UPQC论文

UPQC论文（共4篇）

UPQC论文 篇1

0 引言

统一电能质量调节器(Unified Power Quality Conditioner,UPQC)作为一种综合电能质量补偿装置,可以解决大部分电能质量问题,如消除电压的波动、跌落、上升、闪变、不对称、电能的中断、谐波及无功等,因此得到了国内外科研工作者的极大关注[1,2,3,4]。图1是本文采用的三相四线电能质量调节器的原理图。它由串联补偿器和并联补偿器构成,通过其补偿,理论上在系统侧可获得单位功率因数,零中线电流;负载侧可获得平衡、额定的工频正弦电压[5,6]。

从电路结构上看,三相四线制的UPQC系统是一个复杂的电力电子装置,因此其启动也是一个较复杂的过程,涉及到充当直流电源角色的直流侧电容电压的建立,串、并联补偿器的投入顺序、时机,负载的投入时机等。对直流侧电容电压的控制,为维持其稳定,不同的控制策略采用了不同的控制方法。但各种控制方法中,着重于稳定运行时,如何维持其稳定,对于启动时直流侧电容电压建立,缺乏必要的研究[7,8,9]。另一方面,在设计UPQC的路时,有一些特殊情况的考虑,比如串联补偿器的额定电压、容量等[10],这就使得如果UPQC作为产品投入实际的应用时,必须具有正确的开机逻辑,以保证系统的正常运行。本文以三相四线UPQC的启动为例,分析了直流侧电压建立的三种方法,对其应用做了相应的比较,提出了三相四线UPQC各组成部分的投入的顺序及其流程图,最后对其控制逻辑进行了仿真。仿真结果表明,采用的这种开机投切策略是有效的。

1 直流侧电压的建立方法

1.1 方法一:串联变压器原边绕组一端接地

这种方法是在UPQC的串并联变流器启动之前,合上开关K8,K8可以由双向晶闸管或继电器构成。这种方法实际上是将三相串联变压器的原边绕组的一端接地,这样,原边绕组的电压就是电源电压,通过变换后,利用串联变换器IGBT管并联的二极管实现不控整流,这种方法在理论上可获得串联变压器副边相电压2.35倍的电压。如果需要获得设定的直流电压,可对串联补偿器进行PWM整流。这种情况下,由于启动前直流侧电容电压为零,直接合上开关时,将造成较大冲击电流,足以烧坏串联侧的IGBT,所以启动时需在直流侧串入启动电阻R1[5,10],当直流电压建立后闭合K81,切除R1,实现软启动功能。K81可设计成开关K8的延时闭合节点。

1.2 方法二:通过旁路开关来建立电容电压

这种方法是在UPQC的串并联变流器启动之前,控制用于旁路开关K2,由双向晶闸管或继电器构成,此时,仍然是利用不控整流的原理,将电源电压经整流后,对直流侧电容进行充电,或者利用并联补偿器进行PWM整流,获得设定的直流电压。同上一种方法一样,需要通过R2来实现软启动。K21可设计成开关K2的延时闭合节点。

实际的电路中R1和R2依据启动方法选择其一即可。

1.3 方法三:通过外部整流电路提供启动直流电压

这种方法是通过单独的直流电压建立电路来建立直流侧电容电压,比如整流电路或者具有储能作用的直流电源,如蓄电池等[5]。整流电路的输入可以是配电网电压,也可以是分布式发电系统。这部分电路在正常启动UPQC后,断开K12可以切除,或者并联在电容器两侧工作,起到稳定直流侧电压的作用,如果是储能设备,当电网电压供电终止或串联补偿器故障无法工作时,可以通过并联补偿器给负载供电。

2 UPQC的启动逻辑

2.1 串联变压器按电源电压波动ΔU设计的启动策略

对于UPQC的设计,一般来讲,为了减少变压器的额定容量以及串联补偿器中IGBT的额定电压,在设计变压器时,有时额定电压通常以电源电压与负载电压的偏差来设计。倘若电网输入电压us的波动范围为±15%,即额定负载电压与电网电压的差值为±15%us,则串联变压器额定值即为电源电压的15%,此时串联变流器伏安容量的最大值不超过负载伏安容量的18%[10]。这种情况下,串联补偿器在工作之前,则必须使其两端电压在其额定值之内,这就意味着在串联补偿器工作之前,必须通过并联补偿器输出一定的电压,换句话说,并联补偿器必须先于串联补偿器工作,即并联补偿器先接入电网,待稳定后再投入串联补偿器。

这种情况下,采用第一种方法来建立直流侧电压是不合适的,因为从前面的分析可以看出,这种方法串联变压器原边电压会达到电源电压,大于设计时的ΔU,因此这种情况下建立直流电压只能采用第二或第三种方法。

2.2 串联补偿器按电源电压设计的启动策略

如果串联变压器不是按来压差ΔU来设计,而是按照电源电压来设计,换句话说,串联变压器的原边额定电压可以承受电源电压的最大值,此时也可以先启动串联补偿器,然后再启动并联补偿器。其直流侧电压的建立可以是三种方法的任意一种,即建立直流侧电压的三种方法都适用。

2.3 不同控制策略时启动逻辑的确定

常见的UPQC的控制策略有两种,即直接控制策略和间接控制策略。间接控制策略是最常用的方案,它将串联补偿器作为电压源,补偿电网电压畸变以及负载电压与电网电压的基波偏差,给负载提供额定平衡正弦电压,并联补偿器控制为电流源,用以补偿负载侧无功和谐波电流,使电网输入电流为正弦电流,其直流侧电压的控制是并联补偿器控制策略的一部分;直接控制策略将串联补偿器控制为正弦电流源,使电网输入电流为正弦且功率因数为1,并联补偿器为正弦电压源,输出平衡、额定幅值的正弦电压于负载端,其直流侧电压控制是串联补偿器控制策略中的一个部分[11,12,13,14,15]。

如果采用直接控制策略且按电源电压来设计串联变压器的额定电压,此时第一种电容电压的建立方法是最适合的。因为直接控制策略中,对直流电压的控制是通过串联补偿器的控制来完成,所以在建立直流电压的过程中串联补偿器一直处于工作状态,启动UPQC时,串联补偿器的控制可以延续而不用切换。这种方法的启动逻辑如图2所示。采用第一种直流侧电压建立方法,启动时,启动串联补偿器的控制策略,直流电压建立后,不用改变串联补偿器的控制策略,直接启动并联补偿器,同步后,并入电网接入负载即可。

对间接控制策略,其直流侧电压的控制在并联补偿器的控制策略中,因此,采用第二种建立直流电压的方法更好。这种方法中,建立直流电压的控制方法和并联补偿器的控制策略是一致的,所以建立直流电压和启动并联补偿器的过程中,控制策略不需要做改变,即直流电压的建立和UPQC的启动过程中,并联补偿器的控制方式可以延续,而不用切换。其启动的控制逻辑框图如图3所示。

在以上的启动策略中,实际的三种直流侧电压建立方法所涉及的硬件电路选择其中之一即可,第一种、第二种硬件上简单一些,但控制较复杂,第三种硬件开销大,但对串并联补偿器的控制来说相对简单。表1是对三种直流电压建立方法的比较。从表中可以看出,不同的方法在硬件复杂程度以及控制策略适用方面有不同,实际的启动过程可以依据采用的控制策略和硬件电路来选择相应的启动逻辑。

