矢量变频控制（精选8篇）
矢量变频控制 篇1
张力控制的目的就是保持线材或带材上的张力恒定, 矢量控制变频器可以通过两种途径达到目的:一种通过控制电机的转速来实现;另一种是通过控制电机输出转矩来实现。
1 速度模式下的张力闭环控制
速度模式下的张力闭环控制是通过调节电机转速达到张力恒定的。首先由带 (线) 的线速度和卷筒的卷径实时计算出同步匹配频率指令, 然后通过张力检测装置反馈的张力信号与张力设定值构成PID闭环, 调整变频器的频率指令。
同步匹配频率指令的公式如下:
其中:F为变频器同步匹配频率指令;V为材料线速度;p为电机极对数 (变频器根据电机参数自动获得) ;i为机械传动比;D为卷筒的卷径。
变频器的品牌不同、设计者的用法不同, 获得以上各变量的途径也不同, 特别是材料的线速度 (V) 和卷筒的卷径 (D) , 计算方法多种多样, 在此不一一列举。
这种控制模式下要求变频器的PID调节性能要好, 同步匹配频率指令要准确, 这样系统更容易稳定, 否则系统就会震荡、不稳定。这种模式多用在拉丝机的连拉和轧机的连轧传动控制中。若采用转矩控制模式, 当材料的机械性能出现波动, 就会出现拉丝困难, 轧机轧不动等不正常情况。
2 转矩模式下的张力控制
转矩模式下的张力控制有两种方式, 一种是转矩模式下的张力开环控制;另一种是转矩模式下的张力闭环控制。
2.1 转矩模式下的张力开环控制
在这种模式下, 无需张力检测反馈装置, 就可以获得更为稳定的张力控制效果, 结构简洁, 效果较好。但变频器需工作在闭环矢量控制方式, 必须安装测速电机或编码器, 以便对电机的转速做精确测量反馈。
转矩的计算公式如下:
其中:T为变频器输出转矩指令;F为张力设定指令;i为机械传动比;D为卷筒的卷径。
电机的转矩被计算出来后, 用来控制变频器的电流环, 这样就可以控制电机的输出转矩。所以转矩计算非常重要。这种控制多用在对张力精度要求不高的场合, 在很多公司就有广泛的应用。如脱脂机、气垫炉的收卷控制中都采用了这中控制模式。
2.2 转矩模式下的张力闭环控制
张力闭环控制是在张力开环控制的基础上增加了张力反馈闭环调节。通过张力检测装置反馈张力信号与张力设定值构成PID闭环调节, 调整变频器输出转矩指令, 这样可以获得更高的张力控制精度。其张力计算与开环控制相同。不论采用张力开环模式还是闭环模式, 在系统加、减速的过程中, 需要提供额外的转矩用于克服整个系统的转动惯量。如果不加补偿, 将出现收卷过程加速时张力偏小, 减速时张力偏大, 放卷过程加速时张力偏大, 减速时张力偏小的现象。
3 卷径计算
在所有的模式中都需要用到卷筒的卷径, 大家知道, 在生产过程中开卷机的卷径是在不断变小, 卷取机的卷径在不断变大, 也就是说转矩必须随着卷径的变化而变化, 才能获得稳定的张力控制。可见卷筒的卷径计算是多么地重要。卷径的计算有两中途径:一种是通过外部将计算好的卷径直接传送给变频器, 一般是在PLC中运算获得。另一种是变频器自己运算获得, 矢量控制型变频器都具有卷径计算功能, 在大多数的应用中都是通过变频器自己运算获得。这样可以减少PLC程序的复杂性和调试难度、降低成本。
变频器自己计算卷径的方法有以下三种。
3.1 速度计算法
通过系统当前线速度和变频器输出频率计算卷径。
其公式如下:
式中:D为所求卷径;i为机械传动比;n为电机转速;V为线速度。
当系统运行速度较低时, 材料线速度和变频器输出频率都较低, 较小的检测误差就会使卷径计算产生较大的误差, 所以要设定一个最低线速度, 当材料线速度低于此值时卷径计算停止, 卷径当前值保持不变。此值应设为正常工作线速度以下。多数应用场合下的变频器都使用这种方法进行卷径计算。
3.2 度积分法
根据材料厚度按卷筒旋转圈数进行卷径累加或递减, 对于线材还需设定每层的圈数。
这种方法计算要求输入材料厚度, 若厚度是固定不变的, 可以在变频器中设定。此方法在单一产品的生产场合被广泛应用。
若厚度是需要经常变化的, 需要通过人机界面HMI或智能仪表将厚度信号传送到PLC, 由PLC或仪表进行运算后再传送给变频器。这种计算方法可以获得比较精确的卷径, 在一般的国产设备上应用较少。
3.3 模拟量输入
当选用外部卷径传感器时, 卷径信号通过模拟输入口输入给变频器。由于卷径传感器的性能、价格、使用环境等原因, 在国内鲜有使用。
4 结语
矢量变频技术在卷取应用中的方法多种多样, 在当前技术条件下, 上述模式是最具有代表性的。无论是设计还是维修, 了解你所使用设备的工作模式和控制特点是非常重要的。变频技术还在高速发展, 新的理论和控制技术将不断涌现, 控制模式还将继续推陈出新。我们期待着更先进、更实用的技术不断出现, 以此来改变我们的生活。
摘要：在工业生产的很多行业, 都要进行精确的张力控制, 保持张力的恒定, 以提高产品的质量。诸如造纸、印刷印染、包装、电线电缆、光纤电缆、纺织、皮革、金属箔加工、纤维、橡胶、冶金等行业都被广泛应用。在变频技术还没有成熟以前, 通常采用直流控制, 以获得良好的控制性能。随着变频技术的日趋成熟, 出现了矢量控制变频器、张力控制专用变频器等一些高性能的变频器。其控制性能已能和直流控制性能相媲美。由于交流电动机的结构、性价比、使用、维护等很多方面都优于直流电动机, 矢量变频控制正在这些行业被越来越广泛的应用, 有取代直流控制的趋势。
关键词：变频矢量,应用
矢量变频控制 篇2
变频空调室外机矢量控制研究与仿真-基于CORTEX-M3和无位置传感器PMSM
本文对空间电压矢量(SVPWM)技术和无位置永磁同步电机(PMSM)的`位置和速度估计方法进行研究.用基于新一代ARM内核CORTEX-M3的芯片LM3S8971作微摔芯片,并结合智能功率模块,设计变频空凋室外机矢量控制系统,降低摔制器硬件成本和促进新器件的应用.并采用MATLAB7.0/Simulink6.5仿真.结果衷明系统性能符合设计要求,该方案可行.
