双序电流控制器（共3篇）
双序电流控制器 篇1
电流模式的分析方法由于它在速度、功耗、带宽等方面的优势吸引着众多的模拟集成电路设计者。文献[1,2,3]中介绍了电流传输器的应用,例如:滤波器、振荡器以及模拟信号处理模块等。为克服电流传输器中只有一个电压输入端的缺点,引入了差分电压输入电流传输器(DVCC)。DVCC可以使用在许多需要处理差分信号的应用中,例如:模拟信号处理、自动控制和测量放大器等。因此,DVCC也是一个重要的万用功能模块,尤其是它在处理差分信号和浮地输入信号时优点更加突出。
电流控制差分电压输入电流传输器(CCDVCC)是DVCC的一种重要的改进电路模块。它的X端寄生电阻RX是可调的,RX的阻值是通过外接输入偏置电流控制的,因此RX可以作为电路应用中的有源电阻。所以使用了CCDVCC模块的电路可以实现传输函数的可电调谐功能。文献[4,5]中X端可调电阻RX是通过一对NMOS管(或NPN)和一对PMOS管(或PNP)组成的跨导线性环电路实现的;而本文是利用一对NMOS管组成的跨导线性环取代4个MOS构成的跨导线性环。在CMOS工艺中,由于PMOS管相比NMOS管,PMOS管处理交流信号的性能较差,在跨导线性环电路中使用PMOS管会使得电路的输出跟随信号精确度和可以处理的最高频率等性能会有所降低。文中提出的跨导线性环电路只使用NMOS管构成,在跨导线性环中避免了PMOS管处理交流信号,处理交流信号的只有NMOS管,因此电路中输出信号的跟随精度以及系统函数的带宽会有所提高。
CCDVCC的符号图如图1所示。它具有两个高输入阻抗的差分电压输入端:Y+和Y-端;具有一个低输入阻抗的X端,可以作为电流输入端或者电压输出端。X端的寄生电阻RX通过外接输入偏置电流IB实现电阻值的可控
uX=uY+-uY-+iXRX=uid+iXRX (1)
IX=IZ+=-IZ- (2)
1 CCDVCC的设计
设计的CCDVCC如图2所示。电路的第一级为一个轨对轨输入的DVCC。电路的第二级为一个仅由两个NMOS管组成的跨导线性环结构,作为电流控制RX电阻值的结构。第一级电路包括3部分[6]:第一,由N型和P型MOS管并联组成的差分电压输入结构——轨对轨电压输入结构;第二,电流镜结构;第三,AB推挽输出结构。晶体管PM11,PM12 和NM9,NM10构成电流镜具有电压阈值相消的作用。晶体管NM13和PM13构成了AB推挽输出级。N型MOS管的差分电压输入结构和P型MOS管的差分电压输入结构并联是为了得到轨对轨电压输入以便扩大电压输入范围。轨对轨的差分电压输入结构有4个工作区域:只有P型MOS管差分对工作;P型MOS管差分对和N型MOS管差分对同时工作;只有N型MOS管差分对工作。
第二级由一个跨导线性环结构组成,跨导线性环的作用是通过外接的偏置电流控制X端的寄生电阻值。文献[7]提出的跨导线性环结构是由一对NMOS管和一对PMOS管共同构成的,而文中设计的跨导线性环结构仅由一对NMOS管构成。由于集成电路中PMOS管会降低电路的性能。相较于参考文献,设计的电路可以在较高的频率上正常工作并且可以将信号更加精确的传输到输出端;因为文中设计的电路中,跨导线性环电路结构中处理交流信号的只有NMOS管,避免PMOS管处理交流信号以致降低电路性能[8,9,10]。图2中晶体管M5和M6构成一个跨导线性环结构。根据跨导线性环的原理可以得到
i2=iX+iB (3)
图2中所有晶体管都工作在饱和区。因此,有
由式(4)可知,RX可以通过IB调节。M7是一个MOS开关,可以通过改变MOS开关的状态得到X端的负寄生阻抗-RX或正寄生阻抗+RX。控制MOS开关的信号是低电平时,RX为负阻抗;控制MOS开关的信号是高电平时,RX为正阻抗[11]。
2 仿真结果