3 仿真结果

为了验证所提出的方法是否可行,对提出的方法在Matlab中进行了仿真,图1中开关的开关状态用开关逻辑0、1表示,1表示开关闭合,0表示开关断开。

图4显示了采用图2所示的启动逻辑的仿真结果,从图中可以看出,闭合K1接入电源,同时闭合K6、K8、K3接入串联补偿器,由于串联变压器是升压变压器,因此首先采用不控整流获得一定的直流侧电压后在t1时刻启动串联补偿器,此时串联补偿器具有PWM整流的功能,从图中可以看出,直流电压此时经过波动后达到稳定值。待直流侧电压达到给定值的设定范围后,在t3时刻断开K8,在t2时刻闭合K4、K7接入并联补偿器,在t4时刻闭合K10启动并联补偿器,在并联补偿器输出电压稳定后,在t5时刻闭合K5投入负载,直流电压经过轻微下跌后恢复到定直流值,可见,这种方法完成了UPQC的正常启动。

图5显示了采用图3所示的启动逻辑的仿真结果,为了分析方便,闭合K1接入电网和闭合K2旁路及闭合K7、K4投入并联补偿器在同一时刻进行,然后在t1时刻闭合K10启动并联补偿器,由于此时加在并联补偿器的电压为电源电压,因此这里采用PWM整流方式获得直流电压。直流电压经过波动后,基本达到稳定后在t2时刻断开K2,在t3时刻闭合K6、K3投入串联补偿器,在t4时刻闭合K9启动串联补偿器,最后在直流侧电压达到稳定后,在t5时刻闭合K5投入负载,直流电压同样经过轻微下跌后恢复到稳定值,这种方法同样完成了UPQC的启动。可见采用上述两种启动逻辑,都可以实现UPQC的正常启动。

4 结论

本文分析了UPQC在启动过程中两个重要方面,即直流侧电容电压的建立以及电源、并联补偿器、串联补偿器、负载的投入顺序。探讨了UPQC建立启动直流电压的三种方法,以及针对不同UPQC的不同设计方法及控制策略提出了与之相适应的较好的启动控制逻辑,以常见的直接控制策略和间接控制策略为例,给出了采用两种控制策略的UPQC的启动逻辑框图,仿真结果表明提出的这些方法具有一定的实际应用价值。这些方法不仅适用于UPQC的启动,对于具有类似结构的有源电力滤波器(APF)、动态电压调节器(DVR)等的启动都有借鉴意义。对于此类直流侧电容充当直流电源的设备投入实际应用也具有较重要的意义。

UPQC论文 篇2

在有源电力滤波器基础上提出的统一电能质量控制器(UPQC)结合了串并联补偿装置的特点,既能抑制电流谐波,又能补偿电压畸变量,被认为是解决配电系统电能质量问题的最完美的装置。

1三相四线制UPQC电路原理

1.1三相四线制UPQC基本电路

三相四线制UPQC的基本电路拓扑结构如图1所示,它由一个按受控电压源方式工作的串联APF和一个按受控电流源方式工作的并联APF组成,两者公用直流侧。三相四线制系统的零线与直流侧两个电容之间相连为零序电流提供通道,直流侧电容电压的稳定由并联APF控制。

目前在UPQC的控制方法中广泛采用dq0变换控制,比例积分(PI)调节器被广泛应用于其中[3]。由于常规PI调节器不能在系统电压和负载电流发生不平衡和畸变时实现零稳态误差控制,因此,本文提出的dq0-fuzzy双闭环控制中引入了模糊控制器。试验结果表明,在控制策略中加入模糊控制器后,提高了系统的补偿特性。

1.2并联侧有源滤波器基本原理

在参考文献[4]中阐述了UPQC在同步旋转坐标变换下的建模和控制策略。虽然UPQC的串联部分和并联部分的接入方式不同,然而拓扑结构相同。参考文献[4]在状态空间矢量变换的基础上对UPQC系统进行新的解耦,实现变换后控制量的完全解耦。因此,可将整个系统看成独立的串联调压环节和并联有源滤波环节,对两个环节采取分别控制。

基于实现UPQC在dq0系统下的完全解耦的条件下,根据直接控制的定义把串联侧控制为受控电流源运行,使得电网输入电流为正弦且功率因数为1,而把并联侧控制为受控电压源运行。通过指令信号和实际信号的差值进行滞环PWM控制,保证用户侧负荷得到标准的正弦电压。

并联APF的工作性能在很大程度上取决于对负载电流中谐波电流、无功电流和负序电流的准确、实时的检测和精确的控制。且要求它在负载发生变化时能快速精确地跟踪检测电流的变化。鉴于谐波无功电流检测的重要性,谐波无功检测技术已成为APF领域研究的热点之一。

2基于dq0理论的谐波电流和无功检测

从矢量角度出发,对电网电压和电流在dq0坐标系下进行投影变换,提取三相基波有功电流,进而求得谐波和无功电流,此方法同时也适用于非正弦、非对称三相电路。经过理论分析及试验结果表明,采用该方法能够在电网电压存在畸变和不对称情况下准确提取电网中谐波和无功电流,克服了对谐波和无功电流检测时非理想电网带来的不利影响。

2.1 abc坐标系与dq0坐标系间的变换关系

以abc坐标系表示的三相电压、电流变换到dq0坐标系的变换关系如式(1):

其中,

2.2零序分量的分离

三相四线制系统中,当电流不对称时ia、ib、ic中包含零序分量,需要先对其进行零序电流分离才能将该算法应用到不对称的三相四线制系统。ia、ib、ic所含的零序分量相同,且为,式中,i0为零序电流。

为将零序分量从各电流中剔除,令:

式中,ia′、ib′、ic′为去除零序电流后的负载电流,只含有正序分量和负序分量。将ia′、ib′、ic′进行dq0变换后得到id、iq、i0,经低通滤波器得到相应的直流分量,再经过dq0反变换得到三相基波正序分量,利用此基波正序电流减去负载电流得到并联APF的补偿电流[5]。系统谐波电流和无功检测原理如图2所示。

3基于模糊控制的直流侧电压控制

为了维持直流侧电容电压的稳定且补偿系统存在的各种损耗,增加了直流电压的反馈控制环节。直流侧电容由两个容量相等的电容C1、C2构成,其等效电容记为C。应用时先检测两个电容上的电压差△U,并进行量化处理生成新的指令信号,该指令信号包括了谐波补偿信号和平衡电容C1、C2上电压的零序电流信号。

根据并联侧APF电路的特点及控制的要求,同时为减少规则数,令T-S模糊控制器的输入前件变量为:

式中,Ud*为APF直流电压侧设定值;Ud(t)为APF直流侧电压测量值。

模糊控制器的输入前件模糊化为正、负两值,设前件变量的隶属度函数如下:

模糊自整定PID控制规律为:

i(k)=kpe(k)+ki∑e(i)+kdec(k)(8)

其中:kp为比例系数;ki为积分系数;kd为微分系数;e、ec分别为直流侧电压的偏差值和偏差变化率。

模糊自整定的参数的目的是使参数kp、ki、kd随着e和ec的变化而自行调整。根据实际经验,参数kp、ki、kd在不同e和ec下的自调整满足如表1所示的调整原则。

4仿真结果分析

按图1所示的系统结构和图2所示的原理图,在Matlab/Simulink中对三相四线制UPQC进行仿真研究。系统仿真模型如图3所示。负载采用电流源型非线性负载,负载侧电感取值为10 m H,电阻100Ω。系统电压为三相对称正弦电压,有效值为220 V。直流侧电容电压给定700 V,电容C1=C2=800μF。仿真结果如图4~图6所示,只给出A相的仿真结果,其他两相与其相差120°。

图4为直流侧电容电压,系统运行后经过一个周期保持给定电压。由图5可知,补偿前电源电流畸变明显,其谐波含量大于15%。图6为补偿后电流波形,波形近似正弦波。

本文采用dq0-Fuzzy模糊反馈控制算法实现了三相四线制UPQC并联侧补偿电流检测,对电源电流进行反馈跟踪控制,实现对电力系统中非线性负载的谐波及无功功率的同时补偿。利用模糊控制器取代常规比例积分控制器,不仅简化了参数运算,且提高了系统的补偿性能。由于实际系统中不可能对每一谐波分量设置模糊控制器,因此,理论上的零稳态误差无法达到,但采用模糊控制检测可以改善系统的稳态误差。

参考文献

[1]林海雪.现代电能质量的基本问题[J].电网技术,2001,25(10):5-12.

