电源电流控制

电源电流控制（共8篇）

电源电流控制 篇1

0 引言

近年来,配电网中以电力电子设备为主的各种非线性装置的应用不断增加,对电能质量造成了严重的污染。有源电力滤波器(APF)由于能够同时对谐波、无功和负序电流进行动态补偿,需求的贮能元件容量小,不易与电网阻抗发生谐振等优点受到广泛关注。特别是自文献[1]提出瞬时无功功率理论以来,APF得到了极大发展,基于瞬时无功功率理论进行谐波检测的APF目前已经成功应用于工业现场[2,3,4,5,6]。

传统的APF控制方法都是首先提取负载谐波电流取反后作为控制器的参考电流,然后控制器控制APF发出与负载谐波电流大小相等、方向相反的谐波电流注入电网中来达到谐波补偿目的。由于负载谐波电流具有频率高、变化迅速的特点,一般控制器很难对其做到无静差跟踪,再加上参考谐波电流提取过程中低通滤波器会带来控制延时,因此,APF的控制是一个研究热点和难点。近年来提出的电源电流直接控制的APF控制方法因其不需要检测负载谐波电流和无功电流而引起广泛关注。文献[7]提出一种不需要检测负载电流的控制方法,只对电源电流进行检测和控制。文献[8-9]在文献[7]的基础上指出,负载谐波电流和无功电流只是电容电压的一个前馈信号,指出了负载谐波电流检测的不必要性。文献[10]对不检测负载谐波电流的方法与传统的APF控制方法进行了详细的对比研究。虽然以上文献提到不检测负载电流的电源电流直接控制方法相对于传统的APF控制方法的优势是系统跟踪目标为直流量,同时节省了一套传感器,但是APF的电源电流直接控制方法仍然有待改善。

1)目前尚未有文献推导出电源电流直接控制的APF数学模型,只是笼统地描述了控制思想。

2)在不检测负载电流的电源电流直接控制方法中虽然系统跟踪目标为直流量,但是负载电流此时变为系统的可测量干扰,如果不对负载电流进行检测,会导致无法对其进行前馈补偿校正。由于负载电流包含大量谐波电流,普通控制器难以对此干扰做到很好抑制,因此,同跟踪负载电流控制方式一样,设计一个无静差跟踪的控制器难度很大。

3)电网提供的有功电流绝大部分提供给电网中的非线性负载消耗,只有极小一部分被APF损耗和用于维持直流侧电压稳定。在不检测负载电流的电源电流直接控制方法中,不能提取负载消耗的有功电流参考值,只能靠APF电压外环控制器调整输出使电源提供的有功电流达到期望值,这会导致控制器动态响应速度较慢。

4)不检测负载谐波电流意味着无法提取负载电流中的无功电流,因此,不检测负载电流的电源电流直接控制方法只能对负载的无功电流和谐波电流同时补偿,实用性比较差。

为此,本文提出一种改进的电源电流直接控制方法。首先,对电源电流直接控制的APF进行了数学建模;然后,对建立的数学模型进行了电源电压前馈校正和系统解耦处理,再根据处理后的数学模型建立电压外环和电流内环双闭环比例—积分(PI)控制器,并根据测量到的负载电流干扰,设立前馈补偿通道,实现对负载干扰电流的误差全补偿;最后,对所提方法进行了仿真和实验对比研究。

1 电源电流直接控制的APF数学模型

图1为三相并联型APF系统结构图。图中:Sa1,Sa2,Sb1,Sb2,Sc1,Sc2为每相桥臂的开关管;L为每相的输出电感;R为输出电感内阻和每相桥臂上、下管互锁死区压降等效阻抗之和;C为直流母线上的滤波电容;RL为APF开关损耗所引起的负载效应;Vdc为APF直流侧电容电压;iSi,iLi,iCi(i取a,b,c)分别为电源电流、负载电流和APF控制电流;O为三相电网的中性点;N为直流侧的接地点。

APF的结构图与电压型脉宽调制(PWM)整流器的结构图类似,其状态空间平均法下的数学模型如式(1)所示[1,2,3,4,5]。

式中:Si∈[0,1](i取a,b,c)为图1中开关管的占空比;uSi(i取a,b,c)为电网三相电压。

由于电源电流直接控制的APF的控制目标为电源电流,因此,需要对式(1)所示数学模型进行变换。由图1可知:

式中:i取a,b,c。

把式(2)代入式(1)并进行dq变换,得到dq坐标系下电源电流直接控制的APF数学模型如下:烄LdtdiSd-LdtdiLd=uSd-R(iSd-iLd)+

式中:iSd和iSq分别为电源电流的d,q轴分量;iLd和iLq分别为负载电流的d,q轴分量;uSd和uSq分别为uSi经过dq变换后的d,q轴分量;ω为电网角频率;Sd和Sq分别为Si经过dq变换后的d,q轴分量。

2 电源电流直接控制的APF控制器设计

2.1 电源电流直接控制的APF电流环控制器设计

2.1.1 系统解耦和前馈补偿设计

由式(3)可知,dq坐标系下APF的d轴和q轴存在严重的耦合,这种由dq变换引起的耦合会影响系统的动态性能,解决这种问题的方法有许多,本文采用基于dq旋转坐标系的状态反馈解耦控制[11]。在旋转坐标系下通过引入d轴和q轴的电流状态,通过状态反馈矩阵实时实现d轴与q轴间的解耦。

从式(3)同时可以看出,以iSd和iSq为控制目标的APF数学模型中存在干扰输入,分别为系统电压uSd和uSq及负载电流iLd和iLq,它们都属于系统的可测量干扰。在不检测负载电流的控制方式中,需要对系统电压进行检测,因此,一般通过增加系统电压单位前馈通道,实现对电网电压干扰输入的补偿。

由于负载电流iLd和iLq含有多次谐波,普通PI控制器很难对这个干扰做到完全抑制,因此,本文通过检测负载电流,提出一种负载电流前馈补偿方法,实现对负载电流干扰的误差全补偿。APF的数学模型在dq坐标系下经过解耦后为一阶惯性环节1/(Ls+R)。为实现对负载电流干扰的误差全补偿,以d轴为例,进行如图2所示的前馈补偿设计。

图2中:i*Sd(s)为电源电流的d轴参考值;Gn(s)为前馈补偿装置传递函数;G(s)为经过解耦后的系统传递函数;G1(s)为控制器传递函数。由于系统前向通道中存在负号,要实现对iLd(s)的误差全补偿,只要令:

则负载电流干扰作用下的系统输出为:

带有电源电压前馈补偿、负载电流前馈补偿,以及输出电流交叉解耦的电流环控制框图如图3所示。图中:虚线右侧为控制对象,左侧为控制器;(1)为系统解耦;(2)为电压前馈;(3)为负载电流前馈;i*Sq为电源电流的q轴参考值;vrd和vrq分别为控制器输出电压的d,q轴分量。

2.1.2 系统电流环控制律求解

从图3可以得到经过解耦和前馈补偿校正后的控制器输出为:

将式(6)代入式(3)得:

从式(7)可见,引入电网电压前馈、负载电流前馈和输出电流交叉解耦项后被控对象为一阶模型,通过控制vrd和vrq可独立控制iSd和iSq。图3所示框图可简化成图4所示框图。此系统中电源提供的有功电流主要分为2个部分,其中,绝大部分被非线性负载消耗,小部分用来维持APF直流侧电压恒定。在不检测负载电流的控制方法中,无法提取负载消耗的有功电流作为控制器的参考值,只能通过电压外环控制器调节来实现APF直流侧电压恒定。

在本文中,由于为了实现对负载电流干扰的抑制,已经对负载电流进行了检测,因此,为了提高系统的动态性能,对于非线性负载消耗的有功电流,可以通过低通滤波器提取负载电流中的有功部分作为电源电流控制器的参考输入。电源电流控制器的参考输入分别为:

式中:为dq坐标系下通过低通滤波器提取出的负载有功电流。

由于负载有功电流iLd在dq旋转坐标系下为直流量,根据自动控制理论相关知识可知,凭借积分控制器就能对其做到无静差跟踪,再经过系统电压和负载电流前馈及系统解耦控制后,APF的数学模型简化成为一阶模型。因此,本文所提的电源电流直接控制改进方法中,为了实现对负载谐波电流的完全抑制,APF双闭环控制策略中的电流环控制器选择PI控制器进行控制。令KIp和KIi分别为电流内环PI控制器的比例和积分系数,则电流环控制器输出vrd和vrq分别为:

把式(9)代入式(6),得到将PI控制器作为电流环的电源电流直接控制的APF的系统控制律为:

2.2 电源电流直接控制的APF电压环控制器设计

由于电源提供的有功电流一部分被APF吸收,用来维持APF直流侧电压稳定,为了稳定APF直流侧电压,一般采用电压外环PI控制[12,13],图5为电压外环控制器的控制框图。

从图5可以得到:

式中:V*dc为APF直流侧电压设定值;KVp和KVi分别为电压外环PI控制器的比例和积分系数。

把APF电压环控制器输出引入电流环,实现APF的双闭环控制,控制框图如图6所示。

电源电流参考值分别为:

考虑到实际应用中APF的容量限制,如果APF只需要对负载谐波进行抑制,则只需要令:

式中:为dq坐标系下通过低通滤波器提取出的负载无功电流。

因此,本文所提出的APF电源电流直接控制改进方法能够单独进行谐波电流补偿或者无功和谐波电流同时补偿,相对于改进之前的控制方案灵活性大大增加。

3 仿真和实验

为验证本文所提方法的正确性和优越性,进行了MATLAB/Simulink下的仿真和实验。限于篇幅,仿真参数和波形详见附录A。仿真结果表明,所提出的APF电源电流直接控制改进方法相对于不检测负载电流的方法具有更好的动态特性,直流侧电压波动小,恢复时间快,补偿精度更高。

同时,对所提出的APF电源电流直接控制改进方法在APF(66kVA)实验系统上进行了实验。APF功率电路的绝缘栅双极型晶体管(IGBT)采用了富士的2MBI400U4H-120,IGBT驱动芯片采用了瑞士CONCEPT公司的2SD315AI,控制芯片为德州仪器的数字信号处理器(DSP)芯片TMS320F2812,直流侧电容及其电压为20 mF/900V,输出电抗器电感为0.5 mH,非线性负载为三相不控整流桥带纯阻性负载。采用不检测负载电流的电源电流直接控制方法和本文所提出的改进方法时,APF的补偿实验波形图分别如图7和图8所示。

2种控制方法都采用基于PI控制的双闭环控制。从图7可以看出,由于负载电流含有多次谐波电流,传统PI控制器无法对其进行完全抑制,因此,导致此种方法控制的APF补偿后的电源电流仍然有比较大的畸变。从图8可以看出,基于本文提出的改进方法控制的APF补偿后的系统电源电流接近理想正弦波,电源电流畸变明显变小,相对于不检测负载电流的电源电流直接控制方法大大提高了APF的谐波抑制效果。实验结果说明,在APF的电源电流直接控制方法中,利用负载电流的可检测特性,对负载电流检测,进行按扰动补偿的前馈校正后,利用传统的PI控制器就可以实现负载谐波电流的无静差抑制,达到很好的谐波抑制效果。

4 结语

本文通过电源电压前馈、负载电流前馈,以及系统解耦将系统简化成一阶模型,并推导了电源电流直接控制方式的PI控制规律,利用普通的PI控制器实现对电网谐波电流的无静差控制。仿真和实验证明,本文方法相对于不检测负载电流的方法具有更好的动态性能和控制效果。虽然理论上本文方法对负载谐波能做到无静差控制,但是仿真和实验结果表明,由于无法精确获得系统相关参数,导致系统前馈补偿传递函数存在一定偏差,同时,数字控制会带来滞后一拍。因此,实际中对负载电流带来的误差实现全补偿存在一定困难,补偿后的电源电流仍然存在一定畸变。下一步工作需要对控制器进行进一步改进,从而减少相关不利因素对控制效果的影响。

附录见本刊网络版(http://aeps.sgepri.sgcc.com.cn/aeps/ch/index.aspx)。

电源电流控制 篇2

教学目标

一、知识与技能

1．让学生明确电源在直流电路中的作用，理解导线中的恒定电场的建立 2．知道恒定电流的概念和描述电流强弱程度的物理量---电流 3．从微观意义上看电流的强弱与自由电子平均速率的关系。

二、过程与方法

通过类比和分析使学生对电源的的概念、导线中的电场和恒定电流等方面的理解。

三、情感态度与价值观

通过对电源、电流的学习培养学生将物理知识应用于生活的生产实践的意识，勇于探究与日常生活有关的物理学问题。

教学重点与难点：

重点：理解电源的形成过程及电流的产生。

难点：电源作用的道理，区分电子定向移动的速率和在导线中建立电场的速率这两个不同的概念。

教学过程

教师活动：为什么雷鸣电闪时，强大的电流能使天空发出耀眼的强光，但它只能存在于一瞬间，而手电筒中的小灯泡却能持续发光？

通过现象对比，激发学生的求知欲。调动学生的学习积极性。过渡：要回答这个问题，就要从电源的知识学起。1．电源

教师：（投影）教材图2.1－1，（如图所示）分别带正、负电荷的A、B两个导体球，它们的周围存在电场。如果用一条导线R将它们连接起来，分析A、B周围的电场、A、B之间的电势差会发生什么变化？最后，A、B两个导体球会达到什么状态？R中出现了怎样的电流？

学生活动：在教师的引导下，分析A、B周围的电场、A、B之间的电势差的变化情况。认识到，最终A、B两个导体球会达到静电平衡状态。理解导线R中的电流只能是瞬时的。

【问题】如何使电路中有持续电流？（让学生回答—电源）类比：（把电源的作用与抽水机进行类比）如图2—1，水池A、B的水面有一定的高度差，若在A、B之间用一细管连起来，则水在重力的作用下定向运动，从水池A运动到水池B。A、B之间的高度差很快消失，在这种情况下，水管中只可能有一个瞬时水流。

教师提问：怎拦才能使水管中有源源不断的水流呢? 让学生回答：可在A、B之间连接一台抽水机，将水池B中的水抽到水池A中，这样可保持A、B之间的高度差，从而使水管中有源源不断的水流。

归纳： 电源就是把自由电子从正极搬迁到负极的装置。（从能量的角度看，电源是一种能够不断地把其他形式的能量转变为电能的装置）

2．导线中的电场：

教师：（投影）教材图2.1－3，（如图所示）

介绍图中各部分的意义，取出图中方框中的一小段导线及电场线放大后进行研究，如图所示。

教师引导学生讨论导线中的电场将如何变化，最终又会达到怎样的状态。要把思维的过程展现给学生。

导线中的电场是两部分电荷分布共同作用产生的结果，其一是电源正、负极产生的电场，可将该电场分解为两个方向：沿导线方向的分量使自由电子沿导线作定向移动，形成电流；垂直于导线方向的分量使自由电子向导线某一侧聚集，从而使导线的两侧出现正、负净电荷分布。其二是这些电荷分布产生附加电场，该电场将削弱电源两极产生的垂直导线方向的电场，直到使导线中该方向合场强为零，而达到动态平衡状态。此时导线内的电场线保持与导线平行，自由电子只存在定向移动。因为电荷的分布是稳定的，故称恒定电场。

通过“思考与讨论”让学生区分静电平衡和动态平衡。恒定电场：由稳定分布的电荷所产生的稳定电场称恒定电场。3．电流（标量）

（1）概念：电荷的定向移动形成电流。

（2）电流的方向：规定为正电荷定向移动的方向。

（3）定义：通过导体横截面的电量跟通过这些电量所用的时间的比值。定义式：IQ t电流的微观表示：

取一段粗细均匀的导体，两端加一定的电压，设导体中的自由电子沿导体定向移动的速率为v。设想在导体中取两个横截面B和C，横截面积为S，导体中每单位体积中的自由电荷数为n，每个自由电荷带的电量为q，则t时间内通过横截面C的电量Q是多少？电流I为多少？---引导学生推导

老师归纳：Q=nV=nvtSq

I=Q/t=nvqS

这就是电流的微观表示式。（4）单位：安培（A），1 A =103mA = 106µA（5）电流的种类

① 直流电：方向不随时间而改变的电流。直流电分为恒定电流和脉动直流电两类：其中大小和方向都不随时间而改变的电流叫恒定电流；方向不随时间改变而大小随时间改变的电流叫脉动直流电。

② 交流电：方向和大小都随时间做周期变化的电流。分析课本例题

电源电流控制 篇3

安钢炼铁厂3#烧结机高频电源2012年5月投运, 由于电流极限值设定得不合理, 机头电场二次电压普遍偏低、二次电流偏大, 机尾电场二次电压偏低、火化率偏高, 需要岗位工实时监控二次电压和二次电流的变化, 对二次电流极限值进行调节, 工作量增大, 调节效果不好, 造成电能的严重浪费, 设备的损坏率偏大。针对这种情况, 公司研制了一套电除尘器高频电源极限电流闭环控制专家管理系统 (简称电除尘器专家管理系统) , 经过反复调试, 2013年3月正式投运, 在运行过程中不断进行完善, 目前运行效果良好。

1 系统开发的原因

1.1 电场动态运行要求

电除尘电场在运行中, 每个电场二次电压不仅随着进入电除尘内部灰尘的温度、湿度、浓度的变化而变化, 而且还随着阳极板上的积灰厚度、阴极线的放电能力、极板的振打周期变化而变化。因此, 需要通过调节每个电场的电流极限给定值, 始终让每个电场二次电压运行在最高状态, 同时根据电场负载的变化自动调节电流极限值, 保证电除尘器良好的收尘效果和节能效果。

1.2 操作方面的要求

3#烧结机高频电源投产初期, 电流极限值依靠操作人员以往的经验进行调节, 随意性强, 没有一个有效可行的调节标准。操作人员必须懂得电除尘专业理论知识, 有丰富的实际操作经验, 责任心强, 才能胜任岗位。实际上目前的操作人员的能力以及人员配置无法满足要求, 高频电源的良好性能未能得到充分的发挥。

