单相正弦波逆变电源（共7篇）
单相正弦波逆变电源 篇1
0 引言
随着电力电子技术的飞速发展, 逆变电源的应用越来越广泛。目前, 正弦波逆变电源的关键之一是SPWM的产生, 常以DSP为控制芯片产生SPWM信号[1~3], 还可以用一些专用的单片机 (如8051F系列) 也可实现此功能。本文设计一种以C8051F410单片机作为控制核心的逆变电源, 介绍逆变电源软硬件结构, 并确定每部分参数的确定原则。
1 结构原理
本系统采用C8051F410单片机作为控制核心, 产生SPWM驱动信号, 实现对逆变主电路的控制, 并对输出电压电流进行检测和显示。系统输入+12V直流电, 输出220V、频率为50Hz的交流电, 可以为一般性的负载提供电源。系统的主电路结构主要分为MOS管组成的逆变模块、C8051F410单片机组成的控制及驱动模块、DC-DC升压模块和辅助模块四个模块, 设计方案框图如图1所示。
2 电路设计
2.1 控制及驱动模块
2.1.1 单片机最小系统
单片机是系统的主控制部分, 采用C8051F410单片机。C8051F410器件是完全集成的低功耗混合信号片上系统型MCU, 具有片内上电复位、VDD监视器、看门狗定时器和时钟振荡器的C8051F41x器件是真正能独立工作的片上系统。单片机的最小系统如图2所示。
2.1.2 死区电路
在单相正弦波逆变系统中, 同一桥臂上的两个开关器件是工作在互补状态下, 由于开关器件的关断时间通常大于开通时间, 急易会产生“直通”, 现象, 从而损坏损坏开关管。因此, 在使用中, 通常上下开关管的导通和关断错开一定的时间, 以保证同一桥臂的上、下开关管总是先关后通[4]。死区电路如图3所示。将两路相位差180°的SPWM分别经过反相器和与门电路, 产生极性相反的两路SPWM, 同时使用RC电路产生死区时间[1], R1=47K, C7=22PF, 因此死区时间td≈RC≈.094us。
2.1.3 逆变桥驱动电路的设计
由于本系统主电路为强电电路, 控制单元为弱点电路, 为了防止干扰采用光电隔离措施。本设计中采用TLP250作为开关管的驱动芯片, 它既保证了很高地隔离功率驱动电路与PWM脉宽调制电路, 同时可以直接驱动MOSFET[5], 驱动电路如图4所示。
2.2 DC-DC升压模块电路的设计
2.2.1 升压驱动电路的设计
本系统升压模块输入的额定电压为12V (蓄电池提供) , 输出为311V。选用SG3525芯片设计出DC/DC升压驱动电路。由于SG3525产生的两路反向方波可以控制MOSFET的导通与关闭, 并且SG3525输出的直接推挽方式可大大增强它驱动能力[6]。本设计输出部分采用桥式整流, 在输出端加有分压电阻, 用以调节控制输出占空比来稳定输出电压, 具体升压驱动电路如图5所示。
振荡器频率f由外接电容CT和电阻RT决定, 如式 (1) :
代入R17、C21、R21计算得到f=98.4KHz。输出频率为49.2KHz。
第11脚、第14脚产生两路相位相差半个周期的脉冲信号, 经过图腾柱输出, 增大输出级驱动能力。
2.2.2 升压电路结构
常用的DC/DC变换器拓扑结构有单端反激变换器、单端正激变换器、半桥变换器、全桥变换器、双管正激变换器和推挽变换器。而推挽变换器比较适合于低压输入中小功率的应用场合。升压电路结构如图6所示, 采用开关管栅极连接10Ω电阻, 限制电压尖峰的产生, 同时在源极连接10K电阻, 在开关管关断时释放电荷。变压器采用推挽式拓扑结构, 初级中心抽头连接输入电源, 次级采用快恢复二极管整流, 电容滤波输出直流电。
根据变压器的计算公式如式 (2) 所示, 可以计算所需要磁芯Ap值。
其中, Ton为开通时间, PO为额定功率, ∆B为变压器的磁通密度, η为变压器的效率, Kwin为变压器磁芯填充系数, Kc为磁芯填充系数, j为允许的电流密度。综合考虑采用EE40磁芯。EE40的磁芯Ae为127.00mm2, AW为173.23mm2。
在低压满载时输入电压Uin, 开通时间Ton最大, 故按输入电压最低和输出满载的状况下计算变压器原边绕组匝数如式 (3) 所示:
推挽变换器中∆B=2Bm, 实际中取Bm=0.16。最大占空比Dm a x取0.5, 输入最低电压Ui n m i n=1 0 V, F=49.2KHz, Ae=127mm2, 代入计算得到变压器初级匝数N1=2.03。取N1=2匝。副边绕组匝数如式 (4) 所示:
两式中Ui n m i n为输入最大电压, 最大占空比Dm a x取0.5;UO, UD, Uf分别为输出电压, 二极管两端电压, 电容压降, Uinmax=12V, UD=1V, UO=311V。因此N2=55。
系统设计P=100W, 输出电流i=0.5A, 则电流有效值。线径电流密度J=4A/mm2。考虑留有余量, 采用d=0.5mm铜线绕制。原边电流I=10.41A, 采用d=0.9mm铜线四线并绕。
2.3 逆变模块
逆变主电路如图7所示。图中DC-OUT为直流输入电源, Q7, Q8, Q11, Q12为四个开关管, 由此构成全桥逆变电路。该电路共有四个桥臂, 可以看成由两个半桥电路组合而成, 桥臂中开关管Q7和Q11同时导通 (关断) , 同时Q8和Q12同时关断 (导通) , 两对交替各导通180°。
本设计中, 需产生交流220V, 直流310V, 功率1 0 0 W。因此选用I R F P 8 4 0型号M O S F E T, 其耐压值500V, 耐流值8A, 满足了电路的要求。
