不再向电网提供有功功率，完全成为无功补偿设备，而当故障排除以后，有功和无功功率又可以快速地恢复至故障前的稳态值。
三相短路故障下并网点电压对比如图6所示。可以看出，采用LVRT控制策略后，逆变器能够快速地根据下达的电流指令进行功率的调节，为电网提供电压支撑，使并网点电压标幺值由0.683提升至0.703。
3.3 不对称故障
不对称故障包括单相短路接地故障、两相短路接地故障和两相短路故障。以单相短路接地故障为例进行分析。
在0.5s时10kV母线发生A相短路故障，短路故障持续时间为0.1s。发生A相短路故障时并网点电压变化曲线如附录A图A2所示，此时电压跌落期间并未进行LVRT控制。
当电网发生A相短路故障时，为了维持并网点电压，需要光伏输出一定的无功功率，此时逆变器的输出电压与电流出现相位差，如附录A图A3(a）所示。发生单相故障时，注入电网的电流会出现负序分量，通过相关控制消除零序分量，使得三相并网电流在故障期间仍可以保持平衡，如附录A图A3(b）所示。在故障期间采取LVRT控制后，并网点电压补偿效果如图7所示，当光伏电站提供无功支持后，并网点电压比没有无功支持时有所提升。
3.4 大负荷接入并网点
0.5s时，在10kV母线末端处，有功负荷突然增大为原来的2倍，并保持该容量不变，负荷突增前光伏电站以额定功率运行，功率因数为1。采用LVRT策略后，电压波形对比如图8所示。
采取LVRT中的有功和无功控制策略，在负荷变化后，减小逆变器有功功率的输出，增大无功功率的输出，如附录A图A4(a）、图A4(b）所示，逆变器的输出有功和无功功率能够在负荷变化后跟踪设定的有功和无功指令值。
从图8中可以看出，在负荷投入后，若不采用LVRT中的功率控制策略，10kV母线电压将跌落至0.91；采用LVRT控制策略后，母线电压提升到0.937，光伏电站能对并网点电压起到支撑的作用。
从仿真算例可以看出，在电网电压跌落时光伏电站能够按照电流指令，快速地向电网提供一定的无功功率，为电网提供电压支撑。但是由于光伏电站本身的容量有限，因此所能提供的无功功率也是有限的。但总体来说，在电网扰动和故障期间，光伏电站的无功输出特性对电网电压能够进行一定程度的支撑作用，提高电力系统暂态稳定性。
3.5 与传统控制器的对比分析
3.2至3.4节是模型电流预测对光伏LVRT控制的适用性仿真验证，本节以典型的三相两电平电压源型逆变器并网为例，对模型电流预测控制器和传统的PI控制器在系统响应和稳定性等方面进行对比分析。
在0.3s改变有功电流参考值时，仿真结果如附录A图A5所示。可以看出，当参考电流变化时，两种控制均可以快速地跟踪电流指令。仿真结果显示，在0.3s时参考信号突变，在0.02s内两种方法都能追踪参考信号的变化。采用PI控制器响应较电流预测要快，但是PI控制器的跟踪精度和响应速度受PI控制器设计者的经验和水平影响较大，而模型电流预测控制的响应速度只依赖于模型参数和采样频率。
稳定性分析主要研究电感参数在一定范围内变化时控制策略对参数波动的适应能力，即控制策略的鲁棒性。
用阶跃响应来分析控制策略的鲁棒性，控制中电感参数为3.5mH，线路参数中电感分别设置为2,3.5,7mH，仿真结果如附录A图A6和图A7所示。可以看出，随着电感参数的增大，调节时间变长，超调量也增大，但是在整个过程中，稳态特性一致，即PI控制器能够适应电感参数的变化，具有较强的鲁棒性；在附录A图A7电流阶跃过程中，随着电感的增大，其响应结果与PI控制的结果一致。且由附录A图A5可以看出，模型电流预测控制策略在调节过程中的超调量σ为3.16%，低于PI控制器的3.93%，但在稳态过程中，随着电感的减小，与参考指令值之间存在的误差增大，但不超过0.1%，则电感参数在一定变化范围之内，模型电流预测控制具有良好的鲁棒性。
控制器内电感参数保持在3.5mH，当线路电感参数发生变化时，对两者控制下变流器输出电流瞬时波形的谐波进行对比，结果如图9所示。
由图9可以看出，随着电感参数的增大，两者的谐波含量均减小，且MCPC的谐波含量低于PI控制。
4 结语
电流预测控制与传统的控制方法相比，其优越性和实用性主要表现在以下几个方面。
1）控制系统设计方面。控制系统设计简单，省去了大量的非线性环节和PWM，不需要进行控制器的参数调节。
2）约束条件方面。采用了价值函数对变流器的行为进行评价，对于系统其他所需的约束条件可以很容易地添加在价值函数里面进行处理，例如将开关器件的开关频率添加在价值函数中，可以对器件的开关损耗进行限制，这在传统的变流器双闭环控制方法中是没有的。
3）系统响应方面。从仿真试验可以看出，在并网点电压跌落时，逆变器能够迅速地根据计算出的无功电流指令输出无功电流并完成对电流的跟踪。
4）系统稳定性方面。电流预测控制方法本身具有良好的自适应性与鲁棒性等优势。
5）工程应用方面。本文所提方法与传统方法相比，更加易于在数字信号处理器上实现。
本文将模型电流预测控制技术应用到光伏电站的LVRT控制策略上，提出了一种基于模型电流预测控制的光伏并网逆变器LVRT控制方法，利用模型电流预测控制策略良好的动态响应，可以快速实现对并网逆变器的控制。在PSCAD/EMTDC平台上进行了三相对称故障、单相不对称故障和大负荷扰动仿真算例的验证，并对模型精度进行了分析。可以看出，运用该控制策略，光伏电站在故障期间能够实现LVRT，向电网提供一定无功功率，起到了局部电压支撑的作用，减少了传统无功补偿设备，在故障排除以后，能够迅速地恢复正常运行方式，提高了光伏电站的暂态稳定性，具有重要的现实意义。
电流控制方法 篇4
关键词：光伏阵列；模拟器；模糊控制；反馈；V-I特性曲线；BUCK直流变换器
中图分类号：TM615文献标识码：A
文章编号：1674-2974（2016）02-0092-09
光伏模拟器能够准确模拟任意光照和环境温度条件下光伏电池及其阵列的输出特性，且不受环境因素的影响.因此，在光伏发电系统的研究中被广泛用来替代光伏电池及阵列，以保证研发进度，降低研发成本，提高研发效率和保障结果的可信性[1-3].
目前光伏阵列模拟器的研究主要集中在以下3个方面：1）光伏电池工程数学模型，包括传统指数模型和平抛运动模型等[4-8]；2）主电路拓扑结构，采用不同的DC/DC拓扑结构和数字控制器实现光伏阵列模拟 [9-11]；3）模拟器算法，传统模拟器算法主要有逐点逼近法、弦截法、迭代法和四折线法等[12-15].本文提出一种电流反馈模糊控制模拟器.该模拟器综合利用专家经验，设计简单，抗干扰能力强，响应速度快，对系统参数的变化有较强的鲁棒性 ，在光伏模拟器这种非线性系统中具有良好的控制效果，能够极大地弥补传统控制方法的不足[16-18].
模糊控制光伏模拟器主电路采用BUCK变换器，控制器为TMS320F2812，模糊控制生成BUCK主电路的PWM控制量，使变换器的输出工作点位于光伏电池V-I曲线上，实现光伏模拟.Matlab/Simulink仿真和样机实验结果一致性好，模拟器能够快速稳定地追踪参考工作点，实现各种条件下完整V-I特性曲线的模拟，且超调量小于3.5%，稳态误差小于3.6%，纹波系数小于3%，跟踪时间小于0.3 s.
1光伏电池输出特性及工程数学模型
1.1光伏电池输出特性
光伏电池模拟器的主要目标是实现对光伏电池输出V-I特性曲线的模拟.光伏电池输出特性具有非线性，受光照强度和环境温度的影响大，如图1所示.当光照强度S一定、环境温度T升高时，输出电流I增大，输出电压V下降；当环境温度T一定、光照强度S升高时，输出电流I增大，输出电压V也增大.
4实验与分析
在图6所示模糊控制模拟器仿真模型和图5（b）所示模拟器实验系统上，对不同环境条件下的模拟器性能进行了验证.仿真模型由BUCK主电路、光伏电池数学模型、模糊控制器以及PWM发生器组成，图6中的Stepi（i=1，2，3，4）模块用来控制负载、光照和温度的突变.
4.1仿真实验
仿真分为启动与工作点突变跟踪、光照量突变跟踪和温度突变跟踪3种情况.所有仿真均从光伏电池的短路电流开始.
4.1.1启动与工作点突变跟踪
本实验研究标准测试条件下模拟器的启动性能和工作点突变跟踪性能.图7为初始工作点负载R=10 Ω时系统启动与t=0.2 s时R突变为16 Ω的跟踪仿真波形，图8为初始工作点负载R=16 Ω时系统启动与t=0.2 s时R突变为10 Ω的跟踪仿真波形.其中，图7（a）和图8（a）的上图均为负载电压波形，下图为负载电流波形；图7（b）和图8（b）均为对应的负载电流和光伏电池理论电流波形.
由光伏电池的V-I特性曲线（图2）可知，当模拟器负载R小时，其输出电压小、电流大；反之，负载R大时，输出电压大、电流小.由模拟器工作原理和控制算法可知，基于电流反馈的模糊控制模拟器的动态特性跟实际负载电流与目标工作点电流的差值有关，差值越大调节时间越长.
图7中的初始工作点负载比图8中的小，系统启动跟踪到稳态的时间约为0.07 s，图8的时间约为0.05 s；在0.2 s时进行工作点突变跟踪，图7的跟踪时间约为0.04 s，图8的跟踪时间约为0.1 s；2种情况的稳态误差都约为0.8%，纹波系数约为0.6%.
4.1.2光照强度突变跟踪
本实验研究环境温度T=30 ℃，负载R=10 Ω条件下，光照强度S在0.2 s时从1 000 W/m2突变为800 W/m2的模拟器跟踪性能.仿真波形如图9所示，图9（a）上图和下图分别为负载电压与电流波形，图9（b）为对应的负载电流和光伏电池理论电流波形.模拟器完成跟踪的时间约为0.12 s，稳态误差和纹波系数分别为0.8%和0.6%.同时，从仿真结果可以清楚地看出，光照量下降对光伏电池V-I特性的影响：目标工作点电压和电流都会降低.