1.3 节能的要求

电场电流极限值长期不变或设定不合理, 不但造成电除尘收尘效率不高, 而且造成电能严重浪费。

2 系统开发理论依据

以往电场运行时, 二次电压、二次电流和电流极限值给定值处于开环控制。如果让计算机或PLC设备定时检测每个电场二次电压、二次电流值, 通过一套专门的控制系统, 根据每个电场二次电压、二次电流实际运行值, 实现闭环控制, 可以动态、自动调节每个电场电流极限值的大小, 让每个电场运行无火花率或少火花率, 处于最高二次电压状态, 获得最佳收尘和节能效果。

3 原控制系统及运行效果

3.1 控制方案

3#烧结机电除尘器高频电源原系统控制由上位机监控系统、高频电源两部分组成, 上位机监控系统为人机界面和通信数据交换中心, 控制对象为高频电源的电流极限值 (由操作员手动输入) 。系统结构如图1所示。

3.2 运行效果及分析

实际运行时, 如果电场电流极限值一直不变, 会出现以下3种情况 (如图2所示) :

(1) 电流极限值大于动态最大电流极限值, 火花率偏大, 电场承受的二次电压较低, 如A段曲线。

(2) 电流极限值等于动态最大电流极限值, 火花率接近零, 电场承受的二次电压上升, 如B段曲线。

(3) 电流极限值小于动态最大电流极限值, 电场承受的二次电压继续上升, 如C、D段曲线。

根据运行情况, 电流极限值调节方式为:

(1) A段曲线:火花放电频繁, 电场处于不稳定状态, 收尘效果不好, 为了提高收尘效果, 适当降低电流极限值, 增加电场运行的稳定性。

(2) B段曲线:电场随着承受的二次电压上升, 处于少火花的稳定状态, 电流极限值不用调整。

(3) C、D段曲线:电场承受的二次电压继续升高, 处于无火花状态, 虽然运行状态稳定, 但为了提高收尘效果, 可以适当提高电流极限值, 让电场运行在少火花率状态。

4 电除尘器专家管理系统研制方案

电除尘器专家管理系统由上位机监控系统、下位机PLC控制系统、高频电源3部分组成。上位机监控系统为人机界面和通信数据交换中心。下位机PLC控制系统为新系统核心部分, 主要根据上位机监控系统提供的数据完成控制系统的自动调节, 输出调节后的电流极限值, 对高频电源进行控制。控制对象为高频电源的电流极限值。系统结构如图3所示。

注:虚线部分为开发的电除尘器专家管理系统。

5 电除尘器专家管理系统开发的对象及任务

开发的对象为上位机监控系统和下位机PLC控制系统。

5.1 上位机监控系统

上位机监控画面采用Vijeo Citect工控软件制作, 主要完成以下任务:实现电除尘器专家管理系统和操作人员之间人机交流, 完成参数设定;通过上位机监控系统实现高频电源设定参数、运行数据和下位机PLC控制程序之间的数据交换。

5.2 下位机PLC控制系统

下位机采用M340系列PLC, 采用以太网通信, 主要完成以下任务:通过上位机监控系统采集高频电源设定参数、运行数据;读取上位机监控系统和操作人员之间的人机交流参数;根据高频电源设定参数、运行数据和人机交流参数, 采用PLC结构化语言ST编程, 完成电除尘器专家管理系统功能, 实现对每个电场电流极限值的自动调节。

5.3 电除尘器专家管理系统的核心控制部分

电除尘器专家管理系统的核心部分由电流自动调节和电压自动调节组成。

5.3.1 电流自动调节

系统根据火花率的变化, 通过PLC自动调节电流极限值改变电场运行状态, 让电场自动工作在少火花率状态。调节过程分为:

(1) 电流极限值下降阶段:当火花率大于零时, 二次电流值变化频繁, 二次电流值小于或等于电流极限值, 电场处于火花放电状态, 说明给定的电流极限值偏大, 适当降低电流极限值, 让火花率约等于零, 二次电流值约等于电流极限值, 让电场处于稳定状态。

(2) 电流极限值上升阶段:当火花率等于零时, 二次电流值稳定, 二次电流值约等于电流极限值, 电场处于稳定状态, 说明给定的电流极限值偏小, 适当增加电流极限值, 让火花率大于或等于零, 二次电流值小于或等于电流极限值, 提高除尘效率。火花率等于零时, 为提高除尘效果, 进入电流极限值上升阶段, 电流极限值继续增加, 直至状态不稳定后, 再次进入电流极限值下降阶段。当电场处于不稳定状态, 火花率大于零时, 为降低能耗, 进入电流极限值下降阶段, 减少电流极限值, 直至火花率等于0, 再次进入电流极限值上升阶段。

5.3.2 电压自动调节

PLC自动调节电流极限值, 改变电场运行状态, 让电场自动工作在设定的二次工作电压范围。调节过程分为:

(1) 二次电压下降阶段:在火花率等于零的情况下, 二次电压上升, 造成电场运行二次电压大于二次电压上限, 由于要求电场运行二次电压小于二次电压的上限, 此时可以适当减少电流极限值, 让电场运行在规定的二次电压极限的上限值附近。

(2) 二次电压上升阶段:在火花率等于零的情况下, 电场负荷的变化, 造成电场运行二次电压小于二次电压极限的上限, 电场运行二次电压有提高的空间, 可以适当增加电流极限值, 让电场运行二次电压进一步提高, 运行在规定的二次电压极限的上限值附近。电场施加的二次电压越高, 电场的收尘效果越好, 除尘效率越高。通过调节二次电流极限值控制电场二次电压值, 让电场运行在规定的二次电压极限的上限附近, 可以有效防止电场出现开路报警或过高的二次电压造成电场击穿的现象。

6 电除尘器专家管理系统运行效果

电除尘器专家管理系统运行效果 (如图4所示) :

(1) A段曲线:电流极限值降低, 处于少火花状态, 电场由不稳定变成稳定状态, 和以前相比, 收尘效果提高, 电能消耗降低。

(2) B段曲线:电流极限值不变, 处于少火花状态, 电场稳定, 和以前相比, 收尘效果不变。

(3) C、D段曲线:电流极限值提高, 处于少火花状态, 电场稳定, 和以前相比, 收尘效果更高。

7 电除尘器专家管理系统的作用及意义

(1) 操作人员不用考虑烧结工艺的不稳定性影响电除尘器的收尘效果。系统对操作人员的技术要求降低, 根本不用操作, 劳动强度大大降低。

(2) 提高一、二电场的稳定运行, 后面三、四电场的稳定也进一步提高, 提高电除尘器每个电场的收尘效果。

(3) 提高高频电源运行的稳定性, 对高频电源的发热量有一定的控制作用, 尤其在高火花率情况下, 有效降低高频电源运行二次电流, 使其发热量大幅度降低, 减少控制柜内电器元件的损坏, 大大降低高频电源的维修量。

摘要：以3#烧结机电除尘器高频电源在烧结生产工序的应用为例, 介绍高频电源极限电流闭环控制专家管理系统控制方案的理论基础和自动调节方法。

关键词：高频电源,极限电流值,专家管理系统

参考文献

电源电流控制 篇4

电力系统高压侧测量设备如光电式电流互感器、输电线路温度测量设备等直接测量高压侧信息,然后通过光纤或无线网络把采集信息传送至安装在接地端的设备,简化了对绝缘的要求,提高了采集信号的精度。但是高压侧测量设备不能通过接地侧直接对其供电,所以供电问题是其可靠运行的关键。

现有的高压侧测量设备供电方式主要有分压电容取电法、激光供能法和电流互感器取电法。分压电容取电法[1,2]利用高压导线和均压环、均压环对地的分布电容来获取电能,该方法除了需要隔离取电电路和后续工作电路外,还受温度、湿度和杂散电容等多种因素的影响[3],并且输出功率有限[4]。激光供能法[5]主要利用光纤把光能从接地端传送到高压端,再由光转换器将光能转换为电能,该方法难以应用于长期野外工作的取电装置[6],而且光转换器效率低、寿命短等缺点也限制了其在电力系统中的应用[7,8,9]。电流互感器取电法利用互感器原理把部分高压导线上的能量转换成电能输出。现有的电流互感器取电技术难以在输电线路较大的电流范围内平稳地输出功率,通常输电线路电流较小时,输出功率不足,输电线路电流较大时,输出功率过高,取电装置发热严重。因此,实际使用中电流互感器取电法需要实现以下3个目标[6]:①导线电流较小时,可以输出足够的功率;②导线电流超过额定电流时,甚至短路的情况下取电装置可以可靠工作;③长期工作在低热耗状态。

本文利用超级电容作为能量缓冲器件,通过改变超级电容的充电电流来调整取电线圈的二次侧负载电流,使取电线圈始终工作在合理的工作点,可以在输电线路电流较大的动态范围内平稳地输出一定的功率,并且长期工作在低热耗状态。

1 电流互感器取电模型

电流互感器取电线圈的负载等效模型见图1。

根据电磁感应定律[10]可知取电线圈副边输出电压$\dot{E}{}_2$在磁芯未饱和时的瞬时表达式为:

$\dot{E}{}_2=-\text{j}4.44f{\rm N}{}_2\dot{\Phi }{}_{\text{m}}(1)$

式中:f为输电线路电流频率;N2为副边线圈匝数;Φm为取电线圈磁芯内通过的磁通。

根据全电流定律[10]可知:

$\{\begin{array}{l}\Phi {}_{\text{m}}=B{}_{\text{m}}S=\mu {\rm H}{}_{\text{m}}S\\ {\rm H}{}_{\text{m}}=\frac{\sqrt{2}{\rm N}{}_1{\rm I}{}_{\mu }}{l}\end{array}(2)$

式中:Φm为取电线圈磁芯内通过的磁通有效值;Bm为取电线圈磁芯内磁感应强度的有效值;Hm为取电线圈磁芯内磁场强度的有效值;S为取电线圈磁芯截面积;μ为磁芯的磁导率;l为取电线圈磁芯磁路长度;N1为取电线圈原边匝数;Iμ为取电线圈磁化电流有效值。

根据变压器的磁动势平衡方程式可得:

$\dot{{\rm I}}{}_1{\rm N}{}_1+\dot{{\rm I}}{}_2{\rm N}{}_2=\dot{{\rm I}}{}_{\text{m}}{\rm N}{}_1(3)$

式中:$\dot{{\rm I}}{}_1$为输电线路电流;$\dot{{\rm I}}{}_2$为取电线圈副边输出电流;$\dot{{\rm I}}{}_{\text{m}}$为取电线圈励磁电流。

设N1=1。$\dot{{\rm I}}{}_{\text{m}}$可分为与$\dot{\Phi }{}_{\text{m}}$同相位的磁化分量$\dot{{\rm I}}{}_{\mu }$和与$-\dot{E}{}_2$同相位的磁滞损耗分量$\dot{{\rm I}}{}_{\text{F}\text{e}}$。忽略原副边漏感、线圈内阻后,取电线圈负载模型相量图如图2所示。

忽略磁芯磁滞损耗分量$\dot{{\rm I}}{}_{\text{F}\text{e}}$,取电线圈输出功率P可表示为:

${\rm P}=E{}_2{\rm I}{}_2\approx 3.14f\mu S{\rm I}{}_1^2\frac{\sin 2\theta }{l}(4)$

当磁芯工作在线性区时可以近似认为μ为定值。

由式(4)可知P有以下几个特性。

1)在磁化电流小于饱和电流时,存在一个最大输出功率点,且最大功率输出仅与磁芯的磁导率、磁路长度及截面积、一次侧电流有关,与副边线圈匝数无关。

2)在磁芯的线性工作区,${\rm I}{}_{\mu }=\sqrt{2}{\rm I}{}_1/2$时,取电线圈的最大输出功率Pmax=3.14fμSI${}_1^2$/l,此时θ=45°。可以控制取电线圈副边的负载电流使${\rm I}{}_{\mu }=\sqrt{2}{\rm I}{}_1/2$,使取电线圈输出功率最大。

3)在原边电流较大时,可以增大取电线圈副边的负载电流,减小θ,控制取电线圈的输出功率,从而保证整个系统工作在低热耗状态。

2 电流互感器取电线圈输出功率实验

2.1 实验系统结构

为验证取电线圈的输出功率特性,搭建了如图3所示的实验模型。采用具有初始磁导率高、饱和磁感应强度大的晶粒取向冷轧硅钢片(钢号为D340)作为实验磁芯。磁芯的磁路长度为22.33 cm,截面积为580 mm2。取电线圈副边接滑动变阻器作为负载电阻。分别在不同的原边电流值的情况下记录负载电阻不同时,取电线圈副边的输出电压$\dot{E}{}_2$、输出电流$\dot{{\rm I}}{}_2$和输出功率P。

实验主要从取电线圈输出功率与副边匝数的关系、输出功率与磁化电流的关系、大电流时输出功率与副边电流的关系3个方面验证理论推导的结论。

2.2 输出功率与副边匝数的关系

升流器输出30 A的稳定交流电流,副边绕组分别为130匝、170匝、190匝时,测量负载电阻不同时取电线圈的输出功率P,结果如图4所示。

从图4可以看出,3条功率曲线基本重合,说明当磁芯的磁化电流Iμ相同时,取电线圈的输出功率相同,与线圈匝数无关。当${\rm I}{}_{\mu }=\sqrt{2}{\rm I}{}_1/2$时输出功率最大,与理论分析一致。

2.3 输出功率与磁化电流的关系

升流器分别输出20 A,30 A,40 A的交流电流时,分别测出不同电阻负载情况下的功率输出情况,其结果如图5所示。

从图5可以看出,每条功率曲线都存在最大功率输出点,输出功率随着负载电流的增加先增加到最大功率点然后下降,并且在最大功率点附近,负载电流数十毫安的偏移可引起输出功率较大的变化。以原边交流电流40 A为例,当负载电流变化80 mA时,输出功率变化达0.4 W,此功率对高压端测量设备来说是相当大的,所以可以通过对负载电流的控制,使取电线圈工作在最大功率输出点,从而获得更大的功率。

2.4 大电流时输出功率与副边电流的关系

当I1=500 A,N2=190匝时,负载电流与输出电压E2和输出功率的关系曲线如图6所示。

从图6可以看出,当负载电流接近电流互感器副边短路电流时输出功率急剧减小,负载电流从2.2 A增大到2.65 A时,线圈的输出功率从66 W骤降至12 W,输出电压从28.5 V下降至4.5 V。因此,在原边电流较大时,可以控制负载电流使其接近副边短路电流,从而使取电线圈的输出功率维持在一个较小的值,此时整个系统没有多余的热量产生,能够长期工作在低热耗状态。

3 电流互感器取电系统设计

高压侧数据采集系统的功耗一般不大于0.8 W,考虑到整流桥压降和DC/DC转换效率等因素,取电线圈的有效输出功率定为1.5 W。而高压输电线路载流范围为数十安至上千安,取电线圈需要在此电流范围内稳定输出大于1.5 W的功率。系统设计指标为原边电流30 A～1 000 A时系统稳定输出功率大于0.8 W。

依据设计指标,取电系统的设计如图7所示。系统包括取电线圈、保护电路、功率控制和后级输出4部分。取电线圈主要把高压输电线路周围的磁能转换成电能供后级负载使用;保护电路主要在过压情况下保护后级负载不被损坏;功率控制部分通过实时检测原边电流、副边输出电压和电流来实时控制对法拉电容的充电电流,使取电线圈始终工作在最佳工作点;后级输出主要把超级电容的输出电压稳定在5 V。

3.1 电流互感器取电线圈设计

从上文分析可知在磁芯未饱和时,取电线圈的最大输出功率与副边线圈匝数无关,但副边线圈匝数决定线圈在输出一定功率时的输出电压,故电流互感器取电线圈设计需要考虑磁芯的尺寸和副边匝数。

3.1.1 磁芯尺寸的确定

由式(4)可知,磁芯未饱和时的最大功率输出值Pmax=3.14fμSI${}_1^2$/l,令Pmax>1.5,取合适的磁芯截面积和磁路长度使上式成立即可。本设计中S=580 mm2,l=22.33 cm,当原边电流为30 A时其理论最大功率输出为1.77 W。

3.1.2 副边匝数的确定

取电线圈副边匝数N2主要由3个原则决定:①原边电流为下限电流时,最大功率点副边的输出电压E2经整流滤波后大于DC/DC芯片的最低工作电压Vmin;②原边电流为额定上限电流且取电线圈输出电压为Vmin时其输出功率大于系统设计要求功率;③副边短路电流应小于DC/DC芯片可承受的最大工作电流Imax。由此可得以下不等式:

$\{\begin{array}{l}E{}_2=6.28f{\rm N}{}_{2^{\prime }}\mu S\frac{{\rm I}{}_{\mu }}{l}>V{}_{\min }\\ {\rm P}=V{}_{\min }\frac{\sqrt{{\rm I}{}_1^2-(\frac{V{}_{\min }l}{6.28f{\rm N}{}_{2^{″}}\mu S}){}^2}}{{\rm N}{}_{2^{″}}}>1.5\\ {\rm I}{}_2\approx \frac{{\rm I}{}_1}{{\rm N}{}_{2^{‴}}}＜{\rm I}{}_{\max }\end{array}(5)$

式中:N2′,N2″, N2分别为使3个不等式条件成立时的副边匝数;S=580 mm2;l=22.33 cm;Imax=6 A;Vmin=9 V;μ=6.7 mH/m;f=50 Hz。

计算可得N2′>107.5,3.5×107>N2″>1,N2>166.7,取N2为190。

3.2 功率控制

根据式(4)可知,在磁芯、原边电流一定的情况下可以控制θ的大小(即副边电流值)来控制取电线圈的输出功率,其实现框图见图8。电源管理模块中的主控CPU先测量原边电流值,然后根据式(4)和后级所需功率计算副边电流设定值,主控CPU通过改变脉宽调制(PWM)波形的占空比来改变法拉电容的充电电流使副边电流值跟踪设定值。

