PZT控制器

PZT控制器（共3篇）

PZT控制器 篇1

0 引 言

由于具有响应速度快和控制精度高等特点,快速控制反射镜(FSM)已经成为光学系统中稳定和校正光束的关键部分,在工业设备、激光通讯、成像系统等多个领域得到了广泛应用[1,2,3,4,5]。随着大口径望远镜技术的发展,FSM不仅应用于精密跟踪系统,而且应用于自适应光学系统以校正大气扰动引起的低频误差。控制带宽越高,对干扰的抑制能力越强,系统反应速度越快,从而可以提高系统的跟踪精度。因此,根据系统需求设计出精度高、响应频率快、稳定性好的FSM系统十分必要。

目前,国外FSM技术比较成熟,已经形成商业化产品,如德国的PI公司、美国的BALL Aerospace&Technologies公司,但是购买和维护费用较高,产品尺寸受限。国内一些高校和研究机构也已经开展FSM研究,如成都光电所在1.2 m望远镜自适应光路中已经使用自己研制的FSM机构。笔者所在单位目前使用的FSM为框架式结构,其缺点是摩擦力矩和惯量大,从而导致结构谐振频率较低,控制系统存在严重非线性,很难实现精密跟踪。

在FSM结构中,结构形式和驱动器直接决定了系统的谐振频率和负载能力,本研究根据课题需求设计一种基于柔性铰链单元支撑、压电陶瓷(PZT)驱动的FSM,并在完成装配后进行实验测试。

1 FSM结构设计分析

FSM系统一般由6部分组成:基座、驱动器、柔性支撑结构、位移传感器、反射镜以及驱动和控制电子学系统。基座要求刚度高、稳定性好,以避免驱动器的反作用力对系统造成影响。驱动器控制反射镜运动,需要具有高刚度、大行程、强负载能力等特点。常用驱动器有音圈电机和PZT。PZT具有定位精度高、驱动力大、响应速度快等优点,是目前微位移技术中比较理想的驱动元件。柔性支撑结构是FSM的关键元件,利用材料的弯曲变形来代替刚性铰链中两个接触面之间的滑动和转动,与刚性铰链比较不需要润滑,运动平稳,而且没有摩擦[6]。设置位移传感器可以构成局部闭环,通常使用的有LVDT和应变片(SGS)。

评价FSM性能的主要指标有谐振频率、分辨力、通光口径和行程等。

1.1 结构谐振频率

根据常规设计,系统的机械结构谐振频率至少应2倍于控制系统带宽。但是FSM系统的工作带宽为数百赫兹甚至上千赫兹,对应机械结构的一阶谐振频率要求更高,从而对系统刚度、驱动器及其控制系统的要求非常大。为了满足工作带宽与结构谐振频率关系,设计时可以采用一种假设准则[7]:

(1)FSM系统在工作方向上的谐振频率可以低于系统的工作带宽,且越低越好,即:

f1≤fc/(2～4) (1)

(2)FSM系统在非工作方向上的谐振频率应远高于系统的工作带宽,且越高越好,即:

f2≥(2～4)fc (2)

式中:f1—系统工作方向一阶谐振频率,f2—非工作方向一阶谐振频率,fc—系统控制带宽。

1.2 分辨力

驱动器的精度、间距和布局方式均会影响系统的分辨力。FSM偏转角为:

θ=Δ/L (3)

式中:Δ—驱动器的输出位移,L—驱动器中心到回转中心的距离。

所以在给定结构中驱动器的最小输出位移决定系统的分辨力,而其与驱动器的类型和控制系统有关。

1.3 通光口径

反射镜自身对系统谐振的影响为:

$f^{\prime }=\frac{f{}_0}{\sqrt{1+{\rm I}{}_{{\rm M}}/{\rm I}{}_0}}(4)$

式中:f0—空载时结构的谐振频率,I0—运动平台的转动惯量,IM—反射镜的转动惯量。

通光口径越大,为了满足反射镜的面型要求其厚度也相应增加,从而降低了系统的谐振频率。

此外,还需要考虑惯性力这一关键参数[8]。当反射镜以高频振动时,产生很大的角加速度,从而对驱动器产生较大的惯性力:

