纯正弦波（精选7篇）
纯正弦波 篇1
摘要：现代船舶中交流电动使用越来越平凡,感性负载过大使得船用逆变器对输出波形要求越来越严格,传统的方波逆变器已经不能适用。该设计主要应用新型纯正弦波逆变器SPWM芯片完成逆变过程。比较以前的一些方波逆变器、修正波逆变器负载能力更强,谐波干扰更小,可带感性负载,转化效率高等特点。再有随着智能电网的发展,并网的要求使得纯正弦波逆变器成为工业生产,家庭生活比不缺少的电器工具。
关键词：纯正弦波逆变器,EG8010-SPWM,过压保护,脉宽调制
0 引言
逆变器是将直流电能转变成交流电能的变流装置，广泛应用于感应加热、交流电机调速、不间断电源(UPS)和汽车电器等场合。是电力电子技术中一个重要组成部什。其应用领域也达到了前所未有的广阔，从毫瓦数的液晶背光板逆变电路到百兆瓦级的高压直流输电换流站，从日常生活的变频空调、变频冰箱到航空领域的机裁设备;从使用常规化石能源的火力发电设备到使用可再生能源发电的太阳能风力发电设备，都少不了逆变电源。无需怀疑，随着汁算机技术和各种新型功率器件的发展，逆变装置也将向着体积更小、效率更高、性能指标更优越的方向发展。
1 背景
目前逆变器的波形主要分三类，一类是方波逆变器，一类是准正波逆变器，一是纯正弦波逆变器。纯正弦波逆变器输出的是与日常使用的电网一样，甚至更好的纯正弦波交流电。方波逆变器输出的波形则是质量较差的方形波交流电，其正向最大值到负向最大值几乎在同时产生，这样对负载和逆变器本身造成剧烈的不稳定影响。同时，其负载能力差，仅为额定负载的50%左右，不能带电机等感性负载。尤其现代生产、生活中交流电动机使用越来越平凡，如果所带的感性负载过大，方波电流中包含的三次谐波成分将使流入负载中的容性电流增大，严重时会损坏负载的电源滤波电容。针对上述这些缺点，这几年来出现了准正弦波(或称改良正弦波、修正正弦波、模拟正弦波等等)逆变器，其输出波形从正向最大值到负向最大值之间有一个时间间隔，使用效果有很大改善，但准正弦波的波形仍然是由折线组成，属于方波范畴，连续性不好。总括来说，纯正弦波逆变器提供高质量的交流电，能够带动任何种类的负载，但技术要求和成本均高。准正弦波逆变器可以满足我们大部分的用电需求，效率高，噪音小，售价适中，因而成为市场中的主流产品。方波逆变器逐渐面临淘汰。
2 设计思路
由于高频开关变换技术的成熟和廉价化，目前逆变器采用先将直流电转化为高频交流电，以利于减小变压器的体积;经过变压器的电压转换和隔离，从而获得到所需要的电压等级和隔离要求;由于输出要求是50Hz正弦交流电，需要将高频交流电转化为50Hz交流电，所以通常的方法是将高频交流电整流成直流电;再利用50Hz逆变技术将直流电转换为所需要的50Hz正弦交流电。
具体实际电路组成可分为：DC/DC电路，DC/AC电路，保护电路，显示、控制电路四部分。如图1所示。
2.1电路设计
(1)DC/DC电路
利用SG3525芯片组成的驱动电路控制大电流MOS管，这里为了提高功率利用了4只大电流MOS管完成并列的两组方波逆变过程，形成两组高频率大电流方形波交流电。再通过两个高频升压变压器把高频率大电流方形波交流电转化为400V左右的高频率方形波交流电。最后通过整流使400V左右的高频率方形波交流电转化为400V直流电。其中SG3525芯片可以在12V电源取电，接受升压变压器和大电流MOS管反馈来的信号并对其处理和控制MOS的状态，起到过热保护和过压保护作用。
由于逆变器的输入电压仅仅为12V或24V，因此，高频逆变电路通常选择推挽式逆变电路，其优点是电路中所有的开关管的驱动信号均以输入电压负端(GND)为参考电位很容易与控制电路兼容，驱动信号不需要电位转移，可以直接驱动，简化电路。推挽式逆变器。
(2)DC/AC电路
DC/AC电路是正个电路的最为重要的组成部分是整个电路的灵魂所在，起着主导地位，整个电路性能的好坏完全取决于DC/AC电路的性能。DC/AC电路将前面DC/DC电路获得的400V直流电通过专用的EG8010-SPWM纯正弦逆变器控制芯片转化为220V/50HZ交流电，然后通过LC滤波电路滤波去除高频干扰波形，最后输出所需纯正弦波交流电。
DC/AC电路由高电压MOS管、专用的EG8010-SPWM纯正弦逆变器控制芯片及驱动电路、LC滤波电路等组成。专用的EG8010-SPWM纯正弦逆变器控制芯片产生用于SPWM调制控制的调制波并由IR2110S驱动MOS管工作，使400V直流电通过MOS管调制出纯正弦波。
EG8010是一款数字化的、功能很完善的自带死区控制的纯正弦波逆变发生器芯片，应用于DC-DC-AC两级功率变换架构或DC-AC单级工频变压器升压变换架构，外接12MHz晶体振荡器，能实现高精度、失真和谐波都很小的纯正弦波50Hz或60Hz逆变器专用芯片。该芯片采用CMOS工艺，内部集成SPWM正弦发生器、死区时间控制电路、幅度因子乘法器、软启动电路、保护电路、RS232串行通讯接口和12832串行液晶驱动模块等功能。图1电路组成工作原理图
DC/AC驱动电路是整个系统的灵魂，主要由EG8010-SPWM纯正弦逆变器控制芯片与驱动芯片IR2110S组成，完成输出SPWM调制波形及过压、过流、过热保护主用，所以这里详细介绍DA/AC驱动电路的组成结构。
为了使DC/AC电路工作稳定，DC/AC驱动电路采用集成式设计，避免在调试与使用过程中损坏和干扰，为逆变过程提供稳定的SPWM调制波形输出，使最后的正弦交流电波形完整美观。
(3）保护、显示电路
利用EG8010-SPWM纯正弦逆变器控制芯片和SG3525芯片完成对电路的输入电压、输出电压范围保护，过载保护等等。
