电流控制电路（共12篇）
电流控制电路 篇1
电流互感器作为高压电网检测主要设备,不仅为电能的计量提供参数, 而且是为继电保护提供动作的依据。 随着国家智能电网和特高压电网的发展,传统电磁式电流互感器逐渐暴露出其致命缺陷,例如高电压等级时绝缘极为困难、更高电压下易磁饱和导致测量精度下降等[1]。 相比之下,光纤电流互感器具有抗电磁干扰能力强、绝缘可靠、测量精度高、结构简单和体积小巧等诸多优点,是当前研究热点[2,3]。 作为光纤电流互感器的核心部件,其检测和控制电路对电流检测精度和范围具有非常重要的影响。
目前检测和控制电路实现主要有两种方案,一种是以数字信号处理芯片(DSP)为核心[4,5],由于DSP的速度越来越快,使得DSP成为很多数据处理和信号检测方案的首选,但在时序控制方面是其瓶颈,由于时序控制精度和速度直接影响光纤电流互感器的检测精度,所以该方案控制精度提高有限;另一种是以现场可编程门阵列(FPGA ) 和DSP为核心器件[6,7], 结合两者的优点, 利用FPGA来完成系统时序控制,DSP实现各种数字信号处理算法,虽然可以获得非常高的控制精度,但系统结构相对复杂, 可靠性下降。 随着FPGA技术的发展,FPGA不仅被用来进行精密时序控制,而且可以实现复杂数字信号处理功能。 本文利用FPGA来实现精密时序控制的同时,实现非常复杂的信号处理算法,并以FPGA为核心器件完成光纤电流互感器信号检测和控制电路设计,利用该电路控制光纤电流互感器传感头进行电流测试和标定。 试验结果表明,系统控制精度达到0.2 S级测量准确度的要求。
1 全光纤电流互感器信号检测与控制原理
全光纤电流传感技术是利用法拉第效应来实现电流检测的, 当一束线偏振光通过处于磁场中的物质时,该偏振光的振动面会发生一定的旋转,从而可通过对此旋转角的测量来获得磁场及产生磁场的电流的信息,其中振动面的旋转角可由式(1)得出:
式中:Φ 为磁致法拉第偏转角;V为光纤的Verdet常数;H为磁场强度;l为光与磁场之间相互作用的距离。
法拉第效应的本质为磁致圆双折射, 其解释是:线偏振光可以分解为两束旋向相反的圆偏振光(左旋和右旋), 外加磁场使得物质对这两束正交圆偏振光的折射率产生差别, 导致它们在物质中的传播速度不再一致,这两束圆偏振光在传播一段距离后会产生一定相位差△ØS, 使对应的线偏振光的偏振面发生旋转, 通过测量该相位差就可以获得磁场及产生磁场的电流信息,同时已证明该相位差 △ØS和法拉第旋转角 Φ 之间的关系为△ØS=2 Φ 。
若光路围绕通电导体闭合,且当磁场H仅由穿过传感光纤圈的导体中的电流I产生时,可利用式(1)和安培环路定律得:
式中:△ØS为磁致法拉第相位差;V为光纤的Verdet常数;N为光束环绕导体的次数;n为传感光纤圈中导体的根数;I为单根导体上通过的电流。
由此可看出, 两束正交圆偏振光受法拉第效应后产生的相位差大小与光束环绕导体的次数和穿过传感光纤圈的总电流大小成正比。 由于光束绕导体的次数已知,所以只要测出 △ØS, 即可计算出待测电流的大小。
2 信号检测与控制电路实现
信号检测与控制电路的总体框图如图1 所示。 光纤传感头将携带有相位差信息的光信号输入到光电探测器(相位差与光电探测器输出信号幅度成正比),光电探测器输出的电压信号首先进行隔直处理,再经过放大和滤波后,经A/D(模数转换器)转换为数字信号,然后送入基于FPGA的数字信号处理单元。 在FPGA内进行数据解调、积分和滤波处理,并由阶梯波生成算法计算出阶梯波台阶高度,之后该阶梯波与固定周期调制方波在时序控制单元控制下叠加,再经FPGA控制的D/A(数模转换器)转换后形成模拟电压波形,驱动相位调制器,至此完成系统的一次闭环反馈。 此外,阶梯波台阶高度数据经数字滤波后由异步串行收发器(UART)传输到控制计算机, 由于该阶梯台阶高度与待测电流大小有关,上层软件通过简单处理就可以得出被测电流大小。 整个系统的时序控制由FPGA内完成, 且要求方波调制、A/D采集、数字阶梯波反馈、数据输出等的时序控制具有严格的同步关系。
2.1 前置放大及滤波电路
由于光电探测器输出信号比较弱,而且含有较高频率的噪声信息,需要对其进行放大和滤波处理后才能进行后续的A/D转换量化为数字信号。 因此前置放大及滤波电路对有用信号的放大和对噪声抑制能力会影响后续测量精度。 前置放大电路采用差分运放AD8130,该芯片具有非常高的共模抑制比,特别适用于微弱信号放大中需要低噪声、 低谐波失真和高共模抑制比的应用中。 光电探测器输出的交流有效方波信号频率为200 kHz左右, 为保证该方波信号无失真通过后端滤波电路,滤波电路的高频截止频率必须以不损失20 倍的方波基频信号的谐波设计,同时为避免高频噪声进入后端采样量化模块, 高频截止带宽不能太宽, 本设计中采用4 MHz带宽的 π 型滤波器实现前端滤波。
2.2 数据采集电路
为保证0.2S级(即千分之二)测量准确度,A/D转换位数需要达到10 位以上。 此外,为保证对200 kHz方波信号每个周期高低电平采样次数,从而可以通过累加求平均来提高采样精度,需要在每个周期内方波高低电平分别进行20 次以上采样后求平均, 这就要求模数转换器采样率大于8 MS/s。 设计中保留一定余量采用量化位数14 位、采样率20 MS/s的模数转换器AD9248。 该芯片采用多级的带有输出错误纠正逻辑的差分流水线结构,集成了两个高性能采样保持放大器和一个基准电压源,只需要提供控制时钟,其转换数据在7 个时钟之后自动出现在数据端口,用于精密时序控制场合非常方便。
2.3 FPGA控制电路
FPGA是光纤电流互感器控制电路实现信号检测与闭环控制的核心。 如图1 所示,其主要功能是负责生成整个控制系统的控制时序; 完成A/D采集控制及数据读取、存储;对采集到的数字信号按预定的解调和积分算法进行处理,将处理后的数据在发送到阶梯波生成算法的同时, 经滤波处理之后传到UART串口控制模块,完成与计算机的数据通信;此外还要将阶梯波生成算法产生的数据与方波数据叠加后控制D/A转换器输出相应的模拟信号。FPGA控制时序如图2 所示,电路上电复位后, FPGA程序加载并对外围A/D、D/A及其他程控电路及接口初始化;FPGA内部时序控制模块产生周期5 μs的调制方波, 该调制方波通过D/A控制接口输出到D/A产生同样周期的模拟方波信号并控制后端光调制器上产生±π/2 的相移, 确保前端光纤传感部分的相位检测灵敏度最高;模数转换器前端输入信号是含有相位差信息的交流信号,该信号的高低电平差值与相位差成正比,通过检测该信号的高低电平差值就可以间接获得当前相位差值,从而根据前面所述理论获得对应电流大小,该信号周期与方波周期一致。FPGA通过时序控制单元控制A/D转换器在每个方波周期内对该信号高电平和低电平分别进行多次采样求平均后相减,获得该信号的解调信息即相位信息。 由于前端光纤传感部分的相位差为0 时表明实现一次闭环控制,因此,上述解调出的相位信息需要经过阶梯波生成算法将相位差信息转换为阶梯波台阶数据, 再经过后端200 kHz固定方波和数字阶梯波叠加生成模块将该台阶数据与方波数据累加输出到D/A转换器,D/A转换器输出模拟信号驱动控制相位调制器产生抵消上述检测到的相位差信息,形成一次闭环控制。 该处设计时应设计阶梯波累加判别程序,当阶梯波累加数据值超过驱动相位调制器产生2π 相移时, 应该减去相位调制器产生2π 相移所对应值后再累加。 由于该阶梯波台阶的高度反映了被测电流引起的相位差值,所以该值与被测电流也成线性关系,可将该值经数字平滑滤波后由FPGA内部设计的UART通信接口传输到上层控制界面用于计算当前被测电流的大小。
2.4 数模转换及驱动电路