F=f(J,f′,θ,L) (5)

式中:J—运动部分的转动惯量,f′—反射镜运动频率,θ—反射镜的转角,L—驱动器力臂。

当确定FSM的各种参数后应计算这一作用力,以保证驱动器有足够的强度。

2 机械系统设计

该设计采用4驱动器双驱动轴结构,属于超自由度结构,因此需要较高的加工和装配精度。所要求的FSM系统性能指标如表1所示。

2.1 柔性支撑结构模态分析

柔性支承结构在FSM系统中起到支承反射镜和为反射镜分配各个方向自由度的作用。其允许反射镜绕控制轴自由旋转,同时约束反射镜在非工作方向的自由度。本研究采用柔性薄板为基本单元拓扑的柔性支承结构,如图1所示。薄板实现自身的柔性可以通过改变其材料或几何尺寸来实现,对于给定材料,改变其厚度和长度是改变柔性的有效方法。在实际结构中,单个薄板很难满足要求,通常是通过薄板的串联和并联组合来实现。FSM为两轴对称结构,且两轴相互独立,单轴支撑点关于中心线对称分布,所以至少需要4组独立弹性支撑,即将柔性薄板拓展为4组并联薄板组合。

由于基频振动在系统的自由响应和强迫响应中往往起主导作用,当系统工作时,基频是最先发生共振的频率。因此,估算系统的基频具有重要的实际意义。常用的基频估算方法有Rayleigh能量法、静挠度法和Dunkerley法等。这里采用Rayleigh能量法来估算系统的基频。以瑞利商估计系统基频的可靠性与准确性,取决于试算函数的合理选取。以往大量的实例证明,采用符合自然边界条件的静变形曲线作为试函数,往往比采用其他函数形式得到的精度更高[9,10]。

瑞利商的能量表达式为:

$\lambda =\omega {}^2=\frac{V{}_{\max }}{{\rm T}{}^{*}}(6)$

式中:Vmax—系统最大势能,T*—系统参考动能。

对于本研究中的等截面梁,一般采用受集中载荷梁静变形曲线或者自重梁静变形曲线为试算函数进行估算。下面将分别对两种情况进行计算。

(1)以受集中载荷梁静变形振型曲线为试算函数估算:

$\lambda =\omega {}^2=R[f(x)]=\frac{V{}_{\max }}{{\rm T}{}^{*}}=\frac{2{\displaystyle {\int }_0^{l/2}E}{\rm I}\left[\frac{\text{d}{}^{2}f(x)}{\text{d}x{}^2}\right]{}^2\text{d}x}{2{\displaystyle {\int }_0^{l/2}m}(x)f{}^2(x)\text{d}x+{\rm M}f{}_{\max }^2}(7)$

式中:f(x)—振型曲线,f(x)=Plx2(3-4x/l)/48EI;M—集中质量点;l—圆环展开长度。

(2)以计自重梁静变形振型曲线为试算函数估算:

$\lambda =\omega {}^2=R[f(x)]=\frac{V{}_{\max }}{{\rm T}{}^{*}}=\frac{{\displaystyle {\int }_0^{l}E}{\rm I}\left[\frac{\text{d}{}^{2}f(x)}{\text{d}x{}^2}\right]{}^2\text{d}x}{{\displaystyle {\int }_0^{l}m}(x)f{}^2(x)\text{d}x+{\rm M}f{}_{\max }^2}(8)$

其中:

$f(x)=\frac{ql{}^{2}x{}^2}{24E{\rm I}}\left(1-\frac{x}{l}\right){}^2$

通过两种方法计算得到的基频分别为:420.31 Hz、434.09 Hz。同时,根据对解析解的分析,梁的基频与梁长度的平方成反比,即在材料选定、截面形状变化量有限的情况下,梁长度的轻微变化均会对基频造成影响,故在机械设计时,其尺寸与精度需要较高的要求。

2.2 柔性支撑结构响应分析

采用自重量阵型曲线作为基频试函数,利用主阵型对于质量矩阵与刚度矩阵的正交性,可求解系统的第一阶正则阵型。

系统初始条件:

$\{\begin{array}{l}y(x,0)=f(x)=\frac{ql{}^{2}x{}^2}{24E{\rm I}}\left(1-\frac{x}{l}\right){}^2\\ \frac{\partial y}{\partial t}{}_{t=0}=0\end{array}(9)$

将一阶主阵型Y1(x)代入归一化条件,得:

${\displaystyle \underset{0}{\overset{l}{\int }}\rho }AY{}_1^2(x)\text{d}x={\displaystyle \underset{0}{\overset{l}{\int }}\rho }A\left(C{}_1\frac{ql{}^{2}x{}^2}{24E{\rm I}}\left(1-\frac{x}{l}\right){}^2\right){}^2=1(10)$

利用方程式(10)可得系统阵型系数C1。

计算正则坐标初始条件:

$\{\begin{array}{l}\eta {}_1(0)={\displaystyle \underset{0}{\overset{l}{\int }}\rho }Af{}_{1}C{}_{1}f{}_1\text{d}x=C{}_1^{-1}\\ \dot{\eta }{}_1(0)=0\end{array}(11)$

集中正则激振力:

$q{}_1(0)={\displaystyle \underset{0}{\overset{l}{\int }}{\rm P}}(t)\delta (x-\xi )C{}_{1}f{}_1\text{d}x=C{}_1{\rm P}(t)f(\xi )(12)$

综上所述,可得第一阶正则阵型为:

$\eta (t)=C{}_1^{-1}\cos (\omega {}_{1}t)+\omega {}_1^{-1}{\displaystyle \underset{0}{\overset{t}{\int }}C}{}_{1}f(\xi ){\rm P}(\tau )\sin \omega {}_1(t-\tau )\text{d}\tau (13)$

2.3 机械结构设计

具有稳定的转动中心和较小机械滞后特性是实现反射镜高精度回转的重要保证。FSM组成结构示意图如图2所示。

1—反射镜;2—上端盖;3—支撑球铰;4—PZT;5—柔性支撑结构;6—底座

上端盖作为驱动负载的一部分,质量要尽可能轻,而且要求质心向FSM结构回转中心靠近。此外,上端盖设置凸台,可以减小温度变化和与反射镜粘接时对反射镜面形的影响。PZT高频运动时与其产生的接触应力将使接触点产生微小变形,从而影响系统精度,所以本研究选择45钢或铟钢材料,并对局部做表面处理。

PZT选择带球头型,使其与上端盖形成点-面接触,以避免对驱动器剪切造成破坏,而且两对驱动器顶点位于圆的垂直中心线,所以也形成两条虚拟回转轴。

PZT的主要参数如下:额定位移30±10% μm,最大输出力950 N,刚度25 N/μm。

由于PZT只允许施加推力,为了使FSM达到±4′的运动范围,需要对柔性支撑结构进行预紧,同时也需要控制其轴向加工误差小于0.006 mm。

2.4 FSM结构有限元仿真

PZT与上端盖为动态支撑,所以对结构谐振频率的影响可以忽略。同时上端盖在其质心位置可简化为集中质量,通过MPC点与柔性支撑结构连接。仿真结果显示一阶谐振为456.23 Hz,振型为柔性片沿光轴方向振动。

3 测量实验与结果

3.1 谐振测试

本研究采用电涡流位移传感器、信号发生器、示波器等对FSM空载时进行一阶谐振测量。信号发生器产生正弦电压信号,通过放大器放大驱动FSM运动,电涡流传感器探测FSM位置变化并产生相应电压信号,通过控制电路将该信号输入示波器并与初始正弦信号比较,从而得到FSM的频率[11]。测试结果为一阶谐振446 Hz,振型为弹性片沿光轴方向振动,与仿真分析结果一致。

3.2 校正能力测试

本研究对FSM校正能力进行测试,测试原理图如图3所示。改变微调反射镜的位置使初始光路发生变化,相机检测出光斑实际位置,并将结果反馈到控制器,然后由控制系统驱动X轴、Y轴上相应PZT,从而实现FSM的微小运动,反复迭代,直到光轴精确对准。实验所得抖动校正曲线如图4所示。经过数据处理后,系统校正能力如表2所示。