[2]MOHAMMADI H R,VARJANI A Y,MOKHTARI H.Multi converter unified power quality conditioning system;MC-UPQC[J].IEEE Transactions on Power Delivery,2009,24(3):1679-1686.

[3]谭智力,李勋,陈坚.基于p-q-r理论的UPQC直接控制策略[J].电力自动化设备,2006,26(11):12-17.

[4]梁祖权,束洪春,刘志坚,等.UPQC完全解耦直接控制策略[J].电力自动化设备,2009,29(4):27-31.

UPQC论文 篇3

统一电能质量调节器(unified power quality conditioner,UPQC)作为一种综合电能质量补偿装置,可以解决大部分电能质量问题,如消除电压的波动、跌落、上升、闪变、不对称,以及电能的中断、谐波及无功等,因此得到了国内外科研工作者的极大关注[1,2,3,4]。

从结构上看,串、并联补偿器共用的中间直流环节担当了电压源的作用。直流侧电压波动将影响2个补偿器之间有功功率的交换,对补偿器的正常运行形成干扰,因此常规的UPQC直流侧电压控制目标为维持其电容电压恒定。一般通过设置直流电压调节器来控制直流侧电容电压,使其接近于理想直流电压源[3,4,5,6]。这种方法对电源电压和负载电流平衡的情况以及三相三线UPQC是有效的[5,6,7,8,9]。但在不平衡及非线性工作情况下,即系统电压、负载电流三相不对称且畸变时,直流侧电压波动不可避免,这种波动无疑会影响串、并联补偿器的正常运行,进而影响UPQC的补偿效果。因此,这种情况下,除了采用常规的直流侧电压控制方法外,还要考虑直流侧电压波动带来的影响。

本文针对电源电压和负载电流不平衡及畸变的情况,分析了直流侧电容电压波动产生的机理,提出了消除直流侧电压波动影响的方法,并将其应用于实际的控制策略。

1 直流侧电容电压波动的机理分析

本文研究的三相四线UPQC基本结构如图1所示。

在不平衡及非线性情况下,并联补偿器的输出电流i3用于补偿负载电流的无功电流、负序、零序及谐波分量,串联补偿器用于补偿电源电压与额定负载电压之间的差值,其输出电压vc也包含正序、负序、零序及谐波分量。因此,并联补偿器的输出电压v2和电流i2以及串联补偿器的输出电压v1和电流i1也包含了基波正序、负序、零序及谐波分量。

考虑UPQC已经稳定运行,负载端电压、电源侧电流已经被补偿为三相正弦对称且与系统电压正序同相的波形。为简化分析,仅考虑不平衡的情况,串联补偿器的输出电压和输出电流可用式(1)和式(2)表示:

$\begin{array}{l}\{\begin{array}{l}v{}_{1\text{a}}(t)=k{}_{1\text{p}}V{}_{\text{d}\text{c}}\sin (\omega t-\phi {}_{\text{s}\text{p}})+k{}_{1\text{n}}V{}_{\text{d}\text{c}}\sin (\omega t-\phi {}_{\text{s}\text{n}})+\\ k{}_{10}V{}_{\text{d}\text{c}}\sin (\omega t-\phi {}_{\text{s}0})\\ v{}_{1\text{b}}(t)=k{}_{1\text{p}}V{}_{\text{d}\text{c}}\sin (\omega t-\phi {}_{\text{s}\text{p}}-\frac{2\text{π}}{3})+\\ k{}_{1\text{n}}V{}_{\text{d}\text{c}}\sin (\omega t-\phi {}_{\text{s}\text{n}}+\frac{2\text{π}}{3})+k{}_{10}V{}_{\text{d}\text{c}}\sin (\omega t-\phi {}_{\text{s}0})\\ v{}_{1\text{c}}(t)=k{}_{1\text{p}}V{}_{\text{d}\text{c}}\sin (\omega t-\phi {}_{\text{s}\text{p}}+\frac{2\text{π}}{3})+\\ k{}_{1\text{n}}V{}_{\text{d}\text{c}}\sin (\omega t-\phi {}_{\text{s}\text{n}}-\frac{2\text{π}}{3})+k{}_{10}V{}_{\text{d}\text{c}}\sin (\omega t-\phi {}_{\text{s}0})\end{array}(1)\\ \{\begin{array}{l}i{}_{1\text{a}}(t)={\rm I}{}_{\text{s}\text{m}}\sin (\omega t-\phi {}_{\text{s}\text{p}})+C{}_{1}V{}_{\text{s}\text{m}0}\cos (\omega t-\phi {}_{\text{s}0})+\\ C{}_{1}V{}_{\text{s}\text{m}\text{n}}\cos (\omega t-\phi {}_{\text{s}\text{n}})+C{}_1(V{}_{\text{s}\text{m}\text{p}}-V{}_{\text{l}\text{m}})\cdot \\ \cos (\omega t-\phi {}_{\text{s}\text{p}})\\ i{}_{1\text{b}}(t)={\rm I}{}_{\text{s}\text{m}}\sin (\omega t-\phi {}_{\text{s}\text{p}}-\frac{2\text{π}}{3})+\\ C{}_{1}V{}_{\text{s}\text{m}0}\cos (\omega t-\phi {}_{\text{s}0})+\\ C{}_{1}V{}_{\text{s}\text{m}\text{n}}\cos (\omega t-\phi {}_{\text{s}\text{n}}+\frac{2\text{π}}{3})+\\ C{}_1(V{}_{\text{s}\text{m}\text{p}}-V{}_{\text{l}\text{m}})\cos (\omega t-\phi {}_{\text{s}\text{p}}-\frac{2\text{π}}{3})\\ i{}_{1\text{c}}(t)={\rm I}{}_{\text{s}\text{m}}\sin (\omega t-\phi {}_{\text{s}\text{p}}+\frac{2\text{π}}{3})+\\ C{}_{1}V{}_{\text{s}\text{m}0}\cos (\omega t-\phi {}_{\text{s}0})+\\ C{}_{1}V{}_{\text{s}\text{m}\text{n}}\cos (\omega t-\phi {}_{\text{s}\text{n}}-\frac{2\text{π}}{3})+\\ C{}_1(V{}_{\text{s}\text{m}\text{p}}-V{}_{\text{l}\text{m}})\cos (\omega t-\phi {}_{\text{s}\text{p}}+\frac{2\text{π}}{3})\end{array}(2)\end{array}$

式中:下标p表示正序,n表示负序,0表示零序,s表示系统侧分量,m表示最大值,l表示负载侧分量;k为调制比。

根据能量守恒定理[10], 可得:

$i{}_{\text{d}\text{c}1}V{}_{\text{d}\text{c}}=v{}_{1\text{a}}i{}_{1\text{a}}+v{}_{1\text{b}}i{}_{1\text{b}}+v{}_{1\text{c}}i{}_{1\text{c}}(3)$