在逆变桥输出的电压是正弦调制波, 含有丰富的谐波。为了消除高于50Hz的谐波, 应在系统中设置合适滤波器。本系统中采用LC型滤波器[7], 其电路如图8所示。
由自动控制理论可知, 此滤波器的传递函数如式 (5) 所示:
是一个典型的二阶系统, 假设负载为电阻R, 其转折角频率ωn和阻尼比ζ可由式 (6) 和式 (7) 得到。
有控制理论知识可知此二阶系统的转折频率为-40d B, 其转折频率由ωn决定, 实践中经常是截止频率fs=0.1fn, 其中fn为转折频率。本设计中SPWM取60点, 因此载波频率fn=6KHz, fs=600Hz。
在设计二阶系统时, 经常取ξ==0.0.770077, 此时系统调节时间短, 超调量小, 系统性能最佳, 因此, 由P=100W, U=220V得RR==448844Ω。取L=4m H, 计算出C=17.5u F。
2.4 辅助模块电路
2.4.1 过压保护电路
为了获得逆变电源的运行状态需要对逆变电源的输出电压进行检测, 检测输出电压, 当过压时需由单片机进行过压保护, 具体实现的硬件电路如图9所示。图中将输出电压采用1N4007二极管整流, 电容滤波, 变成直流电测量, 同时通过R38构成回路。将输出电压送至单片机内置A/D采集。
2.4.2 过流保护电路
逆变电源工作时, 逆变电源的输出电流基本上等于直流母线电流, 对直流母线电流进行检测可以对开关管进行有效的保护。本系统检测采样电阻R10 (0.5Ω/2w) , 进行检测经过放大器放大后将数据送入单片机内置A/D检测, 当系统电流超过预定值时由单片机关断系统。电路如图10所示。
2.4.3 欠压保护电路
本系统具有欠压保护功能, 具体电路如图11所示。当系统输入低于固定值时比较器输出高电平将关断SG3525的PWM输出, 关闭该电源。
3 试验结果
欠压、过压和过流的测试。调节输入电压Ui并加以测量, 当输入电压低于9.92V, 高于14.4V时, 电源停止工作。调节负载, 测量输出电流, 当输出电流高于0.56A时, 电源停止工作。
输出电压测试。输入端加12V直流电压, 相应调节负载控制输入功率为100W, 分别测得输入电流、输出电压和输出电流, 并计算出逆变电源的效率, 记录数据如表1所示。
4 结论
本系统在经典的结构的基础上对逆变主电路、SPWM生成、升压电路、控制芯片、滤波电感、变压器参数、主功率管及整流管的参数选择进行了计算。设计了的驱动电路加入了死区环节, 避免开关管产生直通现象, 同时出于保护电源的母的设计了保护电路。该电源实现了输入12V直流电, 输出交流220V, 频率50Hz, 功率100W, 效率达到了90%以上。
摘要：设计了一种基于C8051F410单相正弦波逆变电源, 单片机对采样电压进行中位值滤波、PI控制得到相应电压值, 来控制SPWM波形参数, 从而控制逆变桥, 改变输出电压的幅值。设计中同时给出了逆变电源的其他组成部分以及相关参数。通过测试可以实现输入12V直流电, 输出交流220V, 频率50Hz, 功率100W, 精度±2%, 效率达到90%以上。
关键词：C8051f410,SPWM,单相,正弦波,逆变电源
参考文献
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单相正弦波逆变电源 篇2
我国光伏发电系统主要是直流系统,太阳能电池在阳光照射下产生直流电,在远离电网的地区用蓄电池贮能,才能向用户提供连续平稳的电能。然而,大多数家用或工用电器都是以交流电工作,因此以直流供电的系统有很大的局限性。此外,当供电系统需要升高电压或降低电压时,交流系统只需加一个变压器即可,而在直流系统中升降电压的技术就要复杂的多了。因此,在独立运行的光伏发电系统中需要独立式光伏逆变器将直流电变换成交流电。
本文介绍了一种主电路采用电气隔离DC-DC-AC的技术,控制部分采用SPWM(正弦脉宽调制)技术,利用对逆变功率元件MOSFET的驱动脉冲控制,使输出获得交流正弦波的稳压电源设计。
1 系统结构设计
先采用DC-DC变换器把12V蓄电池的电压升至350V,保证输出真有效值为220V的正弦波不出现截止失真和饱和失真。输出电压反馈采用调节SPWM信号脉宽的方式。该系统采用两组相互隔离的辅助电源供电,一组由变压器抽头组成后级辅助电源供给TLP250使用,前级辅助电源由7805降压供给IAP15F2K61S2以及时序电路,这样交流输出的地和蓄电池的地形成隔离控制。输出电流检测使用电流互感器。
整体设计框图1如下 :
2 关键单元电路设计
2.1 DC-DC 变换器控制电路的设计
DC-DC变换器控制电路如图2所示。SG3525是电流控制型PWM控制器,所谓电流控制型脉宽调制器是按照接反馈电流来调节脉宽的。
在脉宽比较器的输入端直接用流过输出电感线圈的信号与误差放大器输出信号进行比较,从而调节占空比使输出的电感峰值电流跟随误差电压变化而变化。由于结构上有电压环和电流环双环系统,因此,无论开关电源的电压调整率、负载调整率和瞬态响应特性都有提高,是目前比较理想的新型控制器。R5和C5设定了PWM芯片的工作频率,计算公式为R7为死区时间编程电阻。R2和R3构成了电压反馈回路基准。R1、C3构成了频率补偿网络。C7为软启动时间设定电容。
2.2 DC-AC 变换器控制电路的设计
SPWM主控制电路如图3所示。电路所有 保护显示 以及显示 均由IAP15F2K61S2来实现,“VF”为反馈电压控制,用于输出稳压。“T-I”为电流互感器感应电压,用于检测空载状态,可实现逆变器休眠。“BT”为蓄电池电压检测,用于实现电池欠压过压保护。“T”温度检测,外接10K负温度系数热敏电阻实现温度控制以及散热扇的开启。“MOT”用于散热扇的控制,高电平时开启。“CON”用于外部控制输出,高电平关断。“PWMA,PWMB”分别为两 路SPWM,用于控制H桥做DC-AC变换。“SD”外部故障输入引脚,上升沿关断输出。