3.3 量程及一致性测试

对PZT输入0～100 V电压利用反射镜自准直原理测量FSM的运动范围和一致性。实验装置包括信号放大器、11倍放大电路、0.2 s自准直光管等。CH2通道(即Y轴)处于不同位置时CH1通道(即X轴)量程及一致性测量的结果如图5(a)所示,Y轴全量程测量曲线如图5(b)所示。

PZT的迟滞、非线性、蠕变等固有特性使FSM也具备了类似缺点,针对这一特性可以采用一些补偿和控制方法提高PZT的控制精度[12],进而对其驱动的FSM性能也有所改善。

3.4 测试结果分析

关于谐振频率这一参数,与实测结果相比,有限元分析结果的误差为2.29%,比较两种理论估算,以自重梁的振型曲线为试算函数估算较准确,误差为2.7%。造成误差的主要原因分析如下:

(1)进行理论推导时假设的振型函数与实际存在差别,谐振频率对梁长度的变化非常敏感;

(2)有限元模型为理想化模型;

(3)实际模型加工时存在误差。

4 结束语

本研究基于望远镜光路要求,设计了可以实现高精度控制光束并保持稳定的FSM结构,并进行了分析和实验验证。测试结果表明,所设计的两轴柔性支撑FSM性能稳定、响应速度快,而且结构简洁、便于拓展,可以作为FSM研究的一个新方向。研究结果证明:FSM结构谐振频率高,校正能力强,结构性能指标满足设计要求,可以应用于望远镜的精瞄系统和成像系统;但是PZT固有的迟滞、非线性等缺点也表现比较明显,值得进一步研究进行改善。

参考文献

[1]FRANCISC M T,DEREK J E,TIMOTHY R H,et al.Highbandwidth fast steering mirror[C].Proceedings of SPIE,2005:1-14.

[2]FELIX E,MORGAN S R,WASSON A,et al.Large,HighPerformance,Fast Steering Mirrors with FPGA-embeddedControls[C].Proceedings of SPIE,2009:1-10.

[3]徐新行,王兵,韩旭东,等.音圈电机驱动的球面副支撑式快速控制反射镜设计[J].光学精密工程,2011,19(6):1320-1326.

[4]饶长辉,姜文汉,张雨东,等.云南天文台1.2m望远镜61单元自适应光学系统[J].量子电子学报,2006,23(3):295-302.

[5]鲁亚飞,范大鹏,范世珣,等.快速反射镜两轴柔性支承设计[J].光学精密工程,2010,18(12):2574-2582.

[6]李琳,杨勇.空间曲线切口式柔性铰的设计[J].光学精密工程,2010,18(10):2192-2198.

[7]鲁亚飞.快速反射镜机械结构特性设计问题研究[D].长沙:国防科学技术大学机电工程与自动化学院,2009.

[8]凌宁,陈东红,于继龙,等.大口径大角位移的两维高速压电倾斜反射镜[J].量子电子学报,1998,15(2):206-210.

[9]师汉民.机械振动系统-分析.测试.建模.对策(下册)[M].武昌:华中科技大学出版社,2004.

[10]夏其表,王洁.基于虚拟仪器的精密球研磨加工的振动信号检测[J].轻工机械,2011,29(2):79-82.

[11]郑斌,凌宁.高速倾斜镜的频率响应函数测量[J].光电工程,1995,26(5):58-62.

[12]陈辉,谭永红,周杏鹏,等.压电陶瓷执行器的动态模型辨识与控制[J].光学精密工程,2012,20(1):88-94.

PZT控制器 篇2

在管道中有3种基本的导波模态:纵向模态, 扭转模态与弯曲模态, 其中纵向模态和扭转模态由于其对称性成为常用的检测模态[4]。在使用压电直探头激励管道的扭转模态时, 其激励出的扭转模态并不是单一模态, 且不同模态在同一频率下的波速也不同, 这样会对缺陷的判别产生影响。

