三相四线制系统

2024-05-13

三相四线制系统（精选9篇）

三相四线制系统篇1

在三相四线制供电系统中, 三相负载的不平衡, 不仅使配电变压器损耗增大降低了出力, 而且使各相电压不平衡, 增加了配电线路损耗, 这不仅对电气设备的运行和安全极为不利, 同时又增加了运行成本。由于三相负载不平衡会造成中性点位移, 使中性线上的电流不为零, 所以中性线上的电流大小即可直接反映三相负载的不平衡程度。因此在《电力变压器运行规程》中规定:接线组别Y, yn0的配电变压器中性线的不平衡电流不得超过配电变压器额定电流的25%。但除了现场对配电变压器中性线电流进行测量外, 如果已知配电变压器U, V, W三相电流, 能否对中性线电流进行计算呢?

三相四线制中性线上的电流, 可以用平行四边形的画法利用数学和比例计算。例如:U相电流是10 A, V相电流是20 A, W相电流是30A, 则如图1所示:画出OU, OV, OW相量, 各线长度按长短比例画出, 即OU线代表10 A, OV线代表20 A, OW线代表30 A, 各相位相差120°。以OU, OV线为边作出平行四边形, 对角线OD长度即代表U相V相电流之和。再以OD, OW线为边作出平行四边形, 对角线OE即代表三相电流之和, 即是中性线上的电流数值。经计算得知中性线上的电流约为17 A。

三相四线制系统篇2

----SINAMICS G110 变频器具有与接触器类似的, 对用户非常友好的接线端子界面;接线时无须拆卸任何盖板.SINAMICS G110 变频器既可以安装在墙上和盘上, 也可以安装在DIN导轨上.可以从变频器上拆卸或安装的选件BOP(基本操作板): 在一台变频器的参数设置完成以后, 可以把它的参数简便地从一个变频器拷贝到另一个变频器.调试3 kW 电源电压和额定输出1AC , 200200 配套的自动化设备输入输出

与自动化系统的链接变频器优点简述

三相四线制系统篇3

摘要：对三相异步电动机的故障形式进行了分析，针对三相异步电动机保护中的故障原因多，判断复杂，无法用数学模型精确表示等问题，提出了以序分量为基础的电流保护方法。并在此基础上引入专家系统进行故障诊断，通过建立和改进专家系统的知识库及推理机制，为三相异步电动机智能保护装置的软硬件设计提供了理论基础。

关键词：电动机保护专家系统故障诊断

1 三相异步电动机故障情况分析

三相异步电动机的故障形式主要分为绕组损坏和轴承损坏两方面。对电动机进行智能保护主要通过测量电量(电流、电压以及开关状态等)来检测电动机的运行状况，因此面对的主要是绕组故障。三相异步电动机常见故障的过流、负序和零序电流的分布情况如表1所示，单相故障设A相为故障相，二相故障设B、C为故障相，Ip表示故障前相电流幅值。

根据对称分量法，发生不对称故障时，电动机电流可分解为正序、负序和零序分量。当电动机三相对称时，负序和零序电流为零，而发生不对称故障时则会显著增加。因此可以在检测电动机过流程度的同时，以序分量为基础，检测负序、零序电流的大小。这样不但能更好地反映电动机的运行状况，还可以大大提高保护的灵敏度和可靠性。从表1中常见的故障信息可知，若以过流信息反映短路和堵转故障，以负序和零序电流反映各类不对称短路和接地短路等不对称故障，可以实施比较全面的电流保护。

2 基于专家系统的电动机故障诊断

2.1 专家系统的原理与结构专家系统是人工智能研究的一个领域，其技术本质是以领域知识为基础，利用计算机程序，模拟人类领域专家的宏观推理活动，以得到与人类专家对某些特定领域问题相同的解答结论。因此，专家系统技术就是利用计算机对于符号模型描述的领域知识进行符号推理技术。

一个完整的专家系统通常由六个部分组成：知识库、全局数据库、推理机、知识获取机制、解释机制和人机接口。

2.2 故障诊断专家系统的建立

2.2.1 设计初始知识库专家对电动机进行诊断主要是根据零序、负序、过流、电压、温度以及电流之间的相互关系来诊断的。这里对专家的经验采用产生式表示法，将这些因素以及故障原因以一定的标识符表示，然后依据这些标识符形成规则集合，其中每一条产生式就对应一个知识模块的一条规则，一般写成：如果……则……的形式，即IF a THEN b，其中a为前提，b为结论。这种产生式知识表示法与人的思维接近，易于理解，同时，由于规则的格式相同，所以规则的修改、扩充或删除都比较容易，对其余部分的影响也很小。

2.2.2 全局数据库和推理机专家系统的全局数据库由不断检测得到的各种电流、电压、温度值和匹配的中间结论组成。

推理机包括推理方向、面向对象推理和推理控制。

推理方向可分为正向推理、反向推理和双向推理三种方式。在这里，根据具体情况采用不同的推理方向进行推理。例如：对于发生次数较少或完全不能确定故障源的故障采用正向推理。对于重复发生或大致能确定出故障源的故障采用反向推理。对介于两者之间的一类故障则采用双向推理。

面向对象推理。这里采用了面向对象的故障诊断专家系统，一个对象类既容纳了相关领域的知识，又能通过方法进行推理，在推理过程中，既有对象内部，又有对象外部的推理。

推理控制。当推理机发现不止一条规则被激活时，必须作出唯一选择，即消除冲突。若谓词带有变元，则根据变元值来确定；若谓词不带变元，则按照子句的顺序匹配。冲突解决规则可在基类中定义，其他子类既可直接继承使用又可根据实际情况加以重载。

2.2.3 知识库的改进与归纳反复对知识库及推理规则进行改进试验，如图2，归纳出更完善的结果。

3 结论

本文通过对三相异步电动机各种故障成因的分析，在保护原理上，抛弃了传统的检测三相电流(电压)的方法，采用了检测过流幅值、零序、负序电流的方法，得出了三相异步电动机故障的准确判据，进一步确定了各种保护措施的实现方法。引入了异步电动机故障诊断的专家系统，设计了初始的知识库，改进与归纳了知识库与推理规则，完善了知识库管理系统，更好的对各种故障做出预测，实现了故障信息的实时处理。

参考文献：

[1]朱长安.电动机保护的现状及发展趋势.继电器.1993.01(02):28.

[2]李璇华，黄益庄，唐晓泉等.电动机故障分析和综合保护配置.继电器. 2001.29(12):30.

[3]王振江，盛肆清，顾雪平.专家系统及其在电力系统中的应用.西北电力技术.2002.05:22 26.

