IR-UWB

IR-UWB（精选3篇）

IR-UWB 篇1

超宽带信号 (Ultra-Wideband, UWB) 出现之前, 基于正弦载波的无线信号被广泛应用, 而脉冲技术仅应用于特殊行业。2002年, 美国联邦通信委员会 (Federal Communication Commission, FCC) 给超宽带定义, 并颁发超宽带信号在限制功率辐射条件下的商用许可, 规定了通信的频谱范围3.1~10.6 GHz。为此, UWB通信成为窄带系统的新型技术, 并在政府、商业、学术界引起了广泛的关注[1,2]。

在超宽带通信系统中, 常采用纳秒级的窄脉冲, 即冲激脉冲 (Impulse Radio, IR) 产生超宽带信号, 调制后便直接发射, 无需正弦载波, 将这类通信称为超宽带冲激无线电IR-UWB。在IR-UWB系统中, 可采用多类技术实现多址接入 (Multiple Access, MA) , 例如, 用于码分多址CDMA的直接序列 (Direct sequence, DS) 技术, 跳时 (Time-hopping, TH) 序列[3]以及DS和TH的结合。

由于IR-UWB具有纳秒级的脉冲, 带宽达到千兆, 使得IR-UWB具有独特的优势, 包括:1) 高数据传输率;2) 低截获概率 (Low Probability of Interception, LPI) ;3) 准确的定位和测距。这些优势使得UWB在按需带宽 (bandwidth-demanding) 、低复杂 (low-complexity) 、低功率 (low-power) 系统获得广泛的应用前景[3]。

IR-UWB巨大的传输带宽, 一方面使得UWB有显著的优势, 另一方面, 干扰了现有的窄带系统 (Narrowband, NB) 。为此, 部署IR-UWB系统必须以不干扰现有的NB系统为前提, 即IR-UWB与NB系统共存。同时, IR-UWB系统具有抵制NB系统的干扰。因此, IR-UWB与窄带系统的共存以及抑制彼此间的干扰技术已成为大家的研究焦点[4,5,6,7]。文献[8]提出利用陷波滤波器抑制TH-IR-UWB与NB系统间干扰。在DS-IR-UWB系统中, 文献[9]提出基于非线性预测滤波方案抵制NB干扰。为了抑制IR-UWB与NB的相互干扰, 一个有效的方法就是通过构造频谱形状 (Signal Structure, SS) 在NB频带实现陷波频率 (Notch Frequencies, NF) 。为此, 在IR-UWB系统中, 通过设置DS或TH序列构造IR-UWB频谱产生陷波频率, 从而实现抑制干扰。文献[10]研究证实在DS-IR-UWB系统中通过合理设计DS序列可消除NB干扰。

直接序列TH和跳时序列DS均是伪随机码 (Pseudo-Noise, PN) , 这些伪随机代码一方面可构造不同的频谱形状, 另一方面可提高通信系统的质量, 增强系统的抗干扰能力, 降低截获概率。

文献[11]研究证实, 在NB系统与IR-UWB系统共存的环境下, 通过合理的设计DS序列可提高IR-UWB系统的误码率 (Bit Error Ratio, BER) 性能。

为此, 本文针对NB系统与IR-UWB系统干扰问题进行分析, 并提出基于Rayleigh-ritz理论的DS序列设计方案, 记为RRDS。通过RRDS方案, 构造陷波频率, 从而抑制干扰, 同时, 提高IR-UWB的误码性能。

1 系统模型

考虑二进制调制IR-UWB系统, 传输信息比特bi的波形为

式中:p (t) 表示传输的IR-UWB脉冲;每个比特由Ns IR-UWB脉冲表示。帧的持续时间为Tf。ckDS表示IR-UWB信号谱状, 且ckDS∈{+1, -1}。

传输的DS-UWB[6]信号为

式中:ES表示每比特的能量, 比特的持续时间为Ts, 且Ts=NsTf。IR-UWB传播信道具有频率选择性, 信道冲激响应[5,6,7,8,9,10,11,12] (Channel Impulse Response, CIR) 为

式中:L为路径总数;au, l, τu, l分别为第l条路径的增益、时延, l=1, 2, …, L。

假定a= (au, 0, …, au, L-1) , τ= (τu, 0, …, τu, L-1) 分别表IR-UWB信道的多条路径的增益和延时向量。对于NB干扰[5], 其信号为

式中:In表示第n个NB干扰的能量;fn, θn分别表示第n个NB干扰的频率、相位。

NB通信信道为平衰落信道 (flat fading propagation) , 第n干扰的信道冲激响应CIR为

式中:an, τn分别信道的增益和延时。

假定在信道有Nn个NB干扰。IR-UWB接收器所接收的信号[5]为

式中:ru (t) =g (t;bi) *hu (t) rn (t) =sn (t) *hn (t) , *表示卷积;n (t) 为加性高斯白噪声 (Additive White Gaussian Noise, AWGN) , 均值为N0/2。rb (t) 为第j个IR-UWB信息比特的接收波形, rn (t) 为第n个干扰用户的干扰信号。

