复合电源（精选6篇）
复合电源 篇1
摘要：本文对插电式混合动力车 (Plug-in Hybrid Electric Vehicle, PHEV) 电源系统的结构及控制策略进行研究分析, 根据传统复合储能系统整车性能要求与常见公交工况完成复合电源参数匹配、功率控制策略的改进, 提出一种新型的PHEV复合储能系统, 与传统复合储能系统相比, 其充放电效率高, 系统简单可靠, 通过实验验证表明:采用新型复合储能系统能够避免产生大电流, 从而起到减少对动力电池的冲击, 延长电池使用寿命, 提高电池效率、功率, 增强电池可靠性的作用。提出的储能系统可以使得燃油经济性提高, 具有广泛的应用前景。
关键词：插电式混合动力车,参数匹配,功率控制策略,复合储能系统
插电式混合动力汽车 (Plug-in Hybrid Electric Vehicle, PHEV) 接入专用电源、家用电源为动力电池充电, 而动力电池中储存的能量可以对纯电动车续驶里程, 结合混合动力与纯电动驱动系统, 可以在污染物排放、燃油经济性上可以得到很大程度上的改善。随着不可再生能源枯竭, 大气污染日益严重, 在汽车行业中, 新能源汽车已成为必然发展趋势, 受到国内外广泛的关注。
本文研究的重点是将插电式混合动力汽车 (Plug-in Hybrid Electric Vehicle, PHEV) 的复合电源控制进行了改进, 在传统的基础上, 去掉双向的DC/DC, 直接将超级电容连接至动力单元与电机控制器, 使得新型复合储能系统在结构上变得简单, 控制效果好, 提高了整车的性能, 在实践中搭建插电式混合动力汽车传统的与新型复合储能系统及整车模型, 实验结果数据对比表明:本文提出的新型复合储能系统有效性与可行性, 在工程实践中具有一定实用价值。
1 传统复合电源系统结构
复合电源系统结构较多, 加入功率变换器后, 可分为被动式复合电源及主动式复合电源两种。
图1中超级电容组串联DC/DC变换器与蓄电池组并联, 采用这种结构可以有效控制超级电容输入输出功率, 复合电源总体能量转换率也不会受到太大影响。超级电容与DC/DC串联结构更加符合插电式混合动力汽车的设计要求。车辆动力总成结构, 即传统复合储能系统如图2所示。
对于图2所示的传统复合储能系统运用双向DC/DC, 优点在于它是电池直连、电压可以解耦;但其在DC/DC控制超级电容充放电流过程中, DC/DC的功率大, 响应慢, 效率低。
2 新型复合电源参数匹配及策略
2.1新型复合电源参数匹配
为了使得复合电源整体的能量和功率容量满足设计车辆的功率以及能量需求, 需要根据整车参数和动力性能需求进行参数匹配, 选择合适的电池电容, 提高插电式混合动力车电源效率及工况的适应性。而超级电容器作为一种新型储能装置, 具有功率密度高、寿命长等优点。
以中国城市公交工况为例, 由式 (1) 可以得到整车的功率。
3 新型复合电源功率分配策略
在保证车辆正常行驶以及不影响驾驶体验的前提下, 改造后的复合电源应尽可能实现由蓄电池组平稳输出, 超级电容调节功率需求的控制效果。系统根据电机功率需求, 电池荷电状态, 超级电容荷电状态, 离合器状态确定超级电容和电池的功率分配因数。车辆行驶过程中, 电机分为驱动和制动两种工作模式, 据此控制策略通过需求功率的输入P_REQ、SOC_BAT (动力电池荷电状态) 、SOC_UC (超级电容荷电状态) 等变量进行计算。
复合电源功率分配如式 (6) 所示:
4 新型储能系统的结构
如上图4新型储能系统的结构, 与传统的储能系统比较, 将双向的DC/DC直接被导线取代, 超级电容直接并联, 充放电效率高, 系统简单可靠, 解决了传统的储能系统响应慢, 效率低等缺陷。表2为传统的储能系统与新型储能系统在成本、寿命、效率、能量密度、功率密度、可靠性、复杂程度、总分方面在表2里面做了对比, 从表2里面可以看出, 本文提出的新型储能系统的结构在寿命、效率、可靠性等方面都要好, 是混合动力车辆较好的选择。
将表2用平面图来表示传统的储能系统与新型储能系统的在各个性能方面的比较如图5所示。
从图5中可以看出, 新型储能系统除了能量密度不占优势之外, 其余性能都要比传统的储能系统好。
5 总结
传统复合储能系统虽然具有电池直连, 电压解耦等优点, 但是存在DC/DC控制超级电容充放电流过程, DC/DC的功率大, 响应慢, 效率低等缺点, 而本文提出的新型复合储能系统解决了响应慢、效率低等缺点, 适应的范围更广, 如适应于PHEV, BEV, REEV等纯电驱动车辆的应用场合, 通过对匹配电容和电池的容量优化, 提高了电池的使用寿命, 利于SOC估计和提高制动能量回馈效率, 在城市公交行业中, 具有广泛的应用前景与实用价值。
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复合电源 篇2
混合动力汽车( Hybrid Electric Vehicle,HEV)融合了传统燃油汽车和纯电动汽车的优点,既改善了车辆的燃油经济性能和排放性能,又能保证足够的续驶里程[1]。HEV有两个及以上的能量装置,目前研究较多的是“发动机- 蓄电池”油电混合型HEV。由于蓄电池比功率较小,在汽车急加减速和爬坡时产生的脉冲功率需求会使蓄电池进行大电流充放电,严重影响蓄电池的使用寿命。超级电容器由于充放电快速、比功率大、循环使用寿命长等优点,常与蓄电池一起组成复合电源。“蓄电池- 超级电容器”复合电源可同时拥有蓄电池比能量大和超级电容比功率大的优点[2],能够提供足够大的脉冲功率,对蓄电池削峰填谷,有效地保护了蓄电池不受大电流的冲击,延长蓄电池的使用寿命。
