DVB-T

DVB-T（共7篇）

DVB-T 篇1

阿姆斯特丹2010年9月13日电/美通社亚洲/--

Sisvel今天在国际广播会议 (IBC) 上宣布推出一项新的联合专利授权计划 (或称专利池) , 旨在针对DVB-T2的必要专利提供授权。DVB-T2是利用先进调制和编码技术进行数字地面传输, 实现音频、视频和数据服务的高效传送的最新标准。该计划的推出结合了英国广播公司 (BBC) 、DTVG Licensing、法国电信 (France Telecom) 、诺基亚 (Nokia) 、SIDSA、TDF (法国广播公司) 和Telecom Bretagne所拥有的DVB-T2必要专利组合。另外, 其它的一些专利所有人预计将在未来几周加入专利池。

Sisvel提供的专利组合授权规定每台DVB-T2电视机或机顶盒的许可费率如下:

1至2, 000, 000 1.00欧元

2, 000, 001至4, 000, 000 0.90欧元

4, 000, 001及以上 0.80欧元

专利组合授权的条款与条件详情可直接向Sisvel咨询。

该专利组合授权使DVB-T2必要专利的获取变得更轻松, 并能确保该技术的所有用户都将从这一新计划灵活实用的授权条款中受益。

电气与电子工程师学会 (IEEE) 消费电子学会2010年工程技术卓越奖 (Engineering Excellence Award) 获得者、DVB-T2技术工作组主席Nick Wells表示:“通过提高知识产权授权成本的透明度和可预测性, 这一新计划将促进DVB-T2标准被迅速采用。值得注意的是, 这群出色的专利所有人能够在ETSI发布DVB-T2标准的一周年敲定并启动这一计划。”Sisvel Germany Gmb H董事总经理Giustino de Sanctis解释说:“专利组合授权的实现将为已经采用DVB-T2标准, 以及正在考虑使用该标准的国家和机构提供更多确定性。”

DVB-T2联合授权计划仍然向其他专利所有人开放, Sisvel诚邀DVB-T2标准的必要专利所有人联系Sisvel并提交这些必要专利, 由该计划指定的独立评估人进行专利必要性评估。

(消息来源:Sisvel S.p.A.)

DVB-T 篇2

正交频分复用(OFDM)技术是将信道分成若干正交子信道,将传输的信号转换成并行的低速子数据流,调制到在每个子信道上进行传输,从而提高了频率利用率并有效地降低符号间干扰。OFDM技术已经被广泛应用于宽带无线通信系统中。比如:ISDB-T/DVB-T/DVB-T2等[1,2]。

信道估计是OFDM无线通信系统的关键技术。在频域插导频的通信系统中,为了得到信道估计的结果,首先要估计出导频点的信道估计值,然后通过时间和频率方向上的插值恢复出整个信道的响应。考虑到实现的开销、复杂度以及性能,一般在时间方向采用线性插值,完成时域插值,然后在频率方向可以采用低通滤波插值[3,4,5],完成频域插值。第二代地面数字电视(DVB-T2)采用离散导频技术[2],如表1所示,有8种导频图样(Pilot Pattern)。在DVB-T2接收机中,信道估计完成时域插值后,根据表1的导频图样,在频率方向上,有4种导频间隔:3,6,12,24。使用传统的低通滤波器的插值方法很难满足不同导频间隔的性能要求,如何进行信道估计,特别是频域插值器,满足DVB-T2系统不同导频图样下系统对性能和开销的要求是一个有待解决的问题。

为此,本文提出一种DVB-T2系统的新的信道估计算法,这个算法使用导频点的信道估计值并进行时域插值的输出结果,优化DVB-T2系统中不同导频图样下低通滤波频域插值器的开销和性能,达到不同导频图样的开销和性能的最优化,从而提高了DVB-T2系统的整体性能。