采用Rake接收机, 并利用相干检测算法, 其模板信号 (Template Signal, TS) 为m (t;a, τ) =ru (t;0) -ru (t;1) , Rake接收机输出的信号[5]为

式中:φn表示信号的相位;n0为零均值的高斯白噪声, 且方差为

H (fn;a, τ) 为匹配滤波器的传输函数, 为m (t;a, τ) 的傅里叶变换 (Fourier Transform) , 即

依据文献[5], |H (f;a, τ) |由两部分组成, 即

式中:包含IR-UWB信号信息, 是高AWGN的匹配滤波器的传输函数;H (fn;a, τ) 是hu (t) 傅里叶变换, 即

式中:

接下来, 分析Rake接收机的误码率BER。假定窄带信号传输道为Rayleigh衰落, 式 (7) 相位φn在[0, 2π) 间服从均匀分布。对于IR-UWB信号而言, 式 (7) 中的干扰量包含窄带干扰和AWGN两部分。因此, BER的表达式为

式中:SINRcon表示信干噪比 (Signal-to-Interference plusNoise Ratio, SINR) , 是Rake接收机的输出[5]为

式中:

式 (13) 表明, 在存在窄带信号的情况下, 提高IR-UWB信号BER性能等价于提高SINRcon的值。而式 (13) 中只有分母项H0 (fn) 2反映IR-UWB的信号结构。因此, 可通过设计DS序列, 使得H0 (f) 2在频点fi (i=1, …, Nn) 尽量小, 从而在H0 (f) 频带上实现陷波频率。

接下来, 分析基于Ralyeigh-ritz理论的DS序列设计方案RRDS。

2 RRDS

设定直接序列DS标识为CDS= (c0DS, …, cDSNs-1) 。A表示一个矩阵, AT表示矩阵A的转置。A*表示厄密伴随矩阵, 且A*=, 其中表示矩阵A的共轭。

依据上述分析, 在窄带系统存在的情况下, 为了提高IR-UWB系统的性能, 应最小化SINRcon的值。

假定在IR-UWB系统中有Nn窄带干扰, 其频率分别f1, …, fNu。由于Hu (fn;a, τ) 与载波频率fn相互独立[5], 式 (13) 中与窄带干扰相关的只有

因此, 最小化SINRcon等价于使项的值最小, 其中H0 (f) 如式 (11) 所示。因此, 可在H0 (f) 上产生陷波频率。

假定ek, n=exp (j2πfnk Tf) , Ve, n= (e0, n, …, eNs-1, n) 。

建立目标函数为

式中:CDS是有个DS序列的向量, 元素的取值为±1;JDS为

式 (14) 是关于ckDS (k=0, …, Ns-1) 的二次函数, 且cDSk∈{-1, +1}。

设定ψDSNs表示向量集, 且ψDSNs∈{+1, -1}。向量集ψDSNs中的所有的向量可能成为直接序列DS, 即从ψDSNs中选择满足要求的向量作为DS值。

针对目标函数式 (14) , 需通过二次整数规划获取最优解, 但这是个NP问题[14]。为此, 只能求目标函数的次优解 (suboptimal solution) , 并且保持低的计算量。求解思路为

式中:JDS为式 (15) 中的厄密矩阵。

接下来, 利用Rayleigh-Ritz[15]理论计算次优解。

定理 (Rayleigh-Ritz) :A表示n×n的厄密矩阵, 矩阵A的特征值为λ1≤…≤λn, 因此可得

式中:Cn表示长度为n的向量空间。

当x具有最小的特征值λ1, 就可将x作为A, 便可满足式 (17) 左边式子λ1x*x≤x*Ax;相应地, 右边式子x*Ax≤λnx*x, 可选择使其具有最大特征值λn的x。

厄密矩阵JDS有Ns个正交特征向量, 其特征值分别为λ1≤…≤λNs, 相应的特征向量为r1, …, rNs。

依据Rayleigh-Ritz定理, 当x=r1, x*JDSx的值最小, 且最小值为λ1Ns。因此, 如果r1∈ψNsDS, 且r1元素的值为+1或-1, r1可成为直接序列DS的候选量。据此, 可选择CDS=r1, 致使C*DSJDSCDS最小, 且满足C*DSCDS=Ns。然而, 在通常情况下, r1元素的值为可能不是+1或-1, 即不能直接作为DS的值。

注意到二次函数x*JDSx是平滑的, 因此, 可从ψDSNs集中选取一个矢量作为CDS, 并且该矢量与r1具有最小的欧氏距离 (Euclidean Distance) , 致使C*DSJDSCDS逼近最小值r*1JDSr1=λ1Ns[16]。

设定r1= (r10, …, r1Ns-1) , 那么r1与CDS间的距离为

如果r1k的实部大于0, 就将ckDS设置为+1;否则ckDS=-1。因此, 如果特征向量r1满足r1∈ψDSNs, 就选取r1作为直接序列DS, 即CDS=r1;否则ckDS=sgn (Re (r1k) ) , k=0, …, Ns-1, 且CDS= (c0DS, …, cDSNs-1) 。

