频率—转速协调控制（通用4篇）
频率—转速协调控制 篇1
0 引言
由于变转速永磁直驱风电机组省去了容易出故障的齿轮箱传动结构,运行可靠性好,发电效率高,维护工作简单,所以逐渐成为风电产业发展中的主导机型。永磁直驱风电机组采用全功率双脉宽调制(PWM)变流器,通过转子磁场定向的矢量控制技术实现最大风能跟踪控制[1,2,3]。由于采用了最大风能跟踪控制策略,使得永磁直驱风电机组的机械功率与系统电磁功率解耦、转速与电网频率解耦。随着风电容量占电网总容量的比重不断提高,这种解耦效应对系统频率稳定性的影响日益严重。
国内外对变速风电机组的频率响应控制进行了一些研究。文献[4]提出在系统频率变化时通过增加频率控制环节来释放或者吸收转子中的一部分动能,实现风电机组的频率控制,但该方法没有考虑风电机组的失速保护问题。文献[5]提出了集频率控制、转速延时恢复,转速保护系统和与常规机组配合为一体的风电机组频率控制单元,该单元虽然考虑了转速恢复和转速保护问题,但是没有针对频率波动较大情况下的转速响应问题作进一步研究。文献[6]提出了额外有功设定值分时控制的新方法,以转换器容量和失速限制为条件进行切换控制,却没有解决切换控制时引起的频率二次波动问题。文献[7]通过仿真将飞轮储能装置引入风力发电系统,通过飞轮的充/放电控制,改善传统风电机组的频率控制特性。文献[8,9]针对风电机组离网运行情况,提出了附加备用频率控制策略,以改善风电机组的频率响应特性。
本文在考虑永磁直驱风电机组变速运行特点的基础上,提出了变风速下永磁直驱风电机组频率—转速协调控制策略,并对其有效性进行了验证。
1 频率响应机理与数学模型
电力系统频率是电能质量的基本指标之一,国家标准GB/T 15945—2008《电能质量 电力系统频率偏差》规定:要保证将系统频率偏差控制在允许范围之内。在大负荷投切时,如果发电机组出力仍然保持不变,突增负荷所消耗的能量只能由机组转动部分的动能供给,而当风电机组动能无法供给突增负荷时,将会引起系统频率偏差超出允许范围[10]。
1.1 风电机组的动能
风电机组转动机械中储存的动能为E=0.5Jωm2,其中,J为转动部分的惯性矩;ωm为转动角速度。通常将发电机组运行时动能与其额定容量的比值定义为惯性时间常数H=Jωm2/(2S),其中,S为发电机组额定容量。额定转速下,常规发电机组的惯性时间常数一般为2～9 s[8],而风电机组的惯性时间常数约为6 s。因此,通过增加频率控制环节,可以使永磁直驱风电机组获得与常规发电厂相似的频率惯性响应能力[11]。
1.2 永磁直驱风电机组的动态模型
EMTP/ATP是目前国际上广泛使用的电力系统电磁暂态分析程序,但在其元件库中没有风电机组模型[12],本文利用软件中的MODELS语言和TACS(transient analysis of control system)开发了永磁直驱风电机组的动态等值模型[13],如图1所示。
1.2.1 风机模型
风轮捕获风功率的效率用功率系数CP表征,其计算公式为:
式中:θ为叶片桨距角;λ为叶尖速比,λ=ωmR/vw;ωm为风轮转速;R为风轮半径;vw为风速[12]。
可以看出,功率系数CP是叶片桨距角θ和叶尖速比λ的函数。
风机的机械输入转矩Tm与风速vw的关系为[13]:
式中:ρ为空气密度;风机功率Pm=Tmωm[14]。
永磁直驱风电机组的传动系统模型为[15]:
式中:Jeq为机组的惯性矩;Bm为转动黏滞系数;Te为电磁转矩。
1.2.2 永磁同步发电机模型
dq坐标系下永磁同步发电机的数学模型为[12]:
式中:Rs和Ls分别为发电机的定子电阻和电感;usd,usq,isd,isq分别为d,q轴定子电压、电流分量;ωs为同步电角速度(ωs=ωm);Ψ为转子永磁体磁链。
发电机的电磁转矩Te=pΨisd[13],其中,p为发电机极对数。因为发电机的电磁转矩仅与定子电流q轴分量有关,所以,在该坐标系下发电机输出有功功率的计算公式亦可写为Ps=usqisq+usdisd=usqisq[15]。
1.2.3 网侧变流器模型
网侧变流器采用电网电压定向的矢量控制技术。假设dq坐标系以同步速旋转且q轴超前于d轴,将电网电压综合矢量定向于d轴上,则电网电压在q轴上的投影为0。dq坐标系下风电机组送入电网的有功功率和无功功率分别为[14]:
式中:egd,egq,igd,igq分别为电网电压、电流的d,q轴分量。调节电流矢量在d,q轴的分量就可以独立控制变流器的有功功率和无功功率。
网侧变流器在dq坐标系下的电压表达式为[15]:
式中:Rg和Lg分别为网侧变流器进线电抗器的电阻和电感;ugd和ugq分别为网侧变流器d,q轴电压分量;ωg为电网角频率。
2 永磁直驱风电机组频率—转速协调控制策略设计
为保证永磁直驱风电机组的运行效率,在不对系统频率变化做出响应时,永磁直驱风电机组采用最优叶尖速比跟踪控制,实现最大风能追踪。当系统频率出现较大偏差时,风电机组频率控制环节开始动作,将机组动能转化为电能供给突增负荷,使频率偏差保持在允许范围内。
2.1 改进的永磁直驱风电机组最大风能追踪控制策略
根据上述控制目标,本文对永磁直驱风电机组最大风能追踪控制策略加以改进,使改进后的永磁直驱风电机组能够根据系统的频率状况,自动调整运行模式,同时满足追踪最大风能和对系统频率进行支撑的双重要求。改进后的永磁直驱风电机组控制策略框图如图2所示。
图2中:虚线框①内的部分用于计算风轮捕获的风功率,由式(3)～式(5)得出;虚线框②内的部分为机侧交叉耦合电压补偿项Δusd和Δusq,由式(5)得出;虚线框③内的部分为网侧交叉耦合电压补偿项Δugd和Δugq,由式(7)得出。图2中用到了KP变换实现直角坐标向极坐标的变换以获得电角频率,KP变换的原理如虚线框⑥内的部分所示。
当永磁直驱风电机组对系统频率变化做出响应时,发电机输出的有功功率与网侧变流器输出的有功功率变化趋势相同,此时,如果仍然采用发电机输出的有功功率作为前馈量Ps/egd输入网侧变流器,将形成正反馈,导致系统不稳定。
针对该问题,本文采用风轮捕获的风功率作为前馈量Pm/egd,与直流电压调节环构成内环d轴电流给定,在风速变化时,可以实现网侧变流器d轴电流的迅速调节,及时将发电机输出的有功功率送入电网;在参与调频时,可以将风轮捕获的风功率信息及时反映到网侧,辅助保护风电机组转速。
为便于实现频率控制,永磁直驱风电机组的机侧变流器和网侧变流器均采用功率前馈控制。图2中虚线框⑤内的部分为改进后的永磁直驱风电机组最大风能追踪控制策略。根据Pm=Tmωm和Ps=usqisq,推出Pw=Ps=egdigd=Teωmeas。其中,Te为发电机电磁转矩;ωmeas为发电机转速的测量值。由此可知,改进后的控制策略采用定子侧有功功率输出Ps跟踪定子侧有功功率参考值Psref,而传统的最优叶尖速比跟踪控制策略采用发电机转速的测量值ωmeas跟踪最优转速ωopt,两者效果相同。
