谐波传递特性

2024-07-15

谐波传递特性（共7篇）

谐波传递特性篇1

0 引言

高压直流输电系统HVDC(High Voltage Direc Current transmission system）广泛应用于远距离大容量输电、区域电力联网和新能源并网等领域[1]。由于晶闸管换流器的非线性特性，HVDC在运行过程中会产生大量谐波及无功[2]。为解决这些电能质量问题，传统的治理方案为在换流变压器的网侧母线上装设无源滤波器，但该方法并不完善。首先，谐波和无功全部流经换流变压器的一次和二次绕组，换流变压器的铁芯和结构件中通过较强的谐波磁通，使得变压器绝缘难度加大，损耗和发热增加，振动和噪声变大，从而影响系统的运行效率及稳定性[3,4]；其次为避免与系统阻抗发生并联谐振，无源滤波器常常进行偏调谐设计，从而影响滤波器的滤波效果[5]。

文献[6,7,8]提出了一种基于感应滤波技术的高压直流输电系统HVDC-IF(HVDC based on Inductiv Filtering),HVDC-IF的换流变压器阀侧绕组采用延边三角形接线方式，且在公共绕组的抽头处接入全调谐感应滤波器。HVDC-IF不但能更加有效地抑制谐波电流流入网侧绕组，改善电网的电能质量，而且能减小谐波和无功功率给换流变压器带来的不良影响。

一些文献对HVDC-IF做了相关研究，验证了其所具有的优势。文献[9]的研究结果表明投入感应滤波器后，能有效地减少换流变压器的谐波损耗及其铁芯谐波磁通。文献[10]的研究结果表明新型换流变压器能够有效地抑制绕组的电磁振动。文献[1113]的研究结果表明HVDC-IF能够改善换相特性防止换相失败。文献[14,15,16]的研究结果表明HVDC IF有助于提高故障恢复特性及其稳定性。HVDC-IF虽然有众多的优点，但仍然存在的一些不足之处，严重制约着其工程化应用。目前，HVDC主要以12脉波系统为基本单元，其需要2台换流变压器。针对12脉波系统，传统HVDC只需在网侧母线上装设套滤波器组，且滤波器组中不需要含有5、7次滤波器；而HVDC-IF的每个换流变压器都要配置1套滤波器组（共2套滤波器组），且为消除网侧绕组和铁芯的5、7次谐波，每套滤波器组必须配置5、7次滤波器[6,7,8]。由此可见，相比传统HVDC,HVDC-IF的滤波器及其相应的开关等设备的投入将大幅增加。

本文提出了一种改进型感应滤波高压直流输电系统IHVDC-IF(Improved HVDC-IF）。和传统HVDC相同，IHVDC-IF也只需要1套滤波器组且不含有5、7次滤波器。IHVDC-IF不但保持了HVDC-IF所具有的优良特性，同时大幅减少了滤波器等设备的投入有助于实现感应滤波技术在直流输电系统中的应用。本文首先给出了IHVDC-IF的接线方案；其次对这种新型接线方案的谐波传递特性进行了分析，验证了IHVDC-IF能够有效地将谐波屏蔽于阀侧绕组，减少网侧绕组的谐波电流；最后通过IHVDC-IF试验平台验证了理论分析的正确性。

1 接线方案

HVDC-IF的拓扑结构如图1所示。IHVDC-IF的拓扑结构和具体接线方案分别如图2和图3所示IHVDC-IF和HVDC-IF的相同之处有以下几点：换流变压器的阀侧绕组都采用延边三角形移相；换流变压器的绕组都是按照延边绕组靠近铁芯、网侧绕组离铁芯最远、公共绕组在中间进行布置，且通过调整绕组的结构和布局实现公共绕组的等值阻抗为零；为实现12脉波系统，2个换流变压器阀侧绕组线电压必须有30°的移相，则延边绕组和公共绕组的匝数比应为1∶姨3。相比图1中的HVDC-IF，图2中的IHVDC-IF的改进有如下几点：IHVDC-IF换流变压器阀侧绕组的具体移相方法不同，其2个换流变压器公共绕组的电压矢量对应相等，即Ua1c1=Ub2a2、Ub1a1=Uc2b2、Uc1b1=Ua2c2，所以2个换流变压器的公共绕组可进行对应并联连接；2个换流变压器的公共绕组并联后接1套全调谐感应滤波器组，且滤波器组中不含5、7次滤波器，仅为11、13次双调谐滤波器。

根据图3中IHVDC-IF的具体接线方案可以得到2个换流变压器阀侧绕组线电压的矢量图，如图4所示。由图中可以看出阀侧绕组的线电压相位也同样彼此相差30°，它们共同组成了12脉波换流器所需的换相线电压，可见本文移相方案的正确性。

2 谐波传递特性

由图2和图3可以得到IHVDC-IF的等效电路模型，如图5所示。其中三相晶闸管整流桥用谐波电流源进行等效代替，h为谐波次数，则h=6k±1(k=1,2，…）。

由多绕组变压器理论[17]，可以得到如下等式：

其中，N1、N2、N3分别为网侧绕组、延边绕组和公共绕组的匝数；Zh12为网侧绕组和延边绕组之间的短路阻抗；Zh13为网侧绕组和公共绕组之间的短路阻抗；Zh23为延边绕组和公共绕组之间的短路阻抗；Zh3为公共绕组的等值阻抗，其值设计为零。

忽略励磁电流，可以得到换流变压器的磁势平衡方程：

由基尔霍夫电压定律可以得到如下等式：

其中，Zfh为滤波器的阻抗。

由基尔霍夫电流定律可以得到如下等式：

联合式（1)—(5）可以得到换流变压器的网侧绕组及滤波器的电流表达式，分别如下：

(1）当不投入感应滤波器时，此时相当于滤波器的阻抗为无穷大，即：

此时，网侧绕组的电流表达式可以表示为：

又由图4中的阀侧绕组电压矢量图可以得知阀侧绕组线电流具有如下关系：

联合式（8)—(10），且，可以得到，当h=12 k-5,12 k-7(k=1,2，…）时下面等式成立：

即不投入滤波器时，IHVDC-IF换流变压器网侧绕组也不含有12k-5和12k-7次谐波，这是HVDC IF所不具备的优势。

(2）当投入感应滤波器时，由于滤波器为11、13次双调谐滤波器，所以Zfh=0(h=11,13），结合式（6）、（7）、（10），可以得出当h=11,13或者12k-5,12k-7(k=1,2，…）时下面等式成立：

当h=12k-5,12k-7(k=1,2，…）时下面等式成立：

即投入滤波器后，IHVDC-IF网侧绕组不但没有12k-5和12k-7次谐波，含量较大的11、13次谐波也被滤除。同时，滤波器中也不含有12k-5和12k-7次谐波。

综上分析可见，IHVDC-IF虽然只配备了1套11、13次双调谐感应滤波器，但是同样实现了HVDC-IF（配备了2套滤波器组，且每套滤波器组由1个5、7次双调谐滤波器和1个11、13次双调谐滤波器并联组成）所具备的功能，即消除换流变压器的网侧绕组的谐波电流，减小谐波对换流变压器的不良影响。不投入和投入滤波器时IHVDC-IF的谐波传递路径示意图如图6所示。

3 单极运行及线路故障运行特性

由第1节中的接线方案可以看出，本文所提出的IHVDC-IF只是对HVDC-IF的谐波治理的不足之处进行了有效的改进，IHVDC-IF和HVDC-IF的区别主要在于谐波的传递路径的不同，由于都是采用了感应滤波技术，其他工况下的有关运行特性，如无功补偿、换相失败、线路故障特性、单极运行等两者并没有本质上的区别，所以文献[11,12,13,14,15,16]中有关HVDC-IF的相关运行特性的结论同样适用本文所提出的IHVDC-IF系统。文献[11,12,13,14,15,16]已经对HVDC-IF的各种工况下的运行特性进行了分析，由文献的研究结果可以看出实施感应滤波技术后，当线路故障和单极运行时，不但不会对直流系统造成明显的不良影响，还由于感应滤波技术本身无功功率的就进补偿作用，会在一定程度上改善直流系统的换相特性及故障恢复特性等。

