IEC闪变仪

IEC闪变仪（精选3篇）

IEC闪变仪 篇1

摘要：首先分析IEC闪变仪工作原理, 说明在某些特定的间谐波频率范围内, 无法准确地获取调制差频, 导致闪变评估结果不准确。本文提出一种离散抽样的间谐波闪变评估方法, 对于任何频率的间谐波都能进行准确的闪变评估, 克服了IEC闪变仪无法准确评估低频及高频间谐波闪变的缺陷, 拓宽了闪变评估的范围。最后通过FFT频谱分析及Simulink仿真实验进行比较, 验证了本文方法的有效性和准确性。

关键词：IEC闪变仪,间谐波,闪变

0 引言

在配电网中, 各种类型的干扰都可能发生。在这些干扰中, 对于用户最明显的可算是灯的闪变了。此外, 由于电压波动而引发的闪变还可能引发电力系统原件一些潜在的严重问题。因此, 闪变的检测和评估越来越引起了国际组织的关注。这几年有许多研究由间谐波而引发的闪变现象的论文, 它们都是基于现行的IEC闪变仪来进行闪变分析的。然而, IEC闪变仪评估对于间谐波引起的闪变却存在不足, 这使得那些研究论文从根本上就存在问题, 结论自然无法准确。

根据目前的研究[1,2,3], IEC标准闪变仪无法准确评估由间谐波引起的闪变。为了说明闪变仪标准的不足, 已经有一些方法被提出[1,4,5], 不过他们都是基于现行闪变仪标准的推论扩展或者是以观察、实验为依据。

在本文中将介绍现行IEC闪变仪的缺陷所在。通过分析表明, 当间谐波频率处于某些区域中, 例如低于基波频率和IEC标准闪变仪的带通滤波器的截止频率之差的时候, IEC闪变仪获得的调制波动频率和实际波动频率有教明显的不同, 从而导致最终评估结果不准确。

为了改进该闪变评估的缺陷, 本文提出了一种新的通过先减少再增加离散采样电压信号的方法。该方法通过分析电压信号绝对值的峰值波动来实现, 并通过FFT频谱分析和simulink仿真实验来证明, 该方法都能够获得更准确的调制波动频率, 最终的闪变评估也比IEC闪变仪更准确, 并且该改进方法还适用于高频间谐波的闪变评估, 比IEC闪变仪具有更广泛的适用性。

1 IEC闪变仪的工作原理

如图1, 显示了IEC闪变仪的工作原理。其中, 模块1采集电压信号并将其作归一化处理。模块2对归一化电压信号作平方处理。模块3中包含2个过滤器, 第一个过滤器是一个带通滤波器, 它被用来提取调幅电压的低频有效值波动信号, 并以此作为评价人对灯的闪变感受的依据。因此该环节能否真正得到电压的波动信号, 对评估结果正确与否至关重要。该带通滤波器是由一个截止频率为0.05 Hz的一阶高通滤波器和一个截止频率为35Hz (50Hz基波) 的六阶低通滤波器。该截止频率的确定是基于假设任何高于该截止频率的频率都不会造成由于白炽灯灯丝的热惯性而产生的明显的灯光强度的改变。第二个滤波器是一个权重滤波器, 用来表示人的视觉响应的波动。由于当照明变化频率在8.8Hz的时候人类的视觉敏感度是最高的。所以第二个权重滤波器在8.8Hz有一个最大光谱灵敏度。模块4包括一个平方器和一个时间常数为300ms的一阶低通滤波器。加权滤波信号的平方模拟人眼——脑觉察过程的非线性;闪变信号平滑平均, 模拟人脑的存储记忆效应。模块4的输出S (t) 反映了人的视觉对电压波动的瞬时闪变感觉水平。模块5用来为在线统计分析或离线将模块4的输出做统计分析, 用累计概率函数 (CPF) 的方法对S (t) 值进行分析, 最后求出短时闪变值Pst或长时闪变值Pit。

2 IEC闪变仪的缺陷分析

对于一个由间谐波的存在而进行的闪变评估过程, 首先可以假设输入信号为一个基波和间谐波之和:

其中f1, m, fIH, 和θIH分别是基波频率, 间谐波幅值 (由于设基波幅值为1, 所以m还可看作是间谐波和基波幅值的比值) , 间谐波频率和间谐波相位。根据资料[1], 由间谐波而产生的实际波动频率为:

其中h为频率最接近fIH的奇数次谐波的阶次。根据资料[2]所示, 如果fIH高于85Hz (基波为50Hz) , IEC闪变仪将无法检测出由间谐波引起的闪变。而本文将主要讨论当fIH低于85Hz的情况。

根据IEC闪变仪标准, 输入的电压信号首先将被平方处理然后输入到模块3中的带通滤波器。则 (1) 式的输入信号平方之后将变成:

经过模块3的带通滤波器之后, 直流项和频率高于截止频率 (35Hz) 的信号将被滤掉。所致最终只有2fIH和f1-fIH这两种频率信号可以保留下来。因此, 基于不同的fIH和IEC闪变仪的相应反应, 可以将fIH所有频率范围分成三个部分, 分别进行讨论。

首先, 当0

图2说明了当低频间谐波存在时IEC闪变仪的波动频率差异。图中分别表示了抽样电压输入 (f1=50Hz, m=0.2, fIH=6Hz) 和IEC闪变仪中模块3输出信号的FFT频谱。如之前所说, 在通过模块3的带通滤波器之后只有12 (2×6) Hz的信号保留了下来, 这与实际的波动频率44 (50-6) Hz不符。而且, 该12Hz的信号幅值是由间谐波的幅值的平方决定的, 由于m很小, 所以没m2<<1。

当15

(一) 、当15

(二) 、当17.5

当fIH≥85时, 其IEC闪变仪评估的不足在资料[1,2,3,6]中都有说明。由于模块3中的带通滤波器会滤掉所有超过85Hz的间谐波信号, 所以如果不考虑间谐波幅值, 则IEC闪变仪不可能检测到这个频率范围内的间谐波引起的闪变。

为了说明IEC闪变仪对间谐波的评估结果, 本文将通过使用MATLAB来仿真IEC标准的闪变仪。

图3说明了当间谐波频率在0到100Hz的时候, I E C闪变仪的敏感度。图中曲线的各个点表明了当间谐波频率为该点频率值的时候, 使IEC闪变仪输出为1PU时 (即模块4输出S (t) =1) 所需的间谐波最小相对幅值。

之前已经说明了当间谐波的频率小于15Hz时, IEC闪变仪无法获得正确的波动频率, 从图中可以发现在该范围内相对幅值都比较高。这是因为在这个频率范围内, 所获得的波动频率幅值依赖于间谐波幅值的平方, 所以这个频率范围内间谐波的影响非常之小, 要引起闪变的话自然需要较高的幅值。其中频率为4.4Hz的点为一个最小值, 该频率正好是模块3中权值滤波器的最大响应频率 (8.8Hz) 的一半, 说明了此刻的调制频率为2fIH。

当15

基于以上的分析及仿真实验, 充分说明了IEC闪变仪在评估间谐波造成的闪变时存在的问题。为了避免IEC闪变仪的这种不足, 本文提出了以下方法来进行改进。

3 新的改进方法

由于间谐波的存在, 会有两种类型的波动产生, 分别是电压均方根值波动 (即有效值波动) 和电压峰值波动。根据资料[1]中的描述, 基于不同的灯, 闪变现象会各不相同。资料[7]也提出某些灯 (例如荧光灯) 对于输入电压的峰值波动比有效值波动更加容易受到影响, 即使是那些幅值较小不会引起明显有效值波动的间谐波还是有可能导致明显的峰值波动。

因此, 本文提出一种信号处理模块来检测峰值波动, 从而进行闪变评估。图4说明了该信号处理的方法。

首先, 输入电压信号通过抽样频率为fS=Mf1 (M为正整数) 进行抽样, 即如图中模块1所示。IEC闪变标准允许闪变仪以模拟或数字的方式执行。

接着, 将对抽样信号进行绝对值化, 就像图5中的模块B。该信号是以离散时间的方式进行处理, 所以可以通过降低采样频率为2f1来评估绝对值电压信号的峰值波动, 如图中模块C所示。这种降低抽样过程实际上就是相当于每半个基波周期抽样一次。该过程可以表述为一种分析方法, 以 (1) 式为例, 首先可以将该正弦信号看成是由一个正弦信号和一个方波信号的乘积。设该正弦信号为sin2πf1t, 则与其相对应的方波函数S (t) 的傅立叶级数可表示为:

其中n是一个奇整数, 则 (1) 式的信号绝对值可以变为下面这个式子;

其中vf (t) 表示与基波频率相关的部分, 而vIH (t) 表示与间谐波相关的部分, 接着vf (t) 部分的离散时间形式可以描述为

其中k为抽样时间索引, t0为初始抽样时间, 则vf[k]成为了一个直流项, 即一个常量, 因为余弦函数中2π (n±1) f1t0的部分不依赖于k, 而其它部分为 (n±1) πk, 其中n为奇整数, 对于余弦函数而言, 这些部分不起作用, 可以略去。根据 (2) 式, fIH可以表示为fIH=hf1±fB, 其中h为奇整数。vIH的离散时间表达式则可以写成:

其中

而lfs=± (fB/2f1) 则相当于 (2) 式中实际波动频率的离散频率形式的表示式。因此, 可以通过降低抽样的方法找到一个频率项来描述实际的波动频率效应。但是如果仅用降低抽样的的方法还是可能存在问题。例如, 经过带通滤波器之后留下的信号的可能由于降低抽样而被改变[8]。所以, 将对降低抽样信号再进行提高抽样, 如图5中模块D所示。该提高抽样过程是将0插入到抽样样本中。这种抽样方法获得的抽样信号能够保留峰值波动信息。

而图中模块E是一个带通滤波器, 用来滤去直流项和不需要的频率周期。本文中我们将使用一个截至频率为0.05Hz的一阶高通滤波器和一个截至频率为50Hz的六阶低通滤波器可以看出该带通滤波器的高频截至和IEC闪变仪是不一样的。图4中各模块组成了一个新模块, 用来替代图1中IEC标准闪变仪的模块2和模块3第一个带通滤波器。而剩下的部分, 和IEC标准闪变仪是一样的。

4 仿真实验

为了说明这种方法的功效, 本文将运用该方法建立新的IEC闪变仪模型进行仿真, 以 (1) 式为输入, 基波幅值为1, 频率为50Hz。图5为simulink的仿真图。

以6Hz间谐波为例, 将其与基波混合输入, 并把输入信号以1000 Hz进行抽样。图6给出了信号处理结果。图6 (a) 为图4中模块D处理之后的离散时间波形, 图6 (b) 显示了其相对应的FFT频谱。

与图2 (b) 中错误的频谱结果不同, 图6 (b) 中成功地发现了44Hz的波动周期频率。其它的高频周期信号和直流项都将被图4中模块E的带通滤波器给滤掉。44Hz的那一部分将被统计生成闪变程度指数。

而对于高频的间谐波, 例如存在一个频率为144Hz的高频间谐波, 以现行的IEC标准闪变仪是无法检测由这种高频间谐波产生的闪变的。但是用本文提出的采样方法将得到如图7 (a) 所示的信号示意图, 其相对应的FFT频谱如图7 (b) 所示, 它显示出了6Hz的波动频率。

图8中显示了本文提出的处理间谐波方法的间谐波限制曲线, 以及IEC闪变仪的间谐波限制曲线。该限制曲线说明了闪变仪输出S (t) =1时, 间谐波的最小相对幅值。在该图中, 当间谐波频率在15Hz到85Hz范围内, 两种方法的间谐波限制曲线是几乎一致的。但是当间谐波频率低于15Hz或高于85Hz时, 曲线有开始着明显的不同。之前曾说明了IEC闪变仪对于0-15Hz的低频间谐波会做出错误的反应, 而本文提出的方法则与之不同, 它对于低频间谐波产生的闪变更为敏感, 能够更为准确地评价闪变。

在高频范围 (85-100Hz) , 根据IEC闪变仪的处理方法, 闪变仪输出S (t) =1则间谐波的相对幅值就要大幅提升, 这与资料[43]所论述的实际情况不符。而本文的方法则证明了对于高频间谐波, 只需要较小的幅值一样也可能会产生闪变。

通过仿真表明, 本文提出的闪变检测方法对于不同频率的间谐波都可以更为准确地检测出闪变。

5 结论

本文介绍了IEC闪变仪的工作原理, 由此说明了其无法准确评估间谐波造成的闪变的主要原因, 并针对性地提出了基于离散采样的改进方法。通过FFT频谱分析表明本文的改进方法获得的调制波动频率与任意频率间谐波存在的情况下的实际波动频率基本一致, 因此它拓展了IEC闪变仪的适用范围, 即对于任何频率的间谐波它都能进行较准确的闪变评估, 而IEC闪变仪则根本无法较正确地评估高频间谐波引起的闪变。并且通过simulink仿真与IEC闪变仪进行比较, 验证了改进方法更为准确有效。由于该方法是基于电压峰值波动的, 因此它还特别适合用来评估那些对于电压峰值波动较为敏感的灯 (荧光灯、LED节能灯) 的闪变, 具有更广泛的实用性。

参考文献

[1]M.D.Koster, E.D.Jaiger, W.Vancoistem.Light Flicker Caused by Interharmonics[Z].

[2]W.Xu.Deficiency of the IEC flicker meter for measuring interharmoniccaused voltage flickers[J].Proc.in IEEE Power Eng.Soc.Gen.Meeting, 2005:2285-2288.

[3]T.Tayjasanant, W.Xu.A case study of flicker/interharmonic problems caused by a variable frequency drive[J].in Proc.11th Int.Conf.Harmonics Quality Power, 2004:72-76.

[4]D.Gallo, R.Langella, A.Testa.Light flicker prediction based on voltage spectral analysis[J].in Proc.IEEE Porto Power TechConf., 2001:10-13.

[5]D.Gallo, R.Langella, A.Testa.Toward a newflickermeter based on voltage spectral analysis[J].in Proc.IEEE Int.Symp.Ind.Electron., Jul.2002:573-578.