2 传统的信道估计方法

DVB-T2系统是在频域插导频的通信系统,为了得到信道估计的结果,首先要估计出导频点的信道估计值,然后通过时间和频率方向上的插值恢复出整个信道的响应。

如图1所示,信道估计输入为完成同步后的FFT输出。信道估计输入信号先进行导频点信道估计,然后在时间方向上经过时域插值器做时域插值,并将时域插值的结果每两个中间点补DX-1个零[5],最后将补零后的结果输入到频域插值器选择合适的低通滤波器系数,同时滤除镜像干扰的影响,得到信道估计的输出为

-式中:COE(i)(i=0,1,…,L-1)为低通滤波器的第i个系数;(k)为时域插值器的输出补零后的第k个子载波的值;为频域插值器的输出的第k个子载波的值。

3 信道估计的改进技术

在DVB-T2系统中,有8种导频图样,DX一共4种不同的导频间隔。在经过时域插值滤波器并在补零后,在整个带宽内会根据导频间隔产生相应数量的镜像干扰。如果使用传统的方法进行信道估计,很难选择一组合适的低通滤波器系数滤除不同导频间隔的镜像干扰。比如:设计一组通带带宽相对宽的低通滤波器系数进行频率插值滤波可以滤除DX=3时镜像干扰,但是很难完成滤除DX=6,12,24时的镜像干扰。

为了解决传统信道估计特别是频率插值滤波器的性能问题,并且不增加频率插值滤波器的开销,可以在信道估计完成时域插值并补零做频域插值滤波器时,根据不同的导频间隔选择相同滤波器阶数,不同通带带宽等低通滤波器的参数,这样保证不同的导频间隔可以单独优化。尽可能滤除不同导频间隔时的镜像干扰的影响,从而提高信道估计的性能。

DVB-T2信道估计改进技术的结构框图如图2所示。

如图2所示,信道估计输入为完成同步后的FFT输出。信道估计输入信号先进行导频点信道估计,然后在时间方向上经过时域插值器做时域插值,并将时域插值的结果每两个中间点补DX-1个零,最后将补零后的结果输入到频域插值器,根据导频间隔DX选择相同的L阶滤波器,不同的低通滤波器系数,滤除不同导频间隔时的镜像干扰的影响,最终得到信道估计的输出为

式中:COEPT1(i)(i=0,1,…,L-1)为DX=3时低通滤波器的第i个系数;COEPT2(i)(i=0,1,…,L-1)为DX=6时低通滤波器的第i个系数;COEPT3(i)(i=0,1,…,L-1)为DX=12时低通滤波器的第i个系数;COEPT4(i)(i=0,1,…,L-1)为DX=24时低通滤波器的第i个系数;为时域插值器的输出补零后的第k个子载波的值;为频域插值器的输出的第k个子载波的值。

DVB-T2有4种导频间隔,每种导频间隔频率插值滤波器需要的通带带宽不一样,为了滤除时域插值补零后的镜像干扰,导频间隔为24需要的通带带宽比导频间隔为3要窄得多。考虑到性能因素,要保证导频间隔为24的频域插值滤波器的性能就需要更高的滤波器的阶数;考虑到乘法器的开销因素,滤波器的阶数需要尽量小。DVB-T2的4种导频间隔在频率插值滤波器的性能和开销上不能兼顾。

为了达到DVB-T2的4种导频间隔在频率插值滤波器的性能和开销的最优化,可以在信道估计完成时域插值并补零做频域插值滤波器时,根据不同的导频间隔选择不同滤波器阶数,不同通带带宽等低通滤波器的参数,这样保证不同的导频间隔性能和开销的最优化,尽可能滤除不同导频间隔时的镜像干扰的影响,从而信道估计性能最佳。

DVB-T2信道估计改进技术2的结构框图如图3所示。

如图3所示,信道估计输入为完成同步后的FFT输出。信道估计输入信号先进行导频点信道估计,然后在时间方向上经过时域插值器做时域插值,并将时域插值的结果每两个中间点补DX-1个零,最后将补零后的结果输入到频域插值器根据导频间隔DX选择不同阶数的低通滤波器,并根据选择出的不同的合适的低通滤波器系数,滤除不同导频间隔时的镜像干扰的影响,最终得到信道估计的输出为