需要说明的是，与传统直流输电和HVDC-IF相比，IHVDC-IF的2个换流变压器的公共绕组并联工作，其谐波流通路径不同，当单极运行时也是如此此时IHVDC-IF中的2个换流变压器的网侧绕组都会有谐波电流流过，谐波传递示意图如图7(a）所示这和HVDC-IF的谐波流通路径不同。可采用断开停运极换流变压器的并联开关，这时停运极换流变压器不会有电流流过，谐波传递示意图如图7(b）所示这时和HVDC-IF的谐波流通路径一致。

4 仿真及试验验证

建立了背靠背的12脉波IHVDC-IF试验平台IHVDC-IF系统直流侧额定电压为1 000 V，直流额定功率为100 kW，换流变压器由3台单相三绕组变压器构成，单台变压器的额定容量为17.9 kV·A，额定电压为220 V/196.7 V/113.6 V，公共绕组的等值阻抗为0.005%，基本为零阻抗设计。基于IHVDC-IF试验平台对换流变压器的网侧绕组电流进行了测试。另外根据文献[9]中换流器的谐波模型及其本文第节中的相关公式，可以得到换流变压器网侧绕组电流的理论计算波形图。换流变压器网侧绕组电流的计算及测试波形如图8所示。由图8可以看出理论计算波形与测试波形基本一致，验证了文中谐波传递特性分析的正确性。

换流变压器网侧绕组具体谐波电流含量如表1所示。由表1可以看出，IHVDC-IF在不投入感应滤波器时，网侧绕组也不含有5、7次谐波，这是HVDC-IF所不具有的特性；投入11、13次双调谐感应滤波器后，网侧绕组5、7、11、13次等主要谐波被滤除。滤波器的谐波电流数据如表2所示，可见滤波器中基本不含有5、7次谐波。试验结果和上文中理论分析相符合，说明本文所提出的IHVDC-IF的可行性。

5 结论

本文提出了一种IHVDC-IF，其采用新型的接线方案，2个公共绕组并联后接一套11、13次双调谐感应滤波器。推理了IHVDC-IF的谐波传统特性，分析结果表明即使不投入感应滤波器，网侧绕组也不含有12k-5、12k-7次谐波，投入感应滤波器后，11、1次谐波也被滤除。试验验证了文中的理论分析。相比传统的HVDC-IF,IHVDC-IF投入的滤波器、开关等设备较少，但是同样能够实现改善电能质量、减少谐波对换流变压器的不良影响等效果。

摘要：提出了一种具有特殊接线方案的改进型感应滤波高压直流输电系统,其2个换流变压器的公共绕组并联后接1套全调谐感应滤波器组,且滤波器组中不含有5、7次滤波器,仅为11、13次双调谐滤波器,大幅减少了滤波器和开关等设备的投入。分析了改进型感应滤波高压直流输电系统的谐波传递特性,分析结果表明此系统同样能够有效地将谐波电流屏蔽于换流变压器的阀侧绕组,减小网侧绕组的谐波电流。最后对一背靠背的12脉波改进型感应滤波直流输电系统试验平台进行试验测试,测试结果验证了理论分析的正确性,说明了改进型感应滤波直流输电系统的可行性。

关键词：高压直流输电,换流变压器,谐波分析,感应滤波

谐波传递特性篇2

电力系统中某些设备和负荷的非线性特性导致的谐波问题已经严重威胁电力系统安全和稳定运行。获取准确的谐波测量信息是研究分析谐波问题的主要依据和出发点[1,2,3,4]。高电压的谐波测量需要通过互感器转换至低压来测量，互感器对谐波的传感精度，构成了影响谐波测量准确度的重要环节。因此，掌握电压互感器谐波传变特性，明确其对电网谐波电压测量的影响具有十分重要的意义。

目前，110 k V及以上电压等级电网中通常装设电容式电压互感器(CVT)测量系统电压，但其频率响应特性为非线性的，因此，公用电网谐波国标中明确指出CVT不能用于谐波测量[5,6]。传统的电磁式电压互感器频率响应范围窄，一般仅适用于20次及以下谐波的测量，并且在高压系统中使用数量较少，不能满足现代系统谐波测量要求。文献[7]推荐采用电流互感器的末屏构成电容分压器来实现谐波测量，但该方式存在需停电接线的问题，并且对于倒立式SF6电流互感器不适用，无法进行谐波测量。随着智能化电网建设，电子式电压互感器(EVT)使用数量逐渐增多。通常认为，电子式互感器的谐波特性优于传统电磁式互感器，其频率响应宽，适合于电网谐波测量[8,9]，但该结论一直缺乏试验验证。并且，其后续的传输系统、信号处理系统等环节以及电磁环境与温度等因素都可能对EVT谐波特性产生影响。因此，从理论上获得其准确的谐波特性、进而实现准确的谐波测量还存在一定困难。在此背景下，对入网电压互感器开展谐波特性测量试验，获得其实际的谐波传变特性具有重要的现实意义与工程价值。

现阶段电子式电压互感器谐波准确度试验存在的主要问题之一是：缺少高电压的谐波电压标准源，试验用谐波源的构建成为了开展互感器谐波特性研究所需要解决的关键问题。受电网运行条件的限制，决定了试验或检测用高压谐波电压源很难直接取自电网，而必须自行构建。文献[10]对电子式互感器谐波特性试验中的谐波激励有如下规定：理想情况下应在额定频率和额定一次电压上叠加所要求的各次谐波频率分量(一般要求50次谐波)，该分量为额定一次电压的某一百分数。可知该谐波激励需要满足容量大，谐波次数丰富及可控三个方面的要求。现有的标准谐波源的电压输出几乎都在数百伏以内，难以满足电子式互感器的试验或检测要求。在高压试验领域中使用的三极管式变频电源可产生大容量，谐波次数丰富的电压谐波，但需在纯阻性负载情况下才能输出较理想的波形，如将其用做电子式互感器谐波特性检测的谐波源，则需要在各谐波频率下配置补偿装置，投资巨大。文献[11]提出了一种电子式电压互感器谐波特性检测方法，其中的高压谐波源采用整流负荷法的方式产生，但该方式不能根据需要定制谐波次数和幅值。

为解决上述技术困难，本文提出了采用逆变器法构建试验用谐波电压源，通过理论分析与仿真论证了所提方案的可行性。并搭建了谐波特性测量平台验证了其输出特性，试验结果表明，该方案能实现基波和谐波的合成输出，且谐波含量可控，可以用于电压互感器的谐波特性试验或检测。

1 逆变器法构建谐波电压源的基本原理

1.1 基本原理

以IGBT单相逆变器为核心部件构成的高压谐波电压源的原理图如图1所示。三相二极管整流桥对三相交流电压进行整流后向逆变器直流侧电容C充电，得到大小等于Vdc的直流电压，该电压基本恒定。单相IGBT全控桥逆变器采用SPWM调制，对Vdc进行逆变获得交流电压Vinv。Vinv经滤波电感Lf和滤波电容Cf滤波后获得交流负载电压Vld，其滤波频带根据电压互感器谐波准确度要求选择。考虑到LC滤波器很容易发生振荡，设计LC滤波器时串入了很小的阻尼电阻Rf，用于有效抑制振荡。逆变器交流侧输出电流为iinv，滤波电容电流为iC。交流负载电压Vld经升压变压器T2升压至试验电压，该电压即可作为电压互感器谐波特性测量用的谐波电压。将待检测电压互感器试品与溯源用电容分压器并联接于T2输出侧，测量装置接收试品与电容分压器的待检测信号与溯源信号，对其进行频谱与测差分析，即可获得待测电压互感器的谐波特性。