4 总结
本设计采用正弦波逆变器方式，把12V或24V直流电逆变为220V/50HZ交流电。本设计已经成功应用于上海保家安电子科技有限公司生产的BJA-9252S型船用24V逆变器中，它可将24VDC直流电逆变为220VAC,50HZ交流电输出，提供您在船上作业时，电子仪器设备，电动工具，照明灯具所需的稳定交流电源，工作稳定可靠，转换效率高，体积轻巧，具有过载，过压，欠压，过热，短路等自动保护功能，能有效的保护，避免电池与仪器设备受损。专业型带有市电220VAC连接功能，可与发电机同时配套使用。
此设计也可以应用在汽车逆变电路，使常用的市电电器可以应用在汽车设备中，提高车辆的舒适性、可靠性、娱乐性。再者可以应用到家庭小型UPS不间断电源上，为家庭中部分电器提供电能，保护电器不受电流在通断时产生的冲击影响，提高电器的使用寿命。并在光电池逆变器、船舶蓄电等领域有着广泛的应用。为近几年提出来的智能电网，光伏逆变做准备。
参考文献
[1]王莹莹.基于DSP的数控逆变器调制技术的研究.浙江大学学士论文.2007
[2]林佩君.串联电池组新型均衡充电系统的研究.北京交通大学学位论文.2007
[3]王培森.车载逆变电源的研究与设计.华南理工大学2006
[4]高军.基于PID控制和重复控制正弦波逆变电源研究.《电力电子新技术》.2003
[5]陈勇.地铁车辆辅助逆变器控制技术研究.南京航空航天大学硕士论文.2003
RC桥式正弦波振荡电路探析 篇2
在实际应用中, 常常需要一些不同类型的信号源, 即信号发生电路, 也叫振荡电路, RC桥式正弦波振荡电路因振荡频率稳定、输出波形失真小, 在测量、自动控制、通信等许多领域中得到广泛的应用。
1 RC桥式正弦波振荡电路的组成
RC桥式正弦波振荡电路由基本放大电路、正反馈网络、选频网络和稳幅电路组成, 如图1所示。基本放大电路和正反馈网络是RC桥式正弦波振荡电路的主要部分, 选频网络只对一个频率满足振荡条件, 从而输出单一频率的正弦波, 稳幅环节用于稳定振荡电路的输出幅度, 改善波形, 减小失真。[1]
2 RC桥式振荡电路的选频特性及振荡条件
2.1 选频特性
当信号频率很低时, 电容C的容抗远远大于电阻R的阻值, RC串并联选频网络可近似等效为图2所示电路。
极限情况下, 当频率等于零时, 电容C的容抗为无穷大, 电路中的电流为0, uf=0, 图2所示电路可进一步看成纯电容电路, 因纯电容电路的电流比电压超前90°, 纯电阻电路的电流和电压同相位, 所以uf比uo超前90°。
当频率由0逐渐升高时, 由图2可知, uf升高, uf与uo之间的相位差减小。
当信号的频率很高时, 电容C的容抗远远小于电阻R的阻值, RC串并联选频网络可近似等效为图3所示电路。
极限情况下, 当频率等于无穷大时, 电容C的容抗为0, uf=0, 图3所示电路可进一步看成纯电阻电路, 因纯电阻电路的电流和电压同相位, 纯电容电路的电压比电流滞后90°, 所以uf比uo滞后90°。
当频率由无穷大逐渐减小时, 由图3可知, uf升高, uf与uo之间的相位差减小。
由上述两种情况可知, 当电路频率由零升高到无穷大时, uf与uo之间的相位差由+90°连续变化到-90°, uo先增大再减小, 因此其中一定有一个频率f0存在, 当f=f0时, uf最大, 且uf与uo之间的相位差等于零。
3.2 振荡条件
理论分析可得f0=1/2πRC, 当f=f0时, F=Uf/Uo=1/3。因振荡的幅值条件AF=1, 所以A=3。
因振荡电路引入正反馈, 所以
所以当电路满足RF=2R1时, 电路可输出频率f0=1/2πRC的正弦波信号。
4 RC桥式正弦波振荡电路的稳幅
当RC振荡器接通电源后, 由于信号开始时非常微弱, 为了顺利起振, 应使AF>1, 即A>3, 但这样一来, 经放大和反馈后输出电压就会不断升高, 放大器就会进入非线性区, 最终无法得到正弦波信号, 为此电路中可接入一个具有负温度系数的热敏电阻RF, 如图1所示, 且RF>2R1。当振荡器的输出幅值增大时, 流过RF的电流增加, 其阻值自动减小, 放大器的放大倍数减小, 从而抑制输出幅值的增长, 直到AF=1, 振荡器的输出幅值趋于稳定。[2]
除用热敏电阻进行稳幅外, 还可以用二极管作稳幅元件, 如图4所示。将负反馈电阻Rf分为Rf1和Rf2, Rf2并联二极管, 起振时D1、D2不导通, (Rf1+Rf2) 略大于2R1。随着uo的增加, D1、D2逐渐导通, Rf2被短接, 放大器的放大倍数自动下降, 从而起到稳幅作用。
5 RC桥式正弦波振荡电路的调频
为了能在一定范围内调节振荡频率, 电阻R常采用可调电阻器, 电容C的电容量用转换开关进行调节。[3]如图5所示, RC桥式正弦波振荡电路振荡频率的调节可分为粗调和细调, 双联开关K切换R, 用于粗调振荡频率, 双联可调电容C, 用于细调振荡频率。
6 结束语
掌握了RC桥式正弦波振荡电路的选频、调频及稳幅原理, 在实际中不仅为维修电路提供理论依据, 还可以根据需要设计电路。
摘要：RC桥式正弦波振荡电路因振荡频率稳定、输出波形失真小, 在测量、自动控制、通信等许多领域中得到广泛的应用。文章主要对RC桥式正弦波振荡电路的选频特性、稳幅电路及调频方法进行了探析。
关键词：RC桥式,振荡电路,探析
参考文献
[1]苏士美.模拟电子技术[M].北京:人民邮电出版社, 2007:161.
[2]袁明文, 谢广坤.电子技术[M].哈尔滨:哈尔滨工业大学出版社, 2013:101.