该部分功能是把200 kHz固定方波和数字阶梯波叠加生成模块所输出的数字信号转变为模拟电压信号,经过功率驱动部分的放大和幅度调节控制相位调制器(在D/A满量程输出时, 产生的模拟电压值为相位控制器半波电压的两倍), 从而在光纤传感环中产生一个附加的反馈相移, 抵消掉本次闭环控制周期内检测到的相位差。 D/A选择主要考虑模拟信号输出建立时间、增益误差、输出线性度以及分辨率几个指标。 D/A输出信号建立时间不仅对闭环控制带宽具有重要影响,而且当其建立时间较长时,会对输出阶梯波台阶的前、后沿影响很大, 导致模数转换器前端输入信号的尖峰脉冲拉长,而有效采样时间窗口变短,因此建立时间越短越好。 D/A的增益误差和输出线性度决定了输出模拟信号的误差和线性度,而模拟信号的误差和线性度施加在相位调制器上后或直接影响反馈相位的控制误差,因此需选择增益误差和输出线性度小的模数转换器。 D/A的分辨率直接决定相位控制的最小分辨精度, 其分辨率最好大于A/D的分辨率。 设计中采用16 位的高速D/A芯片AD9726 实现该模数转换功能。 由于该芯片为电流型输出,所以后端采用高速运放AD811 实现电流输出转电压输出和电压幅度放大功能。
3 实验验证及讨论
为验证上述控制电路性能,结合前端光纤电流传感头模块搭建了全光纤电流互感器装置。 同时,采用大电流发生器(交流,有效值0~5 000 A,50 Hz)作为测试电流源,并以0.01 级(误差低于0.01%)的标准电流互感器为基准,按照国标要求,搭建了一套准确度校检系统,以之校检该全光纤电流互感器的测量准确度,从而验证上述控制电路的指标和功能。 图3 是上层控制界面通过串口获得的50 Hz交流电信号的截图, 可见通过上述控制电路可以有效解调出50 Hz交流电信号的周期和幅度信息,从而实现对光纤传感头的闭环控制功能。
在本控制电路基础上搭建的全光纤电流互感器装置样机额定一次电流值Ipr设定为100 A~4 000 A, 根据国标要求,在Ipr的1%~120%范围内,实测电流值i测的测量误差如表1 所示, 其中标准电流值i标指0.01 级标准电流互感器对待测电流进行检测得到的电流值(有效值,与真实值之间的误差低于0.01%),单位为A;样机解调信号的数字输出指样机对待测电流进行解调后输出的数字量;样机解调出的电流值i解, 指样机解调信号的数字输出乘以一个固定变比得到的数值,表征解调输出的电流值(有效值),单位为A;电流误差为i标和i解之间的误差。
根据表1 的数据, 可得到全量程范围内的误差曲线,如图4 所示。 可以直观看出在全量程范围内的实测误差均满足0.2 S级测量准确度的要求。 即设计的电路完成了对光纤传感头的闭环控制和测试数据解调。
本文初步研究了用于全光纤电流互感器的闭环检测控制电路,基于单片FPGA实现信号采集、数据输出以及与计算机通信等控制和数据解调、积分滤波、阶梯波产生等算法,完成了对光纤电流互感器传感头输出信号的检测以及闭环控制。 该控制电路具有结构简单、集成度高、闭环控制速度快、控制精度高等特点,为研制满足电力电网测试需求的全光纤电流互感器奠定了基础。此外, 基于该控制电路研制的全光纤电流互感器样机,经测试, 其额定一次电流100 A~4 000 A范围内均实现了0.2 S级测量准确度, 初步满足电力电网对电流互感器测量准确度的要求。
摘要：论述了全光纤电流互感器检测和控制原理,以单片FPGA为控制核心设计了全光纤电流互感器信号检测与控制硬件电路,并对关键部件指标和检测控制方法进行了分析和讨论。结合前端光纤电流传感头搭建了全光纤电流互感器装置。经实验测试,其在额定一次电流100 A4 000 A范围内均实现了0.2 S级测量准确度,满足电力电网对电流互感器测量准确度的要求。
关键词：光纤电流互感器,闭环控制,FPGA,测量准确度
电流控制电路 篇2
第 5 周第 1 课时
授课者：郭中
学习目标
知识和技能
l 初步认识电流、电路及电路图
l 知道电源和用电器
l 从能量转化的角度认识电源和用电器的作用
过程与方法
l 观察简单的电路，尝试用开关控制一个用电器的工作
l 尝试用符号来表示电路中的元件，绘制最简单的电路图
情感、态度与价值观
l 通过连接电路的活动，激发学生的学习兴趣，使学生乐于动脑筋找出新的连接电路的.方法。
教学重点
认识电流、电路，会画简单的电路图
教学难点
从能量转化的角度认识电源和用电器的作用
教学器材
分组：小灯泡、小电动机各一个、一个开关、两节电池(带电池盒)、
一些导线、发光二极管
演示：各种电源
电路与电流知识点归纳 篇3
一、电路的组成
1、定义：把电源、用电器、开关、导线连接起来组成的电流的路径。
2、各部分元件的作用：①电源：提供电能的装置；②用电器：工作的设备；③开关：控制用电器或用来接通或断开电路；④导线：连接作用，形成让电荷移动的通路
二、电路的状态：通路、开路、短路
1、定义：①通路：处处接通的电路；②开路：断开的电路；③短路：将导线直接连接在用电器或电源两端的电路。
2、正確理解通路、开路和短路
三、电路的基本连接方式串联电路、并联电路
四、电路图（统一符号、横平竖直、简洁美观）
五、电工材料：导体、绝缘体
1、导体。①定义：容易导电的物体；②导体导电原因：导体中有自由移动的电荷；
2、绝缘体。①定义：不容易导电的物体；②原因：缺少自由移动的电荷。
六、电流的形成
1、电流是电荷定向移动形成的；
2、形成电流的电荷有：正电荷、负电荷。酸碱盐的水溶液中是正负离子，金属导体中是自由电子。
七、电流的方向
1、规定：正电荷定向移动的方向为电流的方向；
2、电流的方向跟负电荷定向移动的方向相反；
3、在电源外部，电流的方向是从电源的正极流向负极。
八、电流的效应：热效应、化学效应、磁效应
九、电流的大小：I=Q/t
十、电流的测量
1、单位及其换算：主单位安（A），常用单位毫安（mA）、微安（μA）
2、测量工具及其使用方法：①电流表；②量程；③读数方法④电流表的使用规则。
十一、电流的规律
①串联电路：I=I1+I2；②并联电路：I=I1+I2
【方法提示】
1、电流表的使用可总结为（一查两确认，两要两不要）。第一，一查：检查指针是否指在零刻度线上；第二，两确认：①确认所选量程。②确认每个大格和每个小格表示的电流值。两要：一要让电流表串联在被测电路中；二要让电流从“+”接线柱流入，从“-”接线柱流出；③两不要：一不要让电流超过所选量程，二不要不经过用电器直接接在电源上。
在事先不知道电流的大小时，可以用试触法选择合适的量程。
2、根据串并联电路的特点求解有关问题的电路。①分析电路结构，识别各电路元件间的串联或并联；②判断电流表测量的是哪段电路中的电流；③根据串并联电路中的电流特点，按照题目给定的条件，求出待求的电流。
辅导教师：沈 勇
剩余电流检测电路浅析 篇4
对于空调设备而言, 厂家往往在使用说明书内说需在机组设备电源前端装配漏电保护装备。另外, 有的厂家为提升产品安全性能, 在机组设备内部也会加装漏电保护装置。但这些装置由于其自身的机械特性, 安装较为繁琐、困难, 而且脱扣装置容易随时间的推移而老化失效, 存在一定的安全隐患。此时, 如果在控制板上辅配漏电电流检测电路, 则很大程度上提升了产品的安全可靠性。
1 剩余电流检测电路介绍
漏电电流检测电路可用来检测单相及三相电路的剩余电流, 并将该电流信号转换为电压信号提供给主控IC, 由IC输出相应控制信号给机组及其负载。当电压信号超过设定值时, 机组将切断所有负载电源, 以达到保护人身安全的目的。目前该电路已应用于部分空调设备电控系统中。
1.1 专用名词定义
(1) 漏电电流:通过漏电保护器主回路电流的矢量和。 (2) 漏电保护动作电流:在规定条件下, 使漏电保护装置 (或IC) 动作的漏电电流。 (3) 漏电保护不动作电流:在规定条件下, 使漏电保护装置 (或IC) 不动作的漏电电流。 (4) 零序电流互感器:电流检测元件, 被保护主电路的相线和中性线穿过环形铁心构成了零序电流互感器的一次线圈N1′, 均匀缠绕在环形铁芯上的绕组构成了互感器的二次线圈N2。其作用是将漏电电流信号转换为电压或功率信号输出给中间环节。
1.2 电路原理图
1.3 工作原理简介
