电压矢量控制策略（共8篇）
电压矢量控制策略 篇1
1 引言
在配电网中，电压、电流不平衡可能给系统中的用户带来多种危害[1]。为了减轻不平衡负荷对系统造成的危害，近年来，D-STATCOM以其良好的动静态性能，在不平衡负荷补偿中的应用越来越广[2]。
在D-STATCOM的控制方法中直接电流控制比间接电流控制具有更高的响应速度和控制精度，因而得到了越来越深入的研究和广泛的应用[3]，本文在电压空间矢量分析的基础上，采用了一种适合于D-STATCOM补偿不平衡电流的电压矢量滞环控制方法，该方法以相电流误差为控制对象，使用三组滞环比较器，根据相应的比较状态值和对参考电压矢量的区域判别，最终由电压空间矢量选择逻辑，输出一个最佳的电压矢量，从而使补偿器输出电流跟踪指令电流。该方法降低了开关频率，既有较好的电流响应速度，又能有效限制电流误差，改善电流跟踪性能，并且计算量小，易于实现。
2 基于电压空间矢量的滞环控制方法
2.1 电流控制原理
基于电压矢量滞环电流控制的原理图如图1所示。这种控制策略是将指令电流i*ca、i*cb、i*cc与反馈电流ica、icb、icc通过定环宽的滞环比较单元，输出相应的比较状态值Ba、Bb、Bc，并通过对指令电压矢量u*的区域判别，最终由空间电压矢量选择逻辑，输出一个合适的Uk，从而使三相补偿器输出电流跟踪指令电流。三个滞环比较器的作用是使电流矢量能跟踪指令电流矢量并把电流误差限制在一定的范围内，并通过Ba、Bb、Bc可以确定误差矢量△i所在的区域。u*所在区域通过判别参考线电压u*ab、u*bc、u*ca符号确定。
2.2 控制规则与电压矢量Uk的选择
经过分析发现，一旦参考电压矢量u*和电流误差矢量△i确定之后，两矢量的空间区域位置也随之确定，u*和△i的区域划分如图2所示。为实现电流跟踪控制，必须选择一个合适的电压空间矢量Uk，使电流误差矢量变化率d△i/dt与电流误差矢量△i的方向始终相反，电流误差矢量的模△i被限制在一定的滞环宽度内，从而实现补偿器的电流跟踪控制。该电流控制方法的控制规则总结如下。
规则1：当△i>Iw时，选择电压矢量Uk，使其对应的d△i/dt具有与电流误差矢量△i方向相反的最小分量，以确保电流矢量ic在跟踪指令电流ic*的同时，限制电流变化率，以抑制电流谐波。
规则2：当△i≤Iw时，原有Uk不进行切换，从而在限制平均开关频率的同时，增加了控制的稳定性。
如图3所示，图中虚线所表示的矢量为Uk所对应的矢量d△i/dt(自电压空间矢量Uk的终点指向参考电压矢量u*的终点)。
若设△i>Iw，则按规则1选择合适的Uk。首先，优先考虑d△i/dt模值较小矢量对应的Uk，显然矢量u*区域对应的三角形边界矢量U0、U1、U6、U7满足此条件;然后，选定的Uk所对应的矢量d△i/dt必须始终与矢量△i方向相反。当△i处于(6)区时，则只有矢量U6满足上面2个条件。
当u*、△i处于其它不同区域时，可以采用上述相同的分析方法得出满足条件的电压空间矢量Uk，如表1所示。
3 仿真验证
在磁暂态仿真软件PSCAD/EMTDC的基础上，对图1的D-STATCOM系统建立仿真模型进行仿真验证，并且与同条件下普通滞环电流控制方法的仿真结果进行了对比分析。仿真参数为：电源线电压为380V，系统阻抗忽略不计，负载为三相不对称，其中Ra=15Ω，Rb=30Ω，Rc=5Ω，直流侧电压Udc给定为600V，电容为400μf，连接电感L为5mH，损耗电阻R为0.05Ω，滞环宽度为1A。图4为不平衡负载的电流波形，很明显负载电流波形三相不对称。
图5(a)和(b)分别为采用普通滞环控制方法和矢量滞环控制方法补偿后的电源电流波形，可以看出，两种控制方法均能在一个半周期进入稳态，在稳态时得到很好的补偿效果，使补偿后三相电源电流大小相等，相位依次滞后120°;图6(a)和(b)分别为采用普通滞环控制方法和矢量滞环控制方法的开关信号，可以看出矢量滞环电流控制方法的平均开关频率有所减小，降低了开关损耗。图7(a)和(b)分别为采用普通滞环控制方法和矢量滞环控制方法的误差电流波形，可以看出两种方法均能将电流误差限制在一定的范围内。
可见，在达到相同补偿效果的同时，本文所采用的基于电压空间矢量的控制方法与普通滞环控制方法相比，可以减小开关频率，降低开关损耗。
4 结论
本文采用的基于电压空间矢量的滞环控制方法，该方法以相电流误差为控制对象，使用三组滞环比较器，根据相应的比较状态值和对参考电压矢量的区域判别，最终由电压空间矢量选择逻辑，输出一个最佳的电压矢量，从而使补偿器输出电流跟踪指令电流。该方法降低了开关频率，既有较好的电流响应速度，又能有效限制电流误差，并且计算量小，易于实现。
参考文献
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电压矢量控制策略 篇2
【摘 要】随着电力系统自动化水平的不断完善与提高，自动电压控制（AVC）系统在各地得到越来越广泛的应用。本文简单介绍地区电网AVC系统的一般结构，并提出一系列针对AVC系统闭环运行的安全控制策略，对提升AVC系统的安全可靠性，指导AVC建设，促进调度自动化系统的发展有着实际意义。
【关键字】电力系统，自动电压控制，安全策略
1、AVC系统概述
自动电压控制系统简称为AVC系统，主要用于对全网无功电压运行状态实施集中监控及计算分析，并从全局角度出发对地区电网的广域分散无功装置实施优化协调控制[1]。该系统可有效保证全网电压稳定，并提供优质的电压水平，且能切实提升电网的经济运行效益。可以说，AVC系统是电网调度自动化智能软件向闭环控制实践方向的科学拓展，也是地区电网无功电压经济运行的重要技术支撑。为有效降低电网运行的不安全因素，合理实施对命令传输各环节的高智能控制，确保各级控制过程的可靠流畅运行，AVC系统采用了与SCADA/EMS平台一体化的设计方案，有效防止了调度运行人员因维护众多自动化系统而导致工作量大幅增加，进而避免了因大量复杂操作而引发各类不安全问题。
2、AVC系统工作流程
AVC系统与地区电网主站调度中心EMS平台进行一体化设计，通过网络分析模块获取有效的控制模型，通过SCADA获取实时量测数据，并依据电网运行的实时状态展开在线的分析与计算。同时AVC可通过SCADA系统的远动通道输送遥调、遥控命令，对变电站的变压器分接头和低压侧容抗器开关进行合理操作，从而逐步实现全网无功电压的优化分布的目标。
3、AVC安全策略
3.1电網安全运行规范
安全运行是电力系统对主站调度软件，特别是自动控制软件的基本要求。AVC安全策略涉及主站系统安全、软件运行安全、电网安全等各个方面。AVC建立开放式的闭锁信号库，可以方便地自定义和增减闭锁信号，保证程序可靠运行和设备安全调节。