3 算法编程 SPWM 实现
利用IAP15F2K61S2单片机产 生SPWM波的方法是 :将载波周期数值赋给PCA模块0的16位捕获/比较模块寄存器CCAPl H( 高8位 ) 和CCAPl L( 低8位 ),PCA定时器的值CH( 高八位 )、CL( 低八位 ) 与模块捕获寄存器的值相比较,当两者相等时,产生PCA中断。在中断中,调用模块0的PWM脉宽调节模式,将下一个SPWM波的脉宽通过CCAP0H装载到CCAPOL中,这样就可以实现无干扰的更新PWM。
由于单片机PCA工作在8位PWM模式下,最大值为255,为提高载波频率在此关断PWM中断改用定时器T0定时中断更新PWM脉宽。程序采用查表法定时器T0中断一次则标志加1更新PWM脉宽。中断服务程序框图如4所示。
4 结束语
本设计制作单相正弦波逆变电源,控制部分采用SPWM(正弦脉宽调制)技术,利用IA15F2K61S2对逆变功率元件MOSFET的驱动脉冲控制,使输出获得交流正弦波的稳压电源。经检测,输入单路12V直流,输出220V/50Hz,经测试额定输出功率300W时,效率达到80% 以上。该设计信号产生及电源参数均由系统控制,硬件结构简单可靠。同时可通过修改控制程序实现参数改变和功能升级,具有继续完善提高的特点和待开发功能。
摘要：本文介绍了一种基于IAP15F2K61S2的单相正弦波逆变电源设计。主电路采用电气隔离DC-DCAC的技术,控制部分采用SPWM(正弦脉宽调制)技术,利用IA15F2K61S2对逆变功率元件MOSFET的驱动脉冲控制,使输出获得交流正弦波的稳压电源设计。
小型光伏正弦波逆变器的设计 篇3
关键词：dsPIC30F2010,充电电路,驱动电路,滤波器,SPWM
引言
近年来, 国内太阳能电池板组建加工初具规模, 太阳能发电正在逐步进入人们的日常生活。但由于太阳能电池板产生的电能都是直流电, 若应用于电视机、电冰箱、小型家用水泵等, 需要把直流电源转换成220V/50Hz工频交流电源[1,2,3]。
普通逆变器一般是方波逆变器和修正正弦波逆变器, 它们输出的电能质量差, 谐波含量大, 并且不能够为家用水泵这样的负载提供电能[4]。本文介绍一种基于PIC 16位dsPIC系列单片机的标准正弦波逆变器的设计。
1 控制系统结构与功能
本文设计的逆变器额定功率为300W, 额定输入电压DC 24V, 额定输出电压AC 220V/50Hz。以dsPIC 30F2010单片机为核心 (包括软件) , 主电路由充电电路、驱动电路、H桥逆变电路、滤波器和升压变压器组成。充电电路采用BUCK电压斩波变换电路。逆变部分主要通过逆变电路先低压逆变, 然后经过滤波器滤除谐波, 再利用工频变压器进行升压, 输出220V电压。控制系统结构如图1所示。
dsPIC 30F2010是一款只有28个引脚的高性能16位微处理器。片内含有MCPWM电机专用PWM控制器和10位高速模数转换模块, PWM控制器通过编程可产生独立的、具有相同频率和工作方式的三相6路PWM脉冲, 为防止同一桥臂上2个功率管发生直通造成短路, 还可通过编程设置死区互锁时间。高速模数转换模块可以将模拟信号转换为10位数字值, 提供6路模拟输入通道。
本文设计的逆变器中, dsPIC 30F2010单片机主要采集各路模拟信号, 根据当前逆变电路输出电压以及负载大小调整主电路控制信号, 同时控制指示灯指示当前工作状态。主要功能如下:
(1) 输入6路模拟信号, 即:蓄电池电压、蓄电池输出电流、太阳能电池板电压、充电电流、交流电压、交流电流。
(2) 输出1路PWM脉冲, 控制充电电路DC/DC环节, 根据蓄电池电压、太阳能电池板电压和充电电流调节占空比, 改变太阳能电池板对蓄电池的充电电压和充电电流, 对蓄电池进行保护性充电。蓄电池饱和, PWM占空比减小, 对蓄电池进行浮充, 蓄电池电压过低, 调整适当的PWM占空比对蓄电池进行恒流充电, 蓄电池进入恒压充电阶段, 调整PWM占空比, 保证充电电压恒定。
(3) 输出两组4路带死区时间的SPWM脉冲, 通过驱动电路驱动H桥逆变电路, 采集输出的交流电压, 调整SPWM调制度, 稳定交流电压输出同时根据蓄电池电压和蓄电池输出电流计算输出功率, 输出功率大于逆变器额定功率时继电器断开, 切断蓄电池供电回路, 封闭SPWM脉冲输出蓄电池电压过低时继电器断开, 切断蓄电池供电, 封闭SPWM脉冲输出。
2 硬件电路设计
硬件电路设计的主要依据是逆变器的额定输出功率和额定输入电压等条件。下面主要介绍充电电路及其驱动电路的设计, 逆变电路及其驱动电路的设计, 以及逆变器的软件设计, 对设计出的样品进行实验, 给出实验波形。
2.1 充电电路及其驱动电路
充电电路是太阳能电池板为蓄电池进行充电的回路, 控制器从充电回路中采集蓄电池电压和太阳能电池板电压。为保证准确采样, 参考电压负极、蓄电池负极、电池板负极必须共地, 因此开关管串联在蓄电池正极和太阳能电池板正极。开关管可以选择PMOS管或者NMOS管, 由于充电电流比较大, 一般PMOS道通电阻较大, 导通损耗就会加大, 而NMOS管的导通电阻相对很小, 所以选择NOMS管。