1.2 控制系统设计

单相全控桥逆变器中的IGBT动作规律由图2所示的控制系统实现。该控制系统为电压电流环，采用交流负载电压Vld和滤波电容电流iC作为被控量，电压环采用PI控制器，该PI控制器的输出与指令电压V*ld的微分运算之和作为电流环参考电流IC*(的指令值为、其拉式变换为的拉式变换为IC)。再经电流环比例控制环节后得到可控调制信号̃m，用于驱动IGBT动作[12,13,14]。Kvp和Kvi为PI控制器的比例系数和积分系数，K为电流比例环节的比例系数。

以IC*为输入，IC为输出，相应电流环的传递函数为

式中：为电流比例增益传递函数；GIld为电流比例干扰传递函数。

电流环设计要求为：IC输出能跟踪并保持为参考电流IC*,Ild基本不影响IC。图3给出了不同K值情况下，的频响特性。从中可以看出：在1～10 kHz频带内的幅值等于1且无相位移动。此时Ild变化对IC的影响很小，基本可以忽略。由控制理论可知，比例系数K越大，电流环的动态响应越好，但K太大会引起系统的不稳定。

以V*ld为输入，Vld为输出，相应电压环的传递函数为

其中：G(s)为电压比例增益传递函数；Z(s)为逆变器等效输出阻抗。

图 4 给出了G(s)和Z(s)在Kvp发生变化时的频响特性。从中可以看出：在10 kHz频带内，G(s)的幅值基本保持1且无相位移动，Z(s)随着Kvp的变大逐渐变为感性阻抗。因此Kvp取值不宜过大，本文选择Kvp=30。同样分析可得到，Kvi取值不宜过大，本文选择Kvi=100，此时G(s)的幅值基本保持1且无相位移动，Ild变化对Vld的影响很小，可以忽略。

2 仿真分析

为了验证本文所提方法的可行性，利用Matlab/Simulink软件对图 1 进行了仿真。仿真系统的基本参数为：系统工作电压为Us=380 V，频率f=50 Hz，直流侧电容C=4 700μF。考虑滤波频带要求，选择。升压变压器T2额定容量为125 kVA，额定变比为380 V/110 kV。控制器参数选择为：K=5,Kvp=30,Kvi=100。设定指令电压V*ld中包含幅值为250 V的基波以及谐波含有率为HR3=10%、HR5=5%、HR7=3%的谐波，图5(a)为被控量Vld跟随指令值V*ld变化的仿真波形，两者波形基本能保持一致。图5(b为升压变压器T2输出电压波形，其基波幅值为89.6 kV,HR3=9.94%、HR5=4.91%、HR7=2.90%。在上述指令电压V*ld中加入9次谐波，设定HR9=3%，仿真结果为：升压变压器T2输出电压基波幅值为89.71 kV,HR3=9.94%、HR5=4.91%、HR7=2.90%、HR9=2.86%。从中可以看出，所提方法可以根据需要定制谐波次数和幅值，产生可控的电压谐波。

需要指出的是，仿真中的升压变压器使用了线性变压器模型。如果考虑到变压器的非线性变化，则标幺值下的Vld与T2输出电压之间的误差可能加大，电压环PI控制参数的调节难度可能增大。

3 谐波特性试验平台输出性能测试

基于1.1节原理搭建了110 k V电压等级电压互感器谐波特性试验平台，其平台组件主要包括谐波电压源、升压变压器、分压器、谐波测试仪、互感器谐波特性测试装置等，谐波电压源的输入为50 Hz三相四线制220 V/380 V电压。单相IGBT全控桥逆变器容量100 kVA，开关频率6 k Hz。升压变压器的设计充分考虑了其运行电压中含有谐波的情况，最终选择了充气式无局放高压试验变压器，额定容量为125 kVA，额定电压为380 V/110 kV。分压器选用电容型分压器，分压比为2 000。谐波特性测量平台输出性能测试的实物接线如图6所示。谐波测试仪和数字示波器接至分压器低压侧。使用谐波测试仪测量平台输出结果，并使用数字示波器进行录波，录波数据经Matlab处理，获得的傅里叶分析结果与谐波测试仪的输出结果相比较。

以谐波电压为基波叠加3次谐波和基波叠加5、13、15次谐波两种情况为例进行平台输出性能测试。设定指令电压V*ld中包含幅值为250 V基波和HR3=13%的3次谐波。谐波测试仪输出的波形及其频谱、数字示波器输出的波形及其录波数据的频谱如图7所示，各次谐波含量及大小如表1所示。从中可以看出，谐波测试仪与数字示波器的测量结果基本一致，两者的差别在合理范围之内，系统输出主要为基波和3次谐波。此时，升压变压器T2输出电压基波有效值为66.82 kV,HR3=13.04%。

设定指令电压V*ld中包含幅值为250 V基波和HR5=8%、HR13=4.4%、HR15=12%的谐波。谐波测试仪输出的波形及其频谱、数字示波器输出的波形及其录波数据的频谱如图8所示，各次谐波含量及大小如表2所示。从中可以看出，谐波测试仪与数字示波器的测量结果基本一致，两者的差别在合理范围之内，系统输出主要为基波和5、13、15次谐波。此时，升压变压器T2输出电压基波有效值为63.32 kV,HR5=8.11%、HR13=4.36%、HR15=12.08%。

由图7、图8及表1、表2的测试结果可知，基于逆变器法构建的电压互感器谐波特性试验平台可产生3～17次奇次谐波，既可以输出基波与单次谐波的叠加电压，也可以输出基波与多种谐波的叠加，且谐波含量可控，可以用于电压互感器的谐波特性试验或检测。

4 结论

(1) 提出了以IGBT单相逆变器为核心部件构成的高压谐波电压源的方法，仿真结果验证了所提方案的可行性。

(2) 基于逆变器法构建了VT谐波特性测量平台,输出性能测试结果表明，所提方法正确有效，可以实现基波电压与谐波电压的合成，且谐波含量可控,可以用于VT的谐波特性测量。

谐波传递特性篇3

关键词：4象限变流器,双边傅立叶变换,谐波分析,仿真

1 引言

交流传动的电力机车和动车组是当今世界铁路技术的发展趋势,其核心是“交-直-交”型传动系统。整流部分普遍采用4象限PWM变流器[1,2,3],其电路拓扑和电气特性与以往的韶山系列电力机车有着明显不同[4,5,6,7],具有高功率因数、低谐波含量、可实现能量的双向流动等优点。但由于谐波特性的改变,这些新型动车组及机车与已有牵引供电系统存在匹配问题,运行以来已多次发生谐振事故,造成谐波电流放大,甚至引起谐振过电压,对系统的安全运行造成威胁。因此,迫切需要开展交流传动机车和动车组谐波特性的研究工作。

目前,我国运行的交流机车和动车组的整流主电路均为单相全桥电压型变流器,但电路拓扑有所不同。CRH2型动车组采用二极管钳位式三电平4象限变流器,而其它几种车型均采用两电平4象限变流器。本文针对这两种电路拓扑,采用双边傅立叶变换方法研究了网侧谐波电流表达式,并通过Matlab软件进行了不同工况下的仿真计算。

2 4象限变流器原理

2.1 两电平4象限变流器原理

CRH1,3和5型动车组以及HXD1,2,3型电力机车的整流部分采用的是两电平4象限变流器,其主电路如图1所示。图1中,uN为牵引变压器二次侧电压,Ud为直流侧电压,LN和RN分别为二次侧等效电感和电阻,Cd为直流侧支撑电容,L2和C2构成二次滤波回路。S1~S4为可关断电力半导体开关器件,由它们构成的桥式逆变器能将中间储能回路或者负载端的能量逆变为交流;D1~D4为功率二极管,由它们构成桥式整流,能将电网的交流电能变为直流,采用一定的控制策略对S1~S4进行导通与关断控制,可以在4象限变流器的输入端,即ab端生成一个与电网同步,基波相位和幅值均可调节的脉宽调制波,记为us 。