由于车辆的体积和成本限制,车载复合电源的容量和体积也将受到限制。在城市及多坡路工况下,汽车频繁启停、加减速行驶,超级电容频繁地大电流放电,荷电状态( State Of Charge,SOC) 下降很快。文献[3]中表明在US06 工况下,超级电容器的电压变化范围为80V ~ 140V,即超级电容电量很快下降到最低值。当超级电容SOC下降至20% 左右,电容几乎不再放电,对蓄电池“削峰填谷”的作用消失。此时HEV启动和加速需求的能量完全由蓄电池提供,蓄电池频繁大电流放电,影响其使用寿命及汽车的续驶里程。
HEV制动能量回收是解决超级电容电量不足的途径之一,目前对于混合动力汽车用复合电源的再生制动系统控制研究相对较少。本文通过对复合电源回馈制动原理的介绍,分析了车辆理想制动力分配曲线和ECE( Economic Commission of Europe)法规线,采用制动强度作为汽车制动力分配的参数,在理想制动力分配I曲线和ECE制动法规的基础上对前后轮制动力分配方法进行优化。通过在ADVISOR上搭建仿真模块及结果分析,表明本文提出的制动力分配方案能够增强车载复合电源制动能量的回收能力。
1 车载复合电源再生制动原理
再生制动又称回馈制动,指的是汽车在减速或制动过程中,在保证车辆制动性能的条件下,通过与驱动轮( 轴) 相连的能量转换装置,把汽车的一部分动能或位能转化为其他形式的能量。制动过程中电机处于发电运行状态,电机发电时的制动力矩作用于轮轴上,使汽车产生制动效果。
车载“蓄电池—超级电容”复合电源结构如图1所示。车载复合电源系统由蓄电池、超级电容、双向DC / DC变换器构成。当汽车启动或加速过程中,超级电容提供峰值功率需求,蓄电池提供平均功率需求,有效地保护了蓄电池不受损害; 当汽车制动时,回馈的制动能量优先给超级电容充电,既能保护蓄电池不受较大充电电流的冲击,又为再次启动和加速提供能量[4]。图1 表明了汽车行驶和制动过程中车载复合电源能量流动方向。制动时,复合电源停止向电机供电。由于惯性作用,驱动轮的轮轴对传动装置施加作用力,传动装置连接电机的转轴,施加与电磁转矩方向相反的转矩,使电机工作于发电状态。电机优先通过双向DC /DC给超级电容充电; 当超级电容SOC达到90% 时,表明超级电容电量饱和,开始向蓄电池充电。
2 汽车制动动力学
2. 1 理想制动力分配曲线
HEV制动过程要兼顾制动的快速性和安全性,因此必须将驱动轮摩擦制动、从动轮摩擦制动以及再生制动快速高效的结合,才能构成一个安全、高效的汽车制动系统[5]。汽车制动强弱可用制动强度z表示,反应的是制动过程中制动踏板的行程。制动强度z为车辆制动减速度与重力加速度的比值,即z = j / g。
根据汽车动力学理论可知,汽车在制动状态时,随着制动力矩的加大,前后轮同时抱死的情况对汽车的制动方向稳定性及附着系统的利用都比较有利。满足前后轮同时抱死的条件,也就是要求前后轮制动力与地面反作用力的比值相同,在抱死的瞬间,前后轮制动器制动力分别等于各自最大地面附着力[6]。假设制动时前后轮的地面摩擦系数相同,由汽车制动理论可得式( 1) :
其中,Fu1、Fu2分别为前、后轮上的制动力; Fz1、Fz2分别为地面作用在前、后轮上的反作用力; a、b分别为汽车质心到前、后轮轴心的距离; φ 为地面附着系数,hg为汽车质心高度。
当汽车制动器总制动力与地面附着力大小相等时,有式( 2) 的关系:
其中,G为汽车的重力,单位为N。
由汽车理论可得必须同时满足式( 1) - ( 2) 的关系,才能保证汽车制动时前、后轮同时抱死,综合两式可得前、后轴车轮同时抱死时的理想制动力分配关系,如式( 3) 所示:
其中,L为汽车轴距。
2. 2 ECE法规线
ECE制动法规对双轴轿车的前、后轴制动力提出了明确的要求。当制动强度在0. 2 ~ 0. 8 时,前轴的利用附着系数曲线应在后轴利用附着系数曲线之上,使前轮先抱死,防止后轮侧滑,保证汽车制动时的方向稳定性; 利用附着系数满足 φ ≤ ( z +0. 07) /0. 85 ,并接近理想的 φ = z曲线,以保证较高的附着利用率。
对于前驱型汽车,ECE下边界线为:
根据式( 3) 和式( 4) 可作出前、后轴制动力分配示意图,如图2 所示。
3 车载复合电源再生制动控制策略
HEV制动力分配策略制定的依据是在满足汽车制动安全的前提下,尽可能地提高再生制动能量的回收比例[7]。汽车的制动安全性取决于前、后轮制动力的分配,再生制动能量回收大小取决于驱动轮上摩擦制动与再生制动的比例。
由电机学知识可得电机最大再生制动力矩,如式( 5) 所示:
其中,Pere_max为电机最大再生制动功率; n为电机转速; N为电机额定转速; ηere为再生制动效率,本文取0. 9; TN为电机额定转矩。
根据力矩转动定律,可由式( 5) 推出再生制动过程中最大再生制动力,如式( 6) 所示:
其中,ig为变速器传动比; i0为主减速器传动比; r为车轮半径; ηT为机械传动效率,本文取0. 9。
本文采用ADVISOR中MC_AC75 交流异步电机,其参数如表1 所示。当ig取最小值2. 8369,i0取1,车轮半径为0. 282m。由式( 6 ) 可计算出Fere_max≈ 3022N,汽车质量为1900kg,可知当制动强度小于0. 15 时,仅仅依靠电机提供的再生制动力即可满足整车制动需求,后轮不参与制动。
本文在分析电机最大再生制动力的基础上,提出一种HEV机电复合制动新方案,如图2 所示。其中A点对应的制动强度为0. 15,B点对应的制动强度为0. 38,C点对应的制动强度为0. 55。且AB线为ECE法规边界线的切线,BC线为汽车的f线( 前轮即将抱死,而后轮还未抱死的汽车前后轮制动力分配曲线) 。