图2中的触发单元用于控制永磁直驱风电机组在最大风能追踪运行模式与频率控制运行模式之间的切换。风电机组工作于最大风能追踪运行模式时,触点位于位置0。此时,机侧变流器发出跟踪最优功率指令,保持最优叶尖速比,实现最大风能追踪;网侧变流器通过直流电压调节环,动态调节有功电流,保持直流母线电压稳定,并根据风速变化,快速调整送入电网的有功功率。当频率控制模块检测到系统频率偏差超出设定值时,触发器动作,触点切换到位置1。频率控制模块输出的频率偏差功率指令PΔf和风轮捕获的风功率指令Pm一同作为前馈量,输入到机侧变流器和网侧变流器,直流电压调节环切换到机侧变流器,同时,虚线框④内的比例—积分(PI)控制器清零,开关断开。此时,网侧变流器迅速改变向电网送出的有功功率,抑制频率变化的速率,使常规发电厂获得足够的频率响应时间;机侧变流器根据功率前馈指令增加发电机的电磁功率,并且通过直流电压调节环控制直流母线电压稳定。
采用传统频率控制策略时[5,6],触发器在风电机组转速低于设定值或频率恢复到允许范围内时切换至位置0,但是由于作为输入的风能无法调节,在频率恢复之前,因为风电机组的动能损失过多而导致转速过低,可能引起频率的二次波动。为避免频率二次波动给系统带来不利影响,将转速控制引入频率控制环,将频率响应阶段与转速恢复阶段相结合作为控制触发器动作条件,设定当定子侧有功功率参考值Psref与定子侧有功功率输出Ps的差值小于设定值时,控制触发器动作,完成控制切换操作。
2.2 频率—转速协调控制策略
针对传统频率控制策略的不足,本文提出了频率—转速协调控制策略,不仅可以抑制系统的频率波动,还可以根据风电机组电磁功率的变化率调节转速控制参数,使风电机组获得较好的频率响应能力,避免系统频率的二次波动,以获得较好的转速恢复特性。
由于风轮捕获的风功率作为前馈量Pm/egd,受到影响而偏离最优转速,网侧变流器的有功前馈量随之下降。为不影响采用单一频率控制时的控制效果,在频率控制环内增加积分补偿环节(如图2中虚线框⑦所示),输出频率有功前馈补偿量PIfref用于平衡转速偏离后捕获风功率的减少量。
图2中虚线框⑧内的部分为所提出的转速协调控制环,当风电机组的实际转速ωmeas偏离最优转速ωopt后,转速控制环输出转速偏差功率指令PΔω,作为负反馈给入频率控制环,与系统惯性模拟指令PJref、频率偏移幅度抑制指令Pfref和频率有功前馈补偿量PIfref一起合成后,作为频率偏差功率指令PΔf,将其作为前馈量给入网侧变流器。转速控制环中转速偏差系数Kω在满足频率控制要求的前提下尽量取大,以降低转速偏离程度;积分系数KI根据系统容量和常规发电厂电磁功率的变化率整定。
3 仿真分析
本文参照XD102-2500永磁直驱风电机组的参数和运行特性,在EMTP/ATP平台上搭建了永磁直驱风电机组的动态等值模型。仿真系统接线如图3所示。
图3中,单台永磁同步发电机的额定功率为2.5 MW,负荷1和2分别为90 MW和20 MW的投入负荷,常规发电厂的容量为180 MW。风电场由9台2.5 MW永磁直驱风电机组和机端变压器T1,T2,T3组成,系统仿真时间长度设为35 s。
3.1 频率响应过程分析
本文分别研究了永磁直驱风电机组在无频率控制环、采用单一频率控制环和采用频率—转速协调控制环3种情况下的频率响应过程。为模拟频率响应过程,在仿真开始时,图3中负荷1(20 MW)处于断开状态,在t=5 s时,开关合上,模拟负荷突然增大的情况。永磁直驱风电机组在3种情况下的系统频率变化过程如图4所示。
在无频率控制环情况下,负荷1投入后,系统频率迅速下降。由于风电机组的惯性与电网相解耦,导致系统惯性较小,频率下降幅度很大,超出了频率偏差的允许范围。从图4中采用单一频率控制环情况下的频率响应过程可以看出,系统频率的下降幅度明显减小,但是,由于风电机组的动能损失过多而导致机组转速过低,频率控制环被切除时,系统频率又出现了二次下降(即频率二次波动)。从图4中采用频率—转速协调控制环情况下的频率响应过程可以看出,采用频率—转速协调控制环不仅使得负荷投入后的频率下降幅度减小至国标允许的范围内,而且避免了系统频率出现二次波动,并且使频率恢复过程得到改善。
3.2 转速响应过程分析
永磁直驱风电机组在3种情况下的系统转速变化过程如图5所示。在无频率控制环情况下,风电机组运行在最大风能追踪控制模式,机组对系统频率变化无响应,其转速仅根据风速的变化进行调整,保持最优叶尖速比,以追踪最大风能。分析图5中风电场在单一频率控制情况下的等效转速响应曲线可知:风电机组转动部分储存的动能有限,并且没有可控的能量来源,如果调频过度,则只能因为转速过低而强行切除频率控制环节,造成系统频率的二次波动。分析图5中采用频率—转速协调控制环的风电场等效转速响应曲线可知:该曲线的转速变化较为平缓,在对系统频率起到支撑作用的同时,避免了系统频率出现二次波动,改善了频率的恢复特性。
3.3 有功功率输出特性分析
图6(a)为无频率控制环情况下风电场有功功率输出特性。可以看出,风电场的有功功率输出与风速的变化密切相关,并且略微滞后于风速的变化,这是由风电机组的惯性决定的。图6(b)为采用单一频率控制环情况下风电场有功功率输出特性。可以看出,风电机组由于过度调频而导致转速过低,在t=12 s时,频率控制环被强行切除,风电场的有功功率输出减少了10 MW,因此造成了系统频率的二次波动(如图4中单一频率控制曲线所示)。图6(c)为采用频率—转速协调控制环情况下风电场有功功率输出特性。可以看出,风电场的有功功率输出变化较为平缓,避免了系统频率出现二次波动。
3.4 电磁转矩特性分析
风电场等效电磁转矩如图7所示。从图7(a)可以看出:风电场等效电磁转矩的变化趋势与风速曲线的变化趋势相一致,表明风电机组在无频率控制环的情况下,通过调整发电机的电磁转矩实现变速运行,提高风能的利用率。从图7(b)可以看出:在大负荷投入后,风电场的等效电磁转矩迅速增大,导致风电机组的转速迅速下降(如图5中单一频率控制曲线所示);因风电机组转速过低而切除频率控制时,风电场的等效电磁转矩出现突变,减少了70%,这将会给传动轴等机械部件带来很大冲击,缩短风电机组的使用寿命。采用频率—转速协调控制后,风电场的等效电磁转矩变化过程如图7(c)所示,可以看出:风电场的等效电磁转矩变化较为平缓,有效减轻了风电机组机械系统的应力,有助于减缓机械疲劳。
4 结语
本文在传统最优叶尖速比跟踪控制的基础上,提出了变风速下永磁直驱风电机组的频率—转速协调控制策略。研究结果表明,在频率波动较大时,该控制策略可以消除因风电机组动能损失过多而导致的系统频率二次波动,从而可以有效减轻传动轴中的应力疲劳。
由于频率控制采用的是传统的比例—积分—微分(PID)控制,控制效果受控制器参数的影响非常大,在实际工程中,控制器参数多依靠经验进行匹配,因此,进一步的研究应该针对永磁直驱风电机组的频率模糊控制响应。此外,还应该考虑通过桨距控制加快转速的恢复速度。
频率—转速协调控制 篇2
关键词：变压变频,空间矢量脉宽调制,转差频率控制,Simulink,数字信号处理器
电动汽车[1,2,3]作为新一代交通工具，在节能减排、减少人类对传统能源的依赖方面具有传统汽车所不可比拟的优势，为电动汽车设计一套性能优良的调速系统成为汽车生产的关键问题。直流调速系统具有较为优良的静、动态性能，在很长一段历史时期，处于调速领域的优势地位。然而，直流电机结构复杂，电刷易于磨损，维护麻烦，对运行环境的要求较高，电机最高转速、单机容量和最高电压都受到一定的限制。而交流电机因其结构简单、成本低、运行可靠、易维护、可用于大容量调速和能在恶劣环境中工作等优点，在工业领域中得到广泛的应用。