为了简化描述, 设定矢量U= (u1, …, un) ∈Cn, 通过函数DSsign (·) 映射其最近的矢量U^= (^u1, …, ^un) ∈ψDSNs为接下来, 分析JDS的特征值及特征向量。

最简单的情况:最小的特征值仅有1个特征向量, 在实际系统中, JDS的最小特征值可能有多个特征向量, 即m>1。

若m (m>1) , 设定相应的正交特征向量为{r1, …, rm}。如果ri∈ψDSNs, i=1, 2, …, m, 则选取ri作为直接序列DS;如果riψDSNs, i=1, 2, …, m, 在这种情况下, 计算ri∈ψDSNs, 并且与ri有最小欧氏距离, 即, 然后再计算m, 从中选取最小的值, 将其相应的矢量作为直接序列DS。

依据上述分析, 提出的RRDS方案如图1所示。

3 仿真分析

3.1 仿真模型

本节对提出RRDS方案进行仿真分析, 并RRDS验证对IR-UWB系统的性能影响。在仿真过程中, 采用高斯脉冲的二次导数为作信号波形, 且能量为, 即

式中:τp为归一化的脉冲持续时间;Ns为每信息比特的帧数。仿真时, 参数取值Tf=16 ns, τp=0.5 ns, Ts=NsTf=256 ns, Ns=16。

为了分析RRDS方案对IR-UWB系统的BER性能影响, 考虑多路径衰落传播信道, 并利用Rake接收机接收信号。选择简化的Nakagami衰落信道模型[5], 其PDP (Power Dispersion Profile) 服从指数分布, 具体而言, 假定有L个独立Nakagami路径, Nakagami参数mk、路径增益Ωk的表达式为

式中:k=1, …, L;ε为衰减常数。信道参数如下:L=8, ε=3, γ=4, m1=3[5]。

信噪比 (Signal-to-Noise Ratio, SNR) 定义为

式中:Es为每个信息比特的能量。

相应地, SIR定义为

式中:Es/Ts表示IR-UWB接收端所到的信号能量;In, tot为窄带干扰信号的总能量。

3.2 系统仿真

为了分析提出的RRDS对IR-UWB系统的性能, 针对两种情况进行仿真:Case1:一个窄带干扰, 且窄带干扰的载波频率f1=2.410 GHz;Case2:两个窄带干扰, 且分布于信道的两个不同的载波频率, 干扰的载波频率分别为f1=2.410 GHz, f2=2.420 GHz。Case1, Case2窄带干扰信号能量均为In, tot。

3.2.1 Case1

窄带干扰信号频率f1=2.410 GHz, 能量为In, tot。首先分析RRDS方案抑制窄带干扰的效果, 即频率f1是否产生陷波, 随后分析RRDS方案对IR-UWB的误码率BER的影响。

1) 抑制窄带干扰

图2显示了RRDS方案抑制窄带干扰的效果。图中两条曲线, 分别表示原始IR-UWB的归一化的信号、采用了RRDS方案的IR-UWB的归一化的信号。从图2可知, 通过引用RRDS方案, 信号在f1=2.410 GHz产生深度陷波, 达到抑制f1=2.410 GHz对IR-UWB信号干扰的目的。

2) 降低误码率

图3显示了RRDS方案对IR-UWB的误码率BER的性能影响曲线图。为了比较, 不但显示了SNR=0 d B, -8 d B, -15 d B三种情况有、无RRDS方案的IR-UWB的误码率BER对比图, 还绘制了无窄带干扰的IR-UWB的BER曲线。从图3可知, 在SNR=0 d B, -8 d B, -15d B三种情况, 通过引用RRDS方案显著提高了IR-UWB信号的BER性能, 说明RRDS方案不但能抑制窄带干扰, 还有利于降低IR-UWB信号的BER。通过RRDS的方案, IR-UWB信号的BER逼近于无窄带干扰的情况。例如, 在SIR=0 d B时, 采用了本文提出的DS设计方案, IR-UWB信号的BER曲线几乎与无窄带干扰的BER曲线吻合。

3.2.2 Case2

两个窄带干扰的载波频率分别为f1=2.410 GHz, f2=2.420 GHz, 且两个载波频率的能量分别0.6In, tot, 0.4In, tot和0.2In, tot, 0.8In, tot两种情况, 并针对这两种情况进行仿真。对Case2进行仿真的目的在于分析窄带干扰的信号能量对IR-UWB的抑制干扰和BER的影响。

1) 抑制窄带干扰

仿真结果如图4所示。从图4的虚线可知, f1=2.410 GHz的能量为0.6In, tot比f2=2.420 GHz能量为0.4In, tot的抑制干扰效果更好, 在f1=2.410 GHz的陷波比f2=2.420 GHz更深。相应地, 图4的实线显示了f2=2.420 GHz的能量为0.2In, tot与f2=2.420 GHz能量为0.8In, tot的情况, 数据表明在f2=2.420 GHz频点抑制效果更好。仿真数据表明窄带干扰能量越大, 陷波程度越深, 抑制干扰效果越好。