式中:COE'PT1(i)(i=0,1,…,L-1)为DX=3时低通滤波器的第i个系数;COE'PT2(i)(i=0,1,…,2L-1)为DX=6时低通滤波器的第i个系数;COE'PT3(i)(i=0,1,…,4L-1)为DX=12时低通滤波器的第i个系数;COE'PT4(i)(i=0,1,…,8L-1)为DX=24时低通滤波器的第i个系数;时域插值器的输出补零后的第k个子载波的值;为频域插值器的输出的第k个子载波的值。

在开销方面,如图3所示,导频间隔为3时,选择L阶低通滤波器;导频间隔为6时,选择2L阶低通滤波器;导频间隔为12时,选择4L阶低通滤波器;导频间隔为24时,选择8L阶低通滤波器。在频域插值滤波之前,先要将时域插值的结果每两个中间点补DX-1个0。导频间隔为3时,每两个时域插值的结果插入2个0,频率插值滤波器的阶数为L,频率插值滤波器的乘法器的开销为L/3;导频间隔为6时,每两个时域插值的结果插入5个0,频率插值滤波器的阶数为2L,频率插值滤波器的乘法器的开销为2L/6=L/3;导频间隔为12时,每两个时域插值的结果插入11个0,频率插值滤波器的阶数为4L,频率插值滤波器的乘法器的开销为4L/12=L/3;导频间隔为24时,每两个时域插值的结果插入23个0,频率插值滤波器的阶数为8L,频率插值滤波器的乘法器的开销为8L/24=L/3;所以乘法器的开销在不同导频间隔时都一样为L/3,而频率插值滤波器的性能,随着滤波器阶数的增加而提高,达到最优。

4 仿真结果

本文通过计算机仿真来评价新的改进的信道估计技术的性能。当LDPC译码器输出的BER达到1×10-4后,BCH译码器输出的BER达到QEF要求的10-11标准。选择最小均方误差方法设计频率插值低通滤波器,滤波器的参数为:[wpass wstop]=[B/8,B/2],其中B为有效带宽。导频间隔为3的仿真参数采用DVB-T2系统的8K模式,EXT mode,PP1,256QAM,1/4GI,1/2CR;导频间隔为6的仿真参数采用DVB-T2系统的8K模式,EXT mode,PP3,256QAM,1/8GI,1/2CR;导频间隔为12的仿真参数采用DVB-T2系统的8K模式,EXT mode,PP5,256QAM,1/32GI,1/2CR;导频间隔为24的仿真参数采用DVB-T2系统的32K模式,EXT mode,PP7,256QAM,1/128GI,1/2CR。加宽带加性白高斯噪声信道。

如图4~图7所示,传统的信道估计方法用OLD表示,信道估计改进技术用MEW表示,信道估计的改进技术2用NEW2表示。图4为导频间隔为3时不同信道估计算法的性能对比结果;图5为导频间隔为6时不同信道估计算法的性能对比结果;图6为导频间隔为12时不同信道估计算法的性能对比结果;图7为导频间隔为24时不同信道估计算法的性能对比结果。

从图4~图7中可以看出,随着导频间隔的增大,NEW和NEW2的性能比OLD的性能改进越来越大。导频间隔为3时,新算法的性能和传统方法的算法性能相当;导频间隔为6时,两个新算法的性能相当,都比传统方法算法的性能改进0.2 d B;导频间隔为12时,新算法NEW2性能比NEW改进0.1 d B,NEW2比传统方法的算法的性能改进0.4 d B;导频间隔为24时,新算法NEW2性能比NEW改进0.2 d B,由于OLD算法的频域插值滤波器的带宽太宽,导致镜像干扰大量残留,性能不收敛。本文提出的信道估计改进技术以及信道估计改进技术2比传统信道估计算法的性能有很明显的提高,特别是在导频间隔较大时。

5 结论

为了解决DVB-T2系统不同导频图样下系统性能和开销的问题,本文使用导频点的信道估计值并进行时域插值的输出结果,优化DVB-T2系统中不同导频图样下低通滤波频域插值器的开销和性能,达到不同导频图样的开销和性能的最优化,从而提高了DVB-T2系统的整体性能。目前,该算法也实际应用到DVB-T2的接收机芯片中。

参考文献

[1]European Telecommunications Standards Institute.ETSI EN300 744,v1.5.1,Digital video broadcasting(DVB);framing structure,channel coding and modulation for digital terrestrial television[S].2004.