[6]T.Kim, A.Wang, E.J.Powers, W.M.Grady, A.Arapostathis.Detection of flicker caused by high-frequency interharmonics[J].in Proc.IEEE Instrum.Meas.Technol.Conf., Warsaw, Poland, May2007:1-5.

[7]T.Tayjasanant, W.Wang, W.Xu.Interharmonicflicker curves[J].IEEE Trans.Power Del., vol.20, no.2:1017-1024.

[8]J.de Sousa Rocha, S.Deckmann.Digital flickermeter implementation[J].in Proc.38th Midwest Symp.Circuits Syst., 1995, 2:757-760.

IEC闪变仪 篇2

在电力系统中,随时存在着各种各样的干扰问题,这些干扰以多种方式对电力用户产生危害性的影响,其中灯光的闪烁即电压闪变的问题就是最容易被电力用户察觉到的影响之一[1]。电压闪变源于电压的波动,而电压波动与叠加在工频电压上的间谐波信号有着内在的关系[2,3]。间谐波通常被定义为非基波频率整数倍的谐波分量。当实际电压波形含有间谐波成分时,由于间谐波的周期与基波分量的周期不是同步的,电压波形的有效值和峰值就会出现波动,而不再是一个定值。当波动的幅度较大并且该波动频率在人眼的觉察频率范围之内时,人眼就会感觉到白炽灯的闪变现象。因此,产生间谐波的装置被认为是一种主要的电压闪变源[4]。实际中,各种波动性负荷、变频装置、同步串级调速装置以及感应电动机都会产生间谐波[5]。

目前,在国际上被大家普遍接受的电压闪变测量标准是国际电工委员会(IEC)推荐的闪变测量标准(即IEC标准61000-4-15),该标准规定了闪变仪器的功能和设计规范。我国的闪变指标在2000年以前主要参考日本∆V10标准,但由于∆V10标准(由60/100 V白炽灯的闪变试验得到)不太适合我国的供电情况,因而我国在2000年出台了新的电压闪变国家标准GB12326-2000,将闪变指标改为IEC的短时间闪变值Pst和长期闪变值Plt[6]。

本文研究了IEC闪变仪测量电压闪变的原理,用频谱分析的方法分析了该闪变仪在测量间谐波引起的电压闪变方面存在的不足之处,为电压闪变测量方法的改进做了有益的探讨。

1 IEC闪变仪

我国国家标准在参考了IEC标准后推荐采用的闪变仪原理框图如图1所示[7]。从图中可以看出,

该闪变仪是通过平方检测的方法将引起电压闪变的调幅波信号解调出来,进而求得闪变视感度。通常我们将电压闪变信号看作是调幅波对工频载波的调制。假设电压闪变信号为单一频率的调幅波对工频载波的调制,则电压闪变信号为:

式中:Um为工频电压的幅值,V;fN为工频电压的频率,Hz;m为调幅波电压的幅值系数;fF为调幅波电压的频率,Hz。

将u(t)平方,可以得到

从式(2)中可以看出,u2(t)除了有直流成分外,还包含以下频率分量,fF,2 fF,2 fN,2(fN±fF),2 fN±fF。经过0.05~35 Hz的带通滤波器滤去直流分量和工频及以上的频率分量,并且考虑到,m≪1,即使调幅波的倍频分量存在,倍频分量远比调幅波的幅值小,故可以将其忽略,从而得到解调出来的间谐波信号v(t),即

经过以上的平方解调环节之后,频率在0.05∼35 Hz的调幅波就可以从工频电压信号中解调出来。再经过加权滤波、平方、一阶低通滤波环节,就可以获得瞬时视感度s(t),然后对至少10 min的s(t)做分级统计(分级应不小于64级),获得各级瞬时闪变视感度的概率分布直方图,对概率分布直方图进行累加计算,可以得到累积概率函数(CPF)曲线,由CPF曲线获得短时间闪变值;

式中:P0.1,1P,3P,5P,P50分别为10 min内瞬时闪变视感度s(t)超过0.1%,1%,3%,10%和50%时间的觉察单位值。

长时间闪变值Plt可由N个Pst的立方和求根得到:

2 不同频率间谐波对电压闪变的影响分析

对式(1)进行变换可以得到

即我们可以将该电压闪变信号看作是由工频电压、频率为(fF+fN) Hz以及频率为(fN-fF) Hz的间谐波的合成信号。由于IEC推荐的闪变测量仪中包含截止频率为0.05~35 Hz带通滤波器,从理论上讲,频率大于85 Hz小于15Hz的间谐波成分将很少会对闪变的测量结果产生影响。但经过研究发现,频率大于85 Hz,小于15 Hz的间谐波存在时,也会引起电压幅值和有效值的波动。图2为幅值为1的50 Hz工频信号和幅值为0.2的95 Hz的间谐波叠加后的电压波形,图3为幅值为1的50 Hz工频信号和幅值为0.1的3 Hz的间谐波叠加的电压波形。从图中的波形包络线中可以清楚地看到有电压波动存在。当波动的幅度足够大并且波动的频率在人眼的感觉范围(0.05~35 Hz)之内时,人就会觉察到白炽灯亮度的变化。如果波动频率在8~10 Hz之间,由于人眼对灯8~10 Hz的亮度变化频率比较敏感,即使电压波动的幅度较小,也会感觉到有电压闪变现象发生[8]。

