网络电源控制器

2024-07-03

网络电源控制器（精选7篇）

网络电源控制器篇1

目前,工业中对开关电源的自动化和智能化要求日益增高,因此逆变软开关电源的控制技术也逐渐成为一项重要的研究课题。焊接是多种因素交互作用的复杂过程,同时焊接过程存在着强烈的不确定性、非线性和时变性,因此对开关电源的实时控制就显得非常重要[1]。

传统的开关弧焊电源控制系统中,使用的PID控制器具有易于实现、结构简单的优点,但其控制参数不能根据系统的动态参数进行实时的改变,控制性能也不是很理想。因此将粒子群神经网络算法运用到PID算法中,形成了智能PID控制,然后利用PID输出的三个参数去调整开关管的占空比,最终保证整个逆变开关电源的恒电流输出。

设计利用了MATLAB2010a/Simulink提供的建模仿真平台,并同时将粒子群神经网络的PID算法运用到系统中去,对逆变软开关开关弧焊电源的恒流控制系统进行了深入地研究,结果验证了此智能算法的有效性。

1基于粒子群神经网络的PID逆变开关电源恒电流控制

基于粒子群神经网络优化的PID逆变软开关弧焊电源的恒电流控制结构如图1所示。

将系统中所给定的期望电流记为Iref,实际负载输出电流记为Isam,将期望电流与实际负载输出电流相比较,计算出系统输出电流的误差e以及误差变化率ec,然后在量化因子Ke和Kec的作用下输入粒子群神经网络,通过网络计算后输出PID的三个参量Kp、Ki和Kd,然后在PID控制器的控制作用后,其输出量u经过DSP控制单元后输出占空比不断变化的四路PWM波,进而去控制逆变开关电源的逆变主电路IGBT的四个开关管,通过系统的循环反馈及计算,最终实现逆变软开关弧焊电源整个系统的恒电流输出的目的。

2粒子群神经网络PID控制器的设计

2.1粒子群算法原理

粒子群优化算法(particle swarm optimization,PSO)是一种基于群体智能的进化计算技术,其思想来源于人工生命和进化计算理论,最早是由美国的J.Kennedy和Eberhart教授受鸟群觅食行为的启发提出的[2]。在粒子群算法当中,每个被优化问题的可能解都可被视为在被搜索空间中的一个点,称之为“粒子”。

假设在n维的搜索空间中,种群由m个粒子所组成,记为x=(x1,x2,…,xm)T,其中,粒子的速度记为vi=(vi,1,vi,2,…,vi,n)T,粒子的位置记为xi=(xi,1,xi,2,…,xi,n)T。单个粒子的极值记为pi=(pi,1,pi,2,…,pi,n)T,整个种群的极值记为pg=(pg,1,pg,2,…,pg,n)T,当这两个极值都分别被粒子找到以后,则粒子便改变自己的速度及位置,如下式所示:

vi,j(k+1)=λvi,j(k)+a1φ1[pi,j-xi,j(k)]+

a2φ2[pg,j-xi,j(k)] (1)

xi,j(k+1)=xi,j(k)+vi,j(k+1) (2)

上式中,a1和a2为学习因子; λ为惯性因子,且非负;k为当前迭代次数; φ1和φ2为(0,1) 区间中的随机数; x $_{i, j}^{}$ (k)和v $_{i, j}^{}$ (k)分别为在第j维时粒子i的第k次迭代中的位置与速度;p $_{g, j}^{}$ (k)为粒子群在第j维中的全局极值的位置。为了使粒子在优化期间离开系统搜索空间的可能性尽可能小,vi,j一般在vi,j∈[-vmax,vmax]的范围内,假如问题的搜索空间在[-xmax,xmax]范围内,那么则可规定vmax=kxmax,0≤k≤1。

2.2基于粒子群神经网路的PID控制器参数优化算法

神经网络在使用BP算法训练时,学习率、动量系数等参数的选取只能凭实验和经验来确认,一旦取值不当,又会引起网络的振荡而不能收敛,从而易陷入局部极值而得不到全局最佳值[3]。现采用的粒子群算法是实数求解,网络中需要改变的参数也相对较少,并且容易实现,它是一种全局的搜索算法。由此,为了克服BP算法容易陷入局部极值和收敛的速度过慢等缺点,将BP算法与粒子群算法相结合,便可提高BP网络的泛化能力、学习能力,并且还可以提高网络的控制精度。

在对系统的研究过程中,首先建立一个3层的BP神经网络,分别为输入层、隐含层和输出层,如图2所示。神经网络的三个输入分别为Iref、Isam、ΔI;输出层的三个神经元分别为Kp、Ki、Kd;隐含层中的神经元个数范围选为[3]。

图2中,网络输出层的三个神经元Kp、Ki和Kd分别为PID控制器的比例、积分、微分系数。传统的PID控制算法的离散表达式[4]为

$i (t) = k_{p} e (t) + k_{i} \sum_{i = 1}^{t} e (i) + k_{d} [e (t) - e (t - 1)]$ (3)

式(3)中i(t)为钨极氩弧焊机控制器的输出电流。

采用反向传播的算法去缩减Iref 与Isam之间的的差值,将差值记为e(t)= Iref – Isam ,误差函数定义为: E(t)=e2(t)=(Iref-Isam)2。对网络中在区间[-1,1]内随机生成的权值矩阵中第k个网络(k=1,2,…,10;10为可能出现的网络结构数目),都使用BP算法进行训练,当所有的样本都训练过一次后,此时计算出n1个被训练的样本的误差,记为: $E_{1} = \frac{1}{n_{1}} \sum_{p = 1}^{n_{1}} (Ι_{r e f} - Ι_{s a m})^{2}$ ,其中:n1为被训练的样本个数;Irefp为系统中所给电流的第P个样本的值,Isamp为系统中采样的负载电流中的第P个样本值。因此,式(1)便可化简为

Δv $_{i j}^{}$ =vij(k+1)-v $_{i j}^{}$ (k)=(λ-1)v $_{i j}^{}$ (k)+

a1j1[p $_{i j}^{}$ -x $_{i j}^{}$ (k)]+a2j2[p $_{g j}^{}$ -x $_{i j}^{}$ (k)]=

(λ-1)[xij(k)-xij(k-1)]+a1φ1[p $_{i j}^{}$ x $_{i j}^{}$ (k)]+a2φ2[p $_{g j}^{}$ -x $_{i j}^{}$ (k)] (5)

