正弦波发生器

2024-05-09

正弦波发生器（共7篇）

正弦波发生器篇1

1、引言

数字波形合成技术广泛应用于信号源、函数发生器和数字电桥等测量或控制设备中。用数字波形合成正弦波的实现电路可用RC振荡电路, 也可采用函数波发生器专用集成电路等, 这些电路无论从元器件的选择和输出波形参数的控制都比较困难, 输出波形的稳定性也比较差。近年来, DDS技术也应用在各种信号源电路中, 但DDS技术的电路复杂[1,2,3]。本文给出一种以移位寄存器和D/A转换电路构成, 实现数字波形合成方法得到三相正弦波信号。并结合Multisim仿真软件平台进行了仿真研究。

2、正弦波波形合成原理及总体设计方案

设所求正弦波的频率为f, 幅值为Vm。将正弦波的一个周期分为N等份, 用具有N个阶梯的阶梯波来逼近所求的正弦波, 如图1所示。自然, N的取值越大, 其逼近程度越好。因而, 现在的问题已变成阶梯波的合成。由于要求的正弦波信号频率为f, 而每个周期又分成N级阶梯, 晶振电路产生的矩形脉冲每个周期形成阶梯波的一级阶梯, 则晶振电路产生的信号频率F=Nf。将频率为F的信号进行N级分频, 即得到N个计数状态, 设为m0, m1, m2, ……mn-1, 计数状态与相应的正弦波相位的对应关系如图1所示[4]。

只要将对应的m0~mn-1的正弦值的状态代码通过正弦加权的D/A电路变换成相应的模拟电压值, D/A电路的输出即为所求的阶梯正弦波信号。这里的所指正弦加权D/A电路就是用计数器的输出状态去控制一个电阻网络, 使之产生一个与输入数字量对应的输出模拟量。将产生的阶梯正弦波信号经过滤波电路滤波生成标准正弦波信号。

3、电路设计

数字合成正弦波电路按功能分为晶体振荡电路、N进制计数电路、D/A转换电路和滤波电路四个部分组成, 其电路原理图如图2所示。

3.1 晶体振荡电路

用频率为15M的石英晶体振荡器和CD4060构成方波发生电路, 从CD4060的10个输出端Q4~Q14可以得到不同频率的方波信号。石英晶体振荡器的频率取决于石英晶体的固有频率, 与外接电阻、电容参数无关, 能产生高稳定度的方波信号。电路如图3所示。

3.2 N进制计数电路

D/A转换电路的输入信号来自计数电路, 计数电路采用扭环形计数器, 这种计数器的特点是采用约翰逊码, 因而, D/A电路的权电阻可以用增量形式实现, 从而省略了相应的译码器。N进制扭环形计数器采用74LS194组成六位扭环型计数器, 其输出计数状态在前半个周期内, Q1~Q6依次增加“1”, 后半个周期, Q1~Q6依次减少1个“1”。电路及计数输出波形如图4所示。

3.3 D/A转换电路

将扭环形计数器输出的每个“1”对应一个阶梯波的台阶, 即每增加一个“1”时, 相应的模拟电压下降一个台阶。这就是权电阻增量方式的设想, D/A电路如图5所示, Q1~Q6为扭环型计数器的输出, R1~R6为权电阻解码网络。当Q1~Q6由全0到全1再到全0变化一周时, VOUT输正弦波的一周[5]。

计数器的全1状态对应sin (-90°) , 全0状态对应sin (90°) , 而这样得到的VOUT波形实际上为 (-Vm+Vmsinφ) , 即包含有一个直流分量的阶梯正弦波, (-Vm) 为直流分量。为消除这一直流分量, 图中增加了一个电平移位电阻R7, 所以D/A转换电路输出为:

式中:VOH--为逻辑高电平

在计数器的状态为全0时, VOUT对应sin90°, 代入 (1) 式得

依次将Q1~Q6各位状态分别为1的代码代入 (1) 式并经变换后求得:

取VOH=5V, VDD=12V, VEE=-12V, 从上述关系中求得

上述各式中的e1~e6为正弦阶梯波的增量值, 将图1中各阶梯的值均取该阶梯所对应的相位角中点的正弦值, 即得:

取R1~R6分别为1MΩ、365KΩ、267KΩ、267KΩ、365KΩ、1MΩ, Rf1取68KΩ, R7取162KΩ。

扭环形计数器的一个循环周期对应正弦波的一个周期, 计数器的状态数N对应正弦波的N个阶梯, 所以计数器的每两个相临状态对应的正弦阶梯波的角度相差360°/N, 若要求所产生的各相正弦信号之间相位差为φ角, 对应的计数器状态应错开M个状态, 则

实现三相正弦波之间的相位差角为120°, 对于6位扭环形计数器, 其状态数为12, 则各相间的计数状态应错开4个状态。比如第一组输出顺序是Q1~Q6, 则其后的第二相输出顺序为Q5~, 第三相输出顺序为~Q2。可见, 选用计数器的输出端子序列去控制权电阻D/A转换电路, 即可实现各路输出信号之间的相位差。

3.4 滤波电路

滤波电路采用二阶有源低通滤波电路。它由两级RC滤波环节与同相比例运算电路组成, 其中第一级电容C直接到输出端, 引入适量正反馈, 以改善幅频特性。滤波电路截止频率为:f0=1/ (2πRC) , 电路如图6所示。选择不同的滤波电路与计数器输入频率匹配, 可获得不同频率正弦波。

将上述各单元电路组合起来, 可以得到数字合成正弦波的整体电路, 在Multisim 11软件中应用四踪示波器可直接观测到DA转换电路输出阶梯波形及滤波电路输出的正弦波形, 如图7所示。

4、结语

Multisim11软件提供了丰富的元器件仿真模型、测试仪器和功能强大的仿真功能, 能够快速、轻松、高效地对电路进行设计和验证, 为电子电路系统设计提供了一种高效的仿真平台。本文结合数字合成正弦波电路的设计, 将计算机仿真软件Multisim11引入到电路设计中, 给电路设计、仿真、测试带来了极大的方便。使电子线路的设计、性能参数的仿真等繁琐的任务变得轻而易举。极大地提高了设计电子电路系统的效率, 降低设计成本。对于电子电路的教学演示和实际设计都具有很大的辅助作用[6][7]。

参考文献

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[3]SA González.实现数字三相波形合成的低价数字DAC[J].电子设计技术, 2008.11.

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[5]张玉璞, 李庆常.电子技术基础课程设计[M].北京:北京理工大学出版社, 1994.

[6]郭丽颖.基于Multisim的彩灯循环闪烁电路设计与仿真[J].实验室研究与探索, 2010.7.

[7]张亚君, 陈龙, 牛小燕.Multisim在数字电路与逻辑设计实验教学中的应用[J].实验技术与管理, 2008.8.