作 者：王国军 谢子殿 刘聪瑜 作者单位：黑龙江科技学院计算机与信息工程学院刊 名：家电科技英文刊名：HOUSEHOLD APPLIANCE TECHNOLOGY年，卷(期)：“”(17)分类号：关键词：变频空调 CORTEX-M3 PMSM 空间矢量 无位置传感器
矢量变频控制 篇3
当今世界能源紧张,面对巨大的电力需求和环境压力,燃气-蒸汽联合循环机组凭借其热效率高、清洁环保、自动化水平高的优势,装机容量逐年递增[1]。大型燃气-蒸汽联合循环机组主要利用负载换相逆变器(LCI)将发电机作电动机启动,这种启动方式简便、可靠、成本低。
本文对LCI控制系统进行研究分析,利用RTDS建立了LCI控制系统模型,提出了启动控制方法,通过仿真对所提控制算法进行了验证,可实现大型燃气-蒸汽联合循环发电机组的静止启动控制。
2 燃机静止变频启动工作原理
燃气-蒸汽联合循环机组工作原理为,过滤的空气经过压缩机压缩,一部分在燃烧室与喷入的天然气混和燃烧,形成的高温高压气体推动燃气轮机的叶片做功,带动发电机发电;另一部分作为冷却介质冷却各高温部件,最后同高温高压的气体一并进入透平内膨胀做功,带动发电机做功输出电能。此外,燃气轮机的排烟温度较高,它的尾部排烟经过烟道排入余热锅炉中,产生高温高压的蒸汽,进入蒸汽轮机做功,带动机组发电。
运行中燃机透平产生的功一部分给压缩机提供功率,另一部分为发电机组提供机械功。由于在启动时,燃机透平没有做功,需要有一套额外的装置供给燃机功率,以使压缩机工作。目前广泛采用的就是利用LCI,进行静止变频启动。发电机作为同步电动机启动加速之前,先由盘车电动机将其带动到盘车速度,然后投LCI和转子励磁,LCI即拖动电机加速;达到约25%额定转速时,需要对燃机进行点火前的吹扫,将上次运行未燃尽的可燃气体吹出燃烧室;吹扫完成后,降低LCI输出电流使转速下降到点火速度,当压气机产生足够压缩比的气体,进入燃烧室的天然气被点着燃烧,燃气轮机开始旋转,LCI和燃机共同带动机组升速;当升至自持速度时,燃气轮机就可以自己维持旋转了,即在此速度下,机组可以产生使自己不断升速的功率,且能提供压缩机运行所需动力,LCI开始降低输出电流;当达到约90%额定转速时,LCI和励磁调节器退出,由燃机拖动发电机升速,当接近额定转速时,励磁调节器起励升压,发电机经同期装置并网。
LCI静止变频启动主回路图如图1所示。采用12-6脉波电流源型变频器。隔离变压器采用△-△-Y接法,2个二次绕组分别给2个6脉波单桥整流器供电,使得二次侧线电压对一次侧的相移相差30°,有利于消除谐波,并得到12脉波整流输出。直流平波电抗器抑制直流电流纹波,并维持直流电流的连续。逆变器输出频率可变的交流电,拖动机组启动。电机输入侧交流电抗器起到削弱高次谐波,提高功率因数及抑制交流侧尖峰电压的作用。
3 燃机静止变频启动控制策略
燃机静止变频启动控制分为转矩控制、逆变器控制、整流器控制和励磁控制4个部分。
3.1 转矩控制
同步电机理想模型各绕组电压方程为[2]
式中:p为微分算子。
定转子各绕组磁链可通过各绕组自感L和绕组间互感M表示,方程为[2]
式中:角标a,b,c,f,D,Q分别表示定子a,b,c相绕组、转子励磁绕组、等效纵轴和等效横轴阻尼绕组;r为电枢电阻。
式(2)可表示为如下形式:
式中:Ψs为定子磁链;Ψr为转子磁链;Ls为定子自感;Lr为转子自感;Lm为定转子互感。
电机的运动方程为
式中:J为机组转动惯量,常数;ω为转子角速度;TE为机组电磁转矩;TL为阻力矩。
电机电磁转矩为
Te∝|Ψs|×|Ψr|×sin θrs (5)
式中:θrs为定子、转子磁链之间夹角。
因此,通过整流器和逆变器控制可以控制定子电流,通过励磁控制可以控制转子电流,即可实现对电机转矩的控制,实现电机的启动加速。
3.2 逆变器控制
3.2.1 转子位置检测
逆变器的控制矢量图见图2,规定电流流入绕组的磁链方向为正。根据逆变桥可能的导通桥臂组合,将转子的位置归并为6种,将电机定子内的空间划分为6个60°的扇形区,如图2所示,转子必然处于6个扇形区之一。
图2中,A,B,C为三相静止坐标系;α,β为静止正交坐标系,I1～I6为定子磁链空间矢量。
转子励磁投入后,即在定子端产生感应电压,检测机端三相线电压经3/2变换,求出静止坐标系下的α,β相电压,进行积分求出转子磁通矢量的α,β分量,反正切求解可得转子位置角。求解公式如下:
θt=atan(Ψrβ/Ψrα) (8)
求出转子初始位置角,根据初始位置角确定应该导通的逆变桥臂,同时给整流桥发脉冲,即进入脉冲换相控制阶段。脉冲换相控制阶段仍然利用上述方法检测转子位置角。
3.2.2 脉冲换相控制
因为脉冲换相期间没有足够的换相电压使逆变桥关断,采取强制关断方式。当检测到转子位置角所处区间发生变化时,即判断为需要换相的时刻,此时控制整流桥触发角进行逆变,直流电流迅速减小,当检测直流电流降为零时,则向下一组需要导通的逆变桥臂发脉冲,并重新开通整流桥。脉冲换相阶段采用超前角为γ=0°的控制方式。转子位置角与脉冲换相矢量控制关系见表1,规定发电状态时转子的旋转方向为正转。
3.2.3 负载换相控制
逆变桥的强迫换相有一个上限频率,电机加速启动中,随频率增大,逆变桥换相周期越来越短,而取消并重建直流电流所需时间是恒定的,一般设定5 Hz,即转速达到10%额定转速时,定子绕组的感应电势已能提供逆变桥换相,即进入负载换相控制。
为保证可靠换相,采用超前角γ=60°的控制方式。为防止由于积分累积误差导致转子位置计算错误,负载换相时采用线电压过零检测。逆变器实现换相控制与线电压关系见表2。表2中,AB=0表示线电压从正到负的过零点,ABN=0表示从负到正的过零点。