CRH2型动车组的整流部分采用的是二极管钳位式三电平4象限变流器,其主电路如图2所示。三电平变流器的直流端存在C1和C2两个支撑电容,其主电路采用8个主开关管(S1a,S2a,S3a,S4a,S1b,S2b,S3b,S4b)和4个钳位二极管(D1~D4),每个开关管承受的电压为直流侧电压的一半,钳位二极管的作用是把桥臂上与其相连接的点上的电压钳位到零(直流电压中点的电位),并防止C1(或C2)工作时短路。

2.2 预测电流控制

为了实现高控制性能,目前4象限变流器通常采用双闭环控制系统,包括直流电压外环与交流电流内环[8,9,10,11,12,13]。电压外环为传统的PI调节器,其输出为交流电流的幅值指令i*m,

i*m=kp(U*d-Ud)+ki∫ $_{0}^{t}$ (U*d-Ud)dt (1)

式中:U*d为直流电压指令值;Ud为实测的直流电压值;kp,ki为PI调节器参数。

变压器二次侧交流电压uN可写为

$u_{Ν} = U_{Ν m} \cos (ω_{m} t) = \sqrt{2} U_{Ν} \cos (ω_{m} t) (2)$

式中:UNm为电压峰值;UN为电压有效值;ωm为角频率。

为了实现单位功率因数,则由式(1)和式(2)可得交流电流指令为

i*s=i*mcos(ωmt) (3)

双闭环控制系统中的电流内环需保证实际电流能够跟踪如式(3)所示的指令值,预测电流控制方法是较为理想的方案,其控制律为

$\begin{array}{l} u_{s}^{*} (t_{k}) = u_{Ν} (t_{k}) - R_{Ν} i_{s} (t_{k}) - \\ \frac{L_{Ν} [i_{s}^{*} (t_{k + 1}) - i_{s} (t_{k})]}{Τ_{s}} (4) \end{array}$

式中:Ts为控制周期。

预测电流控制实现简单,电流响应快速且控制精度高,当开关频率足够高时,可以实现电流的无差跟踪。

2.3PWM原理

两电平4象限变流器常采用双极性倍频PWM控制,原理如图3所示,两个反相的正弦调制波和一个三角载波进行比较,得到的脉冲信号分别用来控制a和b桥臂功率管的开关。

图4所示为三电平4象限变流器采用的反

相载波层叠的调制方法,三角载波包含反相的正向载波和负向载波[14]。依据a相调制波ua(开关管S1a,S2a,S3a,S4a所在桥臂的电压指令)与a相两载波的大小关系,生成三电平PWM信号SA的+1,0,-1。b相调制波ub与a相相差180°相位。为减少谐波含量,b相载波与a相载波相差180°相位[14]。

3 4象限变流器谐波分析

根据上述PWM的调制原理,可利用双边傅立叶级数法对4象限变流器进行谐波分析[15]。双边傅立叶分析方法可以用两种不同频率的三角函数来表示满足条件的实值函数f(t),其表达式如下:

$\begin{array}{l} f (t) = \frac{1}{2} A_{00} + \sum_{n = 1}^{\infty} [A_{0 n} \cos (n Y) + B_{0 n} \sin (n Y)] + \\ \sum_{m = 1}^{\infty} [A_{m 0} \cos (m X) + B_{m 0} \sin (m X)] + \\ \sum_{m = 1}^{\infty} \sum_{\begin{matrix} n = - \infty \\ n \neq 0 \end{matrix}}^{\infty} [A_{m n} \cos (m X + n Y) + \\ B_{m n} \sin (m X + n Y)] (5) \end{array}$

$A_{m n} + j B_{m n} = \frac{1}{2 π^{2}}$ ∫π-π∫π-πf(t)ej(mX+nY)dXdY (6)

式中:X,Y分别为两种不同的频率下随时间t变化的函数。

下文中X,Y的频率分别为调制波和载波频率。

3.1 两电平4象限变流器谐波分析

根据图3所示的两电平4象限变流器调制方式,通过计算式(6)中的积分可得到式(5)中的各个系数A00,A0n,B0n,Am0,Bm0,Amn,Bmn,从而推导出两电平4象限变流器单相电压的表达式。

图1中a,b两点相对于直流中点的电压表达式如下:

$\begin{array}{l} u_{a} (t) = \frac{1}{2} U_{d} + \frac{1}{2} Μ U_{d} \cos (ω_{m} t + β) - \\ \sum_{m = 1}^{\infty} \frac{2 U_{d}}{m π} \sin \frac{m π}{2} J_{0} (\frac{m Μ π}{2}) \cos (m ω_{c} t + m α) - \\ \sum_{m = 1}^{\infty} \sum_{\begin{matrix} n = - \infty \\ n \neq 0 \end{matrix}}^{\infty} {\frac{2 U_{d}}{m π} \sin [(m - n) \frac{π}{2}] J_{n} (\frac{m Μ π}{2}) \times \\ \cos (n ω_{m} t + m ω_{c} t + n β + m α)} (7) \end{array}$

$\begin{array}{l} u_{b} (t) = \frac{1}{2} U_{d} - \frac{1}{2} Μ U_{d} \cos (ω_{m} t + β) - \\ \sum_{m = 1}^{\infty} \frac{2 U_{d}}{m π} \sin \frac{m π}{2} J_{0} (\frac{m Μ π}{2}) \cos (m ω_{c} t + m α) - \\ \sum_{m = 1}^{\infty} \sum_{\begin{matrix} n = - \infty \\ n \neq 0 \end{matrix}}^{\infty} {\frac{2 U_{d}}{m π} \sin [(m + n) \frac{π}{2}] J_{n} (\frac{m Μ π}{2}) \times \\ \cos (n ω_{m} t + m ω_{c} t + n β + m α)} (8) \end{array}$

式中:M为调制度;ωm,ωc分别为调制波和载波的角频率;Jn为n阶贝塞尔函数;β,α分别为调制波和载波的相位。

则图1中输入电压us可由式(7)、式(8)相减而得,

us(t)=ua(t)-ub(t)

$\begin{array}{l} = Μ U_{d} \cos (ω_{m} t + β) + \\ \sum_{m = 2, 4, \dots}^{\infty} \sum_{n = \pm 1, \pm 3, \dots}^{\infty} {\frac{4 U_{d}}{m π} J_{n} (\frac{m Μ π}{2}) \cos \frac{m π}{2} \times \end{array}$

$\sin \frac{n π}{2} \cos (n ω_{m} t + m ω_{c} t + n β + m α)} (9)$

电压us中包含基波与各次谐波分量,基波电压幅值为MUd,谐波次数为(mωc/ωm+n)次,其中m= 2,4,6,…,n=±(1,3,5,…)。可见,谐波分布在载波频率的偶数倍附近,次数与载波和基波频率都有关。

3.2 三电平4象限变流器谐波分析

同理可得到三电平4象限变流器交流电压的表达式,图2中a,b两点相对于直流中点的电压表达式如下:

$\begin{array}{l} u_{a} (t) = \frac{1}{2} Μ U_{d} \cos (ω_{m} t + β) + \\ \sum_{m = 1}^{\infty} \sum_{\begin{matrix} n = - \infty \\ n \neq 0 \end{matrix}}^{\infty} [\frac{U_{d}}{m π} \sin \frac{n}{2} π J_{n} (m Μ π) \times \\ \cos (m ω_{c} t + n ω_{m} t + n β + m α)] (10) \end{array}$

$\begin{array}{l} u_{b} (t) = - \frac{1}{2} Μ U_{d} \cos (ω_{m} t + β) - \\ \sum_{m = 1}^{\infty} \sum_{\begin{matrix} n = - \infty \\ n \neq 0 \end{matrix}}^{\infty} [(- 1)^{m} \frac{U_{d}}{m π} \sin \frac{n}{2} π J_{n} (m Μ π) \times \\ \cos (m ω_{c} t + n ω_{m} t + n β + m α)] (11) \end{array}$