最初的交流变频调速采用开环V/f恒压频比[4,5,6]控制方案，尽管能实现交流电机一定范围内的调速，但只能用于调速要求不高的场合，如泵类、风机等负载的拖动。由于开环V/f控制中，感应电机的转速会随着扰动变化，调速精度也会受到影响，因此转速闭环转差频率[7,8]控制系统应运而生。在这种控制系统中，转速信号的误差通过PI调节器输出转差频率给定值，用来补偿电机转速，从而确保电机跟随期望转速运转，从而解决了异步电机平滑调速的问题，而且结构也不算复杂。
本文结合SVPWM技术，在转速开环变压变频调速的基础上，增加转速传感器、相应的检测电路和测速软件，实现了基于异步电动机稳态模型的电动车辆转速闭环转差频率控制系统。利用Simuink进行仿真分析，在干扰信号作用下转速迅速调节并最终保持不变，由此可知该闭环控制系统具有较好的抗扰动的性能。进而在实际电动车辆控制器DSP[9]中进行了实现与验证，转速闭环转差频率调速控制具有较高的转速精度和稳定性，可在干扰信号下实现较为精确的变频调速。
1 转速闭环转差频率控制
1.1 转差频率控制
运动控制的根本问题是转矩控制，由异步电动机的电磁转矩公式[10]可以得到：
式中：Te为电磁转矩；Φm为每极气隙磁通；R'r为折合到定子侧的转子每相电阻；L'1r为折合到定子侧的转子每相漏感；ωs为转差角频率，ωs=sω1,s为转差，ω1为电源角频率；Km为电机的结构常数，为电机极对数，Ns为定子每相绕组匝数，kNs为定子基波绕组系数。
当电机稳态运行时，转差s较小，因而ωs也较小，可以认为则转矩可近似表示为
由此可知，若能保持气隙磁通Φm不变，则在s值较小的稳态运行范围内，异步电动机的转矩就近似与转差角频率ωs成正比。也就是说，在保持气隙磁通Φm不变的前提下，可以通过转差角频率ωs来控制转矩，这就是转差频率控制的基本思想。
1.2 VVVF控制原理
为了保持气隙磁通Φm恒定，可以采用变压变频（VVVF）控制，即V/f恒压频比控制方式。三相异步电动机定子每相电动势的有效值为
由式（3）可知，只要控制好Eg和f，便可达到控制气隙磁通Φm的目的，对此，需要考虑基频（额定频率）以下和基频以上两种情况。基频以下时，磁通恒定，允许输出转矩也恒定，属于恒转矩调速，并且此时需在Us/f为恒值的基础上提高Us以补偿定子电流压降；基频以上时，电压不能超过额定电压，转速升高时磁通减小，允许输出转矩也随之降低，属于恒功率调速。
采用TMS320F2812实现恒压频比调速，根据电动车辆电机特性建立恒压频比控制特性曲线。
f与Us的函数关系为
式中：Us min,Us max分别为补偿电压和电压的最大幅值；f1为基频率。
由于实验所用电机为低压大电流电机，定转子电阻电感都较小，因此补偿电压很小，取1.5 V即可满足要求。由实验得到V/f曲线如图1所示。
图1中，补偿电压幅值1.5 V，电压最大幅值38 V，对应基频率120 Hz。
1.3 转差频率控制系统结构
转速闭环的转差频率控制变压变频调速系统结构原理如图2所示，系统共有2个转速反馈控制，内环为正反馈，将转速调节器ASR的输出信号给定转差频率ωs*与实际转速ω相加，得到定子频率给定信号
由于正反馈是不稳定结构，需设置转速负反馈外环，才能使系统稳定运行，ASR为转速调节器，一般选用PI调节器。
实际转速ω由速度传感器FBS测得。然后根据f=ω/2π和V/f恒压频比，得到定子电压U和定子电流频率f，用U和f控制SVPWM变频器，即得异步电动机调速所需的定子电压和频率。
在开环V/f控制系统的基础上，增加转速传感器，测量实际转速，并与给定转速（频率）相比较，输出转差频率对应的输出值，经过PI调节，输出转速，控制电机的转速。
1.4 系统软件实现
本文采用TMS320F2812芯片实现该转速闭环转差频率控制，图3为控制主程序流程图，包括：1）系统初始化：定时器、中断初始化及中断使能；2）加速曲线计算；3)V/f曲线计算；4）转速环PI调节；5)SVPWM中断。
2 系统仿真
本论文中仿真实验用异步电机参数为：功率P=75 k W，线电压51 V，频率f=120 Hz，定子电阻R1=0.738 4Ω，电感L1=0.003 045 H，转子电阻R2=0.740 2Ω，转子电感L2=0.003 045H，定转子互感Lm=0.124 1 H，转动惯量J=0.034 3 kg·m2，摩擦因子F=0.000 503 N·m·s，极对数Np=2。
Simuink仿真设定参数为：给定转速n*=1 000～2 000 r/min，直流母线电压80 V，采样频率10 kHz。
在开环V/f控制系统模型的基础上，建立转速单闭环转差频率控制系统模型如图4所示，依次包括：1）转速n*给定；2）转速PI调节；3)V/f曲线；4)SVPWM波形调制；5）电机和测量模块。
运行该系统，得到空载启动时并在t=1 s时刻加速至2 000 r/min的仿真结果如图5所示。
由图5可以看出，空载启动时，在0～0.2 s内，定子电流由起始的40 A稳定到10 A以内，转矩由起始的40 N·m逐渐降至0，同时转速上升至1 000 r/min，之后系统保持稳定；在t=1 s时刻加速过程中，电流、转矩和转速都相应上升，经过0.3 s后，电流和转矩回复到初始状态，转速逐渐稳定在给定的转速值。
需指出的是，电机在启动时，转矩有一定幅度的变化，这是因为电机启动时磁场有一个建立过程，在建立过程中磁场变化是不规则的，但在0.1 s后磁场逐渐稳定，且加速过程中磁场也是稳定的，使得转矩能够稳定上升和下降。
由图6可以看出，启动时刻曲线与图5相同，但在t=1 s时刻施加10 N·m干扰信号，使得电流和转矩相应上升，转速下降；在t=1.1 s时刻干扰消除后，电流和转矩回降至初始值，转速上升至初始值并保持不变。由此可知该闭环控制系统有较好的抗扰动的性能。
3 实验验证及结论
本文采用Sevcon控制器（内含TMS320-F2811芯片）、USB to CAN收发器、XDS510-USB2.0仿真器、稳压电源和测试台。
结合图3程序流程图，用CCS3.3软件编程，实现了电机的加减速控制。将实验数据保存至.txt文件中，通过Matlab软件绘制得到图7。图7为电机启动时给定转速400 r/min，并在t=3.6 s时刻加速至800 r/min的加速曲线，以及期望转速与实际转速的误差曲线。由图7可知，该系统较好地跟踪了期望转速曲线，并使转速误差最终趋向于0。
电机稳定运行后，在t=2.6 s时刻施加一干扰信号，得到扰动转速曲线如图8所示。由图8可以看出，转速开始有一定程度的下降，但经过0.s后又逐渐趋于稳定。由此可知，该系统能对扰动信号起到一定的抑制作用，从而进一步验证了该系统具有较好的抗扰动的性能。
本文在转速开环变压变频调速的基础上，实现了电动车辆转速闭环转差频率控制系统。利用Simuink仿真和实际电动车辆控制器DSP中的实现验证了该系统具有较高的抗扰动性能和稳定性。
参考文献
[1]敖克勇.纯电动汽车发展前景探讨[J].价值工程,2013(32):43-44.