3.3 整流器控制
脉冲换相时,整流器采用恒电流控制。给定直流电流参考值和电流反馈值进行比较,差值经PI调节,输出所需的直流电压,从而得到整流器触发延迟角。
负载换相时,整流器采用转速、电流双闭环控制。转速参考值和反馈值进行比较,差值经PI调节,输出电流参考值;电流参考值和电流反馈值进行比较,差值经PI调节,输出直流电压值,从而得到触发延迟角。
得到整流器的触发延迟角后,以网侧线电压作为同步电压,检测自然换相点和触发延迟角比较,触发控制脉冲。整流器控制脉冲与线电压过零的关系见表3。表3中,AB=0表示线电压从正到负的过零点,ABN=0表示从负到正的过零点。三相电压UA=1∠0°,UB=1∠-120°,UC=1∠120°,正转。
3.4 励磁控制
励磁控制采取“励磁电流+机端电压”控制方式。启动信号发出后,在盘车转速下静态启动器控制励磁系统输出一个较大的励磁电流,在发电机升速过程中,发电机转速较低,机端电压尚未达到规定电压值,LCI控制励磁调节器维持励磁电流为恒定值,而使发电机的转速不断升高。当机端电压达到规定值时,由机端电压参考值和反馈值闭环调节得到励磁电流参考值,从而控制励磁调节器的输出。
机端电压指令:
式中:Tac为设定加速时间,s。
励磁电流指令:
式中:K为系数,一般取0.3～0.6。
4 LCI控制系统建模与仿真
利用RTDS建立的系统模型如图3所示。
机组参数: 468 MV·A,19 kV;Xd=2.191 2,X′d=0.263 8,X″d=0.210 1;Xq=2.111 3,X′q=0.447 9,X″q=0.210 09;T′d0=6.621,T″d0=0.044,T′q0=1.154 8,T″q0=0.034 8;Ra=0.002 5,Xle=0.149,H=6.16。主回路参数为:隔离变压器,△/△/Y,6.3/2.08/2.08 kV;整流桥,额定电压2.08 kV,串联12脉波;逆变桥,额定输出4.16 kV;直流电抗器,11.5 mH;交流电抗器,0.25 mH。
4.1 转速曲线
转速曲线如图4所示。由图4可见,转速从盘车速度开始上升,上升到750 r/min(25%)时维持清吹120 s,清吹完成后LCI输出被闭锁,转速开始下降,下降到450 r/min(15%)时模拟燃机点火,点火后升温1 min,然后在LCI和燃机共同拖动下转速不断升高至额定转速3 000 r/min。
4.2 转矩曲线
电机启动过程中转矩的变化如图5所示。图5中TM为燃机转矩,TE为电机输出转矩,从图5中可看出点火前燃机转矩为负载转矩,清吹过程中拖动转矩为零,燃机转矩恒定,模拟点火后,燃机转矩开始逐渐变为启动转矩。
4.3 电压电流曲线
启动过程中直流电流和机端电压曲线如图6所示。由图6可知,脉冲换相阶段直流电流存在断续,清吹时直流电流减小,LCI闭锁时直流电流为零,点火后随着转速升高直流电流逐渐减小,在转速达90%处,LCI退出,直流电流为零,燃机仍拖动电机加速,机端电压持续上升到额定转速。
从启动开始到自然换相不同阶段的细节波形如图7～图9所示,每张波形图从上到下依次为电机转矩、燃机转矩、机端三相相电压和一相线电压、直流电流、定子三相电流曲线。
从图7～图9可看出,脉冲换相开始之前,机端感应电压很小,其他信号都为零,利用机端电压计算出转子初始位置角后激发逆变桥的第1个控制脉冲,启动器开始工作,机端电压也逐渐增大。脉冲换相时直流电流和定子电流出现断续,这是因为强制关断整流桥进行换相控制。脉冲换相向负载换相过渡时,直流电流首先降为零,待重新触发后,直流电流和定子电流才重建。自然换相时直流电流和定子电流连续。
5 结论
本文对大型燃气-蒸汽联合循环机组静止变频启动进行了研究,用RTDS对燃机静止启动进行了建模仿真,得出了和理论分析一致的结果,本文的内容对深入研究燃机LCI启动有着重要参考价值。
摘要：首先介绍了燃气-蒸汽联合循环机组工作原理和静止变频启动原理,接着对燃机静止变频启动控制系统(load commutated inverter,LCI)进行了研究,提出了燃机静止变频启动控制方法,利用RTDS建立了燃机LCI控制系统模型,对所提控制算法进行了仿真验证,仿真得到了燃气轮机启动过程的转速曲线,以及不同启动阶段的电压电流和转矩曲线,模型算法和仿真结果对深入研究燃机的变频启动有重要参考价值。
关键词：燃气轮机,静止变频启动,矢量控制,仿真,转速
参考文献
[1]焦树建.燃气-蒸汽联合循环[M].北京:机械工业出版社,2006.
[2]王成元,夏加宽,杨俊友.电机现代控制技术[M].北京:机械工业出版社,2008.
[3]刘明行,赵玉,项立铮.燃气轮机发电机组静止变频启动装置研究[J].能源研究与信息,2006,22(2):98-102.
[4]中国华电集团公司.大型燃气-蒸汽联合循环发电技术价丛书:控制系统分册[M].北京:中国电力出版社,2009.
[5]张俊峰.燃气轮机组中静态频率变换器的原理和应用[J].广东电力,2008,21(12):51-54.
[6]胡宇明,郭创新.燃气-蒸汽单轴联合循环机组的控制特点与调试[J].华北电力技术,2007(8):25-29.
[7]Tore Petersson,Kjell Frank.Starting of Large SynchronousMotor Using Static Frequency Converter[J].IEEE Trans.PAS,1972,91(1):172-179.