当法拉电容电压达到其额定值后,主控CPU释放切换继电器,此时取电线圈工作在副边短路状态,法拉电容依靠自身的储能给后级供电。当法拉电容电压降至稳压芯片的极限工作电压时,主控CPU吸合切换继电器,此时取电线圈工作在功率控制状态。

3.3 保护电路设计

取电电源保护包括过压保护和过流保护。当高压线路发生短路故障和原边电流较大且功率控制没有到达设定工作点时,磁芯将会工作在饱和状态,此时在原边电流的过零点会出现高达数十伏的电压尖峰,其波形如附录A图A1所示。此尖峰电压会损坏后级电路,本系统采用2个15 V的大功率稳压二极管反向串联后并接在取电线圈的输出端,把取电线圈的输出电压峰值钳位在17 V左右,如附录A图A2所示,并且稳压二极管还可限制励磁电流$\dot{{\rm I}}{}_{\text{m}}$在一定的范围之内,从而减小原边大电流时的热耗。当高压线路发生短路故障时,导线上电流会突增到数十千安,而后级保护电路上的稳压二极管又限制了励磁电流的增加,此时取电线圈二次侧将会出现上百安的电流,需对此情况作保护处理。本系统电流取样模块如图7所示,实时监测高压导线电流,当其超过额定电流时硬件触发切换继电器吸合,此时取电线圈工作在副边短路状态,并延时数秒后释放切换继电器,这样可保护后级电路不受大电流冲击。

4 整机测试数据

输电线路电流在30 A～1 000 A范围内时,本系统整机可稳定有效提供电压为5 V、功率为1 W的电源输出,取电线圈周期性地工作在副边短路和功率控制状态且整机长期工作在微热耗状态。

5 结语

本文提出电流互感器取电线圈的功率控制方法并设计完成了基于此方法的取电电源系统。经整机测试表明系统稳定可靠,可为大多数高压侧测量设备提供稳定有效的电源支持。

附录见本刊网络版(http://www.aeps-info.com/aeps/ch/index.aspx)。

参考文献

[1]李旭光,秦松林,肖登明.光电互感器在特高压电网中的应用技术分析.高电压技术,2007,33(6):13-15.LI Xuguang,QI N Songlin,XI AO Dengming.Application of optical transducers technology to UHV power grid.High Voltage Engineering,2007,33(6):13-15.

[2]SVELTO C,OHOBONI R,FERRERO A M.Optically-supplied voltage transducer for distorted signals in high-voltage systems.IEEE Trans on Instrumentation and Measurement,2000,49(3):550-554.

[3]朱炜,高学山,吴晓兵,等.混合光电电流互感器的反馈式激光供能.微纳电子技术,2007(7):146-149.ZHU Wei,GAO Xueshan,WU Xiaobing,et al.Power supply of hybrid optical-electronic current transformer on feedback mode.Micronanoelectronic Technology,2007(7):146-149.

[4]BEN-KISH A,TUR M,SHAFIR E.Geometrical separation between the birefringence components in Faraday-rotation fibre-optic current sensors.Optics Letters,1999,16(9):687-689.

[5]BANWELL T C,ESTES R C,REITH L A,et al.Powering the fiber loop optically:a cost analysis.Journal of Light Wave Technology,1993,11(3):481-494.

[6]李志先,杜林,陈伟跟,等.输电线路状态监测系统取能电源的设计新原理.电力系统自动化,2008,32(1):76-80.LI Zhixian,DU Lin,CHEN Weigen,et al.A novel scheme of draw-out power supply utilized in transmission line state monitoring.Automation of Electric Power Systems,2008,32(1):76-80.

[7]戚栋.一种适应母线电流动态范围宽的光电式电流互感器供电电源.中国电机工程学报,2006,26(19):160-164.QI dong.A kind of power supply of optic current transformer for accommodating wide bus dynamic current.Proceedings of the CSEE,2006,26(19):160-164.

[8]李红斌,刘延冰,张明明.电子式电流互感器中的关键技术.高电压技术,2004,30(10):4-6.LI Hongbin,LI U Yanbing,ZHANG Mingming.Key technology of electronic current transformer.High Voltage Engineering,2004,30(10):4-6.

[9]钱政.有源电子式电流互感器中高压侧电路的供能方法.高压电器,2004,40(2):135-138.QI AN Zheng.Power supply for high voltage circuit of active electronic current transformer.High Voltage Apparatus,2004,40(2):135-138.

电源电流控制 篇5

电力系统在线监测是电力运行部门获取运行数据的重要手段,随着智能电网的全面建设,电力系统高压侧监测设备需求将越来越多,如输电线路导线及金具温度监测、电子式电流互感器、导线微风振动、输电线路动态增容装置及导线倾角监测等。上述监测设备由于直接安装在输电线路高压端,无法从接地侧直接对其供电,故供电问题是上述高压侧监测设备正常运行的重要保证。

现有的高压侧设备供电方式主要有分压电容取电法[1]、激光供能法[2,3,4]和电流互感器取电法[5,6,7,8,9,10,11]等。分压电容取电法由于获取能量有限并且还面临绝缘问题[3],不适合用于输电线路上,激光供能则不能用于野外[8]。而电流互感器取电技术利用互感器原理把部分高压导线上的能量转换成电能输出。电流互感器取电方式体积小、结构紧凑、绝缘封装简单、使用安全,为输电线路上最有前景的取电方法[8,9]。文献[8]在取电线圈中加入气隙来阻止取电线圈在大电流时的饱和现象,但是启动电流较大,并且只能提供250mW的功率;文献[9-10]采用2个取电线圈分别在小电流和大电流的情况下工作,以拓宽取电电源的可工作电流范围,但控制较为复杂,且2个取电线圈无疑增加了取电电源的重量;文献[11]提出利用继电器控制取电线圈副边,使之间歇性地工作在副边短路状态和功率输出状态,以达到在原边电流较大的动态范围内,使取电线圈稳定输出1 W左右的功率,同时降低热耗。但由于继电器存在寿命问题,其正常工作的使用时间有限。

本文利用双向可控硅作为取电线圈功率控制器件,基于相角控制法设计了电流互感器取电电源。设计方案基本可解决功率控制器件的寿命问题,电源可在输电线路较大的电流范围内稳定输出负载所需功率,并真正做到低热耗。

1 电流互感器取电原理模型

取电线圈的负载等效模型如图1所示。

根据全电流定律和电磁感应定律可知E2的表达式如式1所示,其详细推导过程见附录A。

式中:N2为副边线圈匝数;S为取电线圈磁芯截面积;μ为磁芯的磁导率;L为取电线圈磁芯磁路长度;Iμ为取电线圈磁化电流。

若忽略原副边漏感、线圈内阻及磁滞损耗,限定磁性在线性区工作时,根据取电线圈的负载等效模型可以得出其负载等效电路如图2所示。

图2中,为输电线路电流,为取电线圈副边输出电流折算到一次侧的电流(I2′=N2I2)。设输电线路电流,由式(1)可知超前,当负载为阻性负载时,和同相位,即超前,可分别列出的瞬时表达式如下:

式中:K1为磁化电流最大值;K2为N2倍副边电流最大值;φ为原边电流和磁化电流之间的相位差。

若取电线圈的负载为阻性负载且阻值为R时,由式(1)和式(2)可得:

由式(3)可知,当负载电阻一定时,φ为常数。

2 取电线圈输出功率

为验证取电线圈的功率输出特性,本文采用晶粒取向冷轧硅钢片30Q110作为实验磁芯,其磁路长度为20.4cm,截面积为1 050 mm2,副边匝数为200匝。

2.1 相角控制时输出功率

由于相角控制器件用双向可控硅,其在电压过零点时自动关断,并可在1个工频周期内导通2次,若控制取电线圈在正负2个1/2周期内的功率输出导通角,使之都为θ,则取电线圈的输出功率P的表达式为:

式中:θ为导通角,取值为0~π;f=50Hz为原边电流频率。

由式4可知取电线圈的输出功率与磁芯的磁导率μ、磁路长度L、磁芯截面积S、原边电流大小I1、相位差φ和功率输出导通角θ有关。其中,L和S为常量,μ在线性区时也可认为是常量。因此,可以在每个工频周期控制导通角θ的值来控制取电线圈的输出功率。

图3为验证导通角θ和取电线圈的输出功率关系的试验模型。升流器为取电线圈原边提供稳定的一次侧电流,取电线圈副边并接负载电阻R和双向可控硅,电压检测电路检测取电线圈的输出电压,当其达到一定值时向触发模块发出触发命令。触发模块得到电压检测模块的触发信号后,触发可控硅导通,使取电线圈输出功率降为0。

当负载电阻取50Ω时,原边电流分别在120A,320A,520A时调节电压检测模块的阀值设定电压,使负载电阻R上的功率为3.5 W,记录在不同原边电流的情况下取电线圈副边输出电压波形,如图4所示。

由图4可知,当取电线圈输出功率保持3.5 W不变时,原边电流越大,取电线圈的功率输出有效时间越短,其对应的功率输出导通角Q越小,因此可控制θ来调节取电线圈的有效输出功率。

2.2 非相角控制时输出功率

在1个周期内对式(4)积分即可得到P的表达式:

采用图3所示的实验框图进行测试,此时禁止触发模块工作。分别测试负载电阻取不同值时原边电流从10A到45A时(步进为5A),K2与K1的关系及取电线圈输出功率与原边电流关系,测试结果分别如图5、附录B图B1所示。

由图5可知,在不同的负载情况下,K2与K1的比值不随原边电流的变化而变化,几乎为一恒定值,而且当负载变化时,其比值也随之变化,说明相位差φ随负载的变化而变化,此结论和式(3)理论分析一致。

由附录B图B1可知,取电线圈的输出功率随着原边电流的增加而增加,并且几乎与原边电流的平方成正比,此结论和式(5)理论分析一致。

3 相角控制方法

取电线圈的输出功率为周期为π的函数,为提高电源的动态响应能力,相角控制周期以1/2个工频周期为单位。

3.1 相角控制原理

设取电电源的输出电压为UL,负载电流为IL,则1/2个工频周期内负载消耗的功率PL如式(6)所示。

在1/2个工频周期内取电线圈输出的功率Pout如式(4)所示。分别对式(4)、式(6)离散化,得

在每个基本控制单位时间内,可使取电线圈的输出功率Pout等于负载消耗的功率PL,即可使取电线圈没有多余的能量产生。相角控制电源控制原理如图6所示。

图6中,一个同步脉冲周期为基本控制单位时间,其频率为取电线圈原边电流的2倍且和原边电流同相位。∑1和∑2模块分别代表离散化后的式(4)和式(6)。比较器1和比较器2分别构成双闭环控制的外环和内环。外环控制中,每个基本控制单位时间的开始把上个周期QL的积分值赋予Qref,并清零QL和Qout。当Qout>Qref时,比较器1生成触发命令使双向可控硅导通。内环控制中,当稳压芯片的输出电压VL小于设定电压Vref时比较器2锁定触发脉冲生成,使取电线圈持续输出功率至VL>Vref为止。

3.2 相位差的确定

由以上分析及实验可知,当负载一定时,相位差φ为常数。在相角控制方法中,稳压控制输出的负载电流在一个相角控制周期内变化很小,并且φ在每个相角控制周期更新1次,故可近似认为取电线圈的负载在一个相角控制周期内固定不变,相角控制方法中等效负载电阻RL的检测实现框图如图7所示。

图中,同步脉冲的定义与图6中定义相同,在每个基本控制单位时间的开始记录PL,并同时采样DC/DC模块的输入电压Vin,则取电线圈的负载电阻RL的表达式如下:

式中:η为DC/DC模块的效率。

把RL代入式(3)即可近似计算出相位差φ。

4 相角控制法取电电源设计

由上述分析可知,当相角控制法取电电压源输出功率大于负载所需功率时,可用相角控制法来使其输出功率等于负载所需功率。基于此理论设计的相角控制法取电电源框图如图8所示。

图8中,测量线圈把输电线路原边电流实时转换为电压信号供主控CPU采集。取电线圈为取电模块的核心能量转换部分,负责从输电线路上感应出能量并从副边输出;触发模块接收主控CPU、交流过压检测模块或过压检测模块的触发命令后触发可控硅使之导通;交流过压检测模块限定取电线圈副边输出电压,当其超过设定值时即通过触发模块触发可控硅,取电线圈输出电压降为0;整流模块把取电线圈输出的交流电压转换为直流电压作为DC/DC模块稳压芯片的输入;过压检测模块检测DC/DC模块输入电压,当输电线路短路暂态电流使输入电压大于设定的DC/DC模块安全工作电压时,通过触发模块触发可控硅导通,使DC/DC模块的输入电压降至安全工作电压以下;主控CPU实时监控输电线路原边电流、相位差φ、DC/DC模块的输出电压及输出电流,并根据原边电流大小及相位差φ确定取电线圈工作在相角控制模式或非控制模式。充放电管理模块在取电线圈供能充足时对锂电池充电,当取电线圈不足以提供负载所需能量时控制锂电池为负载供电。

5 测试

为检验相角控制效果,本文对取电电源相角控制效果进行了测试。取电电源最终输出为4.2V,负载为7Ω电阻,用升流器分别为原边电流提供100A,500A和1 000A的电流,记录在不同的原边电流情况下取电线圈输出电压波形和取电电源的输出波形,分别如图9和附录B图B2所示。

由图9和附录B图B2可见,取电电源可在较大的电流范围内动态调整取电线圈的功率输出导通角,使取电线圈稳定输出负载所需功率。同时在原边电流为1 000A时,取电电源的温升不超过6℃,真正做到低热耗状态。

6 结语

本文设计的相角控制法电流互感器取电电源可在40~1 000A的电流范围内稳定输出约2.5 W的功率,且在整个电流范围内取电电源工作在低热耗状态,可广泛应用于电力系统高压侧在线监测设备中。

摘要：根据电流互感器的工作原理,建立了电流互感器取电线圈的负载工作模型。理论推导并实验验证了取电线圈输出功率与磁化电流及功率输出导通角θ的关系,在此基础上提出基于相角控制法的电流互感器取电电源设计方法。在可输出功率充足时通过在每个周期内使取电线圈输出功率等于负载消耗的功率,从而使电流互感器取电电源在较大导线电流范围内稳定工作在低热耗状态。最终测试结果表明,电流互感器取电电源在40～1 000A的电流范围内可稳定输出近2.5W的功率。

关键词：电流互感器,取电线圈,输出功率,相角控制,双向可控硅

参考文献

[1]ZANGL H,BRETTERKLIEBER T,BRASSEUR G.Energyharvesting for online condition monitoring of high voltageoverhead power line[C]//Proceedings of 2008 IEEEInternational Instrumentation and Measurement TechnologyConference,May 12-15,2008,Victoria,Canada:1364-1369.

[2]朱炜,高学山,吴晓兵,等.混合光电电流互感器的反馈式激光供能[J].微纳电子技术,2007,44(7):146-149.ZHU Wei,GAO Xueshan,WU Xiaobing,et al.Power supplyof hybrid optical-electronic current transformer on feedbackmode[J].Micronanoelectronic Technology,2007,44(7):146-149.

[3]BEN-KISH A,TUR M,SHAFIRE.Geometrical separationbetween the birefringence components in Faraday-rotation fibre-optic current sensors[J].Optics Letters,1991,16(9):687-693.

[4]颜研,张涛,罗承沐,等.一种混合式光电电流互感器的电子电路[J].变压器,2001,38(11):7-10.YAN Yan,ZHANG Tao,LUO Chengmu,et al.Circuit ofhybrid optical current transformer[J].Transformer,2001,38(11):7-10.

[5]戚栋.一种适应母线电流动态范围宽的光电式电流互感器供电电源[J].中国电机工程学报,2006,26(19):160-164.QI Dong.A kind of power supply of optic current transformerfor accommodating wide bus dynamic current[J].Proceedings ofthe CSEE,2006,26(19):160-164.

[6]李红斌,刘延冰,张明明.电子式电流互感器中的关键技术[J].高电压技术,2004,30(10):4-6.LI Hongbin,LIU Yanbing,ZHANG Mingming.Keytechnology of electronic current transformer[J].High VoltageEngineering,2004,30(10):4-6.

[7]钱政.有源电子式电流互感器中高压侧电路的供能方法[J].高压电器,2004,40(2):135-138.QIAN Zheng.Power supply for high voltage circuit of activeelectronic current transformer[J].High Voltage Engineering,2004,40(2):135-138.

[8]李志先,杜林,陈伟根,等.输电线路状态监测系统取能电源的设计新原理[J].电力系统自动化,2008,32(1):76-80.LI Zhixian,DU Lin,CHEN Weigen,et al.A novel scheme ofdraw-out power supply utilized in transmission line statemonitoring[J].Automation of Electric Power Systems,2008,32(1):76-80.

[9]高迎霞.电子式电流互感器高压侧电路及电源的研究[D].秦皇岛:燕山大学,2006.

[10]任晓东,陈树勇,姜涛.电子式电流互感器高压侧取能装置的设计[J].电网技术,2008,32(18):67-71.REN Xiaodong,CHEN Shuyong,JIANG tao.Design of a highside energy extracting device for active electronic currenttransformer[J].Power System Technology,2008,32(18):67-71.