[2]European Telecommunications Standards Institute.ETSI EN302 755,v1.3.1,Digital video broadcasting(DVB);framing structure,channel coding and modulation for a second generation digital terrestrial television[S].2012.

[3]COLIERI S,ERGEN M,PURI A,et al.A study of channel estimation in OFDM systems[C]//Proc.IEEE Vehicular Technology Conference.[S.l.]:IEEE,2002:894-898.

[4]COLERI S,ERGEN M,PURI A,et al.Channel estimation techniques based on pilot arrangement in OFDM systems[J].IEEE tansactions on broadcasting,2002,48(3):223-229.

DVB-T 篇3

关键词：DVB-T2,DTMB-A,TDS-OFDM,CP-OFDM,物理层管道,比特交织编码调制,低密度奇偶校验码,Gray-APSK,MISO

1 背景介绍

为了适应当今世界数字化传输的发展趋势, 我国于2006年颁布了中国数字电视地面广播传输标准GB20600-2006 (以下简称DTMB) [1]。由于时间上的后发优势, DTMB在第一代地面数字电视广播 (DTTB) 标准中处于领先地位。随着时间的推移, 第二代DTTB标准的竞争已然开始。欧洲第二代DTTB标准DVB-T2 (简称T2) 于2008年6月公布[2], 能够在8MHz频谱带宽内支持最高50.1Mbps的数据传输率, 在性能上全面超越了包括我国DTMB在内的第一代标准。正是在此背景下, 我国数字电视地面广播传输演进系统 (DTMB-A) [3]应运而生。DTMB-A在现有核心技术基础上, 对帧结构、星座映射、纠错编码等部分进行扩展, 获得更优的系统性能, 在频谱利用率、接收门限、组网功能、多业务服务等方面均有显著改善。本文将对DVB-T2和DTMB-A所采用的核心技术进行一个简要对比。

2 系统概述

T2系统的顶层框图如图1所示, 包括输入处理、比特交织编码调制、组帧、OFDM调制这四大模块, 其中每个模块内部的结构和功能详见文献[2]的4.2节。待传输业务先通过输入预处理器 (不属于T2系统, 未画出) 分解成一个或多个MPEG传输流 (TS) 和 (或) 通用流 (GS) , 然后通过T2系统进行传输。整个系统的典型输出是在单个射频通路传输的单天线信号。T2也支持MISO (多入单出) 传输模式, 即系统将待传输信号进行空频编码后通过两个发射天线进行发射, 接收端使用一个接收天线进行接收。在支持时频分片模式时, T2系统输出是在多个射频通路传输的多路信号, 相应地, 接收端也需要支持多个射频通路的调谐器和射频前端。

DTMB-A的系统框图如图2所示。如果与DVB-T2的顶层模块对照, 则“扰码”对应“输入处理”模块;“前向纠错编码”和“星座映射和符号交织”构成“比特交织的编码调制”模块;“OFDM调制与组帧”和“复用合成复帧”对应T2中后面两个模块。DTMB-A中, 每路业务数据经前向纠错编码、星座映射和符号交织后, 通过IDFT变换和添加帧头形成数据帧。控制帧和数据帧使用相同或不同的帧头长度和帧体长度, 其中帧头由频域二值伪随机序列 (PN-MC) 组成。控制帧和每路业务形成的数据帧经复用合成为一路复帧信号, 最后经过基带后处理得到基带传输信号, 该基带信号经正交上变频形成射频信号。