两式相减可得电压us的表达式为

$\begin{array}{l} u_{s} (t) = Μ U_{d} \cos (ω_{m} t + β) + \\ \sum_{m = 2, 4, \dots}^{\infty} \sum_{n = \pm 1, \pm 3, \dots}^{\infty} [\frac{2 U_{d}}{m π} J_{n} (m Μ π) \sin \frac{n}{2} π \times \\ \cos (m ω_{c} t + n ω_{m} t + n β + m α)] (12) \end{array}$

对比式(9)和式(12)可知,同样条件下,两电平与三电平变流器交流电压的谐波次数相同,但各次谐波幅值不同。

3.3 4象限变流器谐波电流分析

图5为4象限变流器交流侧的等效电路,有

$u_{Ν} (t) = u_{s} (t) + L_{Ν} \frac{d i_{s} (t)}{d t} + R_{Ν} i_{s} (t) (13)$

在实际应用中电阻RN相对于电感感抗来说很小,对输入电流谐波的影响也很小,为了计算简便,下述讨论中将其忽略。

考虑到4象限变流器输入端功率因数为1,即有输入电流的基波分量与输入电压uN同相位,将式(9)代入式(13),计算可得两电平4象限变流器输入电流的表达式为

$\begin{array}{l} i_{s} = \pm \frac{\sqrt{(Μ U_{d})^{2} - 2 U_{Ν}^{2}}}{ω_{Ν} L_{Ν}} \cos (ω_{m} t) - \\ \sum_{m = 2, 4, \dots}^{\infty} \sum_{n = \pm 1, \pm 3, \dots}^{\infty} [\frac{4 U_{d}}{m π L_{Ν} (n ω_{m} + m ω_{c})} \times \\ J_{n} (\frac{m Μ π}{2}) \cos \frac{m}{2} π \sin \frac{n}{2} π \times \\ \sin (n ω_{m} t + m ω_{c} t + n β + m α)] (14) \end{array}$

同理可得三电平四象限变流器输入电流的表达式为

$\begin{array}{l} i_{s} = \pm \frac{\sqrt{(Μ U_{d})^{2} - 2 U_{Ν}^{2}}}{ω_{Ν} L_{Ν}} \cos (ω_{m} t) - \\ \sum_{m = 2, 4, \dots}^{\infty} \sum_{n = \pm 1, \pm 3, \dots}^{\infty} [\frac{2 U_{d}}{m π L_{Ν} (n ω_{m} + m ω_{c})} \times \\ J_{n} (m Μ π) \sin \frac{n}{2} π \times \\ \sin (n ω_{m} t + m ω_{c} t + n β + m α)] (15) \end{array}$

4象限变流器处于牵引工况下,式(14)、式(15)中基波电流取“+”;处于制动工况下,式(14)、式(15) 中基波电流取“-”。

对比式(14)、式(15)可知,在同样的开关频率下,两电平和三电平4象限变流器输入电流的谐波分布次数相同,都为(mωc/ωm+n)次,但相同次数的谐波电流的幅值是不同的,与相应的贝塞尔函数值有关。通过计算可知,相同条件下三电平4象限变流器输入电流的THD要小于两电平4象限变流器。

4 仿真结果

本文针对CRH5型和CRH2型动车组两种车型,采用Matlab软件编制了4象限变流器的仿真程序。

4.1 动车组CRH5的仿真

动车组CRH5采用两电平4象限变流器进行“交-直”变换,载波频率为250Hz。对牵引和制动工况下的4象限变流器进行仿真,牵引变压器二次侧的电压和电流波形如图6所示,牵引时电压与电流同相位,制动时电压与电流反相,保证了高功率因数。

在满负荷550kW的牵引工况下,4象限变流器网侧电流频谱如图7所示。从图7中可以看出,该变流器的谐波分布在2,4,6…倍的载波频率附近,与式(14)的分析结果一致。其中7,9,11,13次谐波含量较高。

图8给出了CRH5动车组两电平4象限变流器网侧电流的THD值及主要谐波的幅值随功率变化的趋势,输出功率为负时表示制动工况。其中,图8a为仿真结果,图8b为理论计算结果,二者基本相符。可见,当功率发生变化时,4象限变流器网侧电流的THD会随之发生变动,功率的绝对值越小,则电流THD值越大。注入到牵引网的各次谐波电流幅值也会随功率变化而变化,但是变化范围不大。

4.2动车组CRH2的仿真

动车组CRH2采用三电平4象限变流器进行“交-直”变换,载波频率为1250Hz。对牵引和制动工况进行仿真,牵引变压器二次侧的电压和电流波形如图9所示,功率因数近似为1。

在满负荷1200kW的牵引工况下,变流器网侧电流频谱图如图10所示。电流谐波同样分布在2,4,6,…倍的载波频率附近,主要谐波次数为45,47,49,51,53和55次谐波,与式(15)的理论分析结果一致。但由于CRH2的载波频率较高,因此电流正弦度较CRH5有了明显改善,THD较小。

图11给出了CRH2动车组三电平4象限变流器网侧电流的THD值及主要谐波的幅值随功率变化的趋势。其中,图11a为仿真结果,图11b为理论计算结果。电流的THD随功率的增大而减小。在各次谐波中,47和53次谐波含量最高,其幅值随功率的增加缓慢下降,而注入牵引网的45,49,51和55次谐波则随功率的增加而略有增大。

5 结论

本文对两电平及三电平4象限变流器的网侧电流的谐波特性进行了理论分析,并以CRH2和CRH5型动车组为例,进行了计算机仿真,得出了下述结论。

1) 单相两电平与三电平4象限变流器的输入电流谐波均为(mωc/ωm+n)次,各次谐波的幅值与该次谐波次数及相应载波倍数m的贝塞尔函数有关。相同条件下,三电平变流器的谐波要小于两电平变流器。

2) 提高4象限变流器载波频率,可明显降低输网侧电流的谐波含量。

3) 网侧电流的THD随4象限变流器功率的增加而降低,但注入牵引网的各次谐波电流幅值变化不大。

谐波传递特性篇4

牵引供电系统属单相不平衡负荷,具有随机性和剧烈波动性的特点。由于电气化铁道大量采用交直型机车,因此会造成一定的谐波污染。另外,电分相的存在使电力机车安全平稳通过存在较大隐患,制约了高速、重载铁路的发展。文献[1,2,3,4,5]分别提出各种接线形式的同相供电系统,取消电分相,实现负序、无功及谐波综合治理与补偿,取得较好效果,但目前我国电力系统的管理现状要求高压环网,而低压解网,呈树状供电,于是分区所处的两侧虽为同相电压,但正常运行时却不能贯通,那就依然存在电分相环节。

随着功率半导体器件容量不断增大,价格不断下降,以及大功率电力电子技术的发展,为解决牵引供电系统上述问题提供了新的思路。实现同相供电并最终全面解决牵引网电能质量问题的方案应该是实现独立供电,即通过交直交变换的方式将牵引网互联,形成独立于上一级电网的环形供电网络。由于采用全变换,110 kV系统仅与牵引网侧交换有功,且三相负荷平衡,不存在负序问题,由此不需要采用平衡变压器方案或换相接线来抑制负序,变压器的容量利用率得到极大的提高,可减小变压器容量近50%。

贯通供电系统以期实现电气化铁路内部的同相联网,彻底取消电分相,消除或大大减轻对电力系统的电能质量影响。从铁路角度看,就实现了贯通同相供电[6]。

1 贯通同相供电系统

贯通同相供电是指线路上不同变电所供电的区段接触网电压同相位,线路上无电分相环节的牵引供电方式。实现贯通同相供电系统的牵引变电所主要由三相/单相的交直交变换器构成,如图1所示。由于牵引变电所采用全变换供电方式,牵引网形成独立于三相电力系统的环形供电网络,电力系统仅与牵引网侧交换有功,三相负荷平衡,不存在负序问题。同时,贯通式同相供电系统输出的牵引馈线电压大小、相角均可自行控制,可以有效调度牵引供电系统负荷潮流,可降低牵引变电所容量,提高其容量利用率。