2) 降低误码率

图5显示了在两个窄带干扰环境下, DS对UWB系统的性能影响。窄带的窄带频率f1=2.410 GHz, f2=2.420 GHz、其能量分布0.6In, tot, 0.4In, tot。从图可知, RRDS序列的设计有利于提高IR-UWB的BER性能, 但是与单个干扰 (Case1) 的情况相比, 两个窄带干扰的环境下 (Case2) , IR-UWB的BER的性能提高缓慢。

4 总结

针对IR-UWB系统与窄带系统的干扰问题, 提出基于Rayleigh-Ritz理论的DS序列设计方案RRDS抑制干扰, 并降低IR-UWB的误码率BER。RRDS方案, 结合陷波频率理念, 并结合Rayleigh-Ritz理论, 设计直接序列DS, 致使在IR-UWB频带上陷波频率, 以抑制窄带对IR-UWB的干扰。RRDS方案参照Rayleigh-Ritz定律, 找出目标变量矩阵的最小特征值所对应的特征向量。若特征向量里面的元素不是全部由+1, -1组成, 则通过符号函数, 将特征向量转变为全部由+1, -1组成。若最小特征值是多重, 先将所有的特征向量通过符号函数转变为全部由+1, -1组成的向量, 并在这些向量里找出使目标变量函数的值最小的特征向量, 并将此向量作为直接序列DS。仿真结果表明, RRDS方案有效地抑制了窄带对IR-UWB系统的干扰, 并降低IR-UWB通信系统的误码率。

摘要：针对窄带系统对超宽带冲激无线电系统 (Impulse Radio Ultra-wideband, IR-UWB) 的干扰问题, 提出基于Rayleighritz理论的直接序列 (Direct Sequence, DS) 设计方案, 记为RRDS。通过设计DS序列, 使得IR-UWB频谱在窄带干扰频率点上产生陷波, 从而实现抑制干扰的目的, 同时, 通过RRDS方案, 提高IR-UWB系统的误码率。RRDS方案先建立目标矩阵, 并求解最小特征值及对应的特征向量。如果特征向量里面的元素有非+1或-1的值, 则通过符号函数将特征向量转变为全部由+1, -1组成。若最小特征值是多重, 先将所有的特征向量通过符号函数转变为全部由+1或-1组成的向量, 并在这些向量里找出使目标矩阵的值最小的特征向量, 将此向量作为直接序列DS。仿真结果表明, 提出的RRDS方案有效地抑制窄带干扰, 并提高了IR-UWB系统的误码率。

关键词：IR-UWB,窄带干扰,直接序列,Rayleigh-Ritz,陷波频率,误码率

IR-UWB 篇2

(1) 因为UWB演示系统的物理层是建立在单工通信的模式上的, 所以发送端得不到接收端的任何应答消息, 通信双方无法进行握手应答。针对这种单工通信, 需要设定一种通信协议, 来实现并且保证可靠的通信传输。

(2) 由于无线UWB通信系统无线链路的不稳定性, 在传输过程中可能会出现丢帧或误码, 所以需要设计适合信道传输的数据链路层帧格式, 保证传输的可靠性。

(3) 由于高速UWB通信系统具有高数据传输速率, 在音视频数据传输与接收端音视频回放过程中, 会产生与其速率不匹配的问题。系统需要提高音视频数据处理的速率, 保证音视频数据实时、流畅的播放。

1 通信协议过程分析与实现

(1) 系统对象和协议流程的分析与实现。

通信协议是指通信双方的一种约定。约定包括对数据格式、同步方式、传送速度、传送步骤、检纠错方式以及控制字符定义等问题做出统一规定, 通信双方必须共同遵守。因此, 也叫做通信控制规程, 或称传输控制规程[1,2]。本文在物理层设备单工通信的要求下, 根据协议工程的开发方法, 制定了适合无线UWB通信系统的通信协议。

首先发送信令帧建立发端与收端的通信链路, 当通信链路建立成功后, 按照协议规定的帧结构发送音视频格式信息与音视频数据。这种协议机制可以完成演示系统的信令传输以及音视频数据传输, 建立稳定通信链路, 保证收端可以接收到发端音视频数据, 并且在接收机上回放。

(2) 消息交互过程分析。

根据上述协议流程, 以MSC图的形式给出发送端与接收机之间消息交互的过程, 如图1所示。

前面曾经提到, 因为上层流媒体的传输是基于底层的单向信道, 也就是说, 发送端向接收机无论是传输信令消息还是音视频的数据消息, 接收机无论是接收成功或者接收失败都不会反馈响应信号给发送端, 通信双方无法进行握手应答。这样就给建立链路连接以及传输数据带来了很大的困难。本设计采取的解决方案是, 发送端每隔一定时间重复发送通信控制信令帧, 接收机采用状态机控制接收流程。接收机在某一个状态监听链路, 当收到通信链路传来的该状态对应的信令帧时, 进行数据处理。若接收机在该状态收到其他的信令帧, 接收机不接收该信令帧, 将之抛弃, 原地等待属于它自己的信令帧。