图2所示为简略充电电路图。其中VD 1是防太阳能电池板反接二极管, S与B相连, S+和B+分别为AD采样引出点。VT1为NMOS开关管, R、C串联之后并联在开关管两端组成开关管的缓冲吸收电路, G、S接点接驱动电路。该开关管的驱动属于高端驱动, 保证栅源G、S之间的电压为10V左右, 要求驱动电路电源与充电回路电源相互隔离。
该驱动电路采用了TLP光电耦合器。图所示为DC/DC开关管驱动电路, G引出线接开关管栅极, S引出线接开关管源极。TLP250输入高电平时, G点输出电压为+15V, S点电压为+5V, 则栅源电压为+10V, 开关管导通。TLP250输入低电平时, G点输出电压为0V, S点电压依然为+5V, 则栅源电压为-5V, 确保开关管可靠关断。
2.2 H桥逆变电路及其驱动电路
逆变器额定功率为300W, 则直流侧额定输出电压为24V, 额定输出电流为12.5A。则开关器件选择耐压大于50V和导通电流大于30A的N沟道MOSFET, 考虑逆变元器件的散热, 降低损耗, 导通电阻需要很小。根据实际情况选用了IR公司的IRFP064N, 导通电阻仅有0.008Ψ。缓冲电路采用RCD缓冲电路。
图4所示为H桥逆变电路, VT1、VT2和VT3、VT4逆变电路主要开关器件IRFP064N, 电阻与二极管并联之后和电容串联再并联在开关管两端组成开关管的缓冲吸收电路。主要用来降低关断电压上升率和开通电流上升率, 抑制开关管电压冲击, 减小开关损耗。
驱动电路是逆变器中极其重要的一部分依靠控制器输出的电压无法正常驱动开关管, 开关管工作时要保证开关管能够完全导通, 则开关管栅源电压必须大于开启电压并且不超过栅源之间最大允许电压。该驱动电路采用了MOSFET专用驱动芯片IR 2110。兼具光耦隔离和电磁隔离的优点, 有独立的低端和高端输入通道, 可以同时驱动半桥上下开关管。
图5所示是由IR 2110集成驱动芯片组成的单半桥双管驱动电路。RHO和RLO分别接图4中右桥臂的VT3和VT4, ACR接点与图4中ACR接点相连, 二极管D和电容C组成自举电路, 维持上桥臂开关管导通时的栅源电压降, 从而保证N沟道开关管可靠导通。当逆变器保护电路动作时, Lock引脚输入高电平封锁RHIN和RLIN输入, 则IR 2110输出信号均为无效信号, 开关管截止, 逆变桥得到保护。
2.3 软件设计
软件是逆变器的核心, 是整个系统的思想, 优异的软件能够使硬件更加稳定可靠地工作, 并达到理想的要求。该软件的主要工作流程如图6所示。结合硬件电路阐述软件工作流程, 首先给系统上电, 单片机初始化, 启动充电电路, 输出一路PWM脉冲;然后单片机对六路模拟信号进行AD采样, 根据蓄电池的状态调整充电电路, 对蓄电池保护性充电, 根据输出电压的变化调整SWPM脉冲调制度, 输出具有死区的SPWM脉冲, 确保输出电压稳定在220V;再计算负载的大小, 根据蓄电池和太阳能电池板的输出功率, 调整负载, 对逆变器和蓄电池进行保护。
3 实验结果及分析
根据提出的系统设计, 制作了样品进行实验研究。外围部件选用了24V、120Ah的铅酸蓄电池和输出电压40V、400W的太阳能电池板。
(1) 实验一。
实验环境:常温, 晴, 蓄电池欠压, 初始电压21.6V, 未接入负载。
实验设备:万用表。
每隔1h记录一次蓄电池电压, 实验开始时间为9∶00。表1所示为充电实验结果。
V
由表1可以看出, 充电速率最快的时候是在中午11∶00左右的时段, 此时光照较强, 并且温度不高, 电池板的效率较高, 一天的时间基本可以把蓄电池充满充电速率基本能够达到要求
(2) 实验二。
实验环境:常温, 晴。
实验设备:TektronixTDS3054示波器。
通道一接H逆变桥滤波器之后, 通道二接单片机SPWM输出引脚。
通道一实验波形如图7所示, 通道二实验波形如图8所示。由实验波形看出逆变器未经升压变压器之前的输出电压基本稳定在24V左右, 电压波形接近正弦波, 具有一定的谐波。基本能够满足用户要求。证明了文中提出的小型光伏正弦波逆变器的设计可行性。
4 结语
小型光伏正弦波逆变器具有体积小, 重量轻, 性能稳定, 具有对蓄电池和负载的保护, 使用安全针对小型光伏正弦波逆变器的研究促进了对太阳能的开发和利用。解决了野外环境中对电能质量要求较高的用电设备的电力供应问题, 同时为偏远地区和山区解决了部分用电问题。
参考文献
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单相正弦波逆变电源 篇4
随着各行各业控制技术的发展和对操作性能要求的提高, 许多行业的用电设备都不是直接使用通用交流电网提供的交流电作为电能源, 而是通过各种形式对其进行变换, 从而得到各自所需的电能形式。其幅值、频率稳定度及变化方式因用电设备的不同而不尽相同, 如通信电源、不间断电源、医用电源等, 所使用的电能都是通过整流和逆变组合电路对原始电能进行变换后得到的。现代逆变技术主要包括三部分内容:半导体功率集成器件及其应用、功率变换电路和逆变控制技术。其主要应用领域有交流电动机变频调速、磁悬浮列车、环保电源、通用型直流电源变换器等。
1 硬件设计
设计一款正弦波输出逆变电源, 电路原理如图1所示。设计采用DC/AC一级变换, TLP250隔离驱动, 单片机控制;逆变桥中器件选用IRF840;逆变部分采用单极性SPWM控制方式。
1.1 TLP250功率驱动模块在IRF840 MOSFET中的应用
系统主电路为高电压、大电流, 而控制单元为弱电电路, 所以它们之间必须采取光电隔离措施, 以提高系统抗干扰措施, 可采用带光电隔离的MOSFET驱动芯片TLP250。光耦TLP250是一种可直接驱动小功率MOSFET和IGBT的功率型光耦, 由日本东芝公司生产, 其最大驱动能力达1.5A。选用TLP250光耦既保证了功率驱动电路与PWM脉宽调制电路的可靠隔离, 又具备了直接驱动MOSFET的能力, 使驱动电路特别简单。