3 DVB-T2和DTMB-A关键技术对比

3.1 信号帧结构和多业务

DVB-T2系统的帧结构如图3所示, 是一种三层分级帧结构, 基本元素为T2帧。若干个T2帧和未来扩展帧 (FEF) 组成一个超帧。每个T2帧包含一个P1符号、多个P2符号和多个数据符号, 一般来说, 超帧的最大时间周期为64s, 包含FEF时可达128s。FEF位于超帧中两个T2帧之间或整个超帧最后。标准不要求目前T2标准接收机能够接收FEF, 但是要求接收机必须能够利用P1符号携带的信令和P2符号中的L1信令检测FEF。每个T2帧或FEF最长为250ms。

T2帧中, P1符号为1K-FFT的OFDM块及其前后保护 (共2048采样点) , 在8MHz系统中持续时间共224μs。主要用于T2帧的快速检测, 提供发射机的基本参数, 估计初始载波频偏和定时误差等。P2符号是位于P1符号之后的信令符号, 也可用于频率与时间的细同步和初步的信道估计。T2帧的多个P2符号, 其FFT大小和保护间隔是相同的, 个数由FFT的大小所决定。

数据OFDM符号的每个子载波对应的星座点定义为OFDM单元, 简称单元。一个OFDM符号的多个单元按一定寻址方式顺序排列。一个或多个OFDM符号的地址连续的单元组成子片 (sub-slice) 。T2帧中, 由指定的一个或多个子片组成的物理层时分复用传输通道定义为物理层管道 (PLP, physical layer pipe) , 用于多业务的传输。为了区分不同数据类型的传输, PLP可以分为三类, 如图4所示:公共PLP (一个T2帧中只对应一个子片, 用以传输一组PLP中多个PLP的公共信息, 以提高业务传输效率) ;类型1的数据PLP (一个T2帧中只对应一个子片, 紧跟在公共PLP后用以传输数据) 和类型2的数据PLP (一个T2帧中对应2~6480个子片, 在类型1的数据PLP后用以传输数据) 。典型情况下, 一个恒定比特速率的业务数据流由一组PLP来实现传输, 一个PLP组的多个数据PLP采用相同的调制编码方式和交织深度, 可以包含也可以不包含一个公共PLP。因此, 在任何时候, 系统接收端至少会收到一个数据PLP。

DTMB-A系统的复帧结构如图5所示, 每个复帧包括复帧同步信道、数据信道和控制信道。复帧同步信道用于复帧初始同步, 并获取系统基本传输参数;数据信道由S个业务数据组成, 每个业务传输时使用整数个数据帧, 每个复帧包含F个数据帧, 根据系统传输参数的不同, F值也会随之改变;控制信道是由C个控制帧组成, 其主要功能是承载复帧结构的业务配置信息、信道解调和解码所需系统参数、快速实时信息 (短信、定位等) 等;数据帧和控制帧采用相同的信号帧结构, 由帧头和帧体两部分组成。注意, DTMB-A系统中的复帧类似于T2系统中的T2帧而不是超帧, 而DTMB-A中的信号帧 (数据帧或控制帧) 则对应T2中的OFDM符号 (数据符号或P2符号) 。

DVB-T2和DTMB-A均支持不同的FFT大小和保护间隔, 结合不同鲁棒性的编码调制模式, 以适应从移动接收到高清电视等多种业务需求。DVB-T2采用的是经典的CP-OFDM, 在保护间隔内插入循环前缀, 需要在帧体内插入已知的导频序列来进行信道估计。而DTMB-A采用的是TDS-OFDM技术, 在保护间隔内插入PN-MC序列, PN-MC序列是由频域二值序列 (PN256、PN512或PN1024) 经过IDFT变换生成, 可用于同步和信道估计, 因此不需要额外的导频开销, 具有更高的频谱利用率。