漏电电流保护的基本原理是基于基尔霍夫电流定律:流入电路中任一节点的电流的代数和等于零, 即∑I=0, 它是用零序电流互感器作为取样元件。在线路与电气设备正常的情况下, 各相电流的矢量和等于零 (对零序电流保护假定不考虑不平衡电流) , 因此, 零序电流互感器的二次侧绕组无信号输出 (零序电流保护时躲过不平衡电流) , 执行元件不动作。当发生接地故障时, 各相电流的矢量和不为零, 故障电流使零序电流互感器的环形铁芯中产生磁通, 零序电流互感器的二次侧感应电压使其执行元件动作。图1中, 漏电电流检测芯片VG54123电源电压为DC+12V, 由PCB板上电源提供。零序电流互感器检测电流值为Ii, 根据电流互感器固定的初级/次级线圈匝数比 (常量) C, 可确定输出电流 (为交流) Io=Ii/C。负载电阻R89将电流信号转换成电压信号输出给VG54123。
在经过VG54123判断后, 当检测到的电压值达到设定值时, 其6/7脚输出高低电平驱动Q3三极管动作。主控IC通过检测“Leak currernt”端口电压来进行动作的控制。
1.4 各元器件作用
(1) 零序电流互感器———检测漏电电流值。 (2) 负载电阻R89———将检测的电流转化成电压信号。目前, 我们也是通过改变其阻值来调节主控板的动作电流, 现取值为220欧姆, 动作电流为16m A左右。 (3) 分压电阻R88———用以调整输入到VG54123的电压值。 (4) 三极管Q3———将VG54123的输出信号调整为主控IC的输入信号。 (5) 漏电检测芯片VG54123———用于调整转换的参数, 直接确定输入到芯片口的A/D参数。
2 电路使用注意事项
(1) 漏电动作电流设置不宜太小, 否则容易受外围环境干扰出现误动作。电流为10A左右的家用电器设备, 建议动作值设置为16m A, 0.1s内动作 (国标要求) 。对于大电流的商用设备需参考国标及实验数据来设置保护动作值。
(2) 主控pcba, 特别是零序电流互感器周围不得布置大电流线路或大功率感性、容性负载, 否则容易受其干扰, 产生感应电流而导致程序出错。
(3) 本文介绍的漏电检测电路是针对单相机型的, 对于三相机型或者其他电源形式的机型, 其工作原理是相似的。单相机型需在零序电流互感器内同一方向穿过零火线, 而三相四线制电源机型则是同一方向穿过ABCN四线罢了。当然, 两者的元器件电气参数肯定是不一样的, 需要我们在实验中摸索总结出来。
3 结语
电流和电路教学反思 篇5
物理来源于生活和社会，和社会和生活有着紧密的联系，正因为如此，物理才有着鲜活的生命力，所以在教学中，我从日常生活的现象“楼道中感应灯的原理”入手，让学生设计电路，创设学习物理的情景，根据学生画的电路图引入课题，学生感到物理和生活的紧密联系和重要作用。
在复习过程中，以电路为基本线，结合生活和社会实际，例如常见的导体和绝缘体，常见的串联和并联电路以及家庭电路的接法，都给学生留下深刻的印象，所以在今后的教学中，将继续深入研究物理和生活联系的实际，尽量使学生不是感觉物理知识很枯燥、乏味，增强学习的积极性，这样也为学生继续学习提高能力，为学生走向社会奠定基础。
在复习过程中，由于复习面太宽，知识内容多，操作起来时间上显得有些紧张，特别是时间安排上，感觉前松后紧，电路图的练习不够，家庭电路和实际相连的知识讲解过于匆忙，应该进一步通过讲解和学生的阅读来加强，如果时间允许的话，能通过实验进一步说明，效果会更好，实验是教学的重要手段，所以在今后的教学中进一步通过实验突破重、难点，提高课堂效率。
电流控制电路 篇6
一、教情分析
1.教材简析。教材的地位和作用。《研究串、并联电路的电流特点》既是串、并联电路、电路图、电流表知识的应用，又是以后学习电功、电功率等内容所必备的基础知识，因此是本章乃至整个初中电学的重要内容。目的是要通过实验探究得到串并联电路的电流规律。本节课重在探究过程，要让学生亲生体验、自己探究。但从教材编写来看，没有设计成一次完整的科学探究过程，学生只经历了探究的后面几个环节。
2.教学目标。（1）知识与技能目标：①初步学会串联电路和并联电路的连接方法。②初步学会使用电流表测电路里的电流。③知道串联电路和并联电路各部分电流的关系。（2）过程与方法目标：学生小组合作，自主探究串、并联电路的电流特点。（3）情感态度和价值观目标：通过这一类探究活动，让学生慢慢培养良好的科学探究习惯，培养学生实事求是的科学精神。
3.教学重难点。学生探究串、并联电路的电流特点的过程是重点。因为按照课程理念，探究活动重在过程。如何让学生在有限的时间内学会连接电路以及正确使用电流表是难点，因为学生首次自己动手做电学实验，动手能力比较欠缺。
二、教学设计
1.教学方法。秉承“以学生为主体，教师为主导，能力为主线，进行有效教学”的理念，因为教学目标是要通过做实验探究来完成，而不能直接告诉学生结论，同时学生初次做电学实验，要想完全独立在40分钟内完成实验有困难，所以本节课采用实验法、辅导法。
2.学法指导。本节课学生采用“自主探究、合作交流”的学习方法。因为只有这样才能真正体验科学探究的内涵，才能完成本节课的过程目标。
三、教学过程
本节课分为两大部分：研究串联电路的电流特点和研究并联电路的电流特点。每部分都是由学生操作、总结方法等步骤构成，这样既突出了过程，又突出了重点。每一部分又设计为五个环节。
（一）研究串联电路的电流特点
环节（1）：展示串联电路（1分钟）
提出问题：这是什么电路？学生回答：串联电路。
环节（2）：提出任务，学生连接电路（4分钟）
提出任务一：每小组把桌上的实验器材按屏幕上电路图连接起来。
学生自主实验，教师辅导，观察发现那些能较快正确连接出的小组，便于上台演示。
环节（3）：总结连接方法，突破难点（5分钟）
请一组同学告诉大家连接的最佳方法，并同时上前面把电路板上的器材连接起来。
学生边连接电路边讲解，以小灯泡亮为成功标志。老师再多媒体直观演示，并规范总结连接方法。串联电路的连接方法是：按电路图从电源正极开始，依电流路径，把元件一个一个连接起来（连接开关前，开关是断开的），最后连接到电源的负极。
接下来让学生连接好并检查小灯泡是否能同时发光。
环节（4）：测电流（5分钟）
提出任务：请同学把电路图中3处电流测量出来并填表。
先找一位同学演示测量1处的电流，并利用投影大家读出电流值。时间有限，只测一处的电流，学生自主实验，教师辅导。
环节（5）：总结电流特点（5分钟）
请同学把数据填入黑板上表格，提问：同学们分析上面的数据，想想有没有什么规律？思考讨论后请举手，从学生的口中大致得出串联电流的特点，规范总结为：串联电路中，电流处处相等I=I1=I2。
（二）研究并联电路的电流特点
环节（1）：展示并联电路（1分钟）
环节（2）：提出任务，学生连接电路（4分钟）
环节（3）：总结连接方法，突破难点（5分钟）
第一种方案：请一组同学告诉大家连接的最佳方法，并同时上前面把电路板上的器材连接起来。学生边连接电路边讲解，以小灯泡亮为成功标志。
第二种方案：如果学生不能及时连接并联电路，为了有效学习，教师可以亲自演示。
老师再多媒体直观演示，并规范总结连接方法。并联电路的连接方法是：
按电路图从电源正极开始，依电流路径，把元件一个一个连接起来（连接开关前，开关是断开的），最后连接到电源的负极。
接下来让学生连接好并检查小灯泡是否能同时发光。
环节（4）：测电流（5分钟）
环节（5）：总结电流特点（5分钟）
请同学把数据填入黑板上表格，提问：同学们分析上面的数据，想想有没有什么规律？从学生的口中大致得出并联电流的特点，并规范总结为：并联电路中，干路电流等于支路电流之和I=I1+I2。
四、板书设计与课堂小结
本节课板书设计分为两大块，（一）研究串联电路的电流特点（二）研究并联电路的电流特点。各包含了1.串联电路的连接方法；2.结论。
五、实践后反思
开关电流电路主要误差的改善 篇7
1 时钟馈通误差分析
时钟馈通误差是一个复杂的物理现象,在这里以第二代开关电流存储单元为例进行分析。
图1为存储单元,图2为开关断开时的电荷注入示意图。