4.1.3温度突变跟踪
本实验研究光照强度S=1 000 W/m2，负载R=8 Ω条件下，环境温度T在0.2 s时从70 ℃突变为10 ℃的模拟器跟踪性能.仿真波形如图10所示，图10（a）上图与下图分别为负载电压与电流波形，图10（b）为对应的负载电流和光伏电池理论电流波形.模拟器完成跟踪的时间约为0.08 s，稳态误差和纹波系数分别为1% 和0.6%.
从仿真结果还可以看出，在较小的负载（如R=8 Ω）条件下，环境温度下降对光伏电池V-I特性的影响：目标工作点电压和电流都会降低；反之，若负载较大，目标工作点电压与电流都会升高.
4.2模糊算法与逐点逼近法的对比实验
在图5所示的光伏模拟器系统中，分别用本文模糊算法和逐点逼近法对模拟器启动、工作点突变跟踪、环境突变跟踪进行了实验研究.实验波形均由泰克DPO2012B双踪数字示波器采集，负载电流的采样电阻为0.1 Ω.
4.2.1启动实验
本实验检验光照强度S=1 100 W/m2，温度T=30 ℃，负载R=10 Ω时，采用模糊算法与逐点逼近法的模拟器启动性能.实验波形分别如图11（a）和图11（b）所示.模糊算法启动跟踪的时间约为0.2 s，稳态误差约为2%，纹波系数约为2.8%；逐点逼近法启动跟踪的时间约为0.26 s，稳态误差约为3%，纹波系数约为3%.显然，模糊算法的启动跟踪速度快于逐点逼近法，稳态误差更小.
4.2.2工作点突变跟踪实验
本实验研究模拟器在光照强度S=1 100 W/m2，温度T=30 ℃时，采用模糊算法与逐点逼近法的工作点突变跟踪性能.图12和图13分别为模糊算法与逐点逼近法的实验波形，其中图12（a）和图13（a）均为负载R=8 Ω突变为R=16 Ω的实验波形，图12（b）和图13（b）均为负载R=16 Ω突变为R=8 Ω的实验波形.
由图12和图13可知，初始工作点不同，追踪时间存在差异.图12（a）的初始工作点负载比图12（b）的小，跟踪时间约为0.18 s，而图12（b）的跟踪时间约为0.32 s，稳态误差均为2.2%；图13（a）的跟踪时间约为0.2 s，而图13（b）的跟踪时间约为0.38 s，稳态误差均为2.6%.显然，模糊算法的跟踪速度明显快于逐点逼近法，稳态误差更小.
4.2.3环境突变跟踪实验
本实验研究采用模糊算法和逐点逼近法的模拟器对环境突变的跟踪性能.
图14（a）和图14（b）分别为模糊算法与逐点逼近法在环境温度T=30 ℃，负载R=11 Ω条件下，光照强度从1 200 W/m2突变为800 W/m2时的实验波形.图14（a）的跟踪时间约为0.11 s，稳态误差约为2.2%；图14（b）的跟踪时间约为0.2 s，稳态误差约为3%.
图15（a）和图15（b）分别为模糊算法与逐点逼近法在光照强度S=1 100 W/m2，负载R=6 Ω条件下，温度从30 ℃突变为70 ℃时的实验波形.图15（a）的跟踪时间约为0.12 s，稳态误差约为2.2%；图15（b）的跟踪时间约为0.3 s，稳态误差约为3.2%.
可见，模糊算法具有比逐点逼近法更快的跟踪速度和更小的稳态误差.
4.3不同条件下模糊算法模拟器的完全V-I特性
实验
本实验完成了3种不同环境条件：①S=1 100 W/m2，T=30 ℃；②S=800 W/m2，T=30 ℃；③S=900 W/m2，T=70 ℃时模糊控制模拟器对光伏电池V-I特性的模拟性能研究.
实验通过模糊控制算法调节BUCK电路主开关的导通占空比d，取流过负载电阻的电流和负载电阻的端电压作为试验数据.试验中，对每一种条件都取20～30组试验数据，对应负载电阻位于[0，200 Ω]区间.将试验数据标注于相应环境条件的光伏电池V-I理论曲线上，如图16所示.由图16可知，在3种不同环境条件下，模拟器均能很好地实现光伏V-I曲线模拟.图中误差的均方差可忽略不计，其绝对值可认为是由模糊算法阈值、采样电阻精度和模拟负载的滑线电阻发热等因素产生的.
5结论
本文提出了一种电流反馈型光伏模拟器模糊控制算法，采用BUCK主电路和TMS320F2812控制芯片设计了模糊控制模拟器实验平台.该算法实时采集模拟器输出电压和电流，将输出电压代入光伏电池工程数学模型计算参考电流，参考电流与输出电流比较，其差值及差值变化量作为模糊控制器的输入，模糊控制器输出用于产生BUCK开关的PWM控制信号，从而使模拟器输出工作点逼近目标点，实现对光伏电池阵列输出V-I特性的模拟.仿真实验和模拟器样机的模糊算法与逐点逼近法对比实验结果表明：电流反馈模糊控制算法能够实现不同条件下光伏电池特性曲线的完全模拟，且模拟性能远优于逐点逼近法，具有动态响应速度快和模拟精度高等特点，在光伏电池阵列模拟器系统和光伏发电系统的研究与开发中具有极大的实用价值.
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电流控制方法 篇5
静止无功发生器SVG(Static Var Generator)是灵活交流输电系统(FACTS)技术中一个重要的基础技术[1]。它除了包括无功发生的功能外,还具有稳定系统电压、阻尼系统振荡和改善系统运行状况的功能,与静止无功补偿器SVC(Static Var Compensator)相比较,SVG动态调节特性灵活、补偿效果优越及设备体积小,因此引起国内外研究人员广泛关注[2]。
SVG的建模是研究的热点。根据SVG主电路结构的不同,所建立的数学模型也不尽相同。在模型建立过程中,文献[2]建立了SVG的单线等效电路数学模型,文献[3]所建立的SVG动态模型虽然对三相分别考虑,但只用一比例系数K(平均占空比)描述SVG网侧基波电压与直流侧电容电压的关系,而没有充分考虑到SVG的工作机理和动态行为。SVG的电流控制方法是研究SVG的关键,目前,电流控制的主要方法有三角波比较、滞环控制和预测电流控制3种。三角波比较在控制目标和实际输出电流之间存在相角误差[4];滞环控制最大的特点是简单,但是滞环控制的开关频率变化较大。
为了实现系统较理想的补偿性能及较高的控制精度,笔者在考虑到连接电抗器的损耗、变流器本身的损耗(如管压降、线路电阻等),从SVG的工作机理及动态性能出发,建立了SVG的数学模型,并在其动态数学模型的基础上提出了一种预测电流控制的方案[5,6,7,8,9],该控制方法是利用当前采样时刻的状态信息,预测下一个采样周期补偿电流的轨迹,计算出逆变器输出的电压参考值,将其作为空间矢量PWM调制的输入,确定开关函数,产生与参考值相当的电压,最终达到预测补偿的目的,并且通过Matlab仿真验证了该控制方法的有效性和可行性。
1 SVG的动态数学模型
SVG的主电路结构图如图1所示,电压型逆变器的主开关管采用集成门极换流晶闸管IGCT[10]。为了便于分析,在不影响研究准确性的前提下作如下假设:
a.功率开关器件视为理想开关;
b.电网电压为三相对称正弦电压;
c.装置的所有损耗(变流器本身的损耗和变压器的损耗)用等效电阻R表示;
d.变压器的漏抗及连接的电抗用等效电感L表示;
e.忽略逆变器交流侧的电压谐波分量。
系统三相电压为
式中Um为系统线电压最大值。
为分析方便,引入逻辑开关函数Ci(i=a、b、c),3个桥臂开关元件的状态用Ca、Gb、Gc表示。其定义为
根据基尔霍夫电压定律,可得a相回路方程为
当Ga=1时,uaN=uN0;当Ga=0时,uaN=0。于是式(2)可改写为
同理,可得b相、c相方程如下:
对于三相输入无中线,即ia+ib+ic=0,且三相电源电压平衡时,则
图1中,逆变器由6个功率开关管组成,其通断规律是:同一桥臂不能同时导通。结合上文的开关函数,则3个桥臂只有“1”或“0”2种状态,因此VT1、VT3、VT5形成000、001、010、011、100、101、110、111共8种开关模式。其中,000、111开关模式使逆变器输出电压为零,所以称这2种开关模式为零状态。
直流侧电容正极节点处应用基尔霍夫电流定律得:
联立式(2)～(7),则在abc坐标下用Gi描述的SVG数学模型为
在abc坐标下的电路方程比较复杂,对三相电压、电流的方程进行d-q变换,其中变换矩阵为
由此可以得到d-q坐标下SVG的数学模型为
2 SVG的电流控制策略
SVG一般采用电压外环和电流内环的双环控制策略。电压外环主要控制三相电压型逆变器直流侧电压,而电流内环主要按电压外环输出的电流指令进行电流控制。由于电压外环通常采用PI控制方法确定装置从系统吸收的有功电流参考值[9,12],故不作介绍。内环控制是SVG的控制核心,在此对内环控制算法进行详细讨论。考虑到SVG的响应速度有较高要求,对于内环控制器提出了采用预测电流控制的策略。
预测电流控制原理的实质是:利用当前采样时刻的状态信息,预测下一个采样周期补偿电流的轨迹,从而确定逆变器的开关函数,使补偿电流跟随电流参考值变化,参考电流值可以通过参考电压值求得[5]。
SVG的预测电流控制策略的基本思路是在第k个采样时刻根据所检测到的负载电流及补偿器输出电流,根据SVG的数学模型以及下一个开关周期k+1时刻的期望电流,计算出符合电流变化的输出电压矢量,从而迫使下一次采样时刻的补偿电流以最优特性跟踪下一个时刻参考电流,达到跟踪输出电流的目的,即利用当前已知状态、SVG模型和下一步参考电流,预测使电流在第k+1时刻达到期望电流时所需的电压,用PWM方法施加在逆变器上,使实际电流在k+1时刻达到期望值。预测电流控制原理图如图2所示。
将d-q坐标下SVG的数学模型式(10)变形,可得控制电压的方程为
对式(11)进行离散化可得:
其中,id(k+1)、iq(k+1)分别为第k+1次采样时刻的输入电流的参考值,Ts为采样周期。
为简化计算,以参考矢量在零号扇区为例,空间矢量PWM合成图如图3所示。用U1、U2和零矢量U0合成Uref,等效矢量按伏秒平衡原则合成。
其中,t1、t2和t0分别为U1、U2和U0的作用时间,Ts为采样周期。U1、U2、U0对应的开关变量分别为100、110、000(111)。运用相电压与开关变量的关系,可求得:
将式(14)代入式(13)可得到:
可求得U1、U2、U0的计算时间:
其中,udc.是直流侧电压,|Uref|和δ的值为
因此,利用电流参考值计算出逆变器应输出的电压参考值Uref,将其作为空间矢量PWM调制的输入,确定三电平逆变器的开关函数Ca、Cb、Gc产生相应的脉冲触发功率开关器件导通,产生与参考值相当的电压,最终达到预测补偿的目的。
3 仿真结果分析
为了验证该控制系统的有效性,用Matlab软件对系统进行仿真分析。仿真条件如下:电源电压为380 V,系统频率50 Hz,装置与系统的连接电感为0.01 H,装置直流侧电容为0.004 F,等效电源电阻为10Ω。
补偿前a相电流及其频谱、总谐波畸变率THD如图4所示(图中,n为谐波次数,下同),补偿后a相电流及其频谱与THD如图5所示。由图可见,补偿前电流中含有大量的6k±l(k=1,2,3,…)次谐波,THD为19.38%。经过预测电流控制器补偿后,a相电流不但与电压同相,而且基本变为正弦波,THD降为4.31%。这说明了这种控制方法具有良好的性能。
4 结论
本文建立了电压型SVG的动态数学模型,该模型精确描述了SVG的动态工作过程,便于控制系统的设计。在其动态数学模型的基础上提出了一种预测电流控制的方案,对该控制方法进行了理论研究和Matlab仿真,结果表明:该控制方法对预测补偿SVG的无功电流具有有效性和可行性。
摘要：为实现静止无功发生器SVG(Static Var Generator)良好的控制性能，从SVG的工作机理动态性能出发，引入逻辑开关函数建立SVC的动态数学模型，在该模型基础上提出了一种预测电流控制的方案。该控制方法是利用当前采样时刻的状态信息，预测下一个采样周期补偿电流的轨迹，计算出逆变器输出的电压参考值，将其作为空间矢量PWM调制的输入，确定开关函数，产生与参考值相当的电压，最终达到预测补偿的目的。Matlab仿真结果表明：该控制方法对预测补偿SVG的无功电流具有有效性和可行性。
关键词：静止无功发生器,数学模型,预测电流控制
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电流控制方法 篇6
关键词：开关磁阻电机调速系统,电流控制,限频率,Matlab/Simulink
1 引言
开关磁阻电动机调速系统 (SRD) 是继变频调速、无换向器电动机调速之后发展起来的新一代无级调速系统, 具有结构简单、运行可靠、效率高及节能效果好、启动转矩大、启动电流小、能够软启动等突出特点, 成为交流电机调速、直流电机调速和无刷直流电机调速系统强有力的竞争者, 引起各国学者和企业界的广泛关注。
研究具有较高动态性能、算法简单、能抑制参数变化、扰动等各种不确定干扰的SRD系统控制技术成为近期的重要任务。绕组电流是影响SRD运行特性的最主要因素, 研究电流控制方法对于拓宽SRM应用领域具有重要意义。本文提出一种基于可编程逻辑器件 (FPGA/CPLD) 的限频率电流控制方法, 通过Matlab/Simulink仿真证实, 该电流控制方案取得了比较理想的效果、能够有效改善SRD的调速性能。
2 常用的SRD电流控制方法
SRD一般采用转速、电流双闭环控制, 可以获得较高的控制性能。从闭环结构上看, 电流控制环在里面, 称做内环;转速控制环在外边, 称做外环。高性能SRD调速系统要求电流控制具有快速的动态响应速度, 较宽的电流输出范围, 另外, 为了系统的安全可靠, 还要保证功率器件的恒定开关频率。人们做了大量的研究, 提出了许多有效的电流控制方法, 其中最主要的是滞环电流控制、定时关断、PWM控制等方法。
A.B.Plunkett提出电流滞环 (hysteresis) 控制法, 在一个控制周期内, 检测到的实际电流If与速度调节器的输出量即电流参考值Ic进行比较, 当两者之差超过滞环区域的边界时, 滞环控制器就会产生控制信号, 改变功率变换器开关状态使绕组供电电压反向, 使实际电流控制在环内。滞环控制方案简单易实现, 动态响应速度快, 鲁棒性强, 但是不能保持恒定的工作频率, 开关损耗大, 尤其是大功率的SRD, 开关损耗将限制其在大功率场合的应用。
定时关断, 即电流上限和关断时间恒定, 是指在一个控制周期内, 当检测的实际电流If超过给定电流Ic时, 控制主开关关断一段时间, 然后再开通。关断时间恒定, 但是电流下降量不确定, 与绕组电感、电感变化率及转子速度等因素有关。关断时间的选取应当适宜, 时间过长, 相电流脉动大, 发生过斩;时间过短, 斩波频率过高。
PWM控制是在相绕组的导通区引入PWM调制信号, 通过调节PWM的占空比实现SRD调压间接地调节电流。优点是斩波频率固定、电流脉动小, 但是控制算法复杂, 开关工作在高频斩波状态, 损耗大。
3 限频率电流控制方法
SRD的绕组电感随转子位置变化, 绕组反电势随电流和位置变化, 这些变化的参数对电流控制器的参数影响很大, 要设计能适应这些参数变化的电流控制器就要综合考虑各方面的影响。
本文提出限频率电流斩波控制方法, 其思想是:1) 在低速小电感位置, 斩波频率限制在一定范围;2) 在中高转速时, 尽可能减少斩波的次数, 以降低损耗。该方法既能使开关频率在设定的范围内, 又能在不需要频繁斩波时, 减少斩波次数, 降低开关损耗, 同时降低电流脉动, 提高电机性能。
3.1 理想情况下的限频率斩波策略
理想情况下是指忽略开关器件以及电流检测比较环节的延迟, 只考虑电流上升和下降时间。图1给出了限频率斩波方式时的电流波形, 该情况下有两个工作状态:1) 主开关导通, 电流上升;2) 主开关关断, 电流下降。在电流上升到超过参考电流时主开关由导通状态转变为关断状态, 关断的时间Tkf由下式确定。
式中:k为电流斩波次数, k≥2;Tkf为主开关第k次要关断的时间;T (k-1) o为主开关第k-1次开通的时间;T (k-1) f为主开关第k-1次的关断时间;Tp为期望斩波周期。
忽略电阻压降, 当电感L和反电动势E不随时间变化时, SRM一相电压平衡式为
式中:+Us为绕组励磁阶段的外加电压;-Us为开关关断后续流阶段所加的电压。
可以证明, 不管第k-1周期T (k-1) o是多少, Tko都与Us和E有关, 而与上一周期的导通时间和关断时间无关, 而且第k周期的Tko+Tkf=Tp, 也即在电路参数不变时, 电流控制器在一个斩波周期后进入稳定状态。Tko及占空比计算如下:
当考虑电感随转子位置变化时, 在电感上升区, 随着电感的增加, 斩波关断时的电流下降越小。但当磁路饱和时, 斩波关断时的电流反而有增大的趋势。斩波周期Tko+Tkf也在Tp左右有很小的波动, 仿真结果表明, 0.95Tp<Tko+Tkf<1.05Tp。
综上分析可以看出, 对于线性化的SRD, 采取限频率斩波方式, 低速时斩波频率固定, 响应速度高, 跟随性能好, 主开关第二次关断之后, 电流斩波下降及上升时间均为恒定值, 因而占空比固定不变, 这与PWM电流调节器的结果是相同的。在电感为恒定值时, 相电流上升和下降过程是线性的, 每一个斩波段的电流波动值Δi也是固定的。在电感上升阶段斩波时, 电流变化率非线性, 随着电感值的变化而变化, 电流波动幅值也随之变化。
3.2 考虑实际情况时的控制算法实现
3.2.1 考虑电流检测及开关器件的关断延迟时间
实际上任何固态电子开关器件均具有开关延迟, 特别是关断过程。再加上电流检测过程的延迟, 当电流达到参考值后不会立刻下降, 即存在一个超过参考电流的时间, 如图2中a-b-c段, 这一段是不可控的, 在实现算法时应考虑到这一暂态。为避免超过参考电流阶段产生的不良影响, 在设计控制器时, 斩波关断时间是从下降低于参考电流时刻开始计时的。
3.2.2 考虑第一次斩波
当转子位置角θ=θon时, 主开关导通, 电流第一次超过参考值Ic时对其斩波, 此时计算出的斩波关断时间不能反应电路的实际参数, 有时小于开关器件的关断时间, 对电流不起作用。为此, 将T1f设置成大于开关器件关断时间的一个较小的常数, 一般可取几十微秒。
3.2.3 交替斩波策略
大部分高性能SRM调速系统都采用经典的每相两只主开关和两只续流二极管的双开关型功率变换器。通常斩波工作时两个主开关器件同时导通和关断, 这种电流斩波方式称为无续流斩波方式, 也叫硬斩波。当采用续流斩波方式时, 在斩波段, 只关断一个主开关器件, 而另一个主开关器件保持开通, 这种斩波方式也叫软斩波[1]。显然, 对于相同的电流脉动, 软斩波方式续流期间绕组电流下降较硬斩波方式时缓慢, 因而可减少斩波次数, 降低开关损耗, 这对主开关器件是有利的。除了电机工作在制动模式时为了保持电流可控而采用硬斩波以外, 软斩波方式是首选的斩波模式。
为了进一步降低开关频率及平衡两只开关管的损耗, 本文采用交替斩波策略[1]。每只开关管的斩波频率是电流斩波频率的一半。交替控制策略是在软斩波基础上改进形成的。即当反馈电流超过参考电流时, 关断一只主开关使电流下降, 选择哪只主开关及关断时间由电流控制器做出判断。因此, 控制器应当记录上一次哪一只主开关关断了及上一斩波周期主开关关断和开通的时间。显然, 算法实现时需要增加关断等待计时、关断延时等状态。
4 电流控制器的状态及其转换
有限状态机是实现高效率、高可靠逻辑控制的优越途径, 采用有限状态机来描述FPGA/CPLD的行为, 如表1所示, 状态机中存在5个状态。在状态0, 绕组中没有电流, 两只开关管T1, T2都是断开的。当MCU/DSP给定指令信号, 状态机进入状态1, T1, T2都开通, 绕组中产生电流, 随着电流的增加必然会出现电流超过给定值这一时刻, 这将导致状态机转变到状态2。状态2, 即关断等待计时状态, 是不可控的, 是开关器件的关断延迟时间, 将有一只开关管关断使电流下降, 然后状态机进入状态3。进入状态3之前, 电流控制器计算出开关管应当关断的时间并放在一个寄存器中。在状态3时, 电流下降, 控制器计数下降时间直到下降时间达到存储值, 状态机转到状态4。状态4保持一个时钟周期之后状态机转入状态1。在1～4的任何一个状态, 只要MCU/DSP发出关断信号, 控制器将关断两个开关器件进入状态0。
