空间矢量控制（精选9篇）
空间矢量控制 篇1
0 引言
目前,永磁同步电机的无位置传感器的矢量控制研究正在成为一个热点[1]。众多学者提出了各种各样的无传感器位置检测方法,而检验这些方法的优劣必须和直接转子位置检测实验相比较。所谓直接转子位置检测是指采用光电编码器等元器件直接检测转子的位置。若采用实物实验,将不可避免会出现各种误差,同时也导致研发周期长,成本高等缺点。所以本文拟借助于matlab/simulink这一数学工具,建立一个永磁同步电机的矢量控制仿真平台,使各种无位置传感器矢量控制方法均可在该平台上进行实验。该平台包括永磁同步电动机仿真模型、逆变系统主回路仿真模型、逆变控制系统仿真模型、矢量控制和精确位置检测仿真模型。
1 PMSM数学模型
PMSM和带转子励磁绕组的同步电动机的数学模型是相似的,为使分析简化起见,作如下假设[2]:
(1)忽略铁心饱和效应;
(2)不记涡流和磁滞损耗;
(3)转子上没有阻尼绕组,永磁体也没有阻尼作用;
(4)反电势是正弦变化的。
基于如上假设得出的PMSM数学模型为:
PMSM仿真模型基于上述方程建立。
2 逆变系统仿真模型
此系统逆变器采用Simulink自带的模型Universal Bridge,逆变系统控制采用空间电压矢量调制技术(SVP-WM),它以“磁链跟踪控制”为目标,能明显减少逆变器输出电流的谐波成份及电机的谐波损耗,降低脉动转矩。
图一和图二分别为逆变系统主回路仿真模型和逆变控制系统仿真模型(SVPWM)[3,4,5]。
下面对SVPWM进行仿真,SVPWM的采样时间Ts=0.0002,Vdc=100,进行仿真实验,得到图三至图五波形。
由此可见,SVPWM模式有以下特点:
(1)每个小区间均以零电压矢量开始和结束;
(2)在每个小区间内虽有多次开关状态的切换,但每次切换只牵扯到一个功率开关器件,因而开关损耗小;
(3)利用电压空间矢量直接生成三相PWM波,计算简便;
(4)电机旋转磁场逼近圆形的程度取决于小区间时间Ts的长短,Ts越小越逼近圆形,但Ts的减小受到所用功率器件允许开关频率的制约;
(5)采用电压空间矢量控制时,逆变器输出线电压基波最大幅值为直流侧电压,这比一般的SPWM逆变器输出电压高15%。
3 平台的建立与仿真
该平台采用id=0的控制,采用直接转子位置检测方法,可以看作是一个带精确转子位置检测的仿真平台。转子位置角、转速、定转子电流、电磁转矩,直接从永磁同步电动机模型中加一测量模块得到[6]。所得数值即为模型电机的真实参数,不存在任何误差。整个系统仿真平台如图六所示:
取永磁电机参数为:定子相电阻为Rs=2.875Ω,永磁磁链ψf=0.175Wb,Ld=La=0.0085H,P=4,转动惯量为0.8×10-3kg·m2,粘滞摩擦系数设为零。
电机给定转速为1000转/分,空载起动,在t=0.1秒时突加转矩Tm=5N.m。观测图七至图十波形:
从仿真波形图七到图十中可以看到,该仿真平台空载起动时间约为10ms。起动瞬间,起动转矩较大;进入稳态运行后,转矩波动很小。转矩响应很快,约为2ms,负载变化时速度波动很小,说明系统抗干扰能力较强。此外,定子电流的正弦性也很好。
4 结束语
上面的实验结果可知,带精确转子位置传感器的矢量控制仿真试验平台性能良好。如果需要实验其它各种无传感器位置检测方法,只需将反馈信息改为从位置估算模块引出,即可实验该无传感器位置检测方法。该平台的建立,缩短了PMSM矢量控制的研发周期,提高了研发效率,为后续各种无传感器位置检测方法的研究建立了平台。
摘要：本文建立了一种基于空间电压矢量的永磁同步电机的矢量控制仿真平台,使各种无位置传感器矢量控制方法均可以借助该平台来进行实验,大大缩短了研发周期,提高了实验的准确性。
关键词：PMSM,无传感器,仿真平台,空间电压矢量
参考文献
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空间矢量控制 篇2
矢量波函数空间的电磁矢量恰当射影
提出了一种简化电磁场问题求解的新方法:将电磁场矢量的无旋场部分和无散场部分各自应用一个满足二阶方程的标量函数表示出来,然后由此分析了电磁场矢量在矢量波函数空间的.恰当射影问题,并给出用一个标量格林函数构造的无散电磁场并矢格林函数.
作 者：秦治安 周桂英 作者单位：秦治安(大连海事大学数理系,辽宁,大连,116026)周桂英(大连理工大学工程力学系,辽宁,大连,116024)
刊 名：电波科学学报 ISTIC EI PKU英文刊名：CHINESE JOURNAL OF RADIO SCIENCE 年，卷(期)： 17(5) 分类号：O441.4 关键词：Maxwell方程组 无旋场 无散电磁场 并矢格林函数空间矢量控制 篇3
1 V/F控制在压缩机上的实现原理
空调的核心技术部分是对压缩机的控制, 压缩机拖动系统的机械特性具有恒转矩特性 (M=C) , 电动机的轴功率与转速成正比, 控制精度不必很高。
三相异步电机的反电动势:
其中, k为常数, f为电源频率, Φ为磁通量, 保持磁通量不变, 即保持Φ∝E/f。当电动势值较高时, 可以忽略定子绕组的漏磁阻抗压降, 则, 电机的输入电压与反电动势关系为:U∝E。总体控制思想就是:电机在基频以上时, ;保持磁通幅值恒定, 即输出转矩不变;而当电机运行在基频一上时, 保持定子电压恒定, 即输出功率不变。普通的交流变频空调大都采用转速开环的V/F控制。在电机运行频率较低的时候, 电机线圈上的阻抗压降和电感不能忽略, 因此, 在低频端需要加入一定的偏置电压, 称作转矩提升 (Tongue Boost) , 在交流变频空调的应用中, 压缩机的最低运转频率在20~30Hz左右, 当频率更低时将停止电机运行。
2 变频空调的系统控制原理
2.1 变频空调控制系统的组成
整个空调控制系统的框图如图1所示。该系统由永磁空调压缩机、TMS320LF2407数字信号处理器位核心的系统板、定子电流检测环节和智能功率模块PM10CSJ060等构成。系统的所有控制调节全部由TMS320LF 2407控制器用软件完成, 可直接输出6了路PWM信号, 经光耦隔离后接入智能功率模块驱动空调压缩机, 可以方便的对压缩机进行变频调速。
2.2 压缩机变频调制方式的选择
在压缩机变频调速中, 变频调制方式采用细分的SVPWM控制算法。该法具有算法简单、电流谐波小、转矩脉动小、电压利用率搞、便于微机实时控制等优点。具体做法是将相邻两个非零电压矢量各自开关相同的时间, 沿着角平分线方向合成, 得到一个新的幅值相等等效电压矢量, 共有12个工作电压矢量。根据矢量合成的原理, 得到输出瞬时空间电压矢量为Vout, 假设用V1 (100) 和V2 (110) 合成其角平分线上的工作电压矢量Vout, V1 (100) 和V2 (110) 作用时间为T, 开关周期为Tp。则根据平均值等效原理得:
而基本矢量工作时在一个开关周期Tp内输出的电压矢量幅值为
由上式得T=0.576Tp, 以此类推, 控制相邻两个矢量的作用时间, 可获得空间上均匀分布、幅值相等以及相位相差30°的12个电压矢量, 把原来的π/3扇区范围分成π/6扇区范围。该调制方案算法简单, 易于控制。
3 空调控制单元的硬件选择
为了满足变频控制的需要, 本文采用TI公司的TMS320LF2407系列数字信号处理器。该DSP芯片将高性能的DSP内核和丰富的微控制器外设集成于单片中, 指令采用4级流水线操作, 能使数字控制系统实时地进行运算, 能大大减少硬件对控制算法的限制。芯片具有6套16位内部总线, 544B的片内DRAM, 2KB的片内SRAM和32KB片内Flash程序存储器, 16通道10位A/D转换器, 1个异步串行口SCI, 2个事件管理器EV。每个事件管理器都有各自可编程的死区单元和功率驱动保护中断引脚, 可产生独立的PWM波, 便于多种类型电机的控制。该芯片可方便地对压缩机进行变频调速。
4 变频空调的软件设计
变频空调对程序运行时间的精度没有很高的要求, 系统软件在TI公司推出的CCS (Code Composer Studio) 集成开发环境下编写, 工程文件由链接命令文件 (.cmd) 、C语言系统库 (lib) 、C语言源文件 (c) 和矢量表源文件 (asm) 4部分组成。
5 结语
本文介绍的变频空调压缩机的控制系统, 采用了性价比很高的TMS320LF2407系列DSP作为核心控制器件, 充分利用了该芯片的超强实时计算能力和片内丰富的集成器件, 使系统结构简单、产品开发周期短、可靠行强。采用细分的空间电压矢量使逆变器的直流电压利用率比SPWM提高15%, 降低了功率器件的开关损耗, 使系统具有优良的动静态性能和极广阔的实际应用价值。
摘要：本文针对定频空调压缩机对电网冲击大, 耗电量大, 频繁启动停止, 而且控制精度不高的缺点, 采用了一种基于数字信号处理器 (DSP) 的空间电压矢量 (SVPWM) 逆变器, 可以有效地减少电流谐波, 提高电压利用率, 使之在电网电压波动情况下输出转矩仍为恒定, 应用于变频空调的压缩机变频调速, 易于控制, 效果良好, 市场应用前景广阔。
关键词：变压变频,压缩机,数字信号处理器
参考文献
空间矢量控制 篇4
栅格、矢量结构在空间数据融合中的应用初探
文章对矢量、栅格两种地理信息系统中的主要空间数据结构的.融合问题进行了初步探讨,并展望了多源数据融合的发展方向.