正弦波发生器篇2

在实际的电子电路应用中, 除了常用的正弦波信号之外, 还经常用到矩形波、三角波、锯齿波等非正弦波信号。矩形波信号发生电路只有高电平、低电平两个暂态, 而且两个暂态自动地相互转换, 从而产生自激振荡[1]。以矩形波发生电路为基础, 在其输出端加积分运算电路及相应的辅助电路即可产生三角波或锯齿波信号, 通过对外围辅助电路的设计可构成频率、幅值、占空比可调的非正弦波信号发生器。下面介绍对非正弦波信号发生器的电路设计及在Multisim 10环境中的仿真实现。

1 电路结构与工作原理

非正弦波信号发生电路如图1所示, 运算器U1的输出端可输出矩形波, 运算器U2A的输出端可输出三角波或锯齿波, 且波形的幅值和频率均可调节。

1.1 矩形波发生原理

矩形波发生电路是其他非正弦波发生电路的基础, 典型的正弦波发生电路如图2所示, 由反向输入的滞回比较器和RC电路组成, 滞回比较器的作用使得电路的输出要么是高电平+UZ, 要么是低电平-UZ, RC电路作为延迟环节确定每种状态维持的时间[2]。滞回比较器的阈值电压输出电压uO=±UZ, 集成运放的两个输入端电压分别为:

设某一时刻输出电压uO=+UZ, 则uP=+UT, uN<uP, uO通过R3对电容C充电, uC增大, 当uC=+UT时, 再稍增大, 则uN>uP, 输出uO跃变到低电平-UZ, uP=-UT, 电容C通过R3放电, uC减小, 当uC=-UT时, 再稍减小, 则uN<uP, 输出uO跃变到高电平UZ, 电容C又开始充电。上述过程周而复始, 电路产生了自激振荡, 输出端得到交替变化的高低电平, 且因电路充放电时间常数皆为R3C, 因此uC从+UT下降到-UT和从-UT上升到+UT所用的时间相同, 形成占空比为50%的方波信号。

1.2 占空比可调的实现原理

方波信号中高电平持续时间占信号周期的百分比称为占空比[2], 如果要改变输出信号的占空比, 应改变电路的充放电时间常数, 既改变充放电通路的元件参数, 占空比可调的矩形波发生电路如图3所示。

利用二极管的单向导电性, 当uO=+UZ时, uO通过R3, D1及R51对电容C充电, 当uO=-UZ时, uO通过R3, D2及R52对电容C放电, 若二极管作为理想二极管处理, 则充电时间常数τ1和放电时间常数τ2分别为:τ1≈ (R3+R51) C, τ2≈ (R3+R52) C, 根据对一阶RC电路的时域分析[5]可求出输出方波高电平持续时间T1、低电平持续时间T2、信号周期T分别为:

占空比:

可见, 通过调节R5即可调节方波的占空比。

1.3 三角波、锯齿波发生原理

原理上, 只要将图3所示矩形波发生电路输出的方波信号接到图4所示积分运算电路的输入端进行积分运算就可在电路的输出端得到三角波信号, 此种方式称为波形变换[2]。

但在实际应用中, 常把矩形波发生电路中的RC电路与积分电路中的RC电路合二为一, 得到图5所示电路。运算放大器A1及其外围电路 (R1, R2, R4, DZ) 组成同相输入滞回比较器, 运算放大器A2及其外围电路 (R3, R5, R6, D1, D2, C) 组成积分运算电路, 积分电路的正、反向积分时间常数分别为:τ1≈ (R3+R51) C和τ2≈ (R3+R52) C, 两个运算放大器的输出互为另一个电路的输入, 积分运算电路对A1输出的方波进行积分即可输出三角波信号或锯齿波信号, 同时又作为运算放大器A1的延迟环节, 使A1输出的高低电平能持续一段时间, 高电平持续时间由τ1确定, 低电平持续时间由τ2确定。

当R51=R52时, τ1=τ2, A1输出占空比为50%的方波, A2则输出三角波;分析可得信号周期T为:

当R51≠R52时, A1输出方波的占空比发生变化, 当τ1与τ2相差很大时, A2输出信号的上升和下降斜率会相差很多, 就可以获得锯齿波。当R51=0时, 分析可得输出方波高电平持续时间T1、低电平持续时间T2、信号周期T及占空比q分别为:

为验证上述分析结果, 在Multisim 10开发环境下搭建该电路得到图1所示的仿真电路, 后面将分析该电路的仿真结果。

1.4 频率调节和幅值调节原理

比较图1和图5, 不难发现, 除主体电路之外, 图1电路增减了一些元件, 正是这些元件实现了频率和幅值调节。

1.4.1 频率调节原理

从上述分析可知, 输出信号的频率取决于电路中的RC电路 (图5电路中由R3, R5, C组成) , 在图5的电容C处设置多个电容和一个多路选择开关, 如图1所示, 根据需要, 将开关拨到相应的电容位置, 可实现对信号频率的粗调, 把电阻R3换成可调电阻, 可用于对信号频率的细调。

1.4.2 幅值调节原理

从上述分析可知, 图5电路输出信号的幅值等于A1输出端的稳压二极管稳压值, 如果要调节输出电压, 一种方法是换稳压二极管改变输出电压[2], 但输出电压的幅值仍为固定不变, 解决的方法是在两个运算放大器的输出端分别并联一个可调电阻器, 如图1所示, 输出信号从电阻器的中心抽头输出, 这样输出信号的幅值最大可为原值, 最小可为0, 实现最大范围幅值调节。

2 电路仿真

图1所示电路是在Multisim 10中的仿真电路, Multisim 10是电子电路设计与仿真工具, 相对于其他EDA软件, 它具有更加形象直观的人机交互界面, 特别是其仪器仪表库中的各仪器仪表与真实操作实验中的实际仪器仪表基本一致, 广泛应用于电路的设计与仿真[6,7,8]。

本次仿真中, 由于Multisim的集成运放模型是一个完全的线性模型, 其输出信号始终与输入信号成线性比例关系, 而实际集成运放的输出幅度会受到电源电压的限制, 无法组成电压比较器, 因此集成运放U1采用虚拟电压比较器。将U1的参数Positive Supply Voltage和Negative Supply Voltage分别设置为+15 V、-15 V。集成运放U2A采用实际集成运放LM324, 已有内置的正负15 V电源, 管脚11, 4无需连接电源[3]。其他元器件采用虚拟元件, 各元件取值如图1所示。