三相四线制系统篇4

1 瞬时功率理论推导

设单相电路的电源电压为：

es(t)=sinωt是与电源电压同频、同相幅值为1的正弦信号，Um为电压幅值。对于非线性负载电流，由傅里叶级数可表示为：

式中,i1(t)为i(ωt)中的基波电流;i1p(t)、i1q(t)分别为基波电流的有功分量和无功分量;ih(t)为谐波电流;ic(t)为需要补偿的谐波及无功电流之和，称为补偿电流;A1为基波有功电流幅值;B1为基波无功电流幅值;A2为2次谐波有功电流幅值;B2为2次谐波无功电流幅值;A3为3次谐波有功电流幅值。则可得下列公式：

由功率的定义可得到单相瞬时功率为：

由式(2)～(9)可以得出单相电路的瞬时有功功率为：

其直流分量为：

这就是单相瞬时功率理论，它可以简单、方便地用于谐波电流的检测。

2 检测方法的实现

检测电流即为补偿电流，通常包含基波电流的无功分量和谐波电流2个部分。由于谐波电流的计算比较复杂，难于实现直接从电路中获取。所以采用剔除法，即获取总电流和基波电流的有功分量，从总电流中剔除基波电流的有功分量，剩下的部分即为检测电流[4]。由上述理论可以看出，将直流分量P乘以2得到基波电流的幅值A1,而基波电流的有功分量又与电源电压同频同相，所以由式(5)可得基波有功电流分量i1p(t)的值，再由式(2)～(4)可以得到补偿电流为：

以上就是基于瞬时功率理论的谐波电流检测方法，将该检测方法扩展到三相电路，检测框图如图1所示。其中，PLL为锁相环，用来产生正弦信号es(t)。LPF为低通滤波器，用以提取有功功率的直流分量。由图1可以看出，基于瞬时功率理论的谐波电流检测电路结构非常简单，不存在坐标的变换，计算量小、各相间相互独立、互不影响，既可以单项使用，也可以三相同时使用,适用于三相四线制电路中。

3 仿真研究

从图1可以看出获取直流分量是整个方法实现的难点，尤其是要滤除2次谐波的干扰[5]。因此，低通滤波器的选择非常关键。为了正确选择低通滤波器的类型、阶数和截止频率，利用Matlab7.0的simulink模块库进行仿真实验。取三相电路中的任一相搭建如图2所示的电路模型。

其中正弦波发生器sine0为从理想电压源提取的同相信号量es(t)，频率为50 Hz，相角为0;Sine1提供基波电流的有功分量，其频率和相角与es(t)相同，幅值取为100;Subsystem为检测电流的发生模块。考虑到三相四线制电路中性线存有零序电流的干扰，本次实验谐波发生模块提供3、6、9次零序谐波电流和2、5、8次负序谐波电流。多次实验后对比仿真结果发现，在众多低通滤波中Butterworth LPF能最为平坦地进入衰减区域，在截止频率不太高时，它在零点附近的频率特性最好，检测精度最高，因此，Butterworth LPF为最佳选择。由于既要考虑检测精度，又要兼顾动态响应过程和实时性[6]，将滤波器阶数定为2阶，截止频率定为20 Hz，图3所示为仿真实验的结果。

通过仿真结果可以看出，LPF动态响应时间约为0.1 s，在0.1 s以后检测得到的电流波形和实际电流的波形能够吻合。因此，LPF的选取和设定比较科学，该方法能够较准确地检测出谐波电流。

4 实验分析

三相四线制电路中，每一相和中性线之间可看成一个回路。为了进一步验证新的检测方法在实际电路中的可行性，搭建如图4所示的硬件电路进行实验分析。

其中,电源采用JCD4060精密测试电源，它可以提供幅值、频率、相位高度稳定的三相正弦波电压，并提供同步信号es(t)。非线性负载由三相二极管整流桥带纯阻性负载组成，电阻由手动开关控制，可随时改变阻值大小。电流采样采用霍尔电流传感器LA25-NP。谐波电流提取模块硬件电路的组成与图1中C相的检测框图相同。其中，2倍电路和减法器使用运放OP07实现;乘法器使用四象限模拟乘法器MLT04(输入信号范围:-2.5～2.5V)实现;LPF为电压控制电压源结构的2阶Butterworth LPF，频率为20 Hz。实验波形由TektronixTDS210数字存储示波器测得,并传送到计算机。实验过程为：负载突然减小、突然增大时，分别检测出谐波电流的波形。实验结果如图5所示。

由实验波形可以看出，负载突变时,该方法能够实时地检测出谐波电流。可见基于单相电路瞬时功率理论检测方法具有可行性。

本文提出了一种用于三相四线制电路谐波电流的检测的新方法。与传统方法相比，该方法的电路简单易于实现、相与相间相互独立，少量元器件的使用提高了系统的实时性和精确性。软件仿真和实验结果均验证了该方法的可行性，为谐波电流检测方法的研究提供了新的理论依据。

参考文献

[1]戴朝波,林海雪,雷林绪.两种谐波电流检测方法的比较[J].中国电机工程学报,2004,24(9):80-84.

[2]王兆安,杨君,刘进军,等.谐波抑制和无功功率补偿第六章(第2版)[M].北京:机械工业出版,2006.

[3]史军,赵文钟,刘永科.三相四线制不平衡负载系统无功及谐波电流检测[J].低压电器,2008(8).

[4]帅定新,谢运祥,王晓钢.电网谐波电流检测方法综述[J].电气传动,2008,38(8):17-22.

[5]付青,罗安,刘宇.一种瞬时功率理论谐波检测的低通滤波器设计新方法[J].湖南科技大学学报,2005,20(1).

三相四线系统的零线故障研究篇5

目前, 国内的低压供配电系统广泛采用三相四线制, 这种系统也称为TN-C系统。在TN-C供电系统中, 由于零线的存在, 不论三相负荷平衡与否, 只要供电电源的电压稳定, 各相负载的相电压也保持稳定和三相对称。任一相的火线发生断路时, 对其他相的电压均无影响。这种系统中三相电源分别独立工作。运行中, 三相回路的负荷对称时, 系统零线上的没有电流流过;当系统所带的三相负荷有不对称时, 如民用照明线路, 系统的零线就要承受此时的三相不对称电流。如果零线发生断路或者因接线原因导致阻抗增大时, 不对称电流将就会通过相线构成闭合回路, 供配电系统的中性点发生偏移, 此时系统的三相电压就不平衡。系统中电压升高的一相就会造成负载设施的绝缘击穿;在电压降低的一相则会产生设备因达不到正常工作电压不能正常工作、进而发热造成线路和设备事故。同时, 残余的系统中性线相对于零电位有电压, 当高于交流30V时, 会造成人员触电。