为了便于进一步地分析和研究,在这里假设电压信号中除工频电压以外只含有单一频率的间谐波,电压信号的表达式为

式中:U0、fN、m、fIH、θ分别为基波的幅值、基波的频率、间谐波的相对幅值系数、间谐波的频率以及间谐波的相位。电压的波动的定义如式(8)所示。

式中:Vmax,Vmin分别表示电压有效值或电压峰值的最大值,最小值,Vfundamental表示基波电压的有效值或者峰值。考虑到m≪1和|(sin/x)x|≤1,电压有效值的波动可以由式(9)来近似表示[9]。

式中:α=π∆f T1,从上式中可以发现∆f对波动的大小有直接的影响。图4为间谐波相对幅值m=0.5%的情况下,电压有效值的波动大小与间谐波频率之间的对应关系图。从图中可以看出间谐波的频率与基波频率越接近,间谐波对电压有效值波动的影响就越大,间谐波的频率与基波频率的偏离越大,其对电压有效值波动的影响就越小。

电压峰值的波动可由式(10)来表示。

从式(10)中可以发现,只要间谐波的相对电压幅值固定,电压峰值的波动就是一个定值,而与间谐波的频率大小没有关系。电压的波动频率,可以由式(11)求得。

式中:fh是最接近fIH的谐波频率。由式(11)可以知道,对于工频为50 Hz的供电电压来讲,41 Hz和59 Hz的间谐波引起的电压波动频率是相同的,均为9 Hz。电压波动频率与间谐波频率之间的关系如图5所示。

结合对图4和图5的分析,我们可以得到这样的结论,在间谐波频率小于15 Hz或者间谐波频率大于85 Hz的情况下,只要电压的波动足够大,同样可以引起电压的闪变现象。但通过研究发现,IEC推荐的闪变仪在测量频率小于15 Hz或者频率大于85 Hz的间谐波引起的电压闪变过程中,由于其解调出来的波动信号频率不在0.05~35 Hz的频率范围之内,因而使得解调出来的波动信号会受到很大的抑制作用,从而使测量出来的电压闪变结果不能真实地反应实际的电压闪变严重程度。

为了进一步说明该问题,分两种情况进行讨论:一种情况是fIH>85 Hz;另一种情况是fIH<15 Hz。

情况一:假设式(7)中的fIH=fN+∆f,∆f>35 Hz,则fIH>85 Hz。

U(t)经过平方后,包含5个不同频率的分量:直流、2 fN、∆f、2 fN+∆f和2(fN+∆f)。由于各频率成分均在带通滤波器的通频带范围之外,因而在经过带通滤波器和加权滤波器滤波之后,各频率成分均将大大减少,无法反映出频率fB的电压波动实际产生的影响,从而造成测量结果的不准确。

为了验证分析的准确性,假设U(t)含有一频率为108 Hz的间谐波,U(t)=cos(2π⋅50t)+0.3cos(2π⋅108t),U(t)的波形图如图6所示。

从图6中可以很容易地观察到有频率为8 Hz(fB=108-2×50)的电压波动,但从图7对U2(t)的频谱分析结果来看,U2(t)含有直流、58 Hz、100 Hz、158 Hz以及216 Hz的频率成分,然而这些频率成分都不在0.05~35 Hz的频率范围内。这就意味着U2(t)经过带通滤波之后,U2(t)中的所有频率成分都将被滤除,而无法真实地反应出8 Hz的电压波动产生的影响。

情况二:假设式(7)中的fIH=fN-∆f,35<∆f<50 Hz,则0IH

由于35<∆f<50 Hz,因而U2(t)在经过带通滤波器之后,将只有2(fN-∆f)的频率成分存在,而该频率成分并不能真实地反映出实际频率为fB的电压波动产生的影响,虽然在m值比较大的情况下,用IEC闪变仪会测得比较严重的Pst值,但该值并不能够反应真实的闪变严重度。