小型光伏正弦波逆变器的设计 篇3
关键词：dsPIC30F2010,充电电路,驱动电路,滤波器,SPWM
引言
近年来, 国内太阳能电池板组建加工初具规模, 太阳能发电正在逐步进入人们的日常生活。但由于太阳能电池板产生的电能都是直流电, 若应用于电视机、电冰箱、小型家用水泵等, 需要把直流电源转换成220V/50Hz工频交流电源[1,2,3]。
普通逆变器一般是方波逆变器和修正正弦波逆变器, 它们输出的电能质量差, 谐波含量大, 并且不能够为家用水泵这样的负载提供电能[4]。本文介绍一种基于PIC 16位dsPIC系列单片机的标准正弦波逆变器的设计。
1 控制系统结构与功能
本文设计的逆变器额定功率为300W, 额定输入电压DC 24V, 额定输出电压AC 220V/50Hz。以dsPIC 30F2010单片机为核心 (包括软件) , 主电路由充电电路、驱动电路、H桥逆变电路、滤波器和升压变压器组成。充电电路采用BUCK电压斩波变换电路。逆变部分主要通过逆变电路先低压逆变, 然后经过滤波器滤除谐波, 再利用工频变压器进行升压, 输出220V电压。控制系统结构如图1所示。
dsPIC 30F2010是一款只有28个引脚的高性能16位微处理器。片内含有MCPWM电机专用PWM控制器和10位高速模数转换模块, PWM控制器通过编程可产生独立的、具有相同频率和工作方式的三相6路PWM脉冲, 为防止同一桥臂上2个功率管发生直通造成短路, 还可通过编程设置死区互锁时间。高速模数转换模块可以将模拟信号转换为10位数字值, 提供6路模拟输入通道。
本文设计的逆变器中, dsPIC 30F2010单片机主要采集各路模拟信号, 根据当前逆变电路输出电压以及负载大小调整主电路控制信号, 同时控制指示灯指示当前工作状态。主要功能如下:
(1) 输入6路模拟信号, 即:蓄电池电压、蓄电池输出电流、太阳能电池板电压、充电电流、交流电压、交流电流。
(2) 输出1路PWM脉冲, 控制充电电路DC/DC环节, 根据蓄电池电压、太阳能电池板电压和充电电流调节占空比, 改变太阳能电池板对蓄电池的充电电压和充电电流, 对蓄电池进行保护性充电。蓄电池饱和, PWM占空比减小, 对蓄电池进行浮充, 蓄电池电压过低, 调整适当的PWM占空比对蓄电池进行恒流充电, 蓄电池进入恒压充电阶段, 调整PWM占空比, 保证充电电压恒定。
(3) 输出两组4路带死区时间的SPWM脉冲, 通过驱动电路驱动H桥逆变电路, 采集输出的交流电压, 调整SPWM调制度, 稳定交流电压输出同时根据蓄电池电压和蓄电池输出电流计算输出功率, 输出功率大于逆变器额定功率时继电器断开, 切断蓄电池供电回路, 封闭SPWM脉冲输出蓄电池电压过低时继电器断开, 切断蓄电池供电, 封闭SPWM脉冲输出。
2 硬件电路设计
硬件电路设计的主要依据是逆变器的额定输出功率和额定输入电压等条件。下面主要介绍充电电路及其驱动电路的设计, 逆变电路及其驱动电路的设计, 以及逆变器的软件设计, 对设计出的样品进行实验, 给出实验波形。
2.1 充电电路及其驱动电路
充电电路是太阳能电池板为蓄电池进行充电的回路, 控制器从充电回路中采集蓄电池电压和太阳能电池板电压。为保证准确采样, 参考电压负极、蓄电池负极、电池板负极必须共地, 因此开关管串联在蓄电池正极和太阳能电池板正极。开关管可以选择PMOS管或者NMOS管, 由于充电电流比较大, 一般PMOS道通电阻较大, 导通损耗就会加大, 而NMOS管的导通电阻相对很小, 所以选择NOMS管。
图2所示为简略充电电路图。其中VD 1是防太阳能电池板反接二极管, S与B相连, S+和B+分别为AD采样引出点。VT1为NMOS开关管, R、C串联之后并联在开关管两端组成开关管的缓冲吸收电路, G、S接点接驱动电路。该开关管的驱动属于高端驱动, 保证栅源G、S之间的电压为10V左右, 要求驱动电路电源与充电回路电源相互隔离。
该驱动电路采用了TLP光电耦合器。图所示为DC/DC开关管驱动电路, G引出线接开关管栅极, S引出线接开关管源极。TLP250输入高电平时, G点输出电压为+15V, S点电压为+5V, 则栅源电压为+10V, 开关管导通。TLP250输入低电平时, G点输出电压为0V, S点电压依然为+5V, 则栅源电压为-5V, 确保开关管可靠关断。
2.2 H桥逆变电路及其驱动电路
逆变器额定功率为300W, 则直流侧额定输出电压为24V, 额定输出电流为12.5A。则开关器件选择耐压大于50V和导通电流大于30A的N沟道MOSFET, 考虑逆变元器件的散热, 降低损耗, 导通电阻需要很小。根据实际情况选用了IR公司的IRFP064N, 导通电阻仅有0.008Ψ。缓冲电路采用RCD缓冲电路。
图4所示为H桥逆变电路, VT1、VT2和VT3、VT4逆变电路主要开关器件IRFP064N, 电阻与二极管并联之后和电容串联再并联在开关管两端组成开关管的缓冲吸收电路。主要用来降低关断电压上升率和开通电流上升率, 抑制开关管电压冲击, 减小开关损耗。
驱动电路是逆变器中极其重要的一部分依靠控制器输出的电压无法正常驱动开关管, 开关管工作时要保证开关管能够完全导通, 则开关管栅源电压必须大于开启电压并且不超过栅源之间最大允许电压。该驱动电路采用了MOSFET专用驱动芯片IR 2110。兼具光耦隔离和电磁隔离的优点, 有独立的低端和高端输入通道, 可以同时驱动半桥上下开关管。
图5所示是由IR 2110集成驱动芯片组成的单半桥双管驱动电路。RHO和RLO分别接图4中右桥臂的VT3和VT4, ACR接点与图4中ACR接点相连, 二极管D和电容C组成自举电路, 维持上桥臂开关管导通时的栅源电压降, 从而保证N沟道开关管可靠导通。当逆变器保护电路动作时, Lock引脚输入高电平封锁RHIN和RLIN输入, 则IR 2110输出信号均为无效信号, 开关管截止, 逆变桥得到保护。
2.3 软件设计
软件是逆变器的核心, 是整个系统的思想, 优异的软件能够使硬件更加稳定可靠地工作, 并达到理想的要求。该软件的主要工作流程如图6所示。结合硬件电路阐述软件工作流程, 首先给系统上电, 单片机初始化, 启动充电电路, 输出一路PWM脉冲;然后单片机对六路模拟信号进行AD采样, 根据蓄电池的状态调整充电电路, 对蓄电池保护性充电, 根据输出电压的变化调整SWPM脉冲调制度, 输出具有死区的SPWM脉冲, 确保输出电压稳定在220V;再计算负载的大小, 根据蓄电池和太阳能电池板的输出功率, 调整负载, 对逆变器和蓄电池进行保护。
3 实验结果及分析
根据提出的系统设计, 制作了样品进行实验研究。外围部件选用了24V、120Ah的铅酸蓄电池和输出电压40V、400W的太阳能电池板。
(1) 实验一。
实验环境:常温, 晴, 蓄电池欠压, 初始电压21.6V, 未接入负载。
实验设备:万用表。
每隔1h记录一次蓄电池电压, 实验开始时间为9∶00。表1所示为充电实验结果。
V
由表1可以看出, 充电速率最快的时候是在中午11∶00左右的时段, 此时光照较强, 并且温度不高, 电池板的效率较高, 一天的时间基本可以把蓄电池充满充电速率基本能够达到要求
(2) 实验二。
实验环境:常温, 晴。
实验设备:TektronixTDS3054示波器。
通道一接H逆变桥滤波器之后, 通道二接单片机SPWM输出引脚。
通道一实验波形如图7所示, 通道二实验波形如图8所示。由实验波形看出逆变器未经升压变压器之前的输出电压基本稳定在24V左右, 电压波形接近正弦波, 具有一定的谐波。基本能够满足用户要求。证明了文中提出的小型光伏正弦波逆变器的设计可行性。
4 结语
小型光伏正弦波逆变器具有体积小, 重量轻, 性能稳定, 具有对蓄电池和负载的保护, 使用安全针对小型光伏正弦波逆变器的研究促进了对太阳能的开发和利用。解决了野外环境中对电能质量要求较高的用电设备的电力供应问题, 同时为偏远地区和山区解决了部分用电问题。
参考文献
[1]梁雪峰, 曾国宏, 姜久春.3kW光伏并网逆变器硬件设计[J].电力电子技术, 2008, 42 (8) :28-29.