直流电源浪涌电流抑制电路研究 篇6

所谓浪涌,是一种突发性瞬态电压或者电流脉冲,是指电源接通瞬间,引起流入电源设备的峰值电压或电流,此类电压或者电流的脉冲宽度甚至可以短到纳秒数量级。当电源上电瞬间,由于加在滤波电容上的瞬态电压很大,将引起很大的浪涌电流,这些滤波电容(包括外部电容和寄生电容)的作用相当于一根短路线,产生上升很快的瞬时浪涌电流。浪涌电流的尖峰可能比稳态电流大的多,如果浪涌电流不加以抑制,就很可能会烧毁保险丝,损坏连接器的引脚,因此电流尖峰和电流上升下降斜率必须被有效的控制。

通常以下几种情况会引起浪涌电流产生[1]:

(1)电源开、关瞬间;

(2)同一电网中其他用电设备的开关动作;

(3)雷电感应;

(4)电路中电子元器件的引脚接触不良(如虚焊或者电连接头松动等),造成电源时通时断;

(5)电子元器件带电插拔;

(6)电子元器件参数突变;

(7)示波器等检测设备使用时探头带电;

(8)电烙铁或人体静电。

图1 为直流+28 V电源经DC-DC电源模块转化成+5 V后给负载电路上电(未加抑制电路)的简化示意图,测试点1、2 分别为+28 V、+5 V的浪涌电流测试点,测试工具为电流钳(1 A/100 m V)、示波器等。图2 为测试点1、2 处测试到的浪涌电流实测变化曲线,+28 V处峰值浪涌电流为4.19 A,+5V处峰值浪涌电流为3.44 A,而负载电路稳定工作电流仅为200 m A左右,可见电路上电瞬间产生的浪涌电流对电源母线及电路自身安全是一个十分可怕的隐患。

1 传统浪涌电流抑制电路分析

传统的电子设备采用熔断器作为浪涌电流抑制器[3]。熔断器是在玻璃管中封装的一根熔丝,熔丝的开断时间与通过熔丝的电流幅度之间具有反时限的安- 秒特性,即通过的电流幅值越大,开断的时间越短,熔断器是一次性器件,熔丝一旦烧断,熔断器就报废了,这就大大限制了熔断器作为浪涌电流抑制功能的应用,尤其是在航空航天领域。现如今有一种能自重置的熔丝正在取代一次性熔丝,并在电子线路的浪涌保护中发挥作用,这种熔丝由聚合物载体充以导电微粒组成,在熔断状态下,导电微粒互相保持接触,熔丝呈现低阻态,当通过熔丝的电流接近某一个阈值时,熔丝的自身加热引起导电微粒重新排列,互相之间失去约束,使熔丝表现为高阻态。但是从聚合物熔丝的工作原理可以看出,聚合物熔断器的响应时间较长,不适合作灵敏的、高速的浪涌电流抑制器。

使用大电感或者是和电容串联电阻来抑制浪涌电流[2],如图3。大电感带来的问题是电源的体积增大和重量增加,而串联电阻造成电源转换效率降低。为了克服串联电阻带来的功率损失,许多设计者在电阻两端并联一个开关(半导体器件或者是继电器)。继电器的尺寸和重量取决于工作电流,而且必须设计特定的控制电路来控制继电器的通断,增加了电路的复杂度,从一定程度上也降低了电源的可靠性。在一些场合中也可以在电阻两端并联半导体器件,如SCR。这些器件的使用也带来体积过大以及功耗较大的问题,同时还要设计专门的控制电路来控制SCR的通断,因此增加了电路的复杂性并降低了电路的可靠性。

2 新型浪涌电流抑制电路的设计

本文提出一种新型的浪涌电流抑制电路。该电路采用MOSFET配合其它外围电路来实现浪涌电流的抑制。之所以选择MOSFET来抑制浪涌电流,主要是由于其具备如下特点:

(1)MOSFET是多子压控型器件,具有很快的开关速度;

(2)开关损耗小;

(3)栅极驱动方式简单;

(4)RDS低,因此在MOSFET导通状态下,漏-源极之间导通压降也较低,一定程度上提高电源效率。

以MOSFET管NTMD6N03R2 为例,MOSFET的开关速度取决于输入电容充放电的速度,从MOSFET的栅极电荷转移特性曲线(见图4)可以看出,当栅源电压VGS上升并保持在Vplt(产品手册中可查到)时,漏源电压从VDS迅速下降到10% 位置之后,缓慢下降到Vdss,从RDS与ID关系曲线(见图5)中可以看出,内阻RDS变化非常微小,可以忽略不计,此时IDS几乎保持不变,d VDS/dt得到了很好的控制。因此,采用MOSFET管作为浪涌电流抑制的核心器件主要就是利用利用了MOSFET在VGS上升并保持在Vplt过程中对d VDS/dt很好的控制能力这个功能。

图6 所示电路为直流+28V电源浪涌抑制电路,其中MOSFET M1 被置于电路的回路中,经过抑制后的浪涌最大电流取决于电路R5、R67 并联后的阻值与电容C1、C24 串联后容值的乘积( 阻、容值需依据实际情况经试验测试确定),电阻R7 的功能是对+28 V输入电压进行分压,使得M1 的栅- 源电压VGS不会超限而导致器件损坏,稳压二极管V1的功能是限制M1的栅-源电压由于输入+28V电源不稳定而导致VGS超限,从而损坏器件。

如7 所示电路为直流+5V电源浪涌抑制电路,其工作原理同样是利用MOSFET电荷转移特性, 通过控制VGS的打开时间来实现浪涌电流抑制,区别只是MOSFET的选型和阻容数值的匹配。

3 实验结果

按照图6、图7 所示电路设计,DC-DC模块采用Interpoint公司航天标准电源,按图1 所示连接方式连接,同样在图2 所示中两个测试点测试浪涌电流,+28V的浪涌电流为0.7 A(见图8),为浪涌抑制前4.19A的16.7%,+5 V的浪涌电流为0.34 A(见图9),为浪涌抑制前3.44 A的9.8%,取得了很好的抑制效果。

4 结论

本文针对直流电源在上电瞬间会产生浪涌冲击电流的现象,分析了传统抑制浪涌电流方法的局限性,提出了一种基于自驱动MOSFET的新型浪涌抑制电路,通过实验验证了该电路的可行性和实用性,并最终将该电路成功应用于航天 ×× 项目星载开关电源中,在一系列严苛工作条件下,其工作状态正常,表现优秀,有效抑制了浪涌电流对系统的影响。

摘要：文章介绍了直流电源浪涌电流产生的原因及危害,并对传统浪涌电流抑制电路进行分析,指出其局限性,并提出一种新型的基于MOSFET的浪涌电流抑制电路。该电路经过实验验证,具备优秀的浪涌电流抑制能力,最终成功应用于航天星载开关电源中。

关键词：浪涌电流,直流电源,抑制,MOSFET

参考文献

[1]刘澄.半导体激光器的浪涌损坏及消除方法[J].电力环境保护,2003,19(4):49-61

[2]张乾,王卫国.星载开关电源浪涌电流抑制电路研究[J].电子技术应用,2008,12:82-84

[3]谷金宏.电子线路的浪涌保护[J].河南师范大学学报,2001,29(4):40-42

高电压大电流开关电源的制作 篇7

其中的一款LM2576芯片性能比较优良，能在很宽的电源范围下工作;普通型的上限达到40V，而LM2576HV能达到60V，输出电流均在3A左右(散热条件良好情况下)。而且，该芯片外围元件少，调试容易，所以为很多人所采用，特别是在DC-DC变换器上应用最广泛。

但是，由于DC-DC变换器输入电源多数为化学电源，即各类电池，而电池具有内阻，空载和满载端电压变化很大，所以制造大功率电池时，为减少电池极板面积，厂家的策略往往是增加串联个体数目，以致电池标称电压有逐渐增高趋向。以自行车用48V铅酸动力电池为例，空载时为58V，满载为48V。而48V燃料电池空载更达72V，满载达48V。

显而易见，48V铅酸电池空载电压已超过LM2576上限，已接近LM2576HV输入上限，而48V的燃料电池空载已超过LM2576HV上限。而且，很多应用要求DC-DC输出5-15A的电流，这就迫使LM2576输出扩流。然而这并非用大功率管组成射极跟随就可扩展为需要值。读者也不必去尝试，其结果为大功率管无法承受功耗发热严重而损坏!

欲使系统满足高电压输入、大电流输出要求，当然最简单是改换电路结构，采用高频变压器输出的开关电源。但是某些芯片转换效率欠佳，系统体积也无法和LM2576相比;而且由于制作方面复杂性，造价也倍于后者，所以很多输入、输出电源无需电气隔离的电源。设计者总不太喜欢采用，而希望保留简洁的LM2576平台，加以外围辅助电路，从而实现其性能提升，制作出具较高性价比的应用产品。

去年，笔者接受一个在48V燃料电池控制电源的任务：其参数为输入电压空载72V到过流时39V，输出为30V稳压、输出7A。而且有体积上的限制，不允许安装大的散热片。其中如此高的电源电压一项，就使很多元器件失去用户之地!为此，需要对输入电压、输出电流的扩展电路作一个全新的两全齐美的设计，才能脱出困境!

反复推敲得出具体设计方案：芯片电源用简易串稳电源24V供电，用VMOS管作为开关管替代芯片片内开关管;芯片仅作为VMOS管驱动器应用。实现此方案的关键问题，就是要求电路既要有效传送驱动信号，又要同时保证外接VMOS管与芯片输出端电位隔离良好，避免芯片与管子同归于尽的后果发生!