作 者：满占东 作者单位：内蒙古自治区有色地质勘查局,五一二队,内蒙古,包头,014040 刊 名：内蒙古科技与经济 英文刊名：INNER MONGOLIA SCIENCE TECHNOLOGY AND ECONOMY 年，卷(期)： “”(7) 分类号：P208 关键词：空间数据 栅格结构 矢量结构 数据融合 展望空间矢量控制 篇5
目前, 电动机变频器调速设计因具有显著的节能效果而得到广泛应用。然而, 通用变频器大多为电压型交-直-交变频器, 这种拓扑结构使得变频器不能直接应用于需要四象限运行的调速场合, 如需高速制动的电动机、矿用提升机、大型龙门刨床等。这是因为电动机在减速、制动时处于再生发电状态, 此时直流母线会产生泵生电压, 可能损坏开关器件及电解电容, 影响变频器安全工作[1] , 而一般的变频电路无法很好地解决该问题。采用能耗制动的方式消除泵生电压虽然简单, 但无法得到再生能量, 且采用的电阻发热严重, 容易影响系统其它部分的正常工作, 特别是简单的能耗制动有时不能及时消除快速制动产生的泵生电压, 限制了制动性能的提高。
通过有源逆变的方法能够将由泵生电压产生的再生能量及时高效地回馈到电网, 消除泵生电压, 并使得变频器可在四象限运行[2]。常规SPWM (正弦脉宽调制) 控制难以产生较好的正弦波波形, 电压利用率低。因此, 本文针对有源逆变电路, 采用基于 (d, q) 坐标系下固定开关频率的SVPWM (空间矢量脉宽调制) 控制方法对泵生电压的有功分量进行有效控制以及相位的动态跟踪, 实现正弦波电流单位功率因数回馈。
1 能量回馈系统主电路拓扑结构
变频器能量回馈系统主电路结构如图1所示。
该电路主要由三相IPM逆变桥和一些外围电路组成, 其中逆变桥的输出端通过3个扼流电抗器La、Lb和 Lc分别与变频器输入端子R、S和T相连。C1、C2为滤波电容, R2、R3为电容均压电阻, R1用于限制接通电源瞬间滤波电容产生的充电电流, 扼流电抗器La、Lb和Lc用于平衡压差、限流及滤波。当电动机正常运行时, 逆变器的开关管处于关断状态;当电动机处于发电状态时, 电流从电动机回馈到变频器直流侧, 从而使直流母线电压升高。当直流母线电压超过电网线电压峰值时, 整流桥由于承受反压而关断;当直流母线电压继续升高并超过启动回馈逆变器工作电压时, 回馈逆变器开始工作, 将能量从直流侧回馈到电网;当直流母线电压下降到关闭回馈逆变器工作电压时, 回馈逆变器关闭。
2 系统模型及SVPWM控制策略
2.1 系统模型
三相逆变桥遵循等功率变换, 建立 (d, q) 坐标系模型[3]:
式中:ed、eq分别为电网电动势矢量的d、q分量;vd、vq分别为三相VSR交流侧电压矢量的d、q分量;id、iq分别为三相VSR交流侧电流矢量的d、q分量;ω为电网电压角频率;p为微分算子;R、L分别为进线等效电阻及进线电感。
在该模型中, 三相逆变器中的两相电流之间存在耦合关系, 在设计电流控制器时应考虑这种关系。
2.2 SVPWM控制策略
根据不同的开关状态, 三相电压源逆变器共可生成8种空间矢量, 其中, (000) 和 (111) 为零矢量, (001) ～ (110) 为6个非零矢量。根据空间矢量控制原理, 通过3/2坐标变换, 可将三相电压变换到 (d, q) 坐标系, 然后利用逆变器8个基本电压空间矢量的不同组合, 合成幅值、相位不同的电压矢量V[4], 同样, 开关管输入侧电压也可用空间电压矢量表示。令同步坐标系 (d, q) 的q轴与电网电动势矢量E重合, 则电网电动势矢量E的d轴分量为零, 而三相逆变桥交流侧电压矢量V* 的坐标系 (d, q) 分解如图2所示, 其中, (α, β) 为两相垂直静止坐标系。
t=0时刻, q轴与α轴重合, 由于坐标系 (d, q) 以电网电动势角频率ω逆时针旋转, 图2中矢量V*的 (d, q) 分矢量为V*d和V*q, 矢量V*与矢量E夹角为γ, 矢量V*与α轴夹角为θ, q轴与α轴夹角为φ, 则:
矢量V*在第I扇区的合成图如图3所示。
由图3可看出, V*由电压矢量V1、V2和相应的零矢量双三角形合成, 且满足下式:
式中:Ts为采样周期;T1、T2分别为电压矢量V1、V2的作用时间。
由于undefined为电源直流电压) , 令Vref=V*/ (2Vdc/3) , 则:
式中:T0为零矢量作用时间。
对应的三相PWM开关函数波形如图4所示。
若矢量V*与α轴夹角为θ (0≤θ≤360° ) , 矢量V*与所在扇区起始边界矢量Vk (k=1, …, 6) 的夹角为 α, 则α、θ之间的关系为
根据求得的k值可找出V*所属扇区, 确定扇区后即可得出其开关矢量分配, 如表1所示。
此时, 矢量V*可由Vk和Vk+12个矢量合成, 若它们的作用时间分别为Tk、Tk+1, 则:
3 系统仿真
综合前面的理论与方法, 本文采用如图5所示的仿真控制框图, 系统仿真波形如图6所示。通过对电网A相电源相位的动态跟踪, 保证回馈电流相位与电网电压相位相反, 实现回馈电流和电网电压的同步;通过坐标变换控制i*d=0, 达到控制有功分量的目的, 并且通过对相位的动态跟踪, 使得电流在任意时刻都能够单位功率因数回馈 (回馈电流和电网电压同步反相) ;通过对回馈电流的动态跟踪和闭环控制, 使得回馈电流动、静态性能得到提高, 同时也使电流控制对系统参数不敏感, 提高了控制系统的鲁棒性。电路的仿真参数:电源频率fs=50 Hz, 三相输入相电压有效值ea=eb=ec=220 V, L=8 mh, C=2 200 μF, V*dc=620 V, 开关频率fk=10 kHz。
从图6看出, 采用 (d, q) 坐标系下的SVPWM控制策略, 可保证回馈电流和电网电压反相, 在理论上实现单位功率因数的正弦波电流回馈, 且及时有效地消除了泵生电压。
4 结语
本文将空间电压矢量引入变频器能量回馈系统的控制中, 针对有源逆变电路, 提出了基于固定开关频率的SVPWM控制策略, 并对其进行了软件仿真。仿真结果表明, 该控制方法实现了单位功率因数的正弦波电流回馈, 有效地消除了泵生电压, 电压利用率高, 动态响应快, 为需要四象限运行的系统设计提供了理论和仿真依据, 对实际工程应用具有一定的指导意义。
摘要：针对通用变频器无法很好地消除电动机在减速、制动时产生的泵生电压的问题, 文章提出了一种变频器能量回馈系统的SVPWM控制方法。该控制方法应用于有源逆变电路, 采用基于固定开关频率的SVPWM控制策略, 可有效消除泵生电压, 实现相位动态跟踪以及电流单位功率因数回馈, 并可使通用变频器在四象限运行, 具有电压利用率高、动态响应快的特点。仿真结果验证了该控制方法的正确性和有效性。
关键词：变频器,能量回馈,空间矢量,SVPWM,有源逆变
参考文献
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空间矢量控制 篇6