1 生产故障现象两例

例1某生活小区, 不定时地出现输水的水煤气管有电击感觉。现场检查, 有时能够测量出金属水管对地交流80 V左右的电压, 有时没有。

例2某大型企业的一个生活区, 在一天早上发生了住宅家电同时损坏, 检查了所有受损电器, 均为变压器烧毁。

2 故障分析与处理方法

故障1 (1) 事故分析:综合分析该生活区水管出现危险电位的时段, 在供电相关区域和相邻的关联用电单位排查, 发现该危险电压与相邻的一家KTV会所的一间客房的顶棚灯具相关。其中的一个眩光灯开启后, 生活区的零线上有高电位出现, 测量出危险电压。 (2) 事故处理:该故障为灯具零线安装错误所致。KTV装修客房时, 直接将故障灯具的零线搭接在了与金属水管及暖气管道的金属架上。将故障灯具的零线按照规范接至供配电系统的公共零线, 故障排除, 运行半年监察正常。

故障2 (1) 事故分析:检查该故障是零线出现断线。其原因是这个生活区在居民用户的家电容量增多时没有及时增加供配电系统的导线截面, 造成在三相不平衡加剧的情况下, 系统的零线长期流过超过安全载流量的电流, 长期发热导致最终的零线断路。 (2) 事故处理:对该供配电区域进行线路改造, 按照实际的负荷需求加粗供配电系统的导线, 并且零线与同一系统中的火线 (相线) 采用同样材料、同样截面的导线。改造后运行两年, 供配电系统的线路正常无故障。

3 理论分析

对三相四线供配电系统进行矢量分析, 了解三相四线供配电系统的零线断线和阻值增大所引起的三相电压的变化。

图1是典型的三相四线制供配电系统。

该三相四线系统中, 三相电源电压是对称的, 不管三相负载是否对称, 三相负荷上的电压总是对称的。系统的中性点与零点电位相同, 负荷上所加的电压等于供电电源的电压与系统中性线电压的向量差, 即:

式中, ZN是零线上的阻抗, 通常为零;

IN是零线上的电流;

U是各部分的电压相量。

当三相负荷保持平衡时, 则系统的零线上没有电流。实际上此时没有系统也能够正常工作。需要三相电源的设备也不会受到影响;当三相负荷出现不平衡情况时, 系统的零线上就会流过不平衡电流;两相空载时, 零线上与相线流过的电流相等, 此时零线与相线的截面就应该是相同的。

如图1, 当N和O点不接通, 负荷的中性点就产生了偏移。电源侧残余的中性线 (N点) 、负荷侧残余的零线 (O点) 两者之间就有了电位差, 计算如下

式中, YA、YB、YC、YNF分别为A、B、C相及中性线N上的导纳。

此时, 假定三相负荷阻抗关系为:

因零线断路, 所以YN=0, 将上述数据带人式中, 得:

可知, 当三相负荷不平衡时, 零线断路, 负荷的中性点就向负荷少的方向偏移, 于是使各相负荷所得到的相电压发生变化。负荷多的那一相, 负荷电压降低;负荷少的那一相, 负荷电压则升高。

4 三相四线制供配电系统零线的注意事项

在三相四线制供配电系统中, 严禁发生零线断开和接触不良。在线路设计、安装和运行维护中应注意以下几点:

1) 对于三相负荷严重不平衡的系统, 要按照零线上实际流过的电流设计零线截面, 零线的截面应在相线的70%~100%;

2) 在可能的情况下, 通过设计、安装或运行中根据负荷变化情况的调整, 尽量使三相负荷平衡;

3) 对于老线路, 新装了单相设备, 要重新计算零线截面, 必要时加粗零线;

4) 零线的所有连接均应符合国家规范, 连接部分的接触电阻不能大于同长度的相同材质导线的电阻;

5) 避免不同材质导线的直接连接, 禁止采用铝线的直接对接;

6) 中性点应保证可靠引出, 即电力变压器二次侧内部中性线引出线不得断路;

7) 一些非线性负荷 (如微波炉、电子镇流器, 尤其电焊设备) 的谐波分量很大, 最大将超过30%额定电流, 加上三相负载不平衡, 零线上的电流过大, 可达2倍多额定电流, 此时应加粗零线 (大于相线的截面) , 必要时采用可拟制谐波的变压器;

8) 加强巡视和维护线路, 避免外部机械损伤 (如大风、冰雪、碰撞电线杆、人为等原因) 造成零线中性线断路;

9) 采用在供电线路上零线多处重复接地的方式;

10) 零线上禁止接保险和开关。

5 结语

三相四线制供配电系统的运行关键在于零线。零线断路时, 系统中的单相负荷的不能正常工作, 并且零线上将产生危险的高电压, 危及人身和设备安全。因此, 在现行的工业与民用供配电系统, 保障零线的安全是首要的。

参考文献

[1]刘介才.配电技术M].北京:机械工业出版社, 2005.

[2]霍大勇.照明线路电流和导线线径的估算J].矿山机械, 2009.

三相电能计量系统防窃电技术篇6

1 电能计量系统

我国当前电能计量的方式主要有三种: 分别是低供低计、高供低计和高供高计。低供低计的计量方法常用在城乡地区, 在经过公用的配电变压器后对用户的用电量进行计量。低供低计的方法比较简单, 不需要使用电流互感器和电压互感器来帮助计量用电量, 用户的用电量可以直接显示在电表上;在电压低于25k V和10k V的供电系统中, 一般使用高供低计的计量方式, 对于一些用电量较大的用户, 电能计量系统需要配置专用的配电变压器, 通过低压型电流互感器来计量用电量。在此计量方式下, 三相三线型的二元件额定电压为3×380V, 三相四线型三元件额定电压则为3×380V/220V, 用户用电量的数额是电能表的显示数值乘以低压型电流互感器的倍率;高供高计的计量方式则适用于10k V以上的高压型供电系统, 这是一种高电压、强电流的计量方式, 用电量的计量要通过高压型电压互感器和高压型电流互感器来测量电压和电流, 然后在两互感器之间用二次侧接的方式来计量。高供高计的电能计量系统需将电能表数值与两互感器相对应的倍率相乘, 算出用户的用电量。电力计量中的窃电现象主要发生在高压电能供应中, 对用电量大的用户很难实施电能监测, 所造成的经济损失也更大。

2 三相电能计量系统防窃电技术应用

2.1 选用防窃电多功能电能表

电压法窃电是常用的窃电方式, 所用的窃电行为不容易被发现, 具有较高的隐蔽性。窃电用户一般用机械电能表来计量三相电能, 机械表不具备失压、欠压等问题的判断能力, 必须依靠外接的失压计时仪来防止电压法窃电行为。但是, 只用失压计时仪也不能检测出其他的窃电方式, 失压计时仪并不能满足当前防窃电的需求。因此, 电力企业要选用可以防止多种窃电方式的多功能电能表, 以最新的防窃电综合技术来减少窃电现象。防窃电多功能电能表可以详细记录用电情况, 还能在监测出窃电行为时自动报警, 可以为三相电能计量系统提供正确计量的保障。多功能电能表一般都是电子式的电能表, 选用电子式新计量表的同时也提高了防窃电技术的先进性。