2 IR-UWB数据链路层方案的关键技术

(1) 多线程控制设计。

流媒体, 包括音视频数据是连续的大量数据, 需要保证其传输的连续性、可靠性, 要求播放数据的流畅性。由于无线UWB通信系统无线信道自身环境的特点, 会使得数据传输突然中断, 或者丢失数据帧。这时会中断应用层传输链路, 使终端软件死机。终端软件采取多线程控制机制解决这个问题。

线程是进程中的一个实体, 是被系统独立调度和分派的基本单位。线程有就绪、阻塞和运行3种基本状态[3]。当通信链路发生故障时, 终端软件会因此被Windows操作系统挂起, 只有人为的在Windows任务管理器中结束进程, 才能退出程序。采用多线程控制机制, 当出现这一问题时, 接收或者发送线程在等待一定时间后会自动退出, 或者通过父线程去中止子线程, 终端程序不会终止。这时通信系统会要求重新发送或者接收一帧数据, 继续流媒体的传输。用这种方式可以避免因为链路层传输阻塞而导致的程序完全瘫痪。

(2) 多信道传输设计。

发送端与接收机双方的控制命令数据量很小, 因此PC端直接调用API接口通过USB接口传输设备来发送或者接收信令帧。为了让USB接口上传输的数据简单化或者说提高传输的效率, 程序将音频数据传输和视频数据传输分离, 分别为它们创建不同的通信信道。在音视频各自不同的信道上可以同时进行多媒体数据的发送和接收。

演示系统在数据链路层将建立3个通信信道, 它们分别是:

BYTE m Signal Chno用来传输通信信令的信道

BYTE m Audio Chno用来传输音频数据的信道

BYTE m Video Chno用来传输视频数据的信道

(3) 接收状态机控制设计。

状态机是一个有向图形, 由一组节点和一组相应的转移函数组成软件开发的形式化方法。状态机通过响应一系列事件而“运行”。每个事件都在属于“当前”节点的转移函数的控制范围内, 其中函数的范围是节点的一个子集。函数返回“下一个” (也许是同一个) 节点。这些节点中至少有一个必须是终态, 当到达终态, 状态机停止[4]。

由于UWB通信系统采用单工通信机制, 发送端得不到接收端的任何反馈信号。为解决这一问题, 终端程序采用状态机来控制接收流程。终端程序有4种转换状态, 分别是IDLE、CONNECTING、CONNECTED、MEDIAOPENED。

IDLE表示接收机处于初始化状态。

CONNECTING表示接收线程首次收到了流媒体数据连接信令, 但尚未完成视频回放初始化工作。

CONNECTED表示主线程完成了视频回放初始化工作, 等待流格式。

MEDIAOPENED设定了流格式, 等待流数据。

接收机初始化后处于IDLE状态, 当接收机收到音视频流连接信令帧后, 接收机触发媒体数据流连接, 且状态由IDLE状态转换为CONNECTING状态 (由于接收端可能连续收到多次音视频流连接信令帧, 为防止造成多次初始化, 并且防止接收线程在主线程重初始化过程中, 使用Filter导致出错, 增加了CONNECTING状态) 。当媒体数据流建立连接后, 接收机构建本地用于接收与播放用的Filter, 并将其状态改为CONNECTED状态。当接收机收到音视频数据格式帧, 并且接收机状态为CONNECTED时, 将其状态转换为MEDIAOPENED状态。当接收机收到音视频数据帧, 并且接收机状态为MEDIAOPENED时, 将数据以Sample的形式传递给下一级Filter进行渲染与播放。为了避免音频数据和视频数据的相互干扰, 演示程序将音频的接收与视频的接收分离。

(4) 数据链路层帧结构。

数据链路层的帧格式分为两种:一种是建立通信的信令帧;一种是携带流媒体的数据帧。无论是信令帧还是数据帧都具有同步帧头、帧头、同步帧尾这3个部分。由于无线UWB通信系统无线信道的特点, 在传输过程中可能会丢失数据。为解决这一问题, 给音视频数据加入同步帧头以及同步帧尾, 从而保证数据在传输过程中严格帧同步, 提高系统性能, 减少误码。

帧同步头的格式为:

帧同步尾的格式为:

帧头格式为:

数据链路层通信信令有

cmd_Device Config传输发送端采集设备配置信息;

cmd_Video Stream Connect建立视频流连接;

cmd_Audio Stream Connect建立音频流连接;

cmd_Disconnect Request取消连接。

信令帧格式如图2所示。

数据帧格式如图3所示。

数据帧携带音视频媒体格式信息, 以及音视频数据流。其类型定义如下所示:

const BYTE USB_Data Type

const BYTE USB_Audio Media Type

const BYTE USB_Video Media Type

const BYTE USB_Audio Fmt Type

const BYTE USB_Video Fmt Type

组帧函数为:

long con Frame (UCHAR*frame, UCHAR*p Ayload, Signaling Pack*p Signal, long len, UCHAR cno, UCHAR type)