TLP250包含一个Ga A1As光发射二极体和一个集成光探测器, 8脚双列封装, 适合于IGBT或功率MOSFET栅极驱动电路。TLP250的管脚如图2所示。
TLP250驱动具备以下特征:输入阈值电流IF=5m A (max) ;电源电流ICC=11m A (max) ;电源电压 (VCC) =10~35V;输出电流IO=±0.5A (min) 。
1.2 驱动电路和保护电路
根据MOSFET的开关特性和对栅极驱动电路的要求, 采用TLP250设计的驱动电路如图3所示。
PWM3为单片机发出的驱动信号, VCC为辅助电源的18V电平, G3和E3为IGBT的驱动信号, G3接MOSFET的漏极, E3接MOSFET的源极。开通状态下的栅极驱动电压为13V, 关断状态下的栅极驱动电压为-5V (稳压管反向偏置) 。当G3与E3两端电压为13V时, MOSFET导通, 当其两端电压为-5V时, 则强迫MOSFET迅速关断。而当输出出现过电压时, 电路将封闭TLP250的工作, 从而实现对MOSFET的保护。
2 软件设计
PICl6F877是Microchip公司的一款中档单片机, 它功能强大而又价格低廉。PICl6F877内部有两个CCP (Capture、Compare、PWM) 模块, 当它工作在PWM模式下, CCP x引脚就可以输出占空比10位分辨率可调的方波, 其工作原理如图4所示。
TMR2在计数过程中将同步进行两次比较:TMR2和CCPRx H比较一致将使CCPX引脚输出低电平;TMR2和PR2比较一致将使CCPx引脚输出高电平, 同时将TMR2清零, 并读入下一个CCPRx H值。因此, 设定CCPRx H值就可以设定占空比, 设定PR2值就可以设定脉冲周期。
设计中, 全桥逆变器采用单极性SPWM调制方式, CCP1模块用来产生高频脉冲, CCP2模块用来产生低频脉冲。单片机TMR2中断程序流程如图5所示, 在中断程序中查表修改CCPx L的值, 就可以改变下一个脉冲的CCPx H值, 从而修改下一个脉冲的占空比, 实现SPWM控制。
3 结语
基于单片机的正弦波输出逆变电源设计还存在一些缺陷, 如在硬件电路中只设计了基本模块, 实现了正弦波输出、逆变的基本功能, 没有设计电压、电流检测电路, 以及保护环节, 需进一步改进。
参考文献
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单相正弦波逆变电源 篇5
在电路、电力电子系统、电机系统、电力传输等的设计过程中, Simulink中的电力系统仿真模块集 (SimPowerSystems) 的使用大大提高了设计效率、缩短了设计周期。Matlab/Simulink提供的电力电子电路系统建模与仿真工具为电力电子技术的研究与应用提供了较为理想的工具。
小型风力发电系统的使用日益广泛, 逆变技术在风力发电系统中是一个极其关键的技术, 它承担着将直流电调制成稳压稳频的交流电直接供给负载的任务。本文选择1000W的正弦波逆变器为设计对象, 通过理论分析、参数计算和模型仿真来研究正弦波逆变器输出电压的稳定性。
1 逆变电路的拓扑结构
电压源型逆变电路的拓扑结构主要有两类:一类是单向电压源高频环节逆变电路;另一类是双向电压源高频环节逆变电路。双向电压源高频环节逆变电路适用于需要双向功率流的逆变场合。这类逆变器存在采用传统PWM技术的周波变换器换流时漏感能量引起的电压过冲现象, 通常需要采用缓冲电路或有源电压箝位电路来吸收存储在漏感中的能量, 从而使变换效率不够理想, 增添了电路的复杂性。本文采用单向电压源高频环节逆变器结构, 如图1所示。在直流电源和逆变器之间加入一级高频电气隔离直流变换器, 使用高频变压器实现电压比调整和电气隔离, 省掉了体积庞大且笨重的工频输出变压器, 降低了音频噪声, 显著提高了逆变器的特性。
电路原理图如图2所示。前置DC/DC变换级电路采用双管正激变换电路, 这种双管单端正激电路比单管正激电路多用了一个开关管, 但其主功率管承受的电压降低了一倍, 同时变压器少了一个磁通复位绕组。克服了推挽电路必须有良好的对称性的要求。与全桥变换电路相比, 全桥变换器功率器件较多, 控制及驱动较复杂, 并且变压器铁芯存在直流偏磁现象, 桥臂存在直通现象。
后置DC/AC逆变级电路采用电压型全桥逆变电路, 电压型单相全桥逆变电路, 其全控型开关器件, V5、V7同时通、断;V6、V8同时通、断;输出电压有效值为:0.9VD。V5和V7为一对, V6和V8为另一对。成对的桥臂同时导通, 交替各导通180度。输出电压、电流的幅值为半桥电路输出幅值的两倍。克服了半桥电路直流侧串联电容的电压均衡问题。
2 仿真模型的建立
2.1 控制策略
前置DC/DC双管正激调压电路采用PWM控制方式, 由输出端的反馈调压电路采样输出电压信号并与给定信号比较, 当输出电压降低时, 反馈电压下降, 控制芯片的输出脉冲占空比增加, 从而使调压电路的输出电压升高。反之亦然。
后置DC/AC全桥逆变电路采用SPWM控制方式, 由控制芯片产生SPWM控制信号控制IGBT的通断, 控制过程中保持调制比不变。
2.2 仿真模型