在蓄电池SOC > 0. 9 且超级电容SOC > 0. 9 时,表明复合电源处于荷电饱和状态,此时为了防止过充对蓄电池和超级电容产生的损害,再生制动能量回收系统不工作,前后轮按理想制动力分配I曲线进行分配。复合电源不在荷电饱和状态时,当制动强度z < 0. 15,电机再生制动力矩足够满足制动需求,由驱动轮再生制动回收系统提供全部制动力,后轮摩擦制动机构不工作,即图2 中的OA段; 当制动强度z < 0. 38 时,前后轮制动力按AB线段分配,且前轮以电机最大再生制动力Fere_max进行制动,不足的部分由前轮摩擦制动机构提供补充制动; 当制动强度0. 38 < z < 0. 55 时,前后轮制动力按BC线段分配,且前轮以电机最大再生制动力Fere_max进行制动,不足的部分由前轮摩擦制动机构提供补充制动; 当制动强度z > 0. 55 时为紧急制动状态,为了制动安全以及制动平稳性,电机再生制动回收系统不工作,前后轮摩擦制动力按理想制动力分配曲线分配,即图2 中的曲线CD段。HEV机电复合制动新策略流程如图3 所示。
4 ADVISOR仿真与结果分析
为了验证本文提出的车载复合电源制动力分配控制方法,利用ADVISOR2002 搭建了HEV后向和前向制动力分配模块。在城市道路循环工况UDDS下与ADVISOR原始制动力分配方案进行对比仿真,工况如图4 所示。表2 给出了HEV的主要参数。图5 - 6 为复合电源模块对比仿真结果。为描述方便,ADVISOR原始控制策略仿真结果为ADVISOR,本文所提控制策略仿真结果为新策略。
图5 表明了ADVISOR原始策略与本文所提策略在SOC上的对比。由图5( a) 、5( b) 两图可以明显看出本文所提机电复合制动新策略下蓄电池和超级电容SOC均有明显的增长,且超级电容SOC增长幅度大于蓄电池。一方面由于超级电容比能量小于蓄电池; 另一方面由于制动时,复合电源控制策略判定优先让超级电容充电,当超级电容SOC较高时再对蓄电池充电。可见该优化方法能够更充分地回收制动能量,延长汽车续驶里程。
从图6( a) 图可以看出,新策略下蓄电池正向供电电流明显减小,超级电容起到了对蓄电池“削峰填谷”的保护作用,延长了蓄电池使用寿命。由图6( b) 可得,制动时超级电容充电电流明显增加,再生制动能量回收能力明显增强,与图5 所得结果吻合。
5 结束语
本文在分析理想制动力分配方案和ECE制动法规的基础上,提出一种车载复合电源再生制动能量回收控制方法,并在ADVISOR中进行仿真验证,得到以下结论:
①本文提出的HEV制动力分配新方案在满足安全性的前提下,能够尽可能多地回收再生制动能量。
②在不增加复合电源容量的前提下,能够增强复合电源系统再生制动能量回收能力,延长混合动力汽车续驶里程。
③超级电容“削峰填谷”能力得到明显增强,能够更加有效地保护蓄电池不受大电流冲击。
摘要：针对车载复合电源中的超级电容在多坡路及城市工况下长时间频繁供电的问题,文中提出一种混合动力汽车前后轮制动力分配新方案。通过分析“蓄电池-超级电容”复合电源再生制动原理,结合典型城市工况UDDS,在混合动力汽车仿真软件ADVISOR2002中对制动力分配控制模块进行建模及整车仿真,仿真结果表明在频繁加减速的城市工况中,超级电容充电电流明显增大,蓄电池的放电电流峰值得以减小,在不改变复合电源容量的前提下保护了蓄电池不受大电流冲击,增强了复合电源再生制动能量回收能力,延长混合动力汽车续驶里程。
关键词：复合电源,再生制动,制动力分配,ADVISOR
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基于单片机的开关线性复合电源 篇3
直流电源通常可分为直流线性电源和开关电源。线性电源的主要优点是稳定性好,主要缺点是效率较低。开关电源的效率高,但稳定性不如线性电源。因此,对稳定度要求较高的场合,线性稳压电源依然是首选[1,2],可见两种电源各有其优势及缺陷。针对这一问题,本文设计了一种在高精密仪器领域适用的基于开关线性复合技术[3]的开关线性复合式双稳电源,其基本原理是将线性电路与开关电路的优势互补,在总体上提高电源系统的性能。
为了实现低纹波、高稳定性的输出,以微控制器ATMEL89C52为核心,采用编码器输入设定、液晶显示、高精度的运放调节、高分辨率的串行A/D和D/A采样处理等技术进行准数字化的控制和测量,实现了连续可调的高精度、低纹波恒压源或恒流源输出,且输出纹波系数在10-3~10-5之间,达到了高精密仪器使用电源的要求。
1 主电路拓扑及原理
电源功能要求:电源输入:220V单相交流;输出电压:0V 15V连续可调;输出电流:0A~5A连续可调。性能要求:纹波系数:δ≤1‰。
电源的主电路如图1所示,由以下部分构成:交流输入、工频变压器T、整流桥D、预调节器S1、电容滤波器C、串联调节器S2和直流输出。
预调节开关S1和串联调节开关S2都选用型号为IRFP150 MOSFET管。其中预调节开关S1采用矩形波集成移相触发器TCA785控制,工作在开关状态,通过预调节开关的调节,电容滤波后保持串联调节器S2上稳定的低压降,而串联调节器S2工作于线性状态,通过改变S2的导通压降来调节输出电压。
2 控制电路与数字显示的设计
为了实现高速响应控制,控制电路采用模拟电路进行控制,其电路成熟、应用方便、实时性好。实现数字显示采用ATMEL公司的8位微处理器89C51。其控制电路和数字显示电路框图如图2所示。
输出电压/电流的调节过程:通过单键飞梭设定电流或是电压的给定值,经过微控制器、光耦隔离、DA转换器、模拟开关送到电压或电流调节器与输出反馈电压或电流进行比较、通过PI调节器后控制串联调节开关S2,通过改变S2的导通压降来调节输出电压或电流值。