对图1所示的存储单元,Ms的沟道电荷可以近似地描述为
其中:Cox是栅氧化层单位面积电容;WSeff和LSeff分别是Ms的有效沟道宽度和长度;vgs是Ms的栅-源电压;VT是Ms的阈值电压,由式(2)给出:
式中:2|φF|是强反型层表面势垒;γ是体阈值参数;VT0是vgs=0时的阈值电压。
一般情况下,1 V
将式(3)代入式(1),得到注入存储电容的沟道电荷为:
其中:αq表示沟道电荷注入存储电容的分配系数,典型值为:αq=1/2。由栅极扩散覆盖电容Col注入存储电容的电荷为:
根据式(4)和式(5)可得整个注入电荷的总量为:
存储管栅-源电压的误差为:
假设晶体管工作于饱和区,则:
由于:
式中:mi=ii/J,称为调制指数。将式(9)代入式(8),得:
所以由时钟馈通效应产生的漏电流误差为:
2 传输误差分析
开关电流电路属于电流模式电路,其基本结构的等效电路如图3所示。
从图3可以看出,上一级电路的输出电阻与下一级电路的输入电阻并联。设上一级电路的输出电流为Iout,输出电阻为Rout,下一级电路的输入电流为Iin,输入电阻为Rin,则下一级电路的输入电流为:
从式(12)可看出,增大输出电阻或减小输入电阻都可以减小传输误差。
3 误差的改善方法
(1)时钟馈通误差的改善。改善时钟馈通误差可采用S2 I电路。图4给出S2 I存储单元的电路和时序。它的工作原理为:在Ф1a相,Mf的栅极与基准电压Vref相连,此时Mf为Mc提供偏置电流J。Mc中存储的电流为ic=J+ii。当Ф1a由高电平跳变为低电平时,由于时钟馈通效应等因素造成Mc单元存储的电流中含有一个电流误差值,假设它为Δii,则Mc中存储的电流为ic=J+ii+Δii。在Ф1b相期间,细存储管Mf对误差电流进行取样,由于输入电流仍然保持着输入状态,所以Mf中存储的电流为If=J+Δii。当Ф1b由高电平跳变为低电平时,考虑到Δii<
(2)传输误差的改善。从前面的分析知,增大输出电阻或减小输入电阻都可以减小传输误差。下面介绍一种调整型共源共栅结构电路,见图5。
由图5可计算出输出电阻为:
与图1中第二代基本存储单元相比,输出电阻增大gmb[gmr1-1]gb倍。
结合S2I电路与调整型共源共栅结构电路的优点,构造调整型共源共栅结构S2I存储单元,见图6。
4 仿真及结果
采用0.5μm标准数字CMOS工艺对图6电路仿真,仿真参数如表1所示:
所有NMOS衬底接地,所有PMOS衬底接电源。所有开关管宽长比均为0.5μm/0.5μm。输入信号为振幅50μA,频率200 kHz的正弦信号,时钟频率5 MHz,Vref=2.4 V,VDD=5 V。表1中给出了主要晶体管仿真参数。HSpice仿真结果见图7(a)。对图1中第二代基本存储单元仿真结果见图7(b)。
从图7中可以看出,调整型共源共栅结构S2I电路大大提高了精度。图8(a)是图7的放大图,图8(b)是Matlab中的理想波形。从图8(a)可以看出,在A点时,输出开关断开,输入开关闭合,输出电流变为零。在AB区间内,输入信号对存储管的寄生电容充电。在B点,输出开关闭合,输入开关断开,输出电流为B点的电流值,半个时钟周期后,在C点,输出开关断开,输入开关闭合,继续重复上一周期对输入电流的采样-保持。整个电路全由管构成依靠晶体管的栅极寄生电容对输入信号采样-保持,所以可以与标准数字CMOS工艺兼容,与数字电路集成在1块芯片上。与Matlab中的理想波形对比后可以看出此电路的性能相当精确。
5 结语
与开关电容电路相比,开关电流电路不需要线性浮置电容,能够与标准数字CMOS工艺兼容。但是由于误差的存在,至今无法完全取代开关电容电路。这里分析了开关电流电路中的时钟馈通误差与传输误差,并提出了解决办法,从仿真结果可以看出改进后的电路性能大大提高精确完成了对输入信号的采样保持。
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电流型逆变电路的技术研究 篇8
三相电流型逆变器常常应用于电动机的调速控制,这个时候的负载是感性负载。电流型逆变电路的直流回路电流是不容易变动的,在逆变器开关动作时,如果不能保证逆变电流输入电流稳定,则易产生很高的di/dt,影响逆变器的安全运行,电压型逆变器则不会有这类问题出现。因此目前中小功率变频器大都采用电压型逆变电路,电流型逆变电路很少使用。但是电流型逆变电路的直流电源采用晶闸管可控整流,通过调节控制角可以进行有源逆变,将交流电动机的能量回馈电网,实现节能和四象限运行较为方便[1],因此有必要研究电流型逆变电路。
2 电流逆变电路工作原理介绍
2.1 单相电流逆变电路的工作原理
图1(a)所示为晶闸管组成的单相桥式电流型逆变电路。在图1中,V T1~V T4组成逆变电路的四个桥臂,大电感Ld串联于直流电源的输出端,因此直流回路电流Id基本不变。R、L为逆变器的负载,电容C是并联在负载两端的补充电容器,L、R与构成并联谐振电路。电容C处于过补偿状态,使并联谐振回路的电流0i领先于电压u0一个角度θ,即R、L、C呈容性,θ的大小取决于电容的补偿程度。在V T1、V T3导通时有正向电流Id自A流向B,在V T2、V T4导通时有反向电流自B流向A,AB间的电流i0是方波型的交流电,如图1(b)所示。设0~π区间,V T1、V T3导通,i=0id,C与R、L工作于谐振状态。在w t=π时刻之前,输出电压u0>0,V T2、V T4承受正向电压,在w t=π时刻,VT1与V T2、V T3与V T4需要换流时,触发V T2和V T4,VT2、V T4因受到正压而导通,V T1、V T3受反向电压而关断。在0i的负半周w t=2π时刻,触发V T1、V T3,则V T2、V T4受到反向电压关断,V T1、V T3再次导通。可以看出,晶闸管触发脉冲出现的时刻与负载电压u0有关,这种运用负载电压使晶闸管关断的方式称为负载换流形式。
2.2 三相电流逆变电路的工作原理
三相电流型桥式逆变电路的原理图如图2所示。图2中的GTO使用反向阻断型器件。假如使用反向导电型GTO,必须给每个GTO串联二极管以承受反向电压。图中的交流侧电容器是为了吸收换流时负载电感中的储能而设置的,是电流型逆变电路必不可少的组成部分。这种电路的基本工作形式是120o导通方式。即每个臂一周内导电120o,按V T1到V T6的顺序每隔60o依次导通。这样的话,在每个瞬间上桥臂组的三个臂和下桥臂组的三个臂都会各有一个桥臂导通。换流的时候,是在上桥臂组或者下桥臂组的组内依次进行换流,这是横向换流。
图3给出了逆变电路的三相输出交流电流波形及线电压uUV的波形。输出电流的波形和三相可控桥式整流电路在大电感负载情况下的交流输入电流的波形形状是一样的。因此,它们的谐波分析数学表达式也会是一样的。输出电压波形和负载性质有关,图3中给出的波形形状大体上是正弦波,但是上面叠加了一些脉冲,这产生于逆变器的换流阶段。输出交流电流的基波有效值IU1和直流电流Id的关系为:
和三相电压型桥式逆变电路中求输出线电压有效值的式子相比较,因两者波形形状相同,所以两个公式的系数相同。
3 电流型逆变电路在MATLAB/Simulink的建模与仿真
3.1 单相电流型逆变器的建模与仿真
单相电流型逆变电路主要由可控电流源、4个晶闸管、并联RLC支路、脉冲发生器等构成,其在MATLAB/Simulink中仿真电路模型如图4所示[2,3,4]。图5为单相电流型逆变电路的输出电流和电压仿真波形,从图5中可以看出输出电流逆变成矩形波,实现了直流变交流的目的。
3.2 三相电流型逆变器的建模与仿真
三相电流型逆变电路主要由可控电流源、6个Mosfet、三相串联RLC支路以及脉冲发生器等构成,其在MATLAB/Simulink中仿真电路模型如图6所示[2,3,4]。图7为三相电流型逆变电路的输出电流和电压仿真波形,从图7中可以看出实现了逆变成三相交流电流。
4 结束语