式(5)说明:粒子的当前位置与它历史的最佳位置以及网络中群体的历史最佳位置及前一时刻所处位置的变化决定于网络中单个粒子的相联的两次速度的改变。由此,如果把神经网络中的权值看作为粒子群算法中粒子的速度,则在网络训练的过程中,相联的两次权值的变化可看做为粒子速度的变化。相比较式(5),网络中的权值的修正量为

Δwlj=(λ-1)[wlj(k)-wlj(k-1)]+

a1φ1[wlj(b)-wlj(k)]+

a2φ2[wlj(g)-xlj(k)] (6)

Δwji=(λ-1)[wji(k)-wji(k-1)]+

a′1φ′1[wji(b)-wji(k)]+

a′2φ′2[wji(g)-wji(k)] (7)

式中:wlj(k)为在k时刻时隐含层与输出层的连接权值;wji(k)为k时刻时输入层与隐含层的连接权值;wij(b)和wji(b)为在第k个网络中在历史最小误差E1时的权值;wij(g)和wji(g)为在整个群体中历史最小误差E1时取得的权值; E1为网络中检验样本的方均误差。

假如将网络中隐含层的第i个神经元的输入、输出定义为 $i n_{i}^{(2)} = \sum_{j = 1}^{4} w_{j i} x_{j} ‚ o u t_{i}^{(2)} = f (i n_{i}^{(2)})$ ,则网络的输出层的输入及输出即可表示为:

$\begin{array}{l} i n_{l}^{(3)} = \sum_{j = 1}^{Q} w_{i j} o u t_{j}^{(2)} (9) \\ o u t_{1}^{(3)} = g (i n_{1}^{(3)}) = k_{p} (10) \\ o u t_{2}^{(3)} = g (i n_{2}^{(3)}) = k_{i} (11) \\ o u t_{3}^{(3)} = g (i n_{3}^{(3)}) = k_{d} (12) \end{array}$

由此,根据BP算法与粒子群算法的训练结果,可得出新的网络算法为

$\begin{array}{l} {\begin{cases} w^{(3)_{i j}} (k + 1) = w_{i j}^{(3)} (k) + β δ^{(3)_{l}} o u t_{i}^{(2)} (k) + (λ - 1) [w_{l j}^{(3)} (t) - \\ w_{i j}^{(3)} (k - 1) + a_{1} φ_{1} [w_{i j}^{(3)} (b) - w_{i j}^{(3)} (k)] + \\ a_{2} φ_{2} [w_{i j}^{(3)} (g) - w_{i j}^{(3)} (k)] \\ δ_{i}^{(3)} = E (k) sgn (\frac{\partial (i_{s a m})}{\partial u (k)}) \frac{\partial i (t)}{\partial o_{l}^{(3)} (k)} g^{'} [i_{i}^{(3)} (k)] \end{cases} (13) \\ {\begin{cases} w_{j i}^{(2)} (k + 1) = w_{j i}^{(2)} (k) + β δ_{j}^{(2)} x_{i}^{(1)} (k) + (λ - 1) [w_{j i}^{(2)} (k) - \\ w_{j i}^{(2)} (k - 1)] + a^{'}_{1} φ^{'}_{1} [w_{j i}^{(2)} (b) - w_{j i}^{(2)} (t)] + \\ a^{'}_{2} φ^{'}_{2} [w_{j i}^{(2)} (g) - w_{j i}^{(2)} (t)] \\ δ_{j}^{(2)} = f^{'} [i_{j}^{(2)} (k)] \sum_{i = 1}^{4} δ_{l}^{(3)} w_{j i}^{(3)} (k) \end{cases} (14) \end{array}$

式(14)中:上标(1)—(3)依次代表输入层、隐含层和输出层,k为采样时刻;i(t)代表整个氩弧焊机的输出电流;β代表学习率,为区间[0,1]中的一个任意常数。

网络结构中的输出层及隐含层的激励函数均采用Sigmoid函数。

$\begin{array}{l} {\begin{cases} g (x) = \frac{1}{2} (1 + \frac{e^{x}}{e^{x} + e^{x}}) \\ f (x) = \frac{e^{- x}}{e^{x} + e^{- x}} \end{cases} (15) \\ {\begin{cases} g^{'} (x) = \frac{- 1}{(e^{x} + e^{- x})^{2}} \\ f^{'} (x) = \frac{- 2}{(e^{x} + e^{- x})^{2}} \end{cases} (16) \end{array}$

网络训练的停止条件为:当E1≤ε时,ε为检验精度,此时得到的网络权值为最终训练的权值。

3逆变软开关弧焊电源的建模及仿真结果

点焊电源具有输出电压低、输出电流大、负载持续率低、一般无空载运行的特点[5]。本文选定开关电源的输出电流为400 A,IGBT的开关频率选定为20 kHz,变压器的原边与副边匝数比选定为8,回路的电阻选为1×10-5Ω。在MATLAB 2010a/Simulink中建立基于粒子群神经网络的PID逆变开关电源系统结构图,如图3所示。

仿真中的粒子群神经网络控制部分为S-Function Builder模块,其内部结构如图4所示。

逆变软开关弧焊电源恒电流控制的仿真结果由图5—图7给出。图5为系统的实际输出电流仿真波形;图6为系统中变压器的原边与副边的电压仿真波形;图7为系统中PID的三个实时变化的参数,从上至下分别为Kp、Ki、Kd。

4结论

利用MATLAB2010a/Simulink平台构建了逆变软开关弧焊电源的恒流控制的仿真模型,并将粒子群神经网络算法用到PID控制器中,实现了智能PID控制,最后对整个逆变软开关弧焊电源系统进行仿真,仿真结果表明:利用粒子群神经网络可以高精度、快速的响应逆变开关电源系统的变化,并可以实时自动的修正PID控制器的三个参数,最终达到逆变软开关弧焊电源的恒电流控制的目的。

参考文献

[1] Chen S B,Wu L,Wang Q L,et al.Self-learning fuzzy neural networksand computer vision for control of pulsed GTAW.Welding Journal,1997;76(5):201—209

[2] Kennedy J,Eberhart R C.Particle swarm opti-mization.IEEE Inter-nation Conference on Ne-ural Networks,1995:1942—1948