3.2 编码调制技术

在广播系统中, 业界常用的性能衡量标准是, 当接收信号的载波噪声干扰比大于门限时, 系统必须实现“准无误” (QEF) 的传输质量目标。其中准无误定义为:“对单个电视业务解码器, 在5Mbps速率下传输一个小时发生不可纠正错误事件的次数小于1”, 大约相当于传送流在解复用前的误包率小于10-7。为了达到如此低的误码率, 必须采用高性能的编码调制技术。

DVB-T2和DTMB-A均采用了比特交织的编码调制 (BICM) 方案, 基本的系统框图如图6所示。发射端包括前向纠错编码、比特交织和比特置换、星座映射、星座旋转和坐标交织、符号层次的交织这几个部分。在接收端, 主要采用独立解映射的方案, 但在情况允许的情况下, 也可兼容迭代解映射的方案。

3.2.1 前向纠错编码

DVB-T2和DTMB-A均采用了BCH码与LDPC码级联的编码方案。LDPC码是目前业界最流行的差错控制编码之一, 具有性能优异和解码复杂度低的特点。好的LDPC码在误码率为1×10-6时的信噪比门限能够在距香农限1d B之内。再经过BCH码对残留错误比特的纠错, 可使误码率下降到10-11~10-12范围内, 以满足广播系统对于服务质量的需求。

DVB-T2的LDPC码具有优异的性能, 包括16200和64800两种码长, 并且支持1/2、3/5、2/3、3/4、4/5、5/6多种码率。不同的码率、码长组合, 不同需求的业务提供相应的保护性能。DTMB-A的LDPC码的性能与DVB-T2不相伯仲, 包括15360和61440两种码长, 码率支持1/2、2/3、5/6这三种。DTMB-A的LDPC码与DVB-T2的区别在于, 它采用了准循环LDPC (QC-LDPC) 码。QC-LDPC的校验矩阵Hqc由循环子矩阵构成

其中, Hi, j, 0≤i

3.2.2 比特交织与比特置换

经过编码后的每个LDPC块, 需要进行比特交织和比特置换。DVB-T2采用了列缠绕交织, 如图7所示, 比特按列写入按行读出, 写入过程中每一列具有不同的偏移地址。经过交织之后, 每一个或两个星座符号包含的比特需要进行比特置换, T2中称为Demux。具体的Demux图样参见文献[2]的表13, 然而并没有相关文献给出Demux的设计过程。

DTMB-A的比特交织为行列交织的变种, 比特按行写入, 经过行间的置换之后, 按列读出。然后对每一个符号内的比特进行比特置换, 置换图样如表1所示。DTMB-A的比特置换图样利用外信息传递 (EXIT) 图辅助分析优化, 考虑了采用LDPC码的高阶调制系统具有的不均等差错保护特性, 在给定LDPC码字和星座映射的基础上, 可提供接近最优的性能。

3.2.3 星座映射

DVB-T2系统的星座映射是Gray映射的QAM调制, 支持QPSK、16QAM、64QAM以及256QAM。与DVB-T2不同, DTMB-A采用了一种新型的具有Gray映射的APSK星座图, 图8给出了16APSK和64APSK的示例。该APSK的最大特点在于:每一个环上具有相同的星座点数, 并且各个环上的星座点具有相同的初始相位。这样, 每一个环上的星座点可以构成Gray-PSK, 每一个相位上的星座点可以构成Gray-PAM。根据信息论, 为了使系统性能达到信道容量, 信道的输入必须服从高斯分布。而实际系统中, 信道输入收星座图的限制不可能服从高斯分布, 这里导致的损失称为形状Shaping) 损失。由于APSK星座图比QAM星座图更加逼近高斯分布, 因此可以有效减小Shaping损失。但一般的APSK不具有Gray映射, 只能通过迭代解映射来发掘其潜在增益。而DTMB-A采用的APSK具有Gray映射, 能够在独立解映射和迭代解映射的情况下均提供可观的Shaping增益。