本文首先对单相和三相电流型逆变电路的工作原理做了简单阐述,然后在MATLAB/Simulink中对其进行了建模仿真,仿真结果表明,电流型逆变电路能够将直流电流逆变成矩形的交流电流,其中单相电流型逆变电路主要应用在小功率场合,而三相逆变电路应用在大功率场合。
摘要：根据直流侧电源性质的不同,逆变电路分为电压型和电流型逆变电路,其中电压型逆变电路的直流侧相当于电压源,直流回路呈现低阻抗;电流型逆变电路的直流侧相当于电流源,直流回路呈现高阻抗。文章研究了电流型逆变电路,首先阐述单相和三相逆变电路的工作原理,然后在MATLAB/Simulink中进行了建模与仿真,通过仿真结果分析,逆变电路能够将直流电流逆变成矩形波的交流电流。
关键词：电流型逆变电路,负载,矩形波,建模与仿真
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直流电源浪涌电流抑制电路研究 篇9
所谓浪涌,是一种突发性瞬态电压或者电流脉冲,是指电源接通瞬间,引起流入电源设备的峰值电压或电流,此类电压或者电流的脉冲宽度甚至可以短到纳秒数量级。当电源上电瞬间,由于加在滤波电容上的瞬态电压很大,将引起很大的浪涌电流,这些滤波电容(包括外部电容和寄生电容)的作用相当于一根短路线,产生上升很快的瞬时浪涌电流。浪涌电流的尖峰可能比稳态电流大的多,如果浪涌电流不加以抑制,就很可能会烧毁保险丝,损坏连接器的引脚,因此电流尖峰和电流上升下降斜率必须被有效的控制。
通常以下几种情况会引起浪涌电流产生[1]:
(1)电源开、关瞬间;
(2)同一电网中其他用电设备的开关动作;
(3)雷电感应;
(4)电路中电子元器件的引脚接触不良(如虚焊或者电连接头松动等),造成电源时通时断;
(5)电子元器件带电插拔;
(6)电子元器件参数突变;
(7)示波器等检测设备使用时探头带电;
(8)电烙铁或人体静电。
图1 为直流+28 V电源经DC-DC电源模块转化成+5 V后给负载电路上电(未加抑制电路)的简化示意图,测试点1、2 分别为+28 V、+5 V的浪涌电流测试点,测试工具为电流钳(1 A/100 m V)、示波器等。图2 为测试点1、2 处测试到的浪涌电流实测变化曲线,+28 V处峰值浪涌电流为4.19 A,+5V处峰值浪涌电流为3.44 A,而负载电路稳定工作电流仅为200 m A左右,可见电路上电瞬间产生的浪涌电流对电源母线及电路自身安全是一个十分可怕的隐患。
1 传统浪涌电流抑制电路分析
传统的电子设备采用熔断器作为浪涌电流抑制器[3]。熔断器是在玻璃管中封装的一根熔丝,熔丝的开断时间与通过熔丝的电流幅度之间具有反时限的安- 秒特性,即通过的电流幅值越大,开断的时间越短,熔断器是一次性器件,熔丝一旦烧断,熔断器就报废了,这就大大限制了熔断器作为浪涌电流抑制功能的应用,尤其是在航空航天领域。现如今有一种能自重置的熔丝正在取代一次性熔丝,并在电子线路的浪涌保护中发挥作用,这种熔丝由聚合物载体充以导电微粒组成,在熔断状态下,导电微粒互相保持接触,熔丝呈现低阻态,当通过熔丝的电流接近某一个阈值时,熔丝的自身加热引起导电微粒重新排列,互相之间失去约束,使熔丝表现为高阻态。但是从聚合物熔丝的工作原理可以看出,聚合物熔断器的响应时间较长,不适合作灵敏的、高速的浪涌电流抑制器。
使用大电感或者是和电容串联电阻来抑制浪涌电流[2],如图3。大电感带来的问题是电源的体积增大和重量增加,而串联电阻造成电源转换效率降低。为了克服串联电阻带来的功率损失,许多设计者在电阻两端并联一个开关(半导体器件或者是继电器)。继电器的尺寸和重量取决于工作电流,而且必须设计特定的控制电路来控制继电器的通断,增加了电路的复杂度,从一定程度上也降低了电源的可靠性。在一些场合中也可以在电阻两端并联半导体器件,如SCR。这些器件的使用也带来体积过大以及功耗较大的问题,同时还要设计专门的控制电路来控制SCR的通断,因此增加了电路的复杂性并降低了电路的可靠性。
2 新型浪涌电流抑制电路的设计
本文提出一种新型的浪涌电流抑制电路。该电路采用MOSFET配合其它外围电路来实现浪涌电流的抑制。之所以选择MOSFET来抑制浪涌电流,主要是由于其具备如下特点:
(1)MOSFET是多子压控型器件,具有很快的开关速度;
(2)开关损耗小;
(3)栅极驱动方式简单;
(4)RDS低,因此在MOSFET导通状态下,漏-源极之间导通压降也较低,一定程度上提高电源效率。
以MOSFET管NTMD6N03R2 为例,MOSFET的开关速度取决于输入电容充放电的速度,从MOSFET的栅极电荷转移特性曲线(见图4)可以看出,当栅源电压VGS上升并保持在Vplt(产品手册中可查到)时,漏源电压从VDS迅速下降到10% 位置之后,缓慢下降到Vdss,从RDS与ID关系曲线(见图5)中可以看出,内阻RDS变化非常微小,可以忽略不计,此时IDS几乎保持不变,d VDS/dt得到了很好的控制。因此,采用MOSFET管作为浪涌电流抑制的核心器件主要就是利用利用了MOSFET在VGS上升并保持在Vplt过程中对d VDS/dt很好的控制能力这个功能。
图6 所示电路为直流+28V电源浪涌抑制电路,其中MOSFET M1 被置于电路的回路中,经过抑制后的浪涌最大电流取决于电路R5、R67 并联后的阻值与电容C1、C24 串联后容值的乘积( 阻、容值需依据实际情况经试验测试确定),电阻R7 的功能是对+28 V输入电压进行分压,使得M1 的栅- 源电压VGS不会超限而导致器件损坏,稳压二极管V1的功能是限制M1的栅-源电压由于输入+28V电源不稳定而导致VGS超限,从而损坏器件。
如7 所示电路为直流+5V电源浪涌抑制电路,其工作原理同样是利用MOSFET电荷转移特性, 通过控制VGS的打开时间来实现浪涌电流抑制,区别只是MOSFET的选型和阻容数值的匹配。
3 实验结果
按照图6、图7 所示电路设计,DC-DC模块采用Interpoint公司航天标准电源,按图1 所示连接方式连接,同样在图2 所示中两个测试点测试浪涌电流,+28V的浪涌电流为0.7 A(见图8),为浪涌抑制前4.19A的16.7%,+5 V的浪涌电流为0.34 A(见图9),为浪涌抑制前3.44 A的9.8%,取得了很好的抑制效果。
4 结论
本文针对直流电源在上电瞬间会产生浪涌冲击电流的现象,分析了传统抑制浪涌电流方法的局限性,提出了一种基于自驱动MOSFET的新型浪涌抑制电路,通过实验验证了该电路的可行性和实用性,并最终将该电路成功应用于航天 ×× 项目星载开关电源中,在一系列严苛工作条件下,其工作状态正常,表现优秀,有效抑制了浪涌电流对系统的影响。
摘要：文章介绍了直流电源浪涌电流产生的原因及危害,并对传统浪涌电流抑制电路进行分析,指出其局限性,并提出一种新型的基于MOSFET的浪涌电流抑制电路。该电路经过实验验证,具备优秀的浪涌电流抑制能力,最终成功应用于航天星载开关电源中。
关键词：浪涌电流,直流电源,抑制,MOSFET
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交流输入电压、电流监测电路设计 篇10
电子设备只有在额定电压、电流下才能长期稳定工作, 因此需要设计相应的监测、保护电路, 防止外部输入电压或者负载出现异常时造成设备损毁。工频交流电压、电流的大小, 通常是利用它的有效值来度量的。有效值的常用测量方法是先进行整流滤波, 得出信号的平均值, 然后再采用测量直流信号的方法来检测, 最后折算成有效值。但是由于供电主回路中存在大量的非线性电力、电子设备, 如变压器、变频器、电机、UPS、开关电源等, 这些设备工作时会产生谐波等干扰。大型电动设备启动、负载突然变化、局部短路、雷电等异常情况出现时, 供电主回路中会出现浪涌。当这些情况发生时, 供电线路上已不是理想的正弦波, 采用平均值测量电路将会产生明显的测量误差。利用真有效值数字测量电路, 可以准确、实时地测量各种波形的电压、电流有效值。下面介绍的监测电路安装于配电箱中, 与外围保护电路一起实现对电子设备保护的功能。