为了对上述分析进行验证,假设U(t)含有一频率为4 Hz的间谐波,U(t)=cos(2π⋅50t)+0.2cos(2π⋅4t),U(t)的波形图如图8所示。

从图8中可以看出,电压波形的波动频率为4 Hz(fB=4-0×50),U2(t)的频谱分析图如图9所示,从图9的分析结果中可以看出,U2(t)包含直流、8 Hz、46 Hz、64 Hz、100 Hz的频率成分,虽然8 Hz的频率成分在0.05~35 Hz的频率范围之内,但该频率成分并不能真实地反映实际频率为4 Hz的电压波形波动产生的影响。

3 结论

IEC闪变仪是基于供电电压有效值波动制定的电压闪变测量标准,其测量对象主要是针对白炽灯引起的电压闪变问题,但随着各种荧光灯的大量使用,IEC闪变仪的对闪变测量的局限性也逐步显现出来,相对于白炽灯对电压有效值的波动较为敏感而言,荧光灯对电压峰值的波动更为敏感,这就使得频率较高的间谐波存在时也会引起各种荧光灯的闪变问题,而IEC闪变仪的测量却无法反映出这种电压的闪变现象。本文用频谱分析的方法分析了在工频电压叠加任意频率间谐波的情况下,IEC闪变仪对该间谐波引起的电压波动的分析结果,指出了该闪变仪在测量电压闪变严重度方面存在的不足,为今后电压闪变测量方法的改进提供了有益的参考。

摘要：IEC推荐的闪变仪是以白炽灯的闪变问题作为测量分析的对象,由于荧光灯的闪变与白炽灯的闪变在机理方面有本质的不同,因而随着各种节能荧光灯型的大量使用,这种测量原理的局限性将随之显现出来。用频谱分析的方法分析了IEC推荐的闪变仪在测量间谐波引起的电压闪变方面的不足之处,进而引起大家对该问题的关注,以促进电压闪变测量原理和测量方法的进一步改进。

关键词：电压闪变,有效值,峰值,间谐波,频率

参考文献

[1]Kim T,WangA,Powers E j,et al.Detection of Flicker Caused by High-frequency Interharmonics[A].in:IEEE Instrumentation and Measurement Technology Conference[C].2007.1-5.

[2]De Koster M,De Jaeger E,Vancoetsem W.Light Flicker Caused by Interharmonics[EB/OL].Available:http://grouper.ieee.org/groups/harmonic/iharm/docs/ihflic ker.pdf

[3]Jing Yong,Caixin Sun,Wilsun Xu.Voltage Flicker Caused by Two Interharmonics[A].in:Electrical and Computer Engineering,2006.CCECE’06.Canadian Conference on May2006.Page(s):239-242.

[4]Wilsun Xu.Deficiency of the IEC Flicker Meter for Measuring Interharmonic-Caused Voltage Flickers[J].IEEE,2005,6(3):2326-2329.

[5]林海雪.电力系统中的间谐波问题[J].供用电,2001,18(3):6-9.LIN Hai-xue.Inter-harmonic Problems in Power System[J].Power Supply and Use,2001,18(3):6-9.

[6]国家电压电流等级和频率标准化技术委员会.电压电流频率和电能质量国家标准应用手册[M].2001.Voltage and Current National Level and Frequency of Standardization Technical Committee.Voltage and Current Frequency and Power Quality National Standards for the Application of Manual[M].2001.

[7]肖湘宁,韩民晓,徐永海,等.电能质量分析与控制[M].北京:中国电力出版社,2004.XIAO Xiang-ning,HAN Min-xiao,XU Yong-hai,et al.Power Quality Analysis and Control[M].Beijing:China Electric Power Press,2004.

[8]IEEE Interharmonic Task Force Working Document.Draft3[EB/OL].http://grouper.ieee.org/groups/harmonic/iharm/docs/ih519c.pdf.2001-7-14.

IEC闪变仪 篇3

随着我国国民经济的发展,电网负荷急剧增加,特别是冲击性、非线性负荷所占比重不断加大,使电网电压产生波动和闪变,严重影响了电网的电能质量。因此,对电压波动和闪变的研究显得越来越重要。电压波动定义为电压均方根值一系列相对快速变动或连续改变的现象,其变化周期大于工频周期。电压波动取值为一系列电压均方根值变化中相邻的两个极值之差与标称电压的相对百分数。电光源的电压波动造成灯光照度不稳定的人眼视感反应称为闪变[1]。闪变的一般觉察频率范围为1~25 Hz。目前国际上有三种代表性原理类型的闪变测量仪器:日本ΔV10闪变仪,采用的是半波有效值检波法;英国ERA电弧炉闪变测量仪,采用的是全波整流解调检波法;IEC和UIE推荐的闪变仪,采用的是平方解调检波法。鉴于我国照明电压为220 V,选取IEC推荐的闪变仪进行测量。通过对闪变参数的精确测量,可以为抑制和治理电压闪变提供重要依据。

本文在介绍IEC闪变仪测量原理以及闪变衡量指标短时闪变严重度Pst计算方法的基础上,采用IEC闪变仪的数字化模型对系统进行了自校验并计算出Pst。同时,通过误差分析对计算结果进行了误差校正。