AVC运行管理规范[2]对安全策略的要求包括：支持主网电压过低闭锁。在220kV主网电压过低的情况下，AVC系统要闭锁220kV主变分头上调，同时尽量投入下属110kV及35kV站的电容器，禁止其主变分头上调，防止主网电压崩溃；考虑设备挂牌、检修、控制周期、动作次数等因素，对有上述异常的设备自动闭锁并提出告警；为了防止环流，对于并列运行的主变档位需进行交替调节；对于并列的电容器需进行循环投切；针对主变和电容器建立异常事件告警机制；主进程需自动周期检测并实时响应站端保护信号，根据信号特性（软闭锁/硬闭锁）闭锁相应设备并发出告警。软闭锁类型的闭锁可以自动复归，硬闭锁类型的闭锁需要手动复归；根据权限管理保证系统使用安全，没有配置AVC操作权限的用户不能进行AVC相关操作。
3.2AVC闭锁逻辑
自动电压控制系统（AVC）应具备异常情况下闭锁相应设备的可靠措施与手段[3]。在下列条件时，应闭锁相应设备控制：当所控制的设备有保护信号动作；当控制命令发出超过一定的时间，控制设备不能动作；控制设备的动作次数超过规定的每天最大次数；变压器档位一次控制变化大于一档（即一次只能调节一档）；控制设备有人工操作时；当控制设备量测数据无效、异常和明显错误时；在下列条件下，应闭锁区域内所有设备控制：区域关口无功功率超出设定的闭锁限值；
2、区域关口高压侧母线电压超出设定的闭锁限值。
AVC还应具备以下保护信号处理功能：能够处理保护信号，支持瞬动或自保持、自动复归等各类保护信号；能够根据设置的限制条件生成主站端闭锁信号，支持人工复归、自动复归两种类型；能够对站端保护信号与主站端闭锁信号进行合并，并以此判断无功设备是否可控。
3.3保护信号闭锁
AVC可以通过SCADA系统的远动通道接收站端保护信号，并将保护信号与控制设备关联，保护动作时闭锁关联设备，保护复归时可解锁。AVC可以方便地配置保护信号和控制设备之间的关联关系，可以多对一，也可以一对多。
3.4异常事件闭锁
AVC需建立异常事件库，采取事件触发闭锁机制，并支持扩充。AVC考虑的闭锁事件包括：自动读取SCADA/EMS系统中设备检修牌，对检修设备自动闭锁，等待人工复位；根据设备相关联的开关刀闸状态进行网络拓扑，自动判断设备热/冷备用状态，热备用设备可在线控制，冷备用设备自动闭锁；
按安规/运规设计，当电容器和变压器控制次数达到日动作次数限值时，自动闭锁该设备并报警，防止控制次数频繁对设备造成损坏。日动作次数可人工设置并按时间段分配；
电容器和变压器遥控不成功，拒动超过设定次数则闭锁；
处于自控状态时，手工操作电容器或变压器将自动闭锁，即手动优先；
主变并列运行时，两台主变档位不一致时闭锁主变调节并告警。（当两台主变型号不一时，如一台主变7档，另一台主变为17档并列运行时，可人工设定并列档位对应状态）；
3.5其他信号闭锁
除以上闭锁信号外，AVC还应考虑：
1、厂站工况退出、遥控遥调通道出现故障或平台出现其它故障时自动闭锁；
2、用户AVC应用权限，控制用户是否能进行AVC操作及置数，自动记录用户修改参数等操作信息，保证系统安全性。
3.6闭锁信号复归方式
闭锁信号的复归采用两种方式，一种为自动复归方式，即由自动复归类型的站端保护信号和主站告警信号产生的闭锁，在所有保护信号和告警信号复归后，则闭锁总信号复归（相当于遥信分闸位置）；另一种为手动复归方式，即由手动复归类型的站端保护信号和主站告警信号产生的闭锁，在保护信号和告警信号复归后，需在人工进行确认并复归后，闭锁总信号才能复归。
4、结语
安全闭环控制策略是电网调度自动化AVC系统安全性运行研究的主体内容，合理的闭环控制实践策略直接影响着AVC系统的安全可靠性。因此在系统设计与应用实践中，我们只有从电网的实际运行状况及特征出发，树立提升系统安全性的科学实践目标，有目的、有针对性进行安全控制，才能最终促进电网调度自动化系统的稳定、安全、经济运行与可持续发展。
参考文献：
[1] 黄华，高宗和，戴则梅，等.基于控制模式的地区电网AVC系统设计及应用[J] .电力系统自动化，2005，29（15） ： 77-80.
[2] 劳志春.电压无功自动控制装置在变电站中的应用[J].电网技术，2007，31（S1）：239-240
电压矢量控制策略 篇3
目前,永磁同步电机的无位置传感器的矢量控制研究正在成为一个热点[1]。众多学者提出了各种各样的无传感器位置检测方法,而检验这些方法的优劣必须和直接转子位置检测实验相比较。所谓直接转子位置检测是指采用光电编码器等元器件直接检测转子的位置。若采用实物实验,将不可避免会出现各种误差,同时也导致研发周期长,成本高等缺点。所以本文拟借助于matlab/simulink这一数学工具,建立一个永磁同步电机的矢量控制仿真平台,使各种无位置传感器矢量控制方法均可在该平台上进行实验。该平台包括永磁同步电动机仿真模型、逆变系统主回路仿真模型、逆变控制系统仿真模型、矢量控制和精确位置检测仿真模型。
1 PMSM数学模型
PMSM和带转子励磁绕组的同步电动机的数学模型是相似的,为使分析简化起见,作如下假设[2]:
(1)忽略铁心饱和效应;
(2)不记涡流和磁滞损耗;
(3)转子上没有阻尼绕组,永磁体也没有阻尼作用;
(4)反电势是正弦变化的。
基于如上假设得出的PMSM数学模型为:
PMSM仿真模型基于上述方程建立。
2 逆变系统仿真模型
此系统逆变器采用Simulink自带的模型Universal Bridge,逆变系统控制采用空间电压矢量调制技术(SVP-WM),它以“磁链跟踪控制”为目标,能明显减少逆变器输出电流的谐波成份及电机的谐波损耗,降低脉动转矩。
图一和图二分别为逆变系统主回路仿真模型和逆变控制系统仿真模型(SVPWM)[3,4,5]。
下面对SVPWM进行仿真,SVPWM的采样时间Ts=0.0002,Vdc=100,进行仿真实验,得到图三至图五波形。
由此可见,SVPWM模式有以下特点:
(1)每个小区间均以零电压矢量开始和结束;
(2)在每个小区间内虽有多次开关状态的切换,但每次切换只牵扯到一个功率开关器件,因而开关损耗小;
(3)利用电压空间矢量直接生成三相PWM波,计算简便;
(4)电机旋转磁场逼近圆形的程度取决于小区间时间Ts的长短,Ts越小越逼近圆形,但Ts的减小受到所用功率器件允许开关频率的制约;
(5)采用电压空间矢量控制时,逆变器输出线电压基波最大幅值为直流侧电压,这比一般的SPWM逆变器输出电压高15%。
3 平台的建立与仿真
该平台采用id=0的控制,采用直接转子位置检测方法,可以看作是一个带精确转子位置检测的仿真平台。转子位置角、转速、定转子电流、电磁转矩,直接从永磁同步电动机模型中加一测量模块得到[6]。所得数值即为模型电机的真实参数,不存在任何误差。整个系统仿真平台如图六所示:
取永磁电机参数为:定子相电阻为Rs=2.875Ω,永磁磁链ψf=0.175Wb,Ld=La=0.0085H,P=4,转动惯量为0.8×10-3kg·m2,粘滞摩擦系数设为零。