以上讨论的状态机没有把制动模式考虑在内。如果要考虑制动状态, 应在状态2时计数电流超限时间, 超过预设时间即进入制动状态。若可能, 从MCU/DSP输出一个关于电机状态的控制信号更合适。
5 基于Simulink的电流控制器的仿真
Matlab R2006a中有一个SRM模型的实例power_SwitchedReluctanceMotor.mdl, 本文在其基础上, 建立6/4极SRD的仿真模型, 由S函数构建限频率电流控制环。为了实现交替斩波策略, 把模型中功率变换器的门极驱动信号由原来的3个变换成6个, 使每相的两个开关管能够单独控制。SRM模型参数:定子内阻0.05 Ω, 转动惯量100kg·m2, 摩擦系数0.02 N·m·s。电路供电电压240 V, 开通角42°, 关断角75°, 负载转矩0。
图3是给定电流为200 A, 电机运行在500r/min转速下的仿真结果。由电流波形图可以看出, 在开始阶段, 由于电感较小, 且反电势也小, 斩波关断时, 电流下降缓慢, 上升迅速, 占空比小, 而后面部分电流下降快。斩波周期设定值为100 μs, 实际周期在95～105 μs之间。图4是转速在2 800 r/min时的电流和电压波形, 只在斩波的最初阶段有一个很短的关断时间, 对电流波形不会产生很大的影响, 能避免在该参考电流附近出现电流增加, 输出转矩减小的现象。
6 电流控制器的硬件实现
图5是电流控制器的硬件电路实现框图。本系统采用的CPLD是EPM1270T144C5, 它是属于ALTERA公司的MAX II系列的一款器件。MAX II器件系列是一种非易失性、即用性可编程逻辑系列, 它采用了一种突破性的新型CPLD架构。这种新型架构的成本是原MAX 器件的一半, 功耗是其十分之一, 密度是其4倍, 性能却是其2倍。振荡器产生CPLD所需的时钟信号, 控制信号可以由MCU或者DSP提供。采用霍尔电流传感器检测绕组电流, 其最大的优点是测量精度高、线性度好、响应快速, 可以做到电隔离检测。检测的电流信号进入比较器, 与给定电流值进行比较, 如果检测电流大于给定电流, 则比较器输出高电平信号, 否则输出低电平。CPLD接收比较器的输出信号, 随后计算上一次斩波的开通和关断时间, 然后算出这次的关断时间以及判断应该关断哪一只开关器件。最后, CPLD输出斩波信号来驱动功率变换器。
控制算法中用到一个除法, 除法器在本控制器中是主要的资源消耗, 需实现32位除法和16位乘法。其他的逻辑及定时环节消耗很少的资源。一相斩波控制器大约消耗30个宏单元。
7 结论
本文提出一种非常适用于开关磁阻电机调速系统的电流控制策略, 并经过Matlab/Simulink仿真得到验证, 最后介绍了基于CPLD的电流控制器的实现方法, 对其控制算法和硬件功能作了较详细的描述。该电流控制器优点为:易于实现频率限制、避免高速时斩波频率过高的风险;排除了数字电流控制器的采样延迟, 获得了良好的动态性能;较数字电流控制器的成本低、实现简单, 不需要复杂的数学运算、消耗很少的CPLD宏单元。
参考文献
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电流控制方法 篇7
架空线路换位欠佳[1]、单芯电缆线路三相参数(包括长度)不相等[2]、非全相供电[3]等因素,均会造成三相线路阻抗及对地导纳不平衡。对于中性点非有效接地的配电网,其中性点会产生一定位移电压,即不对称电压,破坏三相电压平衡。在谐振接地系统中,消弧线圈还会加剧不对称电压[4,5]。这种不对称电压轻则使电力线路、变压器、互感器、避雷器等电气设备的效率和性能下降,重则缩短使用寿命或造成损坏事故,降低电网的安全、经济性能。
目前,限制不对称电压的方法主要有[6,7,8,9,10]:线路换位,但对运行中的电网换位难度高、施工量大,且配电网常采用母线换位或不换位的方法,三相线路参数很难平衡;增加三相耦合电容器,使三相对地电容相等,但需增加设备投入,且在线路结构、参数发生变化时,不能立即随之改变,可能加重三相电压的不平衡程度;使消弧线圈补偿装置适当偏离谐振点运行,或适当增大其阻尼率,减小消弧线圈对不对称电压的加剧作用,但效果有限,不能从根本上消除不对称电压。目前,该领域尚缺乏灵活、有效的不对称电压控制方法。
有源补偿技术是一种用于小电流接地系统单相接地故障的消弧方法[11,12,13,14],与消弧线圈[15]只能补偿无功电流不同,其可向系统中性点(也可为接地变压器中性点)注入无功电流、有功电流甚至谐波电流,最大限度减少故障点残流,提高熄弧概率。有源补偿装置作为系统中已存在的一个电流源型装置,在正常运行时可为对地不平衡电流提供一个阻抗无穷大(不改变系统接地方式)的返回通路,消除不对称电压。即通过注入电流来解决不对称电压问题,是不对称电压控制的一种新思路。文献[16]提出的方法需要实时测量系统对地电容和电导,不能适应配电网结构动态变化的特点。
本文在分析小电流接地系统不对称电压产生机理的基础上,深入研究了不对称电压与注入系统工频电流间的约束关系,提出了不对称电压有源控制新原理以及不对称电压的实用闭环有源控制方法,并通过仿真验证了其正确性。
1不对称电压的有源控制原理
不接地方式系统正常运行时,三相对地电流只能以三相对地导纳互为通道。当三相对地导纳不相等时,系统只能产生一定数值的不对称电压以维持三相对地电流之和为零。谐振接地系统正常运行时,消弧线圈成为中性点与大地之间的新通路,有部分不平衡电流经消弧线圈返回,但由于消弧线圈大大增加了系统零序阻抗,使不对称电压得到放大。如果在中性点和大地间为三相对地电流提供一个阻抗为零的通路,则可将不对称电压限制为零,但该方法相当于将系统中性点直接接地,改变了系统接地方式。因此,理想的不对称电压控制方法应为三相对地不对称电流提供一个阻抗为无穷大的电流返回通路,在消除不对称电压的同时不改变系统原有接地方式。有源补偿装置作为一个电流源,可满足该条件。含有源补偿装置的配电网如图1所示。
图中:ĖA,ĖB,ĖC分别为电网三相电源电压;分别为母线三相对地电压;为不对称电压;K为消弧线圈投切开关;gL和L分别为消弧线圈的损耗电导和调谐电感;为有源补偿装置注入电流;DC为直流电 压源。系统共 有n条出线,分别为第i条出线首 端三相电 流;分别为第i条出线末端三相对地电压;RAi,RBi,RCi,LAi,LBi,LCi,gAi,gBi,gCi,CAi,CBi,CCi分别为第i条出线的三相等效电阻、电感、对地电导及对地电容;PWM表示脉宽调制。
1.1忽略线路阻抗的不对称电压有源控制原理
1)中性点不接地系统(K断开)
不注入电流时,系统的不对称电压为:
式中:为电网的不对称度;d0为中性点不接地系统的阻尼 率,一般为1.5% ~ 2.0%[17];为相电压 幅值;和分别为三相对地电容之和与对地电导之和,分别为各相总对地电容和总对地电导,系统正常运行时,一般有
忽略阻尼率对不对称电压的影响,此时近似有:
注入电流时,与不对称电压的关系为:
2)谐振接地系统(K闭合)
不注入电流时,消弧线圈电感与电网三相对地电容构成如图2所示电压谐振回路。
图中,为系统中性点流经的零序电流,为经电压谐振作用放大后的不对称电压,其与中性点原本存在的不对称电压的关系为:
式中:v为消弧线圈的失谐度;d为补偿电网的阻尼率。
由式(6)可得,不对称电压的幅值随失谐度绝对值和阻尼率的减小而增大,消弧线圈对不对称电压有放大作用。
注入电流时,与不对称电压的关系为:
根据式(5)和式(7),只需改变注入电流的幅值和相位,便可控制不对称电压到任意值,且不论是中性点不接地系统,还是谐振接地系统,控制不对称电压或为零的注入电流皆为:
这一注入电流与假设该系统为直接接地方式时流经系统中性点的电流相等。
1.2考虑线路阻抗的不对称电压有源控制原理
考虑线路阻抗时,不接地系统中,注入电流与各出线对地电流之和的关系为:
谐振接地系统中,注入电流为:
不论是不接地系统,还是谐振接地系统,控制不对称电压或为零的注入电流皆为:
对比式(8)与式(12)可以发现,计及线路阻抗时,注入电流由于线路压降而附加了一个电流可以证明,等于不对称电压为0时,由线路压降所引起的三相对地电流变化量,其幅值远远小于三相对地电流。当忽略线路阻抗时
2注入电流与不对称电压的约束关系
考虑线路阻抗时,由于注入电流(一般为0到几安)远小于系统负荷电流和对地电流之和,所以改变注入电流时,式(13)中线路首 端电流可看做不变,近似为常相量,注入电流与不对称电压约束关系的变化趋势与忽略线路阻抗时相同,仅取值会产生一定变化。为简化分析过程,以下忽略线路阻抗。
由式(5)和式(7)不难发现,在中性点不接地和谐振接地两种方式下,系统不对称电压与注入电流间的约束关系变化趋势一致,唯一区别仅在于对应任一注入电流不对称电压的幅值都是幅值的k倍:
因此,本文以谐振接地系统为例,分析注入电流与不对称电压的约束关系。
如图3所示的35kV配电系统,由4条架空线路和1条三相单芯电缆线路构成。架空线路参数:零序电阻R0= 0.23Ω/km,零序电感L0=5.475mH/km,三相对地 电容分别 为CA=322.613nF,CB=311.231nF,CC=299.848nF。电缆线路参数:零序电阻R0=2.7Ω/km,零序电感L0=0.250 mH/km,A,B,C三相单芯电缆的实际长度分别为9,10,10km,则三相对地电容分别为CA=2518.722nF,CB=CC=2798.581nF。消弧线圈补偿装置失谐度v= -8%,阻尼率d=6%。经计算可得:不对称度的幅值u0=2.91%,相位为-177.85°;控制不对 称电压为 零的注入 电流
根据式(7)可得注入任意电流后不对称电压幅值U0P的表达式为:
式中:Ii和φi分别为注入电流的幅值和相位;u0和φu0分别为不对称度u0的幅值和相位。