2.2 使用防窃电计量装置

三相电力用户的计量装置由电能表、电流互感器、电压互感器和连接导线等部分组成, 提升三相电能计量系统的防窃电功能, 关键在于增强计量装置自身的防窃电能力。防窃电多功能电能表虽然可以起到一定的防窃电作用, 但对于电流法窃电的方式仍然不能有效检测出来。对此, 电能计量表应当增加辅助计量设备来防止窃电现象, 例如在计量箱或变压器二次侧加装封闭罩;在配电箱内加装网罩, 并进行加封;用绝缘绑带分相缠绕二次侧出线及接线柱, 等等, 都可以加强电能表的防窃电功能。

2.3 运用网络化防窃电技术

在信息时代, 网络技术已经在众多领域普及开来, 防窃电技术的网络化趋势不可避免。在网络中实施对电能计量的管理和控制, 可以有效提高电力系统工作效率, 通过网络技术来防止窃电行为。网络化防窃电技术主要有以下几点:第一, 网络自动抄表系统的防窃电装置。自动抄表系统分为本地抄表系统和远程抄表系统, 其中远程抄表系统可以在系统内安装智能防窃电装置, 利用网络传输窃电信息并进行处理。远程抄表系统的工作主要由前端采集子系统、通信子系统和中心处理子系统共同完成, 窃电信息传输和处理就是靠这一整套系统进行。第二, 负荷控制系统的防窃电网络。负荷控制系统管理着70%以上的社会用电量, 在安装了负荷控制系统的电力网络当中, 可以利用负荷控制系统来建立防窃电网络平台。第三, 配电管理系统的防窃电网络。配电管理系统包括地理信息系统、运行规划与优化、检修计划管理, 等等, 配电管理系统中设置防窃电网络比较容易, 并且不需要太多资金投入, 属于效率较高的网络化防窃电技术。

3 结语

防窃电技术是保障电力行业经济利益的重要手段, 在三相电能计量系统中, 采用有效的防窃电技术可以减少电力行业的经济损失, 规范社会的用电秩序。本文介绍了当前电能计量系统的用电计量, 首先了解了我国电能计量的基本概况, 然后对三相电能计量系统防窃电技术的具体应用进行了分析, 供我国电能计量系统的防窃电研究作参考。

摘要：三相供电系统中的窃电问题比较严重, 用户会通过分流窃电等方法绕过电能计量系统, 窃取大量的电能。在总结窃电手段以及电能计量系统的工作状况后, 电力企业必须采取有效的措施来应对窃电行为, 在电能计量系统中安装防窃电装置或者运用网络化防窃电技术, 都可以有效防止各种窃电现象发生。三相电能计量系统的防窃电技术需要不断改进, 并针对新的窃电技术做出调整。

关键词：三相电,电能计量系统,防窃电技术

参考文献

[1]陈晨.防窃电表的设计与改进[J].电测与仪表, 2014, (S1) :25-31.

[2]楚思红.基于DLMS/COSEM通信协议的三相智能电能表设计[D].湖北工业大学, 2014.

[3]胡昌伦.基于ATT7022B的三相多回路电力综合监测系统研究[D].山东科技大学, 2014.

三相四线制系统篇7

经典的SPWM控制主要着眼于使逆变器的输出电压接近正弦波, 并没有顾及输出电流的波形, 对电流波形只可以采取间接控制。电压空间矢量调制法 (SVPWM) 是通过交替使用不同的空间电压矢量实现的, 采取这种调制方法, 不仅电压利用率高, 易于数字化实现, 而且输出波形接近正弦波, 质量好。通过两个矢量在一个采样周期内分多次作用, 控制各个矢量的作用时间, 使空间电压矢量接近圆轨迹旋转, 通过改变逆变器的开关状态产生的实际磁通去逼近理想磁链圆, 而后由两者的比较结果来决定逆变器是开还是关, 从而形成PWM波形。因此, 本课题选用空间电压矢量调制法 (SVPWM) 作为三电平逆变器的控制方法。

1三电平SVPWM控制技术

矢量控制是通过矢量坐标变换将直流电动机的转矩控制与交流电动机的转矩控制统一起来。可见, 坐标变换是实现矢量控制的关键。要将三相静止坐标系 (a-b-c) 变量变换成两相静止坐标系 (α-β) 变量, 坐标变换原则为:空间矢量v在a、b、c三个轴上的投影恰为三相静止坐标系中a、b、c三相的瞬时量。假设d轴与a轴重合, 忽略零序分量, 设三相交流系统各相电压为[2]:

反变换为:

则a-b-c变量就能用矢量的形式表示如下:

1.1 SVPWM控制原理

由坐标变换易知, 电压空间矢量为:

把SaSbSc的27种开关状态代入上式, 每一组合对应一个矢量, 可获得所有空间电压矢量的表达式, 因为存在一些重合的电压矢量, 实际的电压矢量共有19种。

图1是空间电压矢量在α-β静止坐标系下的分布情况。由图可知, 零矢量位于坐标原点, 12个小矢量在小六边形的各个点的上, 6个中矢量位于大六边形的6条边的中点上, 6个大矢量位于大六边形个6个顶点。

1.2扇区判断

扇区判断不难, 我们可以通过角度确定扇区号, 用3θ/π取整来确定扇区号, θ∈[-π, π]具体取值如下:

1.2.1θ∈[0, π]时

(1) ceil (3θ/π) =1, 则参考矢量在扇区1中, N=1;

(2) ceil (3θ/π) =2, 则参考矢量在扇区2中, N=2;

(3) ceil (3θ/π) =3, 则参考矢量在扇区3中, N=3。

1.2.2θ∈[0, π]时

(1) ceil (3θ/π) +6=4, 则参考矢量在扇区4中, N=4;

(2) ceil (3θ/π) +6=5, 则参考矢量在扇区5中, N=5;

(3) ceil (3θ/π) +6=6, 则参考矢量在扇区6中, N=6。

2 SVPWM逆变器仿真模型及运行结果

SVPWM仿真模块如图2所示, RLC串联负载, 参数设置为R=3Ω, L=0.008m H, C=0.001F, Vdc=200V, 采样时间Ts=0.001s, 三相电压的幅值为100V, 频率f=50Hz。图3为七段式SVPWM梯形波仿真结果, 从仿真图可以看出, 每个周期都含有七级阶梯, 高度分别为1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 作为矢量状态次序多路选择开关器件的控制信号输入, 每个级阶梯的宽度表示矢量状态的作用时间。图4为扇区判断的仿真结果。从波形图可以看出, 在每一周期里, 参考矢量会依次经过从1到6的6个扇区;在每个扇区里, 经过的小三角形有2、3、4。图3是SVPWM模块输出的12路PWM波中A相的PWM波, 从仿真图形中可以看出, A相的Sa1与Sa3、Sa2与Sa4的控制脉冲是相反的, 满足三电平逆变器的控制要求。