电机给定转速为1000转/分,空载起动,在t=0.1秒时突加转矩Tm=5N.m。观测图七至图十波形:
从仿真波形图七到图十中可以看到,该仿真平台空载起动时间约为10ms。起动瞬间,起动转矩较大;进入稳态运行后,转矩波动很小。转矩响应很快,约为2ms,负载变化时速度波动很小,说明系统抗干扰能力较强。此外,定子电流的正弦性也很好。
4 结束语
上面的实验结果可知,带精确转子位置传感器的矢量控制仿真试验平台性能良好。如果需要实验其它各种无传感器位置检测方法,只需将反馈信息改为从位置估算模块引出,即可实验该无传感器位置检测方法。该平台的建立,缩短了PMSM矢量控制的研发周期,提高了研发效率,为后续各种无传感器位置检测方法的研究建立了平台。
摘要：本文建立了一种基于空间电压矢量的永磁同步电机的矢量控制仿真平台,使各种无位置传感器矢量控制方法均可以借助该平台来进行实验,大大缩短了研发周期,提高了实验的准确性。
关键词：PMSM,无传感器,仿真平台,空间电压矢量
参考文献
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电压矢量控制策略 篇4
风能作为可再生能源之一具有取之不尽、用之不竭的特点, 相较于其他能源还具有使用清洁、成本较低的优点。此外, 风力发电不仅能为经济增长提供稳定电力供应, 还可以有效缓解化石燃料带来的空气污染、水污染和全球变暖等问题。因此,风能是最具商业潜力、 最具活力的新型能源。随着风力发电技术的研究不断深入, 对风力发电的成本要求越来越低, 可靠性的要求也越来越高, 因此对风力发电系统的进一步研究、 开发非常必要[1,2,3]。
双馈风力发电机是一个高阶、多变量、非线性、 强耦合的机电系统, 它的最大优点是可以实现功率的双向流动。双馈电机由于控制目的的不同, 也可有多种不同的建模方式和控制策略。文献[4-5] 介绍了并网型定子磁场定向控制的双馈风力发电机数学模型; 文献[6] 介绍了低风速下双馈风力发电机提高风能利用率的控制策略; 文献[7] 介绍了基于电网电压定向的矢量控制策略。从国内外文献可以看出, 目前大多数双馈风力发电机都是基于传统的矢量控制, 在同步旋转坐标系下建立风力发电机数学模型, 通过传统的PI控制器调节, 可以实现有功功率和无功功率的独立控制。
传统的DFIG定子电压定向的矢量控制系统是单纯利用传统PI控制器来控制输出的功率,PI控制器是根据系统的误差, 利用比例、积分计算出控制量来进行控制, 其中比例调节是指系统的偏差是按比例来反映的, 如果系统出现偏差, 比例调节能立即产生调节作用来减少偏差; 积分调节作用能消除系统的稳态误差, 提高无差度。但是对于复杂的风力发电机系统, 传统的PI控制器的参数难以准确的选择, 使得输出的有功功率超调量偏大, 跟踪速度慢。本文中的控制系统是基于DFIG定子电压定向的矢量控制系统改进的控制系统, 在传统的矢量控制系统中引入模糊控制器, 用模糊控制器来修正PI控制器的参数, 用实际输出功率来跟踪参考输出功率, 相较于传统的DFIG定子电压定向的矢量控制系统有跟踪速度快、超调量小的优点, 可以得到较为理想的跟踪效果, 实现控制目的。
2系统的数学模型
2.1风力机模型
1926年贝兹(Betz) 建立风力机的第一个气动理论。 假定气流经过整个风轮扫掠面时是均匀的, 并且气流通过风轮前后的速度均为轴向[8]。根据该理论, 风机实际能够从风中捕获的机械功率和转矩可用下式表示[9]:
式中,ρ 为空气密度,A为通过风轮的气流截面积,ν 为风速,λ 为叶尖速比,ωt为风轮的角速度,R为风轮半径,Pm为风机输出功率,Tm为风机的机械转矩,Cp(λ,β) 为风能利用系数, 它是叶尖速比 λ 与桨矩角 β 的函数[10], 采用如下公式计算:
图1为桨矩角 β 为不同角度时Cp-λ 关系曲线。由图可知, 一定风速下, 当风轮节距角 β 一定时, 最佳功率系数Cp仅由叶尖速比 λ 所决定。
2.2双馈感应发电机数学模型
双馈发电机将风力机提供的机械能转换为电能, 在d-q同步旋转坐标系下建立双馈电机数学模型。
磁链方程
电压方程为
式中,Rs、Rr、Ls、Lr分别是定子侧、转子侧的电阻和电感,Lm是定转子间互感,Vsd、Vsq、Vrd、Vrq分别表示d-q坐标系下定子侧、转子侧电压,Isd、Isq、Ird、 Irq分别表示d-q坐标系下定子侧、转子侧电流,ψsd、 ψsq、ψrd、ψrq分别表示d-q坐标系下定子侧、转子侧磁链,ωr表示转子转速,ωs表示同步转速。
电磁转矩是关于极对数p的方程
忽略定子电阻的影响, 为简化控制, 可采用基于定子磁链定向的控制策略, 将d轴与双馈电机定子磁链 ψs重合, 如图2所示。
定子侧取发动机惯例, 转子侧取电动机惯例, 可得:
式中,Ps、Qs为定子侧有功功率和无功功率。
3 DFIG定子电压定向的矢量控制系统的改进
3.1传统的DFIG定子电压定向的矢量控制系统
矢量控制是在电机统一理论和坐标变换理论的基础之上,为了使交流电机得到跟直流电机一样的控制性能, 把交流电机的定子电流分解成互相垂直的磁场定向励磁电流分量和和转矩分量, 然后分别对它们进行控制的控制技术。而对于强耦合多变量的双馈发电机系统来说, 不进行解耦控制而就简单地对交流电流进行闭环控制, 控制效果不理想。为了实现控制目标, 必须应用矢量控制技术分别对实际的交流量分解的有功分量和无功分量进行闭环控制。
传统的DFIG定子电压定向的矢量控制系统的设计采用双闭环结构 , 外环为功率控制环 , 内环为电流控制环。在功率环中 , 有功功率的参考值p*ref、无功功率的参考值Q*ref和功率反馈值P、Q做差 , 把偏差作为PI控制器的输入 , 定子电流I*rd、I*rq是PI控制器的输出 , 再将和转子电流反馈量比较后的差值作为内环PI控制器的输入, 内环PI控制器的输出为电压分量, 加上电压补偿分量△ Vrd、△ Vrq后就得到转子电压V*rd、V*rq, 经过坐标变换得到三相坐标下的转子电压量[11]。根据以上分析得到传统的DFIG定子电压定向的矢量控制系统框图, 如图3所示。
3.2改进的DFIG定子电压定向的矢量控制系统
模糊控制由于其鲁棒性好、易于建立规则库、抗干扰能力强等优点而得到广泛的应用, 对控制对象特别复杂或数学模型难以建立有很好的控制效果[12,13,14,15]。改进的DFIG定子电压定向的矢量控制系统是基于传统的定子电压定向的矢量控制系统的改进, 在内环上添加一个模糊控制器, 将模糊控制与PI控制器的结合, 将偏差利用模糊推理的方法给出控制量, 达到快速稳定的调节。 当模糊控制器规则建立后, 对最优参数附近一定范围内的PI参数都能达到较好的控制效果, 可以有效地克服PI控制器的缺点。