为了进一步提升系统在衰落信道下 (尤其是擦除信道) 下的性能, T2还采用了星座旋转和循环Q延迟技术, 然后经过单元交织、时域交织、频域交织等, 这些都属于符号层次的交织。循环Q延迟结合后续的符号层次交织, 可以达到坐标交织的效果。而之所以要采用星座旋转, 是因为GrayQAM可以看做两路PAM的叠加, 并非一个真正的二维星座图, 只有经过星座图旋转之后, 才能通过坐标交织提升系统性能。DTMB-A采用的APSK星座图自身就是一个真正的二维星座图, 因而不需要进行星座旋转。再加上相邻星座符号见的坐标置换和符号交织, 也能够达到坐标交织的目的, 提升衰落信道下的系统性能。

3.3 发射分集技术

发射分集是DVB-T2和DTMB-A的一个可选项, 出于对接收天线的兼容性考虑, 它们都是两发一收的MISO方案。DTMB-A和DVB-T2采用改进的Alamouti空频编码技术以支持双天线发射。该编码方式将经过符号层次交织之后的两个相邻子载波上的符号进行空频编码, 得到两个天线上发射的信号, 然后对每个天线上要发射的信号进行OFDM调制和域的标准化进程进一步开展。组帧处理, 最后经射频通路送到发射天线进行传输, 见图9。采用发射分集技术, 可以大幅提高单频网 (SFN) 系统的覆盖范围, 而且可以显著提升系统在动态衰落信道下的性能。但对于DVB-T2系统, MISO模式下导频图案的设计是一个难点, DTMB-A中由于不需要导频, 可有效克服这一困难。

3.4 技术对比小结

DTMB-A与DVB-T2两者既有类似的地方, 又有区别。前者以TDS-OFDM为核心技术, 后者以CP-OFDM为核心技术, 这里对两者的主要参数和技术对比做一个小结, 见表2和表3。

4 结论

DTMB-A秉承了我国具有自主知识产权的TDS-OFDM技术, 在此核心技术的基础上借鉴国际上现有的先进技术, 结合自主创新, 使得DTMB-A的性能可以与当前性能最为优异的DVB-T2抗衡, 甚至有所超越。他山之石, 可以攻玉。本文主要从系统帧结构和多业务、编码调制技术、发射分集技术这几个方面, 对DVB-T2和DTMB-A进行了对比。在此对比过程中, 我们发现两者有特点, 而从中我们可以受到很多借鉴和启发, 有助于我国在新一代地面数字电视广播领

参考文献

[1]数字电视地面传输国家特别工作组.GB 20600-2006.数字电视地面广播传输系统帧结构、信道编码和调制标准[S].北京:中国标准出版社, 2006.

[2]ETSI EN 302755.Digital Video Braodcasting (DVB) ;Framestructure channel coding and modulation for a second generationdigital terrestrial television broadcasting system (DVB-T2) [S].Nice, Fra.:ETSI, 2011.

DVB-T 篇4

欧洲第二代地面数字电视广播传输标准(DVB-T2)[1]是用于地面数字电视广播的一个新标准。它建立在第一代地面数字电视广播标准(DVB-T)[2]的基础上，采用了更多先进的编码调制等技术。相对于DVB-T，该标准提供了更多的系统参数选择以适应不同的信道环境，同时采用了物理层管道、高阶调制、低密度奇偶校验码(Low Density Parity Code,LDPC)与BCH码的级联码、星座旋转、交织以及降低峰均功率比等多种新技术，提高了数据传输率和频谱利用率，并提升了系统鲁棒性[3,4]。因此，设计和实现新一代地面数字电视多媒体广播接收机具有重要意义。

但是DVB-T2接收机算法复杂，实现存在很大困难。一方面，DVB-T2标准采用编码的正交频分复用(Coded Orthogonal Frequency Division Multiplexing,COFDM)调制系统，容易产生符号间干扰和载波间干扰，因此对同步性能要求较高，必须采用复杂的同步算法。另一方面，DVB-T2接收机的挑战还来源于可选的长达32k的FFT、256-QAM以及码长达到64k的LDPC码译码器等。为灵活实现接收机算法在实际环境下的验证，本文采用通用软件无线电外设(Universal Software Radio Peripheral,USRP)和计算机组成的软件无线电平台对DVB-T2的算法进行验证。