3 数据链路层传输流程

3.1 信令帧传输流程

如图4所示, 用户在发送端演示程序界面上点击“Call”按钮, 程序中定义一个信令帧数据变量sig, 发送端调用Call Server () 函数发起对接收机的呼叫请求。

(1) 配置信令, 将信令消息cmd_Device Config与发送端设备的配置信息, 按照信令帧格式组帧处理。调用接口函数CUSBBase::Usb Snd () 将信令帧通过USB接口设备向接收机发出。若发送错误, 则在应用层显示界面提示用户发送失败, 请用户重新发送。

(2) 视频连接信令, 将信令消息cmd_Video StreamConnect按照信令帧格式组帧。调用接口函数CUSB-Base::Usb Snd () 将信令帧通过USB接口设备向接收机发出。

(3) 音频连接信令, 将信令消息cmd_Audio Stream Connect按照信令帧格式组帧。调用接口函数CUSBBase::Usb Snd () 将信令帧通过USB接口设备向接收机发出。

3.2 音视频数据帧发送流程

音视频数据帧发送流程如图5所示。

判断发送端是否发送过流媒体的格式消息, 若没有发送过, 说明没有建立通信链路, 这时发送一次信令帧与音视频格式帧, 建立通信链路。然后每发送10帧音视频数据, 重复发送一次信令帧与音视频格式帧, 确保单向通信链路的畅通。

判断当前传输的流媒体格式, 如果是视频格式数据, 则将视频格式数据组帧, 调用USB接口CUSBBase::Usb Snd () 在视频传输信道上传输。如果是音频格式数据, 则将音频格式数据组帧, 调用USB接口CUSB-Base::Usb Snd () 在音频传输信道上传输。发送端将流媒体格式数据发送成功后, 同理按照上述机制向接收机传输视频、音频数据。

3.3 音视频数据帧接收流程

音视频数据帧接收流程如图6所示。

当接收机的本地音视频Filter构建完成后, 将用于USB连接的句柄mp Usb Frame通过Filter的公共接口设置给USB Receiver, 启动接收线程CUSBBase::Xfer Inloop () , 监听视频传输信道, 接收视频数据, 同时将接收机的状态更改为VIDEO CONNECTED, 表示主线程完成了视频回放初始化工作, 等待视频流格式数据。再将mp Usb Frame设置给发送本地视频数据的USB Sender。使得USB Sender与USB Receiver都指向mp Usb Frame。同理, 实现音频数据的接收。

4 结束语

IR-UWB物理层通信设备只能进行单工通信。为了支持该通信模式, 本文给出了IR-UWB演示系统数据链路层通信协议设计方案及音视频数据传输方案。实现了在两台计算机之间通过高速UWB通信系统传输流媒体。

摘要：为更好地研究UWB技术, 文中设计并实现了一种数据链路层高速传输方案。由于无线UWB通信系统无线信道的不稳定性;只支持单工通信的局限性;给应用层软件开发带来了困难。文中解决了这些难题, 实现了在两台计算机之间通过高速UWB通信系统传输流媒体。

关键词：UWB,数据链路,通信协议

参考文献

[1]CHEN K.Performance evaluation and enhancement of the CSMA/CA MAC Pro-tocol for 802.11 wireless LAN[C].TaiPei, Taiwan:Proc IEEE PIMRC, 1996.

[2]谢希仁.计算机网络[M].4版.北京:电子工业出版社, 2005.

[3]WILLIAM S.操作系统-精髓与设计原理[M].陈渝, 译.5版.北京:电子工业出版社, 2006.

IR-UWB 篇3

对于脉冲超宽带定位系统,一般来说非相干能量检测接收机的稳健性较差,只有在高信噪比的情况下才能获得比较精确的TOA估计[1]。定位接收机通过提取所接收到的脉冲信号的前沿信息来获得到达时间差(TDOA),如何准确地提取脉冲的前沿信息是接收机设计的一个关键。由于锁相环相当于一个窄带带通滤波器,具有很强的抗噪性能。在文献[2-3]中提出采用取样锁相环对脉冲帧周期跟踪来获取时间位置信息,进而把时间信息转化为到达时间差。发射端发射的超宽带脉冲信号经过宽带接收天线后送入到低噪声放大器进行放大,之后采用包络检波发来恢复脉冲信号,利用取样锁相环对包络输出进行相位跟踪,再把输出信号送入定位服务器中提取时间信息,转换成TDOA信息,最后利用定位算法计算出发射端的坐标位置。