[3]田雨波.混合神经网络技术.北京:科学出版社,2009

[4]刘金琨.先进PID控制及其MATLAB仿真.北京:电子工业出版社,2003:96—98

[5]陈刚,陈小勇,张勇,等.基于模糊神经网络的逆变点焊电源恒电流控制设计及仿真.电焊机,2007;37(4):10—13,16

远程电源控制器篇2

我一直很喜欢修理旧电台,同时希望即便在停电时候也能使用电池继续通联,这是推动我进行这个小制作的两个主要原因。

我使用的电台之一是Ten-Tec Triton IV电台, 这个电台是全固态电台,可以使用电池供电,它的接收部分效果很好,并且足够省电;在使用电池供电进行发射时能够输出足够功率,最使我满意的是这个电台没有使用单片机,不用担心程序丢失。

但是这个电台最大的问题是电源——电台前面板没有电源开关,如果你要关闭电台,只能拔掉电源连接线。并且,由于电台本身没有电源开关, 即便使用交流电源供电,也只有在配合Ten-Tec262电源适配器使用时才能通过关闭电源开关的方式关闭电台注1。

Triton IV电源适配器电源开关通过控制交流输入端开关来控制电台开关,在当时,电源开关的设计无法承受13.8V,超过20A的电流。Triton IV不是唯一有这个问题的电台,其他Ten-Tec电台, 如Omni系列,Corsair系列和Argosy系列同样具有这个问题。另外,我的Heathkit SB-104电台同样有这个问题。事实上,很多老型号的全固态电台都有这个问题。

解决问题

我的解决方法如图1所示,使用一个电源控制器控制电台电源开关。控制电台电源的开关安装在电台前面板上, 通过导线连接到控制器上,控制内部继电器吸合,由继电器控制电台电源通断。但是,像这种大电流继电器在吸合时需要的电流也很可观,在使用电池供电时,为保持继电器吸合消耗的电能是一笔不小的浪费。

一种巧妙的改进

C1:1000μF,16V 电解电容 C2:0.01μF C3:0.1μF C4:220μF,16V 电解电容 D1:1N4002 DS1:发光二极管 F1:20A 汽车用刀形保险丝Q1:IRF510 功率 MOSFET R1:150Ω,1W R2:15KΩ,1/4W R3:10KΩ,1/4W R4,R5:1KΩ,1/4W RY1:T-90 Omron 继电器

在电路中,我使用功率MOSFET Q1来控制继电器电源。 Q1通过电台电源开关控制,控制电压经限流电阻R3连接到Q1的栅极。在开关断开瞬间R2用来对Q1栅极放电,在开关断开后电阻R4将Q1栅极接地,防止Q1受干扰导通。同时R4还有一个作用。由于R4,在电源开关上会流过约2m A电流,这样可以确保电源开关接触良好。

电容C1在继电器线圈上电瞬间呈短路状态,确保继电器能够正常吸合。在吸合之后,电容C1通过继电器线圈放电, 恢复为断路状态,此后电流通过R1限流后提供给继电器线圈,电流足够保持继电器吸合状态。继电器维持吸合状态需要的电流大大小于吸合瞬间需要的电流,大约只有吸合瞬间电流的一半,通过这种方式可以降低继电器正常工作时的电流消耗。对于我使用的继电器,正常吸合电流为90m A, 使用上述电路,吸合后工作电流只有40m A。虽然听起来不是很多,但在几个小时或几天的通联中能够为你省下若干瓦时的电量。

除此之外,电路中还包括一个指示灯DS1,指示电源控制器工作状态。有人会说,这个指示灯也会增加功耗,所以如果你想尽可能降低电源控制器自身功耗,也可以省掉指示灯。二极管D1用来吸收继电器断开瞬间的反向电动势。

为减小射频干扰和其它噪声,我在电路中增加了电容C2,C3和C4。出于安全考虑,我在电路中增加了20A ATC刀形保险丝。对于Triton IV电台,还需增加额外的磁断路器注2。

制作远程电源控制器

我使用双面印刷电路板制作的电源控制器。你也可以购买套件制作注3。套件安装很简单,除R1外,多数元件参数要求都不严格。你可以用你能找到的参数相近的元件代替。对于R1,如果阻值太大,继电器RY1不能保持吸合, 太小会增加控制器自身功耗。经过测试,对于我使用的继电器150Ω 电阻比较合适。你也可以使用Potter&Brumfield T90继电器,Mouser的元件编号是655-T90S1D12-12。另外一种比较便宜的继电器的Mouser编号是655-T90N1D12-12。

控制继电器的功率MOSFET对静电敏感,所以在安装到电路板之前需要注意防止静电,特别是在家中铺有地毯的情况下。在安装之后就不用太担心静电问题了。

如果你对自己有信心,也可以采用洞洞板或搭棚方式制作,这都没问题。但对于初学者,在PCB上进行制作仍然是最简单的方式。实际上,我发现这个小装置很好用,到目前为止我已经制作了超过十个电源控制器。

功能测试

将PCB上的元件安装好之后,进行简单测试确保元件安装正确。你需要一台13V带限流的电源适配器。不要直接接上电池测试。如果元件有问题或连错线,电池提供的电流足以把PCB板铜箔烧断。

在连上电源后,电源控制器应该没有反应。短接PSW1和PSW2两端,你能听到继电器“咔嗒”一声,同时指示灯亮。用电压表测量“TO RADIO”点和地之间的的电压应为 +13V左右,断开PSW1和PSW2,继电器触点断开, LED指示灯熄灭。

为验证C1和R1构成的改进电路的效果,你可以先将R1断开,然后短接PSW1和PSW2,继电器会短暂吸合然后松开,这是由于C1在吸合瞬间呈短路状态,提供了继电器吸合需要的电流,但在吸合后不能保持电流流过。将R1接回电路中,这时继电器可通过R1得到维持吸合状态需要的电流。

元件焊好之后,我用从Radio Shack买到的塑料盒安装PCB,然后使用Anderson Powerpoles连接器连接到电池。在电台一端使用相应的连接器连接到电台。较老型号的电台, 如Triton IV,使用的是Jones连接器,较新型号的电台使用的是4脚Molex连接器。

不仅仅为电台设计

这个控制器不仅可用于控制电台电源,在其他需要控制低压大电流的场合同样可以使用。现在我的温室通风风扇, 操作台照明灯已经改用电源控制器控制开关,并且我还计划使用电源控制器控制车载VHF功放电源。