[2]刘海生, 佟仕忠.单相中功率光伏并网逆变器的设计[J].电源技术应用, 2008, 11 (9) :8-11.
[3]张红莲.基于80C196MC的逆变电源设计[J].电源世界, 2008, 7 (8) :54-56.
纯正弦波 篇4
1 控制系统整体设计
无刷直流电机方波正弦波复合驱动器系统整体结构如图l所示。由图1可看出系统的组成与传统的无刷直流电机控制电路基本一致。驱动模式由外部的驱动模式按键状态决定, 可以通过驱动模式按键来实现驱动方式的动态切换。其中, 电机控制系统处理器采用微芯公司的dsPIC30F4011数字信号控制器, 通过对dsPIC30F4011进行编程实现无刷直流电机的方波与正弦波的复合驱动。控制器产生的PWM信号经光电隔离后传给IR2130驱动芯片。IR2130具有独特的自举电路, 一片IR2130就可以驱动一套典型的三相H桥式逆变电路。
2 方波驱动
无刷直流电机的方波驱动模式根据霍耳信号的6个状态控制电机绕组的导通与关断, 相对正弦波驱动而言控制更加简单。一般采用两两导通模式, 即每一时刻两相导通, 每相导通120° (电角度) 。dsPIC30F4011中集成了专门针对电机控制的PWM模块 (MCPWM) , 可以方便地控制各种电机。无刷直流电机的控制主要是根据霍耳信号进行换相, 而dsPIC30F4011中的PWM输出改写寄存器 (OVDCON) 可以很方便地控制PWM的输出, 通过修改OVDCON寄存器的值可以很容易地实现无刷直流电机的换相。表1给出了无刷直流电机方波驱动时的OVDCON换相表, 采用下斩上不斩的PWM方式。考虑到正弦波驱动时采用三三导通模式, 此处采用互补的PWM控制上下桥臂。
3 正弦波驱动
无刷直流电机的转子位置一般是通过霍耳传感器来检测的。方波驱动时只需几个离散的转子位置点即可, 但要实现电机的正弦驱动, 必须知道转子的准确位置。因此, 如何根据霍耳信号来计算转子位置是实现无刷直流电机正弦波驱动的关键之一。
3.1 转子位置检测与扇区细分
无刷直流电机位置检测为霍耳元件, 其输出脉冲波形是占空比为50%的方波信号。霍耳信号脉冲波形的上升沿和下降沿代表着0°和180° (电角度) 。因此, 可以通过测量霍耳信号的上升沿和下降沿之间的时间差来计算电机的转速, 并对扇区进行细分。如图2所示, 设前次捕获的霍耳信号时间为TD (双沿捕捉, 对应电机180° (电角度) , 180° (电角度) 的细分数设为N, 则有:
式中:P△为每次递增的相角量;D180表示180° (电角度) ;t△为PWM的周期。
由式 (1) 可推出每次递增的相角量为:P△=t△×D180/TD。因为PWM的频率固定且在程序初始化时就已知了, 所以t△实际上是个常量值。在PWM的周期中断中进行相角的累加计算 (即每产生一次PWM周期中断时, 电压空间矢量的相角增加P△) , 并按照SVPWM的方式进行占空比计算并实时更新PWM占空比。如此一来就可保证每一个TD周期内电压空间矢量的相角增加180°。每次霍耳信号的捕获中断 (双沿捕获) 进行电压空间矢量的扇区选择, 根据所选的扇区刷新电压空间矢量的相角值, 以此保证电压空间矢量的相角累加是在每个扇区初值相角的基础上进行的, 使电压空间矢量的相角累积误差降到最小。
3.2 SVPWM的产生
本文中无刷直流电机的正弦波驱动采用SVPWM调制方式, 由霍耳信号来进行扇区选择。图3给出了霍耳信号与扇区以及相电压之间的关系。
dsPIC30F4011具有DSP高速运算的特点, 同时具有专门针对电机控制的PWM模块, 可以很方便地产生SVPWM。SVPWM产生的总体思路为:在每次PWM的周期中断中, 进行电压空间矢量的相角累加, 然后根据电压空间矢量的相角判断所在的扇区, 根据所在扇区计算各路PWM的占空比。关于SVPWM占空比的方法, 很多文献都有详细的说明[4,5], 这里就不在叙述。
4 驱动方式的切换
无刷直流电机方波驱动时采用两两导通方式, 每一时刻只有2个功率管是导通的;而无刷直流电机的正弦波驱动采用三三导通模式, 每一桥臂的上下2个功率管是互补导通的, 每一时刻有3个功率管处于导通状态。因此, 要实现无刷直流电机的方波与正弦波两种驱动方式的动态切换, 就必须考虑每个时刻功率管的导通状态以及当前电机的转子位置。本文中采用软件编程的方法实现两种驱动方式的动态切换。软件切换的全部工作量都由dsPIC30F4011完成。由图2可得方波驱动和正弦波驱动时对应绕组的导通表, 如表2所示。
由表2可看出, 方波驱动与正弦波驱动每一时刻有两相绕组导通状态是相同的。单纯从绕组导通状态来讲, 方波与正弦波驱动方式的切换只是一相绕组的导通状态由导通到关断或由关断到导通。实现无刷直流电机方波与正弦波两种驱动方式动态切换的整体思路为:同时进行方波PWM和正弦波SVPWM的计算, 但同一时刻只有一种PWM形式输出有效, 至于选择哪种PWM进行输出, 由外部的驱动模式按键的状态决定。考虑到正弦波驱动时电压空间矢量的相角与实际电机转子位置存在误差, 当检测到外部按键变化需要进行切换时, 并不立即进行切换, 而是等到霍耳信号发生跳变时才进行驱动模式的切换。因为每一次霍耳信号的跳变, 表示电压空间矢量到达6个基本电压矢量中的一个, 都会进行一次电压矢量相角位置的校准, 如此一来可使每一次切换时, 电压矢量相角与转子位置误差最小。
5 实验结果