2.1 矩形波-三角波仿真

调整R5的中心抽头处于中间位置, R3取值为5 kΩ, 电容C取值为100 n F, 由式 (4) 可得信号周期应为T=12 ms。

把两个运算放大器的输出端分别接在示波器的A、B通道, 仿真波形如图6所示, 可见, A通道输出占空比为50%的方波, B通道输出三角波, 波形周期为:T=T2-T1=12.5 ms, 与计算值有出入, 原因是在理论分析时忽略了二极管的导通电阻[3]。

2.2 矩形波-锯齿波仿真

调整R5的中心抽头至最上端, 使R51=0 kΩ, R52=50 kΩ, R3和C取值不变, 由式 (5) 、式 (6) 计算出方波高电平持续时间T1、低电平持续时间T2及信号周期T分别为:T=12 ms, T1≈1 ms, T2≈11 ms。

两个运算放大器输出端的仿真波形如图7所示, 由图7 (a) 可得输出波形的高电平持续时间约为1 ms, 由图7 (b) 可得低电平持续时间约为11 ms, 与计算值相差不大。

调节R5中心抽头的位置, 改变R51与R52, 则积分电路的正反向积分时间常数会随之改变, 输出的矩形波的占空比会相应发生变化, 锯齿波上升和下降的斜率也会随着变化。图8为调整R5中心抽头分别在距最上端0%、20%、80%、100%的波形对比。

2.3 频率调节仿真

首先保持电阻值不变, 通过多路选择开关设置电容C为200 n F, 观察到如图9 (a) 所示的输出波形, 可见信号的周期变大了:T=T2-T1=25 ms, 是改变前的两倍。

当设置电容C为其他值时, 输出信号的周期会相应变化, 验证了输出信号周期与电容C存在的正比关系。在电路图1中, 通过多路选择开关J1可选通单个电容, 亦可同时选通多路电容, 据此, 电容的调节值可以50 n F为调节间隔, 最小可调为50 n F, 最大可调为650 n F, 共13个可调频段, 具体应用中, 可根据需要选择各电容取值以获得需要的可调频段, 实现对信号频率的粗调, 若保持电容不变, 把电阻R3的值从5 kΩ调整到10 kΩ, 观察到如图9 (b) 所示的输出波形, 可见信号的周期也变大了:T=T2-T1=14.583 ms, 但由于R5的影响不会成倍增加, 当设置电阻R3为其他值时, 输出信号的周期也会相应变化。

可变电阻R3的取值可在调节范围内任意调节, 因此可实现对信号频率的细调。

2.4 幅值调节仿真

在上述仿真过程中, R7, R8的中心抽头均置于中心位置, 若取二极管的导通电压UD=0.6 V, 则矩形波输出波形的幅值理论值应为:Um= (UZ+UD) /22= (5+0.6) /2=2.8 V, 由图6、图7的仿真波形可以看出, 矩形波信号幅值约为2.78 V, 接近理论计算值, 调节R7, R8的中心抽头位置可实现输出波形的幅值调节, 当中心抽头位置置于最上端时得到图10所示输出波形, 此时波形输出幅值最大, 矩形波信号幅值为5.575 V, 因阻值增大了1倍, 信号幅值也相应增大了1倍。

从图6, 图7, 图10可以看出, 三角波和锯齿波的信号幅值也同样与两电阻取值有关, 满足上述结论。

3 结语

通过在Multisim中的仿真结果可以看出, 图1所示电路既可以输出占空比不同的方波, 也可以输出三角波、锯齿波, 通过电路中的可变电阻及多路选择开关可以方便地实现对信号幅值及频率的调节。

Multisim仿真优势明显, 其方便、快捷搭建实验电路, 快速、直观的仿真特性, 为电子电路设计提供了得力工具。

摘要：在电子电路中, 矩形波、三角波、锯齿波统称为非正弦波, 所设计的非正弦波信号发生器以矩形波发生电路为基础, 在其输出端加积分运算电路及相应的辅助电路产生三角波或锯齿波信号, 辅以外围电路设计, 实现信号频率、幅值、占空比调节。在Multisim 10开发环境中搭建该电路并进行了验证分析, 结果表明, 电路达到了设计要求, 实现了预期功能。

关键词：非正弦波,信号发生器,仿真,Multisim 10

参考文献

[1]吕曙东.基于Multisim 10的矩形波信号发生器仿真与实现[J].电子设计工程, 2010, 18 (11) :69-71.

[2]童诗白, 华成英.模拟电子技术基础[M].北京:高等教育出版社, 2006.

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[4]康华光.电子技术基础:模拟部分[M].5版.北京:高等教育出版社, 2006.

[5]邱关源.电路[M].北京:高等教育出版社, 2006.

[6]李旎.基于Multisim 10的彩控变换电路的设计与仿真[J].现代电子技术, 2013, 36 (22) :124-126.

[7]朱华光.Multisim 10在模拟电路实验中的应用及研究[J].现代电子技术, 2010, 33 (15) :192-196.

正弦波激励下的电压电流关系篇3

一电阻元件的电压电流关系

纯电阻电路:如图1所示:

电阻元件相量图如图2所示:

结论1:输入信号为正弦波时, 对于纯电阻电路, 其电压电流角频率相同;相位相同。

二电感元件的电压电流关系

纯电感电路:如图3所示:

电感元件相量图如图4所示:

结论2:输入信号为正弦波时, 对于纯电感电路, 其电压电流角频率相同;电压相位超前电流90°。

三电容元件的电压电流关系

纯电容电路:如图5所示,

电容元件相量图如图6所示:

结论3:输入信号为正弦波时, 对于纯电容电路, 其电压电流角频率相同;电压相位滞后电流90°。

总结:输入信号为正弦波时, 电阻、电感、电容电路的相同点:其电压与相应的电流角频率都相同。不同点:纯电阻电路, 电压电流相位相同;纯电感电路, 电压相位超前电流90°;纯电感电路, 电压相位滞后电流90°。

四实例分析

求:总电压有效值U, 及其瞬时电压u。

参考文献

[1]王殿宾.电工技术[M].北京:机械工业出版社, 2012

小型光伏正弦波逆变器的设计篇4

关键词：dsPIC30F2010,充电电路,驱动电路,滤波器,SPWM

引言

近年来, 国内太阳能电池板组建加工初具规模, 太阳能发电正在逐步进入人们的日常生活。但由于太阳能电池板产生的电能都是直流电, 若应用于电视机、电冰箱、小型家用水泵等, 需要把直流电源转换成220V/50Hz工频交流电源[1,2,3]。

普通逆变器一般是方波逆变器和修正正弦波逆变器, 它们输出的电能质量差, 谐波含量大, 并且不能够为家用水泵这样的负载提供电能[4]。本文介绍一种基于PIC 16位dsPIC系列单片机的标准正弦波逆变器的设计。