网络电源控制器篇3

传统的线性稳压电源[1,2,3]具有稳定性能好、输出电压纹波小、使用可靠等优点, 但其通常都需要体积大且笨重的工频变压器与体积和重量都很大的滤波器。由于调整管工作在线性放大状态, 为了保证输出电压稳定, 其集电极与发射极之间必须承受较大的电压差, 导致调整管的功耗较大, 电源效率很低, 一般只有45%左右。另外, 由于调整管上消耗较大的功率, 所以需要采用大功率调整管并装有体积很大的散热器, 很难满足现代电子设备发展的需要。开关电源是一种采用开关方式控制的直流稳压电源, 通过控制开关的占空比来调整输出电压。它以小型、轻量和高效率的特点被广泛应用于以电子计算机为主导的各种终端设备、通信设备等几乎所有的电子设备, 是当今电子信息产业飞速发展不可缺少的一种电源形式。

方案设计

本设计基本要求:实时监控电源的输出电压和输出电流。通过RS485通信接口与上位机监控系统通信, 上位机可实时监控电源的工作状态和各种参数。具有输出过压、过流以及过热等多种检测和保护电路, 带有告警指示灯可以在线设置和修正电源的参数和运行状态。具有自动均流功能, 可以实现系统的任意扩展, 满足现场实际需要。指标要求采用大功率电源设计, 输出电源0~100伏, 输出电流10A采用4组并联, 最大输出电流40A各组电流不平衡误差小于5%。

设计主要分为三个主要部分:主电路部分、控制电路部分和监控电路部分。其中主电路部分包括:输入回路、功率开关桥、输出回路三部分。www.eepw.com.cn 2013.9输入回路将交流电通过整流模块变换成含有脉动成分的直流电, 然后通过电容使得脉动直流电变为较平滑的直流电。功率开关桥将滤波得到的直流电变换为高频的方波电压, 通过高频变压器传送到输出侧。最后, 由输出回路将高频方波电压滤波成为所需要的直流电压或电流, 主回路进行正常的功率变换所需的触发脉冲由控制电路提供。

在本系统中采用四路电源并联, 由于每个模块的结构相同, 故在下面框图中, 只画出来了一个模块。其余三个模块跟下图中的模块并联, 并同时受监控电路控制。在本设计中, UC3825作为控制电路的核心, 产生P WM波以控制主电路的电压输出。UC3907芯片作为均流控制系统的核心, 用于保障四个模块的输出电流保持在稳定状态, 使系统处于最佳的状态。我们采用STC 8 0 S 5 2单片机作为监控电路的核心, 单片机的任务是采集每一个模块的输入电压和输出电压、电流, 并将其数据通过通信接口电路上传给上位机, 相反, 上位机同样可以通过此电路设置系统的输出参数。系统一个模块的示意图如图1所示。

均流控制系统设计

大功率电源系统需要采用若干台开关电源并联, 以满足负载功率的要求, 并联系统中, 每个变换器只处理较小的功率, 降低了应力, 提高了系统的可靠性。由于大功率负载需求和分布式电源系统的发展, 开关电源并联技术的重要性日益增加。但是并联的开关变换器模块间需要采用均流措施, 它是实现大功率电源系统的关键。用以保证模块间电流应力和热应力的均匀分配, 防止一台或多台模块运行在电流极限 (限流) 状态。在本设计中, 采用基于最大值电流自动均流法的集成芯片UC3907作为均流控制系统的核心。

电路工作过程如下:UC3907的调节放大器将模块自身的电流和均流母线的电流相比较, 当模块自身的电流小于均流母线的电流, 即它为从模块时, 调节器使基准电压升高100m V, 使输出电压增大, 对应的输出电流增大。当模块自身的电流和均流母线的电流差不别不大时, 该模块有可能是主模块。但是下一次, 该模块又可能是从模块, 如此循环往复。在本设计中输出电流最大值为10A, 采用电阻来检测电流。根据芯片资料, UC3907内部电流放大器的输出最高电压可达5V。为此, 我取4V。根据测算, 此时需要送给UC3907检测的电压为0.2V。UC3907内部的驱动放大器将电压放大器输出电压转换成电流信号送给光耦电路。根据所选择的光耦电路参数, 光耦电路原方电流应小于1 m A。根据芯片资料和调试经验, 可以得到相关参数。R1=330kΩ, R2=2kΩ, R3=10kΩ, R 4=7 kΩ, R 5=1 0 kΩ, R 6=5 kΩ, R7=10kΩ, C1=C2=0.22μF。

系统的主电路设计

主电路的结构如图3所示。

V1为施加在原变绕组上的电压幅值, 本设计中取640V。电路工作频率为30k Hz, T=33.4ms, tON为导通时间, 根据计算的占空比, 我们暂取11ms。SC为磁芯截面积:。将这些数据带入 (1) 中得到N1为65。同理可以计算得出副边绕组匝数为42。其中整流二极管的选择是因为输出二极管工作于高频状态 (3 0 k H z) , 所以应选用快恢复二极管。高频变压器副边的输出最高电压峰值为:

所以加在输出整流二极管上最高的反压为705.7V。输出整流二极管流出的电流即为流过输出滤波电感的电流, 所以其有效值为11.51A。所以根据以上分析, 同时考虑一定的裕量, 选取RURU3O12O作为输出二极管。该二极管的耐压为120V, 额定电流为30A。控制和保护单元电路的设计采用PWM (脉冲宽度调制) 作为控制方式。在本系统中我们选用的PWM集成控制器为UC3825。UC3825适用于电压型或电流型开关电源电路, 实际开关频率可达到1MHz, 输出脉冲的最大传输延迟时间为50ns, 具有两路大电流推拉式输出, 具有软启动控制功能, 并具有良好的保护功能。并采用IR2110作为驱动芯片。过流保护我们采用了三重保护:一是在系统的输入级的三相交流引入处安置熔断保险管, 在系统出现短路和其它意外重大故障的时候切断外部电源的输入以保护系统免受损坏;二是在用于控制软启动的触发器后级安置熔断保险管, 以防止启动浪涌电流的过大而破坏功率器件;三是系统的最主要的过流保护部分, 通过对系统电流的检测来控制PWM信号脉宽从而达到过流保护的目的。在本设计中, 监控单元采用STC80S52单片机作为控制核心。系统主监控模块作为一个独立的模块, 可以监控整个电源系统各单元的运行状况, 具有对系统的运行参数进行采集、显示及设置的功能。监控单元还能不断接受上位机的送来的命令, 并根据命令对电源系统进行操作或者将电源系统的运行参数反送给上位机, 完成远程控制。