本次试验的无刷直流电机绕组为星型连接。在实验过程中, 逆变器母线电压恒定为28 V, 采用电机转速闭环控制, 转速恒定为486 r/min。用电流钳将电机的相电流信号转成电压信号, 再通过示波器来观察电机在不同驱动模式下的电流波形。
图4为电机不同驱动模式下的电流波形。图4中, 示波器中上路方波信号为电机霍耳C的输出信号波形, 下路波形为实验电机C相的相电流波形。将图4b的波形与图3中C路的波形对比分析可知, 实验中电机正弦波驱动实验结果与理论分析所得波形接近, 从而验证了前述理论分析的正确性。
图5为不同驱动模式动态切换的实验波形。由图5可看出电机可以在方波驱动模式与正弦波驱动模式间任意切换。
综上所述, 本文设计的无刷直流电机方波/正运行平稳可靠。弦波复合驱动器, 将无刷直流电机的方波驱动与正弦波驱动集成在一个控制器, 实现了无刷直流电机方波驱动与正弦波驱动, 以及两种驱动方式间的动态切换, 具有一定的工程应用价值和实际意义。
6 结论
本文研究了无刷直流电机方波驱动与正弦波动驱动复合控制问题, 详细讨论了两种控制模式下, 无刷直流电机的运行特点以及模式的切换。为验证理论分析结论, 本文设计了基于霍耳信号的无刷直流电机方波与正弦波复合驱动器。实验结果表明, 本文所设计的无刷直流电机方波驱动符合驱动方法切换方式灵活, 电机运行平稳可靠。
摘要：针对无刷直流电机方波驱动出力大, 正弦波驱动转矩脉动和噪声小的特点, 设计了基于霍耳传感器信号的无刷直流电机方波与正弦波复合驱动器。在不改动硬件电路的前提下, 利用软件编程实现了无刷直流电机的方波驱动与正弦波驱动以及两种驱动方式间的动态切换。实验结果表明, 无刷直流电机运行稳定, 切换方式灵活。该设计的方波正弦波复合驱动器可以有效拓宽无刷直流电机在高精度、低噪声环境下的应用。
关键词：无刷直流电机,方波驱动,正弦波驱动
参考文献
[1]王宗培, 韩光鲜, 程智, 等.无刷直流电机的方波与正弦波驱动[J].微电机, 2002, 35 (6) :3-6.
[2]李建军, 邹继斌, 徐永向.无刷直流电动机噪声分析及其抑制[J].微特电机, 2009, 37 (3) :12-14.
[3]胡邦南.基于dsPIC30F3013的永磁同步电动机正弦波驱动[J].微特电机, 2007, 35 (10) :32-34.
[4]杨贵杰, 孙力, 崔乃政, 等.空间矢量脉宽调制方法的研究[J].中国电机工程学报, 2001, 21 (1) :79-83.
脉搏波分析用多路正弦恒流源设计 篇5
1 系统原理及组成
系统主要由三大部分组成：PC机用户接口、总控AVR单片机及正弦恒流源模块。其中，PC机提供良好的用户接口，方便用户进行参数的设定和计算，减少下位单片机的运算负荷。总控AVR单片机一方面和PC机通过RS232总线通信，接收数据，另一方面，通过TWI总线和下位正弦恒流源模块中的AVR单片机通信，传输每路参数，具体如图1所示。
2 正弦恒流源
正弦恒流源模块提供频率可变(本设计要求10kHz～100kHz)，电流幅度峰值可调(1mA～5mA)的低噪声正弦恒流源，其原理图如图2所示。
2.1 DDS正弦波发生器
DDS技术的原理是在ROM中存储一个周期的正弦曲线采样点表，每一个存储单元存储的样点数据和地址之间的关系与正弦波的正弦幅值和时间轴的关系是一致的。这样，当按顺序逐单元读出ROM的样点数据时，就能得到量化了的正弦曲线，若周期地重复这一过程，并将数字量经D/A转换与平滑滤波后输出，就可以得到连续的正弦波信号。
AD9833是一块完全集成的DDS电路，所需外部分立元器件少。AD9833的内部电路主要有数控振荡器(NCO)、频率和相位调节器、正弦幅值表、数模转换器(DAC)、电压调整器。
AD9833有3根串行接口线，与SPI、QSPI、MI-CROWIRE和DSP接口标准兼容。在串口时钟SCLK的作用下，数据是以16位的方式加载到设备上的。FSYNC引脚是使能引脚，低电平有效。进行串行数据传输时，FSYNC引脚必须置低，要注意FSYNC有效到SCLK下降沿的建立时间的最小值，具体编程须参照手册[3]上的时序来操作。本设计AD9833正弦波发生电路图如图3所示。
AD9833的输出正弦波信号(即图3中Vout)频率fOUT由公式(1)计算：
式中：fCODE表示频率控制字，理论上其值可以是1～(228-1)，由单片机通过模拟SPI接口写入;FMCLK表示时钟频率，在本设计中FMCLK=10MHz。AD9833的频率控制字是28位，所以当时钟采用10MHz时，理论上的最大输出频率为5MHz(实际输出大概是参考时钟的40%)，输出分辨率可达0.037Hz。
2.2 数字幅度控制电路
由于AD9833输出信号的幅度是固定的(峰-峰值为0.7V左右)，因此，为了改变恒流源电流大小，还需增加幅度控制电路。PC机通过RS232接口将每一路的幅度数据(通过读取控制面板上各个通道电流值，进行转换后得到)发送给总控AVR单片机,再由总控AVR单片机通过TWI总线发送给每路恒流源模块中的单片机,然后，恒流源模块内单片机将得到的幅度码输出给幅度控制电路。幅度控制电路根据得到的幅度码调整信号的幅度。幅度控制电路的原理图如图4所示。
AD7524为ADI公司的8位数模转换器，当信号作为数模转换器的参考输入时，数模转换器就可以看作为一个信号衰减器。
从AD7524的数据手册上可知，AD7524的数据建立时间最大不到200ns，因此对于100kHz的参考输入信号，其响应速度满足要求。
该电路输入和输出关系为：