从波形图我们还可以看出三电平逆变器带不同负载时, 负载的电压差不多, 都为八电平阶梯波, 接近正弦波;然而在不同负载时, 电流不一样, 不过波形也接近正弦波。LC的电流的波形最为光滑, 因为LC电路有滤波作用, R负载波形与电压的形状相似, 是八个电平的阶梯波;LRC、C和RL负载的电流波形都差不多, 比RC负载的电流波形光滑很多, RC负载的电流含有大的谐波, 波形很不光滑。

3总结

本文首先介绍了SVP-WM技术的基本原理, 并根据其原理进行了必要的公式推导。在此基础上阐述了SVPWM三电平逆变器的控制算法, 并应用Simulink对SVPWM逆变器进行仿真。

由仿真可知, 当频率比变大时 (也就是载波频率变大) , 总谐波失真 (THD) 减小, 若进一步提高开关频率, 则电流的波形更加近似于正弦波。但随着开关频率的升高会导致逆变过程中的开关消耗增大, 所以合理安排空间矢量的作用顺序, 可降低开关器件的开关频率, 减少开关损耗, 增长使用寿命。

参考文献

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[3]童鲜美, 汤雨.适合宽输入电压的单级升降压逆变器[J].中国电机工程学报, 2013, 33 (6) :61-66.

三相四线制系统篇8

有源电力滤波器 (APF) 是实时补偿谐波电流的有效方法, 它通过控制功率开关器件的开断, 产生与负载侧谐波大小相等、方向相反的谐波电流注入电网侧, 达到补偿谐波电流的目的[1,2]。从三相APF的工作原理可以看出它是典型的切换系统, 具有非线性、多模态等特点。突破传统对APF的近似线性化分析方法[3,4], 利用切换系统的相关理论[5,6]对其建模和分析可体现其动态混杂特性, 更精确地反映了APF的物理工作过程。

目前数字信号处理芯片 (DSP) 被广泛用于APF装置中, APF的数字化控制方式已成为主流[7,8,9]。但是数字化控制在易于开发、灵活性强的同时会不可避免地引入系统延时[8,10,11,12], 该延时虽然很小 (几个采样周期) , 却会引起系统输入-输出相移, 导致APF的谐波补偿性能下降, 相移严重时会引发LC谐振使得系统失稳, 这对实时性要求很高的APF而言是十分不利的。文献[12]提出通过在电流检测环节中增加相位补偿环节、提高系统采样频率或信号预测的方法来补偿延时对系统的影响。这类方法的时滞补偿效果很好, 但需要增加额外的补偿设备或者改变系统的相关参数来实现, 增加了系统的复杂性, 也可能引入新的问题。

在三相APF的控制过程中, 前馈控制[13,14]能够快速跟踪负荷侧谐波变化, 但需要精确的模型和参数, 且预测的指令电流和实际指令电流之间会有误差, 可能导致系统某次谐波放大, 从而恶化补偿效果。而状态反馈控制可以抑制这种误差, 保证系统稳定性。更进一步, 考虑到数字化APF的延时现象, 为了在宽频带范围内保证APF的性能指标, 在状态反馈控制中必须考虑系统时滞补偿。通常, APF的主电路为电压型PWM逆变器, 时间延迟环节的频率特性可以通过一阶惯性环节来表示[15]。

针对APF的工作原理与工作特性, 文献[14, 16]已经对基于切换理论的APF的建模与H∞控制问题进行了初步研究, 得到关于APF建模与分析的新方法。该方法为变流器的分析和设计开拓了一个新的思路, 但是也存在一些需要改进的地方, 例如其在APF建模过程中依然采用了近似线性化的方法, 基于该模型的分析控制方法必然存在一定的保守性, 另外其控制器的设计也基本采用单纯的反馈控制, 且没有考虑系统延时对APF补偿效果的影响。

基于以上分析, 本文提出基于离散时滞切换系统理论的三相APF建模与控制方法。首先, 在APF建模时考虑数字化控制产生的时滞现象, 通过时间延迟环节的频率特性和功率管的开关规律得到APF的时滞离散切换模型, 其中电网侧谐波电流作为控制输出, 前馈控制的指令谐波电流与理想指令谐波电流的误差作为干扰项。这样APF的电流跟踪控制问题就转化为仿射离散切换系统的鲁棒H∞控制问题。针对本文提出的APF仿射时滞离散切换模型设计对应的H∞反馈控制器, 并通过仿真验证该控制器相对于无时滞补偿的H∞反馈控制器的优越性。

1 基于离散切换理论的时滞APF系统建模

APF是谐波抑制和无功补偿的有力工具, 其对补偿实时性和精确性有很高的要求。为了满足工程中对APF的性能要求, 设计可靠灵活稳定的控制系统, 建立精确的APF模型显得十分重要。目前数字化APF在工程中应用广泛, 由于其数字处理的间断性以及功率开关器件开断在工作中呈现的多种开关模式, 三相APF可以看作典型的离散切换系统, 利用切换系统相关理论建模可以精确反映其物理工作过程。同时, 三相APF中数字化控制器引起的系统延时也不容忽视。文献[12]指出, 高频谐波对数字化控制器产生的延时非常敏感, 延时的存在直接影响APF的PWM过程和整体的补偿效果, 严重时还会通过放大高频段的谐波产生谐振现象, 进而对系统稳定造成严重威胁。所以本文基于离散切换系统理论对三相APF建模的同时将系统时滞考虑到模型中, 精确的APF模型更有利于设计可靠灵活的系统控制器, 进而满足APF的性能要求。

1.1 三相数字化APF系统结构

图1为三相数字化APF系统结构图, 其中APF是基于电压型变流器 (VCR) 结构的功率逆变电路, 它与非线性负荷并联接入电网。每个采样周期检测负载侧的高次谐波电流分量, 得到指令电流i*cj (j=a, b, c) , 并通过电流跟踪控制方法在每个切换控制周期触发输出PWM方波驱动功率开关元件VT1—VT6的通断, 使得APF产生的实际补偿电流icj实时跟踪指令值i*cj, 从而抵消掉电网侧谐波, 达到谐波补偿的目的。图中isj和usj分别为电网侧电流和电压, rsj为电网内阻, La=Lb=Lc=L为三相滤波电感, ra=rb=rc=r为功率开关管损耗的等效电阻, Cdc为变流器直流侧电容, udc为直流电容电压。

忽略电网内阻, 根据基尔霍夫定律, 图1所示系统的动态方程如下:

其中, 为开关函数, j=a, b, c。当上桥臂导通、下桥臂关断时, vj=1;当上桥臂关断、下桥臂导通时, vj=0。由于Sa和Sb的不同, 三相APF有8种基本开关模态, 所以该系统为典型的切换系统。