$\begin{array}{l}i{}_{\text{d}\text{c}1}=\frac{3}{2}[{\rm I}{}_{\text{s}\text{m}}k{}_{1\text{p}}-{\rm I}{}_{\text{s}\text{m}}k{}_{1\text{n}}\cos (2\omega t-\phi {}_{\text{p}}-\phi {}_{\text{n}})+\\ C{}_1(k{}_{1\text{p}}V{}_{\text{s}\text{m}\text{n}}-k{}_{1\text{n}}V{}_{\text{l}\text{m}}+k{}_{1\text{n}}V{}_{\text{s}\text{m}\text{p}})\cdot \\ \sin (2\omega t-\phi {}_{\text{s}\text{n}}-\phi {}_{\text{s}\text{p}})+C{}_{1}V{}_{\text{s}\text{m}0}k{}_{10}\sin (2\omega t-2\phi {}_{\text{s}0})](4)\end{array}$

从式(4)可以看出,直流侧电流idc1包含了直流分量和2次谐波分量,而2次谐波分量与系统电压的负序和零序分量有关。

类似地可以推导出idc2也包含了直流分量和2次谐波分量。

常规的直流侧电压控制方法就是通过设置直流电压调节器,保证idc1和idc2的直流分量相同,实现有功功率平衡,从而保证直流侧电压平均值Vdc恒定。在不平衡及非线性工作情况下,采用这种控制方法同样有效,但直流侧电压对串、并联补偿器的影响并没有得到完全考虑,现分析如下。

由图1可知:

$C\frac{\text{d}v{}_{\text{C}1}}{\text{d}t}=-i{}_{\text{d}\text{c}1}-i{}_{\text{d}\text{c}2}(5)$

可见,如果idc1和idc2的直流分量通过直流电压调节器的调控已相等,即有功功率已达到平衡,则电压vC1将以2次谐波频率波动,即有:

$\begin{array}{l}C\frac{\text{d}v{}_{\text{C}2}}{\text{d}t}=C\frac{\text{d}v{}_{\text{C}1}}{\text{d}t}+i{}_{\text{l}\text{Ν}}+i{}_{\text{s}\text{Ν}}+3C{}_1\frac{\text{d}v{}_{\text{s}0}}{\text{d}t}=\\ -i{}_{\text{d}\text{c}1}-i{}_{\text{d}\text{c}2}+i{}_{\text{l}\text{Ν}}+i{}_{\text{s}\text{Ν}}+3C{}_1\frac{\text{d}v{}_{\text{s}0}}{\text{d}t}(6)\end{array}$

由于要保证电源侧中线电流isN=0,所以,

$\begin{array}{l}C\frac{\text{d}v{}_{\text{C}2}}{\text{d}t}=C\frac{\text{d}v{}_{\text{C}1}}{\text{d}t}+i{}_{\text{l}\text{Ν}}+3C{}_1\frac{\text{d}v{}_{\text{s}0}}{\text{d}t}=\\ -i{}_{\text{d}\text{c}1}-i{}_{\text{d}\text{c}2}+i{}_{\text{l}\text{Ν}}+3C{}_1\frac{\text{d}v{}_{\text{s}0}}{\text{d}t}(7)\end{array}$

如果负载零序电流ilN和系统零序电压vs0产生的零序电流无法抵消,vC1会包含基波分量,所以考虑畸变的情况,在UPQC稳定运行时,直流侧电流idc1和idc2包含了谐波分量,不平衡及畸变程度越大,vC1和vC2波动就越大。电容电压的波动将会严重影响串、并联补偿器输出电压v1和v2,进而影响补偿效果。

上面的结论是在已经采用了常规直流电压的控制方法,即idc1和idc2的直流分量已经相同的情况下得出的,可见,常规直流电压的控制方法无法消除直流侧电压的这部分波动分量。从式(5)和式(7)可以看出,系统电压和负载电流的不平衡及畸变是造成电容电压vC1和vC2波动的原因,即使UPQC已经稳定运行,直流侧电压已经经过常规的控制方法维持平均值恒定,但vC1和vC2中的波动也无法避免,换句话说,要保证isN=0,需要直流侧电压vC1和vC2波动。因此,仅仅从控制直流侧电压稳定这个角度来试图减少其波动对串、并联补偿器输出电压的影响是不够的,还需要找到一种方法,使得串、并联补偿器对直流侧电压波动不敏感,即这种方法可以消除直流侧电压波动对补偿器正常变换的影响。

2 直流侧电容电压波动影响的抑制方法

为减少直流侧电压波动的影响,常考虑的方法是增大直流电容量和采用2次谐波滤波器的方法消除电容电压波动[10],但这2种方法都有局限性。本文考虑用另一种方式来降低直流侧电压波动的影响。

理想情况下,即vC1=vC2=Vdc/2时,根据图2(a)所示的脉宽调制(PWM)波的产生原理图[11],以a相为例,其输出电压的理想电压vaN为:

$v{}_{\text{a}\text{Ν}}=m{}_{\text{a}}\frac{V{}_{\text{d}\text{c}}}{2}=\frac{V{}_{\text{r}\text{m}}}{V{}_{\text{c}\text{m}}}\frac{V{}_{\text{d}\text{c}}}{2}\sin \omega {}_{1}t(8)$

式中:Vcm为载波的峰值;Vrm为调制波的峰值;ma为调制比。

当直流侧电容电压不等,即vC1-vC2=ΔV时,近似地,其输出电压为:

$v{}_{\text{a}\text{Ν}}´=m{}_{{\text{a}}^{\prime }}\frac{V{}_{\text{d}\text{c}}+\text{Δ}V}{2}=\frac{V{}_{\text{r}\text{m}}´}{V{}_{\text{c}\text{m}}}\frac{V{}_{\text{d}\text{c}}+\text{Δ}V}{2}\sin \omega {}_{1}t(9)$

比较式(8)、式(9),当直流侧电压波动时,要保证输出电压vaN′=vaN,参考波的峰值必须满足:

$\begin{array}{l}\frac{V{}_{\text{r}\text{m}}´}{V{}_{\text{r}\text{m}}}=\frac{V{}_{\text{d}\text{c}}}{V{}_{\text{d}\text{c}}+\text{Δ}V}=\frac{v{}_{\text{C}1}+v{}_{\text{C}2}}{v{}_{\text{C}1}+v{}_{\text{C}2}+v{}_{\text{C}1}-v{}_{\text{C}2}}=\\ \frac{v{}_{\text{C}1}+v{}_{\text{C}2}}{2v{}_{\text{C}1}}=\epsilon (10)\end{array}$

这里把ε称为直流电压调节系数。在直流侧电压波动的情况下,只要将原调制波vr乘以一个调整系数ε得到vr′,用vr′作为正弦脉宽调制(SPWM)的调制波,就可以保证补偿器的输出电压vaN′仍为理想值vaN,可见,直流侧电压波动对补偿器的输出无影响。如图2(b)所示,这种方法实际上是通过改变SPWM波形形成时的调制波来改变每个周期的脉冲宽度,通过这种方法,消除了直流侧电压波动对补偿器输出电压的影响,其开关器件的开关频率仍然是载波的频率。

3 引入直流电压调节系数的控制策略

3.1 并联侧补偿器控制策略

将并联侧补偿器控制为电流源,用于补偿负载的谐波电流,同时提供UPQC本身消耗的有功功率。将图1中的各电量通过同步坐标变换[10],可获得并联侧补偿器在dq0坐标系下的表达式为:

$\begin{array}{l}\{\begin{array}{l}v{}_{2d}=L{}_2\frac{\text{d}i{}_{2d}}{\text{d}t}-\omega L{}_{2}i{}_{2q}+v{}_{\text{l}d}\\ v{}_{2q}=L{}_2\frac{\text{d}i{}_{2q}}{\text{d}t}+\omega L{}_{2}i{}_{2d}+v{}_{\text{l}q}\\ v{}_{20}=L{}_2\frac{\text{d}i{}_{20}}{\text{d}t}+v{}_{\text{l}0}\end{array}(11)\\ \{\begin{array}{l}i{}_{2d}=C{}_2\frac{\text{d}v{}_{\text{l}d}}{\text{d}t}-\omega C{}_{2}v{}_{\text{l}q}+i{}_{\text{l}d}-i{}_{\text{s}d}\\ i{}_{2q}=C{}_2\frac{\text{d}v{}_{\text{l}q}}{\text{d}t}+\omega C{}_{2}v{}_{\text{l}d}+i{}_{\text{l}q}-i{}_{\text{s}q}\\ i{}_{20}=C{}_2\frac{\text{d}v{}_{\text{l}0}}{\text{d}t}+i{}_{\text{l}0}-i{}_{\text{s}0}\end{array}(12)\end{array}$

与常规的UPQC控制策略一样,利用直流电压调节器保证直流侧电压的平均值Vdc跟踪恒定给定值V*dc,实现有功功率的平衡,维持直流侧电压平均值恒定。因此,直流电压调节器GdPI(s)的输出及负载电流的谐波分量作为并联侧补偿器输出电流d轴分量的给定值,如下所示:

$\{\begin{array}{l}i{}_{3d}^{*}=\tilde{i}{}_{\text{l}d}-G{}_{d\text{Ρ}\text{Ι}}(s)(V{}_{\text{d}\text{c}}^{*}-V{}_{\text{d}\text{c}})\\ i{}_{3q}^{*}=i{}_{\text{l}q}\\ i{}_{30}^{*}=i{}_{\text{l}0}\end{array}(13)$

将负载电压作为干扰量,将其引入前馈控制,由式(11)～式(13)可获得直接电流控制策略方程为:

$\{\begin{array}{l}v{}_{2d}^{*}=G{}_{\text{Ρ}\text{Ι}\text{D}}(s)(i{}_{3d}^{*}-i{}_{3d})+G{}_{\text{c}\text{n}}(s)v{}_{\text{l}d}\\ v{}_{2q}^{*}=G{}_{\text{Ρ}\text{Ι}\text{D}}(s)(i{}_{3q}^{*}-i{}_{3q})+G{}_{\text{c}\text{n}}(s)v{}_{\text{l}q}\\ v{}_{20}^{*}=G{}_{\text{Ρ}\text{Ι}\text{D}}(s)(i{}_{30}^{*}-i{}_{30})+G{}_{\text{c}\text{n}}(s)v{}_{\text{l}0}\end{array}(14)$

式中:Gcn(s)=(L2C2s2+R2C2s+1)/(1+0.5Tcs)2;Tc为采样周期。

这种带负载电压前馈的直接电流控制策略如图3(a)所示。为了消除直流侧电压波动产生的影响,引入了直流电压调节系数ε。检测直流侧两电容电压,计算获得ε,将同步坐标反变换获得的并联侧补偿器的三相输出电压指令v*2a,v*2b,v*2c乘以调节系数ε后,作为三相SPWM的调制信号。

3.2 串联侧补偿器控制策略

串联侧补偿器控制为电压源,提供理想负载电压与电源电压的差值。串联侧补偿器在dq0坐标系下的表达式为:

$\begin{array}{l}\{\begin{array}{l}(v{}_{\text{s}d}-v{}_{\text{l}d}){\rm N}=-L{}_1\frac{\text{d}i{}_{1d}}{\text{d}t}+\omega L{}_{1}i{}_{1q}+v{}_{1d}\\ (v{}_{\text{s}q}-v{}_{\text{l}q}){\rm N}=-L{}_1\frac{\text{d}i{}_{1q}}{\text{d}t}-\omega L{}_{1}i{}_{1d}+v{}_{1q}\\ (v{}_{\text{s}0}-v{}_{\text{l}0}){\rm N}=-L{}_1\frac{\text{d}i{}_{10}}{\text{d}t}+v{}_{10}\end{array}(15)\\ \{\begin{array}{l}i{}_{1d}=C{}_1\frac{\text{d}(v{}_{\text{s}d}-v{}_{\text{l}d})}{\text{d}t}{\rm N}-\omega C{}_1(v{}_{\text{s}q}-v{}_{\text{l}q}){\rm N}+\frac{1}{{\rm N}}i{}_{\text{s}d}\\ i{}_{1q}=C{}_1\frac{\text{d}(v{}_{\text{s}q}-v{}_{\text{l}q})}{\text{d}t}{\rm N}+\omega C{}_1(v{}_{\text{s}d}-v{}_{\text{l}d}){\rm N}+\frac{1}{{\rm N}}i{}_{\text{s}q}\\ i{}_{10}=C{}_1\frac{\text{d}(v{}_{\text{s}0}-v{}_{\text{l}0})}{\text{d}t}{\rm N}+\frac{1}{{\rm N}}i{}_{\text{s}0}\end{array}\\ (16)\end{array}$

式中:N为串联侧变压器变比。

考虑理想情况下负载电压为与电源电压正序同相的三相平衡基波电压,因此,其q轴、0轴上的分量为0,则串联侧补偿器输出电压的指令值为:

$\{\begin{array}{l}v{}_{\text{c}d}^{*}={\rm N}(v{}_{\text{s}d}-v{}_{\text{l}d}^{*})\\ v{}_{\text{c}q}^{*}={\rm N}(v{}_{\text{s}q}-0)={\rm N}v{}_{\text{s}q}\\ v{}_{\text{c}0}^{*}={\rm N}(v{}_{\text{s}0}-0)={\rm N}v{}_{\text{s}0}\end{array}(17)$

将电压控制设为外环,采用PI调节器;将电流控制作为内环,采用比例控制器,则由式(15)、式(16)可得到双闭环控制策略方程如下:

$\begin{array}{l}\{\begin{array}{l}i{}_{1d}^{*}=(k{}_{v\text{p}}+\frac{k{}_{v\text{i}}}{s})(v{}_{\text{c}d}^{*}-v{}_{\text{c}d})\\ i{}_{1q}^{*}=(k{}_{v\text{p}}+\frac{k{}_{v\text{i}}}{s})(v{}_{\text{c}q}^{*}-v{}_{\text{c}q})\\ i{}_{10}^{*}=(k{}_{v\text{p}}+\frac{k{}_{v\text{i}}}{s})(v{}_{\text{c}0}^{*}-v{}_{\text{c}0})\end{array}(18)\\ \{\begin{array}{l}v{}_{1d}^{*}={\rm K}(i{}_{1d}^{*}-i{}_{1d})+v{}_{\text{c}d}^{*}-\omega L{}_{1}i{}_{1q}\\ v{}_{1q}^{*}={\rm K}(i{}_{1q}^{*}-i{}_{1q})+v{}_{\text{c}q}^{*}+\omega L{}_{1}i{}_{1d}\\ v{}_{10}^{*}={\rm K}(i{}_{10}^{*}-i{}_{10})+v{}_{\text{c}0}^{*}\end{array}(19)\end{array}$

由式(18)、式(19)得到的串联侧补偿器的双闭环控制框图如图3(b)所示。与并联侧补偿器的控制策略一样,将串联侧补偿器的三相输出电压指令值v*1a,v*1b,v*1c乘以直流电压调节系数ε,作为三相SPWM的调制信号。