经过多次试验，简易电路具体结构介绍如图1所示。其中，R1、Q1、D1、Q2组成24V简易稳压电路。C3为滤波电容。该电源为LM2576提供稳定23V电源。当电源输入低于25V时不能稳压，但仍能在20V以上电压工作。如欲工作于低电源电压，可降低D1稳压值，实验可低到10V应用，而不影响电路工作，但R1须调整阻值，使稳压管正常工作。由于该电源仅提供小电流输出的LM2576芯片，所以Q2不需装散热片。

在电源上限不超过芯片输入电压上限值时(LM2576HV-60V, LM2576-40V)可省略稳压电路，电池直接LM2576电源端。

LM2576输出由R2、R3分压驱动Q7导通与截止。Q7导通时，电流从VCC流出经D3、D2、R4、Q7到地。D3产生15V电压供给Q3～Q5栅压，而Q6因D2导通而反偏充分截止。截止时的高阻不构成Q3～Q5栅压的旁路。从而使Q3～Q5充分导通，C2充电。Q7截止时，VCC→D3→D2→R4电流回路被切断，D3无压降使Q3～Q5栅压消失，而D2截止，不构成对Q6反偏箝位。Q6因R6供电导通，致使Q3～Q5栅极同源极短接，从而迫使Q3～Q5迅速关断，C2仍由D4产生下正上负的感生电压通过L1充电。此状态直至Q7重新导通结束。

Q7由LM2576输出端口经R2、R3分压驱动，高电平时导通，低电平截止。由于VMOS管驱动电流很小，因此5551驱动3～4个VMOS是没有问题的。必要时更换TIP41驱动能力更大，能驱动更多的VMOS管。

LM2576-ADJ (ADJ为输出电压可调型)的电压调整机理，由R7、R5阻值调整构成调节系统。其公式VOUT (V) =1.23* (R7/R5+1) ，附加的电子开关不影响其数值。电路中R7为42K, R5为1.8K;实测输出电为30.3V。同计算值非常接近。

电路调试结果：品质极其良好，基本上合乎设计要求;输出电压稳定，发热很小;在不加散热片情况下，3个IRF9540并联输出4A时工作3小时管子不烫手;而LM2576和20100肖特基二极管根本无温升。装上散热片后，可输出7.0A电流。转换效率同lm2576单独应用相仿。其性能竟满足了要求极其苛刻的军方要求：输入电压22～80V;输出电流1～7A;全天候工作温升<27℃总的来说，系统提升应用效果相当成功。

此外，本电路还可派生出很多应用电路，如可以用作有刷直流电机控制器;R7改成电位器可平稳的调节转速;R5并接适当阻值负温热敏电阻后，使成为一个DC无刷风机控制器;可根据器件温升自动调节风机转速…，作为一个高效、宽范围电源输入、大功率输出平台;肯定有很多等待读者开发用途!

注：LM2576---TO-220封装

IRF9540、TIP41、20100均为TO-220封装

D1、D2、D3均为贴片1005封装

Q1、Q6、Q7为贴片SOT-23封装

R1-R7为贴片0805封装

L1Φ12X16工字磁芯用1.35漆色铜线绕制，电感量47μH—100μH

C1、C3为RB.3/.6封装

C2为RB.2/.4封装

C5为贴片1005封装

图2:LM2567原资料中二种封装

电源电流控制 篇8

继电器是一种能自动执行断续控制的部件, 当其输入量达到一定值时, 能使其输出的被控制量发生预计的状态变化, 对被控电路实现“通”或“断”的控制作用。

继电器按动作原理可分为电磁型、感应型、整流型、电子型和数字型等;按反应的物理量可分为电流继电器、电压继电器、功率方向继电器、阻抗继电器等;按在保护回路中所起的作用可分为启动继电器、量度继电器、时间继电器、中间继电器、信号继电器、出口继电器等。其中量度继电器中又可分为过量继电器和欠旦继电器, 过量继电器如过电流继电器、过电压继电器等;欠量继电器如低电压继电器、阻抗继电器等。

为保证继电器能够可靠动作, 对其动作特性有明确的“继电特性”要求。所谓继电特性是指无论启动或返回, 继电器的动作都是明确干脆的, 不可能停留在某一个中间位置, 这种特性称为“继电特性”。正常状态下流过继电器的电流I小于动作电流Idz, 所以继电器不动作, 输出高电平 (或触点是打开的) , 当流过的电流大于整定值Idz时, 继电器能突然迅速动作、稳定而可靠地输出低电压 (或闭合其触点) ;在继电器动作后, 只有当电流减小到小于返回电流Ih以后, 继电器又能突然地返回到高电平 (或触点重新打开) 。通常, 能使继电器动作的最小电流值称为继电器的动作电流I (习惯上又称为起动电流) ;能使继电器返回原位的最大电流值称为继电器的返回电流Ih返回电流与起动电流的比值称为继电器的返回系数Kh。

为保证继电器动作后输出状态的稳定性和可靠性, 过量动作的继电器的返回系数恒小于1;而欠量继电器的返回系数恒大于1。在实际应用中, 常要求过电流继电器有较高的返回系数, 如0.85~0.9。

2 无时限电流速度保护

电流保护是反应于电网发生故障时电源与故障点之间的电流增大而动作的保护。它可分成三段;无时限电流速断 (I段) , 带时限电流速断 (II段) 和定时限过电流保护 (III段) , 构成阶段式电流保护。

在满足可靠性和保证选择性的前提下, 根据对继电保护速动性的要求, 保护装置动作切除故障的时间总是越短越好。对于反应于短路电流幅值增大而瞬时动作的电流保护, 称为无时限电流速断保护, 即电流I段。为保证选择性, 即保证相邻线路出口故障时本保护不动作, 无时限电流速断保护的动作电流 (即保护的整定电流) 必须大于下一条线路出口故障时可能出现的 最大短路电流。无时限电流速断保护的保护范围就不能达到线路全长。由于三相短路电流大于二相短路电流, 因此, 无时限电流速断保护的整定原则为:按本线路末端 (也即相邻线路出口) 相间故障的最大三相短路电流整定。

保护范围计算:

由于无时限电流速断保护不能保护线路全长, 所以它对被保护线路内部故障的反应能力 (即灵敏性) , 只能用保护范围的大小来衡量。保护范围通常用线路全长的百分数来表示。当系统在最小运行方式下发生两相短路故障时, 流过保护的短路电流最小, 此时电流速断的保护范围也最小, 因此, 常按这种运行方式和故障类型来校验电流速断保护的保护范围。规程规定, 最小保护范围不应小于线路全长的15%~20%。

在个别情况下, 无时限电流速断也可以保护线路的全长。例如当电网的终端线路采用线路-变压器组的接线方式时, 由于线路和变压器可以看成是一个元件, 因此, 速断波保护就可以按照躲开变压器低压侧线路出口点的短路来整定。

3 带时限电流速度保护

由于有选择性的无时限电流速断保护不能保护线路全长, 因此需要增加一段新的保护, 用来切除本线路I段保护范围以外的故障, 同时作为I段的后备, 这就是带时限电流速断保护, 即电流II段。要求带时限速断保护不受系统运行方式和短路类型的影响.必须保护本线路的全长, 因此它的保护范围必然要延伸到相邻下一条线路中去。为保证选择性, 即下级线路故障时下级保护优先切除故障, 电流II段动作要带时延, 时延的大小与其延伸的保护范围有关。为使电流II具有最小的动作时限, 首先考虑使它的保护范围不超过下级线路电流I段的范围, 而动作时限则比下级保护的电流I段高出一个时间阶梯。时间阶梯用Δt表示。因此带时限电流速断保护的整定原则为:按躲相邻线路电流保护I段保护范围末端故障时流过本保护的最大电流整定。倘若按上述原则签定的II段定值不能满足本线路故障的灵敏度要求, 即不能满足保护本线路全长的要求, 该定值不能采用。这时, 本线路的II段定值为满足灵敏度要求必须降低, 它的保护范围将伸出相邻线路I段, 进入相邻线路II段范围内, 因此为保证选择性, 在相邻线路II段范围内故障时保证相邻线路II段优先动作, 本线路的II段不仅要在电流定值上与相邻线路II段配合, 时间定值也要与相邻线路电流II段配合。

4 定时限过电流保护

电流I段和电流II段联合起来己能在较短时间内切除本线路范围内的故障, 所以称为主保护。为了防止主保护拒动以及断路器失灵时能切除故障, 还需要本线路的近后备保护和相邻线路的远后备保护。定时限过电流保护就是要实现以上功能, 即不仅要作本线路I、II段的近后备, 还要作相邻线路保护的远后备。电流III段在系统正常运行时它不应起动, 而在发生短路时起动, 并以动作时间来保证动作的选择性, 所以称其为定时限保护。

5 电流保护的接线方式及应用

具有无时限电流速断保护、带时限电流速断保护和定时限过电流保护的三段式电流保护的单相原理接线图如图1所示。其中, 电流速断部分由继电器1-3组成, 限时电流速断部分由继电器4-6组成, 过电流部分由继电器7-9组成。由于三段的启动电流和动作时间各不相同, 因此必须分别使用三个电流继电器和两个时间继电器, 而信号继电器3、6、9分别用以发出对应各段动作的信号。

摘要：针对单侧电源网络相间短路的阶段式电流保护技术进行分析。

关键词：单侧电源网络,相间短路,电流保护

参考文献

[1]吴争荣, 王钢, 李海锋, 潘国清, 高翔.含分布式电源配电网的相间短路故障分析[J].中国电机工程学报, 2013 (1) .