显示输出电压/电流:检测实际输出的电压/电流,通过运算放大器差分输入,单端输出,经过模拟开关的选择、再经过AD转换器把模拟的电压(电流)信号转换成相对应的数字量经过光耦隔离送入微控制器,微控制器进行数据处理后通过液晶显示出实际的输出电压(电流)值。
3 软件设计
本系统以AT89C52处理器为核心,采用模块化设计,用C语言编写A/D和D/A以及液晶显示程序,显示电压或电流给定值和实际输出电压或电流值。图3为主程序流程框图。
应用软件实现的功能主要包括以下两个方面:1)完成A/D和D/A的转换;2)控制LCD显示。
3.1 DA及AD转换
DA转换采用16位精度的单通道低功率的电压输出DAC芯片DAC7631。D/A子程序流程图如图4所示,由单键飞梭给定,单片机控制送给D/A。当输入端SDI的信号为9 V,D/A参考电压为2.5 V,实际测得输出VOUT为1.52V,满足误差要求。
AD转换采用20位ADC芯片LTC2420。子程序流程如图5所示。当输入值为1.5时,通过理论计算转换后所得十六进制数应该为99999H,而实验测得A/D的输出端为98226H。满足误差要求。
3.2 LCD显示
本设计中,采用型号为MD12864A的液晶模块显示子程序流程图如图6所示。
4 实验研究
对以上设计的复合电源进行了实验研究,图7和图8分别为恒压源和恒流源输出时的波形。从上倒下依次为为预调节器的输入电压、串联调节器的输入电压和系统输出电压(电流)。从图7以看出,输出电压为9.6 V时,电压的峰-峰值为9.6 m V,计算得到此时输出电压的纹波系数为δ=0.94‰。图8为流为1.8A时,电流的峰-峰值为1.78 m A,此时输出电流的纹波系数为δ=0.98‰。
由系统实验结果可知,输出电压或是电流的纹波系数都小于1‰,满足设计要求。
5 结论
本文在比较开关电源和线性电源特性优缺点的基础上,针对精密仪器所需电源的要求设计了一种低纹波、高精度、准数字直流开关线性复合电源。它由相位控制预调整开关和串联调节开关组成,该相位控制预调整器通过保持串联调节器稳定的低压降而把功耗减到最小。同时采用高精度器件设计了控制电路,实现高精度,低损耗。最后通过实验验证,达到了低纹波的要求。
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复合电源 篇4
超声加工常采用压电式换能器,由于压电式换能器在加工的过程中会因负载剧烈变化、发热、磨损、疲劳等因素,导致换能器的阻抗特性发生变化,进而导致系统谐振频率发生漂移[1,2]。此时,若超声波电源无法自动跟踪换能器谐振频率变化,会造成整个超声振动系统失谐,超声电源会因失谐导致逆变电路损耗增大,甚至会烧毁超声波电源[3]。因此,频率自动跟踪技术在超声波电源系统中占据重要地位,超声振动系统常采用电反馈方式,电反馈大致可分为阻抗电桥方式、搜索电流极值方式及锁相环方式三种[4]。阻抗电桥频率跟踪方式实现高精度的动态电桥平衡太过困难,难以满足换能器负载时变特性;由于压电换能器的阻抗特性影响,搜索电流极值方式易导致频率跟踪系统误跟踪;锁相环方式频率跟踪系统在应对换能器负载突变时,其系统容易发生失锁现象[5,6]。为此,提出一种基于数字锁相式频率跟踪技术与变步长搜索电流极值方式相结合的复合频率跟踪策略。
1 复合频率跟踪策略控制原理
1.1 频率跟踪原理
在超声振动系统中,超声波换能器阻抗特性呈现非线性变化,超声系统的谐振频率与电压和电流之间的相位关系如图1所示,当ω<ωs时,换能器中流过的电流的相位超前电压的相位,表明超声波电源的输出频率低于换能器的实际工作频率;当ωs<ω时,换能器中流过的电压相位超前电流的相位,表明超声波电源输出频率高于换能器的实际工作频率;当ω=ωs时,换能器中流过的电压和电流相位相同,表明超声波输出频率等于换能器的实际工作频率,为锁相环方式频率跟踪技术提供了理论基础[7]。超声波换能器在谐振状态时其等效电路阻抗最小,换能器环路电流幅值最大,电流随谐振频率变化近似为正比例关系,为搜索电流值频率跟踪技术提供依据[8]。
图1 相位与谐振频率关系曲线
1.2 复合频率跟踪技术控制原理
复合频率跟踪策略综合锁相环方式和搜索电流极值方式的优点,以换能器的反馈电流值和电压与电流的相位差作为判断超声系统是否失谐的判据。在远离系统谐振频带条件下,采用搜索电流极值方式实现频率跟踪,以相位差信息判断电流搜索方向,依据电流极值判断搜索步距,加速频率跟踪系统响应速率;若系统处在谐振频带内,系统采用锁相环方式实现频率跟踪,通过数字鉴相电路实现高精度频率跟踪。复合频率跟踪系统原理框图如图2所示。
图2 复合频率跟踪系统框图
由于理论和实际的差别,采样电路的误差存在,会导致相位差角达不到零状态,为此,设定一个相位差极小角θmin,若检测到相位角小于此极小角,则认为系统处在谐振状态,无需对频率进行调节,自动更新设定谐振电流I0阈值,以便下次系统失谐时进行电流极值判定。
2 复合频率跟踪策略实现
2.1 鉴相器电路设计
鉴相器电路主要作用是获取电压和电流的相位差信号,依据复合频率跟踪策略控制要求,为了实现数字化锁相,便于DSP的捕获单元直接采集相位差信息。本文以电压跟随器、比较器、D触发器及异或门构成鉴相器电路,如图3所示。电压跟随器由高精度运算放大器LF353组成;采样电路采集的电压和电流信号经过前级处理后通过可调电阻进入电压跟随器,通过可调电阻调节输入信号幅值,保护鉴相器电路。
图3 鉴相器电路图
本文的鉴相器电路以电压信号作为D触发器的时钟信号,电流的信号作为D触发器的输入信号,依据D触发器的真值关系可知相差与换能器振动状态关系。当电流和电压的信号相位差为零时换能器处在谐振状态,D触发器和异或门无输出;若电压信号的相位滞后电流信号的相位,此时,异或门输出相位差信号phase,即输出高电平,D触发器输出状态标志信号flag,即输出高电平;反之电压信号的相位超前电流信号的相位,此时,则输出低电平。DSP的捕获单元发现相位信号phase电平突变,立即读取状态标志信号Flag电平判断电压和电流的相位差方向,依据判断的结果控制逆变电桥驱动脉冲做出频率调整,实现频率跟踪。