真有效值数字测量的基本原理
电流和电压的有效值采集电路原理基本相同, 下面以电压真有效值为例进行原理分析。所谓真有效值亦称真均方根值 (TRMS) 。众所周知, 交流电压有效值是按下式定义的:
其近似公式为
分析式 (1) 可知, 电路对输入电压u进行“平方→取平均值→开平方”运算, 就能获得交流电压的有效值。因这是由有效值定义式求出的, 故称之为真有效值。
若将式 (1) 两边平方, 且令, 还可以得到真有效值另一表达式
式 (3) 中, Avg表示取平均值。这表明, 对u依次进行“取绝对值→平方/除法→取平均值”运算, 也能得到交流电压有效值。式 (3) 比式 (2) 更具有实用价值。由于同时完成两步计算, 与分步运算相比, 运算器的动态范围大为减小, 既便于设计电路, 又保证了准确度指标。美国模拟器件公司 (ADI) 的AD536、AD637、AD737系列单片真有效值/直流转换器, 即采用此原理设计而成。
而凌力尔特公司的单片真有效值/直流转换器LT1966、LT1967、LT1968在RMS-DC的转换过程中采用一个∆∑调制器作除法器, 一个简单的极性开关作乘法器。相比采用对数/反对数电路的产品, 号称有更好的线性度, 增益受温度影响更小。
另一方面, 在计算机采集系统中U (t) 是离散值, 可以采用下面的公式计算:
U (i) 为各瞬时采用值, i=1, 2, …, n;n为采用次数。
交流电压采样电路设计
图1为简易平均值-有效值测量电路原理图, 平均值电路由变压器T、整流桥BR、电容器C和电阻RL组成, 虚线部分将平均值折算为有效值输出。
用图1所示平均值电路进行测量, 存在如下问题:
●变压器和整流桥是非线性器件, 因此必定会产生非线性误差, 难以精确补偿;
●整流桥BR后为得到稳定、平直的DC波形需要较大容值的电容器C, 电容充放电时间长, 因此响应速度慢;
●由于电容器C容值不可能无限大, 在电容C两端测量到的必然是直流脉动波形。
实际上, 因为变压器体积较大, 简易测量仪表多采用电阻分压的方式衰减被测交流电压, 再由运放和二极管组成平均值响应的线性整流电路将交流电压转换为直流电压, 然后将平均值折算为有效值。对于理想的正弦交流电压采用上述测量方法是没有问题的, 但是电网中存在各种非线性电力、电子设备, 对于由此造成的失真, 采用均值检波电路将会产生较大的误差。表1中列出均值检波与真有效值的误差比较。
在极端情况下, 均值检波电路产生如此之大的误差是不能接受的, 采用真有效值电路可以避免出现这么大的误差。单片TRMS/DC转换器可以选用美国模拟器件公司的AD536、AD636、AD637、AD736、AD737和凌力尔特公司的LTC1966、LTC1967、LTC1968。
图2是由AD736构成的5量程321位真效值数字电压表电路图。S1为量程开关, S2为“测量/备用”模式选择开关 (常态下S2断开, 闭合时仪表呈备用状态) , S3为电源开关。精密电阻R1～R5构成高阻抗分压器, 总阻值为10M。输入交流电压Vi n首先被衰减成200mV以下, 再经限流电阻R6接至AD736的第2引脚。VD1、VD2为双向限幅保护二极管。C1是输入端耦合电容, 起隔直作用。C2、C6为电源滤波电容。C4是AD736的平均电容。输出电压经R9、C5滤除纹波后获得直流电压, 加至ICL7136的模拟输入端。R9兼ICL7136的限流电阻。ICL7136采用外基准, 由ICL8069提供的1.2V基准电压源, 通过R8、RP分压后得到基准电压VREV=100mV, 基本量程为200mV。
交流电流采样电路
交流电流采样电路前端常用的交流电流互感器有硅钢FeSi电流互感器、罗果夫斯基线圈 (Rogowski Coil) 电流互感器、霍尔电流传感器三种。
硅钢电流互感器由于其普及的价格, 主要被广泛用在不需要很高精确度的功率监控, 对负载进行平衡。但是, 由于其只适用于50Hz的正弦波, 而且线性度很差 (特别在低电流值时) 和相移太大, 因而不适合对电量对象进行准确的检测分析。因为其又大又笨重, 因此也不太适合在空间有限的环境中使用 (例如小型配电箱) 。
罗果夫斯基线圈电流互感器虽然实现了小型、轻型和灵活的对高强度电流的测量, 但其对设计、制造工艺和固定安装方面要求较高, 而且对信号适应和标定有一定要求。目前, 罗果夫斯基线圈技术只在特定测量领域图1交流信号平均值-有效值测量原理是非常有前景的技术。
霍尔电流传感器尺寸小, 重量轻, 易于安装, 价格适中。传感器的原边电路与副边电路之间完全绝缘, 绝缘电压一般为2～12kV, 特殊要求可达20～50kV。其副边电路可以忠实地反映原边电流的波形, 可测量任意波形的电流, 如直流、交流和脉冲波形等, 可以对瞬态峰值参数进行测量。一般的霍尔电流传感器可在0～20kHz频率范围内很好地工作, 精度优于1%, 线性度优于0.5%, 动态响应时间小于7ms, 跟踪速度di/dt高于50A/ms, 过载能力强, 测量范围大 (0～±10000A) 。
通过上述比较, 为了适应舰船电子设备普遍的中小功率电流精确、稳定可靠监测的需要, 霍尔电流传感器是我们的首选。我们可以选择单电源供电, 电压型输出的LEM电流传感器CASXX-NP或者LTSXX-NP系列。选用印制板安装的单电源电流传感器可以简化电源硬件设计, 选电压型输出避免了电流型输出需要增加的外接采样电阻以及运放, 方便与DSP或者单片机的AD端口直接连接。输出电压范围 (2.5±0.625V) , 即原边电路电流为0时, 输出电压为2.5V;正向最大电流时输出电压为3.125V, 反向最大电流时输出电压为1.875V。
单相交流电压、电流监测电路
在图3所示电路中, 我们采用了一片Microchip公司的RISC结构的高性能嵌入式微控制器PIC16F873。其内置的主同步串行端口MSSP模块具有两种模式:串行外设接口SPI和集成电路内部I2C总线。SPI同步串行输入/输出可应用于外接移位寄存器、串行E2PROM、串行A/D和D/A转换器、LCD显示器等。SPI模式使用串行数据输入SDI、串行数据输出SDO、串行时钟SCK这三个I/O口通信, 根据情况还常常需要其他引脚配合使用 (例如提供片选信号) 。I2C模式是IC之间的串行总线, 只需要串行数据SDA和串行时钟SCL两个I/O端口。通过定义同步串行端口状态寄存器, 我们可以方便的选择其中一种工作模式, 但两种串行通信仅能选择其中之一进行工作。如图3所示, 在交流电压采集通道, 我们选用了一片LTC1966真有效值RMS-DC转换器和一片LTC2420A/D转换器。
LTC1966采用∆∑计算技术, 内部的增量累加电路使用更为简便、准确度更高和功耗更低, 与传统的对数-反对数RMS-DC转换器相比, 表现出更大的灵活性。LTC1966可接受单端或差动输入信号 (可抑制EMI/RFI) 。差动输入范围为1VPEAK, 提供优异的线性度。具有独立的输出基准电压引脚, 可进行灵活的电平调整。LTC1966对电路板的焊接方式、应力及工作温度都不敏感。与对数/反对数方案相比, 该拓扑结构具有本质更好的稳定性及线形度。
LTC2420的ADC是一个过采样∆∑ADC, 具有本质性抑制RMS平均纹波的特性。将F0引脚接电源, 内置的数字滤波器即可以滤去50Hz纹波。数据输出为三线制接口, 兼容SPI和MICROWIRE协议。在采样时它的输入阻抗是6.5M, 如果直接连接负载LTC1966, 将会造成-0.54%至-0.73%的增益误差。而且, LTC2420 DC输入电流在0V时并不为零, 而是其基准的一半, 这会造成输出偏移和增益误差。但是对于特定的LTC1966和LTC2420组合, 该误差是固定的, 因此可以通过校准系统消除这些误差。