作为电力系统谐波治理的有效手段,有源电力滤波器在工业领域的使用越来越广泛,有源滤波技术成为电力电子技术应用方面的研究热点。在有源滤波技术中,电流控制器的设计至关重要,其性能的优劣直接决定了有源电力滤波器的治理效果[1,2,3]。
在基于电压源逆变器的有源电力滤波器拓扑结构中,电压空间矢量脉宽调制SVPWM(Space Vector Pulse Width Modulation)方法能有效减少逆变器开关频率波动,与正弦脉宽调制SPWM(Sinusoidal Pulse Width Modulation)方法相比具有更高的直流侧电压利用率,因此得到广泛应用。文献[4-6]采用基于最优电压矢量的有源电力滤波器电流滞环控制方法,通过使逆变器输出最优电压矢量来降低逆变器开关频率,但在确定参考电压矢量时采用的尝试法会造成额外的计算量,影响了电流响应速度;为了降低开关频率而优先选择对应误差电流微分矢量幅值较小的基本电压矢量,也会在一定程度上降低电流的跟踪速度[7]。文献[8]采用基于静止坐标变换的双滞环电流控制方法,在一定程度上解决了电流跟踪速度和开关频率的协调问题,但是在单位开关周期只有1个基本电压矢量作用,误差电流较大时跟踪速度有限。文献[9]在引入双滞环的基础上,利用离散控制方法得到逆变器输出电压矢量的精确形式,使合成的电压矢量完全起到抑制误差电流的作用,提高了电流跟踪效率,但是该方法未考虑逆变器的实际输出能力,在误差电流较大时可能出现逆变器输出电压矢量超出实际输出范围的情况,降低了逆变器的可靠性。
本文在分析并联有源电力滤波器SAPF(Shunt Active Power Filter)空间矢量电流控制基本原理的基础上,结合参考电流优化跟踪策略,提出了一种基于空间矢量的SAPF电流控制新方法。参考电流优化跟踪策略能保证在1个开关周期内,使误差电流矢量幅值以最快的速度逼近于零,从而实现参考电流的快速跟踪。新方法在充分考虑逆变器的实际电压输出能力的情况下,基于参考电流优化跟踪策略,对逆变器输出电压矢量进行精确计算,并通过在单位开关周期内输出多个基本电压矢量的方法合成该矢量,以保证误差电流微分矢量同时具有最优方向和最大幅值,从而在快速跟踪指令电流的同时,不会造成逆变器不可控,提高控制系统的快速性和可靠性。通过实验分析,对上述原理的有效性进行了验证。
1 有源电力滤波器空间矢量电流控制基本原理
SAPF的主电路结构如图1所示。其中,us、zs、is、il分别表示电网电压、线路阻抗、电网电流和负载电流,C、ud、zo、io分别表示有源电力滤波器直流侧电容值、直流侧电压、输出电抗器阻抗和输出电流。
SAPF主电路的简化等效电路如图2所示,其中uoa、uob、uoc表示SAPF三相输出电压瞬时值,Ro和Lo为输出电抗器的内阻和电感值。
根据基尔霍夫电压电流定律可以得到SAPF的输出电压表达式:
三相旋转坐标系至两相静止坐标系变换(Clarke变换)的表达式为:
通过式(2)可以将三相电压转换至两相静止坐标系中,以简化电路分析。对三相电流也可以作类似处理。
在两相静止坐标系下,三相六开关逆变器中各开关的通断组合构成8个输出电压矢量,称为基本输出电压矢量,分别用u0—u7表示,其中u0和u7的幅值为零,u1—u6幅值均为姨6 ud/3,相角互差60°。
在单个开关周期内,通过控制基本输出电压矢量的作用时间,可以进行输出电压矢量合成。为使逆变器输出电压不发生畸变,逆变器应工作在线性调制区,此时输出电压矢量的幅值的变化范围为0~姨2 ud/2,相角变化范围为0~360°,即输出电压矢量的变化范围是由基本输出电压矢量终点所构成的正六边形的内切圆(如图3中实线圆所示)的内部。
在式(1)中,由于输出电感的内阻Ro对输出电流的影响远小于其电感值Lo,因此可以忽略Ro的作用。利用Clarke变换可以将式(1)表示为矢量形式:
其中,uo、io、us分别表示SAPF输出电压矢量、输出电流矢量和电网电压矢量。
设SAPF参考输出电流矢量为io*,输出电流误差矢量为δ,则式(3)可以表示为[10]:
定义式(4)中括弧内的部分为参考电压矢量uc*,即:
由于逆变器功率器件开关周期远小于工频电源周期,因此在单个开关周期内可以认为uc*恒定[8]。根据式(4)可以得出SAPF输出电流误差矢量的表达式:
定义Lodδ/d t为等效误差电压矢量,用ueq来表示。式(6)表明,在单个开关周期内,通过改变逆变器输出电压矢量uo,可以达到控制ueq的目的。设t0时刻误差电流为δ0,在无穷小的时间间隔Δt后,即在t1=t0+Δt时刻时,误差电流变为δ1,则误差电流微分等效为:
引入等效误差电压矢量,式(7)可改写为:
有源电力滤波器的控制目标是降低误差电流矢量的幅值,即应使‖δ1‖<‖δ0‖。令u′eq=ueqΔt/Lo,根据式(8)可以画出如图4所示的误差电流矢量图,图中给出了δ1的2个幅值不同的取值δ11和δ12的合成原理,δ11、δ12及δ0三者的幅值关系为‖δ11‖<‖δ0‖<‖δ12‖。
图4说明,减小误差电流的幅值可等效为,保证δ1在图4所示虚线圆的内部。令u′eq与-δ0的夹角为φ,图4中,φ1和φ2为φ的2个不同取值。显然,当φ≥90°时,B点将无法位于圆内(如图4中B2点所示),因此φ值应小于90°。对于圆上A点外的任意一点B,通过三角函数关系可以求得AB=2‖δ0‖cosφ,推广到一般情况,可以得到使δ1位于圆内的u′eq的幅值条件是‖u′eq‖<2‖δ0‖cosφ。以上分析说明,使误差电流幅值减小的ueq的约束条件为:
有源电力滤波器空间矢量电流控制的基本原理是,通过改变逆变器输出电压矢量uo,使等效误差电压矢量ueq满足式(9)的约束条件,从而达到降低误差电流幅值、实现参考电流跟踪的目的。
2 传统空间矢量电流控制方法
滞环电流控制方法存在诸多弊端,如滞环宽度固定可能导致功率器件开关频率过高,分相控制时三相电流相间影响可能导致开关频率不可控等。传统空间矢量电流控制方法[4,5,6]在解决上述问题时,通常采用基于坐标变换和最优电压矢量的参考电流跟踪方法,以保证开关频率可控,同时具有较高的跟踪精度。该方法的基本原理是,根据参考电压矢量uc*和输出电流误差矢量δ的空间分布,采用一种最优电压矢量选择方法,从逆变器基本输出电压矢量u0—u7中选择合适的电压矢量uo,使ueq与-δ0的夹角φ小于90°且ueq的幅值较小,从而达到跟踪电流和保证逆变器开关频率较小的目的。表1列出了采用传统方法时,瞬时输出电压矢量与uc*和δ的对应关系[11,12,13,14]。
3 基于优化跟踪原理的电流控制新方法
传统空间矢量电流控制方法采用选择最优电压矢量的方法,虽然能在一定程度上减小开关频率,但是以降低参考电流跟踪速度为代价,当负荷电流变化较剧烈时,容易出现跟踪松弛的情况[8,15,16,17,18,19]。为了解决这个问题,本文提出基于参考电流优化跟踪原理的电流控制新方法,在不增大逆变器开关频率的前提下,对电流跟踪速度进行了优化。
