MQAM

MQAM（精选4篇）

MQAM 篇1

0 引言

MPSK / MQAM信号是当前数字通信系统中常用的调制样式,符号速率是实现其解调的一个关键参数,在智能接收系统或通信对抗中需要对信号的符号速率进行精确估计。当前,符号速率估计算法主要涉及以下3个方面: 利用信号的相位跳变信息提取符号速率的基频或谐频分量; 提高算法的噪声抑制能力; 提高算法的实时处理能力。目前,许多文献提出了采用周期谱法[1,2]、STFT变换法[3]、小波变换法[4,5]和信号相关累积法[6]等算法来估计信号的符号速率,但这些算法存在运算量较大、无法适应低信噪比环境和对估计载波频偏敏感等问题。

针对上述问题,提出了一种基于Gabor小波变换的MPSK/MQAM信号符号速率估计算法,算法通过运用归一化处理和固定尺度的连续小波变换实现了对MPSK/MQAM信号符号速率的盲估计; 具体实现时将信号的小波变换转换成信号与小波函数的卷积,可以利用FFT来完成小波变换的快速实现,从而提高了算法的运算速度。

1 信号的小波变换

1. 1 信号模型

假设接收机接收到复信号模型为:

x( t) = s( t) + n( t) = A( t) exp {j [2πfct + φ( t) + θ]} + n( t) 。

式中,n( t) 是均值为零、方差为σ2的加性高斯白噪声,且与s( t) 统计独立; A( t) 、fc、φ( t) 和θ分别为信号的幅度调制函数、载波频率、相位调制函数及初始相位,且有

式中,Tb为符号周期,g( t) 为长度为Tb的单位脉冲函数,an和Φn分别为星座映射的幅度值和相位值。

1. 2 连续小波变换

设x( t) ∈L2( R) ,ψ( t) 为基小波,则信号x( t)的连续小波变换[7]为:

式中,a和b分别为尺度因子和位移因子; ψ*( t) 为基小波ψ( t) 的共轭变换。

Gabor小波是一种典型的基小波,其时宽带宽积满足不确定原理的下限,具有良好的时频分辨率[8]。Gabor小波的时域和频域表达式分别为:

式中,f0为小波的中心频率; σ为一个控制小波时域持续时间和频域选择性的参数,两者选取要满足小波容许条件。由上式可知,Gabor小波是一个加高斯窗的复正弦函数,其频域可视为一个中心频率为f0的带通滤波器。由于式( 4) 的连续小波变换可等价为信号x( t) 通过传输为ψ( ( t - b) /a) 的滤波过程,因此Gabor小波具有良好的带通性能,对于通带外的噪声和其他干扰信号有较好的抑制作用。

1. 3 MPSK / MQAM 信号的小波变换

为了简化推导,忽略噪声影响,则r( t) = s( t) 。对r ( t) 的幅度进行归一化变换,得到复数信号Zc( t) ,即

信号Zc( t) 的小波变换为:

当信号在高斯窗内没有发生相位突变时,φ( t)为常数,信号小波变换的幅值为:

式中,

当信号在高斯窗内发生相位突变时,假设发生相位突变的时刻为t1,相位突变前后φ( t) 分别为φ和φ + Δφ,则信号小波变换的幅值为:

可以看到,当信号在高斯窗没有发生相位突变时,信号在尺度a下的小波变换幅度是一个与位移因子b无关的常数; 当信号在窗内发生相位突变且突变点位于高斯窗的中心时,小波变换幅度有局部极小值。

2 估计算法 DSP 实现

2. 1 连续小波变换的快速实现

在DSP实现中,设信号处理的数据长度和位移因子b长度均为N,则式( 4) 中小波变换可以改写为:

式中,* 表示线性卷积运算; IFFT表示反傅里叶变换; ψa( k) 为的快速傅里叶变换。

从上面推导可知,连续小波变换可以转换成卷积形式。利用2个信号时域的卷积对应信号频域乘积再取IFFT的性质,快速实现算法仅需要3次N点的FFT运算,运算量为O( N log2N) ,而根据式( 4) 直接计算的运算量为O( N2) ,快速算法能有效减少运算量,提高运算效率。