系统主控制程序设计

系统主控制程序流程图如图所示。

系统实际测试

(1) 稳压测试

测试条件:Uin=15V, 负载由1kΩ减少到2Ω (表1) 。 (2) 均流测试 (表2) 。

参考文献

[1]康华光.电子技术基础数字部分[M]北京:高等教育出版社.2006.1

[2]徐爱钧.智能化测量控制仪表原理与设计[M].北京:北京航空航天大学出版社, 1996.1

网络电源控制器篇4

近年来,串联谐振试验电源在电力系统交流耐压试验中得到了广泛应用,国外产品主要是基于调感式原理通过调节串联电抗器来实现和被测容性试品的谐振参数匹配,从而产生谐振高压,但这种装置体积过于庞大,维护运输困难。国内主要是基于调频式原理来设计串联谐振试验电源,这样缩小了装置的体积,方便操作运输[1,2,3,4]。文献[1-2]主要针对串联谐振电源的工作原理、电路拓扑结构及一些滤波参数进行了详细讨论。文献[3]提出了对串联谐振试验电源的电压控制策略,其采用电压有效值与给定值的误差经比例积分调节得到调制比,从而对电压进行控制,但是没有给出具体的控制参数配置过程。文献[4]针对电压调节提出应用自适应比例积分控制器的以电网电流为内环、直流电容电压为外环的双闭环控制策略,电压调节由三相脉宽调制(PWM)整流电路实现,这种控制方式动静态性能良好,但设计过程较为复杂。根据调频式串联谐振试验电源的应用对象与功能,其关键问题是寻找出准确的谐振频率并进行调压控制,为了准确锁定谐振频率,在扫频过程中需要保持试验电源输出电压波形的正弦化与良好稳定性;在交流耐压试验过程中同样需要保证给高压回路输入良好的正弦电压波形。故整个系统的核心是调频式串联谐振试验电源中的逆变器及对它的电压控制。

本文通过建立逆变器的数学模型,采用基于负载电流前馈的滤波电感电流内环[5]、滤波电容电压外环的双环控制策略[6,7]对调频式串联谐振试验电源输出电压进行实时控制。电流内环采用比例控制器,电压外环采用比例积分控制器[8,9,10]。通过状态反馈观点证明所提双环控制策略可以对逆变器的极点进行任意配置[11],利用极点配置算法设计控制器参数的过程简单,调频式串联谐振试验电源可达到较好的响应速度和稳态精度。由于整个串联谐振装置在硬件上没有设计检测电感电流的电路,故需要设计状态观测器对电感电流进行观测。

1 调频式串联谐振试验电源系统模型

调频式串联谐振试验电源的主电路如图1所示,它由三相整流滤波电路、H桥逆变电路、励磁升压变压器及高压试验回路组成。通过高压试验回路中的补偿电抗器L2与高压试验回路等效电容Ce(Ce由被试品等效电容Cx及电容分压器电容电路C3-C4等效而成)在频率处产生谐振[1],从而在Cx两端产生试验高压uC=Qu1(为高压试验回路的品质因数,一般取值为30~80,RL为高压试验回路等效串联电阻)。此时高压试验回路呈阻性,逆变器输出的功率为P=u12/RL,被试品吸收的无功功率为QCx=2πf0CxuC2≈uCu1/RL=QP(在分压器电容相对试品等效电容很小且可忽略的情况下),其与补偿电抗器进行无功能量的交换,可见,谐振时调频式串联谐振试验电源只需发出较少的有功功率便可在被试品上产生较大的无功功率,从而在被试品上产生较高的试验电压。

忽略励磁变压器的励磁阻抗,将其看作一理想变压器,并将高压回路元件参数折算到变压器的原边等效为负载阻抗Z,将三相整流滤波后的直流电压等效为一个直流电压源Ud,系统简化后的等效电路如图2所示。图中,L为输出滤波电感;C为输出滤波电容;r为滤波电感、开关管导通压降以及死区等各种阻尼因素综合的电阻[12,13];ui为逆变桥输出的PWM电压;uo为负载电压,可以实时检测得到;io为负载电流,可以实时检测得到;iL为电感电流。

将负载电压uo和电感电流iL作为状态变量,逆变电路输出电压ui作为输入量,负载电流io看作扰动输入,负载电压uo作为输出量,可得逆变器的连续状态空间模型为:

2 双环控制系统设计

为了改善调频式串联谐振试验电源电压波形质量,同时在出现故障时对其进行快速的限流保护,本文采用带负载电流前馈的电感电流内环、电容电压外环的双环控制策略,其控制框图如图3所示。图中,ur为参考输入电压;为电压外环调节器;Gi=kI为电流内环调节器。图3的等效控制框图如图4所示。

可知,系统的传递函数如式(2)所示。

其中,Uo(s)、Ur(s)和Io(s)分别为uo、ur和io的拉氏变换。则系统的特征多项式为:

由于该连续系统完全可控,可由给定的期望极点结合式(3)求出连续域下的调节器参数。由图4可知,以逆变电路输出电压ui作为反馈点时,反馈通道传递函数为:

式(4)表明系统等效控制可以看作是对输出电压uo的积分、比例、微分的总和进行状态反馈。由于kIuoCs=kIiC,而本文已经选用电感电流iL作为其中的一个状态变量,故针对式(4)可再设一状态变量。在进行数字控制时,设采样周期为T,则逆变器零阶保持器下的离散状态空间表达式为:

通过计算矩阵的能控性可知,该系统完全能控,并且通过状态反馈可以任意配置系统的极点。考虑将易产生振荡的弱阻尼空载情况作为设计对象[12],不考虑负载电流的扰动输入影响,这样也便于控制器的设计。由以上分析可知闭环系统属于三阶系统,设在连续域下期望的2个闭环主导极点为,非主导极点为s3=-nζωn,则对应离散域下2个主导极点为,非主导极点为。其中,ζ为系统阻尼系数;ωn为系统自然振荡频率;n为常数,一般取10[10]。根据求出的离散域下的极点,设状态反馈增益矩阵为K=[k1k2k3],结合上述系统的离散状态方程可以利用MATLAB中的系统极点配置函数直接求出状态反馈增益矩阵K,K与式(4)有如下关系:k1=kIku I,k2=kIku P,k3=kI。从而求得调节器Gu和Gi的参数如下:ku P=k2/k3,ku I=k1/k3,kI=k3。