不对称电压幅值U0P与注入电流幅值、相位间的约束关系如图4所示。
2.1注入电流幅值与不对称电压的约束关系
将式(15)中的U0P对Ii求导可得:
根据式(15)和式(16),可得不同给定注入电流相位下,不对称电压幅值U0P与注入电流幅值Ii的约束关系如图5中曲线C1—C7所示。C8为各注入电流相位下不对称电压最小值。
1)若φu0<φi<φu0+π,则有:
当)时,不对称电压幅值U0P随Ii的增大而减小 (如曲线C1—C3的单调递减部分)。
当时,不对称电压幅值U0P随Ii的增大而 增大 (如曲线C1—C3的单调递增部分)。
当时,,不对称电压幅值U0P取得最小值(如曲线C8上的各点):
U0Pmin及其对应的Ii以为对称轴分别呈余弦和正弦变化(参见附录A图A1),且当时,Ii最大:
此时,U0Pmin=0,即可完全 消除系统 不对称电压。
2)若则恒有即不对称电压幅值U0P随Ii的增大而增大,在这种注入电流相位条件下,向系统注入电流只会增大系统的不对称电压(如曲线C4—C7)。
2.2注入电流相位与不对称电压的约束关系
将式(15)中的U0P对φi求导可得:
根据式(15)和式(19),可得不同给定注入电流相幅值下,不对称电压幅值U0P与注入电流相位φi的约束关系如图6中曲线C1—C6所示。C7为各注入电流幅值下不对称电压最小值。
1)当时,不对称电压幅 值U0P随φi的增大而 减小 (如曲线C2—C6的单调递减部分)。
2)当时,不对称电压幅 值U0P随φi的增大而 增大 (如曲线C2—C6的单调递增部分)。
3)当时,若,不对称电压幅值U0P取得最大值:
若时,不对称电压幅值U0P取得最小值(如曲线C7上的各点):
式(21)中,当Ii=u0UphωCΣ 时,U0Pmin=0(如曲线C4的最小值点);当Ii>u0UphωCΣ 时,U0Pmin随Ii 的增大而增大(如曲线C5和C6的最小值点);当0<Ii<u0UphωCΣ 时,U0Pmin随Ii的增大而减小(如曲线C2和C3的最小值点)。
3基于有源补偿装置的实用闭环控制方法
当系统存在较大不对称电压时,可根据式(8)计算控制不对称电压为零的注入电流。但配电网异动率高,为适应系统结构、参数的变化,其需频繁计算系统三相对地电容值,不适用于不具备测量三相对地电容条件的系统。同时,该模型忽略了线路阻抗对不对称电压的影响,参数测量和注入电流计算均会存在不可避免的误差,会直接影响不对称电压的控制效果。
由图5可知,在某一固定注入电流相位下,不对称电压最小值对应的注入电流幅值有且只有一个;由图6可知,任意注入电流幅值下不对称电压取最小值时的注入电流相位相同。
因此,可从任意幅值和相位的初始注入电流I1开始,先固定注入电流幅值改变电流相位,确定使系统不对称电压达到局部最小的相位,记为φf;再固定注入电流相位φf,改变电流幅值,确定使系统不对称电压达到最小的电流幅值,记为If。注入电流If(幅值为If,相位为φf)即为控制不对称电压为零的注入电流。
利用上述方法依次调节注入电流相位和幅值的方法,也可将不对称电压控制到任意非0的目标值。该方法无需测量系统三相对地电容值,可自适应线路参数结构的改变,且能克服实际运行中有源补偿装置、电压互感器等环节的误差。考虑线路阻抗时,如第2节所述,注入电流与不对称电压约束关系的变化趋势保持不变,即该方法也可适用于考虑线路阻抗的模型,精确度和稳定性高。当电网不对称状况发生变化时,只需重新调整注入电流,便可维持电网的三相平衡状态。其中,初始电流既可为任意幅值和相位的电流,也可为人工预设的某一固定电流,对于具有三相对地电容测量条件的系统,还可将由式(8)计算所得电流作为初始值,可显著缩小注入电流的调整范围,减小调整所需时间。
谐振接地系统中,部分消弧装置的测量和自动调谐均依赖于一定数值的不对称电压,此时应控制系统不对称电压在大于消弧装置调谐所需不对称电压的前提下尽可能小。
不同的零序电压产生原因对应不同的有源控制策略,例如:正常运行状态下线路三相对地参数不平衡或发生断线故障,此时需要控制零序电压尽可能小以维持三相电压平衡;系统发生接地故障,此时需要维持零序电压在一定水平,使故障点电压趋近于零,最大限度减少故障点残流,提高熄弧概率,或进行接地保护。因此,使用本文所提方法时应先判断零序电压产生的原因,具体判断方法参见附录B。
4仿真验证
针对图3所示配电系统的不同不对称状况(如表1所示),利用EMTP/ATP软件仿真验证本文所提不对称电压有源控制方法的控制效果(如表2方法Ⅰ所示),并将其与直接向系统注入由式(8)计算所得注入电流的方法(如表2方法Ⅱ所示)做出对比。表1中,第1组参数的三相单芯电缆长度均为10km;第2组参数的 三相单芯 电缆长度 分别为9.25,10.5,10km;第3组参数的三相单芯电缆长度分别为9,10,10km。
以表1第3种不对称状况为例,直接向系统注入方法Ⅰ的最终注入电流后,不对称电压和三相电压波形 (黄,绿,红分别表 示A,B,C三相电压 )如图7所示。
由表2可以发现,由于仿真、计算、测量等过程均存在不可避免的误差,且当仿真中计及线路阻抗、负荷等因素时,方法Ⅱ无法实现控制不对称电压为零,误差较大。而方法Ⅰ无需测量系统三相对地电容,能够仅通过不对称电压幅值的变化分先后确定控制不对称电压到达最小值的注入电流相位和幅值,可避免线路压降等因素给不对称电压控制带来的误差,使系统不对称电压趋近于零,控制效果明显优于方法Ⅱ,且易于实现。
5结语
本文根据不对称电压与注入系统电流间的约束关系,提出了一种小电流接地系统不对称电压有源控制原理,其利用有源补偿装置向系统注入一幅值、相位可控的电流,在不改变系统接地方式的前提下,消除不对称电压。
在此基础上,本文给出了不对称电压的实用闭环有源控制方法,分先后改变注入电流的相位与幅值,控制不对称电压为零。该方法具有较高的精确度和稳定性,可克服实际运行中出现的各种误差,并能自适应线路参数结构的改变。无论系统是否具备三相电容检测条件,该方法均可适用,且实现简单,能切实提高电网的经济、安全性能。
电流控制方法 篇8
在多数应用场合,并联型APF采用电压型功率变换器。通常APF需要实现2个控制目标:一是将直流侧电压控制在给定的目标值,以抵御电网电压和负载波动的影响,保持系统稳定性;二是控制变换器实现电流的跟踪控制,使系统获得高功率因数和较高质量的电流波形[3,4]。
为了实现上述控制目标,绝大多数的APF控制系统都采用双闭环控制结构。外环控制器负责稳定直流侧电压,通常采用比例积分(PI)调节器,传统PI调节器的P,I参数依赖于被控对象,所以当系统运行环境改变时,传统PI调节器将难以保证系统的动态特性,甚至会引发系统振荡,严重影响APF装置的正常运行[5,6,7]。
内环控制器常采用电流控制,APF常用的电流控制方法包括滞环控制和空间矢量控制。在三相静止坐标系下的电流滞环控制设计原理简单,易于实现,不受系统参数影响,能够获得快速的动态响应和较高的电流控制精度。但这种控制策略会使得功率开关管的工作频率不固定,不利于网侧滤波器设计,还会带来较高的开关应力[8,9]。在两相同步旋转坐标系下,电流内环的各交流分量均被转换为直流分量,可以很方便地采用空间矢量PWM(SVPWM)控制。这种控制能得到固定的开关频率,便于系统参数设计,是目前应用比较广泛的控制策略,但其在控制精度及动态响应方面要稍逊于滞环控制[10]。结合上述两种控制策略的优缺点,近年来有学者提出了一种滞环空间矢量(HSVPWM)控制,利用电流偏差矢量的空间位置和不同开关状态对电流偏差变化率的影响,选择最佳的开关状态。这种控制方法已经在有源电力滤波器、并网逆变器等电力电子相关领域得到了广泛应用[11,12]。
综上所述,本文提出一种基于滑模变结构方法的HSVPWM控制策略,电压外环采用滑模变结构控制,以克服传统PI调节器抗扰动能力差等问题。在电流内环,当系统电流偏差被控制在一定范围内时,开关状态的选择以提高系统的控制精度为目标;当系统电流偏差较大时,开关状态的选择以提高暂态响应速度为目标。与采用PI控制器的HSVPWM控制策略的仿真对比,进一步验证了所提控制策略的优越性;最后开展所提HSVPWM在实验系统中的可行性分析。
1 APF数学模型
图1为APF主电路结构图,主要包括3个部分:供电系统、由三相不控桥整流电路构成的非线性负载和由VSC构成的APF主电路。其中,ea,eb,ec分别为供电系统电压,ia,ib,ic分别为系统侧电流,iLa,iLb,iLc分别为负载侧电流,iCa,iCb,iCc分别为APF交流侧电流,ua,ub,uc为APF中VSC变换器交流侧输入电压;udc为APF直流侧电压。APF装置并联在交流系统中,主要用于补偿系统中的谐波和无功成分。三相桥式不控整流装置作为谐波源,主要负责产生谐波。L0为非线性负载侧的滤波电感;L1为APF的滤波电感;代表APF 6只IGBT开关管的工作状态,Sk=1(k=a,b,c)表示开关管导通;Sk=0(k=a,b,c)表示开关管关断。其中。
根据图1,可以得到以下数学模型:
将式(2)代入式(1),可以得到:
将式(3)用矢量形式表达如下:
令Δi=i*-i,代入式(4):
对于APF三相电压型变换器而言,uC包含8个电压矢量,由不同的开关状态决定,也称之为开关矢量。因此,可以得到:
由上述推导可知,系统侧电流误差矢量的变化率受,e指令电流i*变化率以及负载电流iL变化率影响,假设变换器侧三相输入电压合成矢量u*满足:
将式(6)代入式(5)后得到:
由式(6)可以看出,电压矢量u*是不可控制的,但式(7)中的电压矢量uCm是可以选择的。因此,通过选择合适的uCm可以控制Δi的变换率,进而达到控制交流侧电流的目的,这是HSVP-WM的基本控制思想。
2 滑模变结构控制器设计