矢量变频控制 篇4
目前,绕线式异步电机调速大多采用定子变频技术。定子变频技术在中低压电机应用场合中展现了良好的调速性能。在高压电机(6 k V或10 k V)应用场合中,因定子侧电压等级高,通常采用H桥级联式定子变频技术,该技术采用的功率器件多、线路复杂、成本高且可靠性低。
通常,高压绕线式异步电机转子侧电压等级比定子侧电压等级低。利用该特点,文献[1]提出了一种转子变频调速系统,以解决上述高压绕线式异步电机定子变频技术存在的缺点。如图1所示,将绕线式异步电机定子三相绕组短接,转子三相绕组接相应电压等级的变频器。该系统的工作原理为:变频器将三相电送至转子绕组,由转子绕组进行励磁,产生的旋转磁场切割定子绕组,在定子绕组中产生感应电动势及感应电流。旋转磁场和感应电流相互作用,产生电磁转矩,从而带动转子旋转。文献[1]中采用VF控制思想,电机调速动静态性能差,不适用于高性能调速场合。在其基础上,本文提出一种转子变频矢量控制技术,提高了调速系统的动静态性能,可用于高性能调速场合。
针对绕线式异步电机转子变频矢量控制系统,本文推导出基于定子磁场定向的电机数学模型,建立了转子变频矢量控制系统仿真模型,在理论及仿真结果的基础上进行了实验研究。仿真及实验结果验证了绕线式异步电机转子变频矢量控制系统的可行性,并为之提供了理论依据。
2系统设计
2.1基于定子磁场定向的矢量控制
绕线式异步电机在两相任意旋转坐标系下的电压方程及磁链方程如下:
式中:d为旋转坐标系下直轴分量;q为旋转坐标系下交轴分量;ωdqs为旋转坐标系相对定子绕组的角速度;ωdqr为旋转坐标系相对转子绕组的角速度;p为微分算子。
为了方便分析,设转子绕组为参照物,即假设转子绕组静止,定子绕组以ωs旋转。因转子变频时,电机由转子绕组励磁,旋转磁场角速度等于转子频率的同步角速度ω1。所以在两相同步旋转坐标系下,坐标系相对转子绕组的角速度ωdqr等于转子频率的同步角速度ω1,坐标系相对于定子绕组的角速度ωdqs=ωdqr= - ωs=ω1=ωs= ωs1,即为滑差角速度。
将ωdqr= ω1,ωdqs= ωs1带入式中,可得两相同步旋转坐标系下的电压方程为
按定子磁场定向,则由式(2)可得:
考虑定子三相绕组短接,可知:
将式(4)和式(5)带入式(3)和式(2)中,即可得:
式中:ω1为转子频率的同步角速度;ωsl为转差角速度。
结合式(6)、式(7),可得:
式中:σ为电机漏磁系数,σ = 1 - Lm2/LsLr;Ts为定子时间常数,Ts= Ls/Rs。
式(8)即构成转子变频矢量控制系统的方程式。
由式(8)构成的绕线式异步电机转子变频矢量控制系统原理框图如图2所示。
从图2可以看出,与传统定子变频矢量控制系统类似,转子变频矢量控制系统采用双闭环控制方式,内环为转子电流环,外环为转速环和定子磁链环。通过电流互感器检测电机转子两相电流,经过坐标变换,反馈至电流内环,形成电流闭环控制;通过轴编码器检测电机转速,反馈至转速外环,形成转速闭环控制;根据磁链观测器观测定子磁链,反馈至定子磁链外环,形成定子磁链闭环控制。
2.2 定子磁链观测器
本文采用定子磁场定向的矢量控制,因此定子磁链观测非常重要。常用磁链观测模型有:电流模型、电压模型。
2.2.1 定子磁链电流模型
定子磁链电流模型为
由式(9)构成的电流模型如图3 所示。可以看出,该模型需要实测的转子电流和定子速度(转子速度的负值)信号。受电动机参数变化的影响,电流模型一般在低速时使用。
2.2.2定子磁链电压模型
定子磁链电压模型为
由式(10)构成的电压模型如图4所示。可以看出,它只需要实测的转子电压和转子电流信号,不需要转速信号。但电压模型包含纯积分项,积分初始值和累计误差都会影响计算结果,在低速时,转子电阻压降变化的影响也较大。因此,电压模型更适用于中高速范围。
3 仿真研究
为验证上述绕线式异步电机转子变频矢量控制系统的可行性,根据图2 所示的转子变频矢量控制原理图,采用Matlab/Simulink进行了仿真。仿真用参数见表1。
以矿井提升机单次提升工况为模型进行仿真,仿真条件为:电机全载启动,转速给定起始值为750 r/min,0.9 s时刻阶跃变为1 420 r/min,1.8时刻阶跃变为0,待电机完全停止后,转速给定为-1 420 r/min,即电机反向运行至全速。
图5 为全程速度曲线,给定转速后,电机平稳加、减速,并很快稳定在给定转速。图6 为全程转矩曲线,电机保持最大转矩启动,启动结束后,转矩保持在给定转矩。图7 为定子磁链曲线,定子磁链响应速度较快,且在电机启动过程中保持恒定。
4 实验研究
为进一步验证转子变频矢量控制系统的可行性,本文采用DSP F2812进行了硬件平台实验,实验用电机参数如表1所示。
图8 为转速响应波形,电机在阶跃给定转速条件下平滑启动,并伴有微小超调,最终可以稳定在给定转速下,符合电机调速的基本特征。图9 为定子磁链波形,定子磁链响应速度较快,且在电机启动过程中基本保持恒定,磁链观测器的观测精度满足了电机调速要求。图10 为转子电流励磁分量和转矩分量波形,系统实现了转子电流励磁分量和转矩分量的解耦,且励磁分量和转矩分量均较好地跟踪了系统给定值,稳态误差小,验证了电流环PI调节器参数设计的有效性。图11 为转子电流ia,ib波形。图12 为输出电压重构ua,ub波形。输出至电机转子绕组的电压、电流均呈现正弦化,且相间互差120°。
5 结论
矢量变频控制 篇5
目前数控机床主轴驱动多采用交流主轴驱动。数控机床对主轴驱动性能有如下要求: (1) 调速范围宽并实现无级调速; (2) 恒线速切削; (3) 高精度, 传动平稳; (4) 良好的抗振性和稳定性。
1 数控机床主轴变频系统结构与运行模式
1.1 主轴电机变频调速原理
由主轴电机转速n=60f1 (1-s) /p可知, 当极对数p一定时, 转速n正比于电源频率f1。连续改变电源频率, 即可对电机连续调速。变频器频率调节范围宽, 因此主轴电机转速可在较宽范围内调节。
当然, 转速提高后, 还应考虑对其轴承及绕组的影响, 防止电机过分磨损及过热, 一般可通过设定最高频率进行限定。
变频调速目前广泛采用交-直-交电压型变频器, 其工作原理是将50Hz工频交流电整流成直流电, 通过滤波、逆变, 把直流电逆变成频率连续可调、输出电压可变的矩形波三相交流电。通过脉宽调制, 改变输出脉冲占空比来改变输出电压。
1.2 主轴变频系统构成
如图1所示, 对应于被加工件的AB段, 主轴速度维持在1000r/min;对应于BC段, 电机拖动主轴成恒线速, 转速连续变化, 实现高精度切削。