1 控制系统结构与功能

本文设计的逆变器额定功率为300W, 额定输入电压DC 24V, 额定输出电压AC 220V/50Hz。以dsPIC 30F2010单片机为核心 (包括软件) , 主电路由充电电路、驱动电路、H桥逆变电路、滤波器和升压变压器组成。充电电路采用BUCK电压斩波变换电路。逆变部分主要通过逆变电路先低压逆变, 然后经过滤波器滤除谐波, 再利用工频变压器进行升压, 输出220V电压。控制系统结构如图1所示。

dsPIC 30F2010是一款只有28个引脚的高性能16位微处理器。片内含有MCPWM电机专用PWM控制器和10位高速模数转换模块, PWM控制器通过编程可产生独立的、具有相同频率和工作方式的三相6路PWM脉冲, 为防止同一桥臂上2个功率管发生直通造成短路, 还可通过编程设置死区互锁时间。高速模数转换模块可以将模拟信号转换为10位数字值, 提供6路模拟输入通道。

本文设计的逆变器中, dsPIC 30F2010单片机主要采集各路模拟信号, 根据当前逆变电路输出电压以及负载大小调整主电路控制信号, 同时控制指示灯指示当前工作状态。主要功能如下:

(1) 输入6路模拟信号, 即:蓄电池电压、蓄电池输出电流、太阳能电池板电压、充电电流、交流电压、交流电流。

(2) 输出1路PWM脉冲, 控制充电电路DC/DC环节, 根据蓄电池电压、太阳能电池板电压和充电电流调节占空比, 改变太阳能电池板对蓄电池的充电电压和充电电流, 对蓄电池进行保护性充电。蓄电池饱和, PWM占空比减小, 对蓄电池进行浮充, 蓄电池电压过低, 调整适当的PWM占空比对蓄电池进行恒流充电, 蓄电池进入恒压充电阶段, 调整PWM占空比, 保证充电电压恒定。

(3) 输出两组4路带死区时间的SPWM脉冲, 通过驱动电路驱动H桥逆变电路, 采集输出的交流电压, 调整SPWM调制度, 稳定交流电压输出同时根据蓄电池电压和蓄电池输出电流计算输出功率, 输出功率大于逆变器额定功率时继电器断开, 切断蓄电池供电回路, 封闭SPWM脉冲输出蓄电池电压过低时继电器断开, 切断蓄电池供电, 封闭SPWM脉冲输出。

2 硬件电路设计

硬件电路设计的主要依据是逆变器的额定输出功率和额定输入电压等条件。下面主要介绍充电电路及其驱动电路的设计, 逆变电路及其驱动电路的设计, 以及逆变器的软件设计, 对设计出的样品进行实验, 给出实验波形。

2.1 充电电路及其驱动电路

充电电路是太阳能电池板为蓄电池进行充电的回路, 控制器从充电回路中采集蓄电池电压和太阳能电池板电压。为保证准确采样, 参考电压负极、蓄电池负极、电池板负极必须共地, 因此开关管串联在蓄电池正极和太阳能电池板正极。开关管可以选择PMOS管或者NMOS管, 由于充电电流比较大, 一般PMOS道通电阻较大, 导通损耗就会加大, 而NMOS管的导通电阻相对很小, 所以选择NOMS管。

图2所示为简略充电电路图。其中VD 1是防太阳能电池板反接二极管, S与B相连, S+和B+分别为AD采样引出点。VT1为NMOS开关管, R、C串联之后并联在开关管两端组成开关管的缓冲吸收电路, G、S接点接驱动电路。该开关管的驱动属于高端驱动, 保证栅源G、S之间的电压为10V左右, 要求驱动电路电源与充电回路电源相互隔离。

该驱动电路采用了TLP光电耦合器。图所示为DC/DC开关管驱动电路, G引出线接开关管栅极, S引出线接开关管源极。TLP250输入高电平时, G点输出电压为+15V, S点电压为+5V, 则栅源电压为+10V, 开关管导通。TLP250输入低电平时, G点输出电压为0V, S点电压依然为+5V, 则栅源电压为-5V, 确保开关管可靠关断。

2.2 H桥逆变电路及其驱动电路

逆变器额定功率为300W, 则直流侧额定输出电压为24V, 额定输出电流为12.5A。则开关器件选择耐压大于50V和导通电流大于30A的N沟道MOSFET, 考虑逆变元器件的散热, 降低损耗, 导通电阻需要很小。根据实际情况选用了IR公司的IRFP064N, 导通电阻仅有0.008Ψ。缓冲电路采用RCD缓冲电路。

图4所示为H桥逆变电路, VT1、VT2和VT3、VT4逆变电路主要开关器件IRFP064N, 电阻与二极管并联之后和电容串联再并联在开关管两端组成开关管的缓冲吸收电路。主要用来降低关断电压上升率和开通电流上升率, 抑制开关管电压冲击, 减小开关损耗。

驱动电路是逆变器中极其重要的一部分依靠控制器输出的电压无法正常驱动开关管, 开关管工作时要保证开关管能够完全导通, 则开关管栅源电压必须大于开启电压并且不超过栅源之间最大允许电压。该驱动电路采用了MOSFET专用驱动芯片IR 2110。兼具光耦隔离和电磁隔离的优点, 有独立的低端和高端输入通道, 可以同时驱动半桥上下开关管。

图5所示是由IR 2110集成驱动芯片组成的单半桥双管驱动电路。RHO和RLO分别接图4中右桥臂的VT3和VT4, ACR接点与图4中ACR接点相连, 二极管D和电容C组成自举电路, 维持上桥臂开关管导通时的栅源电压降, 从而保证N沟道开关管可靠导通。当逆变器保护电路动作时, Lock引脚输入高电平封锁RHIN和RLIN输入, 则IR 2110输出信号均为无效信号, 开关管截止, 逆变桥得到保护。

2.3 软件设计

软件是逆变器的核心, 是整个系统的思想, 优异的软件能够使硬件更加稳定可靠地工作, 并达到理想的要求。该软件的主要工作流程如图6所示。结合硬件电路阐述软件工作流程, 首先给系统上电, 单片机初始化, 启动充电电路, 输出一路PWM脉冲;然后单片机对六路模拟信号进行AD采样, 根据蓄电池的状态调整充电电路, 对蓄电池保护性充电, 根据输出电压的变化调整SWPM脉冲调制度, 输出具有死区的SPWM脉冲, 确保输出电压稳定在220V;再计算负载的大小, 根据蓄电池和太阳能电池板的输出功率, 调整负载, 对逆变器和蓄电池进行保护。