3.1 参考电流优化跟踪原理
由于有源电力滤波器的电压输出能力有限,因此应合理选择ueq的方向,才能使SAPF的输出电流以最快的速度跟踪参考电流,把满足此要求的ueq的方向称为等效误差电压矢量的优化跟踪方向。确定优化跟踪方向的原则是:在所有幅值相同但方向不同的向量ueq中,在优化跟踪方向上的ueq能使误差电流矢量幅值降低最多。下面结合图5所示的矢量图来说明等效误差电压矢量的优化跟踪方向的确定方法。
在图5中,δ0的幅值为R,u′eq1和u′eq2是u′eq的2个不同的取值,u′eq1的方向与-δ0相同,在u′eq1和u′eq2的作用下,δ0分别变为幅值等于r(r
综合上述分析,为了使δ的幅值减少最快,应使ueq的方向与-δ相同,且幅值最大,定义此时的ueq为优化跟踪等效误差电压矢量。
3.2 参考电流优化跟踪控制方法
基于优化跟踪原理,本文提出一种新的有源电力滤波器电流控制方法,即参考电流优化跟踪控制方法,其原理图如图6所示。
参考电流优化跟踪控制方法首先将逆变器输出电流、参考电流和PCC处电压通过Clarke变换调整至两相静止坐标系下,再通过式(5)计算参考电压矢量uc*,结合参考电流优化跟踪原理对输出电压矢量进行精确计算,并通过矢量分解与合成的方式,在一个开关周期内输出多个基本电压矢量来合成该输出电压矢量,以达到快速跟踪参考电流的目的。
由于逆变器电压输出能力有限,逆变器输出电压矢量幅值不可能无穷大,因此在进行输出电压矢量计算时应充分考虑逆变器的实际电压输出能力。通过图7所示的输出电压矢量图可以求出优化跟踪等效误差电压矢量对应的输出电压矢量,图中φ、θ、分别表示δ、uo和uc*的相角。
从图7中可以看出,向量uc*的终点在δ正方向上与逆变器最大输出电压矢量圆的交点所对应的矢量uo即为满足优化跟踪要求的输出电压矢量,该矢量的幅值为,其相角可以通过图7中△AoB的三角函数关系得出。根据正弦定理容易得到:
化简得:
对应于图7中的uo可以通过在单个开关周期内依次输出u1、u2和零矢量来合成。u1、u2和零矢量的作用时间可以通过如下公式求得:
其中,Ts为开关周期,T1、T2和T0,7分别对应u1、u2和零矢量的作用时间。同理可以得出uo位于其他扇区时基本电压空间矢量的作用时间计算方法。
4 实验分析
系统参数为:三相电源线电压为380 V,频率为50 Hz,负载为三相不可控整流电路带2组相同的阻感负荷,功率均为50 k W,直流侧电容值为5000μF,直流侧电压参考值为700V,逆变器输出电感为0.3m H。实验过程为:初始时刻只投入一组负荷,待有源电力滤波器输出电流稳定后,投入另一组负荷,负荷总功率为100 k W。
为了说明本文所提方法在动态效果上的先进性,将第2节所示的传统方法设置为对照组。图8、图9为实验波形,实验波形由智能型电网谐波监视分析及保护一体化装置[20,21,22,23]得到。
直流侧电压波形对比图显示,与传统方法相比,新方法对直流侧电容电压误差的阻尼程度更大,调整时间更短,能在较短的时间内达到稳定状态,同时具有更低的超调量,可以减少对直流侧电容的冲击。从系统电流、有源电力滤波器输出电流波形可以看出,新方法具有更快的电流响应速度,达到稳定状态所需时间比传统方法缩短半个工频电源周期左右,同时新方法在输出电流的稳态性能上也略优于传统方法,具有更低的电流误差。
5 结论
本文在分析有源电力滤波器空间矢量电流控制基本原理的基础上,结合参考电流优化跟踪策略,提出了一种有源电力滤波器电流控制新方法。理论分析和仿真实验表明,与基于最优电压矢量的传统滞环电流控制方法相比较,本文方法具有如下优点:
a.采用参考电流优化跟踪策略,能保证在单个开关周期内,使误差电流矢量幅值以最快的速度逼近于零,具有较高的电流跟踪速度;
b.充分考虑了逆变器的实际电压输出能力,避免出现逆变器失控的情况,提高了有源电力滤波器系统的可靠性。
摘要：基于电压空间矢量分析原理,提出一种适用于并联型有源电力滤波器的电流控制方法。揭示了参考电流优化跟踪策略,该策略能保证在单个开关周期内,使误差电流矢量的幅值以最快的速度逼近于零,从而实现参考电流的快速跟踪。基于参考电流优化跟踪策略,在充分考虑逆变器的实际电压输出能力的情况下,对逆变器输出电压矢量进行精确计算,并通过在单位开关周期内输出多个基本电压矢量的方法合成该矢量,以保证误差电流微分矢量同时具有最优方向和最大幅值,从而在快速跟踪指令电流的同时,不会造成逆变器不可控,提高控制系统的快速性和可靠性。实验结果验证了所提方法的有效性。
空间矢量控制 篇7
永磁同步电机以永磁体提供励磁, 使电动机结构较为简单, 提高了电动机运行的可靠性;又因无需励磁电流, 没有励磁损耗, 提高了电动机的效率和功率因数。正弦波脉宽调制技术 (SPWM) 以控制输出电压波形接近正弦波理想波形为目标, 获得尽可能大的电压基波分量, 从而抑制高次谐波[1]。电流滞环跟踪控制技术 (CHBPWM) 是电流源型输出, 给电机三相定子绕组通入三相正弦交流电, 从而获得更出色的控制性能。然而, 要使交流电机输出稳定的电磁转矩, 必须在空间上构建圆形旋转磁场。“磁链跟踪控制”又称“电压空间矢量脉宽调制 (SVPWM) 控制”, 把电机和逆变器看作一整体, 以追踪圆形旋转磁场为目标, 进而控制开关器件工作状态。其中, 磁链轨迹可通过交替使用不同的电压空间矢量合成得到。
三相全桥逆变器中, 假设Udc为直流母线电压, 每相桥臂都有一对功率开关器件控制, 通过改变开关导通模式产生不同的空间电压矢量。假设a、b、c代表逆变器桥臂的开关状态。若a=1代表第一组的上桥导通, 下桥关断;a=0代表下桥导通, 上桥关断。同理可表示另两组桥臂的开关状态。经排列组合, 可生成000、001、010、011、100、101、110、111八种状态。其中000状态代表下桥臂全部导通, 111状态代表上桥臂全部导通, 这两种模式状态称为零状态。对于三相定子绕组为星型连接的永磁同步电机, 其相电压矢量与桥臂导通状态关系为:
在每个Ts作用时间内均插入零矢量, 作用时间T0, 用于改变电机角频率。
2 构造仿真模型
根据空间矢量脉宽调制原理, 用Matlab/Simulink软件构造仿真模型[2]。其具体步骤如下:
1) 判断电压矢量所在区间
2) 计算相邻矢量作用时间
设变量为X、Y、Z, 令:
表1所示为不同区间内相邻电压矢量作用时间。
注意判断T1与T2是否饱和, 若T1+T2>Ts, 则矢量作用时间需进行如下调整:
3) 计算电压矢量切换时间
表2所示为不同区间内逆变器导通时间Tcm1、Tcm2、Tcm3。