在导波传播特性的理论研究方面, D.C.Gazis利用弹性理论推导出超声导波在无限长、各向同性的空心圆柱壳中的弹性解和纵向模态导波、扭转模态导波在空心圆柱壳中传播的理论表达式, 并画出了含有多种导波模态的频散曲线[5,6]。N.Armenakas等讨论了圆柱壳中导波传播理论, 指出导波在管状波导中传播时存在多种模态, 同时给出了可能出现的模态。LJ.Ditri等指出了导波的灵敏性和穿透力较大程度依赖于导波模态出现的数量和频率。北京工业大学何存富等人使用15 mm的传感器通过改变激励频率、传感器的粘贴个数等参数, 研究了纵向模态导波的特性[7], 并制造了专门的传感器[8]。本文研究了在低频段内导波特性以及传感器对T (0, 1) 模态的影响, 得出了适合激励T (0, 1) 模态的最优激励方案, 为以后导波的管道检测提供了实验依据。

1 实验系统的建立

实验系统如图1所示, 包括任意函数发生器、功率放大器、前置放大器、数字示波器, 实验管道为长3 m, 外径76 mm, 壁厚4.5 mm的20钢钢管, 管道的两端自由无约束。

实验采用10个周期的汉宁窗调制的激励信号, 并通过额定功率25 W增益44 d B的功率放大器放大能量后传入激励环。由于实验中的传感器接收到的信号比较微弱, 所以需要使用前置放大器将PZT传感器接收到的微弱的信号放大。信号采集所用数字示波器最大采样点数为1 GSa/s, 8位垂直分辨率, 实时带宽50 Mbit·s-1, 可清楚地显示实验所接收到的超声导波回波信号并保证不失真。激励管道中T (0, 1) 模态, 采用均匀布置12个尺寸为25 mm×4 mm×1 mm的PZT传感器的方式进行, 需要使直探头的主振动方向与管道切向方向振动位移方式保持一致, 为了保证扭转模态的对称性, 还必需使直探头环形阵列排列。

2 扭转模态管道导波的激励与采集

由于T (0, 1) 以上的高阶模态截止频率较高, 在200 k Hz内, 不会出现高阶模态。当PZT传感器并联激励, 并联接收时, 接收到的回波信号如图2所示, T (0, 1) 模态的导波占主导地位, 但也存在弯曲模态的影响, 信号的信噪比较高。

当PZT传感器并联激励, 单个接收时, 如图3所示。T (0, 1) 模态的导波占主导地位, 但存在较强的弯曲模态散射波的影响, 但随着激励频率的增大, 弯曲模态的影响变小。

3 实验结果分析

3.1 频散特性对T (0, 1) 模态的影响

如图4所示为试验管道的群速度曲线, 其中在0~140 k Hz的频率范围内试验可能存在的模态。当激励频率在0~140 k Hz时, 扭转模态里只存在T (0, 1) 与F (1, 2) 模态导波。所以实验中激励的导波以T (0, 1) 模态导波为主, 但也同时会伴随着附带模态的影响F (1, 2) 附带模态的存在使得T (0, 1) 模态能量减小, 检测距离缩短, 通过调整检测频率减少附带模态的影响。

3.2 衰减特性对T (0, 1) 模态的影响

研究T (0, 1) 模态的衰减对于检测中使用T (0, 1) 非常重要, 其对导波管道检测的检测频率的选择提供了重要的依据。可根据T (0, 1) 的衰减情况, 适当的选择激励频率。

从图5中可看出, 在30~100 k Hz率变化范围内, 随着频率的提高, T (0, 1) 模态的衰减系数存在增大趋势;频率在35 k Hz时出现了一个峰值, 在频率为70 k Hz后, 衰减系数又随着频率的增大衰减系数增大, 这可能是由于激励频率约在35 k Hz时, 管道内出现了较为明显的弯曲模态, 而附带模态的出现减弱了T (0, 1) 模态导波传播的能量, 从而导致了T (0, 1) 模态衰减系数在此频段内较大。激励频率在70 k Hz以上时, 衰减系数便随着频率的增大而增大。

3.3 PZT传感器对T (0, 1) 模态的影响

在超声导波传感器的特性方面, 激励T (0, 1) 模态时, 应保证每个耦合在管道周向上传感器的谐振频率一致, 其测试效果应以传感器耦合在管道上的测试效果为准。同样周向布置传感器的个数需要高于该频率段最高模态阶数, 以保证激励出附带的弯曲模态的影响最小。