[2]杨孝纶.电动汽车技术发展趋势及前景[J].汽车科技,2007,35(6):10-13.
[3]张雯.我国电动汽车发展现状的探讨[J].山东电力技术,2014,44(9):24-27.
[4]冒建亮,叶桦,张舒哲.基于SVPWM的变频控制系统的实现[J].东南大学学报,2012,42(S1):25-30.
[5]陈伟,杨荣峰,王高林,等.新型电压矢量控制算法极低速性能研究[J].中国电机工程学报,2010,30(15):99-105.
[6]王庆义,尹泉,赵金,等.一种改善VVVF变频调速系统稳定性方法[J].电机与控制学报,2007,11(2):138-142.
[7]叶国平.转差频率控制的变压变频调速器在电梯系统改造中的应用[J].江南大学学报,2003,2(6):608-610.
[8]章浙根.转差频率控制变频调速实验的研究[J].实验室研究与探索,1991,30(4):68-71.
[9]Holtz J,Niklaos F.Neutral Point Potential Balancing Algo-rithm at Low Modulation Index for Three-level Inverter Medi-um Voltage Drives[J].IEEE Transactions on Industry Appli-cations,2007,43(3):761-768.
频率—转速协调控制 篇3
作为一种不依赖于化石燃料、零排放的清洁能源车辆，纯电动汽车得到了人们越来越多的关注，但是当前的电能存储技术不足以为纯电动汽车提供一种功率/能量密度高、充电速度快并且价格相对低廉的电能存储装置，这极大地限制了纯电动汽车的大规模商业化推广。为了解决这种矛盾，增程式电动汽车（range extender electric vehicle,REEV）应运而生。
在纯电动汽车的基础上，加装能够为动力电池充电的辅助动力装置———增程器（auxiliary power unit,APU），便构成了一台增程式电动汽车。当动力电池能量充足时，汽车以纯电动模式行驶；当动力电池能量不足时，便启动增程器为动力电池充电或直接驱动车辆行驶，提高车辆的续驶里程。由于既能满足人们日常的短距离零排放清洁行驶，又能免除人们长距离行驶对车辆续驶里程的担忧，增程式电动汽车逐渐成为各整车厂、研究机构的关注热点[1,2,3,4,5]。
针对增程器工作在功率跟随状态时的发动机、发电机协调控制问题，结合发动机/电机转速和功率的耦合特性，本文首先设计了转速切换/功率跟随增程器协调控制策略，并根据发动机的最佳制动燃油消耗率曲线（brake specific fuel consumption,BSFC）设计了发动机的功率-转速切换表，然后分别设计了基于二阶滑模控制器的发动机转速控制器和基于电压定向直接功率控制（voltage-based direct power control,V-DPC）的PWM整流器功率控制器，最后在AVL Cruise和MATLAB/Simulink仿真环境下搭建了系统的联合仿真模型。
1 增程器控制基本原理
典型的增程式电动汽车动力系统结构如图1所示，车载充电器、小容量动力电池、驱动电机和驱动电机控制器构成了车辆动力系统的基本组件。车辆的加速性能、爬坡能力和最高车速完全取决于驱动电机和驱动电机控制器的特性。增程器由发动机、发电机和PWM整流器构成，发动机和发电机同轴连接。当动力电池的荷电状态（state of charge,SOC）低于某一设定限值SOCmin时，整车控制器根据车速以及其他车辆信息启动增程器并向APU控制单元发出功率指令Pdemand。APU控制器根据功率需求指令和增程器控制策略调整发动机转速以及PWM整流器的输出功率，为车辆提供额外的电能。
由于APU的输出和整车直流母线直接相连，发动机与车辆的驱动轮不存在机械连接，发动机的转速和转矩与整车对车速和牵引转矩的需求无关，因此，增程器控制策略可以通过控制发动机在其转速-转矩/功率平面上的工作区间来实现对增程器的优化[6]。
一般而言，增程器控制策略应满足以下要求：
(1）输出功率满足整车的功率需求，不至于在行驶过程中造成动力电池的SOC持续下降。
(2）能够保持直流母线电压的基本稳定，不至于对动力电池造成大电流的充放电，从而降低动力电池使用寿命。
(3）能够保证增程器同时工作在发动机、发电机的高效区域，从而提高燃油效率，降低排放。
为解决增程器控制问题，文献[7]以发电功率需求为输入，采用模糊控制器确定具有最高燃油经济性的发动机转速和转矩，实现了对APU的高效工作点控制；文献[8]提出了一种基于线性变参数鲁棒控制器的APU控制方法，实现了对由柴油发动机和三相不控整流器组成的APU输出电压的稳定控制，有效抑制了负载突变对发动机转速和发电电流的影响；文献[9]以等效燃油消耗为优化目标，实现了发动机与电池间的功率均衡控制，提高了整车的燃油经济性。文献[10]以产生给定能量燃油效率最高为优化性能指标，构造了APU燃油效率最优控制模型，并采用最大值原理，实时计算发动机的最佳转速和转矩。上述方法，从整车控制策略或发动机、发电机控制方面入手，不同程度地提高了APU的燃油经济性，但是都没有涉及发动机、发电机的协调控制。
2 转速切换/功率跟随增程器控制
2.1 转速切换/功率跟随控制策略
如前所述，优化发动机的工作区域，提高发动机燃油效率，降低排放是增程器控制策略的一个重要目标。由于车辆运行期间整车的功率需求波动范围很大，故增程器控制策略必须针对不同的功率需求及时调整发动机的转速，理想的发动机功率-转速曲线为图2所示的发动机最佳BSFC曲线。车辆运行期间，整车的功率需求变化较快，发动机的转速响应难以及时跟随功率的变化，并且频繁的发动机转速调整会影响发动机的空燃比控制，进而影响发动机的油耗和排放[11]。
为解决这一问题，在发动机的功率输出范围[Pmin,Pmax]内，划分出k个子区间，将每个功率子区间的中点Pi对应的发动机转速ni作为该区间的发动机目标转速，如图2所示，根据该图可以得出发动机的功率-转速切换表，增程器根据功率指令所在的功率区间，决定发动机的目标转速。同时，采用基于电压定向直接功率控制方法对PWM整流器进行功率闭环控制，实现增程器输出功率对整车功率需求的跟随。此时发动机的输出转矩可描述为
式中，PAPU为APU的输出功率；n为发动机转速。
综合考虑发动机的转速调节误差和PWM整流器的功率调节误差，发动机的实际工作区间将是一条围绕最佳BSFC曲线的狭长区域。