2 交直交变换器结构及原理

交直交变换器由三相整流单元、直流储能单元和单相逆变单元组成,其结构如图2所示。三相整流单元4QS1为四象限脉冲整流器结构,将三相交流电变换为直流电,传递牵引负荷有功功率。直流储能单元主要由直流电容组成,调节整流单元和逆变单元之间的瞬时能量交换,稳定潮流控制器直流侧电压,抑止直流侧谐波电压。单相逆变单元INV将直流电变换为单相交流电,向牵引负载供电。T1、T2分别为三相三绕组降压隔离变压器和单相升压隔离变压器。

3 牵引网—机车联合仿真模型

3.1牵引网仿真模型

在钢轨上方并联架空回流线(NF),可构成带回流线的直接供电方式(NF供电方式),供电原理如图3所示。NF供电方式能使钢轨电位大为降低,是通信线的干扰得到较好抑制,还能降低牵引网阻抗,使供电臂延长30%。研究和实践表明,这是一种很有前途的供电方式。

单线NF牵引网采用4根导线进行等效,其组成为:接触网(T)、钢轨(R)、加强导线(A)、回流线(NF)。单线NF供电牵引网的等值型仿真模型—3 km线路模型如图4所示。

3.2动车组仿真模型

CRH5机车采用两重化四象限变流器方案,其中变流器采用瞬态电流直接控制策略。仿真模型如图5所示。仿真参数参考文献[7]设置如下:牵引变压器变比为UN1/UN2/UN3=25 kV/1770 V/1770 V,2个四象限变流器4QS1、4QS2的三角载波频率都为fc=250Hz,相位相差π/2,直流侧电压Ucr=3 600 V,机车网侧等效电感LN=0.2 H,等效电阻RN=4Ω,直流侧二次谐波滤波参数为L2=1.407 mH、C2=1.8 mF,直流侧支撑电容为C=9.01 mF,机车额定功率PN=5 500 kW,机车负载用电阻来等效替代,R由机车输入功率决定,。

4 仿真验证

在Matlab/Simulink下搭建交直交牵引变电所、NF牵引网和CRH5联合仿真模型。

其中:交直交变换器仿真模型参数设置为:电力系统额定电压为110 kV,系统短路容量为1 000MVA;降压变压器变比为110 kV/1.2 kV;直流支撑电容C=0.2 F;直流侧电压为3.6 kV;升压变压器变比为2 kV/27.5 kV;牵引馈线额定电压为27.5 kV。

图6、7分别给出了电力系统侧的电压、电流波形。从图6、7中可以看出电力系统侧三相电流对称,并且与电压同相位,功率因数接近于1,谐波畸变率很低,使得牵引供电系统呈现出三相对称纯阻性负载特性。

图8给出了牵引母线电压波形,从图8可知牵引母线电压能够稳定在27.5 kV。对图8的牵引母线电压波形和图10的机车网侧电压波形进行FFT分析,得图9、13。从图9、13可以看出,牵引母线电压与机车网侧电压谐波频谱相差不大,谐波主要集中在15〜25次、35〜45次。

参考文献[7]分析,CRH5机车载波比N=250/50=5,所以CRH5机车网侧电流仅仅存在20k+n(k=1,2…,n=±1,±3…)次谐波。直流侧有2次纹波,在瞬态电流控制下,网侧会含有3、5、7等低次谐波。从图15可以看出,仿真结果与理论分析基本一致。

对比图11～15可以看出,牵引母线电流谐波频谱与机车网侧电流谐波频谱有较大差异,存在谐波电流放大现象。为了抑制谐波电流放大,减小高次谐波谐振过电压,使得系统的谐振点尽可能地躲开机车网侧主要次数谐波电流,可在牵引网供电臂末端安装二阶阻尼滤波器,以抑制车网系统谐波谐振[8,9,10,11,12,13]。

5 结论

谐波传递特性篇5

铁道车辆中与乘客直接接触的地板结构,设计时必须考虑减小噪声和振动,以保证乘坐舒适度。铁道车辆的主要噪声源和振动源是运行期间钢轨和车辆产生的噪声和振动。

如图1(a)所示,铁道车辆地板结构由一个复杂结构和各种材料(如胶合板、地板、橡胶或木材等)组成。根据底板材质可将其分为不锈钢地板结构 (见图1 (a))和铝地板结构(见图1(b))。

地板结构的材料具有粘弹性、各向异性和非线性特性,因此不易进行分析。所以对各种设计组件应通过试验来获得其声-振传递特性。

Taibo[1]按照ISO 140/Ⅲ[2]对地板结构的传递损失进行了试验,Nam[3]用统计能量分析(SEA)对通过壳体传递到车内的噪声进行了分析。Kim[4]通过对铁道车辆车体结构的试验,证明了蜂窝结构在高频域的效果并不是很理想。

本研究中对图1所示的地板结构的振动传递率和声辐射效率进行了测试和数值计算,以找出可降低地板结构噪声与振动的更好的设计准则。

2振动传递

按图2所示方式对地板结构的振动传递特性进行了测试。在地板结构下方通过电磁激振器,利用白噪声激励方式对地板结构进行激振,分别针对底板与胶合板间采用软橡胶(厚10mm、13mm和20mm)、硬橡胶和木材支承的不锈钢地板结构和铝地板结构,测量了地板结构上25个不同位置的加速度信号。

计算了每个测点的倍频程频率响应函数和所有测点平均的倍频程频率响应函数。图3为采用软橡胶支承的不锈钢地板结构的计算结果,图3中粗线为平均值。图3表明测点位置不同频率响应函数差异很大。

图4分别为不锈钢地板结构和铝地板结构底板与胶合板间不同支承材料下的频率响应函数。图4(a) 显示软橡胶支承、硬橡胶支承和木材支承间的差异不是很明显,并且在高频域差异变得更小。软橡胶的性能看起来要稍好一些。对于铝地板结构,软橡胶在低频域的性能也同样要好一些(见图4(b))。铝地板结构底板与胶合板间支承材料的影响较不锈钢地板结构大,尤其是在高频域。

对软橡胶厚度的影响进行了测试(图5)。图5表明软橡胶厚度越厚,性能越好。20mm厚的软橡胶性能优于10mm和13mm厚的软橡胶。然而,软橡胶厚度越厚,地板就会变得越软,越容易弯曲。因而需要检查地板结构的强度。

3辐射效率

结构噪声取决于振动本身和结构的辐射效率。铁道车辆地板结构的辐射效率可以在实验室直接测量。在地板结构试样下方通过电磁激振器,利用白噪声激励方式对其进行激振,在地板上方利用不同位置的加速度计和声强探头测量振动响应和声强(图6)。试样底部封闭很严实,避免出现激振噪声导致的侧翼效应。测试按照ISO 9614/Ⅰ[5]进行(图7)。辐射效率按式(1)计算。

试验结果表明,辐射效率在0.1~0.6范围内(图8)。结构类型不同,辐射效率也不一样,但底板与胶合板间不同材料条件下辐射效率并没有差异。图9为各种条件下的试验结果。底板与胶合板间塞玻璃棉的效果可忽略不计(见图9(a))。然而,胶合板表面属性不同,导致辐射效率也不一样(见图9(b)),表明胶合板最终表面的属性是决定地板结构辐射效率的影响因素。

4声-振仿真

4.1分析模型

图10为各种地板结构的声辐射分析模型,用来估算在地板结构下方激励作用下的声辐射。采用SAMCEF软件[6]的声-振模块进行噪声与振动分析。采用Delaunay-Voronoi方法生成四面体网格。为了简便起见,假定胶合板与支承间的边界条件是固定的,但与样品实际情况不一样。实际情况为边界条件不固定,仅仅是接触。这是本次数值仿真的局限。表1为各结构部件的物理特性。结构底部的激振力为50N正弦载荷,频率为1Hz~2 500Hz。