由于只要传感器的个数与布置合理, 从原理上不会激励出其他扭转模态的导波, 所以传感器长短的设计无需考虑其他扭转附带模态的影响, 但是考虑到传感器中压电片的越大, 其超声波的辐射能量就越大, 所以对于检测管径较大、壁厚大的管道, 选用25 mm的陶瓷片效果较好, 同时由于PZT传感器的长度较长, 以至于其谐振频率较低, 衰减较小。然而, 若利用T (0, 1) 模态导波检测管径较小, 则需选用长度较短的PZT传感器, 以防止PZT传感器之间的尺寸干涉。激励频率最好选取在50 k Hz以上, 在此频段内T (0, 1) 模态的衰减较小, 附带弯曲模态的影响也较小, 能够满足长直管道的检测需要。

4 结束语

通过在管道中激励扭转模态T (0, 1) , 发现在低频段内扭转模态中只存在T (0, 1) 模态, 并通过分析T (0, 1) 模态特性以及传感器对扭转模态检测管道的影响实验发现: (1) 在管道中激励扭转模频散现象必然存在, 但通过选择适当的激励频率可减小影响。 (2) 导波的衰减特性是选择检测频率的重要因素, 通过实验发现50~75 k Hz时激励效果较好。 (3) 传感器的布置以及长度对检测效果也有重要影响, 在保证激励能量足够大的同时要使传感器尽量对称布置。

参考文献

[1]Kazys R, Mudgea P J, Sandersona R, et al.Development of ultrasonic guided wave techniques for examination of non-cylindrical components[J].Physics Procedia, 2010 (3) :833-838.

[2]Rose J L.Recent advances in guided wave NDE[C].SA USA:IEEE Ultrasonic Symposium, 1995:761-770.

[3]Alleyne D N, Cawley P.A two dimensional flourier transform method for the measurement of propagating multi-mode signals[J].Journal Acoust.Soc.Am., 1991, 89 (3) :1159-1168.

[4]Liu Zenghua, He Cunfu, Wu Bin, et al.Circumferential and longitudinal defect detection using T (0, 1) mode excited by thickness shear mode piezoelectric elements[J].Ultrasonic, 2006, 44 (2) :1135-1138

[5]Gazis D C.Three-dimensional investigation of the propagation of waves in hollow circular cylinders I.Analytical Foundation[J].The Journal of the Acoustical Society of America, 1959, 31 (5) :568-673.

[6]Gazis D C.Three dimensional investigation of the propagation of waves in hollow circular cylinders II.Numerical results[J].The Journal of the Acoustical Society of America, 1959, 31 (5) :573-578.

[7]王秀彦, 王智, 焦敬品, 等.超声导波在管中传播的理论分析与试验研究[J].机械工程学报, 2004, 40 (1) :11-15.

PZT控制器 篇3

在聚合物/陶瓷复合体系中,材料的介电常数的大小与聚合物基体的介电常数、陶瓷含量等因素有关,提高陶瓷的含量虽然在一定程度上可以提高复合材料的介电性能,但同时由于聚合物相含量的减少也降低了复合材料的力学性能。因此,通过提高聚合物/陶瓷体系中陶瓷相的含量来提高复合材料的介电性能的方法不能从根本上解决复合材料存在的问题。为提高聚合物/陶瓷复合材料的介电性能,方法之一就是在聚合物基体中添加适量导电填料,以提高聚合物的介电常数,从而提高复合材料的介电性能。在高分子材料中添加的导电填料主要有炭黑、石墨、金属粉末或纤维以及某些导电性氧化物等[11,12]。

本研究通过选用稀土铁合金粒子(Tb0.28Dy0.72Fe2,即Terfenol-D)作为添加组分,以PVDF作为聚合物基体,PZT为陶瓷相,通过聚合物熔融压片的方法制备0.3PVDF/(0.7-f)PZT/fTerfenol-D三相复合材料,主要研究Terfenol-D的含量以及频率等因素对复合材料的介电性能的影响。

1 实验部分

1.1 主要原料

PVDF(FR902 ρ=1.76g/cm3),购自上海有机氟材料研究所;PZT(ρ=7.6g/cm3),采用固相烧结法合成,陶瓷片经粉碎,过筛后,选取尺寸约为100μm左右粉末备用;Terfenol-D(ρ=9.2g/cm3),清华大学提供;丙酮(AR),天津化学试剂有限公司。