3 状态观测器的分析与设计

本文采用带负载电流前馈的滤波电感电流内环、电容电压外环双环控制策略。由于整个串联谐振装置根据系统需要设置了滤波电容电压检测电路和逆变器负载电流检测电路,而没有专门的电感电流检测电路,所以基于上述的双环控制策略需要构造状态观测器对电感电流进行观测来代替直接检测[14,15,16]。系统采样周期为T,由式(1)可直接得到对应的离散状态表达式为:

其中,G、H1、H2、C分别为式(1)中A、B、E、C离散化后的矩阵。为了减小模型估计值与实际值之间的误差,对状态观测器引入输出反馈,设输出反馈矩阵为H=[h1h2]T,则对应状态观测器方程为:

由分离定理可知,若被控系统可控可观测,用状态观测器估值形成状态反馈时,系统的极点配置和观测器设计可分别独立进行。但是观测器的极点不能任意配置,一般将其选为系统极点的3~5倍[15]。根据期望的观测器闭环极点和观测器的特征方程|λI-(G-HC)|=0(λ为观测器的期望极点;I为与G阶数相等的单位矩阵)可求出输出反馈矩阵H。

4 仿真与分析

根据上述双闭环控制策略,采用单极性倍频调制方式进行仿真。仿真参数如下:系统额定功率为6 k V·A;输出电压频率范围为30~300 Hz;直流母线电压Ud=311 V;滤波电感L=0.8 m H,r=0.78Ω,滤波电容C=10μF;载波频率fc=10 k Hz;ωn=12 000 rad/s,ζ=0.7;仿真选择的励磁变压器为理想变压器,其变比为250 V/900 V,所以仿真时选择的调制比为M=250/311≈0.8,即输出幅值为250 V的电压加到励磁变压器的低压侧。高压回路试验设备参数为:级联的补偿电抗器总电感约为220 H,被试品的等效电容约为4.5 n F,谐振回路的等效直流电阻约为1 300Ω,按如上参数进行仿真设置,可得系统的谐振频率

通过上述方法计算可以得到:ku P=0.143 27,ku I=1 211.72,kI=79.86,H=[0.933 03-0.075]T。

图5为频率等于30 Hz(此时高压回路呈容性)时的调频式串联谐振试验电源输出波形;图6为频率等于160 Hz(此时高压回路发生谐振,回路呈阻性)时的调频式串联谐振试验电源输出波形;图7为频率等于300 Hz(此时高压回路呈感性)时的调频式串联谐振试验电源输出波形。图5—7中,THD表示总谐波失真率。

由图5—7可以看出,在3种频率情况下,即高压回路呈现容性、阻性、感性情况下,开环时调频式串联谐振试验电源输出电压的波形畸变较大,且基波幅值与期望值的偏差相对于双环控制时也较大,不利于扫频时谐振频率的准确寻找,在交流耐压试验时给高压回路提供的电压波形正弦化程度也不好。采用本文设计的带负载电流前馈的双环控制策略后,可以看出波形正弦化程度有所提高,与期望值的偏差也有所降低。因此,本文所提双环控制策略有利于提高扫频的准确性并在交流耐压试验时给高压回路输入良好的正弦电压波形。

5 实验结果与分析

基于以上原理,设计了一台输出功率可达6 k V·A的变频式串联谐振试验电源,控制芯片型号为TMS320F28335,实验参数与仿真中所述的相同,按照参考文献[18]进行相应操作。在进行耐压试验前需要进行谐振频率寻找,扫频时以1 Hz/s的步进量进行,此时逆变器输出电压不需要很高,本文扫频时的电压为20 V,但需要保持逆变器在各个频率处的输出电压波形良好且稳定,以保证扫频的准确性,装置扫频所得的高压回路谐振频率为164 Hz。图8为扫频时44 Hz(此时高压回路呈容性)的逆变器输出波形;图9为扫频时164 Hz(此时高压回路呈阻性)的逆变器输出波形;图10为扫频时272 Hz(此时高压回路呈感性)的逆变器输出波形;图11为进行交流耐压试验时逆变器输出电压经变压器升压后在高压谐振回路被试品上产生20 k V的试验高压,经5 000∶1电容分压器测得的波形,其相对于逆变器输出的波形较差,但完全满足电力耐压试验要求。从图中可以看出,利用本文设计的带负载电流前馈的双环控制器可以有效地保证逆变器输出电压波形的良好与稳定,从而可以满足电力耐压试验的要求。

6 结论

网络电源控制器篇5

随着电子技术的飞速发展, 电脑控制技术在各个领域中的应用越来越普遍, 电脑控制系统也成为各种产品的重要组成部分, 尤其是机电产品, 电脑控制技术更是得到广泛应用。因此, 在很多机电产品中, 都牵涉到电脑控制技术应用问题。这些机电产品在使用过程难免会出现一些故障, 如何对这些故障进行检测和诊断, 并且进行快速的排除故障, 成为当今技术人员研究的重要课题之一。

电脑控制系统常用的控制模式, 一般是由传感器、电控单元和执行部分组成 (如图1所示) , 其中, 电脑控制单元自身都需要进行供电。传感器输入信号给电脑控制单元, 经过电脑控制单元的程序运算后, 输出控制指令给执行部分, 进行相关控制。电脑控制单元必须在自身有供电的情况下才可以进行程序运算和控制, 一旦电脑控制单元供电出错, 则必然会造成所有输出指令的中断, 执行部分无法工作。如果电脑控制系统的传感器是由电脑控制单元供电的, 则传感器也停止输出信号。由此可见, 电脑控制单元的供电问题是电脑参与控制的前提, 是进行其他部分的检测与故障排除的基础。下面以某一种车型的汽车发动机电脑控制系统电源电路为例, 从电源电路的组成、原理、检测方法和步骤, 进行汽车发动机电脑控制系统电源电路的检测与故障排除。

2. 汽车发动机电脑控制系统电源电路的组成和原理

该型汽车的发动机电脑控制系统的电源电路主要是由蓄电池、保险丝 (MAIN、EFI、AM2三个保险丝) 、点火开关、EFI继电器、电脑控制单元 (ECU) 以及若干导线所组成 (如图2所示) 。