注意:用零“矢量插入法”减少半导器件开关频率, 并使磁链矢量尽可能匀速旋转。以第3扇区为例, 每个Ts内分成多段非零矢量作用时间和零矢量作用时间。其中, V4与V6的作用时间各被分为2段, 零矢量作用时间也被分为2段。显然, 每一次开关状态改变只会触发一个桥臂变化。
综上所述, SVPWM实现过程为:给定控制信号U与U, 并判断其合成电压矢量所在的区间。然后, 把U与U代入式 (4) 算出X、Y、Z, 通过查表1得到相邻矢量作用时间T1与T2。通过查表2并结合“零矢量插入法”确定各相矢量切换点, 进而生成PWM波, 形成旋转圆形磁场。SVPWM整体模块结构如图1所示。
3 系统仿真与分析
3.1 控制系统建模
在Matlab/Simulink软件中建立SVPWM控制系统仿真模型。仿真模型中, 主要包含PMSM模块、坐标变换模块、PI控制器模块、SVPWM模块、逆变器模块、测量模块与示波器。由于系统不是基于直接转矩控制, 磁链观测并非必不可少;但SVPWM控制把逆变器与电机视为一体, 以圆形磁场来控制逆变器开关状态, 故可在图1模型基础上添加磁链计算部分, 如图2所示。
3.2 结果分析
仿真参数设置如下:电机额定电压Ud=380V, 极对数np=4, 定子绕组电阻Rs=2.8, 直、交轴电感相等, 即Ld=Lq=0.008H, 永磁体磁链r (28) 0.17wb, 转动惯量J=0.0008kg⋅m2。
使“位置环”开路, 系统变为典型双闭环调速系统。直接设定转速n*=80rad/s, 负载转矩为TL=5Nm, 仿真结果如图3所示。从输出波形可以看出, 尽管电磁转矩和磁链都存在小范围波动, 但三相定子电流波形呈正弦波状, 磁链轨迹接近于正圆, 都属于理想的波形。此外, 系统起动后, 仅用0.015s便进入稳定运行状态。
仿真结果表明:永磁同步电机电压空间矢量控制系统具有较好的动态响应特性和速度控制特性, 有效的验证了空间矢量脉宽调制技术的可行性, 为永磁同步电机控制系统的分析、设计和调试提供了理论基础。
参考文献
[1]杨明, 牛里, 王宏佳, 徐殿国.PMSM矢量控制系统的精确仿真研究[J].电气传动.2012 (10) .
[2]李宏, 张勇, 王晓娟, 王文初.永磁同步电机SVPWM控制策略仿真研究[J].微电机.2012 (01) .
空间矢量控制 篇8
三相电压型变换器(VSC)因其直流侧电压稳定、功率因数可控等优点,在电力系统潮流控制、 有源滤波和无功补偿等场合得到了广泛的应用[1,2,3]。 在多数应用场合,VSC需要实现两个控制目标:一是将直流侧电压控制在给定的目标值,以抵御电网电压和负载波动的影响,保持系统稳定性;二是控制变换器交流侧电流,使系统获得高功率因数和较高质量的电流波形[4,5,6]。
为了实现上述控制目标,绝大多数的VSC控制系统都采用双闭环控制结构。内环控制器常采用电流控制,主要负责控制系统的功率因数和电流质量[7,8]。VSC常用的电流控制方法包括滞环控制和空间矢量控制。滞环控制设计原理简单,易于实现, 不受系统参数影响,能够获得快速的动态响应和较高的电流控制精度[9,10]。但这种控制策略会使得功率开关管的工作频率不固定,不利于网侧滤波器设计,还会带来较高的开关应力。空间矢量控制可以使系统得到固定的开关频率,便于系统参数设计, 是目前应用比较广泛的控制策略,但其在控制精度及动态响应方面要稍逊于滞环控制[11,12]。结合上述两种控制策略的优缺点,近年来有学者提出了一种滞环空间矢量控制策略,利用电流偏差矢量的空间位置和不同开关状态对电流偏差变化率的影响,选择最佳的开关状态。这种控制方法已经在有源电力滤波器、并网逆变器等电力电子相关领域得到了广泛应用[8,10]。因此,本文内环控制器拟采用滞环空间矢量控制策略。 外环控制器负责稳定直流侧电压,通常采用比例积分(PI)调节器,传统PI调节器的P、I参数依赖于被控对象,所以当系统运行环境改变时,传统PI调节器将难以保证系统的动态特性,甚至会引发系统振荡,严重影响VSC装置的正常运行[5,13,14]。
针对电压外环采用传统PI调节器时存在的上述问题,本文提出在直流电压外环反馈环节引入模糊PI调节器,利用工程经验总结P、I参数的模糊控制规则,根据系统运行状态完成P、I参数的实时选择,以克服传统PI调节器动态性能差等缺点。与传统控制的仿真和实验对比结果进一步证明,采用本文所提出的控制策略不仅可以实现单位功率因数运行,还具有良好的动态性能。
1 VSC 数学模型
图1为本文所采用的VSC系统,ek为交流侧相电压,uk为变换器交流侧输入相电压,ik为变换器输入相电流,其中,k a,b,c ;L为滤波电感,R为滤波电感的寄生电阻,C为直流侧电容,RL为直流侧负载,Udc为直流侧电容上的电压。图1所示VSC系统采用双闭环控制系统,即电压外环、电流内环的控制方式。电压反馈外环经模糊PI调节器输出直流电流信号i0,i0分别乘以与a、b、c三相相电压同相位的正弦信号(经锁相环节得到),获得三相电流的指令信号ia*、ib*、ic*,其中0为相电压初始相位。该指令电流信号与实际交流侧电流信号进行比较后,通过滞环空间矢量控制各开关器件状态sa、sb、sc,使实际电流跟踪输入指令电流信号, 实现电压电流同相位,同时达到跟踪给定参考直流电压Udc*的控制效果。
对于图1所示系统,忽略交流侧电阻,可以得到
式中: u为变换器交流侧输入电压合成矢量; e为交流侧三相电压合成矢量; i为交流侧电流合成矢量。若交流侧电流矢量给定值为i*,则电流误差矢量为
将式(2)代入式(1),可以得到:
对于三相电压型变换器而言, u包含8个电压矢量uk( k =0~7),因此,可以得到:
由上述推导可知,电流误差矢量的变化率受u 、 e以及指令电流i*变化率的影响,假设变换器侧三相输入电压合成矢量u*满足:
将式(5)代入式(4):
因此,对于给定的变换器侧输入电压合成矢量u*,可以通过选择合适的uk来控制 i的变化趋势。 在判断当前电流误差状态的前提下,选择开关状态以获得最佳的系统性能。
2 滞环空间矢量控制
文献[8]对电压合成矢量u*与误差电流矢量 i空间区域的划分方法进行了详细介绍,本文直接给出u*与 i区间划分结果,如图2所示。
一旦变换器侧输入电压合成矢量u*与误差电流矢量 i的空间位置确定,为使电流误差为零,应选择uk使di/ dt与 i方向相反。如果开关频率足够高,误差电流矢量 i就会被控制在一定的范围内,但是开关频率过高会造成较高的开关损耗;相反,如果开关频率较低,则无法得到理想的电流跟踪效果,导致误差电流矢量 i偏大。所以对误差电流矢量 i设置两个临界值ih1、ih2(ih1ih2) ,当 i|ih1时,选择与 i方向相反的最大的di/ dt , |可实现快速的电流跟踪;当ih2| i|ih1时,选择与 i方向相反的最小的di/ dt ,可以减小开关损耗; 当|i|ih2时,电流误差被限定在一定的范围内,故此时开关管不动作,将开关损耗降到最低。
3 模糊 PI 调节器设计