1.2 复合材料的制备

按配方分别称取一定量的、PZT、Terfenol-D粉末,先将一定量的Terfenol-D粒子与PVDF在丙酮中混合,再与PZT颗粒混合均匀,干燥备用。将上述混合物在压力约10MPa、温度180℃的条件下压制25min,取出自然冷却即得到直径为10mm、厚度1.0mm左右的圆片状PVDF/PZT/Terfenol-D复合材料。

将复合材料的表面打磨光滑,用丙酮清洗后,在表面涂上一层导电银浆,在100℃左右烘干备用。

1.3 性能测试与表征

用HP4192介电频谱仪在室温下测定了复合材料的介电常数和介电损耗;用日本电子株式会社JXA-840扫描电子显微镜对复合材料的断面形貌进行观察。

2 结果与讨论

2.1 复合材料的结构分析

材料的微观形态结构是影响材料性能的决定性因素,通过微观形态分析,可以了解不同的微观结构对宏观性能的影响。图1为Terfenol-D含量为4%的PVDF/PZT/Terfenol-D复合材料的断面SEM图。图中黑色部分为Terfenol-D粒子,白色絮状物为聚合物基体,从图中可以看出,复合材料内部Terfenol-D粒子以及无机相PZT颗粒均匀分散在聚合物基体中,复合材料界面结合紧密,材料内部空洞较少,整体的结构比较致密。

2.2Terfenol-D的含量对PVDF/PZT/Terfenol-D复合材料介电性能的影响

固定PVDF体积含量为30%不变,Terfenol-D体积含量fTerfenol-D在0.02~0.10之间变化,制备了0.3PVDF/(0.7-f)PZT/fTerfenol-D三相复合材料。在室温、1000Hz下,复合材料的介电常数ε和介电损耗tanδ与fTerfenol-D的关系如图2所示。

从图2可以看出,加入Terfenol-D粒子以后,复合材料的介电常数增加明显。PVDF/PZT/Terfenol-D三相复合材料的介电常数随fTerfenol-D的增加呈现先增大后减小的趋势,有小幅的波动。当fTerfenol-D为0.08时,复合材料的介电常数达到最大值,约为240,此时介电损耗约为0.04。复合材料的介电常数是PVDF/PZT两相复合材料的3倍多,是纯PVDF介电常数(纯PVDF的介电常数约为10)的25倍左右。复合材料介电常数的提高主要是因为加入Terfenol-D粒子之后,其在复合材料中相当于形成了很多微小电容,提高了PVDF/PZT复合材料的极化性能,从而提高了介电常数。

复合材料的介电损耗是电子元件材料选择的重要参数。作为电子元件使用的材料要求其介电损耗越小越好。由图中可以看出,随着Terfenol-D体积含量的增加,复合材料的介电损耗呈现增加的趋势,当fTerfenol-D为0.10时,介电损耗最大,约为0.063。复合材料介电损耗增加主要是由于复合材料漏电损耗增大引起的。在测试频率范围内,复合材料的介电损耗均小于0.07,基本满足电子元件材料要求介电损耗小的条件。PVDF/PZT/Terfenol-D复合材料具有介电常数高、介电损耗小的特点。

2.3频率对PVDF/PZT/Terfenol-D复合材料介电性能的影响

图3显示的是纯PVDF、PVDF /PZT(PVDF体积含量为30%)以及添加不同含量Terfenol-D粒子的PVDF/PZT/Terfenol-D三相复合材料的介电常数ε随频率ν的变化关系曲线。

由图可以看出,纯PVDF的介电常数随频率的变化不明显,基本为恒定值;PVDF/PZT复合材料的介电常数随频率的变化也比较小;PVDF/PZT/Terfenol-D三相复合材料复合材料的介电常数ε随着频率的增加而降低,特别是在低频范围

内,复合材料的介电常数迅速降低;当频率高于105Hz后,介电常数降低非常缓慢。这是由于PZT陶瓷在低频范围时有一定的介电松弛现象,高频时松弛现象不明显;而PVDF在测试范围内都有介电松弛现象,因此复合材料介电常数在低频时下降明显,高频时变化趋于平稳。