4.2仿真结果

图11和图12为地板结构上方各频率下的声压级分布图。图13为各种底板和支承材料组合的地板结构的1/3倍频程辐射效率。图13显示的结果与图8类似。软橡胶支承的效果看起来比硬橡胶和木材稍好一些。

利用SAMCEF软件对铁道车辆地板结构的整体声-振响应进行了数值仿真,结果见图14。图14表明,不管是不锈钢地板结构还是铝地板结构,采用软橡胶作为支承材料均可降低车内噪声级,通过比较图4与图13,可以看出辐射效率比振动传递更有效。因此,应仔细选择胶合板的表面,以降低辐射效率。

5结论

本研究中,对由底板、胶合板和支承材料组成的地板结构的振动传递和辐射效率进行了试验测试,并通过数值仿真对声-振特性进行了验证。结果归纳如下:

(1)铝地板结构的振动传递小于不锈钢地板结构,尤其是在高频域。

(2)底板与胶合板间的支承材料,不管是采用软橡胶、硬橡胶还是木材,对振动传递的影响几乎可以忽略。

(3)软橡胶厚度越厚,吸振性能越好。

(4)各支承条件下塞入玻璃棉对辐射效率的影响可忽略不计。

谐波传递特性篇6

汽车座椅是唯一和人体直接接触的汽车内饰件, 对整车的舒适性和安全性起到了至关重要的影响。由于汽车座椅是和整车直接相连的部件, 路面不平度激励通过悬架系统传递到车身的振动能量会直接加载到汽车座椅上, 进而对乘坐的舒适性产生重要的影响。此外, 座椅还承受着在起步、停车等不同工况下人体对椅面和靠背的冲击力, 在研究汽车座椅的振动特性和结构安全时, 很难复现座椅的复杂受力情况。为了模拟复杂外力的影响, 可将外界激励简化为简谐激励, 研究座椅骨架在某一频率范围内的简谐激励作用下的响应特性。

1、模型的建立

1.1 三维数字模型的建立

在不影响有限元分析结果的前提下, 对汽车座椅机构进行了相应的简化以提高仿真效率。本座椅骨架模型包括以下部件:座椅靠背、座筐、靠背角度调节装置、前后调节装置、高度调节装置、脚支撑, 如图1 所示。

1.2 汽车座椅有限元模型的建立

有限元模型建立过程包括以下关键步骤:1.应用材料;2.添加约束和边界条件;3.施加载;4.划分网格;5.求解模型。本汽车座椅CAD模型中, 座椅靠背骨架采用的是碳素结构钢Q235-A (F) , 座筐采用的是铝合金材料5554-O (GB) , 调节机构采用的是结构钢材料20Mn。三种材料的特性如下表1所示。根据实际的使用条件, 对座椅的脚支撑施加固定约束。

本模型中座椅横梁采用的是梁单元, 座筐采用的是面单元, 其他部件采用的是二阶四面体单元, 不同部件之间的面接触方式采用的是接合方式, 高度调节机构和电机的安装孔采用的是Solidworks中提供的虚拟刚性销连接。网格划分完成后, 单元总数为504589, 节点总数为847661。

2、汽车座椅骨架的模态求解与分析

模态分析可以确定结构固有的振动响应特性, 同时模态分析结果也是谐波分析时所需的重要参数。为了准确的反映汽车座椅骨架的动态特性, 将汽车座椅骨架的固有频率全部包括在分析内, 在进行汽车座椅骨架的谐波振动分析前需要对座椅骨架进行模态分析。由实验表明, 结构的阻尼特性和外力对结构的固有频率和阻尼的影响较小[1], 故在对结构的固有频率进行求解时可以忽略阻尼的影响。

在Solidworks Simulation的振动分析模块中创建算例, 忽略阻尼和外力的影响, 设置算例属性为计算前15 阶模态, 解算器选择FFEplus。运行后得到模型的前15 阶模态, 结果如表2 所示, 部分振型图解如图3 所示。

汽车座椅振动动态特性对乘员的乘坐舒适性有重要影响。人体的共振频率主要分布在30Hz以下的低频段[2]。汽车座椅的模态分析结果表明, 座椅骨架的一阶固有频率为39.317Hz, 避开了这一频率段。同时, 确定了汽车座椅骨架的前15 阶模态在39-350Hz范围内, 为下一步的谐波分析提供了依据。

3、汽车座椅骨架的谐波分析

谐波响应分析的目的在于, 通过计算物体在某一频率范围内的简谐振动载荷激励作用下的响应特性, 包括位移响应特性和应力响应特性等。通过分析响应特性曲线, 可以直观的了解物体在不同频率简谐激励下的应力和位移峰值响应值以及对应的频率。根据上一步模态分析的结果, 取座椅骨架前12 阶的固有频率作为分析对象, 将分析频率设定在0-300Hz, 载荷步设为2Hz。

为了模拟座椅的实际使用工况, 在座筐上表面施加75KG的分布载荷, 靠背中部的横梁上施加100N的载荷, 座椅支撑脚的下表面施加1000N的载荷, 运行算例。求解结束后, 根据云图分布选取8个相对重要的点来分析座椅的响应特性, 包括座椅靠背顶端横梁中部、中间横梁、高度调节机构等处, 各点分布如图4所示。

通过扫频的方式, 分别求解这六个点的位移和应力的响应特性, 座椅骨架上8点在0-300Hz的位移/频率和应力/频率响应特性, 如图5所示。

由响应特性图可以发现, 位移和应力峰值都出现在座椅的固有频率附近, 且1 阶固有频率附近的位移值和应力值最大, 这与理论相符合。峰值应力发生在前高度调节机构上的180493 节点, 值为16.2MPa, 峰值应力远低于高度调节机构所选用材料20Mn的屈服强度185Mpa, 符合设计强度要求。峰值位移发生在座椅靠背顶端横梁上的166109 节点, 值为1.58mm。在下一步选择头枕等缓冲材料时, 可针对位移响应结果, 在位移响应较大处选用阻尼较大的材料, 通过材料的缓冲作用降低振幅, 提高乘坐舒适性。

4、结论

本文通过建立某型汽车座椅骨架数字模型, 对座椅骨架数字模型进行了谐波振动分析, 得到了座椅骨架的位移和应力响应特性曲线。通过分析应力响应特性曲线, 确定座椅骨架强度在安全范围内。通过分析位移响应特性曲线, 确定了振动过程中最大位移产生的位置在横梁顶端处, 为后续的座椅蒙皮等隔震原件选择和布置提供了依据。

摘要：针对汽车座椅在动态载荷作用下的强度校核和振动特性分析需要, 在Solidworks软件中建立汽车座椅骨架的数字模型, 利用Solidworks Simulation模块对座椅骨架数字模型进行模态分析, 得到汽车座椅骨架的前15阶模态结果。根据模态分析结果, 确定谐波激励的频率范围, 对座椅骨架进行谐波振动分析, 选取重点关注的8个节点绘制了应力/频率响应特性曲线和位移/频率响应特性曲线。结果表明:考虑实际使用条件, 所设计的座椅骨架强度在安全范围内;最大振动位移产生的位置在横梁顶端处, 与实际情况相符合, 为后续的座椅蒙皮等隔震原件选择和布置提供了依据。

关键词：Solidworks,汽车座椅,模态分析,振动特性分析

参考文献

[1]薛宇.基于发动机激励下的客车骨架动态特性分析[J].湖北汽车工业学院学报, 2011, 25 (01) :14-17.

[2]张昕宇.驾驶座椅腰部支撑结构设计及座椅有限元设计[D].沈阳:东北大学, 2012:53-60.

[3]李晓雷, 俞德孚, 孙逢春.机械振动基础2版[M], 北京:北京理工大学出版社, 2010.