转速切换/功率跟随增程器协调控制系统结构如图3所示，其中，Eabc、Iabc分别为发电机的相电压和相电流瞬时矢量；sa、sb和sc为PWM整流器功率开关管的开关状态。控制系统根据整车的实时功率需求Pdemand查找功率-转速切换表对应的目标转速n*，发动机转速控制器根据该目标转速通过调节电子节气门开度θ，实现对发动机转速的闭环控制。同时，采用基于电压定向的直接功率控制方法对PWM整流器的输出功率进行闭环控制，从而实现对整车的功率需求的跟踪。发动机转速控制器和PWM整流器功率控制器之间没有耦合关系，从而实现了发动机转速控制和发电机、PWM整流器发电系统的解耦控制。实质上，由于在特定的功率子区间内发动机转速是恒定的，所以PWM整流器在功率子区间内的功率调节是通过对发电机的发电转矩的调整而实现的，同时由于发动机和发电机是同轴连接的，所以发动机的负载转矩也是随功率变化而调整的。
当整车的功率需求在两个不同的功率区间之间小幅度频繁波动时，会造成发动机转速的频繁调节，这种转速的频繁调节会严重影响发动机的工作效率和排放性能[11]，为了避免这种情况的发生，引入功率迟滞环节，迟滞宽度为ΔP，只有当功率需求上升到Pm+ΔP/2时，转速才会从nm切换到nm+1。同理，只有当功率下降到Pm-ΔP/2时，转速才会从nm+1切换到nm。功率迟滞环节示意图如图4所示。
2.2 基于二阶滑模的发动机转速控制系统设计
实现对发动机转速的精确控制是转速切换/功率跟随增程器协调控制系统的重要环节。汽油发动机转速控制系统是一个典型的非线性、强耦合、时变动力学系统[12]，其系统参数往往随着外部环境以及工况的变化在较大的范围内波动。发动机转速控制器不仅要能保证对目标转速的快速、稳定跟随，还要对模型误差、负载突变具有较强的鲁棒性。
滑模变结构控制本质上是一种非线性控制，在控制过程中，它根据系统的状态，动态地对系统结构进行调整，使系统按照预定“滑动模态”的状态轨迹运动。由于滑动模态与系统参数及负载扰动无关，这就使得滑模变结构控制具有鲁棒性较强、无需在线系统辨识等优点[13,14]，但是传统的滑模变结构控制本质上的不连续开关特性会引起系统的抖振，抖振不仅影响系统的控制精度，也会激发系统的高频未建模动态特性。同时，这种高频切换输出直接作用在执行器上，不仅对执行器的响应速度提出了很高的要求，甚至会损坏执行器。二阶滑模控制将不连续的控制量作用在滑模量的二阶微分上而不是一阶微分上，实现了控制输出的连续，有效地改善了抖振现象[15,16]，同时保留了传统滑模控制的鲁棒性强、有限时间收敛等优点，特别适合发动机转速控制这类非线性、参数不确定系统。
综合汽油发动机的进气系统、转矩产生系统与运动系统特性，取控制变量u=θ，状态变量x=[x1x2]T=[n pm]T，其中，pm为进气歧管压力。那么发动机模型可以通过状态方程描述为[17]
其中
式中，J为系统转动惯量；Tl为发动机负载转矩；R为气体常数；Tm为进气歧管温度；Vm为进气歧管容积；pamb为环境压力；Lth为汽油理论最佳空燃比（Lth=14.67）；λ为等价空燃比；σ为发动机点火提前角；kmo、kl、kth、ke为发动机平均值模型的系统参数[18]。
对式（2）中的第一个状态方程进行微分，可得
定义转速误差e=x1-x1d，其中x1d为期望转速。取滑模函数为,c必须满足Hurwitz条件，即c>0。可知，s=0时，有，即转速误差将以指数方式进行收敛。滑模函数的时间导数为
由式（4），，可知系统的相关度为1，存在Γm、ΓM和Φ使得：
采用“Super twisting”方法设计的滑模控制率为
其中
控制系统收敛条件为
其中，s0为准滑模动态的边界层，这里取s0=0；参数W、ρ和μ为待整定参数。这里采用类似于Ziegler-Nichols PID参数整定方法，固定其中两个参数，调整另一个直至系统的响应速度、超调量、稳态精度等指标均满足要求。经参数整定取W=6.8，ρ=0.5，μ=2.2。同时，为满足式（6）所列的控制系统的收敛条件，令Φ=1.17×103，Γm=219.17，ΓM=1.15×103。系统初始条件x(t0)=[1200r/min 80kPa]T,u(t0)=10时，发动机转速控制系统的转速响应曲线和控制变量节气门开度曲线如图5所示，从图5可以看出，转速控制系统能够快速跟随转速指令，同时对负载波动具有较好的鲁棒性。
2.3 基于电压定向的PWM整流器直接功率控制
由图3可知，转速切换/功率跟随增程器协调控制系统是通过调节PWM整流器的输出功率从而间接实现对发动机转矩的调整的，那么实现对PWM整流器输出功率的精确控制是系统的关键步骤。在增程器中，三相永磁同步电机输出的三相交流电必须通过整流装置进行整流后才能与直流母线连接。增程器中常见的整流装置有不控整流器（二极管整流器）、相控整流器（晶闸管整流器）和PWM整流器（门极关断功率开关管）。不控整流器输出的直流电压不可控，相控整流器的交流侧功率因素较低、动态响应较慢，这限制了它们在增程器中的应用。
PWM整流器具有动态响应速度快、交流侧功率因素可调的优点，同时还可以工作在有源逆变状态，驱动永磁同步电机拖动发动机启动[19]，免除了额外的发动机启动装置，所以本文采用PWM整流器作为增程器整流装置。为了实现增程器的输出功率对整车功率需求的跟随，必须使PWM整流器工作在功率闭环输出状态，因此采用基于电压定向的直接功率控制对PWM整流器的功率输出进行闭环控制。
基于电压定向的PWM整流器直接功率控制不需要将输出功率换算成相应的电流来进行控制，而是将PWM整流器输出的瞬时有功功率和瞬时无功功率作为控制量直接进行闭环控制[19]。基本的控制思路是：首先对PWM整流器的瞬时有功功率p和无功功率q进行检测运算，再将其检测值与给定值p*和q*的偏差分别送入两个滞环比较器中，最后根据滞环比较器的输出以及交流侧电压矢量的位置确定功率开关管的开关状态sa、sb和sc。这里，PWM整流器在单位功率因数下运行，故q*=0。控制系统的结构框图如图6所示。
定义三相静止abc坐标系中的相电压瞬时矢量Eabc=(ea,eb,ec），相电流瞬时矢量Iabc=(ia,ib,ic），那么PWM整流器的瞬时无功功率为Eabc与Iabc矢量积的模，即
为了消除PWM整流效率对功率跟随精度造成的误差，有功功率p的计算是通过对直流侧的电压VDC和电流IDC的测量得到的，即