由于基于锁相环的TOA估计是有偏估计,笔者在基于取样锁相环超宽带定位接收机的基础上,对超宽带定位接收机做了进一步改进。本文的创新点是在引入AGC的基础上,对取样锁相环进行重新设计和实现,利用ADF4001数字鉴相器和MC12148压控振荡器芯片构成模数混合锁相环(即传统的数字锁相环)结构的系统,数字鉴相器在很大程度上决定着锁相环的性能,与基于模拟锁相环的定位接收机相比,笔者提出的模数混合锁相环受干扰小、可靠性高。实验结果表明,该套系统比基于模拟锁相环的定位系统工作更加稳定且精度有了一定提高。

1 系统模型

本文系统基于直接时差计数UWB标签定位系统,其结构如图1所示。该系统为TDOA定位方式,且不要求各基站之间具有严格精确的同步,有效地减小了系统的复杂度[4]。包括定位标签Tag,3个定位接收机(基站1,基站2,基站3与时差计数器采用电缆有线连接),时差计数器以及定位处理器。当处理机要对标签定位时,待定位标签不断发送超宽带脉冲信号,各个基站接收机(位置已知)接收到信号后提取出波达时间信息,送入时差计数器,时差计数器设定一个最新到达的基站信号。系统中选基站1最先到达,计数器工作得到与基站2和基站3的时间差,然后再送入定位处理器,利用定位算法得到定位标签的坐标。

系统基站的定位接收机组成框图如图2所示。接收机由天线、低噪声放大器(LNA)、带通滤波器(BPF)、自动增益控制(AGC)、能量检测(平方积分器)、数字锁相环(DPLL)等6部分组成。在峰值检测的接收机中,最佳的门限电平与接收信号的幅度直接相关。AGC电路的基本原理是通过一个随输入信号变化的直流AGC电压来动态地控制放大器增益,达到稳定输出电压的目的。本接收机系统中加入AGC,使各基站接收机在不同信号强度下,有稳定的电压输出,减小接收信号幅度的抖动,更有利于准确地提取脉冲的前沿信息[5],使峰值检测接收方法能更有效地在多径环境中工作。

2 接收机的设计与实现

本系统的接收机是一种基于非相干能量检测的接收机,AGC的引入有效地减小了接收信号幅度的抖动,稳定包络输入的幅值,对噪声进行了很好的抑制,即使在低信噪比的情况下也可以得到很好的包络,更有利于脉冲锁相环的锁定[6],从而更利于捕获信息前沿。在此基础上对取样锁相环电路重新设计,以改善系统的性能,减小锁相环输出抖动,进一步减小定位误差。

2.1 基于锁相环的测距原理

在本系统中,锁相环输入重复频率为10.7 MHz,脉宽为1.5 ns的脉冲信号。接收机中压控振荡器的输出是正弦信号,ω0为自由振荡频率,与输入信号的频率ω1相近,压控振荡器的输出为

基于锁相环的测距原理是用锁相环锁定包络的能量重心,来对脉冲帧周期跟踪以获取时间位置信息。鉴相器通过ui(t)和uo(t)之间的乘积(是相位差的函数),来获得环路的误差控制信号ud(t)。当ud(t)为零时,表示输入信号频率与VCO输出频率相等,锁相环处于锁定状态,且相位保持在过零点附近。锁相环的输入ui(t)是包络检波的输出,频率为10.7 MHz,VCO所采用的本振输出uo(t)为频率与ω1/2π相等的正弦波。当环路处于锁定状态时,ui(t)的位置在正弦波信号的单周期过零点,此时锁定的位置为输入信号的能量重心。从而实现对脉冲帧周期的跟踪,最终准确地提取脉冲的前沿信息。

2.2 模数混合锁相环的设计与实现

在锁相环定位接收机中,定位终端处理器对接收机输出信号进行时间信息的提取来得到TDOA信息,锁相环的输出抖动直接影响定位的精度,所以在设计中对输出相位抖动要求比较严格,一般要求相位抖动≤1 ns。本文采用的是电荷泵式模数混合锁相环,其结构框图如图3所示,由鉴频鉴相器、电荷泵、环路滤波器、压控振荡器和可编程分频器组成[7]。电荷泵式锁相环在对噪声的抑制方面比传统锁相环更有优势,这也是本定位系统采用电荷泵式结构锁相环的一个重要原因。

数字鉴频鉴相器可以有效扩张环路的捕获范围,本系统鉴频鉴相器采用的是ADF4001数字鉴频鉴相器,实现乘法鉴频鉴相功能,电荷泵在鉴相器的控制下LF提供充放电电荷。工作频率范围为5~200 MHz,最大鉴相频率55 MHz,射频输入灵敏度为-10~0 d Bm。设计中用STC12C2052AD单片机芯片通过CLK,DATA和LE端口对可编程分频器的R分频和N分频比进行控制。VCO自由振荡频率为fvco=(N/R)×fREFIN,本设计中采用R,N=4分频,锁相环的输入频率为10.7 MHz,鉴相频率为2.675 kHz。VCO采用MC12148,工作频率可达1 100 MHz,利用2个变容二极管相串联电路,通过PFD输出的误差电压改变变容二极管的电容值,来达到对LC振荡电路的控制,使其稳定在10.7 MHz。VCO的参数经测量得压控灵敏度Ko=420 kHz/V,鉴相增益Icp=5 mA。由于变容二极管有一定的输入阻抗Rs,故环路锁定时的相位误差不可能为零,根据文献[6]推导出由Rs引起的相位误差为