为了克服传统PI调节器动态性能差等问题,在电压外环引入模糊PI调节器,具体结构如图3所示。 由PI调节器和两输入两输出的模糊控制器组成,其中k 、k0、k1、k2主要用于限幅。通过模糊控制器输出PI参数kp、ki的增量kp、ki,实际kp、ki参数由式(7)得到:
其中,kp0、ki0为由常规参数整定法所得到的PI参数。为保证系统运行的稳定性,根据系统的运行状态,将| e|、| ec|量化后,利用工程经验总结:1 | e|较大时,取较大的kp(提高系统响应速度),ki0 (减小超调);2 | e|中等时,取较小的kp(减小超调), ki适当取值;3 | e|较小时,取适当的kp和ki(系统稳定性好)。
模糊控制器输入e、ec以及输出kp、ki论域均为[-3 -2 -1 0 1 2 3],输入输出模糊语言变量均为 {NB NM NS Z PS PM PB},输入输出隶属度函数如图4所示。模糊推理合成规则遵循max-min规则,输出采用centrid(重心)法去模糊化。根据以上工程经验,可以得到kp的模糊规则如表2所示。同理可以得到ki的模糊规则,这里不再赘述。
4 仿真和实验验证
根据上述控制方案,在Matlab/simulink下建立VSC系统模型,参数为:电源相电压峰值220 V,频率50 Hz;变换器输入回路电感L 2 m H , R0.01 ;直流侧输出滤波电容C 2 400 μF ,直流侧参考电压的初始值为Ud*c=700 V ;误差电流矢量 i的两个临界值分别为ih1=2 A和ih2=0.5 A 。
采用图1所示控制系统,可以得到稳态运行时VSC交流侧电流波形如图5(a)所示,此时交流侧电流谐波总畸变率(THD)仅为2.69%(图5(b)),电流波形满足电流THD小于5%的要求。
为了分析对比图1所示控制系统的暂态性能, 在Matlab下另外搭建采用传统PI调节器的系统模型。在0.2 s时,令直流侧电压给定值Ud*c从600 V变为700 V,对比此时两种控制系统下的直流侧电压与交流侧电流的暂态响应波形。
图6(a)中,采用本文所提控制的直流侧电压能够以较快的速度到达稳态,且整个动态过程相对更平稳,整个暂态响应时间在3 ms左右。传统控制方式下,直流侧电压需要将近一个基波周期(20 ms)的时间才能到达新的稳态。此外,与传统控制相比, 所提控制方式下的电流波形在整个暂态响应过程中也表现出更快的响应速度和较高的波形质量,如图6(b)所示。
为了进一步验证所提控制系统的可行性及优越性,搭建容量为10 k W的变换器实验装置,控制策略在DSP芯片TMS320F28335中实现,本实验中利用变压器获得峰值为100 V的交流侧电压,直流侧参考电压的初始值取300 V,其他参数与仿真参数保持一致。
稳态时采用所提控制方式下的交流侧电压和电电流波形如图7(a)所示,此时系统交流侧电压和电流相位保持一致,功率因数接近于1,证明了所提控制的可行性。图7(b)为直流侧参考电压由300 V突变到400 V时,在所提控制方式和传统控制方式下VSC的直流侧电压响应波形,可以看出传统控制方式到达稳态的时间将近40 ms,而所提控制方式到达稳态的时间(18 ms)减少了55%左右。因此,所提控制方式保持了更为出色的暂态响应性能。
上述仿真和实验结果表明,所提控制方法在稳态运行时具有控制精度高,电流质量好的优点;与传统控制方式相比,在暂态调节中,所提控制方法保持了较快的响应速度,且不依赖于系统工作参数。
5 总结
本文通过介绍VSC的数学模型,给出了电流内环采用滞环空间矢量控制的基本原理;电压外环模糊PI调节器的引入,也加快了系统响应速度。最后通过仿真和实验进一步验证了所提控制方法的可行性及其在暂态响应方面的优越性,为工程应用提供参考。
摘要：采用滞环空间矢量控制的三相电压型变换器电压外环调节主要依赖于传统比例积分(PI)调节器,所以当系统状态或者自身参数变化时,将难以使系统获得满意的动态性能。针对该问题,在电压外环引入模糊PI调节器,根据工程经验在线调整P、I参数,以应对系统变化。同时给出电流内环滞环空间矢量控制中开关状态的选择原则。仿真和实验结果表明,所提控制策略能够有效保证系统稳态性。此外,与采用传统PI调节器的滞环空间矢量控制策略的对比结果表明,所提控制策略可以将变换器的暂态响应时间减少55%以上,使系统获得更为出色的暂态性能。
空间矢量控制 篇9
在电力电子领域, 随着电力电子技术的发展, 高压大功率变换器已获得广泛应用, 特别是在交通、冶金、石油、电力等领域, 对变换器容量的要求也越来越大[1]。由于受到功率器件容量的限制, 在高压大容量的应用场合, 传统电路一般采用两种方法来实现:一种是用中低压变换器采用多重化技术实现;另一种是低压器件串联应用实现高压输出。但是上述两种方法均存在较大缺点, 多重化技术需要庞大的变压器, 提高了其系统造价、降低了系统效率, 同时因变压器磁性材料的特性, 变换器在低频 (<20Hz) 时能量传输困难, 大大限制了该方法在低频变换器上的应用。而器件串联应用则存在器件均压问题, 不论静态均压还是动态均压电路, 均会使系统电路复杂, 可靠性降低。为此, 研究人员努力寻求一种既无需变压器, 又无需均压电路的变换器拓扑结构, 多电平变换器的出现引起了人们的注意并受到越来越多的关注。1977年, 德国学者Holtz首次提出三电平变换拓扑, 其主电路采用常规的两电平电路, 仅在其每相桥臂带一对开关管作为辅助中点进行钳位。NabaeA等人将辅助开关管换成一对钳位二极管, 分别和上下桥臂串联开关管相连以辅助中点钳位, 称为中性点钳位型 (NeutralPointClamped, NPC) 三电平变换器[2]。这种变换器控制较容易, 主开关管关断时仅承受直流侧一半的电压, 因此更适合在大功率场合使用*。
2 三电平逆变器工作原理
在三电平逆变器中, 每一相需要四个主开关器件、四个续流二极管、两个钳位二极管, 平均每个主开关管所承受的正向阻断电压为Ud/2[3]。下面进一步分析中性点钳位型逆变器主电路在稳态的工作情况, 具体工作原理参见图1、图2。
(1) 工作模式1。
开关器件VI1、VI2导通, VI3、VI4关断, 可分两种情况考虑: (1) 电流方向为流入负载, 即电流由P点流过VI1、VI2到达输出端A。若忽略开关器件的正向导通管压降, 则输出端电位等同于P点电位。如图1 (a) 所示。 (2) 电流从负载流出, 此时电流从输出端A流过续流二极管VD2、VD1注入P点, 输出端A点电位仍等同于P点电位。如图2 (a) 所示。
(2) 工作模式2。
开关器件VI2、VI3导通, VI1、VI4关断。 (1) 电流流入负载, 则电流从中性点O通过钳位二极管VD5、主开关器件VI2到达输出端, 输出端电位等同于O点电位。如图1 (b) 所示。 (2) 电流从负载流出, 电流从输出端流过VI3、VD6注入中性点, 该相输出端电位仍等同于O点电位。如图2 (b) 所示。在这种情况下, VD5、VD6与VI2、VI3一起钳制了输出端电位等于中性点电位。