使用CMOS 0.18 μm工艺对文中设计的电路进行仿真。电路的电源电压为1.8 V,工作电压为0.9 V。电路中所有MOS晶体管的宽长比如表1所示。图3为文中设计集成电路的版图结构。图4～图6显示的仿真结果曲线与文献[5]相比较列于表2中。
为证明设计的电路应用能力,提出了CCDVCC的两种应用。第一种为应用CCDVCC构成电流模式测量放大器,电路结构如图8所示。测量放大器的增益可通过改变电路中CCDVCC的输入偏置电流IB的值来进行调节。图9显示了电流模式测量放大器增益随输入偏置电流IB变化的曲线,测量放大器的增益如式(5)所示
由图7可知,曲线变化符合式(5)中所示函数
第二种为应用CCDVCC构成电压模式多功能滤波器,如图10所示。滤波器的中心频率和品质因素可以通过改变CCDVCC输入偏置电流IB的值调节
图11(a)显示了电路实现低通和带通滤波器时,滤波器的频率响应。利用CDVCC的偏置电流IB改变滤波器的中心频率fo以及品质因数的曲线如图11(b)所示。
3 结束语
设计的集成电路功能模块的优势为:有更大的带宽、更宽的RX电阻可控范围以及轨对轨的电压输入范围,唯一不足的是电压跟随增益有所下降。综上所述,设计的CCDVCC集成电路模块适用于构建高性能电流模式电路。
双序电流控制器 篇2
关键词：变换器,控制方式,峰值电流模式,平均电流模式
1 概述
DC-DC变换器的控制方式分为电压模式和电流模式两种, 电流模式又分成峰值电流模式和平均电流模式。电压型控制方式的基本原理是通过误差放大器输出信号与锯齿波进行比较, 产生PWM控制信号。电流型控制是指将误差放大器输出信号与采样到的电感峰值电流进行比较, 从而对输出脉冲的占空比进行控制, 使输出的电感峰值电流跟随误差电压变化而变化。
2 峰值电流控制模式
在DC-DC变换器中, 使用单一的电压反馈控制环难以保证系统在受到扰动作用时, 既有很好的动态品质又不致造成系统失稳。为此, 取输出电压和电感电流两种反馈信号实现双环控制, 这就是电流控制模式。峰值电流控制Boost变换器的原理如图1所示。
峰值电流控制作为电流型控制的一种实现方式, 采用双环控制。在双闭环控制系统中, 分为内环和外环, 内环为电流反馈环, 外环为电压反馈环。
电压调节器和功率级组成了电压外环, 电压调节器由误差放大器和补偿网络组成, 用于调节输出电压。输出电压与参考电压VREF相比较, 产生一个误差信号, 作为补偿网络的输入信号, 补偿网络的输出作为电流环的控制信号。电压外环控制输出电压Vo (t) , 电流内环控制电感电流iL (t) , 电感电流在电流内环中通过峰值电流调节器反馈, 而输出电压在电压外环中通过电压调节器反馈, 电压调节器通过改变控制量使输出电压与参考电压相等, 而电流调节器通过改变占空比使电感电流与控制量相等。
对于峰值电流控制的Boost变换器说, 当系统工作在连续导电模式下, 占空比D大于50%时, 电流内环仍然存在着无条件的开环不稳定性, 这是峰值电流控制系统的缺点。图2是峰值电流控制Boost变换器系统工作在连续导电模式下的电感电流波形。加入斜坡补偿信号可以消除该不稳定因素, 如图3所示, 在电压调节器输出Ic上叠加一负斜率斜坡。
3 Boost变换器平均电流控制设计
平均电流控制是在峰值电流控制的基础上发展起来的, 平均电流型控制是控制电感电流平均值, 因此对电流的控制更为精确, 平均电流控制Boost变换器的原理如图4所示。
在图4中, UE2为电感电流的控制编程电压信号, US代表有锯齿纹波分量的输出电感电流, 它们的差值经过放大器后, 得到平均电流跟踪误差信号UE1, UE1与三角波比较后, 得到PWM脉冲信号来调节功率开关管的关断和导通。
4 两种电流控制模式的比较