改进的DFIG定子电压定向的矢量控制系统的控制目标是使风力发电机的输出功率能够跟踪给定的参考功率, 当选取最优的PI参数时, 改进的控制系统相比于传统的控制系统, 跟踪效果好, 超调波动小; 当这组PI参数在最优参数上下一定范围内波动时, 模糊控制器能对PI参数进行修正, 使跟踪的功率波动小, 超调量小。
模糊控制器输入有两个, 分别是实际功率与参考功率的偏差e及偏差的变化率△ e, 输出为PI控制器的参数Kp、Ki的修正量△ Kp、△ Ki, 分别加上PI控制参数的初始值, 得到实际PI控制参数。改进的DFIG定子电压定向的矢量控制系统原理如图4所示。
K'p、K'i为PI控制器初始的参数。
此系统取风电系统的输出功率作为系统的目标函数, 转速作为控制变量。为了便于控制, 把e和△ e实际值分别用量化因子映射到模糊集合论域偏差E和偏差变化率△ E。将模糊集合论域E和△ E分别定义7个和7个模糊子集, 即:
{E, △ E}={NB,NM,NS,ZO,PS,PM,PB}。其中:NB、NM、NS、ZO、PS、PM、PB分别表示负大、 负中、负小、零、正小、正中和正大等模糊概念。采用离散化的数字集合表示模糊集合论域E和△ E如下:
由于风电系统的特点, 选择三角波和高斯曲线作为隶属度函数的形状, 图5和图6分别显示了输入和输出的隶属度函数, 总结工程设计人员的技术知识和实际操作经验, 建立了模糊PI规则表, 如表1、2所示, 结合模糊PI规则表可以对模糊PI参数进行校正, 使其达到期望的控制效果。
△ Ki根据上述控制器的设计方案, 在Matlab / Simulink平台上搭建模型进行仿真, 并与传统的PI控制结果进行分析比较。仿真实验中双馈发电机主要参数见表3。
根据式(1) 至(11), 在Simulink中搭建风力发电机组仿真模型, 仿真时间为6s, 设定要跟踪的有功功率参考值为1MW, 无功功率的参考值为0, 并且在t=1s时给出参考功率的值。矢量控制系统中的PI控制器选取最优参数,加入到模糊控制器的改进矢量控制系统中运行由于模糊控制器具有调节PI参数的作用, 仿真开始时出现的震荡较小, 具有跟踪速度快、超调量小、跟踪时间短的特点, 仿真效果如图7(a) 所示。同样一组PI参数, 在传统的矢量控制系统中运行, 在仿真开始时会出现较大的震荡, 超调量较大, 跟踪速度也比较慢, 仿真效果如图7(b) 所示。
PI控制器选取最优参数有效范围内附近的任一参数, 在改进的矢量控制系统中, 由于加入了具有调节P参数作用的模糊控制器, 在仿真初期, 经过模糊控制器的调整, 一段时间后, 修正了PI参数, 虽然有一段时间的功率震荡, 但是最终使得输出的有功功率和无功功率跟踪上参考功率并且输出功率稳定, 跟踪效果好, 实现控制目的, 仿真结果如图8(a) 所示; 对于同样的一组PI参数, 由于传统的矢量控制系统不能调节PI参数导致控制系统输出的功率不稳定, 在参考功率值的附近上下波动, 超调量大, 没有实现控制目标, 仿真效果如图8(b) 所示;
5结束语
本文详细分析风力发电系统输出功率的特性, 并将模糊控制器引入传统的DFIG定子电压定向的矢量控制系统。采用MATLAB软件对风力发电机的仿真表明改进后的定子电压定向的矢量控制系统响应速度快、跟踪效果好, 在PI控制器系数是否是最优时都能达到跟踪目的, 并且跟踪效果好, 稳定性好, 超调量小, 波动小, 取得了较好的控制效果。
摘要：本文在风力机和双馈感应电机(DFIG)的基本原理的基础上,建立了风力机的数学模型和基于定子磁链定向的双馈风力发电机动态数学模型;针对传统的DFIG定子电压定向的矢量控制系统中PI控制器对于复杂系统其参数难以修正的问题,对传统的DFIG定子电压定向的矢量控制系统进行改进,加入模糊控制器,将模糊控制器与传统PI控制器相结合,用模糊控制器修正PI控制器的参数,缩短跟踪控制时间,控制风力发电系统的输出有功功率能够快速跟踪参考功率。仿真结果表明经改进的定子电压定向的矢量控制系统相较于传统的DFIG定子电压定向的矢量控制系统具有跟踪速度快、超调量小的优点,验证了控制系统的可行性。
电压矢量控制策略 篇5
关键词：矢量变频器,逆变器,谐波
0绪论
高速电主轴的电路结构与感应电动机相类似, 通过电机理论可知, 感应电动机的定子绕组通入三相工频交流电压为正弦波电压时, 不存在其它次谐波, 电动机很少受到谐波干扰, 若高速电主轴直接利用三相交流电压, 调速非常困难, 必须采用变频调速控制, 当使用变频器驱动高速电主轴完成主轴转速调节时, 变频器的输出电压是PWM波形, 由傅里叶级数得知, 其中包含有各阶次的谐波, 这将对高速电主轴产生异步寄生转矩和同步寄生转矩等影响, 由于谐波电流的影响, 高速电主轴的能量损耗将增加。同时, 当定子谐波磁场和不同次数的转子感应电流相互作用时会产生脉动转矩, 这些脉动转矩的平均值为零, 除了产生寄生转矩和脉动转矩外, 由于高次谐波的出现引起了谐波电流, 这些谐波电流将引起额外的损耗, 主要有定子铜损耗和转子铜损耗, 如果谐波含量过高, 将会直接导致高速电主轴的工作效率降低, 电主轴的温度升高过快, 还有产生振动和噪声问题等。
1 DTC-SVPWM矢量变频器输出电压谐波分析
基于DTC-SVPWM矢量变频器的逆变器采用电压空间矢量调制控制方法, 在一个PWM周期内, 非零电压空间矢量和零电压矢量相互组合, 合成参考电压矢量, 对逆变器各桥臂开关进行导通和关断控制, 使逆变器输出的PWM波近似为正弦波, 控制系统中以电主轴转速和转矩为被控对象, 引入了转速和转矩负反馈, 使变频器的性能提高, 转速和转矩的波动小, 但变频器的输出电压仍为PWM波, 输出电压波形如图1所示。
从图1中看到, 电压空间矢量调制方式变频器输出电压波形与恒定压频比变频器的输出波形相似, 采用SVPWM控制方式变频器输出电压中包含有多次谐波, 谐波分析时, 载波频率关取2550Hz, 调制深度m为0.8, 傅里叶变换的最高分析频率为11 KHz, 基波电压频率为50Hz, 归一化计算后, 得到各次谐波幅值分布。其谐波分布与使用双极性SPWM控制逆变器输出电压谐波分布相类似, 都是成簇分布。载波频率整数倍附近的谐波簇变宽, 但是谐波的幅值降低, 变频器输出的基波电压大约为424V, 总谐波畸变率为76.75%。
2 谐波抑制策略
如果谐波含量过大可能会降低高速电主轴的效率, 增加能量损耗等, 进而对变频器的输出电压进行了傅里叶分析, 得出了采用脉宽调制技术的变频器输出电压谐波分布情况, 为了尽量减小电压谐波对高速电主轴的影响, 必须采取一些谐波抑制策略。