(3) 工作模式3。
开关器件VI3、VI4导通, VI1、VI2关断。它的工作模式与工作模式1相仿, 输出端A点电位等同于N点电位。
由以上分析可知, 在中性点钳位型逆变器中, 主开关管VI1和VI4不能同时导通, 而VI1和VI3、VI2和VI4的工作状态是互反的, 这是三电平逆变器的基本控制规则。三种工作模式的开关状态与每相输出电压见表1。
3 中性点钳位型逆变器工作状态的切换
三电平NPC型逆变器的稳态工作具有P、O、N三种开关状态, 从一种开关状态转换到另一种开关状态必然需要换相, 下面首先以一相桥臂电路为例, 分析NPC型逆变器从P状态切换至O状态的过程。
3.1 电流从逆变器流向负载端
设初始状态为主开关器件VI1、VI2导通, 电流流径为P电位—VI1—VI2—A端, 如图1 (a) 所示。为使逆变器从P状态切换至O状态, 先给VI1施加关断信号, 由于VI1关断有延时, 所以电流仍可继续流通。待VI1完全关断后, 便形成O电位—VD5—VI2—A端的电流流径, 使钳位二极管VD5流过全部负载电流, 因而由VI1到VD5的换相过程结束, 电流流径变成如图1 (b) 所示。此时负载端呈零电位, 逆变器进入O状态工作。应该指出, 在这种状态下, 器件VI3虽然接收到导通信号, 但对电路的工作并无影响。
3.2 电流从负载端流向逆变器
其初始状态如图2 (a) 所示, 电流流径为A端—VD2—VD1—P电位, 此时负载端电位就是P电位。从表1可知, 为了使逆变器从P状态切换至O状态, VI2、VI3应有导通驱动信号, 而VI1、VI4则有关断信号。VI1的关断对电路的工作没有影响, 而VI3的导通则提供了从A端—VI3—VD6—O电位的电流流径。由于O比P的电位低, 所以从负载来的电流大量流向此路径, 并使流径VD2—VD1的电流不断减少, 直至为零, 如图2 (b) 所示。这就完成了从P状态切换到O状态的换相过程。
4 三电平逆变器的电压相量PWM控制法
对于以交流电动机为负载的三相对称系统, 当在电动机上加的是三相正弦电压时, 如
则对应的空间电压相量的定义为:
·U=32 (uA+auB+a2uC) (a=ej23π) (2)
可以用此来分析三相三电平逆变器向交流异步电动机供电时在电动机气隙中磁通相量的运行轨迹。此时设逆变器输出的端电压为uAO、uBO、uCO, 电动机上的相电压为uAO′、uBO′、uCO′, 电动机中性点对逆变器的参考电压为uOO′, 亦即零序电压[3]。这里O′为电动机中性点, O为逆变器直流电压电源电位参考点。此时, 前面所说的电动机定子电压的空间相量为:
而且有:
理想的三电平逆变器电路的开关模型如图3所示, 每相桥臂的电路可以简化成为一个与直流电源相通的单刀三掷开关S。
在正常情况下, 以图中O点为逆变器零电位的参考点, 则三电平逆变器电路的一个桥臂有E/2、0和-E/2三种输出电压电平, 即每相输出分别有正 (P) 、零 (O) 、负 (N) 三个开关状态。如果定义开关变量Sa、Sb、Sc为各相桥臂的输出状态, 则各相电压表示为:
式中:这里x为a, b, 或c, 1:第x相输出电平P;0:第x相输出电平0;-1:第x相输出电平N。
因此, 三相三电平逆变器就可以输出27种电压状态组合, 对应27组不同的逆变器开关状态, 此时, 仍定义电压空间相量为:
则在α-β平面上, 三电平逆变器27组开关状态所对应的空间相量如图4所示。图中标出了不同开关状态组合和空间相量的对应关系, 如其中PNN表示A、B、C三相输出对应的开关状态为正 (P) 、负 (N) 、负 (N) 。另外可以看出, 同一电压相量可以对应不同的开关状态, 越向内层对应的冗余开关状态越多。因此, 在α-β平面的27组开关状态实际上只对应19个空间相量, 简称为基本相量。
4.1 基本相量的分类与中点电压的影响[4]
在三电平逆变器空间相量平面上, 同一基本相量对应不同的开关状态, 说明逆变器输出的基本相量所对应的开关状态数目具有一定的冗余度。按基本相量幅值的不同, 可以将19个基本相量及对应的27组开关状态分为四类, 分别为长相量、中相量、短相量和零相量, 见表2。
其中, 长相量与图4向量图对应的外六边形的顶点对应, 共有6个, 对应的开关状态为PNN、PPN、NPN等, 分别表示三相都接正电平或者负电平的开关状态;中相量长度稍短, 位于每个扇区的角平分线上, 共有6个, 对应的开关状态为PON、OPN、NPO等, 这6个电压相量的特点是三个桥臂分别接在正电平、负电平和零电平上;短相量的长度为长相量的一半, 共有6个, 且位于内部六边形的顶点, 每个相量与两组开关状态相对应, 如ONN、POO等;相量长度为0的是零相量, 位于空间相量平面的原点, 对应PPP、OOO和NNN三组开关状态, 分别表示逆变器三相交流输出同时接正电平、零电平或负电平。
在三电平逆变器的19个基本相量中, 长相量对应的开关状态使三相输出和直流电源的正负极相连, 不影响中点电压;零相量使负载三相短路, 并接在直流电源的正、负或O点之一上, 也不会引起中点电压波动。而中相量和短相量的开关状态对应至少有一相输出和O点相连, 并和直流电源正、负极形成电流回路, 从而导致直流分压电容的充、放电, 使重点电压产生波动, 以四种不同相量的五组开关状态PNN、OOO、PON、ONN和POO为例, 说明不同开关状态中点电流及电压的情况, 如图5所示。
图5中im为中点电流, 流出中点为正方向。对应长相量和零相量时开关状态 (PNN, OOO) 的等效电路如图5 (a) 、图5 (b) 所示, 显然中点电流im=0, 电容Cd1和Cd2上的电压保持不变, 处于平衡状态。对于中相量的开关状态 (PON) 的等效电路如图5 (c) 所示, 有中点电流im=ib流通, 当负载电流ib>0时, 直流分压电容Cd1充电, Ud1升高, 直流分压电容Cd2放电, Ud2下降, 从而使中点电位UmO= (Uc2-Uc1) /2下降;反之如果负载电流ib<0时, 则电容Cd1放电, Cd2充电, 中点电位UmO上升。可知, 电流方向不同时, 对中点电压的影响也不同。对于短相量的开关状态 (ONN) 时的等效电路如图5 (d) 所示, 满足im=ia;而对于开关状态 (POO) 时的等效电路如图5 (e) 所示, 则有im=-ib+ic=-ia, 显然ONN和POO两组开关状态时对中点电压的作用完全相反。由此可知, 影响中点电压不平衡的根本原因是中点电流不等于零, 即通过控制中点电流可以控制中点的电压平衡。按照中短相量的开关状态对中点电流方向的影响, 可以对其进行分类, 相应开关状态时的中点电流方向见表3。