2. 2 估计算法 DSP 硬件实现

从上述分析可知,本文算法DSP硬件实现可以归纳为幅度归一化模块、载频与带宽粗估计模块、小波函数产生模块、小波变换计算模块和符号速率估计模块等5个主要模块。信号首先送入幅度归一化模块,进行归一化处理,得到复数信号Zc( t) ,消除MQAM信号幅度变化的影响。 归一化后 的信号Zc( t) 在信号载频与带宽粗估计模块进行信号载频和带宽初步估计,对信号进行FFT变换,利用信号功率谱的载频对称性[9],通过质心估计得到载频估计值fc',在fc'对应峰值两侧3 d B范围内进行搜索得到带宽估计值Bw。小波函数产生模块根据fc' 和Bw,得到小波变换的参数a、f0和σ,生成小波函数。在小波变换计算模块中,由输入的小波函数和信号Zc( t) ,进行快速连续小波变换和取模运算,得到|WTZc( a,b)| 。最后在符号速率估计模块中,针对|WTZc( a,b) |利用差分运算 去除直流 分量,通过FFT运算得到功率谱,最后检测功率谱的峰值位置得到信号符号速率的估计值fb'。快速估计算法DSP硬件实现流程如图1所示。

在实际程序中的小波变换计算模块中,需要计算归一化信号的频域,而在前面的载频与带宽粗估计模块已对信号进行FFT运算,因此可以重用,将载频与带宽粗估计模块的FFT结果送入小波变换计算模块,减少计算量。

3 仿真分析

3. 1 信号适应性仿真

仿真条件如下: 采样频率fs= 1 Hz,载频fc=0. 25 Hz,符号速率fb= 0. 062 5 Hz,符号个数 为480个,小波参数a = 1,σ = 2 / fb,f0= fc。独立进行100次Monte-Carlo实验,BPSK、QPSK、16QAM和32QAM四类调制信号的符号速率估计性能如图2所示。从图2中可以看出,4类信号的估计性能曲线较接近,在信噪比为 - 10 d B时,符号速率估计正确率达95% 以上。因此,本文算法对MPSK/MQAM调制信号具有良好的适应能力。符号速率的相对估计误差在0. 1% 以内时为估计正确。

3. 2 算法性能仿真

仿真条件如下: 采样频率fs= 1 Hz,载频fc=0. 25 Hz,符号速率fb= 0. 062 5 Hz,符号个数 为480个,小波参数a = 1,σ = 2 / fb,f0= fc,信号调制样式为8PSK,独立进行100次Monte-Carlo实验,本文算法( WT变换法) 、文献[3]算法( STFT变换法) 和文献[6]算法( 信号相关累积法) 符号速率估计性能如图3所示。从图中可以看到,本文算法在低信噪比( - 20 d B≤SNR < - 10 d B) 时,均方误差值小于0. 025 Hz,估计性能优于STFT变换法和信号相关累积法,主要是因为本文算法可以根据初估计得到的信号载频及带宽信息,灵活设置Gabor小波基函数的中心频率和相关参数,可以充分抑制带外噪声和干扰信号的影响。

3. 3 DSP 硬件实现仿真

信号参数设置同算法性能分析,算法在ADI公司Tiger SHARC系列TS201S芯片上进行DSP实现,采用Visual DSP + + 5. 0开发软件进行算法编程和功能仿真[10]。参数设置同算法性能仿真,符号个数为64,DSP芯片主频为600 MHz。实验算法占用时间如表1所示。

从表1可知,本文算法能大幅降低符号速率估计所需运算时间,可以应用在FPGA + DSP的实时处理平台中,通过FPGA进行数字下变频( DDC) ,完成变频、抽取和滤波,在DSP完成基带信号的参数快速估计。

4 结束语

通过对MPSK/MQAM信号进行归一化处理和固定尺度小波变换,将相位跳变信息转换为幅度跳变信息,运用Gabor小波的频域选择特征来抑制带外噪声和干扰信号,有效检测出信号的相位跳变信息,从而完成对MPSK/MQAM信号的符号速率估计。理论分析及仿真试验均可表明,本文算法具有较小运算量、良好适应性、较好抗噪性能和实时处理能力。同时由于算法存在归一化处理和取模等非线性运算,需要进一步研究低信噪比下信号检测以及载频和带宽的初估计,以使其更适宜于低信噪比和多信号环境。