结合上述控制思想,图2给出了本文所采用的HSVPWM控制框图。直流侧电压给定值U*dc和实际值Udc作比较后送入电压控制器;电压控制器的输出为电流指令值id*,对应于系统交流侧电流的幅值。因此,id*乘以与电源电压同相位的余弦信号cos(ωt+2mπ/3)(m=0,1,2)就可以得到系统侧电流给定信号i*abc。i*abc与实际采集到的系统侧电流信号作比较后送入滞环比较器,根据滞环比较器输出的状态值确定系统电流偏差矢量Δi的扇区。与此同时,利用采集到的电源电压eabc和电流给定信号i*abc可以得到电压空间矢量u*所在的扇区。一旦确定了u*和Δi的空间位置,选择恰当的开关矢量uCm使电流偏差矢量的变化率L1dΔi/dt与Δi方向相反,就能够将Δi限制在合理的范围内。
文献[3]对电压合成矢量u*与误差电流矢量Δi空间区域的划分方法进行了详细介绍,此处不再赘述。传统HSVPWM控制中最佳开关状态的选择是基于开关频率最低化原则设计的,即从满足L1dΔi/dt与Δi反向条件的开关矢量中,选择使|L1dΔi/dt|最小的开关矢量。这种开关矢量选取方法的不足之处在于:当Δi比较小,但是还没有被限制在足够小的范围内时,选取使|L1dΔi/dt|最小的开关矢量uCm会降低系统的控制精度。这也是传统HSVPWM控制在稳态调节过程中交流侧电流质量较差的主要原因。故此处采用的方法是将误差电流矢量Δi设置2个临界值H1,H2(H1>H2),当|Δi|>H1时,选择与Δi方向相反的最大的dΔi/dt,可实现快速的电流跟踪;当H1>|Δi|>H2时,选择与Δi方向相反的最小的dΔi/dt,可以减小开关损耗;当H2>|Δi|时,电流误差被限定在一定的范围内,故此时开关管不动作,将开关损耗降到最低。
传统HSVPWM控制中的电压外环多采用PI控制器,难以应对外部扰动等干扰问题,针对该问题,图2中电压外环控制器采用滑模变结构控制器来完成,具体设计过程如下。
式(1)~式(3)为APF在三相abc坐标系下的方程,对其进行坐标变换,将其从三相静止坐标系下变换到两相同步旋转坐标系下,变换后可以得到APF与系统侧交换的瞬时功率为
通过坐标变换,可以将静止坐标系下变化的参数ia,ib和ic变换成同步旋转坐标系下面的直流量id,iq,将ea,eb和ec变换为ed,eq。通过控制id,iq,就可以控制有功功率P和无功功率Q。
假设APF维持直流侧电容电压稳定性的有功功率为PC,负载正常运行消耗的有功功率为PL,利用式(8)中系统侧送出的有功功率P,可以得到:
其中
结合式(8)所示瞬时功率表达式,可以得出:
定义直流侧电压偏差:e=U*dc-Udc,为了提高系统鲁棒性,消除稳态误差,在电压环滑模面引入积分项:
其中
由于,令SF=0,可推导出:
因此,可以获得:
设电压外环的李雅普诺夫函数为
对式(14)求导后可以得到:
其中
将式(13)代入式(15)后,可以推导出:
其中
且
因此,利用式(13)所设计的电压控制器,能够有效保证电压外环的稳定性,实现直流侧电压的实时跟踪控制。
综上所述,此处利用式(13)完成电压外环中滑模变结构控制器的设计,其中β1>0,β2>0,β3>0,0<α<1。可在仿真软件中完成式(13)中参数的选择,并将其作为实际APF装置中控制器设计过程的参考值。
3 仿真和实验研究
3.1 仿真验证
为了验证所提出滑模变结构控制器的可行性和优越性,按照图1和图2所示的APF主电路和控制框图在Simulink下构建系统仿真模型。仿真模型参数分别为:系统侧相电压峰值200V,APF与负载侧均采用1 m H滤波电感,APF与负载侧均采用2 400μF直流电容。开关频率由所采用的定时器决定,设置为10 k Hz。图3为采用传统PI控制和所提滑模变结构控制器的对比结果。
图3a中:在t=1 s时,令直流侧电压给定值从500 V突变到600 V。传统PI控制器下,APF直流侧电压需要16 ms的时间才能达到稳态;对于所提滑模变结构控制器而言,APF直流电压仅需要7 ms即可被调整到稳态,直流侧电压的暂态响应时间减少了56.25%。
为了验证所提方法的扰动抑制能力,图3b中:在t=1.5 s时,令非线性负载侧的负载电阻从20Ω突变到6.7Ω。传统PI控制器下,APF直流侧电压需要0.4 s的时间来到达新稳态;所提方法需要0.3 s即可进入新稳态,暂态时间减少了25%。
根据以上仿真结果可以得出结论:与传统PI控制方法相比,所提出的滑模变结构控制方法,能够有效提高APF系统的暂态响应速度及抗扰动能力。
3.2 实验验证
为了进一步验证所提控制策略在实际系统中的可行性,根据仿真模型搭建50 k W的APF实验模型,系统侧电压峰值由隔离变压器获得,选择150 V接口,由于隔离变压器设计上的偏差,实际获得的系统侧相电压有效值仅为96 V。其他电路参数与仿真参数保持一致。具体实验电路如图4所示。
图5a为未加入APF时,a相系统侧电压电流波形,此时系统侧电流畸变严重,由电能质量分析仪可以获得此时电流的谐波总畸变率(THD)为22%。
图5b为加入APF后,a相系统侧电压电流波形,此时系统侧电流质量得到了有效提高,为平滑的正弦波,电流的THD值降低到了4%;与未加入APF相比,电流THD值降低了81.8%,电流质量得到了明显的改善,而且电压电流相位基本一致,确保了系统侧的功率因数。
为了更形象地对比APF加入后系统的控制效果,图5c给出了a相系统侧电压电流、APF侧电流及负载侧电流波形,系统侧电流经APF的谐波补偿后克服了电流的畸变问题,得到了高质量的正弦波,该实验结果进一步验证了所提控制策略的有效性。
4 结论
电力电子装置的大量投入使用加重了电力系统的谐波污染问题,通过建立APF的数学模型,分析了滞环空间矢量的基本工作原理,提出在电压外环采用滑模变结构控制器来提高APF直流测电压的暂态响应速度和扰动抑制能力。仿真和实验结果验证了所设计控制器的优越性及其在实际系统中的可行性,有效克服了传统PI控制器依赖于系统参数,抗扰动能力差等问题,为滑模变结构控制器在APF中的推广应用提供了依据。
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电流控制方法 篇9
关键词：电能计量;电流互感器;现场检定;测量误差
中图分类号：TM452 文献标识码：A 文章编号：1007-0079（2014）32-0214-03
计量用电流互感器是计费电能计量装置的重要组成部分，其计量的准确性直接关系到供用电贸易双方的利益。电流互感器的现场检定分为首次检定（包括投运前验收检定）、后续检定（周期检定）和使用中检定，检定依据的为电流互感器的现场检定，不仅要测量其额定二次负荷下的误差，而且还要测量其实际二次负荷下的误差。为保证现场检定工作的安全顺利开展和检定结果的正确，现场检定前必须认真勘测现场和做好安全措施，配备足够熟练掌握现场检定、计量标准设备操作维护技能，熟悉有关二次回路的检定工作人员（需持有电流互感器检定项目计量检定员证）。下面就电流互感器的现场检定方法探讨如下：
一、电流互感器的现场检定项目
电流互感器的现场检定项目包括外观和标志检查、绝缘试验、计量绕组极性检查、额定负荷和1/4额定负荷下基本误差测量、实负荷下基本误差测量、计量二次电流回路实际负荷检测、稳定性试验、运行变差试验、磁饱和裕度试验等。电流互感器的外观和标志检查、计量绕组极性检查、基本误差测量、实际负荷检测为现场检定常规项目，稳定性、运行变差、磁饱和裕度试验现场检定项目，是JJG1021规程根据电流互感器运行误差变化、现场运行环境影响、新型软磁材料的使用等影响誤差因素增加的检定项目。
二、电流互感器的现场检定条件
现场检定条件大体包括环境、标准设备及试验电源条件三个部分，实施计量用电流互感器现场检定时，应严格按照JJG1021规程要求对现场检定条件进行控制，确保检定结果准确可信。环境条件分为环境温湿度条件和环境电磁干扰条件两部分，是主要针对现场使用的计量标准设备规定的，所以JJG1021规程为适应现场检定，规定环境温度-25℃～55℃、环境湿度<95﹪的范围是放的比较宽的。这里需要注意的是，电流互感器标准在-25℃～55℃温度内，其误差变化不大，但电流负载箱都是按常温（5℃～35℃）设计生产的，一般在常温下使用温度附加误差可忽略，如超出常温会增加阻抗误差，互感器校验仪在低温使用时可能导致液晶显示器无法显示，建议使用适应低温和高温型的电流负载箱和低温型互感器校验仪。环境湿度条件是计量标准设备在现场使用时，设备电气部分表面无凝露的现场气候条件，以防止设备绝缘破坏造成计量标准设备损坏和检定人员触电事故的发生。
三、电流互感器现场检定的安全和防范措施
电流互感器现场检定前，一定要做好如下安全措施：
被检电流互感器从系统中隔离，并在一次侧两端挂接地线（检定时，为避免分流可拆除一侧接地线），接地线采用压接方式，接触要牢固可靠，并装设在检定人员的视线范围之内，同时悬挂警示标示牌和装设遮栏，防止非检定人员进入检定区域，以避免人身与设备事故的发生。
被检电流互感器二次有关保护回路应退出，若不能退出时，应将其他不检的二次回路全部可靠断开，断开点电流互感器测可靠短路，一个半接线方式的电流互感器二次回路，应将与被试无关的其他并联二次回路断开，以防止升流时二次电流窜入保护回路造成保护装置误动。现场检定中严禁在电流互感器二次回路和导线上进行任何工作，并做好防止电流互感器二次回路开路措施。电流互感器二次绕组永久性保护接地不得断开。测量互感器在实际二次负荷下的误差时，若电流互感器二次回路已接地，电流互感器校验仪接地端子不得再进行接地。所有标准和被检设备端子与一、二次试验接线必须紧锢，避免导线脱落。检定时，试验区内人员不得走动，避免踢落导线损坏设备。
四、电流互感器的现场检定
1.电流互感器的现场检定前的准备工作
计量标准设备经过长途运输，难免发生磕碰和颠震，检定前应细致地检查计量标准设备接线端钮有无松动现象，采用JJG1021规程推荐的自校方法，校验计量标准设备是否准确可靠、技术性能稳定，检查计量标准设备和试验及电源导线绝缘是否良好。