2.2 电流有效值转换电路设计
在复合频率跟踪策略中电流极值作为判断系统谐振状态的一个要素,但采样电路采样的换能器环路电流为交流信号,不便于后级DSP系统处理,为此,必须将其转换为有效值。本文采用硬件实现方式,以AD公司的有效值转换芯片AD536A构成电流有效值转换电路。电流有效值转换电路如图4所示,电流信号经隔直电容C1被芯片采集,CAV端接入的电容C2控制芯片的有效值积分时间,决定芯片转换速率。输入电流信息经芯片转换后从BUFOUT端输出,经后级A/D转换反馈至频率跟踪系统,作为频率跟踪判据,实现系统频率跟踪。
图4 电流有效值转换电路图
2.3 复合频率跟踪程序设计
本文的复合频率跟踪策略是以相位差及电流极值作为频率跟踪判据,进而调整超声波电源系统输出频率。依据鉴相器电路的结构,利用事件管理器EVA的捕获单元CAP3边沿检测功能,捕获相位差值信息。CAP3捕获相位差信息的上升沿时,记录通用定时器T2的计数值T2CNT,CAP3捕获相位差信息的下降沿时,记录通用定时器T2的计数值T2CNT。通用定时器T2的频率f2为37.5 MHz,F为超声波电源系统输出频率,由此可知:
式中θ为换能器电压和电流的相位差,即0°≤θ≤90°,考虑本文频率跟踪系统的多谐振模态锁定要求,取△kt为400。为此,设定△kt为400复合频率跟踪策略的频率跟踪方式切换相位差阈值θ0。以GPIOA6端口读取鉴相器电路中电流和电压的相位差状态标志位,依此判断电压和电流的相位关系,即GPIOA6的电平为高时,表示电压的相位滞后电流的相位,增加电源系统输出波形频率;反之则减少电源系统输出波形频率。当捕获单元CAP3捕获其引脚电平突变,控制系统触发中断,从捕获单元的中断入口进入中断服务程序,启动ADC转换器,取出检测的相位差△θ与其状态标志位flag,读取ADC转换器的反馈电流值△I,对电流值△I与设定的阈值I0及相位差△θ与设定的阈值θ0进行判定,选择频率跟踪方式,判断频率跟踪步距,图5为复合频率跟踪程序流程图。
3 实验结果
本文采用复合频率跟踪策略,鉴相器电路的鉴相能力对频率跟踪系统的稳定性起决定性作用。用示波器来检测鉴相器电路的跟踪效果,以20 k Hz的输入电压和电流波形为例,通过设置输入信号的相位差值关系,观察鉴相器电路相位差鉴别效果,其波形如图6所示。
图5 复合频率跟踪程序流程图
图6 鉴相器电路输出波形
由图6(a)可知,当输入电压和电流信号无相差时,鉴相电路此时无输出,相差状态标志位flag为低电平,相位差phase为低电平;若输入电压相位超前电流相位30°时,其波形如图6(b)所示,鉴相电路输出相位差phase,相位差状态标志位flag为低电平,应减少电源系统输出波形频率;当输入电压相位滞后电流相位30°时,其波形如图6(c)所示,鉴相电路输出相位差phase,相位差状态标志位flag为高电平,应增加电源系统输出波形频率。由此可见,当DSP捕获单元捕捉相位差phase脉冲信息,读取相位差状态标志位flag电平状态,依据电流极值反馈信息调整电源系统频率跟踪策略,实现电源系统输出频率自动跟踪。
4 结束语
本文阐述了基于数字锁相式频率跟踪技术与变步长搜索电流极值方式相结合的复合频率跟踪策略的控制原理及实现方式。实验结果表明,采用复合频率跟踪策略能实现系统频率自动跟踪,有效地避免高次谐波对鉴相电路的影响,提高系统频率跟踪的精度及稳定性,拓宽频率跟踪系统带宽,增强频率跟踪系统动态响应能力,使频率跟踪系统具有动态锁定换能器多谐振模态的特性,提高超声波电源的整机效率。
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复合电源 篇5
在电力、通信等对供电质量要求较高的领域,通常要求其中的仪器设备不间断供电,即在无外界提供电能的情况下,电源系统还能持续为仪器设备提供稳定的电源,确保系统正常可靠工作。为此,必须采用储能元件,如蓄电池、超级电容器等。蓄电池具有储能密度大的特点,因此,在长待机时间的不间断电源系统中得到广泛应用[1]。但其缺点是功率密度低、充放电电流不能太大,因此,在对动态性能要求较高场合的应用受到限制。而超级电容器具有功率密度高的特点,瞬间可提供很大的功率;而且还具有更低的串联等效电阻、更长的使用寿命、更宽的温度工作范围和电压变化范围、免维护和可密封及无污染等优势[2]。但其缺点是能量密度低,储存同样的能量时,其体积要比蓄电池大得多。因此,将二者进行合理组合,利用蓄电池与超级电容器混合储能方式的复合电源系统可以使供电系统同时具有较高的能量密度和功率密度,并且极大地延长电源系统的使用寿命,提高电源系统的稳定性[3]。
但超级电容器的最低电压可以为0,如果在复合电源系统中,采取超级电容器与蓄电池直接并联方式,相当于将蓄电池短路,必然会损坏蓄电池,因此,必须在蓄电池与超级电容器之间加入某些形式的限流缓冲电路。可作为限流缓冲电路的形式较多,较为简单的是通过串接串联电阻来防止峰值电流超过电池允许的最大值,但由于电阻为耗能元件,会降低系统的整体效率,增加电容器的充电时间。另一种形式是将限流线性电压调节器(LDO)作为缓冲电路置于超级电容器和蓄电池之间,从而控制电池峰值电流。但使用LDO时,由于其无法提升电池电压,使得超级电容器的目标电压必须始终低于电池电压,特别是在电容器电压太低时,由于LDO属于线性电压调节器,会产生较大的损耗,致使该类缓冲电路的应用范围受到了一定限制。还有一种形式是在蓄电池和超级电容器之间加入DC-DC变换器,可以避免上述不足。由于功率变换器的存在,使得该形式与前2种形式相比具有较大的优势:首先,蓄电池组和超级电容器组的端电压可以不同,因而在设计上具有较大的灵活性;其次,由于可以通过控制功率变换器的开关导通比,将蓄电池的输出电流限定到安全可靠的范围,因而能够大大提高系统的功率输出能力。另外,由于蓄电池基本上以恒流输出方式工作,从而可优化蓄电池的放电过程[4]。而且,由于超级电容器组与蓄电池组之间的能量流动过程具有可控性,因而,在能量管理上更加灵活,可根据蓄电池的型号、负荷状况、当地的气候条件等具体情况,针对性地设计系统的能量管理过程[5]。由于功率变换器组成的缓冲电路具有上述诸多优势,因而,得到广泛应用。