3 实验结果及分析

根据提出的系统设计, 制作了样品进行实验研究。外围部件选用了24V、120Ah的铅酸蓄电池和输出电压40V、400W的太阳能电池板。

(1) 实验一。

实验环境:常温, 晴, 蓄电池欠压, 初始电压21.6V, 未接入负载。

实验设备:万用表。

每隔1h记录一次蓄电池电压, 实验开始时间为9∶00。表1所示为充电实验结果。

由表1可以看出, 充电速率最快的时候是在中午11∶00左右的时段, 此时光照较强, 并且温度不高, 电池板的效率较高, 一天的时间基本可以把蓄电池充满充电速率基本能够达到要求

(2) 实验二。

实验环境:常温, 晴。

实验设备:TektronixTDS3054示波器。

通道一接H逆变桥滤波器之后, 通道二接单片机SPWM输出引脚。

通道一实验波形如图7所示, 通道二实验波形如图8所示。由实验波形看出逆变器未经升压变压器之前的输出电压基本稳定在24V左右, 电压波形接近正弦波, 具有一定的谐波。基本能够满足用户要求。证明了文中提出的小型光伏正弦波逆变器的设计可行性。

4 结语

小型光伏正弦波逆变器具有体积小, 重量轻, 性能稳定, 具有对蓄电池和负载的保护, 使用安全针对小型光伏正弦波逆变器的研究促进了对太阳能的开发和利用。解决了野外环境中对电能质量要求较高的用电设备的电力供应问题, 同时为偏远地区和山区解决了部分用电问题。

参考文献

[1]梁雪峰, 曾国宏, 姜久春.3kW光伏并网逆变器硬件设计[J].电力电子技术, 2008, 42 (8) :28-29.

[2]刘海生, 佟仕忠.单相中功率光伏并网逆变器的设计[J].电源技术应用, 2008, 11 (9) :8-11.

[3]张红莲.基于80C196MC的逆变电源设计[J].电源世界, 2008, 7 (8) :54-56.

正弦波发生器篇5

关键词：火花间隙,正弦平顶波,PA52

在超高压输电线路中采用串补技术, 利用串联电容器的容抗补偿输电线路的部分感抗, 可以大幅提升线路的输电能力[1]。当串补线路发生故障时, 金属氧化物变阻器 (MOV) —氧化锌压敏电阻动作并限制串补电容器两端的电压, 以保护装置的可靠运行。火花间隙是用于保护MOV和电容器组的关键设备, 这就对火花间隙运行的可靠性提出了极高的要求。然而在实际运行中, 火花间隙多次出现误动情况, 误动原因至今还未明确。例如在2007年7月11日, 串补工程东三Ⅲ线B相发生区外单相接地故障, B相间隙在地面控制保护未发出触发命令的情况下放电;间隙的自放电电压整定值为270 k V (瞬时值) , 从故障录波图中得到线路发生故障时的电容器组两端瞬时电压波形图, 如图1所示, 最高值为210 k V, 远低于间隙自放电水平;故障期间火花间隙两端的波形与工频正弦平顶波[2]类似。

火花间隙的这种自放电是否与过电压波形相关以及相关程度需要通过试验进行检验和验证。为了开展火花间隙在工频正弦平顶波电压作用下的自放电特性研究, 需要研制一台能产生工频正弦平顶波的大功率试验电源。

1 方案论证

本文的方案是采用微处理器和大功率运放芯片设计一种工频正弦平顶波功率源, 通过变压器直接升压的方式, 实现产生火花间隙放电所需的高压工频正弦平顶波, 具体电路如图2所示。工频正弦平顶波功率源是主电路的重要组成部分, 对整套试验电源的性能起着关键作用。

2 系统实现

本电源由信号发生器、功率放大、限流装置和取样反馈等部分组成。

信号发生器采用AT89C52单片机实现总体控制, 通过D/A转换器产生峰值可调的工频正弦平顶波, 经过滤波隔离后, 再由基于PA52设计的功率放大器进行电压和功率的放大, 并利用峰值检测电路和A/D转换器实现闭环控制。

2.1 信号发生器

国内生产的信号发生器大部分利用分立元件及模拟集成电路构成, 不仅体积大, 而且可靠性和准确度很难进一步提高;只能产生规则波形, 如方波、三角波和正弦波, 无法满足试验要求[3]。本文采用基于单片机设计工频正弦平顶波信号发生器, 如图3所示, 其优点是具有很高的频率稳定度和电压精确度。

整个系统设计结构分为控制电路和数据处理电路两大部分。控制电路以AT89C52单片机为核心, 加上一些外围电路组成, 主要完成人机对话、数据接口、显示信息以及控制数据处理电路工作等功能。数据处理电路主要包括波形输出电路、幅值控制电路和滤波电路。

2.1.1 波形输出电路

D/A转换的瞬间毛刺、非线性和数字噪声已经成为影响输出波形精度的主要因素。因此在选择D/A转换芯片时除了字长和转换速度外, 还应该考虑D/A的非线性和噪声特性。在综合各方面因素之后选择了TI公司的DAC1230, 它将单片机的波形数据转化成对应的模拟信号, 然后和两级放大器配合[4,5], 输出±8 V的正弦平顶波波形。

2.1.2 幅值控制电路

利用DAC0832内部的电阻分压网络, 将其作为数控电位器使用。DAC0832的参考电压采用AD581芯片提供精密的10.00 V, 其输出电压为:

其中N为单片机输入的幅度控制字。

输出电压为DAC1230提供参考电压, 从而实现波形的幅值调节。

2.1.3 滤波电路

以离散数字序列经数模转换为模拟信号为基础, 实现波形发生器有其固有的优点, 但同时也有频谱分量复杂、杂波多的缺点。在波形发生器中, 滤波器起着保持有效分量、抑制杂波的作用。滤波器的设计主要从两个方面加以考虑, 一是低通滤波器本身的传输特性, 二是系统输出信号的频谱结构。通过Matlab信号频谱分析并结合实际测试效果, 选择截止频率为500 Hz的一阶无源低通滤波器, 可以达到良好的滤波效果。

2.2 功率放大器

DAC的输出电压和电流都比较低, 不足以驱动变压器进行升压, 因此要把电压和电流进行放大, 即功率放大。功率放大器可以由分立元件组成, 也可由集成电路实现。由分立元件组成的功放电路复杂且不易调试, 可靠性和功率放大性能都不理想。集成功放中的集成厚膜器件参数稳定、无需调整, 信噪比较小, 而且电路布局合理, 外围电路简单, 还可外加散热片解决散热问题。

因此功率放大器的设计将采用APEX公司的集成功率放大芯片PA52, 来提高装置的可靠性和稳定性。PA52内部采用MOSFET管组成放大电路, 具有低漂移、低噪声及高转换速率等特点;该芯片采用了共射共基放大电路结构, 且混合集成电路基于氧化铍衬底厚膜电路、陶瓷电容和半导体芯片构成, 因而具有很高的可靠性、电绝缘性和高精度[6]。其最大转换速率可达50 V/μs, 最大峰值电流为80 A, 最大内部功耗为400 W, 最大输出电压峰-峰值为200 V。