式中，code为幅度码(D7～D0)。
2.3 电压-电流转换电路
电压-电流转换电路是基于Howland电流泵。Howland电流泵的原理电路如图5所示。
当满足平衡条件：
时，负载电流IO可表示为：
此时电流泵的输出阻抗RO=∞，电压柔量(即输出电压的可摆动范围)|VL|燮|VSAT|-R2B×(IO+IS)。式中，VSAT为运放的饱和电压输出值。
基于Howland电流泵的改进型电压-电流转换电路[2]如图6所示，正弦波发生电路产生的正弦电压信号经过滤波和幅度控制之后转换为恒定的正弦电流信号。
图6中，当满足平衡条件：
时，负载电流IO仍维持式(4)的关系，输出阻抗RO=∞。图6所示电路一方面使R2B从式(3)的平衡条件制约中解脱出来，仅仅调节R2B即可改变输出电流IO，也不会破坏电路的平衡条件;另一方面也使电路输出电压VL的电压柔量比图5中的Howland电流泵的电压柔量更宽，此时的电压柔量|VL|燮|VSAT|-(R29+R30)IO。原因是运放A、C使得电阻R29和R30流过的电流仅仅是输出电流IO(TL072的偏置电流最大为200pA，相对于输出电流1mA～5mA是可以忽略的)。
2.4 滤波器设计
DDS输出的模拟信号必须经过低通滤波器滤除附加在所需频率信号上的高频数字伪信号。由于本设计所需频率范围为10kHz～100kHz，因此，除了滤除高频噪声信号外，低频噪声信号，尤其是工频50Hz干扰噪声也要滤除。所以，DDS输出后需要一个带通滤波器。
本带通滤波器采用运算放大器来组成有源滤波器[4]。由于带通频带宽，故采用低通滤波器和高通滤波器级联而成。为了提高滤波器对噪声的抑制能力，低通和高通滤波器都采用8阶巴特沃思有源滤波器电路[4]。滤波器运放采用J-FET输入型运放TL072,它具有高转换速率(SR典型值为16V/μs)、低噪声、高输入阻抗、低偏置电流和高单位增益带宽(典型值为4MHz)等特点。滤波电阻采用精度为1%的金属膜贴片电阻(0805封装)，滤波电容采用温度系数好，高频特性好的独石电容。为了保证在10kHz～100kHz内信号无衰减，低通滤波器的截止频率设置为260kHz，高通滤波器的截止频率为1kHz。高频噪声低通滤波则是为了滤除AD7524进行数模转换时引起的高频噪声，也采用运算放大器组成的有源滤波器。滤波器设计采用Filterlab软件来完成各参数的选择，最终通过实际电路测试满足设计要求。
3 数据通信
数据通信包括两部分：一是PC机和总控AVR单片机的通信，通信方式采用串口通信[5]，硬件芯片采用常用的MAX232集成芯片;二是总控AVR单片机和各个交流正弦恒流源模块内的AVR单片机的通信，通信方式为内部集成的TWI总线。
3.1 串口通信
PC机提供良好的用户接口。用户可以通过PC机设置每个通道的具体参数。同时，利用PC机强大的数据处理能力，下位单片机可以更加高效快速地运行。PC机和总控AVR单片机采用RS232串行总线通信，采取软协议方式。数据帧格式说明如下：
数据帧的第一个字节为控制字节，每位的定义如下：
D1～D0:
00：频率寄存器0;01：相位寄存器0;10：幅度寄存器11：保留。
D7～D2:
000000：通道1;000001：通道2;……111111：通道64。
每个控制字节后面紧接着就是相应的数据，数据流结构如图7所示。
其中，控制字中D1-D0=00时，数据为4个字节;控制字中D1-D0=01时，数据为2个字节;控制字中D1-D0=10时，数据为1个字节。因此可以根据控制字识别紧跟其后的数据位数。总控AVR单片机将接收到的数据再发送给下位单片机。图8为八通道恒流源PC机用户界面。
3.2 TWI总线
AVR系列的单片机内部集成了TWI总线。该总线具有I2C总线的特点，即接线简单，外部硬件只需要两个上拉电阻，使用时钟线SCL和数据线SDA就可以将128个不同的设备互连到一起。而且支持主机和从机操作，器件可以工作于发送器模式或接收器模式，数据传输率高达400kHz，其连接图如图9所示。具体可参阅ATmega16的数据手册[6]。
本生物阻抗测量用正弦恒流源采用了DDS和Howland电流泵技术，增加了相应的滤波电路。最终生成的恒流源频率稳定，信号幅度数字可调且噪声小。利用TWI总线和RS232接口，本设计可以连接多达128路恒流源模块，并可以方便地在PC机上设置各路运行参数，能满足脉搏波分析中对多路测量的要求。通过实验，该系统运行稳定，性能良好。
参考文献
[1]YANG Yu Xiang,WANG Jue.A design of bioimpedance spectrometer for early detection of pressure ulcer[C].Proceedings of the2005IEEE Engineering in Medicine and Biology27th Annual Conference.2005:6602-6604.
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[3]Analog Devices Inc.AD9833datasheet[DB/OL].http://www.analog.com,2007.
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[5]谭思亮,邹超群.Visual C++串口通信工程开发实例导航[M].北京:人民邮电出版社,2003.