根据以上分析得出仿真电路模型如图3所示。其中, 直流输入电压取48V;单极LC直流输入滤波环节中, 为了使输入电流平稳化和谐波降低到允许值, 设置输入滤波器。输入滤波器有双重功能, 既能用来抑制从直流电源来的瞬变量, 又能抑制逆变器或直流变换器对直流电源产生的瞬变量和噪音。谐波次数越高, 对应的电源侧谐波次数的分量就越小, 并且可以通过如下方来降低电源侧谐波电流: (1) 增大脉动直流电流基波的角频率, 即逆变器或直流变换器的开关角频率; (2) 增大滤波电感L、滤波电容C即减小LC输入滤波器的谐振角频率; (3) 增大输入电源内阻; (4) 相同输出功率时, 提高逆变器或直流变换器的占空比, 减小脉动直流电流的幅值。
由公式:= (2-3)
取直流升压电路的工作频率为10kHz, 电感量为5H, 电容量为2200F, 则:
满足条件。直流升压电路的工作频率为10kHz, D为0.45;变压器变比为0.068;不可控整流电路输出电压不是恒定的直流电压, 中除直流平均值外, 还含有谐波电压。因此, 必须在整流电路的输出端与负载之间接入LC滤波器。滤波电感L的重量、体积相对于电容要大得多, 因此通常取较小的L和较大的C组成LC滤波器。
全桥逆变电路的调制比为0.6;单相正弦波逆变器的输出功率为PO=1000W, 输出电压U=220V, 频率为50Hz。当输出电压基波频率为50Hz时, 滤波器截止频率fc通常在100Hz—400Hz左右。取300Hz。
负载电阻RL=U2/P=2202/1111=43.56
C3≥1/2fcR=1/ (2×3.14×300×21.78) =24.37F电感取65 mH, 电容取80F;负载为等效额定负载。
2.3 仿真结果及分析
根据负载性质的不同, 分别进行阻性负载、感性负载、容性负载的仿真实验。阻性负载R为48.4;感性负载的阻抗角由小到大分别取值;容性负载的阻抗角相应的由小到大分别取值。仿真实验结果的输出电压值进行FFT分析, 电压的变化趋势和THD的变化趋势如图4和图5所示:
从图中可以看出, 这个正弦波逆变电路带阻性负载、感性负载时的电压比较稳定, THD保持在5%左右;带容性负载时, 由于电容值的增大, 输出电压的变化率受到电容的抑制, 电压升压缓慢, 电压值有所下降;同时, 随着阻抗角的增大, 输出电压的波形接近于方波, THD也随之增加。
3 结论
由单向电压源高频环节逆变器的结构得出满足设计要求的正弦波逆变器电路, 根据理论计算来设置模型参数, 并由仿真结果判断出正弦波逆变器的稳定性。同时, 建立正弦波逆变技术的设计思想和控制策略, 为实现逆变装置提供参数选择的原则, 使风力发电系统取得更高的电气性能, 向更高的层次迈进。
摘要：使用Mtlab/Simulink模型库中的Sim-power-systems模块集提供的器件模型搭建正弦波逆变电路模型, 通过理论计算和仿真结果来分析研究其性能, 建立正弦波逆变技术的设计思想和控制策略, 对提高风力发电系统的性能和优化可靠性能具有重要的实际意义。
关键词：逆变,DC/DC变换,仿真
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单相正弦波逆变电源 篇6
关键词：纯正弦波逆变器,EG8010-SPWM,过压保护,脉宽调制
0 引言
逆变器是将直流电能转变成交流电能的变流装置，广泛应用于感应加热、交流电机调速、不间断电源(UPS)和汽车电器等场合。是电力电子技术中一个重要组成部什。其应用领域也达到了前所未有的广阔，从毫瓦数的液晶背光板逆变电路到百兆瓦级的高压直流输电换流站，从日常生活的变频空调、变频冰箱到航空领域的机裁设备;从使用常规化石能源的火力发电设备到使用可再生能源发电的太阳能风力发电设备，都少不了逆变电源。无需怀疑，随着汁算机技术和各种新型功率器件的发展，逆变装置也将向着体积更小、效率更高、性能指标更优越的方向发展。
1 背景
目前逆变器的波形主要分三类，一类是方波逆变器，一类是准正波逆变器，一是纯正弦波逆变器。纯正弦波逆变器输出的是与日常使用的电网一样，甚至更好的纯正弦波交流电。方波逆变器输出的波形则是质量较差的方形波交流电，其正向最大值到负向最大值几乎在同时产生，这样对负载和逆变器本身造成剧烈的不稳定影响。同时，其负载能力差，仅为额定负载的50%左右，不能带电机等感性负载。尤其现代生产、生活中交流电动机使用越来越平凡，如果所带的感性负载过大，方波电流中包含的三次谐波成分将使流入负载中的容性电流增大，严重时会损坏负载的电源滤波电容。针对上述这些缺点，这几年来出现了准正弦波(或称改良正弦波、修正正弦波、模拟正弦波等等)逆变器，其输出波形从正向最大值到负向最大值之间有一个时间间隔，使用效果有很大改善，但准正弦波的波形仍然是由折线组成，属于方波范畴，连续性不好。总括来说，纯正弦波逆变器提供高质量的交流电，能够带动任何种类的负载，但技术要求和成本均高。准正弦波逆变器可以满足我们大部分的用电需求，效率高，噪音小，售价适中，因而成为市场中的主流产品。方波逆变器逐渐面临淘汰。
2 设计思路
由于高频开关变换技术的成熟和廉价化，目前逆变器采用先将直流电转化为高频交流电，以利于减小变压器的体积;经过变压器的电压转换和隔离，从而获得到所需要的电压等级和隔离要求;由于输出要求是50Hz正弦交流电，需要将高频交流电转化为50Hz交流电，所以通常的方法是将高频交流电整流成直流电;再利用50Hz逆变技术将直流电转换为所需要的50Hz正弦交流电。
具体实际电路组成可分为：DC/DC电路，DC/AC电路，保护电路，显示、控制电路四部分。如图1所示。
2.1电路设计
(1)DC/DC电路