本文提出了一种基于Buck变换器的缓冲电路,论述了电路的组成和原理,介绍了关键元件参数的设计方法,并通过一个实例进行了验证。
1 Buck变换器的组成和原理
Buck变换器又称降压变换器,其主电路结构如图1所示。
在图1中,Vi为输入电压,Vo为输出电压,VT为开关管,L为储能电感,iL为流过电感的电流,Ub为开关管控制电压;VD为续流二极管,C为输出滤波电容,RL为负载电阻。设开关周期为T,导通时间为Ton,则开关频率f=1/T,开关导通比d=Ton/T。
在开关管VT导通期间,二极管VD截止,输入电源通过电感L向负载提供电能,同时流过电感的电流iL线性增加,将电能转换成磁能储存在电感L中,当电感电流增加到大于Io后,电容进入充电状态。在开关管VT关断期间,二极管VD导通续流,流过电感的电流iL线性减小,在减小到Io之前,电感电流给负载供电,同时给电容充电;当iL减小到小于Io后,电容进入放电状态,向负载供电,以维持输出电压稳定。
Buck变换器工作时,开关导通和关断的等效电路分别如图2(a)、(b)所示。
(a)当开关VT导通时,VD截止。流过负载的电流为Io,流过电感的电流iL线性增加,负载两端的输出电压Vo为上正下负,电感L将电能转换成磁能并储存,当电感电流增加到大于Io后,一部分给负载供电,一部分给电容充电。其等效电路如图2(a)所示。
(b)当开关管VT关断时,电感L保持其电流iL不变,负载两端的电压仍为上正下负。电感电流iL在此阶段线性减小,在iL减小到Io之前,电感电流一部分给负载供电,一部分给电容充电,当iL减小到小于Io后,电容进入放电状态,和电感同时为负载供能,以维持输出电压和输出电流不变。其等效电路如图2(b)所示。
在蓄电池与超级电容器之间加入基于Buck变换器的缓冲电路后,可使蓄电池与超级电容器的端口电压进行灵活配置,并可防止蓄电池的短路以及大电流放电,保护蓄电池,延长其使用寿命。
2 基于TL494的Buck型缓冲电路设计
2.1 TL494的原理和特点
TL494是一种电压控制型脉宽调制控制集成电路,工作电压可达40 V,内有5 V的电压基准,死区时间可以调整,主要应用在各种开关电源中[6]。TL494的内部组成框图如图3所示。
TLA94是一款频率固定的脉冲宽度调制电路,主要由基准电压产生电路、振荡器、死区时间比较器、误差放大器、PWM比较器以及输出驱动电路等组成,其各引脚功能说明如下:
1、2脚分别为误差放大器1的同相输入端和反相输入端;3脚为补偿端,为了增加电路的稳定性,需外接补偿电路;4脚为死区时间控制端,从4脚加入死区控制电压可对驱动脉冲的最大宽度进行控制;5、6脚分别用于外接震荡电容和电阻,用以设置振荡频率;7脚为接地端;8、9脚及10、11脚分别为TL494内部末级2个输出晶体管的集电极和发射极;12脚为电源供电端;13脚为输出方式控制端;14脚为内部5V基准电压输出端;15、16脚分别为误差放大器2的反相输入端和同相输入端。
TL494内置了线性锯齿波振荡器,振荡频率可通过外部的定时电阻RT和定时电容CT进行调节,其振荡频率计算公式为:
输出脉冲的宽度调节是通过电容CT上的正极性锯齿波电压与另外2个控制信号进行比较来实现。功率输出管Q1和Q2受控于或非门,当双稳触发器的时钟信号为低电平时才会被选通,即只有在锯齿波电压大于控制信号幅值期间才会被选通,输出脉冲宽度将随着控制信号幅度的增大而减小。
TL494内置1个5.0 V的基准电压源,使用外置偏置电路时,可提供高达10 mA的负载电流,在典型的0℃～70℃温度范围50 mV温漂条件下,该基准电压源能提供±5%的精确度。
2.2 缓冲电路的设计
基于TL494的Buck变换器电路如图4所示。由于Buck变换器只有1个开关管,所以使用TL494控制电路时,TL494应采用单端输出方式,输出方式控制端13脚接低电平,2个输出晶体管的发射极E1、E2并联接地,集电极的输出端C1、C2并联输出驱动开关管;TL494内部的误差放大器1及其外围元件构成电压控制模式的调节器,其反相输入端2脚通过R3接到基准电压端(5 V),同相端1脚接到输出电压在R10和R11上的分压端,R1、R2和C3构成电压调节器的补偿网络;TLA94内部的误差放大器2及其外围元件构成输出过载保护电路的电流比较环节,其同相端16脚接输出电流采样信号;将14脚的基准电压经过分压后接到反相端15脚作为过电流保护的设定值,当电流流过R9产生的电压超过该设定值时,误差放大器2输出高电平,开关管关断,从而实现过电流保护;5、6脚所接的电容和电阻用来设定芯片的振荡频率。
蓄电池通过缓冲电路为超级电容器充电,当缓冲电路的输出电流过大或输出短路时,R9上产生的压降增加,当其增加到超过15脚的电压时,误差放大器2输出高电平,致使功率开关管关断,输出电流下降,从而限制了电流的进一步增加。当超级电容器充电完毕,缓冲电路正常工作时的输出电压为21 V,若由于某种原因致使输出电压有升高趋势时,电压误差放大器1的同相输入端1脚电压升高,其输出电压Ve增大,使PWM比较器的高电平输出脉冲宽度增大,芯片输出端8、11脚的高电平脉冲宽度也增加,功率开关管的导通比减小,输出电压将下降,最终使输出电压维持稳定。因此,该缓冲电路通过芯片内部的误差放大器及电路相关元件参数的设计实现了限流恒压的作用。