IGSW-点火开关信号端子;BATT-ECU后备电源端子;+B-ECU驱动电源端子;MREL-EFI继电器控制端子

打开点火开关时, 蓄电池电源→MAIN保险丝→AM2保险丝→点火开关→ECU的IGSW端子, 电脑接收到IGSW点火开关信号后, 输出电压给MREL端子, 使EFI继电器的控制线圈导通, EFI继电器开始工作, 开关触点闭合。此时, 蓄电池电源→MAIN保险丝→EFI保险丝→EFI继电器开关触点→E-CU的+B端子, 电脑接收到+B端子供电后, 驱动了电脑, 电脑程序开始运行。

关闭点火开关, IGSW端子断电, 电控单元ECU失去点火开关信号, 就切断了MREL端子的供电, EFI继电器的控制线圈断电, 开关回位, +B断电, 电控单元停止工作, 此时, 汽车发动机熄火。

当点火开关处于起动位置时, 由于点火开关的特殊结构, 此时, 点火开关的AM2触点与IG2触点仍然闭合, 电脑供电情况并没有改变。

但是, 不管点火开关是否打开, BATT后备电源端子始终都处于通电状态, 它与点火开关没有关系, BATT电源的作用是在点火开关关闭后, 仍然给ECU提供电源, 具体就不在这里阐述了。

3. 汽车发动机电脑控制系统电源电路的检测方法和步骤

当点火开关处于关闭状态时, 电脑控制单元ECU的4个端子IGSW、BATT、+B、MREL的电压分别为0V、12V、0V、0V。当点火开关处于打开状态时, 电脑控制单元ECU的4个端子电压为12V、12V、12V、12V。一旦电脑控制单元ECU的4个端子检测的电压与上述情况不符合, 说明ECU的供电出错, 必须进行检修。

3.1 检测BATT端子电压

用万用表的电压档测量电控单元ECU端子BATT, 如果检测结果有12V电压, 说明正常。如果没有电压, 必须检查EFI保险丝、MAIN保险丝和蓄电池。具体检查步骤是:

(1) 分别用万用表的欧姆档检查EFI保险丝和MAIN保险丝, 应该处于导通状态, 否则更换保险丝;

(2) 检查保险丝插槽端子电压, 没有电压, 则检查线路和蓄电池接线柱, 有电压则检查BATT端子导线。

导线的检查方法就是用万用表的欧姆档测量BATT端子与EFI保险丝端子之间的电阻, 导通表示正常, 不导通表示故障, 应该更换或者修复导线。

3.2 检测IGSW端子电压

打开点火开关, 测量IGSW端子电压, 如果有12V电压, 表示正常。如果没有电压, 必须检查AM2保险丝、点火开关和相关线路。具体检查步骤是:

(1) 检查AM2保险丝, 不导通则更换;

(2) 用导线直接导通点火开关的AM2端子和IG2端子, 测量IGSW端子电压, 如果有电压, 更换或修复点火开关;没有电压, 则修复或更换IGSW端子导线和点火开关与AM2保险丝之间的导线。

3.3 检测MREL端子电压

打开点火开关, 测量MREL端子电压, 如果有12V电压, 表示正常。如果没有电压, 必须更换ECU插头或ECU。

3.4 检测EFI继电器

(1) 关闭点火开关, 拔下EFI继电器, 用万用表电压档测量继电器的4个插孔的电压, 有12V电压的表示继电器的5端子正常。

(2) 打开点火开关, 检测电压, 应该有两个端子有电压, 一个是5端子, 一个是2端子, 否则, 应该修复ECU的MREL端子导线。

(3) 用万用表的欧姆档测量继电器的任意两个端子的电阻, 导通的表示1和2端子, 另外剩下的就是3和5端子;用蓄电池搭接1和2端子, 则3和5端子应该导通 (如图3所示) , 否则更换继电器。

(4) 分别检测继电器1端子的插孔与蓄电池负极 (搭铁) 和继电器3端子的插孔与ECU的+B端子的导线, 如果不导通应该更换或修复导线。

当然, 上述检测方法只是针对线路的断路情况以及部件损坏情况, 进行检修, 而在实践当中, 还可能出现线路短路, 插头和插孔腐蚀、脏污、接触不良, 插头松动等故障, 在此不一一例举, 测量的步骤和方法与上述情况大致相同。

4. 结束语

经过实践检验, 不管是什么类型的汽车发动机电脑控制系统的电源电路, 只要按照以上方法和步骤, 都能顺利排除故障。对于其他机电产品的电脑控制系统的电源电路, 都可以参照或仿照这种检测方法。以上检测方法是本人经多年的实践总结, 不断地摸索和研究所得成果, 此次拿出来与大家共同学习、交流, 欢迎多提宝贵意见。

参考文献

[1].王秀红, 田有为.《汽车发动机电控技术》[J].大连理工大学出版社, 2007.

传真机电源控制电路篇6

(1) 待机状态时，传真机电源关断;

(2) 有电话振铃或传真信号时，传真机电源自动接通工作，直到接收结束，延时一定的时间后自动切断传真机电源;

(3) 若要发传真或打电话时，只要轻触按钮传真机就会接通电源，进入工作状态。

一、电路组成和工作原理

该控制电路如图1所示，信号接收电路由R1, C1, D1和光耦G组成。在待机守候状态时，光耦G截止，集成电路N1的 (2) 、 (6) 脚为低电平， (3) 、 (7) 脚为高电平，继电器J不吸合，传真机电源关断。

当有振铃信号时，光耦G导通，信号经VT1, VT2放大，VT2集电极输出为高电平，使D2导通，集成电路N1的 (2) 、 (6) 脚被钳位在高电平， (3) 、 (7) 脚转换为低电平，继电器J吸合，传真机电源接通，发出振铃响声。摘机后，光耦继续导通，开始接听电话或接收图文，直到结束。挂机后，光耦截止，这时，电容器C2通过R6缓慢充电，N1的 (2) 、 (6) 脚电位逐渐降低，延迟50s左右，当降到电源电压的1/3时，N1的输出端 (3) 、 (7) 脚转为高电平，继电器J释放，传真机断电进入待机守候状态。