在本系统中, 速度信号的传递通过数控装置到变频器的模拟给定通道, 通过输入信号与设定频率的输入输出特性的设置, 满足数控机床快速正反转、自由调速、变速切削的要求。
2 无速度传感器矢量控制变频器
2.1 主轴变频器选型
目前较为简单的变频器是V/F标量控制, 它是一种电压发生装置, 对调频过程中的电压进行给定变化模式调节。常见的有线性V/F和平方V/F控制。
但标量控制低频转矩不够, 稳定性差, 在机床主轴变频控制中逐步被矢量控制取代。
矢量控制基本原理是通过测量和控制异步电机定子电流矢量, 根据磁场定向分别对励磁电流和转矩电流进行控制, 实现控制转矩。具体是将定子电流矢量分解为产生磁场的电流分量和产生转矩的电流分量分别加以控制, 并同时控制两分量间的幅值和相位。
矢量控制实质是将交流电机等效成直流电机, 分别对速度、磁场两个量独立控制。通过控制转子磁链, 以转子磁通定向分解定子电流获得转矩和磁场分量, 经坐标转换, 实现解耦控制。
矢量控制力矩大, 适用于重负荷及低频要保证力矩的场合, 但国内厂家无法将此功能做好, 不能根据负载自动调整适用。
V/F控制目前使用更普遍, 一般场合可采用厂家出厂默认参数, 有些厂家有列出不同负荷对应的参数设置方法, 大部分变频器可自定义参数适用不同场合。
与标量控制相比, 矢量控制的优点: (1) 控制特性优良, 足以和直流调速相媲美; (2) 能实现高速响应; (3) 调速范围大; (4) 可进行转矩控制。
但转子磁链难以准确观测, 以及矢量变换的复杂性, 实际控制效果很难以达到理论分析结果。此外, 必须得到转子磁链在空间上的位置才能实现解耦, 需配置转子位置或速度传感器, 这给应用带来不便。
矢量控制分无速度传感器和有速度传感器, 后者速度控制精度更高。在数控机床中无速度传感器矢量控制已能满足要求, 故这里推荐并作介绍。
2.2 无速度传感器矢量变频器
无速度传感器控制始于常规带速度传感器的传动控制, 是利用检测的定子电压、电流进行速度估计以取代速度传感器。它能准确获取转速信息, 保持较高精度, 满足实时要求。无速度传感器控制无需检测硬件, 提高了可靠性, 降低了成本;使系统体积小、重量轻, 应用广泛。
无速度传感器矢量变频器主要厂家有西门子、东芝、日立、LG等。总结各自产品, 它们都具有的特点: (1) 参数自动辩识和手动输入相结合; (2) 过载能力强; (3) 低频高输出转矩; (4) 各种保护齐全。
无速度传感器矢量控制改善了转矩控制特性以及负载变化产生的不特定环境下的速度可控性。
2.3 电机参数辨识
电机除了常规参数如极数、额定功率、额定电流外, 还有定子电阻、定子漏感抗、转子电阻、转子漏感抗、互感抗和空载电流。
参数辨识分静止辨识和旋转辨识。静止辨识中, 变频器自动测算定子和转子电阻及漏感抗;旋转辨识中, 变频器自动测算互感抗和空载电流。
参数辨识中, 必须注意: (1) 若旋转辨识中出现过流或过压, 可适当增减加减速时间; (2) 旋转辨识只能在空载中进行; (3) 辨识前必须正确输入铭牌参数。
3 结语
由上述分析可知, 使用主轴变频器功能设置分以下几方面: (1) 矢量控制方式和参数设定; (2) 开关量输入和输出; (3) 模拟量输入特性曲线; (4) SR速度闭环参数设定。
对于数控机床的主轴电机, 使用无速度传感器矢量控制后, 维护费用大幅降低, 实现了高效率切割和高精度加工, 实现了高低速情况下强力矩输出。
参考文献
[1]杜金城.电气变频调速设计技术[M].中国电力出版社, 2001.
矢量变频控制 篇6
关键词：变频器,矢量控制,V/F控制
1 两类控制方式比较
1.1 V/F控制方式:
1.1.1 优点:
普通型V/F通用变频器是转速开环控制, 无需速度传感器, 控制电路比较简单, 电机选择通用标准异步电动机, 因此通用性比较强, 性能/价格比比较高。
1.1.2 缺点:
1.1.2. 1 不能恰当的调整转矩补偿和适应负载转矩的变化。
普通V/F通用变频器常用两种方法实现转矩提升功能:一种是在存储器中存入多种V/F函数的不同曲线图形, 用户人为选择最佳曲线;另一种是根据定子电流的大小自动补偿定子电压。选V/F曲线很难恰当调整电动机转矩, 负载冲击或启动过快, 有时会引起过电流跳闸。由于定子电流不总是与转子电流成正比, 所以根据定子电流调节变频器电压并不反映负载转矩。因此, 定子电压不能根据负载转矩的改变而恰当的改变电磁转矩。特别是在低速下, 定子电压的设定值较小, 实现准确补偿是困难的。由于定子电阻压降虽负载变化, 当负载较重时可能补偿不足;较轻时可能产生过补偿, 磁路过饱和。这两种情况均可能引起变频器过电流跳闸。
1.1.2. 2 无法准确地控制电动机的实际转速。
由于普通V/F通用变频器是转速开环控制, 由异步电动机的机械特性可知, 设定值为定子频率也就是理想空载转速, 而电动机的实际转速由转差率 (负载) 所决定, 所以V/F控制方式存在稳态误差不能控制, 无法准确控制电机准确电机的实际转速。
1.1.2. 3 转速极低时, 由于转矩不足而无法克服较大的静摩擦力。
1.2 矢量控制方式:
分为无速度传感器矢量控制、有速度传感器控制, 这种矢量控制调速装置可以精确设定和调节电动机的转矩, 可以实现对转矩的限幅控制, 因而性能较高, 受电机参数变化的影响较小。若调速范围不大, 在1:10的速度范围内, 常采用无速度传感器方式, 转速/电流的实际值可以利用由微型机支持的对异步电动机进行模拟的仿真模型来计算;
若调速范围较大, 即在极低的转速下也要求具有高动态性能和高转速精度时, 采用有速度传感器方式, 可采用脉冲式速度传感器, 但安装麻烦, 是整个传动系统中最不可靠环节。
采用矢量控制调速可与直流电动机调压时的调速性能相媲美。
2 济钢炼铁厂二号高炉卷扬拖动现状
2.1主变频器采用美国AB公司生产的型号:AB1336PLUSⅡ, 112KW, 采用无速度传感器的矢量控制, 2005年8月份调试使用, 属于修旧利废。备用变频器采用日本三垦Samco-i系列, 型号:IPF-132K, 132KW, 采用V/F控制方式。控制电机型号:YZR315M-10, 75KW。两套变频器能够切换。
2.2卷扬上料系统要求变频器启动时全速启动, 减速时两级减速, 要求启动转矩足够, 且不能过流, 实现准确停车。上料PLC系统输出信号控制变频器动作, 变频器工作状态反馈到PLC输入控制PLC输出, 实现变频器与PLC闭环控制。两套变频器用一套PLC程序控制。
3 三垦变频器V/F控制和AB变频器矢量控制在实际使用中的性能比较
3.1采用矢量控制, 电机启动电流明显减小, 这样对电机线圈的电流冲击明显减小, 对电机启动时的抱闸机械冲击明显减小。保护设备。