交流电压采样过程:LTC1966对衰减后的交流电压信号进行RMS-DC转换。PIC16F873的RA1端口输出低电平选中LTC2420的CS片选端启动A/D转换。PIC16F873通过SPI接口接收LTC2420的转换数据, 再对数据进行处理。
在电流检测通道, 首先由电流传感器将电流信号转化为电压信号。因为PIC16F873内部嵌入了一个10位A/D转换模块, 将其一路输入通道与LEM电流传感器的电压输出端连接, 由PIC16F873进行A/D转换后, 直接通过软件计算处理得到交流电流瞬时值、有效值和峰值。有效值计算原理依据公式4。
显示通道由一片带串行接口的多位译码驱动器MAX7221和四个LED数码管组成。因为监测过程需要显示的数据主要为数字量, 所以选择7段LED数码管作为显示输出部件。而且LED数码管较LCD显示器适应低温、震动环境能力更好, 价格更低廉。MAX7221是一种集成化的串行输入/输出共阴极显示驱动器秒, 它连接微处理器与8位数字的7段数字LED显示, 也可以连接条线图显示器或者64个独立的LED。其上包括一个片上的B型BCD编码器、多路扫描回路, 段字驱动器, 而且还有一个8×8的静态RAM用来存储每一个数据。MAX7221与SPI、QSPI以及MICROWIRE相兼容, 同时它能通过限制段驱动电流来减少电磁干扰。使用MAX7221驱动LED数码管, 不仅简化了硬件电路, 也减少了PIC16F873的软件编程工作。
报警输出通道, 采用一只压电蜂鸣器发出音频报警, 通过一只TLP421-1光耦和一只直流电磁继电器控制外围保护电路动作切断电源输入进而保护电子设备。
按键部分较为简单, 只有四个按键:“↑”、“↓”、“←”、“OK”。恰好可以利用B端口RB4～RB7四个I/O口的电平变化中断功能, 实现所有“显示模式”、“电压、电流值校准测量”、“高低限报警值设定”、“高低限切断值设定”、“复位确认”等功能选择操作。
结语
设计实现了交流电压、电流的真有效值测量电路。该电路选用了一片PIC16F873单片机, 利用其SPI串行通信接口连接一片LTC2420A/D转换器实现电压采集, 利用其内部嵌入的A/D转换器连接外部的LEM电流传感器实现电流采集, 一片MAX7221驱动器完成显示功能。在实际使用中, 该电路实现了精确的交流电压、电流检测, 抗干扰能力强, 配合外围保护电路能有效防止电子装备在异常情况下发生损毁。外围还可以考虑增加远程通信模块和记录模块, 实现更完备的监测记录分析功能。
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电流控制电路 篇11
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0 引言
永磁同步电机(Permanent Magnet Synchronous Motor，PMSM)以其结构简单、体积小、重量轻、损耗小、效率高等特点，广泛应用于国防、工农业生产和日常生活等各个方面，目前正向大功率、高功能和微型化的方向发展.PMSM大多采用直接转矩控制方法调速，仅根据已知矢量表进行控制，一般不对系统未来采样时间内可能产生的负载电流进行预测.［1-6]此外，直接转矩控制中的滞环控制器导致开关频率变化，当测量值与参考值的误差大于限定阈值时进行一次控制以减小误差，但在后续控制中误差可能再次超出阈值.长时间的控制计算会导致转矩和磁通超出滞环限制.［7]
采用预测电流控制方法对PMSM进行调速可解决上述问题.电机调速系统中三相脉冲宽度调制(Pulse Width Modulation，PWM)逆变器对电流的控制有一个周期延迟，预测电流控制的思想是在一个PWM周期内实现实际电流趋近并最终等于参考电流，具体方法是在每个周期内选取与参考电流误差最小的电流控制电压矢量，预测性地控制电流矢量.［8-12]预测电流控制实时优化开关配置，每次选择配置可以控制电流矢量轨迹相对于参考电流矢量轨迹保持最小的空间误差，并在未来的每个采样计算周期内重新选择配置状态，实时减小电流矢量误差.［13]预测电流控制能在尽可能短的时间内高精度地控制定子电流，这使得PMSM调速系统的动态性能更佳、谐波影响更低.
1 PMSM建模
1.1 PMSM数学模型
PMSM的三相绕组分布在定子上，永磁体安装在转子上.PMSM运行时定子与转子始终处于相对运动状态，永磁体与绕组以及绕组之间的相互影响使得电磁关系十分复杂，再加上磁路饱和等非线性因素，很难建立 PMSM精确的数学模型.为简化PMSM数学模型，假设:(1)忽略电机的磁路饱和，认为磁路是线性的;(2)不考虑涡流和磁滞损耗;(3)当定子绕组加上三相对称正弦电流时，气隙中只产生正弦分布的磁势，忽略气隙中的高次谐波;(4)开关管和续流二极管为理想元件;(5)忽略齿槽、换向过程和电枢反应等影响.［14]
PMSM的数学模型主要由电压方程、磁链方程和转矩方程组成，为简化运算、便于建模，采用两相旋转d-q坐标系下的数学模型，并通过坐标变换得到三相静止a-b-c坐标系下的方程.
PMSM在d-q坐标系下的电压方程为
式中:Rs为定子电阻;ud和uq分别为d和q轴的相电压;id和iq分别为d和q轴的相电流;Ld和Lq分别为d和q轴的电感;Ψd和Ψq分别为d和q轴的磁通;ω为电角速度.
由于d-q轴不是由真实物理量组成的坐标轴，在仿真试验中通过坐标变换得到a-b-c坐标系下的电压方程
式中:ua，ub，uc分别为 a，b，c轴的相电压;θ为 d-q坐标系与a-b-c坐标系之间的电角度.
永磁同步电机的磁链方程为
式中:Ψf为永磁转子产生的磁链.
永磁同步电机的转矩方程为
式中:p为电机的极对数.
把式(3)代入式(4)可得
式中等号右侧:第1项是定子电流和永磁体产生的转矩，称为永磁转矩;第2项是转子凸极效应引起的转矩，称为磁阻转矩.若Ld=Lq，则不存在磁阻转矩且永磁体磁链为常数，此时电机转矩只与iq有关，转矩方程简化为
1.2 PMSM模型离散化
离散化PMSM模型是为降低连续系统的时间复杂度，实现离散时间内的信号采样，为电流预测控制作理论准备.
根据式(1)可得PMSM在d-q坐标系下的状态方程
设Ld=Lq=Ls，可以推出
式中:Rs，Ls和Ψf为与时间无关的常数.
利用泰勒公式的一阶展开，得到PMSM模型的离散化方程［15]
为便于实现离散模型，需排除d，q轴电流的耦合效应.在仿真过程中选取满足香农采样定理的足够小的采样时间T，从而可以忽略采样时间内电机的旋转角度.因此，可以忽略矩阵F和H中T与ω相乘的项.
1.3 逆变器及其电压矢量
PMSM的驱动电流为三相相差120°的正弦电流，目前常用MOSFET或IGBT等电力电子器件构成的三相逆变电路对其进行矢量控制.三相电压型逆变器的拓扑结构见图1.
图1 三相电压型逆变器拓扑结构
图1 中，三相半桥电路控制三相电压(ua，ub，uc)的高低相位输出.每相半桥内两个开关通断相反(如ua和1－ua)，即仅有一个开关可以闭合，以避免半桥内部短路.同时，每相半桥电路可以输出高低两种电平，当上端开关闭合时输出高电平，反之为低电平.因此，单相半桥可能产生2种开关配置，三相半桥则有8(23)种开关配置.每种开关配置对应一组输出电压，见表1.
表1 逆变器开关配置与相间电压
当三组开关配置相同(即每相同时闭合上端或下端开关)时，逆变器无法形成电流回路，此时相间没有电压.这两组开关状态产生的矢量称为零矢量(U0与U7等价)，在后文中U0将不被应用于仿真模型.逆变器6组电压矢量和2组等价零矢量的分区和合成见图2.
图2 逆变器电压空间矢量的分区和合成
2 PMSM预测电流控制
PMSM预测电流控制的结构见图3，该闭环系统的主要控制变量为d，q轴电流.实时采集转速信号ω和三相定子电流ia，ib，ic，并通过坐标变换得到id，iq，与给定的参考电流 id0，iq0一起作为预测电流控制模块的输入.
图3 PMSM预测电流控制结构
PMSM预测电流控制遵循滚动优化思想，其原理是利用控制器内的动态模型，实时预测控制过程的未来趋势和变化.具体实施步骤如下.