谐波传递特性篇7

关键词：建筑电气,单相非线性设备,谐波特性,电能质量,谐波电流,谐波治理

0 引言

在理想的供电系统中, 电能以单一恒定的工业频率 (50Hz或60Hz) 与规定幅值的稳定电压供电, 对电能质量用频率和电压来衡量。因此各国就用频率和电压的允许偏差值对电能质量进行衡量并作出规定。但仅用这两个指标来表征电能的质量并不完善, 波形畸变和三相交流电力系统中三相电压和电流的不平衡也是影响电能质量的重要因素, 这两个问题在过去未对电力系统产生严重的影响。

1 电力系统中谐波产生的原因及危害

目前, 随着非线性设备的大量使用, 电力系统谐波问题引起了人们越来越多的关注。这些非线性设备将发电机向电力系统提供的基波功率转化为各次谐波能量, 成为“谐波能量”源, 被称为电力系统谐波源。作为谐波源, 非线性设备可大致划分为如下三类:

(1) 以具有强烈非线性特征的电弧为工作介质的设备, 如气体放电灯、交流电弧炉和交流弧焊机等;

(2) 指具有铁磁饱和特性的铁芯设备, 如变压器和电抗器等;

(3) 以电力电子元件为基础的开关电源设备, 如各种电力电子变流设备 (整流器、逆变器、变频器等) , 相控调速和调压装置, 大容量的电力晶闸管可控开关设备等。

在电力系统中, 谐波危害问题随着谐波设备越来越广泛的应用而日趋恶化, 引起了学术界和供用电部门的密切关注。谐波不仅会消耗系统的无功功率储备, 其危害还主要表现在以下几个方面:

(1) 谐波引起的热损耗。谐波增加设备的铜耗、铁耗和介质损耗从而加剧设备的热应力。因谐波电流的频率为基波频率的整数倍, 高频电流流过导体时, 由于集肤效应 (当交变电流流过导线时, 导线周围变化的磁场也要在导线中产生感应电流, 从而使沿导线截面的电流分布不均匀。特别当频率较高时, 此电流几乎是在导线表面附近的一薄层中流动, 这就是所谓的“集肤效应”) 的作用, 导体对谐波电流的有效电阻增加, 从而增加了设备的功率损耗、电能损耗, 使导体的发热严重。

(2) 谐波对通信系统造成的干扰。谐波对邻近通信线路产生谐波电压的静电干扰和谐波电流的电磁干扰, 引起通信系统的噪音, 降低信号的传输质量, 降低语言或图像的清晰度, 甚至会破坏信号的正常传递, 引起信号的丢失, 使系统无法正常工作。在电力线载波通信的系统中, 由于谐波的影响, 造成系统误动作, 甚至无法运行, 在谐波和基波的综合作用下, 曾有多次触发电话响铃的记载, 在极端的情况下甚至将威胁到通信设备和人员的安全。

(3) 谐波对住宅和办公建筑中低压电器造成的不良影响。计算机、绘图仪、打印机和很多家用电器、灯具既是小型或微型谐波源, 也是受谐波有害影响的电器, 谐波会使计算机数据丢失, 程序出错, 甚至损坏;谐波影响自动控制的家用电器的正常工作, 如电视机、收音机、洗衣机等荧光灯的伏安特性是严重非线性的, 因此会引起严重的谐波电流, 其中3次谐波电流含量最高, 同时电网中的谐波又会使日光灯、白炽灯异常发热减少其使用寿命, 特别是对白炽灯光源的的影响, 美国EIS照明手册指出, 若谐波引起电压升高5%, 则白炽灯寿命降低47%。

2 低压单相非线性负荷的使用特性及危害

当今社会, 节能是发展的主题, 在这种意识的驱动下电力电子技术发展得更加迅速。美国IEEE学会认为, 伴随着电力电子技术的飞速发展这一当代最重要的科技进步, 已涌现出大量的作为非线性用电负荷的敏感电子器件。其负荷在20世纪90年代中后期的美国要上升到1992年的4-5倍。英国同样有学者认为, 自60年代以来由于电力电子技术的不断发展, 若谐波畸变问题不能得到有效的治理, 到80年代末, 英国的供电电压畸变率可能高达10%。目前, 电力电子设备被大量地应用于人们的生产生活中, CFL、计算机、笔记本电脑、空调、微波炉、电视机、冰箱等非线性设备被大量使用在住宅和办公楼建筑, 谐波注入量因此而迅速增加。这些非线性设备与传统大功率谐波源有很大差异。传统的分析方法把各谐波设备看作固定谐波电流源或电压源, 在这里具有较大的局限性, 这取决于此类小功率谐波源的数量大、分布地域广, 且不同设备间谐波相位具有较大的差异, 既不能像大功率谐波源那样对其单独补偿, 也不能对其进行简单的数值叠加。

低压配电系统单个非线性负荷如节能灯、计算机等接入系统并不会造成严重影响, 但由于其数量众多, 其总谐波危害不容忽视。低压配电系统中的单相非线性负荷所产生的谐波, 除了使电能的生产、传输和利用的效率降低, 使电气设备过热、产生振动和噪声, 并使绝缘老化, 使用寿命缩短等危害以外, 更严重危害之一, 非线性负荷的广泛使用将导致大量3次及其倍数次谐波从中性线流过, 其电流有效值甚至会超过流经相线的电流有效值。在现行的建筑电气设计规范中, 对非线性负荷引发的谐波问题没有充分地考虑, 认为流经中性线电流比相线电流小得多, 在设计时中性线截面选择得较小。在大量3次及其倍数次谐波电流流过中性线时, 中性线电流明显增大, 甚至会超过相线电流, 选择偏小的中性线截面积将使导线过载过热、损坏其绝缘, 甚至会引发短路火灾, 为电气火灾事故埋下巨大的隐患。

3 低压单相非线性负荷谐波特性研究的必要性

目前, 电力系统中谐波畸变引发的电能质量问题, 逐渐引起了越来越多的专家和学者的关注。其中在低压配电系统中应用越来越广泛的节能灯、计算机、电视机等单相非线性设备, 对电力系统造成的谐波危害也日趋严重。对谐波治理的措施主要有三种:

(1) 受端治理, 即从受到谐波影响的设备或系统出发, 提高它们抗谐波干扰能力; (2) 主动治理, 即从谐波源本身出发, 使谐波源不产生谐波或降低其产生的谐波; (3) 被动治理, 即加设滤波器, 阻碍谐波源产生的谐波注入电网, 或阻碍电力系统谐波流入负载端。被动治理谐波的措施主要有:采用无源滤波器的谐波治理;采用有源滤波器的谐波治理;采用混合型有源滤波器进行谐波治理。混合滤波器可降低治理投资、改善传统滤波器的技术性能, 成为未来抑制谐波的新的方向。但由于低压配电系统中这些单相非线性设备的功率小, 分布广等特点, 给谐波治理造成了困难。

另外, 在低压配电系统中, 谐波引起线缆过载导致短路火灾的问题也日趋严重。我国电气火灾火灾问题尤为严重, 占火灾总数的30%, 因电气火灾造成的损失占火灾总损失的40%, 严重威胁了人民的生命财产安全。电气火灾中又以线路短路火灾居多, 约占电气火灾的40%, 因此防短路火灾是防电气火灾的重点。而线路因过载加剧绝缘劣化以致失效而引起短路是较为主要的一条。目前基于电力电子电路的单相用电设备 (非线性负载) 的广泛使用, 导致低压配电系统谐波问题日益突出, 时有因谐波过载而导致导线过热引发火灾的报道。

4 结束语

总之, 随着电力电子技术的飞速发展, 单相非线性设备得到越来越广泛的应用, 对低压配电系统的电能质量造成了很大的影响。

参考文献

[1]王琪辉, 刘涛.民用建筑用电中的谐波危害及抑制[J].重庆建筑大学学报, 2001, 23 (2) :81-86.

[2]王葵.谐波电流对低压配电网的影响分析[J].继电器, 2008, 36 (7) :24-28.

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