3.2采用矢量控制, 加速电流基本无变化, 全速电流减少明显, 减速电流有少量减少, 可以精确设定和调节电动机的转矩, 可以实现对转矩的限幅控制, 因而性能较高, 受电机参数变化的影响较小。转速/电流的实际值对异步电动机进行模拟的仿真模型来计算, 准确可靠, 节能明显。
3.3采用矢量控制, 电机加减速/运行中噪音明显减少, 即电机线圈中无功能量的交换减少, 使电机发热降低, 减少电机的功率损耗, 使变频器逆变部分对外干扰明显降低。
3.4采用矢量控制, 基频 (50HZ) 以上调速与以下调速方式一致, 解决了V/F控制方式下, 基频 (50HZ) 以上与以下调速, 变频器输出恒功率和恒转矩状态下带来的一系列问题。
4 变频器参数调整
变频器参数调整至关重要, 有些参数要经过实践反复调整。
4.1 三垦V/F控制变频器较关键参数:
4.1.1转矩补偿:在低频区, 为了补偿电机所产生的转矩不足, 如果转矩提升过快, 则会形成过电流状态, 一般取3%左右。
4.1.2启动频率:为变频器开始启动的频率, 频率小于启动频率, 变频器不会运转。启动频率越大, 转矩大, 易过流。一般取2HZ~4HZ。
4.1.3启动延迟时间:从运转信号来到变频器启动之间的时间。该值可设定为零, 若设定较大数值, 易造成变频器过流。
4.1.4加减速时间, 加减速点由电子主令参数控制, 由于采用开环控制, 加减速时间要在实践中反复摸索, 即不能造成过流, 又保证减速停车。
4.2 AB矢量控制变频器较关键参数:
4.2.1加减速时间, 变频器采用智能化控制, 能根据设定时间自动调整。并且加速中电流数值分布均匀, 减速中电流略有减小。
4.2.2进行矢量控制首先根据电机空载时自动读入磁通电流、电压数值, 建立矢量控制数学模型。同型号电机也要分别进行磁通参数自动识别。
4.2.3变频器输出采用数字输出电流的30%输出, 供PLC控制, 该值是调整输出转矩的关键参数。
5 PLC控制变频器传动系统注意事项及故障分析
5.1在电源输入侧加装交流电抗器。变频器功率因数在有输入交流电抗器时约为0.8~0.85, 没有输入交流电抗器时约为0.6~0.8。除能改善功率因数外, 还能抑制输入电路中的浪涌电流, 并能电源电压不平衡的影响, 能改善变频器运行质量和滤波。
5.2采用性能优越的变频器, 性能好的变频器自身滤波功能强, 能减少对外界干扰。
5.3当变频器选定后, 尽可能提高被干扰对象的抗干扰能力, 例如:我厂2000年1号高炉料车频繁出现超卷掉道现象, 检查系统正常, 最后确认变频器对PLC220伏输出模块产生干扰, 造成断电延时, 料车超卷, 在PLC输出模块输出端并接阻容吸收回路解决。2005年2月2号高炉改造初期, 料车间断出现中途停车现象, 将停车因素程序监控, 没发现问题, 最后检查PLC主机外壳接地电阻较大, 重新处理使接地电阻小于4欧姆后系统正常。另外, 控制线采用屏蔽线, 来削弱电磁感应和静电感应;控制线尽可能与电源线分开;变频器输入/输出安装滤波器等隔离措施, 都能将变频器传送到被干扰对象的干扰信号减弱。
5.4变频器运转必须与PLC控制实现闭环控制, PLC控制变频器硬线连接环节尽可能减少, 当环节增多时, 接触电阻增大, 当大到一定值时, 变频器无法识别运转信号是否到来, 造成变频器误动作。例如:我厂2号高炉2005年8月份料车溜车现象就是变频器与PLC没有实行闭环控制, 硬线控制环节过多造成料车溜车, 万幸的是, 料车没有从斜桥顶部掉下, 否则后果不堪设想。
6 结语
矢量变频控制 篇7
交交变频电励磁同步电机系统具有转换效率高、过载能力强的特点,在大功率及特大功率低频场合,如矿井提升、轧钢、船舶推进和大型发电机交流励磁等领域有着广泛应用。
为了实现高性能调速,交交变频电励磁同步电机通常采用基于气隙磁链定向的矢量控制方法。全速范围气隙磁链的获取是实现同步电机矢量控制的基础[1]。气隙磁链估计器可分别通过电流模型和电压模型获取。电流模型使用电流求取磁链,在低速和零速下可准确获取磁链,但由于需要参数较多,在速度较高时磁链计算误差较大。电压模型是通过对定子电动势积分求取磁链,速度低时定子电动势小, 导致计算误差大,适用于在较高转速范围计算磁链。 在实际应用中电压模型存在积分器饱和[2-3]、初始积分误差[4-6]、数字控制系统相位滞后误差[7]等问题。 针对电压模型中存在的问题,出现了很多改进方法。 文献[8]使用低通滤波器代替纯积分器来改善电压模型,这种方法取得了一定的效果,但是该方法对磁链的幅值和相位估计都产生一定的误差。文献[9] 在低通滤波方法的基础上根据定子磁链计算值和定子电流进行零漂和电阻误差在线估计,对相应变量进行校正来消除观测结果中的直流分量,该方法的效果较好,但实现较复杂。文献[10]使用基于锁相环原理内置比例—积分(PI)速度跟踪调节器的磁链估计器,本质上是假设电动势的磁链轴分量为零,但这在动态过程中不成立。文献[11]将高通滤波器和坐标变换相结合来消除纯积分环节带来的问题,并对电压同步角频率分量的相位进行补偿,该方法简单,但是由于定子电压的谐波含量大,该方法无法滤除高频分量,导致了相位和幅值误差。而且对于交交变频而言,当电流较小时会出现断续现象,这加剧了电压波形的畸变。
为了消除电压模型的不足,本文提出了一种适用于全速范围的磁链估计器,该估计器由基于比例谐振控制的电压模型磁链估计器和电流模型磁链估计器相结合构成。
1磁链估计器及电流模型
1.1磁链估计器
全速范围磁链估计器如图1所示。
该磁链估计器在低速时使用电流模型,在高速时使用新型电压模型。电流模型和电压模型根据转速进行线性过渡。电压模型采用本文提出的基于比例谐振控制器的电压模型。
1.2电流模型
电流模型通过电流求取磁链,可分为基于电流给定值的电流模型和基于电流实际值的电流模型。 两种方法都要用到dq轴主电感和阻尼绕组开路时间常数等参数,这些参数在电机运行过程中会发生一定变化,影响了电流模型的准确度。因此,电流模型一般在低速和零速时使用。由于可以完成励磁电流调节任务,因此基于气隙磁链定向的电励磁同步电机矢量控制系统采用基于电流给定值的电流模型,其原理如图2所示[7]。
2基于比例谐振控制器的电压模型
2.1比例谐振控制器
谐振控制器可以对单一频率交流信号的幅值进行积分,且对其他频率信号的输出为零。谐振控制器对某频率信号进行提取的原理如图3所示。
图3环节可以等效为传递函数,即
式中:k为比例系数;ω 为谐振频率。