定义功率滞环比较器的滞环宽度为2 Hp，那么有功功率滞环比较器和无功功率滞环比较器的输出分别为
sp和sq是反映实际功率偏离给定功率程度的开关函数，根据开关函数sp、sq以及Eabc所处的扇区N便可以确定功率开关管的开关状态sa、sb和sc，实现PWM整流器的功率闭环控制[20]。
3 仿真模型与结果分析
3.1 仿真模型
为了验证转速切换/功率跟随增程器协调控制策略的可行性与控制效果，在AVL Cruise车辆控制与动力学仿真软件下搭建了基于转速切换/功率跟随增程器协调控制策略的增程式电动汽车模型，模型结构如图7所示。
车辆模型主要包括永磁同步驱动电机（模块12）、动力电池（模块18）、驱动控制单元（模块22）、制动能量回馈控制单元（模块23），增程器主要由汽油机（模块2）、永磁同步发电机（模块13）和PWM整流器（模块19）以及增程器控制单元（模块21）构成。其中增程器控制单元调用的是在MATLAB/Simulink下创建的DLL文件，通过AVL Cruise提供的MATLAB DLL接口与仿真模型通信，增程器控制单元的Simulink顶层仿真模型框图见图8。
根据发动机的转速-功率-比油耗特性，仿真中所采用的功率-转速切换表见表1。整车能量管理策略可描述为当动力电池SOC低于SOC增程器启动下限SOCmin时便启动增程器，增程器工作于功率跟随模式。这里SOCmin设置为40%,SOC的初始值为45%。
表2列出了整车的基本参数以及主要动力部件参数。
3.2 结果分析
仿真采用的EUDC工况的速度、加速度和行驶里程曲线如图9所示。在该工况下仿真得到的整车功率需求曲线、发动机转速曲线和增程器输出功率曲线如图10所示。
从图10中可以看出，增程器启动后，发动机转速根据整车的功率需求工作在设定的转速点，同时增程器的输出功率随着整车的功率需求变化而变化。整个EUDC工况中动力电池的电压曲线、电流曲线和SOC曲线如图11所示。从图11中可以看出在工况的前80s，由于动力电池SOC大于40%，增程器未启动，此时动力电池的输出电流随整车的功率需求波动，同时由于内阻压降，动力电池电压波动较大。当增程器启动后，动力电池的输出电流基本为零，只有在发动机转速切换时有小幅波动，同时在车辆制动时，动力电池吸收制动回馈电流。动力电池SOC基本保持在40%，缓慢的SOC下降是由给车辆低压系统供电的DC/DC直流变换器造成的，在第350s左右，由于车辆的制动回馈电流较大，故动力电池SOC发生轻微上升。
图12描述了发动机在相应工作点的工作时间占全部时间的百分比。从该图可以看出，在6个设定目标转速点，发动机的工作时间均占较大的比例。占比例较低的工作点为发动机转速以及PWM功率调整过程中的过渡工况。综合而言，发动机的工作点分布在围绕最佳BSFC曲线的狭长区域内。
4 结论
(1）基于平均值模型的发动机转速二阶滑模控制器能够快速、准确地响应发动机的转速给定，并且对负载突变具有较强的鲁棒性。（2）基于电压定向直接功率控制的PWM控制器的功率闭环控制能够准确地跟随整车的功率需求。增程器启动后动力电池的电压、电流和SOC在车辆运行过程中波动较小，延长了电池使用寿命。（3）采用转速切换/功率跟随增程器协调控制策略，发动机的工作点集中在一条围绕最佳BSFC曲线的狭长区域内，有效地改善了整车的燃油经济性和排放性能。
摘要：针对电动汽车增程器系统中的发动机、发电机协调控制问题,提出了一种转速切换/功率跟随增程器协调控制策略。首先根据发动机的最佳制动燃油消耗率曲线设计了发动机的功率-转速切换表。然后,分别设计了基于发动机平均值模型的发动机转速二阶滑模控制系统和基于电压定向直接功率控制的PWM整流器功率控制系统。通过对发动机转速和PWM整流器输出功率的闭环控制,使发动机沿着最佳制动燃油消耗率曲线运行。最后,在AVL Cruise和MATLAB/Simulink仿真环境下搭建了系统的联合仿真模型,仿真结果从增程器功率跟随效果,发动机转速控制效果,动力电池电压、电流和SOC波动范围以及发动机工作点分布等方面验证了该策略的有效性。
频率—转速协调控制 篇4
风电具有随机性和间歇性,随着穿越比例的不断攀升,电力系统频率稳定问题日益严峻[1]。然而,对于目前广泛采用的变速恒频机组,虽然其采用了先进的交流变频控制技术,但其解耦控制策略使机组有功功率无法响应系统频率的变化。此外,该类风电机组通常运行于最大功率点跟踪(maximum power point tracking,MPPT)模式下,无法提供额外的有功功率参与频率控制,这更加剧了含大规模风电穿越的电力系统频率稳定问题[2]。
在部分风电穿越比例较高的发达国家,通常夜间时风电高发,超过了波谷负荷,造成了负电价[3]。为了避免大量的经济损失和保障电网的稳定性,通常的做法是切除部分风电机组[4],这样做的弊端是风电机组频繁启停影响使用寿命。为了解决以上矛盾,许多国家正在研究使部分风电机组减载,例如:西班牙在电网导则中明确规定,风电机组必须具有1.5%的频率备用裕度[5]。减载的优势在于:第一,可在不切机情况下为系统留有部分备用,节约了常规备用的投资成本;第二,减载控制技术能够对系统的频率进行实时响应,保障了电网频率稳定性;第三,风电机组的变流器采用交流变频控制技术,功率控制速度比火电机组更快,能有效提升电力系统的动态稳定性[6]。
综上所述,风电机组调频控制具有极大的经济与研究价值,吸引了国内外大量学者对其进行深入研究。如虚拟惯量法[7,8,9],即在频率变化时,让风电机组迅速向电网释放储存在旋转质量中的动能,或从电网吸收能量增加动能,从而模拟与同步机类似的惯性常数和暂态频率响应特性;如快速备用法[10,11],即当频率变化时,使风电机组的有功功率瞬间输出一个短期(如10 s)的方波信号,类似一个短暂的有功备用。这2种方法的缺陷在于仅能进行短暂的调频支援,从严格意义上来说,尚无法认为是有效的减载调频手段。对于长时间的减载调频,主要有2种方法,即变桨法和超速法[12,13,14,15,16,17]。变桨法通过调节桨距角增加或减少风电机组出力,以实现故障时风电机组对电网频率变化的有功支撑;超速法通过控制转子转速超过MPPT转速,以降低风电机组的有功出力,储存有功备用。由于变桨法和超速法可以实现长时间内的功率减载,风电理论界更加倾向于使用这两者实现风电机组的频率控制。