功率放大电路采用双级放大结构, 如图4所示。电路中的功率放大芯片PA52的输入失调电压对电源系统的性能有很大的影响。输入失调电压是由运算放大器内部元件, 尤其是输入级的两个晶体管特性不均衡引起的。PA52输入失调电压高达5 m V, 为了实现电源的高精度, 设置前置低压误差放大器OP07来获得较小输入偏置电压, 将输入失调电压降到75μV以下。后置功率放大器PA52的目的是为了获得大输出功率特性。两个放大环节串联组成复合式负反馈放大电路, 输出电阻非常小, 因此具有较强的带负载能力。

PA52功率放大芯片提供了独立的输入级供电电源引脚±Vb和输出级供电电源引脚±Vs, 输入级供电电源可以比输出级高, 从而使得输出电压接近电源电压, 获得更大的功率[7]。

D1、D2和D5、D6是高速开关二极管, 将运放输入端限制在0.7 V, 对运放起输入保护作用。D3、D4和D7、D8是快速恢复二极管, 可以使瞬态高压信号通过二极管从电源旁路流向大地, 从而保护功率放大器的输出端。同时在电源旁路增加两个瞬态抑制器 (TVS) , 其反向电压应该略大于放大器正常工作峰值电压, 从而防止从快速恢复二极管流进电源旁路的瞬态高压信号对电源造成破坏[8]。

R2、R5和R3、R4是反馈电阻, 分别决定功率放大部分和PA52的放大倍数。反馈电阻为低温漂的高精密电阻, 使电路放大倍数准确且变化较小。

R1和C1构成噪声增益相位补偿电路, R5并联C2构成反馈零点相位补偿电路, 来提高功率放大器的稳定性。

2.3 电流限制

限流装置采用基于霍尔效应的线性电流传感器ACS712, 将采样电流转换成模拟电压输出, 并且可以很方便地调节过流信号临界点, 电流测量范围可达±30 A[9]。它的基本原理是:当通过ACS712引脚1和2到引脚3和引脚4的电流不断上升时, ACS712引脚7的输出电压随之不断增加, 当大于比较器LM393引脚2设定的电压值的时候, 比较器LM393的输出从低电平变为高电平, RS触发器Q非端从高电平立刻变为低电平, 单片机控制系统检测到引脚P3.2电平的下降沿, 采取相应的保护策略, 立刻关闭信号发生器的输出, 功率放大器的输出也随之下降, 输出电流减小, 从而起到限流作用。信号发生器关断后, 需要通过按键发出清除命令, 信号发生器才可继续工作。如图5所示。

2.4 采样反馈

为进一步提高输出精度, 本电源还增加了电压闭环控制。对输出电压值进行电阻分压后, 再用峰值检测电路获得平顶波电压的峰值, 经过AD转换, 得到电压反馈值Vf。单片机比较电压给定值Vp和反馈值Vf计算出误差, 采用数字增量PID算法进行控制, 改变控制器输出值, 使输出电压幅值做相应的变化, 从而实现电压源的闭环控制。

3 实验结果

图6给出了输出电压波形, 最大幅值为80 V。从图中可以看出波形无交越失真, 非线性失真小。

3.1 输出电压测试

在0~80 V范围内输出一组给定电压, 输出电压的测量数据如表1所示。

从表中可见, 输出电压存在0.5%左右的误差。原因在于D/A的转换误差和功率放大电路受外界噪声干扰引起的输出电压幅值的波动。输出频率的偏差则主要受晶振的稳定性和印制电路板对系统电路的影响。

3.2 负载调整率测试

为衡量电压源的动态性能, 在电压源运行过程中动态地投入或切除负载 (大功率电阻) , 并逐个记录电压幅度值。表2为给定输出电压幅值为80 V时, 不同负载对应的实际电压值, 由该表可知在负载发生变化时, 输出电压均能保持0.375%的稳定度。

本文的创新点在于基于单片机控制, 设计了工频正弦平顶波功率源, 输出电压可以根据需求在输入面板上键入数值, 实现输出电压任意调节, 并且电压波形精度高;运行稳定可靠, 能耗小, 可以长期运行。该功率源最大输出功率可达上千瓦, 完全满足火花间隙测试要求;实用价值高, 只需修改代码即可成为能产生任意波形的电压功率源。

参考文献

[1]周孝信, 郭建波, 林继明, 等.电力系统可控串联补偿[M].北京:科学出版社, 2009.

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[4]吕勇军.应用大功率PA03的程控三相功率源[J].电源技术应用, 2004, 13 (10) :35-38.

[5]张玉宝, 曹会云, 张滨.基于单片机的数控恒流源的设计[J].电测与仪表, 2011, 48 (546) :75-78.

[6]Apex Microtechnology Corporation.Power oprational amplifiers[EB/OL].[2011-03-08].http://www.apexanalog.com/wpcontent/uploads/2012/08/apexpoweropamps_0811-2.zip.

[7]Apex Microtechnology Corporation.General operating considerations[EB/OL].[2012-10-22].http://www.apexanalog.com/wp-content/uploads/2012/10/AN01U_J.pdf.

脉搏波分析用多路正弦恒流源设计篇6

1 系统原理及组成

系统主要由三大部分组成：PC机用户接口、总控AVR单片机及正弦恒流源模块。其中，PC机提供良好的用户接口，方便用户进行参数的设定和计算，减少下位单片机的运算负荷。总控AVR单片机一方面和PC机通过RS232总线通信，接收数据，另一方面，通过TWI总线和下位正弦恒流源模块中的AVR单片机通信，传输每路参数，具体如图1所示。

2 正弦恒流源

正弦恒流源模块提供频率可变(本设计要求10kHz～100kHz)，电流幅度峰值可调(1mA～5mA)的低噪声正弦恒流源，其原理图如图2所示。

2.1 DDS正弦波发生器

DDS技术的原理是在ROM中存储一个周期的正弦曲线采样点表，每一个存储单元存储的样点数据和地址之间的关系与正弦波的正弦幅值和时间轴的关系是一致的。这样，当按顺序逐单元读出ROM的样点数据时，就能得到量化了的正弦曲线，若周期地重复这一过程，并将数字量经D/A转换与平滑滤波后输出，就可以得到连续的正弦波信号。

AD9833是一块完全集成的DDS电路，所需外部分立元器件少。AD9833的内部电路主要有数控振荡器(NCO)、频率和相位调节器、正弦幅值表、数模转换器(DAC)、电压调整器。