对于直流分量,s=0,代入式(1)可知,增益为0。由此可以看出,该环节可以有效抑制直流输入信号。对于基波角频率(谐振频率)s=jω,增益为1,相位误差为0。由此可以看出,该环节对谐振角频率分量的幅值和相位均能做到无差跟踪。
由上述分析可知,将比例控制器和谐振控制器相结合,构成比例谐振控制器,可以实现谐振频率信号的提取,其传递函数为:
式中:kp为比例系数;τi为谐振控制器时间常数。
引入比例环节后,系统的快速性增强,但是稳态精度受到影响,具体参数的选取可参考文献[12]。
2.2基于坐标变换的磁链估计算法
电动势和磁链的关系为:
式中:Ψ 为磁链值;φ为磁链位置角;ω1为同步角频率。
令
磁链的大小可以通过式(5)得到,即
由于磁链相位比电动势e2滞后90°。因此可以通过坐标变换计算磁链,如图4所示。
基于坐标变换的磁链计算方法简单,由两个除法器和坐标变换构成,但是在实际使用时由于电动势同步角频率分量e2获取较困难,导致使用效果不理想。该算法中涉及的两个重要变量:ω1和e2,二者均与同步角频率有关。
2.3同步角频率检测
在稳态时,同步电机的转子磁链和气隙磁链相对静止,电机的同步角频率可通过转子转速直接计算得到。在动态时,同步电机的转子和气隙磁场相对运动,电机的同步角频率如果通过转子转速直接计算得到会存在一定的偏差。
由于转子和气隙磁链之间的角度差δ可通过电流模型获取,因此同步角频率可由式(6)计算得到。
式中:ωr为转子角频率。
2.4基于比例谐振控制器的同步电动势提取算法
同步电机的感应电动势eα和eβ分别为:
式中:R为定子绕组电阻;Lσs为定子漏感;uα和uβ由定子电压通过3/2变换得到;iα和iβ由定子电流通过3/2变换得到。
通过式(7)计算得到电动势,首先,由于电压中高频信号含量较高而且控制系统受到采样和计算频率的限制,含有一定的高频成分;其次,在磁链变化时包含e1分量,因此不能直接用于式(5)。 通过2.2节的分析可知,e2和 Ψ 是相对静止的,即e2对应交流量的频率为同步频率。比例谐振控制器可实现交流信号的无差跟踪,因此本文使用比例谐振控制器提取e2,同时抑制其他频率成分。图5给出了基于比例谐振控制器电动势滤波算法框图,其中使用了基于比例谐振控制器的电动势负反馈闭环。该滤波算法的思路是:比例谐振控制器输出eα′为频率等于电机同步角频率ω1(此处ω1=ω)的eα的交流分量,该交流分量和eα中频率为ω 的分量幅值若有偏差,则经过比例谐振控制器的调节,使得输出等于输入,从而实现谐振频率信号的提取。
2.5基于比例谐振控制器的电压模型
根据上述分析,设计了基于比例谐振控制器的电压模型,如图6所示。首先根据式(7)计算出α,β轴的感应电动势,然后根据图5对感应电动势进行滤波,最后根据图4计算出磁链。
3交交变频器对电压模型中电动势提取的影响
使用比例谐振控制器对同步电机电动势同步角频率分量进行提取时,要兼顾系统的稳定性、稳态精度和响应速度。如果由式(7)得到的信号谐波含量尽量少,那么系统更加稳定,同时稳态精度和响应速度也会进一步提高。由于交交变频器的等效开关频率较低(约为300 Hz),对基波电动势提取影响较大,因此在交交变频控制系统采样信号中减少多余谐波显得尤为重要。下面针对交交变频存在的特有问题进行处理,旨在尽量减少电动势信号中的多余谐波。
3.1电流断续补偿算法
交交变频器采用的功率器件是晶闸管,晶闸管是开通时刻可控、关断时刻不可控的半控型功率器件,半控器件存在非线性移相。如果负载电感为无穷大时,输出电流连续,晶闸管变流器的移相特性是线性的。而实际应用中负载电感值是有限的,因此在当电流较小时会产生断续现象,断续使相应的输出电压绝对值偏大,晶闸管变流器的移相特性变为非线性。
针对移相特性的非线性区,采用电流断续补偿环节可以实现控制信号和输出信号的线性特性。电流断续补偿环节的输入变量是电流给定信号i0*,根据断续临界点和电流断续的预控角计算得到补偿角 Δα。对于补偿角 Δα一般采用线性补偿的方法来实现。为了提高补偿精度,本文在测量断续电压、电流的基础上采用分段线性补偿的方法,分段个数根据精度要求来决定。图7为3段补偿算法示意图。 3段补偿算法需要4个实测点。
阻感负载加入断续补偿前后相电流对比波形如图8所示。
从滤波前后波形均可以看出,未加入断续补偿的电流过零附近波形明显畸变,加入断续补偿后正弦度较好。
3.2电压、电流滤波算法
交交变频输出的电压、电流谐波较大,如果将采样到的电压、电流直接参与矢量控制,产生的误差较大,会导致转矩脉动等问题。
晶闸管变流器是离散工作的,每当触发脉冲作用时,改变一次输出状态,但是在两次脉冲之间是不可控的,工作周期长度由触发脉冲间隔决定。通常的数字控制系统都是固定周期采样,所以采样值无法与变周期的触发脉冲同步。本文利用较高频率的固定周期采样和与触发脉冲同步的变周期滤波来实现电压、电流的信号获取。该方法的实现如图9所示。
AD采样的频率为6kHz,这一频率远高于约为300Hz触发脉冲输出频率。在第k-1个触发脉冲输出时刻采样计数器清零,此后每次AD采样点到来时将采样值记录下来并将采样计数器加1。当第k个触发脉冲输出时,采样计数器的值为nk,即有nk个采样值被记录下来。将之前记录的nk个值累加求和,然后除以nk就得到第k-1和第k个触发脉冲之间的采样平均值。采样滤波效果可以从图8中看出,经过滤波后电流脉动明显变小。
4仿真研究
仿真使用的同步电机参数见附录A表A1。同步电机定子为两套绕组,两套绕组空间相位互差30°。
4.1新型电压模型磁链估计器的稳态特性
为了模拟实际采样存在的零点漂移,仿真时在电压采样环节叠加了一个0.2% 的直流量。图10为采用传统积分算法和采用比例谐振控制算法电压模型估计到的磁链,其中磁链为标幺值。从图10中可以看出:基于传统积分算法磁链估计波形产生偏置;基于比例谐振控制器的电压模型估计出的磁链并无直流偏置和饱和问题。
4.2新型电压模型磁链估计器的动态特性
为了分析提出新型电压模型的动态特性,对磁链突然变化和负载突然变化两种情况进行了仿真。
磁链给定在1.5s由80%突变为100%。由于电机主要通过励磁电流来调节磁链,励磁绕组电感较大,实际磁链没有发生突变。参考磁链和基于比例谐振控制器算法估计磁链如图11所示,实际磁链产生变化。从图11中可以看出,基于比例谐振控制器算法的电压模型可以较好地跟踪参考磁链。
为了验证在带载动态过程中基于比例谐振控制器电压模型的有效性及其对矢量控制的影响,对负载突然变化情况进行了仿真。系统在1.5s时突然加入25%的负载,仿真结果如图12所示。图中,速度和转矩为标幺值。