利用SG3525芯片组成的驱动电路控制大电流MOS管，这里为了提高功率利用了4只大电流MOS管完成并列的两组方波逆变过程，形成两组高频率大电流方形波交流电。再通过两个高频升压变压器把高频率大电流方形波交流电转化为400V左右的高频率方形波交流电。最后通过整流使400V左右的高频率方形波交流电转化为400V直流电。其中SG3525芯片可以在12V电源取电，接受升压变压器和大电流MOS管反馈来的信号并对其处理和控制MOS的状态，起到过热保护和过压保护作用。
由于逆变器的输入电压仅仅为12V或24V，因此，高频逆变电路通常选择推挽式逆变电路，其优点是电路中所有的开关管的驱动信号均以输入电压负端(GND)为参考电位很容易与控制电路兼容，驱动信号不需要电位转移，可以直接驱动，简化电路。推挽式逆变器。
(2)DC/AC电路
DC/AC电路是正个电路的最为重要的组成部分是整个电路的灵魂所在，起着主导地位，整个电路性能的好坏完全取决于DC/AC电路的性能。DC/AC电路将前面DC/DC电路获得的400V直流电通过专用的EG8010-SPWM纯正弦逆变器控制芯片转化为220V/50HZ交流电，然后通过LC滤波电路滤波去除高频干扰波形，最后输出所需纯正弦波交流电。
DC/AC电路由高电压MOS管、专用的EG8010-SPWM纯正弦逆变器控制芯片及驱动电路、LC滤波电路等组成。专用的EG8010-SPWM纯正弦逆变器控制芯片产生用于SPWM调制控制的调制波并由IR2110S驱动MOS管工作，使400V直流电通过MOS管调制出纯正弦波。
EG8010是一款数字化的、功能很完善的自带死区控制的纯正弦波逆变发生器芯片，应用于DC-DC-AC两级功率变换架构或DC-AC单级工频变压器升压变换架构，外接12MHz晶体振荡器，能实现高精度、失真和谐波都很小的纯正弦波50Hz或60Hz逆变器专用芯片。该芯片采用CMOS工艺，内部集成SPWM正弦发生器、死区时间控制电路、幅度因子乘法器、软启动电路、保护电路、RS232串行通讯接口和12832串行液晶驱动模块等功能。图1电路组成工作原理图
DC/AC驱动电路是整个系统的灵魂，主要由EG8010-SPWM纯正弦逆变器控制芯片与驱动芯片IR2110S组成，完成输出SPWM调制波形及过压、过流、过热保护主用，所以这里详细介绍DA/AC驱动电路的组成结构。
为了使DC/AC电路工作稳定，DC/AC驱动电路采用集成式设计，避免在调试与使用过程中损坏和干扰，为逆变过程提供稳定的SPWM调制波形输出，使最后的正弦交流电波形完整美观。
(3）保护、显示电路
利用EG8010-SPWM纯正弦逆变器控制芯片和SG3525芯片完成对电路的输入电压、输出电压范围保护，过载保护等等。
4 总结
本设计采用正弦波逆变器方式，把12V或24V直流电逆变为220V/50HZ交流电。本设计已经成功应用于上海保家安电子科技有限公司生产的BJA-9252S型船用24V逆变器中，它可将24VDC直流电逆变为220VAC,50HZ交流电输出，提供您在船上作业时，电子仪器设备，电动工具，照明灯具所需的稳定交流电源，工作稳定可靠，转换效率高，体积轻巧，具有过载，过压，欠压，过热，短路等自动保护功能，能有效的保护，避免电池与仪器设备受损。专业型带有市电220VAC连接功能，可与发电机同时配套使用。
此设计也可以应用在汽车逆变电路，使常用的市电电器可以应用在汽车设备中，提高车辆的舒适性、可靠性、娱乐性。再者可以应用到家庭小型UPS不间断电源上，为家庭中部分电器提供电能，保护电器不受电流在通断时产生的冲击影响，提高电器的使用寿命。并在光电池逆变器、船舶蓄电等领域有着广泛的应用。为近几年提出来的智能电网，光伏逆变做准备。
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单相正弦波逆变电源 篇7
随着电力电子技术的发展, 各种变频器、变流器、开关电源和电抗器等非线性设备在电力系统中应用的增多, 这些器件在对电网进行整流、逆变时会产生大量的谐波[1,2]。谐波检测是治理谐波的一个重要环节, 快、准、实时的谐波检测是国内外学者致力研究的目标, 检测方法尽不相同。
小波变换在时域和频域同时具有良好的局部化性质;神经网络具有自学习、自适应、鲁棒性、容错性和推广能力[3,4,5], 把小波变换与神经网络有机的结合起来, 充分利用两者的优点。小波神经网络最早是由法国著名的信息科学机构IRLSA的Zhang Qinghu等人1992年提出来的[6], 小波神经网络 (Wavelet Neural Network, WNN) 是基于小波变换构成的神经网络模型, 即用非线性小波取代通常的神经元非线性激励函数。本文运用非线性小波基取代多层神经网络的神经元非线性激励函数, 非线性小波变换具有时频局部特性和变焦特性[7,8], 使得多层前馈神经网络和小波变换有效互补性的结合起来, 达到精确、快速、实时谐波检测的目的。在matlab/Simulink环境下进行仿真, 验证该方法的精确性、快速性、实时性。
2 小波神经网络模型
传统神经网络隐含层的传输函数为非线性函数, 输出层为线性函数, 小波变换的时频聚焦性和平移伸缩特性引入神经网的算法, 由小波变换的定义可知, 小波变换是利用一个大小可调的窗口函数对要分析的谐波信号进行卷积, 再通过调节窗口的大小和位置, 将谐波信号的局部结构映射到时频平面上。小波基函数替代传统神经网络的隐含层非线性传输函数, 并利用小波变换逐层分解的特性对信号进行分析, 构成WNN, 结构如图1所示。
本文所述的WNN为三层网络, 输入层到隐含层的神经元采用全连接, 它们的权值和阈值分别对应着小波的伸缩和平移参数, 这两个参数可以通过对训练数据进行时频分析后获得。隐含层到输出层的权值参数通过线性优化的方法获得。