前面通过改变脉宽调制过程中的载波比和调制深度可以改变变频器输出电压谐波簇的位置, 通过增大载波比值, 使最低次谐波的次数远离基波, 降低调制深度, 谐波幅值最大的谐波频率远离基波, 并且总谐波畸变率降低, 但是并不能完全消除谐波, 通过图1知道, 在低次数谐波中, 恒定压频比变频器输出电压中5次谐波的幅值较大, 而矢量变频器的17次谐波幅值较大, 对于这些次数确定的谐波可以采用带阻滤波器进行滤波。
带阻滤波器也称为陷波器, 能够通过大部分的频率值, 只有位于阻带频率内的信号会被严重衰减, 它相当于一个低通滤波器和高通滤波器的叠加组合, 位于阻带两侧频率内的信号会通过陷波器, 利用陷波器的这种特性, 可以消除逆变器输出电压中的指定次谐波或者谐波带, 从而减小输出电压谐波对高速电主轴的影响。
自适应滤波器是参数可调节能够根据对象自适应变化的时变滤波器, 自适应滤波器可分为自适应有限长冲击响应滤波器和自适应无限长冲击响应滤波器, 图2所示为一个多输入自适应滤波器, 其结构一般由滤波子系统和自适应算法两部分组成, 滤波子系统根据滤波对象不同其系统结构个不行同, 自适应算法就是根据使某个预先确定的准则或者目标函数最小化而自动调整滤波子系统参数的方法目前国外己经将自适应算法应用在电力系统谐波的研究与分析之中。
自适应噪声对消系统是自适应滤波的一种变形, 图2中用自适应滤波器的输出W (n) 逼近噪声信号V (n) , 这种结构能够将被噪声污染的信号与参考信号相抵消, 从而得到原始信号。图2中, X (n) 是原始信号, V (n) 是噪声信号, W (n) 是参考输入信号。
根据最小均方算法, 自适应滤波器的输出信号W (n) 和噪声信号V (n) 的均方差最小, 则e (n) 是原始输入信号X (n) 的最佳估计。
变频器输出电压为PWM波, 可以看做是多个正弦波的叠加, 正弦波的基础频率为50Hz, 在前面分析中, 除谐波簇分布外, 基于恒定压频比的变频器输出电压5次谐波幅值较大, 矢量变频器的17次谐波幅值较大, 对于这些单个的谐波, 在载波频率改变时, 这种谐波的次数也会改变, 如果采用时不变单一谐波滤波器滤波, 当载波频率改变时就不能够起到滤波的作用, 采用自适应滤波可以解决这一问题。依据自适应噪声对消原理和带阻滤波器的特性, 设计能消除指定次谐波的自适应陷波器, 自适应算法为最小均方 (LMS) 算法, 这种陷波器结构具有很窄的阻带, 能够消除特定频率的谐波接近于理想滤波器, 其中心频率能够跟随谐波变化。假设待消除的谐波次数为k, 通过前面对变频器输出电压谐波的分析可得知当改变载波频率时幅值较大的谐波次数, 必是第次谐波的相角, A是k次谐波的幅值, w和Wz是权系数, 由自适应算法给出并调整其值的大小。
根据自适应噪声对消原理可知, 误差信号。是输入信号 (n) 的最优估计, 也就是经过滤除第k次谐波后的变频器输出电压信号, 滤波器中k的值由信号处理器根据载波频率计算得出。对于这种单一谐波, 即使载波频率改变, 自适应陷波器通过自适应调整参数也可以将其滤除, 使输出电压中不在包含该次谐波, 从而达到良好的滤波效果。假设待消除的谐波频率是基波频率的5倍, 也就是5次谐波, 对自适应陷波器进行仿真分析, 滤波器的输入信号选择基波和5次谐波信号的叠加。
仿真后, 自适应陷波器的输出信号在起始时, 自适应滤波器的输出和混有5次谐波的叠加信号波形相同, 随着迭代次数增加, 滤波器的输出信号逐渐逼近原始基波信号, 消除了5次谐波, 在自适应陷波器器滤波开始时, 误差较大, 这是因为要对权系数进行最大调整, 迭代次数增加后, 误差变小, 最后误差的绝对值小于1, 在设计滤波器时要设定权系数初始值, 当误差为零时, 权系数重新调整为初始值, 造成误差曲线成正弦振荡波形。
从自适应陷波器的仿真波形图中看出, 对于指定次数的谐波, 陷波器对其进行滤波, 滤波的误差在允许的结果范围内, 但对于待滤除谐波的次数和相角需要有处理器预先给定, 所以要对输出电压的波形进行谐波分析。
3 结束语
变频器输出电压谐波对高速电主轴的影响, 主要包括异步寄生转矩、同步寄生转矩和脉动转矩, 谐波电压也会导致高速电主轴各种损耗增加, 降低主轴的工作效率, 为了减小或者消除变频器驱动电主轴时谐波电压的影响, 因此, 需要通过合理的选取载波频率和调制深度来降低总谐波畸变率, 改变谐波簇分布, 提高直流电压利用率, 自适应滤波是一种智能滤波方式, 通过这种滤波方式可以消除确定次数的谐波, 减少变频器电压低频段中谐波对高频电主轴的影响。
参考文献
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电压矢量控制策略 篇6
当今电力系统中,无功功率的补偿对于供电系统和负载的运行都起着非常重要的作用。提高系统功率因数,稳定受电端和电网的电压以及平衡三相有功及无功负载等最早的无功补偿设备有同步调相机[1]和并联电容器组,但是由于其动态响应较慢而只能局限于一些负载固定的无功补偿的场合使用。静止无功补偿器(Static Var Compensator,SVC)相比之前的无功补偿设备有一定的改进,但是缺点是其在补偿系统无功功率的同时还需要滤除高次谐波,当系统电压偏低时其无功补偿的能力会相对降低。静止无功发生器(Static Var Generator,SVG)又称STATCOM,是通过电力半导体器件实现自换相的桥式变流器实现动态无功补偿设计的补偿装置,具有控制特性好、响应速度快、体积小及损耗低等一系列优点,可以实现连续补偿系统无功功率和抑制电压闪变的目的[2]。
1 SVG的工作原理
SVG是将自换相桥式电路通过电抗器或者直接并联到电网中,适当调节桥式电路交流侧输出电压的相位和幅值,或者直接控制其交流侧电流,使电路吸收或者发出满足系统要求的无功电流,实现系统的无功功率补偿。从电路的结构上可以把SVG分为电压型和电流型桥式电路两种。但是考虑到运行效率的原因,目前投入使用的基本都是电压型桥式电路(图1)。
根据基尔霍夫电压定律得到静止无功发生器的数学模型为:
由于SVG正常工作是通过电力电子半导体开关的通断直接控制,将直流侧电压转换成交流侧与电网同频率的输出电压,就像一个电压型逆变器,只不过其交流侧输出接的不是无源负载,而是电网,当仅考虑基波频率时,SVG可以等效地被视为幅值和相位均可以控制的一个与电网同频率的交流电压源,并且通过连接电抗器并联在电网上, SVG的工作原理如图2所示。设电网电压和SVG输出的交流电压分别用向量Us和UI来表示,则连接电抗器X上的电压UL即为Us和UL的电压差,连接电抗的电流是可以由其电压来控制的。
当Us>UI时,电压超前电流90°,SVG吸收感性的无功功率;当Us<UI时,电压滞后电流90°,这时SVG 吸收容性的无功功率,即改变SVG交流侧的输出电压的幅值和相位就可以改变连接电抗器上的电压,也就控制了SVG从电网吸收的无功功率的性质和大小。
2 无功电流检测