引入电流反馈实现双环控制后, 通过电流内环就可以检测输入电压变化, 对输出电压进行调节, 而无需等到输出电压变化后, 通过电压环来调节输出电压, 得到了比单环控制更好的瞬态响应性能。电流型控制除了改善DC-DC变换器的瞬态响应性能外, 还可以实现快速过电流保护和短路保护, 有自动限流能力, 使系统具有良好的线性调整率, 并容易实现多个DC-DC变换器的并联均流。
平均电流模式控制和峰值电流模式控制相比具有如下优点:a.具有高增益的电流放大器, 可以精确地跟踪电流设定值;b.抗干扰性能优越;c.不需要斜坡补偿;d.易于实现均流;e.控制精度高。峰值电流模式控制和平均电流模式控制相比具有以下缺点:a.对噪声敏感;b.需要斜坡补偿;c.具有尖峰值/平均值误差。
结束语
介绍了DC-DC变换器的两种电流模式控制——峰值电流模式控制和平均电流模式控制的原理, 并比较了他们的优缺点, 得出了平均电流模式具有较高的增益带宽、跟踪误差小、动态特性好、总谐波失真小、对噪声不敏感、适用于多种应用场合等特点而被广泛应用。
参考文献
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双序电流控制器 篇3
配电网中炼钢厂、风电场、电弧炉等大量特殊负荷的运行,不仅恶化供电质量,增加线路损耗,降低电能利用率,而且严重影响用户设备的正常、安全运行[1,2,3]。配电网静止同步补偿器(DSTATCOM)作为一种改善电能质量的重要手段,具有调节速度快、运行范围宽、输出谐波小、结构紧凑、成本低等优点。链式结构的DSTATCOM通过功率模块的简单串联,容易实现高压大容量化,非常适合中压等级应用,是一种先进、性能理想的动态无功补偿装置[4,5,6,7]。
由于配电系统负载的多样性,DSTATCOM除了无功补偿和电压支撑功能外,还要兼顾谐波补偿、不对称补偿等,这对装置的电流控制策略提出了更高的要求。为了获得满意的控制性能,并且在复杂的电网环境中保证装置高效、可靠运行,很多学者进行了深入研究,获得了大量成果[8,9,10,11]。其中,基于内模原理的重复控制器,对周期信号产生高增益,能够零静差跟踪谐波信号,可以获得满意的补偿效果。定点变频锁相技术的发展,使得重复控制器在频率波动的电网中也有较高的跟踪精度,因此不仅在逆变电源中,而且在有源滤波等并网变流器中得到了广泛应用[12,13,14]。
本文以链式结构的DSTATCOM为研究对象,引入比例积分(PI)控制内环加重复控制外环的双环控制策略,利用PI控制在低频段优越的动态响应速度和鲁棒性,保证系统的动态响应速度和稳定性,并通过重复控制修正内环的谐波跟踪误差,提高装置的无功补偿和谐波抑制能力;通过谐振带通滤波器进行补偿指令的选择性提取,增强了补偿的灵活性和可靠性。
1 链式DSTATCOM系统结构及模型
1.1 链式DSTATCOM系统结构
三相四线链式结构的DSTATCOM主电路拓扑如图1所示。
若装置引出中性线,则既可以三相控制,也可以分成三个单相单独控制,具有很好的灵活性。图1中:电压变换器由若干H桥结构的逆变功率单元串联组成;Cdc为直流滤波电容,通过稳压指令将电容电压稳定在udc,为装置逆变输出提供支撑;Lcon为交流滤波电感,其等效阻抗及线路损耗用电阻Rcon表示;ucon和icon分别为装置输出电压和输出电流;il为负载电流;ug和us分别为电网相电压和线电压,控制器通过检测us计算得出ug进行锁相,实现与电网同步,并与反馈的icon一起进行电流闭环控制;电流指令通过检测il计算得出,或开环给定固定补偿容量。
1.2 系统模型
由于负载阻抗通常远大于DSTATCOM的输出阻抗,因此忽略负载支路,装置单相等效电路如附录A图A1所示。根据装置单相等效电路,由Kirchhoff定律,可以列出DSTATCOM在三相abc坐标系下的数学方程为:
式中:R为线路所有损耗的等效电阻;L为线路总电感量。
通过dq变换将式(1)变换到dq同步旋转坐标系下,并写成s域表达式,整理得:
式中:下标d和q分别表示各参量的有功轴分量和无功轴分量。由式(2)可得DSTATCOM在s域的数学模型如附录A图A2所示。可以看出,装置有功电流和无功电流之间存在耦合,同时电网电压的扰动也会影响装置的输出电流。
2 DSTATCOM电流控制策略
2.1 控制系统结构
假设电网及负载三相平衡,为了节省计算资源,在dq坐标系下对DSTATCOM进行控制,电流环控制结构如图2所示。图中:根据装置数学模型,设置电流解耦和电压前馈环节;Gid(s)和Giq(s)分别为有功和无功电流控制器。
根据图2和DSTATCOM数学模型,可得装置电流环等效控制框图如附录A图A3所示。图中,一阶惯性环节G(s)为被控对象,可知系统有功和无功控制完全独立,并且被控对象相同,因此2个控制器可以使用相同结构和参数。
2.2 选择性补偿指令检测
对于三相平衡系统,负载电流可以表示为如下基波和谐波分量叠加的形式:
式中:If和Ih分别为基波电流和各次谐波电流幅值;为基波电流和各次谐波电流相角;h为谐波次数。
将式(3)变换到dq同步旋转坐标系下有:
由式(4)可知:在dq坐标系下,三相负载电流基波分量转换为d,q轴直流分量;各次谐波分流根据谐波正、负序分别转化成原谐波次数加减1次的谐波分量,即6k次谐波。
根据dq坐标系下负载电流特点,对装置补偿电流指令进行选择性提取,指令检测原理如图3所示。图中:ifq为基波无功电流,通过二阶低通滤波器滤除谐波分量可获得,滤波器截止频率选择折中考虑指令提取精度和动态响应速度,在25~85 Hz范围内选择;ihd和ihq分别为6k次谐波有功电流和无功电流,通过带通滤波器获得。
基于谐振控制器构造的提取第h次谐波的二阶带通滤波器如图4所示。图中:GRh(z)为谐振控制器传递函数,根据补偿需要,滤波器设计为不同谐振频率的GRh(z)相叠加,在dq坐标系下6k次谐振控制器可以同时提取三相坐标系下的6k±1次谐波;N为基波周期内的采样点数,采用定点变频锁相方法固定N值,使控制器谐振频率跟随电网频率变化,提高指令提取精度;KIh为积分时间常数,与指令提取精度以及响应速度相关。
以5次谐波为例,不同积分时间常数KI5下滤波器闭环频率特性如图5所示。由图可知,积分时间常数越小,滤波器幅频特性曲线过渡带越陡,选频特性越好,但是过小的时间常数导致控制器响应速度变慢,实时性差,应折中考虑。
2.3 电流环控制器设计
传统PI控制器可以零静差跟踪转化为直流量的基波无功电流,但是对各次谐波电流都存在稳态跟踪误差。为了提高系统谐波跟踪精度,电流环控制器采用PI控制内环加重复控制外环的双环控制结构,以无功轴为例,控制系统框图如图6所示。图中:GPI(z)为内环PI控制器传递函数;G(z)为被控对象的z域表达式,电流控制内环设置滞后一拍环节z-1,以减小采样及计算延时的影响;重复控制外环包括内模发生器F(z)、补偿环节S(z)和基波周期延时环节z-N。
PI控制内环作为重复控制外环的控制对象,为重复控制外环提供一个稳定的被控对象;重复控制外环则对PI控制内环的跟踪误差进行修补,提高闭环系统的控制精度。在动态性能方面,由于基波延时的引入,重复控制响应大于1个基波周期,在指令动态变化时,输入误差通过误差前馈通道直接加载到PI控制内环上,PI控制器可以立即对动态变化作出响应,响应速度主要取决于PI控制内环的闭环带宽。因此,PI控制器设计一方面要考虑为重复控制提供稳定的控制对象,另一方面还要兼顾系统的动态响应速度,典型的电流内环频率特性如附录A图A4所示。
根据内环频率特性设计重复控制外环,内模发生器频率特性如附录A图A5所示。由图可知,内模发生器对周期信号有很高增益,可以零静差跟踪谐波,提高装置补偿精度。阻尼系数Q取小于1的常数,保证控制系统稳定。
补偿器设计为相位矫正环节和二阶滤波环节的串联,z域表达式如下:
相位矫正环节用来矫正补偿带宽内的相位滞后,通过基波周期延时实现超前矫正;二阶滤波环节对高频振荡进行衰减,保证系统的稳定,同时减小对低频段相位补偿的影响。
补偿后的内环频率特性如附录A图A6所示。由图可知,控制器在更宽频率范围内,实现了对补偿指令零幅值衰减、零相位滞后的零静差跟踪,提高了谐波补偿精度。
根据小增益原理,利用如下公式判断控制系统的闭环稳定性:
式中:Ginner为电流内环闭环传递函数;Tsam为系统采样周期;ω为基波角频率。稳定条件的几何解释如附录A图A7所示,在z平面内,当ω在[0,π/Tsam]范围内变化时,的末端不超过以(Q,0)为圆心的单位圆,则控制系统稳定。通过调节阻尼系数和二阶滤波器参数,使控制系统稳定。
3 实验验证
搭建1台三相三线、三级级联DSTATCOM样机,验证控制器在电网中的实际运行性能。装置额定电压为1 300V,额定容量为130kW,采用单极倍频的载波移相调制方式,开关频率取为1.05kHz,控制算法通过TMS320F2812实现。在样机上进行如下实验。
3.1 无功补偿实验
分别开环给定感性和容性无功电流指令56.6A,使装置向电网输出固定无功,验证控制器稳态性能。通过示波器记录a相电网电压uga和装置输出电流icona,实验结果如图7所示。
通过wavestar软件对输出电流进行快速傅里叶变换(FFT)分析,计算控制系统基波跟踪误差,并检验输出电流谐波性能,分析结果如表1所示。表中:E为跟踪误差;MTHD为输出电流中51次以下谐波的总谐波畸变率(THD)。可以看出,无论感性无功还是容性无功,装置都具有较高的跟踪精度,同时输出电流的谐波畸变率较小。
令补偿指令从感性切换到容性,捕捉装置a相输出电流动态过程,实验波形如图8所示。可以看出,在指令大范围切换时,控制器迅速响应,补偿电流在1个基波周期内完成调节,平滑过渡到新的稳态。
3.2 谐波补偿实验
以三相不控整流桥直流侧接电阻作为谐波负载,通过选择性指令检测策略提取补偿指令,验证装置的谐波补偿能力,实验波形如图9所示。
图9(a)为a相负载电流波形,电流有效值为48A,THD为25%;图9(b)为装置补偿25次以下全部谐波后的a相电网电流波形;图9(c)为装置选择性补偿25次以下除11次、13次以外的谐波后的a相电网电流波形。可以看出,补偿后的电网电流波形得到了明显改善。
通过Fluke电能质量分析仪,对负载电流和补偿后的电网电流进行FFT分析,根据负载特性,分析25次以下各次谐波含量,具体结果如图10所示。可以看出,对于指令中包含的各次谐波,装置都进行了很好补偿,电网残余的相应谐波电流明显降低,谐波补偿效果明显;当指令选择性不补偿11次、13次谐波时,装置也避开补偿这些频率,验证了选择性指令检测方法的有效性。
4 结语
为了提高DSTATCOM无功补偿和谐波抑制性能,提出PI控制加重复控制的双环控制策略,并且利用谐振带通式滤波器对补偿指令进行选择性检测,提高了装置补偿的灵活性和稳定性。实验结果表明,重复控制有效修正了PI控制误差,提高了装置无功补偿精度和谐波抑制(补偿)能力,同时通过误差前馈和PI快速调节,保证了指令切换时的动态响应速度;选择性指令检测方法的引入使装置可以选择性补偿或不补偿指定次谐波,提高了补偿的灵活性和稳定性。
摘要：针对配电网负载多样、谐波污染严重的情况,为提高配电网静止同步补偿器(DSTATCOM)的无功补偿性能以及低次谐波抑制能力,提出比例积分(PI)与重复控制相结合的电流控制策略,利用PI控制器低频段优越的动态性能和鲁棒性,快速补偿基波无功,并利用重复控制器对周期信号的高跟踪精度,修正PI的谐波跟踪误差。频率特性分析表明,该控制策略可以有效消除传统PI控制在中频段的相位滞后,提高谐波补偿精度。为了提高装置补偿的灵活性和稳定性,通过谐振控制器构造带通滤波器,进行指令选择性提取,针对性补偿危害严重的特征次谐波,并避开系统谐振频率。实验结果验证了所提出控制策略的有效性。