检定时尽量缩短一次大电流连接导线的长度，必要时，应采取措施将标准互感器和升流器置于被检电流互感器最小距离范围内。连接电流一次线时，应保持较大的接触面，以减少接触电阻，并确认一次回路没有其他旁路。独立式电流互感器一次接线端在两侧，注意一次串并联连接方式（多变比时）。一个半接线方式的电流互感器，一次接线端位于断路器两侧套管上，接线时注意检查断路器合、分状态，检定时断路器开关位置必须处于“合”状态。注意一次电流必须通过断路器形成闭合回路，因此检测时断路器要处于闭合状态。连接电流一次线时，尽量避免一次大电流连接导线从钢结构材料的架构内穿越，以免升流时架构形成的导流回路产生涡流，造成升流困难。
2.电流互感器的检定
电流互感器的检定顺序为外观检查、绕组极性的检查、误差测量、实负荷下基本误差测量、计量二次电流回路实际负荷检测，具体检定方法如下：
（1）电流互感器的外观检查。电流互感器的外观检查采用目测的方法，主要检查电流互感器的外观是否损伤（对油浸式，油位是否正常;对环氧树脂式，是否有裂痕;对SF6式，气压表指示值是否满足规定要求）;电流互感器铭牌 （包括技术参数、极性标志、额定绝缘水平、互感器型号、出厂序号、制造年月、准确度等级等） 及必要的标志是否清晰完整;接线端钮松动、缺少、损坏或无标记;多变比电流互感器在铭牌或面板上未标有不同电流比的接线方式;以及严重影响检定工作进行的其他缺陷。
（2）电流互感器的极性检查。电流互感器的极性检查，可与电流互感器误差测量一并进行，预先完成极性检查。按照图3规定的标记接好试验接线，缓慢通电至额定电流的2%以上时，如发现电流互感器校验仪的极性指示器动作报警，则排除变比接错、误差过大等原因（标准互感器的极性是已知的），可确认电流互感器极性接反。
（3）电流互感器误差的测量。电流互感器基本误差和实际负荷下误差的测量，一般采用标准电流互感器直接比较法。因为比较法可直接准确测出电流互感器的比差和角差，测量时用变比相同的标准电流互感器与被检电流互感器进行比较，两台互感器的二次差流为被检的比差，被检二次电流相量反转180度与一次电流相量之差为被检的角差，当二次电流相量超前一次电流相量时角差为正，反之为负。
电流互感器额定负荷和1/4额定负荷下基本误差测量：
按照图1电流互感器额定误差测量接线图接好线，不检的二次绕组短接。电流互感器误差测量应在退磁后进行，测量时缓慢调节调压器升流至额定电流的20﹪，同时观察电流互感器校验仪显示误差是否正常，如误差显示正常，按照表1电流互感器基本误差测量点，从最大测量点（或最小测量点）开始升流并读取被检电流互感器额定负荷和1/4额定负荷下误差测量数据。如误差显示不正常或极性的指示器动作报警，应立即将调压器降至零位，并断开试验电源，检查试验接线、变比、极性，同时还应检查被检电流互感器二次是否开路或接地。恢复正确接线后，按照上述误差测量方法读取误差测量数据。不同准确度的被检电流互感的测量误差应满足表2电流互感器基本误差限值的要求。
表1 电流互感器基本误差测量点
1① 5 20 100 120
上限负荷 + + + + +
下限负荷 + + + + -
注 ① ：只对S级电流互感器
电流互感器实负荷下基本误差测量：依据SD109-83《电能计量装置检验规程》5.3.2.4条“在安装现场检验电流互感器时，除了在规定的二次负载下测量误差外，还须在实际二次负载下测量误差，并对互感器的实际二次负载值进行测量”的规定，这是针对电流互感器标定的额定二次负荷与现场接入的实际二次负荷不匹配，极易造成计量用电流互感器超差运行，影响计费的公正性，所以现场基本误差测量项目不仅包括额定二次负荷下的误差测量，而且还应包括实际二次负荷下的误差测量。具体测量方法如下：按照图2电流互感器实负荷误差测量接线图接好线，不检的二次绕组短接。电流互感器实负荷误差测量应在额定负荷误差測量之后进行。测量前，首先检查电流互感器计量二次绕组所接二次电流计量回路在端子箱、计量屏、联合接线盒、计量表计接线端子压接是否牢固可靠，接线是否正确。确认无误后，在电流互感器计量二次绕组正常接线状态下，打开计量二次绕组S1接线，计量二次绕组S1接线端子与标准电流互感器的K1短接后接电流互感器校验仪的K端钮，打开的二次计量回路S1′接线接电流互感器校验仪的TX端钮，标准电流互感器的K2接电流互感器校验仪的T0端钮。接好一、二次试验接线后，按照电流互感器额定误差测量方法开始升流并读取被检电流互感器实负荷下的误差测量数据。
3.电流互感器实际二次负荷的测量
DL/T448-2000电能计量装置技术管理规程5.4条电能计量装置的配置原则中明确规定，互感器实际二次负荷应在25%～100%额定二次负荷范围内，是为了保证电流互感器在二次实际负荷下准确计量。现场测量电流互感器实际二次负荷的目的，就是为了确定电流互感器标定的额定二次负荷与现场接入的实际二次负荷是否匹配，实际二次负荷是否在1/4额定二次负荷和额定二次负荷之内，是否在二次实际负荷下误差在其准确度允许限值范围内，以保证计费的公正性。
电流互感器实际二次负荷测量接线见图3，打开被检电流互感器S1和S2端子的二次接线并将S1和S2端子短接，然后将打开的二次计量回路S1′接线与标准电流互感器的K1短接后接电流互感器校验仪的K端钮，S2′接电流互感器校验仪的TX端钮，标准电流互感器的K2接电流互感器校验仪的T0端钮，一次试验接线不变，不检的二次绕组短接。
五、电流互感器现场检定异常的处理
电流互感器现场检定不同于室内，由于试验设备长途运输颠震和被检与计量标准试验设备一、二次试验接线连接方式的不同，难免会发生试验设备故障、接线错误和测量误差不稳定等异常现象。现场检定发生异常，建议按下述方法进行检查和处理。
1.计量标准试验设备故障
电流互感器的现场检定，基本采用低压试验的方法，计量标准设备一般不会发生绝缘损坏。由于计量标准设备长途运输颠震及现场搬运，极易造成设备接线端钮与内部接线接触不良和松动。如现场排除极性、变比、接线错误，则应重点检查标准电流互感器、电流互感器现场校验、电流负载箱、电源控制箱接线端钮与内部接线和控制开关接触情况，若存在压接松动和接触不良现象，应及时紧固。
现检定时，电流互感器校验仪故障发生率较高（建议多带一台校验仪作为备用），若发现电流互感器校验仪误差示值异常时，可更换备用电流互感器校验仪进行比较，以确定是否故障。
2.一、二次试验接线与变比错误
测量被检电流互感器误差时，若发现电流互感器校验仪极性开关动作并排除极性错误，则应重点检查一、二次试验接线是否正确和被检与标准电流互感器的变比是否一致。
由于被检电流互感器安装在一定高度的架构上，应检查一次大电流试验导线绝缘破损与架构之间是否形成短路，一次为双变比串并联接线方式的电流互感器串联接线时，一次连接板间均压导线未拆除形成短路或分流。还应检查电流互感器一次两端接地刀闸是否均在合上位置存在一次旁路电流。检查二次试验接线错误时，应注意电流互感器二次是否有多点接地和二次试验导线绝缘是否破损短路现象。
当发生变比错误时，在排除上述一、二次试验接线错误的基础上，检查标准电流互感器对应变比一、二次接线，被检多变比电流互感器二次对应变比抽头接线是否正确，未检抽头是否存短路。500kV套管式多变比电流互感器应检查二次对应变比抽头与速饱和电抗器接线端子接线是否对应。测量电流互感器实际负荷下误差发现接线错误时，除了检查二次试验接线外，还应检查计量二次回路接线的正确性，以及计量二次回路各压接点的压接牢固情况。
3.测量误差不稳定
测量电流互感器误差时，发现电流互感器校验仪显示的误差不稳定，有下面两方面原因：
（1）电流互感器校验仪本身故障。电流互感器校验仪故障现象为显示的误差很小或者很大，这时可采用改变二次负载，观察误差变化是否规律合理（正常情况下，上限负载与下限负载的误差变化规律应接近等于误差限值的l～1.5倍）的方法判断校验仪是否正常。
（2）被检与标准电流互感器所接二次负载超出允许范围。因电流互感器的测量误差与所接负载有关，当发现测量误差异常时，应检查被检电流互感器所接二次连接导线电阻和电流负载箱及导线接触电阻是否超过额定负载，标准电流互感器所接二次连接导线电阻和工作电流回路内阻抗及导线接触电阻是否超出其规定的额定负载或下限负载范围。
六、结束语
电流互感器的现场检定是电能计量管理的一项重要基础工作。采用正确的现场检定方法，是保证现场检定工作顺利开展和检定结果正确性的一项非常重要措施。通过对电流互感器的现场检定方法的探讨，让现场检定人员进一步了解电流互感器现场检定环境、技术条件、设施对检定结果影响因素和现场检定容易出现的安全问题的控制及异常处理方法，不断提高电流互感器现场检定的工作质量，以确保电能计量装置的准确可靠和公正计费。
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电流控制方法 篇10
作为电力系统谐波治理的有效手段,有源电力滤波器在工业领域的使用越来越广泛,有源滤波技术成为电力电子技术应用方面的研究热点。在有源滤波技术中,电流控制器的设计至关重要,其性能的优劣直接决定了有源电力滤波器的治理效果[1,2,3]。
在基于电压源逆变器的有源电力滤波器拓扑结构中,电压空间矢量脉宽调制SVPWM(Space Vector Pulse Width Modulation)方法能有效减少逆变器开关频率波动,与正弦脉宽调制SPWM(Sinusoidal Pulse Width Modulation)方法相比具有更高的直流侧电压利用率,因此得到广泛应用。文献[4-6]采用基于最优电压矢量的有源电力滤波器电流滞环控制方法,通过使逆变器输出最优电压矢量来降低逆变器开关频率,但在确定参考电压矢量时采用的尝试法会造成额外的计算量,影响了电流响应速度;为了降低开关频率而优先选择对应误差电流微分矢量幅值较小的基本电压矢量,也会在一定程度上降低电流的跟踪速度[7]。文献[8]采用基于静止坐标变换的双滞环电流控制方法,在一定程度上解决了电流跟踪速度和开关频率的协调问题,但是在单位开关周期只有1个基本电压矢量作用,误差电流较大时跟踪速度有限。文献[9]在引入双滞环的基础上,利用离散控制方法得到逆变器输出电压矢量的精确形式,使合成的电压矢量完全起到抑制误差电流的作用,提高了电流跟踪效率,但是该方法未考虑逆变器的实际输出能力,在误差电流较大时可能出现逆变器输出电压矢量超出实际输出范围的情况,降低了逆变器的可靠性。