根据瞬时理论可得两种实用的无功检测方法:p-q检测法与ip-iq检测法。虽然这两种方法的步骤相似,都用到低通滤波器并需要进行坐标变换和反变换,但它们的实质是不同的,即检测法的重点是计算有功功率p和无功功率q,再用低通滤波器提取它们的基波分量;而ip-iq检测法的实质是用低通滤波器提取有功电流ip和无功电流iq的基波分量。当电网电压无畸变且三相对称时,这两种方法都能快速、准确地检测出指令电流。然而,当电网电压发生畸变时,不管三相电压是否对称,p-q法检测出的谐波电流都会存在误差;而ip-iq法的检测效果不会受到电压畸变和不对称的影响。因此,笔者选择对ip-iq检测法进行研究,检测框图如图3所示。
3 无差拍SVPWM控制
3.1 电压空间矢量无功补偿的实现原理
电压空间矢量PWM (Space Vector PWM,SVPWM)控制是一种通过切换变流器的电压空间矢量来控制变流器的方法。由于SVPWM控制算法可以提高逆变器直流电压的利用率,减小开关器件的损耗,减少谐波成分,并且容易实现数字化[3],所以广泛应用于电机控制和无功补偿装置控制系统中。
无功补偿发生器SVG要求其主电路输出的补偿电流能快速跟踪其指令电流[4],如果设指令电流为i*cl (l=a,b,c),则要求i*c = i*cl,将其代入式(1)可以得出:
如果可以使变流器交流侧的电压满足式(2),则变流器输出的补偿电流就等于指令电流。实现SVPWM控制算法的首要步骤是参考电压矢量的计算,也就是需要把指令电流矢量转换为参考电压矢量。分析式(2)可知,参考电压矢量可以由主电路中的等效电感和电阻、电源电压矢量和指令电流矢量得出,其中电源电压矢量可以通过电压互感器测得,指令电流矢量也能利用无功检测法得到。由于等效电阻很小可以忽略,并在第k步时对式(1)中的微分项离散化得:
其中,r是一个周期的时间间隔;icl(k),icl(k+1)分别为k时刻与k+1时刻的补偿电流。
为了使k时刻的补偿电流在k+1时刻完全跟踪上指令电流,用指令电流i*c(k)代替补偿电流ic(k+1)可得:
由式(4)得出参考电压,具体计算参考电压的方法如图4所示。式中的差分运算使原本对变流器输出电流的控制转换成对输出电压的控制,参考电压矢量等于电源电压矢量与电感压降之和。可见,采用SVPWM控制实际上是通过控制输出电压而控制输出电流。
3.2 无差拍SVPWM控制的原理
基于SVPWM的无差拍控制方法是一种电流响应速度较快的基于电压矢量合成的电流控制策略,其指令电压矢量采用无差拍算法求得。所以无差拍控制要求系统的输出与其指令完全相同,无任何滞后和偏差,其原理如图5所示。
令I(tn),I*(tn)分别为tn时刻采样所得的三相实际电流矢量与指令电流矢量,且定义为:
ΔI*(tn)=I*(tn)-I(tn),ΔI*(tn)=I(tn+T)-I(tn) (5)
式中 T——PWM的开关周期。
对于无差拍控制,要求满足在任一开关周期内有I(tn+T)=I*(tn)。在SVG的等效模型中,如果忽略交流侧电阻的影响,三相电压ua,ub,uc经过3/2变换后得到的uα,uβ满足:
对式(6)进行离散化可得:
其中,T为采样周期;i*c(k+1)和u*(k+1)分别为 k+1采样时刻SVG的指令电流与参考电压。
由上述公式可知,要在 k时刻得到参考电压u*(k+1),必须提前一个采样时刻预测得出指令电流i*c(k+1),对于指令电流的预测通常有神经网络、自适应、线性预测法、抛物线预测法及重复预测法等,其中神经网络和自适应预测法无法保证预测的实时性,线性预测法和抛物线预测法计算简单,提高了实时性,并且容易实现。笔者采用更先进的重复预测法进行指令电流的预测,其结构如图6所示。
重复预测法的本质是重复的校正平推算法,平推算法是指将当前时刻的指令电流值作为下一拍或者下几拍的指令电流预测值,并用于下一拍或下几拍的超前控制算法。重复预测法可以把预测值和实际的指令电流值之间的误差利用重复校正算法消除,即把当前周期里每一时刻的预测误差乘以比例系数kt当作补偿量,在下一周期时叠加在指令电流的实际采样值上使所预测值逼近实际值,k时刻的误差为:
式中 e(k+1)——k+1时刻的误差值,但实际是k时刻的预测误差值;
ic(k) ——k时刻的预测值。
通过重复校正环节希望该预测值可以接近k+1时刻的指令电流值ic(k+1)。可见,计算得出的预测误差总是滞后一拍,所以到下一周期时与预测误差成正比的补偿量应该提前一拍叠加到指令电流采样值上。
通过在一个工频周期内对指令电流采样N次,对每个采样点都设置相应的误差存储单元e(k+1)k∈[1,N],一共是N-1个e(k)。在k时刻得到指令电流采样值ic(k),再加上前一基波周期针对k时刻指令电流预测值的预测误差e(k+1)与kt的乘积就是当前周期在k时刻得到的k+1时刻的指令电流预测值,其表达式为:
式中 ic(k)——k时刻的指令电流预测值;
kt ——比例系数。
如果在进行周期积分前未完全消除预测误差就可能出现补偿量无限增加,在此把周期积分环节系数设置为0.96,并将比例系数kt设定为0.99。采用重复预测观测器可以在k时刻获得k+1时刻的指令电流预测值,代入式(4)计算出参考电压,最后使用SVPWM方法将得到的开关控制信号送到桥式电路中,产生补偿信号,补偿系统无功功率。
4 基于Matlab/simulink仿真分析
在Matlab/simulink仿真环境中建立基于电流预测SVPWM控制的SVG模型。仿真参数为:电源侧线电压380V,频率f=50Hz,负载为阻感性,电感L=0.02H,电阻R=3Ω。分别得出系统在常规电压空间矢量控制和无差拍电压空间矢量控制两种方法的电压电流波形,仿真结果如图7所示。
5 结束语
上述仿真结果证明了无差拍与电压空间矢量相结合的补偿效果,提出的无差拍控制策略运用在当前采样时刻预测下一采样时刻电流参考值的方法,消除了采样计算带来的延时,加快了补偿速度,提高了补偿精度。仿真结果表明:采用该无差拍电压空间矢量控制静止无功发生器SVG能够很好地实现系统对电流的跟踪控制,实现系统的无功补偿,具有良好的动态响应速度。
参考文献
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电压矢量控制策略 篇7
目前电流跟踪控制技术很多,其中滞环电流控制是应用最为广泛的方法之一。它具有响应速度快及精度高等优点[1,2],但传统的滞环控制模式所设定的滞环宽度是固定的,会存在开关频率不固定及不容易设计输出滤波器等缺点[3]。空间电压矢量(SVPWM)是近几年研究的热点,其具有电压利用率高,可以实现最优开关模式等优点,但同时也存在着计算量大,数字化的实现对芯片有较高要求等缺点。