MQAM 篇2

定时恢复也称码元同步或位同步,它是指在数字接收系统中解调器输出的数字信号采样率必须和发送端的码元速率一致,并且采样时刻必须在发送码元波形的中心位置。全数字接收机的定时同步恢复一般采用开环结构,即采用本地定时时钟直接对基带信号进行采样,由于存在位同步误差,得到的往往不是最佳时刻采样值。将其送入位同步检测电路直接估计判决位同步误差,再根据所估计的位同步误差采用数字插值运算得到最佳时刻采样值,可使接收信号和发射信号同步。

衡量定时恢复性能的主要标准有两个:(1)定时相位。接收机不仅需要符号的采样频率,还要知道符号采样的位置———最佳采样点,采样位置的选取就是定时相位。在带限信道的同步通信系统中,采样点偏离采样最佳位置越远,符间串扰越大。(2)定时抖动。从数据信号恢复出的时钟会存在抖动,即高频成分,这种抖动同样会造成符间串扰。

1 定时恢复的插值法

系统框图如图1所示。

图中接收端有一个固定的采样时钟,其频率和相位都是固定不变的。定时环路主要由Gardner定时误差估计算法,环路滤波器,定时NCO以及内插滤波器组成,来调整定时频率及相位的偏差,从而输出最佳的定时信号。

接收机对符号周期为T的接收信号以Ts为周期进行采样得x(mTs),由于Ts来源于独立的本振时钟,所以T/Ts一般为无理数。再送入内插滤波器,恢复出的内插值表示为Y(kTi),Ti=T/K,K为整数。可见,内插滤波器实际上完成了时变插值和抽取的功能,内插控制电路包括定时误差检测单元(Timing Error Detector,TED)、环路滤波器和数控振荡器(Numerical Controlled Oscillator,NCO)3个部分。

2 插值法定时同步原理

在数学分析中,插值的概念指的是根据一条曲线的已知的样本值,通过插值计算得到该曲线上某些未知的样本值。插值法定时误差校正是根据鉴相得到的定时误差,用插值的方法对本地定时的相位进行调整,使得采样的结果尽可能的接近最佳采样点。设内插滤波器的冲击响应的连续形式为hI(t),输入信号x(mTs)经过内插器,并以Ti为间隔采样以后得到内插点:

其中,

以上公式为插值时钟恢复的基本公式,其中,μk∈[0,1)代表分数间隔的插值相位,决定内插滤波器的系数;mk是用来指示插值基点的指针,决定采样序列中哪些点参加内插运算。由此可以得到,内插滤波器的冲击响应hI(t)以及定时误差μk确定以后,就能得到插值以后的输出信号y(kTi)。

根据插值滤波器理论,抽头数I应该满足:(1)参与内插FIR滤波器运算的采样信号个数必须是偶数,也就是I必须为偶数;(2)插值运算必须在采样信号组的中间间隔进行。内插FIR滤波器的插值运算可以用线性插值公式或其他高阶插值公式。本文采用拉格朗日插值公式,可以将抽头系数写为:

当抽头数为4,I1=-2,I2=1,由拉格朗日插值公式得:

即得到Farrow结构的立方插值滤波器的抽头系数。其实现需要3个乘法器和11个加法器。具有主瓣宽、旁瓣抑制度大、结构简单等特点。

3 定时误差检测

Gardner定时误差估计算法是F.M.Gardner提出的一种不需要先进行载波同步的定时误差估计算法。它需要每个数据符号有两个采样值,一个在符号判决点附近,一个在两个符号判决点中间附近,并且与载波相位偏差无关,可以以符号速率输出误差信号。

Gardner算法是根据QPSK推导出来的,文献中的算式为:

QAM调制与QPSK调制的区别就是结合了多进制技术。因而对Gardner算法进行修改:

其中:a=[yI(kT-T)+yI(kT)]/2

4 数控振荡器和环路滤波器

NCO在控制字w的控制下,为每个内插点更新相应的mk和μk,从而控制内插滤波器的工作。w的初始标称值设置为Ti/Ts,即w=Ti/Ts。在每一个符号周期,它都与环路滤波器输出的定时误差信号ε赞(k)相加,进行实时更新修正,即

其中K0是增益系数。根据文献[1]的结论,mk和μk可以由以下算式得出:

环路滤波器采用有源比例积分滤波器,离散域形式为:

其系数K1,K2由整个定时环路来决定,具体的数字锁相环路的分析由文献[4]给出。

5 系统性能仿真

根据以上对定时恢复环路的分析,构建环路的仿真模型。环路等效噪声带宽0.1%,输入64QAM信号,信噪比30dB,未考虑载波相位误差和信道的多径串扰畸变。定时误差信号瞬态响应如图2所示,数控振荡器输出μk的瞬态响应如图3所示。

由定时误差信号瞬态响应图看出定时误差信号波动太大,难以看出收敛情况,从数控振荡器输出μk的瞬态响应图可以看出定时恢复环路的收敛情况。从输入信号眼图(见图4)和输出信号眼图(见图5)可以看出定时回复环路工作正常,定时恢复环路的定时调整是正确的。

6 结语

采用基于插值的Gardner定时同步算法,可以先于载波同步环路独立进行定时恢复,只需要两倍于符号速率的采样速率,且能够校正独立时钟带来的采样频率偏差,可以作为EDSL传输系统中MQAM信号解调的定时恢复方案。

摘要：EDSL技术是我国具有自主知识产权的第三代宽带接入技术,在其采用的MQAM信号调制方式中,全数字解调端的定时恢复是关键技术之一。本文论述了插值法定时恢复的基本原理,介绍了一种基于Gardner定时误差检测算法的定时恢复方法,并做出适当改进以适合EDSL传输系统,给出了仿真结果,验证了方案的可行性。

关键词：定时恢复,定时误差检测,全数字解调

参考文献

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[5]程佩青.数字信号处理教程.北京:清华大学出版社,2001

MQAM 篇3

在未来的视频通信网中,除视频信号外,还要传输包括文字、声音、数据图片等在内的多媒体信息。而不同信息媒体、不同服务对象对传输的要求各不相同。多分辨率M进制正交幅度调制(MR-MQAM)是一种频谱利用率较高的调制方式,可以对不同优先级的数据提供不等差错保护,在数字电视广播系统和无线多媒体业务中得到了广泛应用[1]。由于无线衰落信道中,MR-MQAM误码性能恶化,故使用分集接收来提高系统的性能[2,3]。为获得较大的分集数量级,同时减小移动终端费用,发送和接收可采用选择合并/最大比合并(SC/MRC)天线分集技术或正交空时分组码(OSTBC)[4,5,6,7]。笔者在总结前人所用技术的基础上,使用矩生成函数方法分别推导了Nakagami衰落信道上采用组合SC/MRC方案和OSTBC方案的MR-MQAM平均误码率(BER)闭合表达式。

2系统模型

考虑独立、同分布平坦多输入多输出(MIMO)Nakagami衰落信道上有nT个发射天线、nR个接收天线的两个无线通信系统,它们分别采用组合SC/MRC方案和OSTBC方案。

2.1组合SC/MRC方案

对采用组合SC/MRC的MIMO系统,选择nT个发射天线中使总接收信噪比(SNR)最大的B发射信号。考虑理想天线选择,即信息符号速率远大于信道衰落速率,可认为在天线的两次调整间信道几乎保持不变。假定衰落参数m为整数或nRm为整数,由文献[4]得到组合SC/MRC合并器输出的瞬时信噪比γ的概率密度函数为

式中:γ表示接收端的平均信噪比,伽马函数

式(2)对所有的q,均有C0(q)=1。SC/MRC合并器输出的瞬时信噪比γ的矩生成函数ør(s)定义为

2.2 OSTBC方案

对采用OSTBC的MIMO系统,假设信道在一帧周期(T个时隙)内保持恒定不变,接收端具有理想信道状态信息(CSI),发射端CSI未知。若在T个时隙内发送了P个符号,则OSTBC的编码速率为R=P/T,采用2根、3根和4根发射天线的OSTBC分别为全速率编码G2、3/4速率编码H3、H4和1/2速率编码G3、G4[8]。每个OSTBC可以用一个nT×T维矩阵X表示,其输入输出关系可以写成Y=HX+n,式中nR×T维矩阵Y表示接收信号,nR×T维矩阵n表示接收噪声,其矩阵元素为独立同分布的复高斯随机变量,均服从CN(0,N0)分布,信道矩阵