环路滤波器的设计是锁相环设计中一个很关键的部分,锁相环的稳态相差取决于在原点处的极点个数。环路滤波器必须充分衰减鉴相器产生的谐波分量,减少寄生边带对锁相环的影响,才能更好地完成对鉴相器信号的锁定。环路带宽越小,参考杂散越小,选择环路带宽要充分满足锁定时间的要求,并保证足够的相位裕度。相位裕量选择得越大,系统越稳定,但系统的阻尼振荡越小,即以增加锁定时间为代价。因此,要考虑适合的相位裕度,一般来说42°~50°为最佳相位裕度。通过对锁相环的综合考虑,参考文献[8]中的设计,本系统选用三阶无源环路滤波器。电荷泵式锁相环的原理图如图4所示。

取相位裕度Φ=45°,环路带宽取40 kHz,经计算环路各参数为R1=533Ω,R2=1.09 kΩ,C1=1.54 n F,C2=20.9 nF,C3=702 pF。在输入频率为10.7 MHz,鉴相频率为2.675 MHz的条件下,采用AD公司的环路滤波器设计软件ADIsimPLL3.1对环路滤波器进行仿真,锁相环的开环波特图、相位噪声如图5所示。从图5中看出锁相环的环路工作稳定,由参考文献[9],经计算锁相环的锁定时间约78.5μs,由于本系统中对锁定时间的要求较松,故此设计满足系统要求。

图6为用E4443频谱仪测得的频谱范围为200 kHz,锁相环锁定中心频率为10.7 MHz的频谱图。由频谱图看出锁相环性能良好,且具有很好的杂散抑制。

2.3 实验实测

电路完成后,发射脉冲宽度为1.5 ns,频率为10.7 MHz的脉冲信号,用Agilent54846A宽带数字示波器实测得到的波形如图7所示。实测中用电缆从发射端直接引入参考信号,用于判断锁相环的锁定情况,从图中可以看出,锁相环对发射脉冲进行了良好的跟踪。测试中由于发射信号经过了无线信道、两次天线、电缆、低噪放、AGC和包络检波器,因此在图形上表现为T1延迟(可以通过测量确定),提取时间信息为锁相环的能量重心即图示的相位提取点,此时得到的TDOA值误差最小,之后通过算法得出定位标签的坐标位置。

最后对锁相环的输出抖动做了测量,如图8所示。

与基于模拟锁相环定位接收系统相比,本系统中设计的锁相环输出抖动小于400 ps,有效地减小了锁相环本身产生的定位误差,对能量重心的跟踪更加精确。同时进一步减小了输出过零点与包络前沿的偏差,对系统的定位精度也有了很大的改善。

3 小结

在脉冲超宽带定位系统中,用锁相环来估计脉冲超宽带信号到达时间的方法,是利用了锁相环对噪声有很强抑制能力的特性,大幅度降低了对输入信噪比的要求。本文在加入AGC的基础上,对基于超宽带脉冲锁相环定位接收机,重新设计锁相环,利用电荷泵式模数混合锁相环实现对脉冲信号的跟踪。与以往的超宽带脉冲接收机脉冲锁相环进行对比分析,笔者所设计的锁相环有更小的环路带宽,相位噪声有很大改善,锁相环的性能得到进一步提高,对脉冲超宽带室内定位系统的改进具有一定的现实意义。

参考文献

[1]LEE S.Design and analysis of ultrawideband impulse radioreceiver[D].Los Angeles,CA:USA University of Southern California,2002.

[2]廖丁毅,王玫,郑霖,等.基于脉冲锁相环的超宽带定位接收机设计[J].桂林电子科技大学学报,2010,30(1):17-20.

[3]马伟朕.基于超宽带脉冲的脉冲锁相环接收机的研究[J].大众科技,2009(5):20-21.

[4]黄冬艳,林基明,王波.直接时差计数超宽带标签定位系统[J].西安电子科技大学学报:自然科学版,2010,37(2):163-168.

[5]刘萌萌,张盛,王硕,等.用于超宽带接收机的高速低复杂度模拟自动增益控制环路[J].电路与系统学报,2010,15(2):70-74.

[6]RAPINOJA T,STADIUS R,HALONEN A.A low-power phase-locked loop for UWB applications[J].Analog Integer Circ SigProcess,2008(54):95-103.

[7]王福昌,鲁昆生.锁相技术[M].武汉:华中科技大学出版社,1997.

[8]张涛,陈亮.电荷泵锁相环环路滤波器参数分析与设计[J].现代电子技术,2008,31(9):87-90.