AD9833有3根串行接口线，与SPI、QSPI、MI-CROWIRE和DSP接口标准兼容。在串口时钟SCLK的作用下，数据是以16位的方式加载到设备上的。FSYNC引脚是使能引脚，低电平有效。进行串行数据传输时，FSYNC引脚必须置低，要注意FSYNC有效到SCLK下降沿的建立时间的最小值，具体编程须参照手册[3]上的时序来操作。本设计AD9833正弦波发生电路图如图3所示。

AD9833的输出正弦波信号(即图3中Vout)频率fOUT由公式(1)计算：

式中：fCODE表示频率控制字，理论上其值可以是1～(228-1)，由单片机通过模拟SPI接口写入;FMCLK表示时钟频率，在本设计中FMCLK=10MHz。AD9833的频率控制字是28位，所以当时钟采用10MHz时，理论上的最大输出频率为5MHz(实际输出大概是参考时钟的40%)，输出分辨率可达0.037Hz。

2.2 数字幅度控制电路

由于AD9833输出信号的幅度是固定的(峰-峰值为0.7V左右)，因此，为了改变恒流源电流大小，还需增加幅度控制电路。PC机通过RS232接口将每一路的幅度数据(通过读取控制面板上各个通道电流值，进行转换后得到)发送给总控AVR单片机,再由总控AVR单片机通过TWI总线发送给每路恒流源模块中的单片机,然后，恒流源模块内单片机将得到的幅度码输出给幅度控制电路。幅度控制电路根据得到的幅度码调整信号的幅度。幅度控制电路的原理图如图4所示。

AD7524为ADI公司的8位数模转换器，当信号作为数模转换器的参考输入时，数模转换器就可以看作为一个信号衰减器。

从AD7524的数据手册上可知，AD7524的数据建立时间最大不到200ns，因此对于100kHz的参考输入信号，其响应速度满足要求。

该电路输入和输出关系为：

式中，code为幅度码(D7～D0)。

2.3 电压-电流转换电路

电压-电流转换电路是基于Howland电流泵。Howland电流泵的原理电路如图5所示。

当满足平衡条件：

时，负载电流IO可表示为：

此时电流泵的输出阻抗RO=∞，电压柔量(即输出电压的可摆动范围)|VL|燮|VSAT|-R2B×(IO+IS)。式中，VSAT为运放的饱和电压输出值。

基于Howland电流泵的改进型电压-电流转换电路[2]如图6所示，正弦波发生电路产生的正弦电压信号经过滤波和幅度控制之后转换为恒定的正弦电流信号。

图6中，当满足平衡条件：

时，负载电流IO仍维持式(4)的关系，输出阻抗RO=∞。图6所示电路一方面使R2B从式(3)的平衡条件制约中解脱出来，仅仅调节R2B即可改变输出电流IO，也不会破坏电路的平衡条件;另一方面也使电路输出电压VL的电压柔量比图5中的Howland电流泵的电压柔量更宽，此时的电压柔量|VL|燮|VSAT|-(R29+R30)IO。原因是运放A、C使得电阻R29和R30流过的电流仅仅是输出电流IO(TL072的偏置电流最大为200pA，相对于输出电流1mA～5mA是可以忽略的)。

2.4 滤波器设计

DDS输出的模拟信号必须经过低通滤波器滤除附加在所需频率信号上的高频数字伪信号。由于本设计所需频率范围为10kHz～100kHz，因此，除了滤除高频噪声信号外，低频噪声信号，尤其是工频50Hz干扰噪声也要滤除。所以，DDS输出后需要一个带通滤波器。

本带通滤波器采用运算放大器来组成有源滤波器[4]。由于带通频带宽，故采用低通滤波器和高通滤波器级联而成。为了提高滤波器对噪声的抑制能力，低通和高通滤波器都采用8阶巴特沃思有源滤波器电路[4]。滤波器运放采用J-FET输入型运放TL072,它具有高转换速率(SR典型值为16V/μs)、低噪声、高输入阻抗、低偏置电流和高单位增益带宽(典型值为4MHz)等特点。滤波电阻采用精度为1%的金属膜贴片电阻(0805封装)，滤波电容采用温度系数好，高频特性好的独石电容。为了保证在10kHz～100kHz内信号无衰减，低通滤波器的截止频率设置为260kHz，高通滤波器的截止频率为1kHz。高频噪声低通滤波则是为了滤除AD7524进行数模转换时引起的高频噪声，也采用运算放大器组成的有源滤波器。滤波器设计采用Filterlab软件来完成各参数的选择，最终通过实际电路测试满足设计要求。

3 数据通信

数据通信包括两部分：一是PC机和总控AVR单片机的通信，通信方式采用串口通信[5]，硬件芯片采用常用的MAX232集成芯片;二是总控AVR单片机和各个交流正弦恒流源模块内的AVR单片机的通信，通信方式为内部集成的TWI总线。

3.1 串口通信

PC机提供良好的用户接口。用户可以通过PC机设置每个通道的具体参数。同时，利用PC机强大的数据处理能力，下位单片机可以更加高效快速地运行。PC机和总控AVR单片机采用RS232串行总线通信，采取软协议方式。数据帧格式说明如下：

数据帧的第一个字节为控制字节，每位的定义如下：

D1～D0:

00：频率寄存器0;01：相位寄存器0;10：幅度寄存器11：保留。

D7～D2:

000000：通道1;000001：通道2;……111111：通道64。

每个控制字节后面紧接着就是相应的数据，数据流结构如图7所示。

其中，控制字中D1-D0=00时，数据为4个字节;控制字中D1-D0=01时，数据为2个字节;控制字中D1-D0=10时，数据为1个字节。因此可以根据控制字识别紧跟其后的数据位数。总控AVR单片机将接收到的数据再发送给下位单片机。图8为八通道恒流源PC机用户界面。

3.2 TWI总线

AVR系列的单片机内部集成了TWI总线。该总线具有I2C总线的特点，即接线简单，外部硬件只需要两个上拉电阻，使用时钟线SCL和数据线SDA就可以将128个不同的设备互连到一起。而且支持主机和从机操作，器件可以工作于发送器模式或接收器模式，数据传输率高达400kHz，其连接图如图9所示。具体可参阅ATmega16的数据手册[6]。

本生物阻抗测量用正弦恒流源采用了DDS和Howland电流泵技术，增加了相应的滤波电路。最终生成的恒流源频率稳定，信号幅度数字可调且噪声小。利用TWI总线和RS232接口，本设计可以连接多达128路恒流源模块，并可以方便地在PC机上设置各路运行参数，能满足脉搏波分析中对多路测量的要求。通过实验，该系统运行稳定，性能良好。

参考文献

[1]YANG Yu Xiang,WANG Jue.A design of bioimpedance spectrometer for early detection of pressure ulcer[C].Proceedings of the2005IEEE Engineering in Medicine and Biology27th Annual Conference.2005:6602-6604.