通过图12(a)和图12(b)可知,采用比例谐振算法估计磁链可以保证矢量控制系统的动态性能。在稳态时转子角频率为同步角频率,但是在动态特别是带载动态过程中,转子角频率和同步角频率不同步。图12(c)和图12(d)对比了角频率补偿与否对磁链幅值和角度的影响,可以看出,在动态情况下, 如果没有角频率补偿,磁链幅值会发生较大畸变,明显偏离参考值,但角频率补偿对磁链角度的影响相对较小。
4.3全速范围内的磁链估计
使用图1所示的磁链估计器在全速范围内对磁链估计效果如图13所示。
电流和电压模型的过渡区间为转速的10% ~ 20%。从图13中可以看出,估计到的磁链和参考磁链基本重合,因此该磁链估计器在全速范围内都可以有效地估计磁链。
5实验研究
为了验证本文提出的磁链估计器,在一台功率为1.6 MW的交交变频同步电机上进行实验。实验使用的同步电机参数和仿真一致,见附录A表A1。
空载工况下,按转子位置定向矢量控制系统突加励磁时,使用提出的磁链估计器得到的估计磁链波形见附录A图A1。此时输入电压的基波频率为5Hz,磁链估计器使用电压模型。可以看出,估计结果能够较好地跟踪励磁电流变化。
在轻载工况下,由于定子电流较小,气隙磁链主要受到转子电流的影响。在重载工况下,气隙磁链受到转子和定子电流的共同影响,系统对磁链估计器的要求更为严格。在重载工况下,按气隙磁链定向矢量控制系统在全速范围内使用本文提出的磁链估计器得到的控制结果见附录A图A2。
从附录A图A2(a)可以看出:实际转速能够很好地跟踪给定,说明系统的跟踪性能良好;转矩波动较小说明交交变频器控制的精度高。从图A2(b)可以看出,相电压幅值和转速成正比,这说明在全过程中磁链基本维持恒定。从图A2(c)可以看出,电压相位与电流相位一致,由于实际定子电流励磁分量给定为0,因此可以说明定子电流基本为转矩分量, 且图A2(a)中励磁电流可以很好地跟踪转矩电流, 从而说明电流模型计算正确。从图A2(d)可以看出,估计出的磁链消除了初始积分误差和积分饱和问题,在整个运行过程中气隙磁链幅值变化较小。
6结语
本文提出了一种可用于交交变频同步电机矢量控制系统的全速范围磁链估计器,并改进了交交变频器特有的电流断续和采样问题,对该磁链估计器进行仿真与实验。结果表明:基于比例谐振控制器的电压模型无传统电压模型的饱和及初始误差问题;综合了电流模型和基于谐振控制器电压模型的新型磁链估计器在交交变频电励磁同步电机全速范围内都可以有效地估计磁链,保证了系统的调速性能。
附录见本刊网络版(http://aeps.sgepri.sgcc. com.cn/aeps/ch/index.aspx)。
摘要：交交变频电励磁同步电机矢量控制系统在大功率及特大功率低频场合有着广泛的应用,磁链估计是实现电励磁同步电机矢量控制的基础。提出了一种新型磁链估计器,估计器由电流模型磁链估计器和新型的基于比例谐振控制的电压模型磁链估计器相结合而成。采用分段线性方法对交交变频的电流断续进行补偿,采用高频采样和变周期滤波方法提取基波信号。仿真分析了估计器在稳态、动态以及全速范围的工作情况。960V/1.6MW机组实验结果表明,提出的磁链估计器在交交变频电励磁同步电机矢量控制的全速范围内均能保证系统的调速性能。
矢量变频控制 篇8
包钢轨梁厂是包头钢铁集团公司下属的大型型钢企业, 先后开发了时速250km、350km和380km的百米高速钢轨, 以及多种型号的H型钢产品, 钢轨产量居国内第一。BD1轧机作为百米高速钢轨生产线的粗轧机, 采用了双绕组变频调速交流专用同步电动机, 电控系统采用全数字矢量控制交-交变频调速系统进行控制, 交-交变频功率装置为三相无环流可逆式晶闸管变流器, 主回路为Y连接的交流偏置式结构, 引进了西门子公司SIMADYN D全数字64位处理器组成的矢量控制交-交变频数字控制柜。
2 主传动系统的构成
BD1轧机主传动系统主要由电动机、整流变压器、励磁整流变压器和数字控制系统组成。系统除了具有正常轧制功能外, 还具有正向点动、反向点动、爬行、快速停车及紧急停车等功能, 具有控制精度高、响应快速、可靠性强及易于维护的优良品质。
2.1 主传动电动机
主传动电动机采用同步电动机 (主要参数为:额定功率6000 (kW) 、额定定子线电压1600 (V) 、额定转速, 70 (r/min) ) , 电动机三相定子绕组接法为双Y形两套绕组, 每3台整流柜的正输出母线经1台手动隔离开关接至电机其中的一套三相定子绕组, 构成Y形三相交-交变频变流器。两绕组共6台整流柜。由于两套绕组的供电变压器相位互差30度, 可以对电源侧构成等效的12脉动整流, 减少电源侧谐波, 同时可以减小电机的转矩脉动, 电动机回路如图1所示。
2.2 整流变压器
定子三相晶闸管变流器采用ABB公司4英寸、4kV元件, 用2只晶闸管元件和1套热管风冷散热器构成直接反并联功率组件, 采用强迫风冷。每台变流柜主回路为可逆三相全控可逆整流桥。每相为1台整流柜每台电动机定子变流器共由3台晶闸管变流柜组成。变流装置额定输出电压等级1200V、额定输出电流有效值3150A, 最大输出电流6300A, 如图2所示。
2.3 励磁整流变压器
励磁采用晶闸管三相全控单向整流桥, 整流桥输出直接接到电动机励磁绕组。晶闸管元件采用国产KP1650A/2200V组件组成三相全控整流桥。风冷铝散热器和强迫风冷, 每套系统为1台柜。每台励磁柜最大输出电压726V、额定输出电流1250A, 最大输出电流2500A (60s) 。
2.4 数字控制系统
数字控制采用西门子公司的SIMADYN D原装数字控制柜。西门子公司SIMADYN D采用UNIX操作系统, 安装西门子公司开发的STRUC G图形化编程软件。该系统采用图形化自由编程、模块化自由配置、多处理器并行工作的实时处理通用数字控制系统, 适用于高技术性能要求的大功率闭环电气传动控制, 满足各种复杂的和精确的控制要求, 例如在高精度要求的粗轧机主传动大功率交、直流传动、大功率卷取机传动、飞剪传动、多电机控制、张力控制、水利发电系统、特大功率起动系统、高压直流输电系统、电网动态无功功率补偿系统等领域有广泛应用, 如图3所示。
数字控制系统通讯, SIMADYN D主机箱通过Profibus_DP通讯接口连接SIEMENS公司PLC远程I/O站, 采集电动机、变压器和高压开关、其它外部设备数据。在每套系统辅助控制柜中安装1套S7-300PLC站, 分别完成系统内、外控操作、励磁开关联锁、高压开关操作联锁、主开关联锁、报警及故障显示、轴承润滑、机械联锁等功能。在每台电动机旁设置1台I/O箱, 装1台远程I/O站, 采集电动机温度、信号, 如图4所示。
参考文献
[1]张怀勇.西门子自动化系统实战S7和PCS7应用实例[M].北京:人民邮电出版社, 2007.