该电路的具体参数设计如下:输入电压VIN=24 V,输出电压VOUT=21 V,开关管的工作频率f=50 kHz,超级电容器的充电电流设定为1.5 A。本实例中,取CT=0.01μF时,则根据式(1)计算可得RT=2.2 kΩ。
电感值可根据式(2)进行计算[6]。
式中:VIN为输入电压;VOUT为输出电压;T为开关周期,等于开关管工作频率的倒数;RL为负载电阻。代入相关参数可得:L>38μH,实际电路中电感取值为100μH。
电路设计过流保护值为2 A,取R9=0.1Ω,则TL494设定的16管脚的电压(EA+)=0.2 V。15管脚的电压(EA-)与所接的2个分压电阻应满足如下关系:
其中VREF=5 V,(EA+)=(EA-)=0.2 V。取R8=5.1 kΩ时,计算可得R7=220Ω。
3 实验结果和分析
根据图4所示电路,并应用上述设计参数对电路进行实验,可得在超级电容充电起始和完成状态时的开关管输出电压波形分别如图5(a)和(b)所示。
从图5(a)中可以看出,当系统上电开始对超级电容器充电时,由于超级电容器的起始端电压为0,缓冲电路的输出端相当于短路,但是通过加入PWM控制的Buck变换器缓冲电路,可根据设定的最大充电电流,将开关管的开通占空比调至比较小的值,确保了蓄电池在超级电容器接近短路的情况下,维持对超级电容器的恒流充电方式,有效防止因超级电容器短路造成的蓄电池损坏,使系统工作安全可靠。
图5(b)为超级电容充电完成时的开关管输出电压波形,从图5(b)中可看出开关管的开通占空比很高,接近于1,从而使得超级电容器的端电压与蓄电池的电压接近相等,确保超级电容器储能最大,可维持大功率输出的时间更长。
4 结论
针对蓄电池与超级电容器之间不同的端电压,通过设计合适的DC-DC变换器拓扑及其参数,可方便实现蓄电池与超级电容器的组合储能,避免蓄电池与超级电容器直接并联时,由于超级电容器充电期间的短路现象对蓄电池造成的损坏。由DC-DC变换器构成的缓冲电路可使组合储能电源系统中的蓄电池以恒流输出方式工作,确保系统工作更为安全可靠。
摘要：针对超级电容与蓄电池组合储能技术中串联电阻及LDO存在的功耗大、系统配置不灵活及端电压不可调等问题,提出了一种基于Buck开关变换器的缓冲电路,采用电压控制型脉宽调制芯片TL494作为其核心控制器,可方便地实现限流恒压功能。根据复合储能电源系统的电气性能指标要求,提出了关键电路元件参数的设计方法,实例及实验结果验证了所提电路及设计方法的可行性。
关键词：蓄电池,超级电容器,缓冲电路,设计
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复合电源 篇6
超声电源是超声加工装置的重要组成部分。在超声加工中,为提高加工质量,发挥超声加工优势,要求超声波发生器和换能器工作在谐振状态,以得到大振幅。但实际应用中换能器的谐振频率会因发热,负载变化、老化等因素发生改变,导致换能器振幅下降,能量传输受阻,造成加工质量降低。当严重失谐时,甚至损坏整个系统。因此,在超声振动加工中,采用自动频率跟踪是非常必要的。
1 自动频率跟踪原理
1.1 超声波电源频率漂移及消除
超声波电源长时间工作后,因温度等工作条件的变化而导致定子的谐振频率发生漂移,其在谐振频率点附近的阻抗相频特性曲线如图1所示。
图1中,曲线T0为启动时刻的曲线,T1是换能器温度升高后的曲线。换能器起初稳定工作在Q0点,长时间工作后,换能器谐振特性发生漂移,曲线从T0移到T1,如果超声波发生器电源频率不变,则换能器工作点将从Q0点偏移到点,使换能器转速下降。为了使换能器重新回到谐振状态,超声波发生器电源的频率要跟随换能器的定子谐振频率而变化。如果能将超声波发生器的电源频率从f0调整到f1,这时工作点将变为,即实现了对换能器工作点的跟踪功能[1]。
1.2 频率跟踪系统分类
自动频率跟踪的目的在于提取与超声机械振动成比例的信号,并将电源的频率调谐到超声振动系统的固有频率上。因此能否准确地提取有效信号是自动频率跟踪能否实现的关键。自动频率跟踪系统按获得反馈信号的方法可分为声反馈系统和电反馈系统。
1.2.1 声反馈跟踪
在声反馈系统中,通过提取换能器或变幅杆振动系统输出的机械信号,来组成频率跟踪系统。声反馈跟踪是根据压电换能器的逆压电效应和磁致伸缩换能器的反磁致伸缩效应,来实现频率跟踪。
1.2.2 电反馈跟踪
在电反馈系统中,利用压电换能器的电输入信号与换能器工作部分的振动速度或其位移成比例的原理,通过提取此电信号,组成自动频率跟踪系统。
电反馈可分为电流反馈法、阻抗电桥法和锁相环法3种。电流反馈法电路简单,但跟踪灵敏度不高,稳定性比较差;阻抗电桥法难以实现精细的动态平衡,参量调节范围较小;锁相环法的频率跟踪范围较窄,不能在大范围内进行精确的频率跟踪而且容易造成失锁。尤其是在电源启动/关闭过程中,逆变器的开关频率fc与负载的固有谐振频率f0相差很大,仅采用锁相环跟踪,不仅过渡过程长,而且会造成频率失锁和系统振荡。为此,提出一种基于DDS-DPLL技术复合控制的频率跟踪系统,采用先频率快速修正,后相位精确控制的复合调节方法。
2 DDS-DPLL复合控制策略
2.1 数字锁相环(DPLL)的组成和及实现
2.1.1 数字锁相环的组成
数字锁相环由数字鉴相器、数字滤波器和数字压控振荡器三部分组成。