4.2 参考电压相量的合成
为了使三电平逆变器输出的电压相量接近于圆形、并最终得到圆形旋转磁通链, 也可利用逆变器的输出电压电平和作用时间的有限组合, 用多边形去接近圆形。在采样周期内, 对于一个给定的参考电压相量, 可以用三个基本电压相量来合成, 根据伏秒平衡原理, 满足以下方程组:
式中:t1, t2, t3———·U1, ·U2, ·U3相量对应的作用时间;Ts———采样周期。
根据此方程组可以得到各基本相量的作用时间。而后根据基本相量与开关状态的对应, 结合其他一些要求来确定所有的开关状态及输出形式。为了实现三电平逆变器的空间相量PWM控制, 根据上述原则, 在每个采样周期内应分为以下四个步骤[5]。
(1) 首先要找出合成参考电压相量的三个基本相量;
(2) 确定三个基本相量的作用时间, 即每个电压相量对应的占空比;
(3) 确定各基本电压相量所对应的开关状态;
(4) 确定各开关状态的输出次序以及各相输出电平的作用时间, 即确定输出的开关状态序列和对应的三相占空比。
4.3 三电平空间相量PWM控制算法———60°坐标系的算法
在α-β平面上, 根据三电平基本空间相量之间的角度都是60°倍数这一特点, 可以推断, 采用非正交的60°坐标系可以简化参考相量的合成和作用时间的计算[6]。
4.3.1 坐标变化
假设采用60°坐标系为g-h坐标系, 取g轴和直角坐标中轴重合, 逆时针转60°为h轴, 如图6所示。
假设参考相量·Uref在α-β坐标系中的坐标为 (urα, urβ) 变换到g-h坐标系中的坐标为 (urg, urh) , 根据线性关系可以得到两种坐标系的变换式:
当用a-b-c坐标形式表示时, 假设三相电压·U (uA, uB, uC) , 则由clark变换可以得到在g-h坐标系中的电压相量形式, 其变换式为:
对于以交流电动机为负载的三相逆变器, 由于相电压是对称的, 故有, 空间相量的轨迹一定位于一个平面之中, 将三电平逆变器的基本相量变换到g-h坐标系中, 即可得到变换到各g-h坐标系中的三电平空间相量图, 如图7所示。
4.3.2 基本相量选择
由图7可知, 所有的基本相量的坐标都是整数, 因此对于任意的空间参考相量, 距离其最近的四个电压相量可以由空间参考相量的坐标向上和向下取整得到。对于图7的参考相量, 对应的四个电压相量假设为:
上式中, 在坐标变量上、下画线表示向上或向下取整;相量下标U代表其中的变量向上取整;L代表向下取整。这四个相量的终点构成一个等边平行四边形, 这个等边平行四边形被·UUL/·ULU终点构成的对角线分成两个等边三角形, 同时总是两个最近的相量, 第三个相量就是剩下的两个相量中的一个, 这个相量必然与参考相量在由·UUL/·ULU的终点所构成的对角线的同一侧, 此对角线为:
因此根据表示式的符号, 便可以判断第三个相量;当表示式的值大于零时, 是第三个相量;当表示式的值小于或等于零时, 则是所要求得的第三个最近的相量。以图7为例, 求得的三个最近相量为
4.3.3 作用时间的计算
当三个最近的相量被确定以后, 就可以通过下面的方程式计算出各个相量的占空比:
式中:所有开关状态的坐标为整数, 方程组的解可以基于参考电压的小数部分来获得。
a.当时, 将式 (12) 按g-h轴展开, 并与式 (13) 联立:
解式 (14) ～式 (18) 得:
利用已经得到的和参考电压相量最近的三个基本相量, 就可以确定三个输出开关的状态。对于二极管钳位三电平逆变器, 假设三个最近相量之一是:
式中:
此基本相量对应的三相开关状态为:
式中:
则有以下的方程组:
通过式 (27) 选择不同的i就可以得到基本相量所对应的全部开关状态。
由式 (27) 可知, 得到的基本相量为二维坐标, 这样确定的三相开关状态就有一个可以选择的自由度。设i为对应参数, 利用这一参数, 对三相开关状态进行选择, 就可以实现三电平逆变器的中点电压平衡的控制。
5 三电平逆变器的仿真电路图
三电平逆变器的仿真电路如图8所示。
6 仿真结果分析
直流电压为530V, 电容Cd1和Cd2均为560μF, 其电压初值为530/2V。调制深度m=0.8, 输出基波频率设为50Hz, 载波频率设为基波的30倍, 即1 500Hz。将仿真时间设为0.06s, 采样时间为5×10-7s, 运行后可得仿真结果。由于MATLAB仿真时不允许电压源与电容直接相连, 故在直流电压源出口串联了一个10-4Ψ的小电阻。三相负载中的有功为1kW, 感性无功为500Var。逆变器输出端a点相对于中性点的电压Uao、线电压Uab、负载相电压Uan和负载相电流Ian的仿真波形如图9所示。三个电压分别为3、5、9电平, 随着电平数的升高, 线电压和负载相电压较两电平逆变器更接近于正弦波。线电压的谐波分析如图10所示。其基波幅值为459.1V。THD (Totalharmonic distortion总谐波失真) 为35.25%。电容Cd1和Cd2上的电压和流出中性点的电流如图11所示。正是由于中点电流不为零, 造成了电容电压的波动, 波动频率为基波频率的3倍。将逆变器输出电压的波形放大后, 可以看到电容电压的变化情况。若电容增大, 则波动幅度变小, 而电容减小时, 波动幅度会增大。
7 实验结论
(1) 开关主管所需承受的电压值明显降低, 仅为中间直流回路电压的1/2, 从而解决了高电压与主开关器件低耐压值的矛盾, 为变流器在高压大功率中应用开辟了一条新途径。
(2) 随着对中间直流回路分析所分的电压等级数的增加, 三电平逆变器输出电压等级数增加, 谐波含量明显降低, 电压质量提高, 可以降低输出滤波要求, 甚至在某些场合可以省掉输出滤波器, 为抑制谐波技术提供了一条新思路。
(3) 从达到相同的输出性能指标来看, 三电平逆变器能有效地降低主管开关频率, 使系统损耗相对降低。尤其调速进入额定频率后, 采用准24脉冲工况, 不仅主管开关损耗最小, 而且供电质量好, THD也小。
(4) 随着电平数增加, 每个电平幅值相对降低, 电压变化减少, 主电路电流含有的脉动成分更小。第10期孟彦京等.多电平逆变电路的空间矢量PWM控制方法研究·79·
摘要：研究了各类多电平逆变器的结构和级联式逆变器的脉宽调制方法, 建立了级联式逆变器的数学模型, 为解决传统多电平空间矢量PWM方法复杂、难以应用于实际系统的问题, 深入研究了传统两电平及三电平的空间矢量PWM方法, 提出了一种新型多电平的SVPWM方法。为验证新方法的正确性, 进行了Matlab7.0/simulink系统仿真, 结果初步验证了新型多电平SVPWM方法的可行性, 为该SVPWM方法的实际应用提供了一种新的思路。
关键词：多电平逆变器,电压空间矢量,PWM控制,仿真研究
参考文献
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