4 实验结果分析

为了分析控制策略的控制效果,在UPQC的实验装置上对控制方法进行了验证,实验装置及负载参数见附录A表A1。

图4是采用本文提出的加入直流电压调节系数ε用来消除直流侧电压波动影响的控制策略实验波形。图5是采用与图4相同的控制策略,但没有引入直流电压调节系数ε的实验波形。可以看出,负载电流不平衡且具有较大的畸变,电源电压不平衡且畸变。2种情况下各电量有效值和总谐波畸变值见附录A表A2。可以看出,经过UPQC补偿后,与负载电流相比,电源电流平衡性更好,畸变更小;与电源电压相比,负载电压平衡性较好,更接近额定值。可见,本文提出的串、并联补偿控制策略有效。

由附录A表A2比较可看出,控制策略中引入ε后,电源电流和负载电压的平衡性更好、畸变更小,可见,在不平衡及非线性工作情况下,控制策略中引入ε来消除直流侧电压波动影响的措施有效。

5 结语

本文以三相四线UPQC为研究对象,针对电源电压和负载电流不平衡及畸变的情况,分析了直流侧电容电压出现波动分量的不可避免性,提出了在控制策略中利用直流电压调节系数ε来消除直流侧电压波动对串、并联补偿器正常变换影响的方法,获得了良好的补偿特性。这种方法除了用于UPQC以外,对直流侧电压波动的电力电子变换器的控制都具有参考价值。

摘要：当三相四线统一电能质量调节器(UPQC)工作于不平衡及非线性条件下时,直流侧电容电压波动不可避免,将直接影响串、并联补偿器的正常变换,进而影响UPQC的补偿性能。文中详细分析了这种波动不可避免的原因,提出了直流电压调节系数的概念,推导出其表达式,分析了利用其消除电容电压波动影响的原理,并将其作为抑制直流侧电压波动的措施应用于带负载电压前馈的并联侧直接电流控制策略和串联侧双闭环控制策略。实验结果表明,采用这种方法可以抑制直流侧电容电压波动对串、并联补偿器的影响,与未加入此种抑制措施的控制策略相比,UPQC的补偿性能得到了提高,表明了这种措施的有效性。

关键词：统一电能质量调节器,直流电压波动,直流电压调节系数,控制策略

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UPQC论文 篇4

关键词：统一电能质量调节器,稳定性,交互影响,特征根,灵敏度,协调控制

0 引言

目前, 解决单一电能质量问题的电力电子装置已经在众多文献中得到了广泛的研究, 包括补偿电网侧电压跌落的串联型补偿装置———动态电压恢复器 (DVR) [1,2,3], 补偿负荷侧无功功率的配电网静止无功补偿器 (DSTATCOM) [4,5,6,7]、补偿负荷侧谐波电流的有源电力滤波器 (APF) [8,9,10]等并联型补偿装置等。统一电能质量调节器 (UPQC) 综合了串、并联变流器的优点, 可以同时补偿电压、电流等多种电能质量问题, 但由两变流器之间的耦合作用所引起的交互影响不容忽视[11]。现有文献中主要针对UPQC串、并联变流器同时运行后的工况进行了各种特性的分析[12,13,14,15,16], 并未细致研究UPQC切换运行模式时所带来的小信号干扰问题。

由于UPQC串、并联变流器采用的控制策略与其补偿功能、应用场合密切相关, 为了简化分析, 本文以串联变流器补偿电压暂降、并联变流器补偿无功电流的UPQC为例, 在其采用间接控制策略的基础上, 建立了包括串、并联变流器自身结构及相关控制的小信号模型, 以特征根灵敏度的方法对比分析了两类变流器在独立运行与联合运行等3种运行模式下的稳定性及动态性能, 研究了控制参数、负荷等因素对装置切换运行模式时的小干扰稳定性的影响作用。同时, 本文提出了新型功率流协调控制策略, 以有效地减少UPQC串、并联变流器与电网之间的能量交换, 从而可以在电网电压深度跌落时降低串、并联变流器之间的耦合作用, 提高补偿装置的利用率。

1 UPQC基本结构及数学建模分析

1.1 串并联变流器结构模型

本文研究的UPQC结构为三相三线式, 采用了间接控制策略, 其串、并联变流器的单相基本结构如图1所示。其中, is和iL分别表示电网侧、负荷侧电流;Vs和VL分别表示电网侧、负荷侧电压;Lf1, Rf1, Cf1分别表示串联变流器的滤波电感、等效电感电阻及滤波电容;Lf2和Rf2分别表示并联变流器的连接电抗器及等效电阻;i1和ic分别表示串、并联变流器的电感电流;Cdc表示两变流器共用的直流母线电容。

当Vs正常时, 串联变流器旁路, 并联变流器以注入无功功率的方式提高电网侧的功率因数。当Vs跌落时, 串联变流器输出相应的补偿电压Vc, 从而使敏感负荷端电压VL维持在正常的范围内, 保证了敏感负荷的正常运行, 此时并联变流器负责从电网中吸收有功功率, 维持直流母线电压Vdc恒定。

设直流母线端损耗的等效并联电阻为Rdc, 并以串联型阻感Rz, Lz等效敏感负荷, 则有:

串联变流器的数学模型可表示为:

并联变流器的数学模型可表示为:

式 (2) 和式 (3) 中m1d和m1q, m2d和m2q分别是与串、并联变流器脉宽调制信号有关的变量。Vdc表示UPQC的直流母线电压, 同时也是并联变流器有功回路的控制目标, 而并联变流器无功回路的控制目标可以用功率因数表征值Kf表示。

根据式 (1) 至式 (4) 可得串并联变流器在某一静态工作点的小信号状态方程 (~表示相应量的信号) :

其中, 状态量, 输入量, 输出量分别为:

各系数矩阵的表达式见附录A。

1.2 串并联变流器控制

1.2.1 串联变流器控制

串联变流器双闭环控制示意图如附录B图B1所示。图中:V*Ld和V*Lq, i*1d和i*1q分别表示串联变流器外环、内环参考信号;k1为内环比例控制因子;kp11和ki11, kp12和ki12分别表示串联变流器d, q轴外环比例—积分 (PI) 控制因子。若设其中间变量为Vd和Vq (见图2) , 则有:

则附录B图B1中内、外环控制可表示为:

1.2.2 并联变流器控制

并联变流器双闭环控制示意图如附录B图B2所示。图中:V*dc和Kf*, i*cd和i*cq分别表示并联变流器外环、内环参考信号;k2为内环比例控制因子;kp21和ki21, kp22和ki22分别表示关联变流器d, q轴外环PI控制因子。若设定其中间变量为Id和Iq, 则有:

则图中的内、外环控制可表示为:

1.3 UPQC小信号模型

将中间变量Vd, Vq, Id, Iq作为新增的状态变量, 并根据式 (1) 至式 (12) , 可得同时包含UPQC自身模型、控制模型的小信号状态方程, 即有:

其中, 状态量, 输入量分别为:

各系数矩阵表达式见附录A。

由式 (13) 和式 (14) 可得该四输入四输出系统的传递函数为:

2 UPQC小信号分析

2.1 串并联变流器交互影响分析

UPQC实际上是两种不同运行特性的补偿装置的综合体, 每台装置的参数设计、控制算法均具有其独特性, 但将两台装置组合成UPQC后, 两台装置通过直流母线进行能量交换, 存在着固有的耦合关系, 因此需要对控制参数重新进行整定。为进一步研究两变流器之间交互影响的强弱, 针对以下3种运行模式进行系统特征根的对比分析, 本文所涉及的系统及控制参数见附录C中表C1。当电网侧电压跌落50%时, 系统在两变流器单独运行、联合运行 (UPQC) 等3种运行模式下的特征根结果如附录C中表C2所示。