1.2 系统时滞模型

三相APF系统延时产生的最主要原因是数字化控制器控制信号的离散化[11], 由于切换控制信号的发生周期一般都大于系统采样周期, 所以APF发出的补偿谐波未能实时跟踪负载侧谐波变化。该延时的大小可以通过DSP的采样计算过程与切换控制过程的相互关系得到。

为了体现系统中的时滞因素, 分析时滞模型时本文只考虑时滞现象引起的系统谐波补偿跟踪误差。令三相APF的数字化控制器引起的系统延时为τc, 则τc可以表示为APF实际补偿的谐波电流滞后于指令谐波电流的时间间隔。一般地, 系统滞后频率特性可以通过一个一阶惯性环节Gdl (s) =1/ (1+sτc) 近似表示[15]。根据基尔霍夫电流定律, 指令谐波电流i*cj到电网侧谐波电流is Hj的结构图如图2所示。图中iLj为负载侧谐波电流, 则根据图2得:

其中, j=a, b, c。

1.3 基于切换系统的三相APF状态空间模型

为了实现三相APF产生的补偿电流快速跟踪指令谐波电流, 本文采用前馈控制u′=Gri*cj, 其中Gr为控制输入增益, i*cj为控制环的参考输入, 并取前馈指令信号为。由于前馈控制采用预测的方式, 要求精确的模型和参数, 所以实际前馈控制指令总是和理想控制指令存在误差, 这种误差可能导致谐波放大引起系统不稳定, 所以必须通过反馈控制加以抑制。本文将实际前馈控制指令与理想控制指令间的误差看作系统干扰[17], 记为ω, 提出前馈控制u′与反馈控制u相结合的控制规律, 使系统在保证跟踪性能的同时实现系统稳定。令, 则由式 (2) 可得:

由式 (3) 可以看出a、b、c三相的电网侧谐波电流is Hj表达式完全一致且解耦, 所以系统分析中可只考虑单相网侧谐波电流, 此处只考虑is Ha。结合式 (1) , 可得系统状态方程为:

由于开关函数Sa和Sb的不同组成, 三相APF有8种工作模式, 式 (4) 可以改写成系统切换状态方程如下:

其中, B=C。

又考虑到三相APF的目的是消除电网侧谐波电流, 本文选择系统输出为y=is Ha, 即:

其中, D=[0 0 0 1]。

式 (5) 、 (6) 得到的系统切换模型是基于连续时间的, 为了设计直接适用于数字化APF的系统控制器, 系统模型应该转换为等价的离散切换模型。通过线性离散化方法, 等价的系统离散切换模型如下:

由上述分析可知, 系统通过设计反馈控制器u减弱干扰ω对控制输出y, 即网侧谐波电流is Ha的影响, 使得is Ha的值趋向于尽可能小的数, 这种控制是典型的H∞控制[18], 结构框图如图3所示。图中K为反馈控制器增益。

2 H∞控制器设计

2.1 仿射离散切换系统简化

式 (7) 所示的三相APF切换系统模型为典型的仿射离散切换模型, Hi (k) 为仿射项且不恒为零。对于此类系统, 不能直接利用鲁棒H∞控制原理设计系统控制器, 而需要先对切换系统模型进行处理。文献[19-20]通过拓展状态空间的方法分析了在仿射项不为零情况下的仿射切换系统H∞控制问题, 但该方法由于拓展的系统矩阵不再稳定进而不可能找到对称矩阵P满足李雅普诺夫条件, 所以有很大局限性。本文采用拓展输入信号ω (k) 的方法对仿射切换系统处理后进行H∞控制, 详细过程如下。

考虑到切换系统中仿射项因素, 将输入信号ω (k) 拓展为以下形式, 如式 (8) 所示:

这样, 系统式 (7) 就可以写成:

这里考虑的H∞结构是以有限范围的L2增益为基础的, 所以提出的扰动输入ω (k) 的拓展方式是可行的。

假设反馈控制量有如下形式:

将控制规则式 (11) 代入系统切换模型式 (9) 后, 得到三相APF的闭环离散切换系统如下:

2.2 H∞控制器设计

基于上述对仿射离散切换系统的简化处理, 本文得到了鲁棒控制的典型控制对象式 (12) , 从而可以利用鲁棒控制的相关结论[18]得到适用于该类切换系统的H∞控制器设计方法, 如定理1表述如下。

定理1对于仿射切换系统式 (12) , 当x (k) χi, x (k+1) χj时, 如果存在正定对称矩阵Qi=QiT>0、Qj=QjT>0、合适维数的矩阵Yi、Ki2、Ti以及正数γ>0使得LMI矩阵不等式

成立, 则系统式 (12) 鲁棒镇定且具有H∞性能界γ, 同时使系统式 (12) 鲁棒镇定且具有H∞性能界γ的状态反馈阵由下式给出:

其中, χi、χj分别为第i个和第j个子系统的作用域, Ti=DQi。

写成矩阵不等式的形式为:

为了满足式 (16) 只需使得:

即:

根据schur补引理[18]可知, 式 (18) 等价于:

b.在零初始条件下, 引入性能指标

3 仿真分析

为了验证本文关于三相APF时滞切换模型的正确性以及基于系统时滞补偿的H∞控制器较普通控制器的优越性, 本节对三相APF系统在MATLAB软件环境下进行了数字仿真实验。取负载为不可控三相整流负载, 系统采样频率为10 k Hz, 电网侧电压为380 V/50 Hz, 电网内阻rsj=0.01Ω (j=a, b, c) , 直流侧电容Cdc=10 m F, 交流侧三相滤波电感Lj=0.016 2 H (j=a, b, c) , 直流侧电压udc=700 V。

三相APF的数字化控制系统通常采用主从DSP的形式, 主DSP工作在采样周期T下, 从DSP采用切换控制周期Ts。在每个采样周期T, 主DSP完成主要控制程序的计算, 将调制信号发送至从DSP处。从DSP通常在切换周期的中点处更新调制信号后在下一个切换周期利用该调制信号产生PWM波来控制APF开关管的通断, 所以若T=Ts, 由DSP数字控制器产生的时间延时大约为1.5 T。取系统延时τc=1.5 T, H∞控制器中γ=0.2, 并假设理想指令谐波电流通过瞬时无功功率理论给出。每个采样周期利用李雅普诺夫函数最小原则切换子系统, 并通过设计对应时滞子系统的H∞反馈控制器Ki1和Ki2补偿时滞, 使得系统稳定。因为前馈预测控制在子系统建模时已经考虑, 所以这种设计方式在保证系统稳定的同时也保证了谐波电流的跟踪性能。为了更清晰地说明系统时滞现象对APF工作性能的影响, 并验证本文提出的时滞补偿方法的优越性, 分别对控制环节中有时滞补偿和无时滞补偿的APF进行对比仿真实验。图4为负载侧谐波电流波形和傅里叶分析, 图5为在时滞补偿和非时滞补偿H∞控制下的a相网侧电流及其频谱分析。其中μ为各次谐波电流与基波电流幅值比值, n为谐波次数。