基于这种构思所构成的小波神经网络如图1所示, 其输出表达式为:
其中:ωk是隐含层第k个节点到输出层的权值;τk是第k个隐含层节点的阀值, 即小波函数的平移参数;ak是输入层到第k个隐含层节点的权值, 即小波函数的伸缩参数;N表示隐含层的节点数。
3 小波基函数的选择
Harr小波在t∈[0, 1) 的单个矩形波, 即
与之对应的尺度函数为:
经过二进伸缩和平移得:
式 (4) 可以构成线性平方可积空间L2 (R) 的标准正交小波函数基。从以上分析得出Harr小波计算简单, 另外还有具有独特的优点:
Harr小波所具有的独特优点是它可以在2 j的多分辨率上构成一组最简单的正交归一的小波组。
4 Harr网络参数的确定
4.1 权值和阀值的初始值选择
每个隐含层节点对应的小波基函数的窗口宽度和通过隐含层节点来划分的小区间长度应该一致。但是为了小波基函数能够在各个区间进行叠加, 各个窗口宽度应该乘以一个小系数, 使各个小波基函数的窗口稍大于小区间的长度。本文所述WNN按照此思路来取网络的权值a和阀值τ, 设M个输入, 每段小区间的上限和下限为每个隐含层节点的上限和下限, 设xjmax为输入层第j个神经元的输入样本, xjmin为最小。
其中:△x0为小波母函数的窗口宽度, x0为窗口中心。
4.2 输入层和隐含层节点的确定
对本文的多维输入WNN中, 输入层神经元的个数来自于待测信号的取样点个数, 考虑奈奎斯特采样定理和分析信号的最高次谐波频率, 在一个基波周期内最高次谐波出现的次数为最低采样点的一半, 由此来确定输入节点的个数。
隐含层节点的数据是通过隐含层的小波基函数的卷积运算而得, 在离散的情况下卷积运算空间应满足覆盖整个传输函数的取值空间。
任意一个隐含层神经元的输出函数为:
式中:f (n) 为输入函数;ωk为连接隐含层神经元和输入层的权;N为输入层结点个数。由式 (5) 卷积运算的取值空间覆盖整个小波基函数的取值空间, 由此来确定隐含层神经元个数。
5 时变谐波检测的算法
5.1 算法理论推导
任意实际信号f (t) 在一定时间范围的Harr小波展开可表示为:
式中:n为对f (t) 的采样点数, 此处取2的整次幂;M为对f (t) 进行小波变换的尺度数;dj, k为f (t) 在第j个尺度的细节函数;CM, k为f (t) 在第M个尺度上的逼近系数。
式中T (t) 和a分为:
对上述函数取n个离散值, 可得到一组序列:
本文称H为小波变换矩阵, H是n维方阵, 且H、n、分解尺度和选择小波函数有关。
5.2 网络的训练模式
本文为网络为3层, 网络的性能指标采用均方差误差 (liner means square, LMS) , 其表达式:
F (x) 为网络性能指数函数, t为目标输出向量, 0为实际输出向量。但是在实际应用中, 为运算方便采用近似LMS公式, 即为:
网络参数的自动更新必须利用神经网络的敏感反向传播, 不同的网络模型、不同隐含层传输函数决定传播时的不同方程。针对本文的网络, 需要确定输入层对隐含层敏感传播系数和隐含层对输出层的敏感传播系数
由于输出层的传输函数为线性函数, 则输出层的传输函数求关于输入的偏导数, 即可得到输出层传播敏感系数。分别对式 (1) 中的网络权值ωk、平移参数τk和伸缩参数ak求偏导, 得到均方差误差函数对于不同参数的梯度, 即隐含层对于不同参数的反向传播敏感系数, 求偏导数分别为:
由网络性能指数来计算敏感度的传播公式:
#"$$$$S1=F1 (赞W2) TS2 (13) %$$S2=-F2 (赞t-0) =0-t
式中:S1, S2分别为隐含层和输出层的反向传播函数敏感度;为反传系数, W2为 (10) — (12) 的各项反向传播敏感度的各项偏导数。
6 仿真实验
6.1 Matlab/Simulink模型
本文以单相三电平的逆变电路作为谐波源的仿真模型。通过Matlab/Simulink设计简单的单相桥式逆变电路。如图2所示是电压型全桥逆变模型。
在理想情况下, 逆变装置的切换将使输入逆变装置交流侧的波形发生畸变, 电力系统中实际产生的谐波多为2n+1次, 一般各奇次谐波的幅值不会超过基波幅值的50%, 且谐波次数越高幅值就越小[10]。时变谐波信号如下:
谐波次数达到19次以后, 谐波对应的幅值已经不到基波的1/20。将信号的基波和五次到十九次谐波作为研究对象。
6.2 仿真结果分析
谐波信号为时变信号, 在确定训练样本时, 采样周期进行等时位移, 采样点数在每一周期T内大于40, 这样对所有时变谐波都能作为训练样本。接下来采用5.2节所述的方法对网络进行训练, 网络经过128次的训练实现了收敛, 则谐波频谱为:
有网络神经本身具备自主学习功能, 经过经神经网络的处理, 同时引入小波分析的频率局部化功能, 通过对时频自适应窗口进行滤波, 使得WNN对于非平稳信号同样具有的精度[11]。
通过传输函数的小波分析, 借助小波变换的时频分析特性和对隐含层小波传输函数系数进行分析, 可得出幅值在时域上的变化。图4所示是基波在时域和幅值上在给定和估计值通过WNN检测, 图5所示是谐波信号用小波检测和WNN检测结果的比对, 通过分析可以看出小波神经网络检测谐波信号精确。
7 结论
本文采用的算法精确度比传统的神经网络高, 能准确的对时变谐波进行分析, 利用小波变换对谐波信号的幅值和相角很好的逼近, 在结合上神经网络的自学特性和训练模式, 改善了网络特性。仿真分析表明, 该方法可用作谐波信号的检测有效手段。
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