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[4]冈村迪夫.OP放大器电路设计[M].王玲,徐雅珍,李武平,译.北京:科学出版社,2004.

[5]谭思亮,邹超群.Visual C++串口通信工程开发实例导航[M].北京:人民邮电出版社,2003.

正弦波发生器篇7

在电路、电力电子系统、电机系统、电力传输等的设计过程中, Simulink中的电力系统仿真模块集 (SimPowerSystems) 的使用大大提高了设计效率、缩短了设计周期。Matlab/Simulink提供的电力电子电路系统建模与仿真工具为电力电子技术的研究与应用提供了较为理想的工具。

小型风力发电系统的使用日益广泛, 逆变技术在风力发电系统中是一个极其关键的技术, 它承担着将直流电调制成稳压稳频的交流电直接供给负载的任务。本文选择1000W的正弦波逆变器为设计对象, 通过理论分析、参数计算和模型仿真来研究正弦波逆变器输出电压的稳定性。

1 逆变电路的拓扑结构

电压源型逆变电路的拓扑结构主要有两类:一类是单向电压源高频环节逆变电路;另一类是双向电压源高频环节逆变电路。双向电压源高频环节逆变电路适用于需要双向功率流的逆变场合。这类逆变器存在采用传统PWM技术的周波变换器换流时漏感能量引起的电压过冲现象, 通常需要采用缓冲电路或有源电压箝位电路来吸收存储在漏感中的能量, 从而使变换效率不够理想, 增添了电路的复杂性。本文采用单向电压源高频环节逆变器结构, 如图1所示。在直流电源和逆变器之间加入一级高频电气隔离直流变换器, 使用高频变压器实现电压比调整和电气隔离, 省掉了体积庞大且笨重的工频输出变压器, 降低了音频噪声, 显著提高了逆变器的特性。

电路原理图如图2所示。前置DC/DC变换级电路采用双管正激变换电路, 这种双管单端正激电路比单管正激电路多用了一个开关管, 但其主功率管承受的电压降低了一倍, 同时变压器少了一个磁通复位绕组。克服了推挽电路必须有良好的对称性的要求。与全桥变换电路相比, 全桥变换器功率器件较多, 控制及驱动较复杂, 并且变压器铁芯存在直流偏磁现象, 桥臂存在直通现象。

后置DC/AC逆变级电路采用电压型全桥逆变电路, 电压型单相全桥逆变电路, 其全控型开关器件, V5、V7同时通、断;V6、V8同时通、断;输出电压有效值为:0.9VD。V5和V7为一对, V6和V8为另一对。成对的桥臂同时导通, 交替各导通180度。输出电压、电流的幅值为半桥电路输出幅值的两倍。克服了半桥电路直流侧串联电容的电压均衡问题。

2 仿真模型的建立

2.1 控制策略

前置DC/DC双管正激调压电路采用PWM控制方式, 由输出端的反馈调压电路采样输出电压信号并与给定信号比较, 当输出电压降低时, 反馈电压下降, 控制芯片的输出脉冲占空比增加, 从而使调压电路的输出电压升高。反之亦然。

后置DC/AC全桥逆变电路采用SPWM控制方式, 由控制芯片产生SPWM控制信号控制IGBT的通断, 控制过程中保持调制比不变。

2.2 仿真模型

根据以上分析得出仿真电路模型如图3所示。其中, 直流输入电压取48V;单极LC直流输入滤波环节中, 为了使输入电流平稳化和谐波降低到允许值, 设置输入滤波器。输入滤波器有双重功能, 既能用来抑制从直流电源来的瞬变量, 又能抑制逆变器或直流变换器对直流电源产生的瞬变量和噪音。谐波次数越高, 对应的电源侧谐波次数的分量就越小, 并且可以通过如下方来降低电源侧谐波电流: (1) 增大脉动直流电流基波的角频率, 即逆变器或直流变换器的开关角频率; (2) 增大滤波电感L、滤波电容C即减小LC输入滤波器的谐振角频率; (3) 增大输入电源内阻; (4) 相同输出功率时, 提高逆变器或直流变换器的占空比, 减小脉动直流电流的幅值。

由公式:= (2-3)

取直流升压电路的工作频率为10kHz, 电感量为5H, 电容量为2200F, 则:

满足条件。直流升压电路的工作频率为10kHz, D为0.45;变压器变比为0.068;不可控整流电路输出电压不是恒定的直流电压, 中除直流平均值外, 还含有谐波电压。因此, 必须在整流电路的输出端与负载之间接入LC滤波器。滤波电感L的重量、体积相对于电容要大得多, 因此通常取较小的L和较大的C组成LC滤波器。

全桥逆变电路的调制比为0.6;单相正弦波逆变器的输出功率为PO=1000W, 输出电压U=220V, 频率为50Hz。当输出电压基波频率为50Hz时, 滤波器截止频率fc通常在100Hz—400Hz左右。取300Hz。

负载电阻RL=U2/P=2202/1111=43.56

C3≥1/2fcR=1/ (2×3.14×300×21.78) =24.37F电感取65 mH, 电容取80F;负载为等效额定负载。

2.3 仿真结果及分析

根据负载性质的不同, 分别进行阻性负载、感性负载、容性负载的仿真实验。阻性负载R为48.4;感性负载的阻抗角由小到大分别取值;容性负载的阻抗角相应的由小到大分别取值。仿真实验结果的输出电压值进行FFT分析, 电压的变化趋势和THD的变化趋势如图4和图5所示:

从图中可以看出, 这个正弦波逆变电路带阻性负载、感性负载时的电压比较稳定, THD保持在5%左右;带容性负载时, 由于电容值的增大, 输出电压的变化率受到电容的抑制, 电压升压缓慢, 电压值有所下降;同时, 随着阻抗角的增大, 输出电压的波形接近于方波, THD也随之增加。

3 结论

由单向电压源高频环节逆变器的结构得出满足设计要求的正弦波逆变器电路, 根据理论计算来设置模型参数, 并由仿真结果判断出正弦波逆变器的稳定性。同时, 建立正弦波逆变技术的设计思想和控制策略, 为实现逆变装置提供参数选择的原则, 使风力发电系统取得更高的电气性能, 向更高的层次迈进。

摘要：使用Mtlab/Simulink模型库中的Sim-power-systems模块集提供的器件模型搭建正弦波逆变电路模型, 通过理论计算和仿真结果来分析研究其性能, 建立正弦波逆变技术的设计思想和控制策略, 对提高风力发电系统的性能和优化可靠性能具有重要的实际意义。

关键词：逆变,DC/DC变换,仿真

参考文献

[1]郭龙钢, 刘兆魁.基于Matlab/Simulink的电力电子电路仿真[J].河南科技大学学报, 2005, 26 (5) :42-46.