1) 稳定性分析

由附录C表C2中数据可知, 3种运行模式下的系统特征根实部均为负值, 系统稳定性的变化主要由并联变流器对应的特征根 (λ7, λ8) 变化所引起, 事实上电网侧电压跌落程度越大, 特征根 (λ7, λ8) 的实部向虚轴靠近的趋势也将越明显, 从而导致了系统稳定性的下降。而串联变流器的特征根并无明显变化, 证明其控制部分对整个UPQC切换运行模式时的小扰动稳定性无明显影响。UPQC串、并联变流器之间的交互影响主要取决于两者之间的能量流动关系, 在电压跌落的工况下, 并联变流器不仅要补偿负荷端所需要的无功功率, 还需额外从电网吸收有功功率用以补偿直流母线端由于串联变流器消耗有功功率而导致的电压下降。两变流器之间的能量耦合作用降低了直流母线电压控制的稳定性。

2) 动态响应分析

由附录C表C2可知, 串并联变流器联合运行时的振荡模态主要由串联变流器、并联变流器与电网之间的振荡模态构成。其中特征根 (λ1, λ2) 、 (λ3, λ4) 、 (λ5, λ6) 、 (λ12, λ13) 表征了串联变流器的振荡模态, (λ7, λ8) 表征了并联变流器的振荡模态。而鉴于特征根 (λ9, λ10) 离虚轴过远, 对系统的稳定性及动态性能几乎不会产生影响, 因此后文将不再讨论 (λ9, λ10) 的特征根变化情况。

系统响应主要由相关传递函数的零极点共同决定, 分别作出串联变流器独立运行时的d轴电压控制、并联变流器独立运行时的d轴电流控制 (即直流母线电压控制) 的传递函数所对应的零极点位置对比示意图, 分别见附录B图B3和图B4。

可见, 当串并联变流器独立运行时, 系统传递函数的一部分极点附近存在着零点, 系统可近似为一个低阶系统, 其中串联变流器在d轴引起的高频振荡频率fd1主要由特征根 (λ1, λ2) 、 (λ3, λ4) 决定, 约为:

并联变流器引起的低频振荡频率fd2主要由特征根 (λ5, λ6) 决定, 约为:

串、并联变流器独立运行的仿真结果见图3, 其中图3 (a) 表示系统电压在0.1s跌落, 串联变流器投入运行的d轴响应结果;图3 (b) 表示并联变流器在其输入的0.1s处被施加1.25%小扰动的d轴响应结果。

与串、并联变流器独立运行的模式不同, 当两变流器同时投入运行时, 两者之间通过直流母线进行能量交换。当系统遭受到小扰动时, 每个输出量的动态分量均是与其对各输入的响应分量的叠加, 而响应中各个分量所占的比例也同时表征了响应初始阶段的特性, 并且主要取决于系统特征根的留数, 为研究串、并联变流器之间动态交互影响, 以串联变流器电压补偿的d轴控制回路和并联变流器电流补偿的d轴控制回路 (即直流母线电压控制回路) 为例, 作出两控制回路相关传递函数所对应的留数表和阶跃响应示意图, 分别见附录C中表C3、附录B图B5。

从各特征根对应的留数模值|ci|可知, 由于并联变流器振荡模态的影响, 串联变流器在受到小扰动时会出现额外的低频阻尼振荡。同理, 由于串联变流器对应的振荡模态的影响, 并联变流器在受到小扰动时会出现额外的高频振荡分量。其中, 由特征根 (λ1, λ2) 、 (λ3, λ4) 所表征的高频振荡分量在响应的初始阶段所占比例较大, 起主要作用, 随着时间的推移, 逐渐过渡到特征根 (λ7, λ8) 所对应的低频振荡分量为主。

当电网侧电压Vsd在0.1~0.2s出现50%的电压跌落时, UPQC补偿的仿真结果如图4所示。其中图4 (a) 和 (b) 分别为串、并联变流器在电压跌落过程中的动态响应示意图。

由图4可知, 串并联变流器同时运行时确实都存在高频、低频振荡分量, 与图3中两变流器独立运行的结果相比可知, 正是由于两变流器之间的交互影响, 导致了串、并联变流器联合运行时系统振荡分量的增加, 验证了上文中特征根分析两变流器动态交互影响的正确性。

2.2 参数变化对动态性能和稳定性的影响

2.2.1 电网侧电压跌落百分比Ksag对特征根的影响

其余参数不变, 将Ksag从10%调节至50%的根轨迹如图5所示, 从图中可知, 特征根 (λ5, λ6) 和 (λ12, λ13) 变化较为缓慢, 而特征根 (λ7, λ8) 逐渐靠近虚轴, 因此可认为系统稳定性随着电压跌落的增加而降低。

其余参数不变, 单独调节Ksag的仿真结果如图6所示。

图6中电网电压Vs在0.1s出现电压跌落, 此时UPQC将切换至两变流器同时运行的模式。从图中可知, Ksag越大, 系统响应越慢, 稳定性也越差。设计UPQC参数时必须考虑电压跌落性能指标对电压、电流补偿效果的影响。

2.2.2 控制参数对UPQC特征根的影响

由于直流母线在串、并联变流器之间的能量交换中起到重要的作用, 因此, 本文拟以直流母线电压控制回路为例, 探讨控制参数对系统稳定性的影响。

1) 直流母线电压Vdc比例控制因子kp21对特征根的影响

参数kp21变化时的根轨迹如图7所示。

可以看到, 当kp21从0.5逐渐调节至7时, 特征根 (λ7, λ8) 与特征根 (λ3, λ4) 的根轨迹均与虚轴相交。其中:特征根 (λ7, λ8) 的根轨迹是从虚轴右侧逐渐过渡到左侧, 与实轴相交后又有一分支向虚轴靠近;而特征根 (λ3, λ4) 则一直向虚轴靠近。其余特征根均在虚轴左侧。综合上述分析, 可认为系统是随着参数kp21的增加先从低频振荡的不稳定状态过渡到稳定状态, 然后又逐渐过渡到高频振荡的不稳定状态。

其余参数不变, 单独调节比例因子kp21的时域仿真结果如图8所示。从图中可知, 系统稳定性随着kp21的增加先强后弱, kp21的取值存在稳定极限, 取值过大或者过小将会显著地影响系统的稳定性, 与上文分析结果一致。

2) 直流母线电压Vdc积分控制因子ki21对特征根的影响

参数ki21变化时的根轨迹如图9所示。可知, 随着ki21从600调节至9 000, 特征根 (λ7, λ8) 的根轨迹从向虚轴逐渐靠近过渡到与虚轴相交, 并且逐渐远离实轴, 其所表征的特性是系统低频振荡频率逐渐增加, 而系统稳定性也随之降低, 直至失稳。

其余参数不变, 单独调节ki21的仿真结果如图10所示。从图中可知, 积分参数增大, 系统阻尼减少, 振荡频率增加, 系统稳定性变差。积分参数过大时, 系统将出现不稳定, 与特征根分析结果相一致。

2.2.3 负载对直流母线控制参数整定范围的影响

由上文可知, 在同一负荷工况下, 直流母线控制参数kp21, ki21均有一定的整定范围。同理, 可得不同负荷工况下kp21, ki21的整定范围, 如表1所示。

从表1可知, 其余参数不变, 参数kp21, ki21的整定范围随着负荷的增加而变小, 负荷对kp21, ki21的整定范围有较大的影响。

3 UPQC控制参数灵敏度分析

在设计补偿装置的结构及控制参数时往往需要考虑系统的某些参数变化对特征根的影响。而参数的灵敏度[17,18,19]表征了参数对特征根影响的强弱及变化趋势, 设系统矩阵为A, λi为系统的特征根, 与之对应的左右特征向量元素分别为vi和ui, 则该特征根λi对参数k的灵敏度可表示为:

鉴于本文系统矩阵A较为简单, 通过选择适当的微增量Δk, 可采用近似计算公式:

仍以附录C中表C1各参数所确定的工况为例, 由式 (18) 和式 (19) 可计算得到该工况下串并联变流器的外环PI控制参数对系统特征根的灵敏度, 见附录C中表C4。可知, 在该特定工况下, 并联变流器直流母线电压控制参数kp21对特征根 (λ7, λ8) 的灵敏度影响较大, 因为该参数控制了串并联变流器与电网之间的有功功率交换, 与本文2.2节中采用特征根方法分析的结果相一致。在设计UPQC结构及控制参数时, 需重点分析kp21对系统稳定性及动态性能的影响。

4 UPQC协调控制策略分析

4.1 新型功率流协调控制策略分析

UPQC的串、并联变流器需要与电网侧进行能量交换, 当电网侧电压跌落幅值较大时, 串、并联变流器之间的有功环流较大, 很可能会对补偿效果造成影响[20,21,22]。同时由于传统UPQC的串联变流器长期处于旁路状态, 并联变流器长期处于重载状态, 导致了两者的容量未得到充分合理地利用, 也可能会造成投资成本的增加。为减少串、并联变流器在电压跌落时的有功功率交换, 提高串联变流器的利用效率, 本文提出了新型功率流协调控制策略。该控制策略的核心在于UPQC串联变流器始终以注入极限补偿电压Vcmax的方式减少电网侧的功率因数角, 降低了并联变流器的容量需求, 同时将电网侧电压处于正常时的状态作为其跌落0%的特殊情况进行处理, 从而可以在满足电压与无功功率等补偿需求的前提下, 尽量减少串并联变流器与电网之间的能量交换。

图11为UPQC协调控制的相量示意图, 其中分别表示电网电压、电流相量;分别表示串联变流器输出的极限补偿电压相量、并联变流器输出的电流相量;分别表示负荷侧的电压、电流相量;φ和δ分别表示负荷侧、电网侧的功率因数角;θ表示的相角差;β和γ分别表示的相角差。

图中以O点为起点, 圆弧ABC表示从未跌落过渡到最大跌落的相量终点集合。其中A和C点分别表示未跌落、出现最大跌落时的终点位置, B点表示正好与串联变流器输出的电压正交时的终点位置, 若以Vcmax表示串联变流器的电压补偿极限, 则此时幅值可表示为:

为便于分析, 本文将针对以下两种工况研究UPQC的协调控制策略, 其相量图分别与图11 (a) 和 (b) 对应。

1) 工况1, 若幅值满足:

此时定义轻度跌落, 其相量的终点位于圆弧AB段;该工况下UPQC串联变流器从电网吸收能量, 并联变流器向电网回馈能量, 两变流器同时向负荷侧注入无功功率。

从图11 (a) 可知, 工况1下串联变流器注入幅值、相角分别为:

的相角差θ为:

而对于并联变流器而言, 只需将补偿至与同相, 即可在满足电网侧功率因数补偿需求的前提下, 达到串并联变流器之间有功环流最小的控制目标。由于此时负荷所需有功功率全部来源于电网, 根据能量守恒, 可计算电网电流幅值为:

此时, 并联变流器输出电流幅值、相位分别为:

2) 工况2, 若幅值满足:

此时定义深度跌落, 其相量的终点位于圆弧BC段;该工况下UPQC并联变流器从电网吸收能量, 串联变流器向电网回馈能量, 两变流器同时向负荷侧注入无功功率。

从图11 (b) 可知, 工况2下串联变流器注入电压幅值Vc、相角β表达式同式 (22) ;的相角差θ的表达式同式 (23) 。同时, 对于并联变流器而言, 经过其补偿后的电网侧功率因数角δ需满足:

考虑到裕量, 则δ范围可设为:

然而, 该工况下串并联变流器与电网之间的有功环流将随着δ的减少而增加, 综合考虑功率因数及有功环流两种因素, 并联变流器可根据θ决定其补偿后的电网功率因数角δ。若θ满足:

则补偿后的电网电流只需与OB同相即可, 此时δ表达式为:

若θ满足:

则并联变流器需控制电网侧功率因数角δ恒定为:

根据能量守恒, 可得补偿后的电网电流幅值为:

进而可得并联变流器输出电流的幅值、相位分别为:

综上所述, 本文提出的协调控制策略中, 当电网电压在由式 (21) 所决定的工况1下, 串并联变流器补偿矢量需分别满足式 (22) 和式 (25) ;当电网电压在由式 (26) 所决定的工况2下, 串并联变流器补偿矢量需分别满足式 (22) 和式 (34) , 则补偿后的负荷电压幅值将满足额定电压幅值, 补偿后电网侧功率因数值将高于0.9, 满足补偿的约束条件。

4.2 仿真验证

为验证本文提出的新型功率流协调控制策略的有效性, 仍以附录C中的参数为例, 并设串联变流器的最大输出电压为0.6VL, 电网侧电压最大跌落百分比为50%, 由式 (21) 和式 (26) 可知两种工况所对应的电压跌落区间, 如表2所示。

以Vs跌落0% (未跌落) 为例, 对UPQC在工况1下采用的协调控制策略进行仿真验证, a相仿真结果如图12所示, 从图中可知, 电网端a相电压Vsa未跌落时, 并联变流器通过输出相应的补偿电流ica, 使得电网侧功率因数为1;而串联变流器通过输出一个相位超前于Vsa的极限补偿电压Vca, 使得串并联变流器与电网之间的有功交换最小。仿真结果验证了该协调控制策略在工况1下的有效性。

同理, 以Vs跌落50% (最大跌落) 为例, 对UPQC在工况2下采用的协调控制策略进行仿真验证, a相仿真结果如图13所示。

从图中可知, Vsa重度跌落时, 串联变流器通过输出一个相位超前于Vsa的极限补偿电压Vca, 减少了电网侧的功率因数角, 而并联变流器通过注入相应的补偿电流ica调节电网侧的功率因数, 并将相应的功率因数角维持在20°恒定。该协调控制策略使得两变流器在电网侧功率因数满足需求的前提下, 与电网之间的有功交换达到最小。仿真结果验证了该协调控制策略在工况2下的有效性。

5 结论

1) 与串、并联变流器独立运行相比, 由于两单元自身振荡模态不同, 导致UPQC在切换运行模式时, 其串联变流器的补偿结果中出现了额外的低频振荡分量, 并联变流器的补偿结果中出现了额外的高频振荡分量。

2) 由于UPQC串并联变流器通过直流母线交换能量, 无超级电容等快速储能的支撑, 导致了串、并联变流器联合运行时的稳定性比串、并联变流器独立运行模式下的稳定性低。

3) UPQC直流母线电压的控制参数对UPQC切换运行模式时的小干扰稳定性有较大的影响, 而控制参数的稳定极限及整定范围受到负荷等因素的影响。

4) UPQC新型功率流协调控制策略可在电网侧电压轻度跌落、深度跌落两种工况下有效地减少串并联变流器与电网之间的有功功率交换, 提高了串联补偿装置的利用率。

需要强调的是, 本文重点论述了小信号分析在UPQC领域的应用, 当UPQC的补偿功能与控制策略发生变化时, 仍可采用文中UPQC切换运行模式时的小信号建模及分析思路, 只是结论可能与本文略有不同。