针对上述情况,笔者研究了一种将不定频滞环控制和SVPWM控制相结合的电流控制方式。该方法通过空间电压矢量的实时切换,将电流限制在固定的滞环宽度以内,从而获得良好的电流控制效果[4]。笔者采用不定频的滞环SVPWM电流控制方法,并对其在PWM整流器和有源电力滤波器中的应用建立了仿真模型,仿真结果验证了该策略的正确性。
1 控制原理
1.1 数学模型及原理
根据三相无中线VSR拓扑结构,若忽略交流侧电阻,可以得到VSR电压矢量方程为:
式中 E——三相电网电动势矢量;
I ——三相VSR交流侧电流矢量;
U ——三相VSR交流侧输出电压矢量。
若指令电流矢量为I*,三相VSR输出指令电压矢量为U*,误差电流矢量为ΔI,则可将式(1)变换为:
式(2)说明,对于给定的具有零误差电流响应的参考电压矢量U*,可以选择合适的三相VSR空间电压矢量Uk,来控制误差电流矢量的变化率
1.2 关于U*和ΔI区域的划分
以指令电压矢量U*的空间区域划分为基础,考虑到ΔI空间区域划分应有利于ΔIa、ΔIb、ΔIc的正负极性判别,可以将U*的空间坐标系顺时针旋转30°即可获得ΔI空间的区域划分[5],如图2所示。Iw为滞环宽度。
1.3 控制规则与Uk的选择
由式(2)分析,一旦指令电压矢量U*和误差电流矢量ΔI确定以后,两矢量的空间区域位置也随之确定,为实现电流跟踪控制,则必须选择一个合适的三相空间电压矢量Uk,使得误差电流变化率矢量
规则1:当|ΔI|>Iw时,选择Uk使其对应的
规则2:当|ΔI|≤Iw时,原来的Uk不切换,从而在限制平均开关频率的同时,增加了SVPWM控制的稳定性。
根据以上规则,可以任意设定矢量U*和ΔI所在区域进行分析,可得到表1的结果。
1.4 矢量U*和ΔI区域检测以及Uk的选择逻辑运算
矢量ΔI区域实际上可以从三相电流的滞环比较器的输出逻辑上直接判定。设ΔIa、ΔIb、ΔIc滞环比较器的输出逻辑变量分别为Ba、Bb、Bc,且滞环宽度为Iw,则记:
分析规律可以直接得到ΔI区域判断的逻辑关系如下:
式中 RΔI(1)～RΔI(6)——ΔI区域1～6对应的逻辑变量。
当ΔI位于区域j时,RΔI(j)=1,否则RΔI(j)=0。
矢量U*所在区域的检测可以通过Ua*、Ub*、Uc*的相关极性判别,记:
分析规律容易获得U*区域判别的逻辑运算关系:
式中 RU*(一)～RU*(六)——U*区域一～六对应的逻辑变量。
当U*位于区域i时,RU*(i)=1,否则RU*(i)=0。
通过以上的逻辑运算,确定了矢量U*和ΔI所处的区域,根据矢量U*和ΔI所处区域的逻辑变量可以得到三相VSR基于不定频滞环SVPWM电流控制的开关函数Sa、Sb、Sc的逻辑变量算式[7]。
2 应用模型及仿真结果
笔者利用MATLAB/Simulink对所阐述的基于空间矢量的滞环电流跟踪控制策略进行了建模和仿真,验证了其在PWM整流器和有源电力滤波器中应用时的可行性。
2.1 在PWM整流器中的应用
基于该控制方法的PWM整流器的仿真模型如图3所示。
该模型主要包括:主电路模块、滞环比较模块、误差电流区域判断模块及指令电压区域判断模块等。系统主电路仿真参数如下:网侧输入三相电压峰值为311V,频率50Hz;交流侧电感为4mH;直流侧给定电压为800V,电容为1.7mF。
图4为仿真时的直流侧电压波形,可以看出,直流侧电压快速平稳地上升至给定的800V,说明了该系统的快速稳定性从而验证了该控制策略的可行性和优越性。
2.2 在有源电力滤波器中的应用
基于该控制方法的有源电力滤波器的仿真模型如图5所示。
该模型主要包括:主电路模块、谐波检测模块、直流电压控制模块、滞环比较模块、误差电流区域判断模块及指令电压区域判断模块等。系统主电路仿真参数如下:网侧输入三相电压峰值为380V,频率50Hz;交流侧电感为4mH;直流侧给定电压为800V,电容为1.7mF。
仿真结果分析如图6所示。通过比较可以看出,原来系统的谐波治理率(THD)为25.07%;在投入基于该控制策略的有源电力滤波器之后系统的谐波治理率(THD)降为4.5%,低于国家规定的标准(5%)。从而验证了该控制策略的可行性。
3 结束语
笔者详细阐述了基于空间矢量的滞环电流跟踪控制的原理,具体分析了指令电压和误差电流的区域判定以及电压矢量的选择方法,最后在仿真中将该方法应用于PWM整流器和有源电力滤波器中,仿真结果验证了该策略的可行性。该方法结合了滞环电流控制和SVPWM电流控制的优点,实现电流快速跟踪的同时降低了开关频率,且算法简单,非常容易实现数字化。
摘要：研究了一种基于电压空间矢量脉宽调制(SVPWM)的不定频滞环电流控制方法。设计了基于该控制策略的PWM整流器和有源电力滤波器的Simulink仿真模型,仿真结果表明了该控制策略的可行性。
关键词：滞环电流控制,电压空间矢量,电流跟踪,Simulink
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电压矢量控制策略 篇8
以三相四桥臂变流器作为主电路,设计了在三相四线制配电网中进行谐波抑制和无功补偿的有源电力滤波器(APF),其基本原理如图1所示[1,2]。从图1可知,APF系统由2大部分组成,即电流检测及控制驱动部分和四桥臂变流电路部分。通过电流检测环节,APF获得需补偿的谐波和无功电流的参考值,PWM控制电路按照一定的PWM控制策略[3,4,5]产生控制信号通过驱动电路使四桥臂变流器工作,产生补偿电流,从而实现谐波抑制和无功补偿的功能[6,7]。
文献[8,9]提出了一种将滞环控制与空间矢量控制相结合,通过空间电压矢量的实时选择切换,使电流误差被限制在一个给定的滞环内,从而获得较高品质的电流控制。该方法实现简单,参数调整方便,但在三相四线制系统中的应用还存在不足,本文将推导分析它的缺点,并给出具体的优化方法。
2 αβγ坐标下的主电路模型
三相四桥臂变流器拓扑图如图1(b)所示,еa、еb、еc表示反电动势或电网相电压,Ln用来抑制中线电流开关纹波,变流器四桥臂的开关状态可分别用开关函数Sa、Sb、Sc和Sn表示,为简化分析,忽略了死区影响,假设各臂上管和下管互补开通和关断;上管开通时开关函数值为1,反之为0。这里假设电感及变流器回路中等效电阻为R。以滤波电感电流ia、ib和ic。为状态变量对滤波电感回路列写abc坐标下的方程可得:
对该方程进行abc/αβγ坐标的变换:
其中,Uan、Ubn、Ucn表示a、b、c相桥臂中点的电压。
从公式(2)可知:在αβγ坐标下可实现电流的解耦控制[10],同时只要根据电流指令选择适当的电压矢量,从而在相间施加适当的uα、uβ和uγ分量就可合成所需的电流分量iα、iβ和iγ,即可合成任意所需的各相电感电流ia、ib、ic。和in。这样就可设计合适的电流调节器实现电流谐波成分及无功电流的补偿。
3 基于空间电压矢量的电流控制策略及其特性分析