纯正弦波 篇6
1 基本乐理知识
以C调为基准音的八音阶中, 每种音阶都对应有不同的频率。此时如果能够通过电路结构出现特定频率的波形信号, 然后使用扬声器将其转化为声音信号, 就可以实现电子乐音发声器的制作, 与电子琴的一般形式结构相结合, 就能够进一步制作电子琴。
2 基于RC正弦波振荡电路的电子琴设计的原理
2.1 RC桥式振荡电路
通过RC桥式振荡电路能够挑选出某种特定频率的信号, 而要实现信号的祖选择最为关键的因素就是RC串并联选频网络, 以下为RC串并联选频网络的理论推导:根据R1C1的串联阻抗和R2C2的串联阻抗能够得出RC串并联选频网络的选频特性:
那么当f0=1/ (2πRC) 时, 能够输出最大的电压幅值, 同时所输出的电压为输入电压的三分之一。通过上述的RC串并联选频网络的原理, 能够挑选出频率相对稳定的正弦波的信号, 也能够通过对R, C取值的调整, 对频率信号进行筛选。
2.2 振荡条件
2.2.1 自激振荡条件
包含外加信号的正弦波振荡电路, 设定A点为放大器回路的放大系数, 设定F是反馈网络的放大系数。如果将相应的Xi环节去掉, 那么由于反馈信号具有补偿的作用, 仍然会有信号输出现象。进而能够得出自激振荡电路。需要注意的是, 自激振荡电路需要满足某些条件才能实现:
同时还需要满足相位条件:
2.2.2 起振条件
为了得到更加强大、稳定的波形, 需要让起振条件满足|A·F|>1, 在实现稳定频率波形的输出之前, 信号已经经过选频以及放大两种阶段。也就是说, 信号对于选定的频率不断的扩大, 而对于非选定的频率不断的衰减, 如此循环就能够得到特定频率下相对稳定的波形。
3 设计方案
3.1 设计电路图
图1为微型电子琴的基本电路图, 图中的八个开关一一对应着电子琴八个音阶的琴键, 使用过程中只能够实现同时闭合一个开关。在实际的电路中, 为了让起振条件AF>1, 通常选择使用两个二极管跟电阻进行并联, 就能够实现与热敏电阻类似的功效。同时需要注意的是, 从理论上来说, 电路的初始信号是由于环境中的噪声和电路中产生的电压提供的, 但是实际操作的过程中, 为了让这种现象更加明显, 通过电路中的电容充电也能够实现, 是一种较好的选择。
此外, 微型电子琴的基本电路中的运算放大器芯片选择的是LM324, 其对工作电压有特定的要求, 为±5V。所以电路中还需要使用稳压管和整流桥等电子元件制作出带有负电源的电路, 与电子琴共同整合与电路板当中, 最终形成能够直接使用的成品。
3.2 参数推导
参数的选定:
R1≠R2, 同时R1≤R2
根据前文中的公式能够推导得出:
同时根据起振条件中的|A·F|>1能够进一步得出:
也就是说RF1, RF2以及Rf的选择应该满足公式 (6) 的要求, 但是在实际取值的过程中, 应当让RF1适当小于Rf, 同时RF2也需要合适的取值, 以满足前文中公式 (4) 为准, 实现电路的自激振荡。
依据对公式 (5) 、以及 (6) 的推断, 在结合前文中音阶所对应的频率数据, 就能够确定电路中需要的元器件的参数。值得注意的是, 在确定的内部电阻值过程中, 应当从R21开始, 逐个逐个的确定。
4 结束语
相对于使用单片机或者是CPLD等其他方式, 基于RC正弦波振荡电路方式制作电子琴, 其成本更加低廉, 功能也相对更加稳定。缺点就是音色的表现不是非常理想, 还需要进一步通过技术手法让其发生于电子琴的音色更为接近。在功能拓展的方面, 能够能够并联中的电阻数量以及开关的数量就能实现电子琴音阶的拓展, 使电子琴实现更多音阶, 同时还可以加入法器, 并入麦克风等实现更多的功能。
摘要：本文主要介绍了一种八音阶的微型电子琴的设计方式, 其原理基于模拟电路的RC正弦振荡。采用该方式设计出来的电子琴音阶相对丰满, 同时频率满足国际标准。比如la音调的频率完全符合国际标准音C调的频率440Hz。设计的成果能够证明使用模拟电路方式制作八音阶的微型电子琴结构较为简单, 同时能够有效的降低成本。
关键词：RC正弦波振荡电路,电子琴,模拟电路
参考文献
纯正弦波 篇7
随着行波测距装置在220 k V及以上电压等级输电线路上的广泛应用,大量的故障实测数据被记录下来。为了能够尽可能多地记录故障发生的整个过程,行波测距装置记录了故障初瞬、故障稳定和故障切除数据。另外,现有的行波测距装置普遍采用低门槛突变量启动,它在确保对弱故障可靠启动的同时,亦使大量非故障干扰杂波被记录,给故障数据有效筛选带来困难[1,2]。行波测距需要的主要信息来自于故障初瞬数据,因此,对数据模态进行正确的判别,筛选出故障初瞬数据,是实现行波测距的最基本条件[3]。
在现场中,行波录波数据的筛选方法主要还是依靠现场运维人员根据已有的行波测距理论和经验对故障数据进行筛选。此方法工作量大、效率低, 同时可能出现由于电网运行人员对行波测距相关理论掌握不足或操作失误导致其选错数据,以致测距失败[4,5]。因此需要研究一种行波测距数据自动筛选方法,对行波录波数据信息进行综合分析和判别, 筛选出故障初瞬数据,实现有效的故障测距。
本文研究正弦拟合的方法及不同的行波录波数据的模态特征,提出了一种行波测距数据自动筛选方法。对行波高速采集装置获得的行波录波数据分析表明,本方法对故障初瞬数据具有较好的筛选效果。
1正弦拟合
正弦拟合法是一种基于参数估计的拟合算法, 其以正弦函数作为信号模型,利用最小二乘法对采样数据进行拟合[6],估计出正弦信号的频率、幅值与相位,从而得到其表达式[7,8,9]。我国电网的额定频率为50 Hz,因此,可设拟合正弦函数模型为
式中:y(t)为拟合正弦信号的瞬时值;A为拟合正弦信号的幅值;θ 为拟合正弦信号的初相位。将式(1) 展开得
令a=Asinθ,b=Acosθ,则有
这样,待估计参数就由A、θ 变为a、b。
实际的采样数据与其时间序列均是离散化的, 定义采样间隔为△t,设数据记录序列为时刻0,△t, 2△t,…,(n-1)△t的采样数据为f1,f2,…,fn。
而由式(3)知0,△t,2△t,…,(n-1)△t时刻的拟合函数值为y1,y2,…,yn,为使采样数据与函数拟合值之间误差的平方和最小,即
最小,须满足条件可得方程
令
则方程(5)可写成如式(6)的矩阵形式。
定义波形的正弦拟合度为
利用波形的正弦拟合度衡量原始故障录波波形与工频正弦函数的相似程度。
2输电线路故障的行波过程