1 IEC闪变仪测量原理

依据IEC 61000-4-15的设计方法,闪变仪的检测框图如图1所示[2]。

IEC闪变仪用平方检波滤波器,0.05~35 Hz带通滤波器及视感度加权滤波器,平方器与一阶低通滤波器三个环节来模拟灯-眼-脑环节,得到瞬时闪变视感度S(t)后,再对闪变进行统计评定。

1)0.05 Hz高通滤波器传递函数为:

式中,截止角频率ω=2π×0.05 rad/s。

2)6阶巴特沃斯35 Hz低通滤波器传递函数为:

式中,截止角频率ωc=2π×35 r a d/s,系数b1=b5=3.864,b2=b4=7.464,b3=9.141,b6=1。

3)视感度加权滤波器传递函数为:

式中,转折角频率ω1=2π×9.15494rad/s,ω2=2π×2.279 79 rad/s,ω3=2π×1.225 35 rad/s,ω4=2π×21.9 rad/s,系数λ=2π×4.059 81,增益k=1.748 02。

4)一阶低通滤波器传递函数为:

根据一段时间(至少10 min)内输出的S(t)进行在线或离线统计分析,得到的S(t)离散值,然后用式(5)计算Pst:

其中P0.1、P1、P3、P10、P50分别为在此时间段内瞬时闪变视感度S(t)超过0.1%、1%、3%、10%和50%时间的觉察单位值。

Pst是电能质量中衡量闪变的重要指标,Pst的求解主要有三种方法,即分段线性插值法、统计排序法、多项式曲线拟合法。

1)分段线性插值法

分段线性插值法是基于累积概率函数(CPF)曲线的,CPF曲线可通过以下方法得到:将采样得到的S(n)序列进行分级(至少为64等级),然后计算每个等级中S的个数并求其占采样得到的S总数的百分比,从而得到S(n)的统计概率直方图,将直方图中的概率累加。第一级为不小于第一级的概率,第二级为不小于第二级的概率,即100%减去第一级的概率百分数,依次累加最终得到累积概率函数曲线。如图2所示,用分段线性插值法求P0.1、P1、P3、P10、P50的值。图中已知CPF曲线的纵坐标值,则可以得到对应的横坐标值。其计算公式为:

2)统计排序法

由于一段时间内各瞬时闪变值S是相等时间间隔上离散的S序列,如果其中不小于某一S(如Sx)的所有S对应的时间占整个时段的x%,即Sx是该时段内(100-x)%概率大值。故只要将S(n)从大到小排列,找出其对应的概率大值代入Pst公式即可[3,4,5]。具体做法是:若此时得到240 000个S值,将此序列按从大到小的顺序排列,找出第240个、第2 400个、第7 200个、第24 000个和第120 000个S的值,代入公式计算。

3)多项式曲线拟合法

多项式曲线拟合法为离散数据建立连续模型。可利用Matlab中的polyfit函数和polyval函数进行拟合。p=polyfit(x,y,n),n为所欲拟合的曲线次数,p是拟合多项式的系数。y=polyval(p,x)表示多项式在x处的值为y。由此可计算出P0.1、P1、P3、P10、P50的值。

通过相关文献的仿真过程及结果,可得出以下结论:统计排序法简单易行,且精确度较高;分段线性插值法,其精确度与分级数有关;多项式曲线拟合法适用于大量的实验数据处理,且拟合多项式的阶数要选择适当,才能满足误差要求。所以,在计算Pst时适宜选择统计排序法。故下文对Pst的计算均采用统计排序法。

2 IEC闪变仪自校验PID控制算法

2.1 IEC闪变仪的数字化实现

IEC标准是以模拟方式给出闪变仪实现方法,为在高性能的数字信号处理器上实现闪变的检测,需将IEC闪变仪以数字化的方式实现。要实现数字化闪变仪,应将S域转换为z域,即完成滤波器由模拟到数字的转换。模拟滤波器到数字滤波器的转换有很多方法,如双线性变换法、微分映射法、阶跃不变法等。由于双线性变换法不存在频率混叠现象,为此,通常采用双线性变换法实现S域到z域的转换,可通过Matlab中的bilinear函数将模拟滤波器的传递函数转换成数字滤波器的传递函数,然后按照IEC闪变仪给出的原理框图在Matlab中搭建数字化实现模型[6,7],如图3所示。

图3中,输入电压信号为:

其中,A为工频载波电压幅值,ω为载波角频率,m为调幅波电压幅值系数,Ω为调幅波角频率。

将u(t)平方滤除直流分量,再经过0.05~35 Hz带通滤波器后得到的电压信号为:

v(t)经加权滤波器,平方器及一阶滤波后得到瞬时闪变视感度S,再通过Matlab编程计算出Pst。

2.2 自校验PID控制算法

由于在用数字化模型实现闪变仪时,增益K会随采样频率变化,为减小检测误差,通过PID控制算法对K进行调节,得到最优的K值,从而使闪变仪能更加精确地对闪变情况进行检测。自校验时先输入频率为8.8 Hz,波动为0.25%的正弦调幅波自检信号,其理论Pst值为0.714,通过PID控制算法,使实际Pst值与0.714在允许误差范围内。

相对误差:

式中,Pstr为短时闪变严重度理论值。

比例控制:

式中,KP为比例环节系数。

积分控制:

式中,KI为积分环节系数,T是采样周期,e(i)为采样点的相对误差,fs为采样频率。

微分控制:

式中,KD为微分环节系数。

由式(13)、式(14)可得:

根据图4所示的流程图,在Matlab中编写PID控制程序,采用试凑法确定KP、KI、KD的值。当fs=400 Hz时,最终得到KP=1.8、KI=3.6fs、KD=0.05/fs时,K值可以较快收敛。

图5为K的初值取2时,PID调节过程中实际Pst值与理论值的关系曲线,其收敛K值为1.962 9。

本文是在采样频率为400 Hz的情况下进行的分析,对于其它采样频率下的增益K值会有所不同,可采用相同的方法进行自校验得到收敛K值。

3 仿真实验及误差校正

在采样频率为400 Hz的情况下,将增益K值改为自校验后的值,即1.962 9。在Matlab中编写程序进行仿真,用统计排序法计算短时闪变严重度Pst,其结果如表1所示。

根据表1第4列测试结果可知,相对误差超过1%的频率点为0.5、13~25 Hz,且误差大小的规律性不明显。造成这种误差的主要原因有:IEC推荐的视感度加权滤波器与实际视感度系数K(f)的曲线存在偏差;PID调节时只是在8.8 Hz,波动为0.25%的正弦调幅波情况下进行自校验得到最优K值,从而采用所得的收敛值计算其余正弦调幅波情况下的Pst时存在误差。

为进一步减小检测误差,提高闪变仪的检测精度,引入校正系数K对Pst进行校正,K=0.714/Pst。为了尽量减小所有频率段调幅波引起的Pst的相对误差,考虑将校正系数K按频率分成0.5~12 Hz、13~25 Hz两段,利用Matlab中的polyfit函数和polyval函数,采用最小均方差方法分别对校正系数进行多项式拟合[8,9,10],拟合多项式的次数分别为12次、11次。通过多项式拟合可求出对应任意频率的Pst校正系数K,用拟合后的系数计算出Pst的误差均小于0.5%,如表1第6列所示,与未校正之前相比,精度明显提高。

图6是校正前后短时闪变严重度Pst随频率变化的曲线与理论值的比较。由图6可看出,误差校正前短时闪变严重度Pst与其理论值(0.714)在某些频率点存在较大偏差,引入多项式拟合校正系数后,Pst值与理论值偏差显著减小,且在12 Hz后与理论值相差很小,从而大大提高了闪变仪的检测精度。

4 结语

本文根据IEC给出的闪变仪测量原理,对短时闪变严重度的计算方法及闪变仪的数字化实现模型进行了分析研究。将PID控制算法用于闪变仪自校验过程中的增益调节,给出了具体的调节方法。在自校验完成后,用统计排序法求得Pst。针对Pst在不同正弦调幅波下的误差,通过对Pst校正系数的分段多项式拟合,提高短时闪变严重度Pst测量的准确度,从而改善闪变仪的检测精度。

参考文献

[1]肖湘宁,韩民晓,徐永海.电能质量分析与控制[M].北京:中国电力出版社,2010.

[2]IEC61000-4-15:2003Flickermeter-Functional and Design Specifications[S].

[3]王维庆,王海云,陈宇中.基于Matlab短时闪变严重度计算方法研究[J].新疆大学学报:自然科学版,2007,24(3):282-285.

[4]赵刚,施围,林海雪.闪变值计算方法的研究[J].电网技术,2001,25(11):15-18.

[5]高彦静.电压波动的检测方法和闪变计算研究[D].天津:天津大学,2010.

[6]马玉龙,刘连光,张建华,等.IEC闪变测量原理的数字化实现方法[J].中国电机工程学报,2001,21(11):93-96.

[7]吴炜,陈劲操.基于Matlab的数字式IEC闪变仪分析研究[J].电测与仪表,2009,46(4):50-52.

[8]赵海翔,陈默子,戴慧珠.闪变值离散化计算的误差分析及其应用[J].电网技术,2004,28(13):84-87.

[9]刘大贵,王维庆,王海云.基于IEC闪变仪测试系统的仿真研究[J].自动化仪表,2011,32(4):59-61.