每个桥臂的开关函数Si(i=a,b,c,n)都可独立取0和1这2个值(假设取1时代表该桥臂上管导通,取0时代表该桥臂下管导通),因此该APF共有16个开关状态,将每个开关状态相臂间电压uan、ubn和ucn变换至αβγ坐标系下,可得到各个开关状态下相应的uα、uβ和uγ值。表1给出了16个开关状态和各个相应的电压值,表中m表示空间电压矢量的序号。其中,各个状态序号是根据开关函数的二进制码值分配的。
桥臂a、b、c的开关状态只影响uα和uβ的取值,而桥臂n的开关状态只影响uγ的取值。uα、uβ和uγ可取正、负及零值,故选用3个三电平比较器对APF电感输出电流ia、ib和ic。进行控制。电流调节方案框图如图2所示。
在电流调节方案中电流误差均采用三电平滞环比较器,文献[8]给出了该APF的空间电压矢量选择表,也即图2中的电压矢量选择表1。当dγ≠0时即三相四线制系统接三相不对称负载,该方案取得了很好的效果,文献[8]中已做了说明。当dγ=0时,即三相四线制系统接三相对称负载,选择使用相邻的空间电压矢量,当在三相平衡负载、中线无电流的情况下,使用该空间电压矢量有一定局限性。
由式(2)可得:
对于三相对称系统,可得到iγ和eγ同时为0;对于三相不对称系统,也可得到iγ和eγ、同时不为0。
当APF桥臂全部关断,未投入运行的时候,因为三相对称系统,则中线无电流,有iγ=0,eγ=0,并且diγ/dt=0,所以Uγ=0。
当APF投入运行的时候,若仍为三相对称系统,则中线应仍无电流,有iγ=0,eγ=0,且diγ/dt=0,从而由式(3)可得出uγ=0。只有当选择零矢量或15的时候才有uγ=0,若选择其他矢量,则uγ不会为0,也导致成为三相不对称系统,iγ和eγ也将不为0,也即变流器此时采用其他矢量进行补偿反而会使中线产生电流。
若电流误差eα和eβ通道采用三电平滞环比较器,而eγ通道采用两电平滞环比较器,应用于有源滤波器时,如接入三相平衡负载,会造成dα和dβ不为0,而中线电流始终为0,dγ将始终不越过滞环上下限,此时较难进行补偿。
当dγ为0时,若恒定地选择零矢量或15,这样在γ通道电流缓慢变化时易造成无法跟踪的情形,因为这时即使电流误差eα和eβ很大,但只要dγ继续为0就会强制使uα和uβ分量都为0,从而uan、Ubn和Ucn都为0,也即此时APF不起补偿作用。
4 基于空间电压矢量的优化控制策略
针对上述方法在三相对称负载时出现的问题,给出了空间矢量的优化控制策略。该控制策略首先判断dγ是否为0。当三相负载不对称,也即当dγ不为0时,可以采用文献[8]中空间电压矢量选择表,可行性已证明;当三相负载对称,也即当dγ为0时,使第4桥臂的2个功率管全部关断,采用表2所示的空间电压矢量选择表。此时的APF开关状态及相应的各电压值如表3所示。
下面是对该优化调节方案的理论证明。此时的主电路拓扑结构等效为如图3所示。
此时相间电压uan、ubn、和ucn可用开关函数表示为
采用基尔霍夫电压定律建立该APF回路方程为
即
对式(6)进行abc/αβγ坐标的变换,可得:
由式(7)可看出,只要根据电流指令选择适当的电压矢量,从而在相臂间施加适当的uα、uβ分量就可合成所需的电感电流分量iα、iβ也即可合成任意所需的三相电感电流ia、ib和ic。因为此时为三相对称系统,则
联立式(5)和式(9),得:
又因
将式(9)代入式(10),可得uao+ubo+uco=0。所以根据表3选择空间矢量不会在对称负载情况下使中线产生电流,也即不会使原本对称的三相系统成为不对称系统。所以该优化的电流调节方案在三相四线制系统接三相对称负载时通过判断dγ是否为0从而决定是否将APF的中线桥臂关断,从而保证了在三相四线制系统接三相对称负载时四桥臂APF仍能够正确补偿谐波和无功电流,而不会向电网系统的中线注入电流。
5 仿真与试验分析
为验证所提出的新型空间矢量控制策略在三相四线制系统中的有源滤波器的控制效果,笔者在PSCAD/EMTDC仿真环境中设计了模型,对其进行仿真分析。系统参数如下:系统三相电压有效值220 V,基波频率50 Hz;3个单相整流桥带阻感性负载分别接在a相、b相、c相和中线上,电阻为10Ω,电感为5 mH,此时三相负载是对称的,仿真结果见图4。
其中,ia是负载a相的电流波形,是经过APF补偿后系统侧a相电流波形,in是补偿前系统中的中线电流,是经过APF补偿后系统侧的中线电流,从波形看,当三相系统接有3个整流桥负载时电流畸变较为严重,电流的畸变率为25%,中线电流较大,经过APF补偿后系统电流变成正弦交流波形,畸变率为3.4%,且中线电流大为降低,说明本文所提优化空间矢量控制策略在三相四线制系统是完全可行的。
为了验证该控制策略的实际效果,搭建了试验平台进行试验验证。试验参数:系统三相电压有效值为50 V,基波频率50 Hz;3个单相整流桥带阻感性负载分别接在a相、b相、c相和中线上,电阻为5Ω,电感为5 mH,此时三相负载是对称的。试验中对文中提出的优化空间矢量控制策略和文献[8]所提的控制策略进行了对比。试验结果如图5所示。
ia是系统补偿前a相电流波形,in是系统补偿前中线电流波形,是采用本文所提优化控制策略APF补偿后系统侧a相电流波形,是采用本文提出的优化控制策略APF补偿后系统中线电流波形,是采用文献[8]提出的空间矢量控制策略APF补偿后系统侧a相电流波形,是采用文献[8]提出的空间矢量控制策略APF补偿后系统中线电流波形。
从试验结果可知,在三相系统接3个单相整流负载时系统电流的畸变较为严重,畸变率为27%,同时中线电流较大,在采用所提的优化空间矢量控制策略的APF补偿后,系统的电流畸变较小,畸变率约为3.2%,同时系统的中线电流也较小,而当采用文献[8]提出的控制策略进行补偿时,虽然电流的畸变能够降低,但是补偿效果不好,电流畸变率约为11.3%,且系统中的中线电流反而放大。
6 结语
在分析控制特点的基础上,对四桥臂APF的一种空间矢量控制策略进行优化,使该控制策略对三相对称负载和不对称负载均能起到谐波治理的功能。
摘要：为治理三相四线制系统中的谐波，以三相四桥臂变流器为主电路设计了有源滤波器。为实现有源滤波器的PWM控制，对该有源滤波器在αβγ坐标下的控制模型进行了分析，同时针对目前采用的一种基于滞环比较的空间矢量控制策略进行了详细分析，指出了该控制策略在三相四桥臂的有源滤波器应用中所具有的不足，在此基础上提出了一种新型的空间矢量控制策略。该新型空间矢量控制策略分别针对三相平衡和不平衡2种情况选择相应的空间矢量，以实现对三相四线制系统的谐波抑制。对该新型控制策略进行了分析，并且通过仿真分析和试验对比，验证了新型空间矢量控制策略的控制效果。
关键词：谐波抑制,有源滤波器,空间矢量控制,滞环控制
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