3 MR-MQAM在AWGN信道上的性能

考虑每个优先级均包含2 bit信息数据,采用格雷编码映射的n分辨率MR-MQAM,最高优先级的信息比特分别被安排在同相和正交分量的最重要比特位,较低优先级的比特被安排在次重要比特位上。同相和正交分量信号中的n个优先级分别用二进制信息序列i1i2…in和q1q2…qn来表示,其对应的距离向量分别为di=[di1,di2,…,din]和dq=[dq1,dq2,…,dqn],其中2d1,2d2,…,2dn为第1,2,…,n优先级中星座点间的距离。采用格雷编码的2分辨率16QAM星座图举例,如图1所示。

MR-22nQAM信号可以等效为分别调制在两个正交载波上的MR-2n PAM信号的叠加,假定MR-2n PAM信号的各星座点从左到右依次标记为0,1,…,2n-1,经过十进制到二进制的转换后得到第j个星座点的二进制表示为b1jb2j…bnj,j=1,2,…,2n,其对应的格雷码可得

式中:λ表示MR-2n PAM信号的星座点坐标向量,第j个星座点的坐标λ(j)=n k=1Σ(2bkj-1)dk。由文献[2]及文献[3],可得AWGN信道上方MR-MQAM同相分量信息ik(k=1,2,…,n)的平均BER为

4 MR-MQAM在Nakagami衰落信道上的性能分析

利用高斯Q函数另一表达式,即(2sin2θ))dθ/π,由(5)式对组合SC/MRC合并器输出信噪比γ的概率密度函数求统计平均,可得Nakagami衰落信道上采用组合SC/MRC方案的n分辨率22n-QAM的同相比特ik(k=1,2,…,n)的平均BER为

式(11)中,n≥2且有P(a,b,1)=arctanb-arctana。同理,可得采用OSTBC方案的n分辨率22n-QAM的同相比特ik(k=1,2,…,n)平均BER为

5数值计算结果举例

以同相比特i1为例,对m=2的Nakagami衰落信道上采用组合SC/MRC和G2全速率编码OSTBC的2分辨率16QAM平均BER性能进行数值计算,结果见图2。由图2a可知,增加接收天线数能显著改善SC/MRC和OSTBC系统的平均BER性能,在相同天线设置条件下,SC/MRC的平均BER性能要优于OSTBC方案。当平均BER=10-6时,对SC/MRC系统,(nT,nR)=(2,1)方案的平均SNR比(2,2)方案约大6.89 d B,而(2,2)方案的平均SNR比(2,3)方案约大2.86 d B。对OSTBC系统,(nT,nR)=(2,1)方案的平均SNR比(2,2)方案约大7.19 d B,而(2,2)方案的平均SNR比(2,3)方案约大2.98 d B。对于(nT,nR)=(2,1),(2,2)和(2,3)方案,OSTBC的平均SNR分别比SC/MRC约大1.07 d B,0.77 d B和0.65 d B。图2给出nT=nR=2,i1在不同距离向量下平均BER曲线。当平均BER=10-6时,对SC/MRC系统,di=dq=[8,1]和[4,1]的平均SNR分别比[2,1]约小5.73 d B和4.22 d B。对OSTBC系统,di=dq=[8,1]和[4,1]的平均SNR分别比[2,1]约小5.75 d B和4.23 d B。距离向量为[8,1],[4,1]和[2,1]时,SC/MRC的平均SNR分别比OSTBC约小0.77 d B,0.76 d B和0.73 d B。

6 小结

笔者研究了Nakagami衰落信道上采用组合SC MRC方案和OSTBC方案的MR-MQAM平均BER性能,使用Matlab软件编程,分别获得了两个方案的平均BER性能结果。所进行的理论分析结果为采用组合SC/MRC和OSTBC的MR-MQAM系统提供了理论分析方法,避免了计算机仿真,提高了工作效率。

参考文献

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MQAM 篇4

多电平正交幅度调制(Multilevel Quadrature Amplitude Modulation,MQAM)采用正交幅度调制的方法对载波的幅度及相位同时进行调制,与其他调制技术相比,是一种频谱利用率很高,抗干扰能力较强的调制方式,在DVB-C以及xDSL等传输技术中具有广泛的应用。

随着移动通信技术的快速发展,开发人员对硬件系统的需求已经不仅仅局限于高性能和高集成度,追求高效和灵活的设计方法已成为一种趋势。近几年,FPGA已成为数字信号处理系统的核心器件,但传统的数字信号处理系统的核心器件多使用DSP处理器,因此底层技术人员通常对C语言和汇编语言很熟悉,但是对于HDL语言并不熟悉,并且要求工程师对硬件结构有一定了解[1]。