对比图4与图5可以看出, 本文提出的三相APF离散切换模型和切换规则很好地体现了APF的物理工作特性, a相网侧电流在APF补偿后畸变率大幅下降。而图5 (a) 和图5 (b) 的对比波形也暗示了如果数字化控制器引起的系统时滞不得以补偿, 则会引发LC线路谐振, 进而导致网侧电流振动, 严重时还会影响系统稳定。

另外考虑负载侧电流突变, 即在系统遇到扰动的情况下, 对比传统PI控制的三角波载波调制控制与带时滞补偿的H∞控制对系统补偿效果的影响。a相负载侧谐波突变电流如图6所示, PI控制的三角波载波调制控制下与考虑时滞的H∞控制下的网侧电源电流如图7所示。

由图7清晰地看出, 较传统的控制方法, H∞控制方法的鲁棒性更强, 在负荷突然增加后, APF的输出快速跟踪了这一突变, 使得网侧电流依然为正弦电流。而在传统控制方法下, 系统网侧电流无法快速跟踪突变, 且在干扰严重时系统容易失去稳定。

综上所述, 本文提出的考虑系统时滞的APF切换系统建模与对应的H∞控制器设计方法是十分有意义的, 更符合工程实际要求。

4 结论

APF数字化控制引起的系统延时不但会影响滤波装置的补偿效果, 严重时还会对系统的稳定性构成威胁。本文考虑了数字化APF的动态工作特性和系统时滞现象, 采用切换系统理论对三相APF建模, 得到仿射离散时滞切换系统模型, 并针对该模型设计可补偿时滞的H∞反馈控制器以及切换规律。这种基于切换系统理论的APF建模方法优于传统针对APF的近似线性化建模方法, 更加精确地反映了系统物理动态特性。整个分析过程融合了前馈控制与反馈控制2种控制方式, 并且考虑了系统延时因素, 更符合工程实际要求。本文提出的建模与控制方法对于进一步采用切换系统理论研究其他PWM变换器也具有一定的参考价值。

三相四线制系统篇9

关键词：边际油田,交接计量,GLCC,三相分离器,不确定度

0 引言

秦皇岛33-1油田(QHD33-1)隶属于中海石油(中国)有限公司天津分公司,是一个可动用储量不足400万m2的自营边际油田,油稠且需注水开发,开发难度很大。为有效降低工程投资,提高油田开发效益,秦皇岛33-1工程方案考虑两个开发思路:依托现有的秦皇岛32-6油田(QHD32-6)进行开发(三一模式:一座井口平台、一条单层保温的海底管线、一根海底电缆);独立开发,如采用新建简易井口平台+小型FPSO模式等。通过对两大开发思路的技术及经济两方面的比较,推荐采用依托QHD32-6油田开发的工程方案。由于QHD33-1油田属于自营油田,其作业权益完全属于中海油,而QHD32-6油田为合作油田,外方占有一定作业权益,因此QHD33-1油田所产物在进入QHD32-6之前必须完成商业交接计量。

常规的原油贸易交接计量系一级计量,要求计量介质为商品原油(国内贸易要求含水率低于1%)。为满足一级计量要求,需要对井口物流进行一系列处理工艺,诸如:油气分离(2～4级)、原油除砂、原油脱水(化学药剂、电化学脱水等)、原油稳定等。这些原油处理工艺将极大增加工程投资,导致油田开发效益不能满足基本收益率的要求。因此,在有效实施油田开发的前提下,如何通过管理及技术创新突破传统商业交接计量模式要求,实现井口物流的新型商业交接计量模式,成为该项目工程方案亟需解决的关键问题。

1 计量方案研究背景

1.1 QHD33-1油田井流分析

QHD33-1油田油气生产主要具有以下特点:

(1)不同油井、甚至同一口井不同开发阶段的生产参数差异较大(主要生产参数如表1所示),高/低产量、极高/极低生产气油比、高/低含水率和高/低压力同时并存。

(2)某些油井产出伴生气中高含CO2(摩尔百分含量在80%左右)和/或N2。

(3)部分生产井和一些平台油气水流动段塞流比较严重、压力和流量波动较大。

(4)部分生产井产出流体油水乳化严重。

(5)部分油藏产出原油倾点较高,析蜡和结垢比较严重。

(6)不同油藏原油泡点压力差别甚大。

(7)油品比重比较大。

1.2 计量准确度要求

鉴于QHD33-1油田属于边际油田,简化其工艺方案是降低投资最为有效的手段之一,因此考虑对井流进行多相流计量以达到交接计量目的的计量方案。

在确保计量系统不存在偏差(始终为正向或负向的误差)的情况下,计量系统对井流中纯油的计量随机不确定度(从长期看来,其正负方向的误差可以抵消)应在±5%以内。根据GB 50350-2005《油气集输设计规范》的要求,该计量系统应满足三级计量要求,相当于含水原油的生产计量准确度要求。

1.3 现有计量技术

1.3.1 容积式及质量流量计

在成品油计量中常用的两种流量计为容积式流量计和质量流量计。容积式流量计又称正排量流量计,简称PD流量计或PDF,其原理是,流动的液体进入流量计时,被计量腔内旋转的固定容积空间连续不断地置换,被置换的这部分液体体积得到计数,通过修正等手段可以得到累计的体积流量。常用的容积式流量计包括smith刮板流量计、双转子流量计以及腰轮流量计等。科氏力质量流量计是运用流体质量流量对振动管振荡的调制作用,以科里奥利力现象为原理,以质量流量测量为目的的流量计。在测量单一流态的介质时,容积式流量计和质量流量计的测量精度均可优于±0.2%。在QHD33-1油田的应用要求中,介质为油气水三相流,且流态非常复杂,单纯采用容积式或质量流量计的方案均不适用,计量将严重失真。

2.3.2多相流量计

多相流量计不仅在陆上油田,而且在海洋平台以及水下设施都得到了应用,但尚存在一些问题:

(1)目前市场上大多数多相流量计在大部分流态下各相测量误差为10%左右。

(2)所有目前用于多相计量的技术都要求必须掌握流体的特性,比如介电常数、质量吸收系数等,若流体特性出现变化,则必须频繁评价及标定其传感器。

(3)目前市场上几种主要多相流量计不能适应介质含气率的变化,随着含气率的增加,液相的计量准确度将随之降低。

(4)目前尚无可被广泛接受的对多相流量计评估和定级的标准。

因此,现有的多相流计量技术及方案并不适用QHD33-1项目的应用场合,需要进行专项计量方案研究。

2 计量系统设计

2.1 计量方案初步选型

2.1.1 单独使用GLCC

GLCC(柱状旋风式气液分离器)概念由CHER-VON提出,经MSI(TULSA大学多相流分离技术实验室)开发成为适用于油气工业的设备。对于任何气油比,GLCC都可以实现对游离气体超过99%的分离效果。分离器由倾角向下的管道沿特定角度的切线方向与铅垂管道相连,多相流经入口段预分离后进入主分离器。由于旋流作用,在主分离器中,离心力、重力和浮力形成一个倒圆锥型的涡流面。密度大的液相沿铅垂管道的管壁流到分离器底部,密度小的气相沿涡旋的中央上升至涡面并流至分离器顶部,最终气相和液相分别从分离器的顶部和底部排出。并通过控制阀调整液位和压力,实现两相充分分离。GLCC缺陷在于对介质黏度较为敏感,随着黏度上升其气体分离效果变差。其结构如图1所示。

2.1.2 单独使用三相分离器

油气水三相分离器在油田转接站和联合站中有着广泛的应用。油气水混合物进入分离器后,进口分流器把混合物大致分成汽液两相,液相进入集液部分。集液部分有足够的体积使自由水沉降至底部形成水层,其上是原油和含有较小水滴的乳状油层。原油和乳状油从挡板上面溢出。挡板下游的油面由液面控制器操纵出油阀控制于恒定的高度。水从挡板上游的出水口排出,油水界面控制器操纵排水阀的开度,使油水界面保持在规定的高度。分离器的压力由设在天然气管线上的阀门控制。其结构如图2所示。

2.1.3 GLCC+三相分离器

该方案的优点在于:GLCC能够预分离出进入三相分离器的大部分气体以减少混合液中的含气率;三相分离器分离油中的游离水,控制油中水的含量;GLCC的分离后短时间流体滞后效应可控制系统的流量,通过PLC程序设计,使得油相的含水相对稳定。其结构如图3所示。

2.2 计量系统误差分析

流体中的气体夹带是计量不确定度的主要因素。针对油相出口计量的下述3种测量参数组合情况进行不确定度分析:

(1)组合一:质量流量、密度、含气率和含水率。

(2)组合二:体积流量、含气率、含水率。

(3)组合三:体积流量、含水率。

2.2.1 组合一

采用下述仪表进行油相相关参数测量:质量流量计,测量质量流量、混合密度;含气分析仪,测量含气率;含水分析仪,测量含水率。

纯油体积流量计算公式:

式中,qO为体积流量;m觶为质量流量测量值;ρ为密度测量值;fracW为含水率测量值;fracG为含气率测量值。

因此,纯油体积流量的不确定度εq O可按下式计算:

W式中,分别为质量流量、密度、含水率以及含气率测量值的不确定度。若仪表厂家并未提供整体不确定度,可按下式计算:

纯油体积流量的不确定度需要对体积流量关于质量流量、密度、含水率和含气率求偏导数以求得:

对于每个待测量参数和相应的不确定度,可参见推荐的仪表选型及生产厂家提供的不确定度数据,如表2所示。

基于表2,可拟出系统整体不确定度表示为含水率的方程,其曲线如图4所示。

从图4中可以看出,当含水率和含气率上升时,系统整体不确定度随之上升。当含气率低于10%、含水率低于80%或者含水率低于70%、含气率等于20%的情况下,系统整体不确定度可以保持在5%以内。

当采用科里奥利力质量流量计测量质量流量时,该仪表会受含气率影响,根据有关参考文献研究成果,将含气率对质量流量计影响叠加在图4上,可得到曲线如图5所示。

(考虑含气率对质量流量计影响)

若希望实现系统整体不确定度在5%以内,则必须保持含气率低于2%且含水率低于70%。

2.2.2 组合二

采用容积式流量计测量油相流体的体积流量。体积流量计算公式:

系统不确定度计算方法同组合一,具体推导公式为:

基于表2,将系统整体不确定度表示为含水率的方程,其曲线如图6所示。

从图6可以看出,当含水率高于80%时,系统不确定度急剧上升。在组合二的分析过程中,假定含气率不影响容积式流量计和含水分析仪的精确度,但实际上,该假定仅在含气率低于2%～3%且流态均匀的条件下成立。

(容积式流量计精确度假定为1%)

2.2.3 组合三

由于含气率的测量技术目前尚不成熟,其可靠性比起其他成熟的测量技术而言还相对较低。在组合三的情况下,含气率将不参与体积计算。因此,体积流量计算公式为:

系统不确定度计算方法同组合一,具体推导公式为:

与前两种组合分析过程类似,可得到曲线如图7所示。

(容积式流量计精确度假定为1%)

与组合二一样,不考虑含气率对容积式流量计和含水分析仪计量精度的影响。

2.3 方案选择

根据有关参考文献研究成果,在确保油相出口流体含气率低于2%的前提下,计量系统初步选型的3种模式尺寸对比如表3所示。

考虑到含气分析仪的可靠性较低,其测得的含气率不参与计算,仅用于监控流体含气情况,必要时做报警源使用。

通常情况下,流体中若仅含有少量的气泡而流态是均匀的,将不会对容积式流量计和含水分析仪的测量造成影响。但是在这种情况下,基于微波原理的含水分析仪,比如Phase Dynamics公司的产品,会将夹带气视作油,这将对最终换算结果产生一个偏差。由于整个油田全生命周期的井流黏度、含水率以及含气率均会发生不同程度的变化,合作双方应视计量系统油相基础含气率及油田实际生产情况谈判解决计量结果的偏差修正值,以体现合作方案的公平。

QHD33-1项目计量系统最终方案:

(1)采用“GLCC+三相分离器”的组合模式。

(2)在确保油相出口流体含气率低于2%的前提下,采用容积式流量计测量油相出口流体的体积流量,采用含水分析仪测量其含水率。

(3)考虑到三相分离器的气相和水相出口分别可能存在气夹带油和水夹带油的情况,系统偏差修正值在油田生产初期应选取在2%以内,合作双方根据整体合作框架等因素予以谈判确定。

计量系统最终方案相对单独使用三相分离器有如下优势:

(1)GLCC处在三相分离器上游,可实现段塞流捕集,这将使三相分离器工作更平稳且可靠性更高,从而平滑油气界面和油水界面,降低三相分离器内紊流出现的概率。

(2)GLCC分离了大部分的游离气,只有少量夹带气泡将流入三相分离器,后者的液体处理能力得到进一步提高。

3 结语

QHD33-1油田计量系统的成功研发解决了渤海边际小油田开发以及不同作业权益者之间合作的问题。该油田自2009年5月份投产至今,计量系统一直工作稳定,计量精度符合设计要求,得到了中外双方作业人员的一致认同。

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