对比超速与变桨技术,超速法在特定场合下具有以下优势:一是超速法替代变桨法时可减少频繁变桨对机械装置的磨损[6];二是转速控制基于交流变频控制技术,其控制速度远比桨距控制快[18]。然而,超速法仅能单独应用于低风速的工况,这是因为在中高风速情况下,风电机组转子转速已接近甚至等于机组的最大转速上限,无法实现超速减载。此时,应配合使用变桨法进行协调控制,实现不受风速限制的减载控制。文献[13]提出了转速控制与桨距控制的协调控制策略,但该策略无论在何种风速条件下都使桨距角与转速控制器同时动作,并没有根据不同的风速条件发挥超速和变桨各自的优势。
为了克服超速法与变桨法各自的应用缺陷,本文针对变速恒频机组中常用的双馈风电机组,提出了一种基于超速和变桨协调的频率控制策略。文献[19,20]提出将风电机组的控制策略分为低、中、高3种风速模式,目的是使风电场的有功控制指令与风电机组的实际发电能力得以匹配。本文借鉴了该思想并进行了改进,提出一种新的风速模式判定方法和变参考转子转速的超速控制策略,并应用于风电机组的减载调频。本着优先采用超速法的原则,本文提出低风速下采用超速法,中风速下超速和变桨协同作用,高风速下仅使用变桨法的控制策略。本文定量分析了这3种风速模式的适用范围,并基于严格的数学推导,提出了辨识这3种模式的判据及相应的参考转子转速设定值。
1 超速控制和变桨控制原理
双馈风电机组的功率—转速特性曲线如图1所示,图中各曲线代表了一定风速条件下不同桨距角时风电机组输出功率与转子转速间的关系。当风速固定为Vw0时,运行点1为MPPT点;运行点2是超速点,即让转子转速超越运行点1的转速,可以发现由于转速偏离了MPPT点,机组功率下降,实现了减载;运行点3是变桨点,即在运行点1基础上保持转速不变,将桨距角从βmin增加至β1,可以发现由于桨距角增大,风电机组捕获的功率减小,从而机组输出功率下降,实现了减载。
2 超速与变桨协调的减载调频策略
基于图1 所示减载技术的基本原理,本文提出一种超速和变桨协调的减载调频策略。该策略原则是:优先应用超速法,以期更快的调频响应速度;当超速法无法满足减载需求时,再启用变桨法。根据不同风速条件,可将控制策略分成低、中、高风速3种控制模式,原理如图2所示。
定义减载水平,用d%表示,指在任意风速条件下,通过超速和变桨,让风电机组发出1-d%的有功出力。MPPT曲线即为d%=0时的减载曲线。
本文假设风电机组最初减载水平为d0%,如图2所示,MPPT曲线和d0%减载曲线所围成的区域就是有功控制区域。为了区分MPPT曲线和d0%减载曲线,将CD和C′D′画成2条直线,实际上,它们是重合的,都对应最大转子转速ωmax。
2.1 低风速控制模式
如图2,低风速模式的风速范围为Vw,cut-in～Vw1,Vw,cut-in为切入风速,Vw1为仅凭超速实现d0%减载的风速上限。因为当风速在临界风速Vw1下,减载曲线上的B′点功率是MPPT曲线上B点功率的1-d0%,B′对应转子转速上限ωmax。该模式的控制可行区域为ABB′A′所围成的区域。在该区域内,由于发电机转速较低,独立的超速控制即可满足d0%减载。以图3为例说明调频过程,在某低风速下,风电机组初始减载运行于X′点,通过转速调节增加有功出力,最后运行于L点,XX′曲线是该风速下P-ωr曲线的一部分。
2.2 中风速控制模式
如图2,中风速模式的风速范围为Vw1～Vw2,Vw2为超速法可用范围的风速上限。因为当风速在临界风速Vw2下,减载曲线的C′点功率是MPPT曲线C点功率的1-d0%,然而C′和C点对应的转子转速相等,即如果风速大于Vw2,无法实现风电机组超速减载。该模式的控制可行区域是BCB′所围成的区域,此时仅依靠超速无法达到d0%减载。这是因为风电机组的转速已接近或达到最高转速上限,超速控制无法满足减载需求,需要配合变桨控制实现减载。以图3为例说明调频控制过程,风电机组初始减载运行于Y′点,控制后运行于M点。由于超速和变桨同时作用,故YY′可简化为直线。辨识低风速与中风速控制区域的判据将在第3节中详述。
2.3 高风速控制模式
如图2,高风速模式的风速范围为Vw2～Vw,cut-out,Vw,cut-out为切出风速。该模式的控制可行区域为线段C′D。此时受到风速和最高转速上限的限制,只能采用变桨法。以图3为例说明控制过程,风电机组初始减载运行于Z′点,控制后运行于H点。由于转速不变,故ZZ′是一条与纵轴平行的直线。辨识中风速与高风速控制区域的判据也将在第3节中详述。
需特别指出的是,关于3种风速范围的界定,本文与文献[19,20]有着本质不同。文献[19,20]的风速划分目标是使风电场的有功控制指令与风电机组的实际发电能力得以匹配:低风速指风电机组的参考负荷(风电场有功控制指令)已经超过其发电能力,从而需要修正参考负荷的情况;中风速指参考负荷低于最大可用出力,但桨距角无需动作的情况;高风速指由于风速过大,为跟踪风电场指令并保护转子转速不超过最大值,需要桨距角动作的情况。而本文风速划分的目的是让风电机组实现一定比例的减载输出,并实现超速与变桨的协调控制。
3 辅助调频控制器设计
进行减载控制的最终目标是实现更高效的辅助调频控制。基于双馈风电机组的控制特性,一种可能的辅助调频控制器的控制框图如图4所示。输入量为转子转速ωr、风速Vw和电网频率f共3个测量量,以及根据实际系统需要给定的初始减载水平d0%。输出量是桨距角β和转子侧控制器的参考有功功率Pref共2个控制量。
该控制器继承并发展了传统双馈机组的MPPT控制器及桨距控制器的固有功能,向转子侧控制器与桨距角控制器发送考虑减载调频的参考有功功率给定值和桨距角给定值,以实现高效的辅助调频控制。
该辅助调频控制器由4个主要控制环节组成:风速模式判定环节、超速控制环节、桨距控制环节和频率响应特性模拟环节。其控制过程如下:
1)风速模式判定环节根据当前的风速与指定的初始减载水平判断适宜采用的风速模式(低风速、中风速、高风速模式)。
2)在中、低风速模式下,超速控制环节计算得到双馈机组的参考转子转速ωref,通过比例—积分(PI)控制器和频率响应特性模拟环节设置Pref调节电磁功率,以实现减载操作。
3)在中、高风速模式下,桨距控制环节调整β,以调节机械功率,实现风电机组转速接近最高转速上限时的减载操作。
4)当系统频率发生变化时,频率响应特性模拟环节可模拟类似于同步机的频率响应特性——频率下降时发电机有功出力增加,频率上升时发电机有功出力减少。频率响应特性模拟环节与超速控制环节共享数据,前者为后者提供有功出力增量,后者为前者提供稳态负荷参考值。当系统频率下降时,需要让风电机组提高有功出力,该辅助调频控制器会调节参考转子转速ωref使转子转速降低,或让桨距角减小。