为解决上述问题,可使用Xilinx Sytem Generator进行FPGA设计[2]。它通过建立DSP系统抽象算法,并将其转化成可靠的硬件实现,是DSP高层系统设计与FPGA实现的“纽带”。可在Matlab/Simulink的环境下完成算法的建模,然后生成相应的工程。ISE可对工程进行仿真、综合、实现,最后完成算法的硬件化,也可由System Generator直接生成bitstream文件,并下载到FPGA。综上所述,笔者将采用该方法进行MQAM调制器的全数字化设计。

1 基于System Generator的64QAM调制器设计

由于MQAM调制方式的原理在很多文献中有所介绍[3],这里就不再说明。以64QAM为例,采用数字化处理基带调制、中频调制的方案,设计框图如图1所示。调制器由扰码器(Scrambler)、串并转换单元(Serial To Parallel Unit)、差分编码器(Differential Encoding)、星座映射单元(Mapping Unit)、成型滤波单元(Shaping Filter Unit)以及DDS构成[4]。为保证较好的调制效果,输入二进制符号速率最大可支持到DDS振荡频率的1/4,本例中符号速率为1 Mbit/s,中频为30 MHz,最大符号速率支持到7.5 Mbit/s。

1.1 扰码器(Scrambler)

输入数据中如果出现连“0”或连“1”的情况,会对接收机提取位定时信号造成干扰。为减少这种干扰的影响,通常要加入扰码器将输入数据随机化。本设计中采用4级移位寄存器,当出现连“0”或连“1”的情况时,其生成随机码周期为24-1=15。本模块采用System Generator中的Black Box模块设计,首先利用输入工具对模块进行基于VerilogHDL的可综合设计,通过语法检查、综合、功能仿真后,便可与Black Box模块相结合,实现扰码器功能。

1.2 差分编码器与星座映射单元

由于QAM信号解调时相干载波与初始信号存在四重相位模糊度[5],只需对表示所处象限的I,Q路最高位比特进行差分编码调制,这样既消除了相位模糊,又可减少误码扩散的影响。星座映射单元(Dif-ferential Encoding&MappingUnit)主要采用了Gray码编码方式将二进制比特转化为8电平值,可有效减少误码率,其映射关系如表1所示。

1.3 成型滤波器单元(Shaping Filter Unit)的设计

FIR滤波器的设计可采用Matlab/Simulink的FDA-Tool[6],由于串并转换后的I,Q两路数据速率为初始输入数据的1/6,所以设置FIR滤波器的采样速率为Fs=1MHz,截止频率Fstop为110 k Hz,生成滤波器阶数为16的低通滤波器,其频率响应如图2所示。

2 系统仿真

设计完成后进行仿真,得到如图3所示的波形图,可观察到经过串并转换后I,Q两路的码流与经过成型滤波器滤波后再与载波相乘的信号对比。其中1,3路分别为2~8电平转换完成后的I,Q两路基带信号序列,2,4两路为I,Q两路信号经成型滤波单元、与载波相乘后的信号波形,第5路为最终合成数据。

开发环境采用了SFF SDR开发平台[7],64QAM调制器设计完成后,在System Generator模块中设置芯片类型,本文选择的芯片类型为XilinxVirtex4 xc4vsx35,然后点击“Generate”按钮,开始生成ISE工程文件,并生成bitstream文件下载到FPGA芯片中,SFF SDR DP中自带的模块格式化程序可自动配置与其平台接口相对应的连接方式,实现64QAM的调制并经D/A转换后送入射频端[8]。

3 小结

本文创新点在于采用基带及中频数字化方案,利用System Generator工具来实现全数字64QAM调制器的设计,并最终在FPGA上实现其功能,根据DDS的频率可灵活配置输入数据的速率,可适应软件无线电的需求。经过测试,完全可以实现同Verilog HDL语言输入相同的功能,这种方法可大大缩短FPGA工程的开发时间,并缩小系统工程师与硬件工程师的隔阂,具有很好的实用价值。本论文的后续研究将完成本调制方式的全数字相干解调,将重点设计载波回复、位同步、内插滤波器等单元。

参考文献

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