步骤1 在采样时刻k，测量得到id(k)，iq(k)，ω(k)，并由7组电压矢量Ui(i=1，…，7)经坐标变换得到Ud(k)和Uq(k).
步骤2 利用 id(k)，iq(k)，Ud(k)，Uq(k)，ω(k)，根据式(9)得到7组预测电流 Id(k+1)，Iq(k+1).
步骤3 分别计算7组预测电流与参考电流id0，iq0的误差
步骤4 根据预测代价函数［15]
从7组预测电流矢量Ii(k+1)(i=1，…，7)中选取最逼近(即误差ei(i=1，…，7)最小)参考电流矢量I0的一组，作为采样时刻k+1的预测电流矢量.预测代价函数在线计算流程见图4.
图4 预测代价函数计算流程
步骤5 选择最优预测电流矢量Is(k+1)所对应的电压配置Ui(i=1，…，7)，决定图3中逆变器模块的开关状态，实现PMSM调速的预测电流控制.
步骤6 实时测出采样时刻k+1的电流id(k+1)和iq(k+1)，从k+1时刻开始重复使用上述步骤滚动优化.
3 PMSM调速系统仿真
3.1 PMSM调速仿真系统
采用MATLAB/Simulink仿真软件建立PMSM调速仿真系统，其主体结构见图5.
图5 PMSM调速仿真系统
参考电流id0，iq0和反馈电流id，iq被送入离散系统(Discrete System)模块，根据预测电流控制方法计算7组预测电流Ii(k+1)(i=1，…，7)，求出它们与参考电流的误差ei(i=1，…，7).将7组误差送入S函数编写的逻辑运算模块(Logic)中，求出最小误差后输出该组对应的电压矢量，通过直流电压模块(Udc)得到电机实际的三相电压，输入PMSM模型，其主要参数见表2.
表2 PMSM模型主要参数
3.2 预测电流控制仿真结果
在PMSM调速Simulink仿真系统中验证预测电流控制方法的性能.设定电机运行的初始转速为100π rad/s，在10 ms时引入10 000π rad/s2的加速度.为防止转速无限增加给系统带来危害，在40 ms时电机达到限制的最高转速400π rad/s，并持续30 ms.在70 ms时电机以－10 000π rad/s2的加速度开始减速，至90 ms时转速减至设定的200π rad/s后维持恒定.为更有效地观察PMSM调速系统的动态性能，除改变转速设定外还在仿真过程中加入负载变化.0～50 ms时电机空载运行，在50 ms时引入2.16 N·m的负载转矩.
仿真得到PMSM的电磁转矩曲线，见图6.10～40 ms时电机的加速转矩为1.8 N·m;50 ms时由于外部引入负载转矩，为维持转速恒定，电机的电磁转矩也升至2.16 N·m;70 ms时电机减速，电磁转矩相应减为0.36 N·m，以提供－1.8 N·m的减速转矩;90 ms时电机完成减速过程，电磁转矩恢复到2.16 N·m，以匹配外部负载，维持转速恒定.
图6 PMSM电磁转矩曲线
PMSM静止a-b-c坐标系三相定子电流曲线见图7.由图可知三相电流为相位相差120°的正弦纹波曲线.电流频率快速响应电机转速变化:随转速增大而变大、减小而变小.电流幅值快速响应电磁转矩变化:随转矩增大而变大、减小而变小.电流频率和幅值的快速响应均符合PMSM三相电流的控制规律.
图7 静止a-b-c坐标系三相定子电流曲线
PMSM旋转d-q坐标系两相电流曲线见图8.由图可知，d，q轴电流是以参考电流id0，iq0为基准的纹波曲线，随转速变化无较大波动，证明预测电流控制方法对电流控制的有效性.d轴电流一直在0附近振荡，在突加负载转矩时的瞬时振荡略增大.q轴电流与电机电磁转矩的变化趋势一致:在10～40 ms时保持在10 A;50～70 ms时保持在12 A;70～90 ms时保持在2 A;此后回升至12 A.
PMSM的转速曲线见图9.由图可见，预测电流控制方法可以使电机转速很好地跟随设定值，并且在增加负载转矩时仍能维持设定转速不变，证明该法对PMSM具有良好的调速特性.
图8 旋转d-q坐标系两相电流曲线
图9 PMSM转速曲线
4 结论
在分析和建立 PMSM模型的基础上，利用MATLAB/Simulink实现PMSM的预测电流控制.仿真结果表明:波形符合理论要求，系统可以平稳运行，具有较好的动态性能.采用预测电流控制方法不仅可省去整定参数的复杂过程，而且可实时预测电流，具有一定优越性.通过仿真可有效地分析PMSM的特性，也可为实际电机控制提供可行策略和思路.
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小型直流电机电流采样电路的设计 篇12
关键词：飞思卡尔,微处理器,BTN7970,电机电流
一、引言
目前, 由于对小型直流电机的要求及控制精度越来越高, 双闭环直流调速系统是目前应用最广泛的调速系统, 由于其具有调速范围广, 稳定性好的, 精度高等许多特点。在电机拖动领域中发挥着极其重要的作用。本设计就是针对双闭环系统中小型电机电流的采集而设计的电路。
二、设计原理
本设计通过飞思卡尔的微处理器产生10KHZ的PWM脉冲信号来控制英飞凌电机驱动的通断, 进而可以控制电机的转速。由于英飞凌电机驱动芯片通过电流与引脚的电压成正比关系, 通过采集其引脚的电压信号就可以对电机进行电流的监控和采集, 经过轨到轨运放LMV358进行信号的放大, , 然后传送给K60进行处理运算, 从而获取回馈的电流来控制电机的转速。其电路结构框图如图一所示。
三、单元电路设计
1.飞思卡尔半导体公司的MCU广泛的应用于汽车电子、消费电子和工业控制等领域, 飞思卡尔K60是基于ARMCortex M4内核的一款芯片, 在设计中我们采用的是32位的K60系列中的MK60N512VMD10, 它功能丰富, 引脚复用, 可靠稳定, 具有144个引脚,
在K60最小系统中我们采用3.3V电压供电, 时钟频率为30MHZ, , 通过设置寄存器, 让FTM模块其产生10KHZ的PWM来控制英飞凌电机驱动BTN7970的通断, 让AD模块采对数据进行采集, 为保持精确本设计采用的是12位的ad, 采样频率为10mS, 微处理器对采集到的数据进行处理和计算, 来改变输出的PWM信号, 实现对转速的控制, 进而形成了双闭环系统中的电流闭环。
2.电机驱动单元
BTN7970是一种由一个P型通道的高电位场效应晶体管, 一个N型通道的低电位场效应晶体管, 结合一个驱动芯片, 形成一个完整的高电流半桥, BTN7970通过驱动集成技术, 将逻辑电平输入, 电流采样诊断, 转换速率调整器, 失效发生时间, 防止欠电压过电流短路结构轻易地连接到了一个微处理器上, BTN7970的SR引脚是功率开关转换通道, 通过外加电阻可调节其开关频率, 开关频率最高可达25KHZ;BTN7970的IS引脚具有电流检测功能, 引脚电压值与外接电阻有关, 本处采用滑动变阻器进行调节, 以适应不同的电流场合, , 正常模式下从IS引脚流出的电流与流经高MOS管的电流成正比, 若Ris=1K, 则Vis=Iload/19.5 V, 故障模式下, 从IS引脚流出的电流等于Iis约为4.5mA.
BTN7970供电范围是8-45V, 最大电流是50A, 这里我们用的是8V的直流电源为其供电, 直流电是飞思卡尔智能车大赛D型车模的马达03-318-1, 功率可达11.55w, 当Iis引脚外接1k的电阻时, 电机空载Iis的电压为13mV左右, 电机堵转Iis的电压是250mV左右。
3.信号处理及隔离单元
LMV358供电范围2.7V-5.5V, 电阻采用滑动变阻器可以根据不同的情况调节放大倍数, 而增大电流采样范围, 在这里我们采用的放大倍数为10, 这样可以提高测量精度, 74LS244是三态输出的八组缓冲器和总线驱动器, 内部有2个4位三态4缓冲器。实现电机驱动和位处理器的电气隔离, 防止烧坏单片机。
四结束语
本文所述的小型直流电机电流采样电路采用飞思卡尔单片机, 稳定可靠, 可为不同场合的小型直流电机进行电流采样和驱动, 占用空间小, 采样精度高, 使用方便。
参考文献
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[2]Infineon.BTN7970Datasheet, 2008