本文借鉴了文献[19,20]采用3种风速模式的原始思想,提出了一种新的可应用于超速与变桨协调的风速模式判定方法和辅助调频控制策略,其核心技术为引入辅助参数ω0判定风速模式,以及将参考转子转速ωref从恒定值改变为变化值。风速模式的判据以及参考转子转速的求取详述如下。
3.1 风速模式的判据
如2.1～2.3节所述,低风速范围是Vw,cut-in～Vw1,中风速范围是Vw1～Vw2,高风速范围是Vw2～Vw,cut-out。Vw,cut-in和Vw,cut-out一般由风电制造商提供,附录A给出了本文所用数值。
中风速与高风速的界限容易划分,因为Vw2可通过如下公式求得:
式中:ωmax为最大转子转速;R为风轮半径;λopt为最优叶尖速比;n为齿轮箱变速比。
然而,低风速与中风速的界限Vw1求取较难,本文因此提出一种ω0判断法以协助判断。ω0的定义是:仅使用超速法,为实现特定的减载水平d0%,理论上双馈风电机组所必须实现的转子转速。由该定义可知,当ω0≤ωmax时,仅使用超速法可以让风电机组实现减载,因此可以判定为低风速模式;反之,若ω0>ωmax,则说明仅使用超速法实现减载不可行,因此可以判定为中风速或高风速模式。为了工程使用方便,ω0的计算可以通过查图法进行,如附录B图B1所示,采用样条插值法画出d0%减载曲线,由减载后的功率P0,求得相应的转子转速ω0。P0的计算公式如下:
P0=(1-d0%)PMPPT (2)
式中:PMPPT为在风速Vw下的最大可用有功功率。
值得注意的是,本文中低风速与中风速的界定风速Vw1与指定的初始减载水平相关。由图2可知,当d0%减少,减载曲线会向MPPT曲线靠近,即B′点上移,Vw1的数值会增大,扩大了低风速的范围,缩小了中风速的范围。
3.2 参考转子转速ωref的求取
风速模式判定成功后,将针对每一模式求取参考转子转速ωref。对于低风速控制模式,如图3所示,假设从X′点控制到L点,频率响应特性模拟环节的功率输出(即L点功率)为:
PL=P0+ΔP (3)
式中:P0为频率下降特性的参考负荷,可由式(2)得到;ΔP为频率偏移时风电机组的有功功率变化量,其计算公式如下:
式(4)中-1/Rf是速度下降曲线的斜率。此时减载水平变为:
由于控制路径XX′是P-ωr曲线的一部分,仍可用查图法。如附录B图B1所示,由式(5)求得当前减载水平d′%,采用样条插值法画出d′%减载曲线,由式(3)求得当前功率输出PL,查附录B图B1求得对应的转子转速ωL。由于参考转速不可超过最大转速ωmax,不失一般性,取ωref=min{ωL,ωmax}。
中风速模式下,如图3所示,由于控制路径YY′是直线,M点的转速可由下式求得:
式中:下标Y,M,Y′对应图3上相应点的功率或转速。
进一步推导得:
式中:ωMPPT为风速Vw下MPPT点对应的转子转
速,其计算公式如下:
当然参考转速也不能超过最大转速ωmax。不失一般性,取ωref=min{ωM,ωmax}。
高风速模式下,参考转速始终保持在最大转速,即ωref=ωmax。
3.3 小结
综合3.1节和3.2节的论述,超速控制器的控制策略可总结为表1,“✓”表示优先采用该减载方法,“×”表示不优先采用。前文均基于频率下降事件,假设风电机组起初稳态运行于某减载水平,低风速通过降低转子转速增加出力,中风速通过同时降低转子转速和减小桨距角来增加出力,高风速通过减小桨距角增加出力;对于频率上升事件,原理类似,是频率下降事件的对偶情况,此时风电机组可通过转子加速或增大桨距角减小出力,区别是无论采用何种风速模式,桨距角都要准备进行调节,因为当转速加速到最大值时,再让风电机组减小出力只能靠变桨进行。不失一般性,本文只对频率下降事件进行仿真。
4 仿真分析
采用DIgSILENT PowerFactory仿真软件搭建电力系统仿真模型,如图5所示,部分参数已在图中标出,其他参数见附录A和C。初始f=50 Hz,d0%=10%,恒定负荷2断开,t=10 s时将负荷2接入。
在不同风速下对系统进行仿真,选取其中3个代表性的风速条件,即8 m/s,10 m/s,14 m/s,仿真结果如图6～图8所示。
从图6～图8可知,辅助调频控制能自动识别风速模式并执行相应的控制策略。例如:控制器识别8 m/s的风速属于低风速,执行超速控制;控制器识别10 m/s的风速属于中风速,执行超速和变桨协同控制;控制器识别14 m/s的风速属于高风速,执行变桨控制。仿真结果与理论预期结果相符。与MPPT的情况相比,安装辅助调频控制器提高了系统的频率稳定性。分析稳态响应,对比图6(a)、图7(a)和图8(a),双馈风电机组释放了减载备用,稳态有功输出增加,进而提升了系统稳态频率。分析暂态响应,在负荷2接入后5 s内(10～15 s时段),与MPPT情况相比,系统的暂态频率跌落,在低风速时改善最为明显,中风速次之,而高风速时的控制对暂态频率跌落几乎没有任何改善。这是由于超速控制主要通过交流变频控制进行,控制速度快;而高风速情况下机组采用桨距控制减载,桨距角调频速度较慢,无法改善系统的暂态频率响应。
5 结论
本文提出一种基于超速和变桨协调的频率控制策略,得到如下主要结论:
1)减载可以通过超速法和变桨法实现,由于超速法具有控制速度快、机械磨损小等特点,本文所设计控制器优先使用超速法。仅在超速法无法满足有功控制需求时,再使用变桨法,进而将2种减载技术结合起来,发挥各自优势。
2)根据不同风速条件和优先使用超速法原则,本文将频率控制策略分为3种控制模式,即低风速、中风速和高风速控制模式。低风速模式采用超速法,中风速模式采用超速法和变桨法,高风速模式采用变桨法。其核心技术为基于ω0的判断法则和变参考转子转速的思想。文中界定了3个模式的明确控制运行区域和相应的参考转子转速设定值,并总结于表1。
3)仿真结果表明,安装辅助调频控制器的双馈机组能较好地响应系统频率变化。
本文所述风电机组主动参与系统调频的控制策略具有较强的应用前景。后续工作将围绕配合使用虚拟惯性法或快速备用法,以提升本控制策略在高风速模式下的暂态响应速度,展开更深入的研究。
衷心感谢Vestas Technology R&D Singapore Pte Ltd对本文的资助。
附录见本刊网络版(http://aeps.sgepri.sgcc.com.cn/aeps/ch/index.aspx)。