当需要发传真时，只要轻触开关SW, N1的 (2) 、 (6) 进入高电平复位状态，电容器C2迅速放电，N1的 (3) 、 (7) 脚跳变为低电平，继电器J吸合，传真机电源接通，传真机需经3～5s的时间才能进入正常工作状态，然后摘机，此时，电话线路中的“嘟”声使光耦导通，经VT1, VT2信号放大，发光二级管DL1亮，集成电路N1的 (2) 、 (6) 脚被钳位于高电平，在通话或发图文传真期间，确保集成电路N1的 (3) 、 (7) 脚为低电平，继电器J继续维持吸合状态，直到发送结束挂机，光耦截止，此时C2通过R6充电，延迟50s左右时间后，继电器才释放，传真机断开电源。

电源变压器T次级为12V，经桥式整流，C4、C5滤波及三端稳压集成电路N2稳压，输出+12V稳定的电压。C3是高频滤波电容，DL2和R7起电源指示的作用。K2是直通开关。

二、制作与使用

本控制电路比较简单，元器件少，用万能电路板安装也很方便。只要元器件选择正确，线路连接无误，经简单的调试即可使用。加电试验时，先断开二极管D2，左边电路是接收电路，右边电路是控制电路，分别加电，两部分都能正常工作后，再连接D2调试。

接收电路的试验应连接好传真机和电话线，传真机接上电源，在待机状态时，发光二极管DL1(红色)不亮。电话振铃信号到来时，发光二极管DL1(红色)随着振铃声闪烁，摘机后，DL1发出红光，不再闪烁。打电话时，只要摘机，DL1就会亮，能正常通话。说明接收电路正常。否则，应仔细检查电路的连接，元器件的参数，质量的好坏。

控制电路需要调整的是延时电路，延时时间的长短，可根据传真机的使用情况设置。调整C2和R6可改变延迟时间。只要按一下轻触开关SW，继电器J吸合，电源接通，延迟一段时间后，继电器J自动释放，电源切断。说明控制电路工作正常。这时，可连接二极管D2，当有振铃信号时，继电器吸合，电源接通。无信号时，经过一段延迟时间后关断电源。

摘机时，发光二极管DL1一直发光。只要DL1亮，传真机就应一直保持在通电状态。DL1不亮，控制电路延迟几十秒后，自动切断传真机电源。此时整个电路工作正常。

在使用中，有一部分激光传真机在接收图文时，先把接收的图文信息存储起来，等信号接收完后才启动打印。如果采取自动接收，当信号接收完，还未等到全部打印出来，就切断传真机电源，影响正常接收。延迟时间应根据所使用的传真机和经常接收的图文页数来确定的。我们使用的是松下传真机，经常接收的图文都在5页以内，所以设定延迟时间为50s左右，超过5页的，可设定较长的延迟时间。若采取人工接收，可采取不挂机，等接收完后再挂机，或人为闭合面板上的直通开关来完成多页图文的接收。若是同步接收的，即接收和打印同时进行，延迟时间可以短一些。只要传真信号存在，该控制电路就会一直保持传真机在通电接收状态。总之，延迟时间可根据实际需要来设置。

网络电源控制器篇7

由于逆变器状态变量变化快且动态特性差, 寻找一种既能保证稳态精度和快速实现的瞬时控制方案比较困难[1]。将瞬时值控制结合重复控制, 瞬时值控制主要用于改善逆变器动态特性;重复控制则专门用于获得稳态输出。二者的结合和补充大大简化了控制器设计, 且全面提升了系统的动静态性能。

1 逆变器重复控制策略

重复控制系统示意图如图1所示, 其中y为逆变器电压输出, r为参考正弦输入, d为等效的周期性干扰信号, e为误差信号, z-N为周期延迟环节, N为采样次数, P (z) 为控制对象, C (z) 为补偿器, 其中阴影表示重复信号发生器的内模[2]。

控制对象是单相半桥逆变器。由于输出基波频率和滤波器的截至频率远小于逆变器的开关频率, 故逆变器的动态特性基本取决于输出滤波器[3]。实验装置单相半桥逆变电源构成如下:直流输入电压250V;滤波电容20u F;滤波电感1.1m H;采样频率10KHz;开关频率10KHz;死区时间2微秒;交流电压输出峰值100V, 输出电压基波频率为50Hz。连续域逆变器传递函数为[4]:

在10k Hz采样频率下将 (1) 用零阶保持器法离散

因此可知一个周期采样的次数N=200, Q (z) 取0.95, 故周期延迟环节z-N=z-200。

2重复控制与极点配置相结合控制

逆变电源动态特性较差, 是由于逆变器自身的阻尼较弱, 即其两个极点太接近s域的虚轴或z域的单位圆[5]。而为增加逆变器的阻尼可以引入状态反馈, 进行极点配置。仅通过状态反馈极点配置达到较高的稳态指标相对困难, 增加重复控制可以解决此问题[6]。

首先配置状态反馈极点来改造逆变器的极点, 改善其在指令跟踪和负载突变时的动态响应特性[7];之后重复控制器采样计算极点配置控制系统的电压偏差值, 据此渐次调整后者的电压信号提高基波幅值的输出精度和补偿波形畸变[8]。

极点配置串连重复控制, 而前者改变了开环逆变器的频率特性, 因此要重新设计重复控制。消除了谐振峰简化了补偿器的设计, 并可不使用陷波滤波器, 而高频衰减和中低频对消的任务仅用一个二阶滤波器就可以完成, 设计选用

由于逆变器阻尼增加消除了加载过程的振荡, 特别是通过瞬时值反馈补偿波形, 进而重复控制器的处理负担被减轻了, 波形在加载后第三个基波周期时就可恢复到稳态。

3 实验分析

采用改进后的系统实验波形如图2所示。逆变电源的动、静态性能被有效的改进, 基本达到与状态反馈极点配置+重复控制一样的效果。

如图2所示, 由于引入了电压微分反馈补偿器, 其改善了系统的动态特性, 使得突加负载的振荡过程消失, 从而大大减轻了重复控制器的负担, 因此逆变器调节的时间比仅用重复控制的设计要少, 输出波形在第三个基波周期即可达到稳态。极点配置方案系统由于将负载扰动包含在状态反馈回路当中, 因此对于负载扰动有好于微分反馈方案的效果。

4 结束语

重复控制会对扰动的抑制滞后一个基波周期, 一些要求比较苛刻的负载来说是不能接受的。瞬时值反馈控制的方法具有较好的动态性能, 由重复控制器来控制稳态波形, 从而实现较好动静态性能的输出。实验结果显示, 该控制器设计方案不但能够对动态性能进行改善, 也明显提高了稳态波形的质量。

参考文献

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