图4显示的是纯PVDF、以及添加不同含量Terfenol-D粒子的PVDF/PZT/Terfenol-D三相复合材料的介电损耗tanδ随频率ν的变化关系曲线。可以看出,在104~106Hz频率范围内,纯PVDF以及PVDF/PZT/Terfenol-D复合材料的介电损耗均随着频率的增大而增大,而这是由于聚合物基体PVDF的介电松弛过程引起的。这个松弛过程同时也使得复合材料的介电常数在这个频率范围内降低。

3 结 论

通过添加适量的Terfenol-D粒子,改善了0.3PVDF/0.7PZT复合材料的介电性能。

(1)Terfenol-D粒子的加入,可以提高0.3PVDF/0.7PZT复合材料的介电常数;当Terfenol-D体积含量为8%时,复合材料的介电常数为242,是PVDF/PZT两相复合材料的3倍多。

(2)随着fTerfenol-D的增加,复合材料的介电常数呈现先增大后减小的趋势;介电损耗也有所上升,但均小于0.07。PVDF/PZT/Terfenol-D复合材料具有介电常数高、介电损耗小的特点。

(3)频率对复合材料的介电常数和介电损耗有一定的影响,应该选择适宜的频率范围,避免过高的介电损耗影响材料的使用。

摘要：以聚偏氟乙烯(PVDF)为聚合物基体,PZT为陶瓷相,稀土铁合金粒子Terfenol-D为添加组分,运用聚合物熔融压片法制备了聚合物体积含量为30%的0.3PVDF/(0.7-f)PZT/fTerfenol-D三相复合材料。研究了Terfenol-D的体积含量、频率对复合材料介电性能的影响。结果显示:Terfenol-D粒子的加入,可以提高0.3PVDF/0.7PZT复合材料的介电常数,PVDF/PZT/Terfenol-D复合材料具有介电常数高、介电损耗小的特点。

关键词：Terfenol-D,复合材料,介电性能

参考文献

[1]王庭慰,陈逸范.高介电性能的陶瓷-聚合物复合材料初探[J].高分子材料科学与工程,1996,12(5):77-82.

[2]Pabio Marin-Franch,David L Tunnicliffe,Dilip K Das-Gupta.Dielectric properties and spatial distribution of polarization ofceramic+polymer composite sensors[J].Matrial Research In-novation,2001,(4):334-339.

[3]Popielarz R,Chiang C K,Nozaki R,et al.Dielectric propertiesof polymer/ferroelectric ceramic composites from 100 Hz to10GHz[J].Macromolecules,2001,34:5910-5915.

[4]Dong-Hau Kuo,Chien-Chih Chang,Te-Yeu Su,et al.Dielec-tric behaviours of multi-doped BaTi O3/epoxy composites[J].Journal of the European Ceramic Society,2001(21):1171-1177.

[5]李杰,韦平,王根林,等.高介电复合材料及其介电性能的研究[J].绝缘材料,2003,(5):3-6.

[6]Dong Lijie,Xiong Chuanxi,Quan Hongying,et al.Polyvinyl-butyral/lead zirconate titanates composites with high dielectricconstant and low dielectric loss[J].Scripta Materialia,2006,55:835-837.

[7]Bozena Hilczer,Jan Kulek,Ewa Markiewicz,et al.Dielectricrelaxationinferroelectric PZT-PVDF nanocomposites[J].Jour-nal of Non-Crystalline Solids,2002,305:167-173.

[8]Dong-Hau Kuo,Chien-Chih Chang,Te-Yeu Su,et al.Dielec-tric properties of three ceramic/epoxy composites[J].MaterialsChemistry and Physics,2004,85:201-206.

[9]Olszowy M,Pawlaczyk Cz,E Markiewicz,et al.Dielectric andpyroelectric properties of BaTi O3-PVC composites[J].PhysicaStatus Solidi(a),2005,(9):1848-1853.

[10]Pelaiz-Barranco A.Modeling of dielectric relaxation response ofceramic/polymer composite based on lead titanate[J].ScriptaMaterialia,2006,54:47-50.

[11]徐任信,陈文,周静,等.石墨改性0-3型PZT/PVDF复合材料电学性能研究[J].功能材料,2005,36(7):1008-1010.