数字鉴相器(DPD)有异或门和触发器两种方式。异或门式由四个与非门组成,具有逻辑与关系,可实现鉴相功能。触发器式由JK主从触发器组成。输入参考信号和DCO的输出信号的上升沿分别对触发器进行触发,当两信号存在时差时,触发器的输出端有窄脉冲输出。
数字环路滤波器(DLF)由K变模可逆计数器构成。它对鉴相器输出的相位差信号进行加减运算,由加减溢出判断电路判断运算结果,输出进位脉冲或借位脉冲。根据进位和借位脉冲使DCO输出的脉冲数加上或者是删除一些脉冲,实际上也就改变了DCO的输出频率。模值的大小决定了DPLL的跟踪步长,模值越大,跟踪步长越小,锁定时的相位误差越小,但捕获时间越长[2]。
数字压控振荡器(DCO)由加/减脉冲控制器和除N计数器组成。加/减脉冲控制器由D触发器和JK触发器组合实现。当没有进位脉冲和借位脉冲输入时,即锁相环路稳定时,加/减脉冲控制器对输入时钟进行二分频后输出;当有进位脉冲时,加/减脉冲控制器除了将信号二分频,还会在二分频过程中加入半个时钟周期,当有借位脉冲输入时,则是减去半个时钟周期,这个过程是连续发生的。加/减脉冲控制器就是通过这种方式来调节相位以使闭环系统最终达到锁定状态。
由于数字锁相环避免了模拟电路存在的温度漂移和易受电压变化影响等缺点,从而具备可靠性高、工作稳定、调节方便等优点[3]。
数字锁相环组成如图2所示。
2.1.2 数字锁相环频率跟踪的实现
在数字锁相环中,当输入信号和输出信号之间存在相位差时,鉴相器输出与相位差大小成比例的信号,经低通滤波器后产生的控制电压作用在压控振荡器的输入端,使发生变化,直到两者的相位差为零,达到同频同相时为止。系统稳态时,逆变器的输出电压与电流相位误差信号近似线性变化。对锁相环各部分进行线性化分析,并经z变换后可得图3所示的z域模型[3]。
数字锁相环的开环传递函数为:
式中:K为环路增益,K=K0Kd
闭环传递函数为:
误差传递函数为:
可见,传递函数除了与K有关外.还与环路滤波器的传递函数F(z)有关,选用不同的环路滤波器,将会得到不同的环路实际传递函数。
2.2 DDS的基本原理
直接数字频率合成(Direct Digital Frequency Synthesizer简称DDS或DDFS)技术近年来得到了飞速发展。利用DDS技术可得到高精度的频率,其相位分辨率高,频率范围宽,频率转换时间短,而且具有体积小、功耗低、可编程、控制灵活方便等优点,广泛应用于频率合成与跟踪。
DDS系统采用AD9834型DDS芯片,以单片机C52作为控制器,AD9834的核心部分包括:相位累加器、波形存储器、DAC和低通滤波器[4]。如图4所示:
图中相位累加器是一个可变模的计数器,它能在每获取一个时钟脉冲时累加存贮的值。当计数器溢出时,它就重新计数,使得相位累加器输出是连续的。频率控制字用来设置计数器的模,进而有效的改变相位的增量幅度Δphase,来存贮下一时钟向相位累加器中的增加值。增加量越大,计数器就越快溢出,输出的频率也就越高。AD9834的输出频率、参考时钟和控制字满足如下关系:
fOUT=(ΔPHase×CLKIN)/228
其中:Δphase-28位控制字的值:CLKIN——输入参考时钟频率值(MHz);foUT——输出信号频率(MHz)。频率的分辨率是由参考时钟经2Nbit的控制字分频后决定的,它与频率满足如下关系:
ΔfoUT=fCLKIN/2N
3 DDS-DPLL复合控制的设计与流程
3.1 DDS-DPLL复合控制的工作原理
DDS-DPLL复合控制的工作原理如图5所示。
当电源启动,先对超声系统的固有频率进行确认,采用DDS技术,搜索反馈电流最大值点的固有频率,然后系统将它设为逆变器的工作频率,开始加工。当逆变器开关频率与负载固有谐振频率误差值大于或等于偏差标准设定值(ξ)时,采用单纯的DDS控制,快速地将逆变器的开关频率引入锁相范围;当频率误差值小于偏差标准设定值(ξ)时,采用DPLL控制,使逆变器在稳态条件下,始终工作在负载谐振或准谐振状态。
3.2 复合控制的流程设计
3.2.1 基于DDS技术搜索最大电流原理
设逆变器工作频率为f0,输出电流为i,换能器谐振频率为f。实验证明,当f0=f时,i的幅值最大,工具头的振幅最大,即逆变器的f0与振动系统的f一致时,系统处于最佳工作状态。为此,可以采用扫频的方法,实现频率的粗调。设初始状态为f1,测得对应的i1,然后f继续向前推进至f2可得对应的i2,比较i1和i2的大小。若i2>i1,此时i值增加,则沿原方向继续向前搜索,如此不断地重复,直到频率进入DPLL频率跟踪捕获带内;若i2
3.2.2 DDS-DPLL控制系统的软件实现
DDS-DPLL复合控制采用DSP实现。利用DSP的脉冲捕获功能,能输出电压和转化为矩形波的输出电流进行过零跳变检测,通过中断方式获取由通用定时器产生的计数值,经过计算变为与输出频率成正比的信号。图7示出DDS-DPLL控制软件流程图如下。
在该系统中,偏差标准的设定值(ξ)取10%的参考值。当频率误差值大于或等于10%的参考值时,电源控制系统切换到DDS模式,进行快速纠偏控制;否则,系统选择DPLL模式,进行频率和相位的精确控制。
4 实验、仿真结论
根据上述理论分析和仿真,利用现有30kH/4kW的负载串联谐振式高频超声电源实验平台,对提出的DDS-DPLL复合控制策略进行了实验验证。当图8示出工作过程中负载等效参数突变时,即加载过程中引起逆变器谐振频率变化后的输出电压u0和输出电流i0波形的锁相过程。实验过程中,当进行功率调节和突加负载时,u0和i0产生相位差,此时基于DDS-DPLL复合控制的锁相环路能实现快速频率跟踪。仿真及实验结果表明,采用DDS-DPLL复合控制的高频逆变电源具有快速的动态性能和高精度的稳态性能。
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