行波的产生过程可采用叠加定理进行分析,当输电线路某点F发生故障时,图1(a)中电路可等效为图1(b)中的电路,图1(b)又可视为正常负荷分量图1(c)和故障分量图1(d)的叠加。对图1(d)中的故障分量进行单独分析可知,故障分量相当于在系统电势为零时,在故障点F处叠加了一个与该点正常负荷状态下大小相等、方向相反的电压。在这一电压的作用下,将产生由故障点F向线路两端传播的行波。行波沿线路运动时,遇到波阻抗不连续的点将发生折射与反射[10,11,12]。对图1所示的输电线路mn而言,若在母线n处配置电流型行波测距装置, 则该装置将感受到以下行波。
1初始浪涌
2首个故障点反射波
3首个经故障点透射的对侧母线反射波
式中:l为故障线路mn的全长;x为故障点距观测母线n的距离;γ 为线路传播常数;ZC为线路波阻抗;f和f分别为故障点的电压折射、反射系数; m和n分别为母线m和n的反射系数。
3故障录波特征分析
本文对行波高速采集装置获得的故障数据进行分析。为了能够尽可能多地记录故障发生的整个过程,行波高速采集装置分条记录从故障初始一直到保护动作切除故障线路的整个过程,同时,由于采用低门槛的突变量启动,一些干扰数据也被记录下来,因此,如图2所示,行波高速采集装置记录的数据包括:故障初瞬、故障稳定、故障切除及杂波干扰。
以如图3所示的电路为例,短路发生前,电路处于稳定状态,其a相的电流表达式为
当发生短路故障时,短路电流为
式中:短路前一瞬间用下标|0|表明;φ为稳态短路电流和电源电压间的相角;为电源电压的初相角; Im为稳态短路电流的幅值。
由上可见,故障初瞬反映了故障发生时电流的暂态过程,此过程造成了输电线路电流波形的剧烈畸变[13];当t逐渐增大时,短路至稳定状态,稳态短路电流为交流电流,其幅值大小取决于电源电压幅值和短路回路的总阻抗。另外,从短路发生到稳态之间的暂态过程中,电流还包含逐渐衰减的直流电流,它们出现的物理原因是电感中电流在突然短路瞬时的前后不能突变[14]。
当线路故障后,继电保护装置作用于断路器跳闸,故障电流迅速降低。但因为在断路器的触头分闸瞬间,有电弧出现,触头间电流并不为零,必然在线路上引起暂态行波过程[15],其波形如图2(c)所示。杂波干扰则反映的是输电线路遭受外部干扰而未发生故障时,线路电流的暂态过程。由于行波测距需要的主要信息来自于故障初瞬数据,因此需将故障初瞬数据筛选出来。
4数据模态的特征值
故障初瞬的故障发生前后短时窗内的电流波形与标准正弦波的相似度较低,而后半段时窗内的电流波形与标准正弦波的相似度较高。同时,故障会导致电流幅值大幅度增加,因此,故障后工频电流幅值将大于故障前工频电流幅值。
故障稳定阶段的故障发生前后短时窗内的电流波形和后半段时窗内的电流波形相对于标准工频正弦波的相似度都较高,基本没有明显差别。同时, 前后时窗的正弦拟合函数的幅值也基本无差别。
故障切除阶段的故障发生前后短时窗内的电流波形和后半段时窗内的电流波形相对于标准工频正弦波的相似度都很低,基本没有明显差别。同时, 前段时窗的正弦拟合函数的幅值大于后段时窗正弦拟合函数的幅值。
杂波干扰阶段在拟合度方面与故障过程非常相似。但其前后时窗的正弦拟合函数的幅值无明显区别。
行波高速采集装置记录的数据大体为故障初始行波前4 ms及后12 ms的电流数据。因此,根据以上分析可将一条数据分为两段不同的数据进行分析,设整条数据为Data,则
式中:m=4 500;Data1为前4.5 ms时窗数据;N=16 000;Data2为后4.5 ms时窗数据。
分别对Data1、Data2进行正弦拟合计算,可分别得到两组数据的正弦拟合度和幅值:(ρ1,A1),(ρ2, A2)。拟合度计算值一般为小数,其比值更能体现差距,而幅值一般为较大的数,其差值更能体现差距, 因此定义数据模态特征值为
5算法实现流程
本文研究正弦拟合的方法及不同数据的模态特征,提出了一种行波测距数据自动筛选方法,具体实现步骤如下:
1) 正弦拟合函数的确定。设定正弦拟合函数模型为y(t)=acos(100πt)+bsin(100πt);然后,利用最小二乘法对采样数据进行拟合,可确定参数a、b,即可求出正弦拟合函数。其中,y(t)为正弦拟合函数的瞬时值;t为采样时刻;a、b为待估计参数,正弦拟合幅值为
2) 波形的正弦拟合度计算。计算采样波形与正弦拟合 函数波形 的正弦拟 合度 , 定义为。其中,yi为i时刻的正弦拟合函数值;fi为i时刻的采样数据。
3) 数据模态特征值的计算。将行波测距装置记录的故障初始电流行波数据Data分为两段不同数据:前4.5 ms时窗数据Data1、后4.5 ms时窗数据Data2,分别对其进行正弦拟合计算,得到两组数据的正弦拟合度和幅值:(ρ1, A1),(ρ2, A2);再利用式(9)计算数据模态特征值P。
4) 故障数据的筛选。通过大量实测数据的计算,确定筛选故障初瞬数据的阈值φ ,按以下条件筛选出故障初瞬数据:
若P>φ,则判定为故障初瞬数据;
若P≤φ,则判定为其他故障阶段数据。
算法流程如图4所示。
6应用实例及分析
以图2中四种录波数据为例,采用以上方法进行故障初瞬数据的筛选。
1) 故障初瞬
将故障初瞬数据按照式(8)分为两组,利用最小二乘法对采样数据进行拟合,其拟合效果如图5所示。
分别计算两组数据的正弦拟合度及幅值,计算结果如表1所示。
根据式(9)计算得出的特征值P=16.943。
2) 故障稳定
将故障稳定数据按照式(8)分为两组,利用最小二乘法对采样数据进行拟合,其拟合效果如图6所示。
分别计算两组数据的正弦拟合度及幅值,计算结果如表2所示。
根据式(9)计算得出的特征值P=0.655。
3) 故障切除
将故障切除数据按照式(8)分为两组,利用最小二乘法对采样数据进行拟合,其拟合效果如图7所示。
分别计算两组数据的正弦拟合度及幅值,计算结果如表3所示。
根据式(9)计算得出的特征值P=-0.004 7。
4) 杂波干扰
将杂波干扰数据按照式(8)分为两组,利用最小二乘法对采样数据进行拟合,其拟合效果如图8所示。
分别计算两组数据的正弦拟合度及幅值,计算结果如表4所示。
根据式(9)计算得出的特征值P=-0.036 9。
5) 结果分析
将以上四种数据特征值P的计算结果进行比较可以看出,由于数据模态特征值计算公式(9)是针对故障初瞬阶段而建立的,它对除故障初瞬以外的三种阶段敏感度较低,无法准确区分故障稳定、故障切除及杂波干扰,但它可以准确地将故障初瞬与其他三种数据区分开。经过大量实测数据的计算,只要取P>10即可将故障初瞬数据从录波数据中筛选出来。
7结论
1) 将行波测距装置记录的电流行波数据分为两段,分别对这两段数据进行正弦拟合的计算,再根据这两段数据的正弦拟合度和幅值计算数据的模态特征值,若计算得到的数据模态特征值大于设定阈值,则判断其为包含有效信息的故障初瞬数据; 反之,则为非故障初瞬数据。