本文在分析并联有源电力滤波器SAPF(Shunt Active Power Filter)空间矢量电流控制基本原理的基础上,结合参考电流优化跟踪策略,提出了一种基于空间矢量的SAPF电流控制新方法。参考电流优化跟踪策略能保证在1个开关周期内,使误差电流矢量幅值以最快的速度逼近于零,从而实现参考电流的快速跟踪。新方法在充分考虑逆变器的实际电压输出能力的情况下,基于参考电流优化跟踪策略,对逆变器输出电压矢量进行精确计算,并通过在单位开关周期内输出多个基本电压矢量的方法合成该矢量,以保证误差电流微分矢量同时具有最优方向和最大幅值,从而在快速跟踪指令电流的同时,不会造成逆变器不可控,提高控制系统的快速性和可靠性。通过实验分析,对上述原理的有效性进行了验证。
1 有源电力滤波器空间矢量电流控制基本原理
SAPF的主电路结构如图1所示。其中,us、zs、is、il分别表示电网电压、线路阻抗、电网电流和负载电流,C、ud、zo、io分别表示有源电力滤波器直流侧电容值、直流侧电压、输出电抗器阻抗和输出电流。
SAPF主电路的简化等效电路如图2所示,其中uoa、uob、uoc表示SAPF三相输出电压瞬时值,Ro和Lo为输出电抗器的内阻和电感值。
根据基尔霍夫电压电流定律可以得到SAPF的输出电压表达式:
三相旋转坐标系至两相静止坐标系变换(Clarke变换)的表达式为:
通过式(2)可以将三相电压转换至两相静止坐标系中,以简化电路分析。对三相电流也可以作类似处理。
在两相静止坐标系下,三相六开关逆变器中各开关的通断组合构成8个输出电压矢量,称为基本输出电压矢量,分别用u0—u7表示,其中u0和u7的幅值为零,u1—u6幅值均为姨6 ud/3,相角互差60°。
在单个开关周期内,通过控制基本输出电压矢量的作用时间,可以进行输出电压矢量合成。为使逆变器输出电压不发生畸变,逆变器应工作在线性调制区,此时输出电压矢量的幅值的变化范围为0~姨2 ud/2,相角变化范围为0~360°,即输出电压矢量的变化范围是由基本输出电压矢量终点所构成的正六边形的内切圆(如图3中实线圆所示)的内部。
在式(1)中,由于输出电感的内阻Ro对输出电流的影响远小于其电感值Lo,因此可以忽略Ro的作用。利用Clarke变换可以将式(1)表示为矢量形式:
其中,uo、io、us分别表示SAPF输出电压矢量、输出电流矢量和电网电压矢量。
设SAPF参考输出电流矢量为io*,输出电流误差矢量为δ,则式(3)可以表示为[10]:
定义式(4)中括弧内的部分为参考电压矢量uc*,即:
由于逆变器功率器件开关周期远小于工频电源周期,因此在单个开关周期内可以认为uc*恒定[8]。根据式(4)可以得出SAPF输出电流误差矢量的表达式:
定义Lodδ/d t为等效误差电压矢量,用ueq来表示。式(6)表明,在单个开关周期内,通过改变逆变器输出电压矢量uo,可以达到控制ueq的目的。设t0时刻误差电流为δ0,在无穷小的时间间隔Δt后,即在t1=t0+Δt时刻时,误差电流变为δ1,则误差电流微分等效为:
引入等效误差电压矢量,式(7)可改写为:
有源电力滤波器的控制目标是降低误差电流矢量的幅值,即应使‖δ1‖<‖δ0‖。令u′eq=ueqΔt/Lo,根据式(8)可以画出如图4所示的误差电流矢量图,图中给出了δ1的2个幅值不同的取值δ11和δ12的合成原理,δ11、δ12及δ0三者的幅值关系为‖δ11‖<‖δ0‖<‖δ12‖。
图4说明,减小误差电流的幅值可等效为,保证δ1在图4所示虚线圆的内部。令u′eq与-δ0的夹角为φ,图4中,φ1和φ2为φ的2个不同取值。显然,当φ≥90°时,B点将无法位于圆内(如图4中B2点所示),因此φ值应小于90°。对于圆上A点外的任意一点B,通过三角函数关系可以求得AB=2‖δ0‖cosφ,推广到一般情况,可以得到使δ1位于圆内的u′eq的幅值条件是‖u′eq‖<2‖δ0‖cosφ。以上分析说明,使误差电流幅值减小的ueq的约束条件为:
有源电力滤波器空间矢量电流控制的基本原理是,通过改变逆变器输出电压矢量uo,使等效误差电压矢量ueq满足式(9)的约束条件,从而达到降低误差电流幅值、实现参考电流跟踪的目的。
2 传统空间矢量电流控制方法
滞环电流控制方法存在诸多弊端,如滞环宽度固定可能导致功率器件开关频率过高,分相控制时三相电流相间影响可能导致开关频率不可控等。传统空间矢量电流控制方法[4,5,6]在解决上述问题时,通常采用基于坐标变换和最优电压矢量的参考电流跟踪方法,以保证开关频率可控,同时具有较高的跟踪精度。该方法的基本原理是,根据参考电压矢量uc*和输出电流误差矢量δ的空间分布,采用一种最优电压矢量选择方法,从逆变器基本输出电压矢量u0—u7中选择合适的电压矢量uo,使ueq与-δ0的夹角φ小于90°且ueq的幅值较小,从而达到跟踪电流和保证逆变器开关频率较小的目的。表1列出了采用传统方法时,瞬时输出电压矢量与uc*和δ的对应关系[11,12,13,14]。
3 基于优化跟踪原理的电流控制新方法
传统空间矢量电流控制方法采用选择最优电压矢量的方法,虽然能在一定程度上减小开关频率,但是以降低参考电流跟踪速度为代价,当负荷电流变化较剧烈时,容易出现跟踪松弛的情况[8,15,16,17,18,19]。为了解决这个问题,本文提出基于参考电流优化跟踪原理的电流控制新方法,在不增大逆变器开关频率的前提下,对电流跟踪速度进行了优化。
3.1 参考电流优化跟踪原理
由于有源电力滤波器的电压输出能力有限,因此应合理选择ueq的方向,才能使SAPF的输出电流以最快的速度跟踪参考电流,把满足此要求的ueq的方向称为等效误差电压矢量的优化跟踪方向。确定优化跟踪方向的原则是:在所有幅值相同但方向不同的向量ueq中,在优化跟踪方向上的ueq能使误差电流矢量幅值降低最多。下面结合图5所示的矢量图来说明等效误差电压矢量的优化跟踪方向的确定方法。
在图5中,δ0的幅值为R,u′eq1和u′eq2是u′eq的2个不同的取值,u′eq1的方向与-δ0相同,在u′eq1和u′eq2的作用下,δ0分别变为幅值等于r(r
综合上述分析,为了使δ的幅值减少最快,应使ueq的方向与-δ相同,且幅值最大,定义此时的ueq为优化跟踪等效误差电压矢量。
3.2 参考电流优化跟踪控制方法
基于优化跟踪原理,本文提出一种新的有源电力滤波器电流控制方法,即参考电流优化跟踪控制方法,其原理图如图6所示。
参考电流优化跟踪控制方法首先将逆变器输出电流、参考电流和PCC处电压通过Clarke变换调整至两相静止坐标系下,再通过式(5)计算参考电压矢量uc*,结合参考电流优化跟踪原理对输出电压矢量进行精确计算,并通过矢量分解与合成的方式,在一个开关周期内输出多个基本电压矢量来合成该输出电压矢量,以达到快速跟踪参考电流的目的。
由于逆变器电压输出能力有限,逆变器输出电压矢量幅值不可能无穷大,因此在进行输出电压矢量计算时应充分考虑逆变器的实际电压输出能力。通过图7所示的输出电压矢量图可以求出优化跟踪等效误差电压矢量对应的输出电压矢量,图中φ、θ、分别表示δ、uo和uc*的相角。
从图7中可以看出,向量uc*的终点在δ正方向上与逆变器最大输出电压矢量圆的交点所对应的矢量uo即为满足优化跟踪要求的输出电压矢量,该矢量的幅值为,其相角可以通过图7中△AoB的三角函数关系得出。根据正弦定理容易得到:
化简得:
对应于图7中的uo可以通过在单个开关周期内依次输出u1、u2和零矢量来合成。u1、u2和零矢量的作用时间可以通过如下公式求得:
其中,Ts为开关周期,T1、T2和T0,7分别对应u1、u2和零矢量的作用时间。同理可以得出uo位于其他扇区时基本电压空间矢量的作用时间计算方法。
4 实验分析
系统参数为:三相电源线电压为380 V,频率为50 Hz,负载为三相不可控整流电路带2组相同的阻感负荷,功率均为50 k W,直流侧电容值为5000μF,直流侧电压参考值为700V,逆变器输出电感为0.3m H。实验过程为:初始时刻只投入一组负荷,待有源电力滤波器输出电流稳定后,投入另一组负荷,负荷总功率为100 k W。
为了说明本文所提方法在动态效果上的先进性,将第2节所示的传统方法设置为对照组。图8、图9为实验波形,实验波形由智能型电网谐波监视分析及保护一体化装置[20,21,22,23]得到。
直流侧电压波形对比图显示,与传统方法相比,新方法对直流侧电容电压误差的阻尼程度更大,调整时间更短,能在较短的时间内达到稳定状态,同时具有更低的超调量,可以减少对直流侧电容的冲击。从系统电流、有源电力滤波器输出电流波形可以看出,新方法具有更快的电流响应速度,达到稳定状态所需时间比传统方法缩短半个工频电源周期左右,同时新方法在输出电流的稳态性能上也略优于传统方法,具有更低的电流误差。
5 结论
本文在分析有源电力滤波器空间矢量电流控制基本原理的基础上,结合参考电流优化跟踪策略,提出了一种有源电力滤波器电流控制新方法。理论分析和仿真实验表明,与基于最优电压矢量的传统滞环电流控制方法相比较,本文方法具有如下优点:
a.采用参考电流优化跟踪策略,能保证在单个开关周期内,使误差电流矢量幅值以最快的速度逼近于零,具有较高的电流跟踪速度;
b.充分考虑了逆变器的实际电压输出能力,避免出现逆变器失控的情况,提高了有源电力滤波器系统的可靠性。
摘要：基于电压空间矢量分析原理,提出一种适用于并联型有源电力滤波器的电流控制方法。揭示了参考电流优化跟踪策略,该策略能保证在单个开关周期内,使误差电流矢量的幅值以最快的速度逼近于零,从而实现参考电流的快速跟踪。基于参考电流优化跟踪策略,在充分考虑逆变器的实际电压输出能力的情况下,对逆变器输出电压矢量进行精确计算,并通过在单位开关周期内输出多个基本电压矢量的方法合成该矢量,以保证误差电流微分矢量同时具有最优方向和最大幅值,从而在快速跟踪指令电流的同时,不会造成逆变器不可控,提高控制系统的快速性和可靠性。实验结果验证了所提方法的有效性。