本文依据DVB-T2标准，选择合适的同步和信道估计算法，进一步完成了信道译码等模块，实现了完整的DVB-T2接收机算法。为验证所实现的接收机，选择DVB-T2的一种模式并由调制卡DTA-115产生相应的DVB-T2调制信号并通过USRP发送;接收端使用USRP接收射频信号并存储为离线文件，进一步采用本文实现的接收机算法完成全部基带信号处理，并实现视频编码和显示。实验结果表明，本文所设计的接收机算法可实现对DVB-T2信号的正确解析，证实了算法的有效性，也说明了采用基于USRP的软件无线电平台可以实现DVB-T2算法的验证，为算法开发提供了更接近实际情况的验证手段。

1 软件无线电与USRP

软件无线电的概念最早由Jeo Mitola提出，其基本思想是将A/D变换尽可能地靠近射频天线，即尽可能早地将信号数字化，并通过数字信号处理实现无线电的各种功能，如频段选择、调制解调、数据格式、网络协议等，提高通信系统的通用性和灵活性[5]。

USRP是基于数字中频采样架构的可配置软件无线电平台，由母板和覆盖不同频段的射频子板组成，可实现上下变频、内插和抽取等高速通用操作，通过USB设备实现与通用计算机间的基带信号传输。USRP拥有与之配套的完全开放的GNU Radio软件无线电项目，且USRP本身价格低廉，极大方便了研究者对无线通信相关算法的研究。文献[6]使用USRP设备和计算机搭建的软件无线电平台实现了DVB-T接收机，灵活便捷地验证了接收机所使用的相关算法的实用性。

验证所实现的DVB-T2接收机采用的是第一代USRP设备，基本结构如图1所示。在发送路径中，计算机完成所有基带信号处理后将数字信号经过USB接口输入到现场可编程门阵列(Field-Programmable Gate Array,FPGA)，根据所需带宽对数据进行抽取。经过抽取的信号经过与FPGA相连的AD9862芯片上的14位高速数/模转换器(Digitalto-Analog Converter,DAC)实现基带信号到中频信号转变，并通过射频子板完成正交上变频，经由天线实现信号发送。在接收路径中，射频子板对天线接收到的信号进行正交下变频，生成I、Q两路中频模拟信号，再经过12位模/数转换器(Analog-to-Digital Converter,ADC)和FPGA完成数字采样和数字下变频，最终经过USB接口连接到计算机，完成基带信号的后续处理。

2 DVB-T2接收机

在DVB-T2接收端，接收机根据功能的不同可分为内接收机和外接收机。内接收机完成基带数字信号的定时与频率同步，并实现对信道参数的估计和均衡处理;外接收机对同步均衡后的信号进行解调、信道译码和视频解码。下文分别就内接收机和外接收机两部分的实现进行介绍。

2.1 内接收机

DVB-T2内接收机在接收机设计中占据非常重要的地位。在DVB-T2系统中，可用于同步的物理资源主要包括:P1符号、P2符号的循环前缀与导频以及数据符号的循环前缀与导频。下面按照内接收机的处理顺序，分别介绍基于P1符号的初始同步、P2符号与数据符号的时频同步、信道估计与均衡三个模块。

(1)基于P1符号的初始同步

作为T2帧的帧头，P1的长度是固定的，与数据OFDM符号的FFT模式以及保护间隔配置无关，这种设计非常有利于接收机进行快速侦测。基于P1符号的初始同步主要完成三个任务:找到T2帧的帧头位置，实现粗载波频偏估计并确定P2符号和数据符号的保护间隔。该模块可大致分为四个子模块:P1符号检测、P1符号验证、P1符号译码和保护间隔的确定。

P1符号检测模块的主要作用是根据P1符号的特殊结构找到T2帧的帧头位置并得到小数倍载波频偏值。该模块分两路对接收序列进行频移延迟和共轭相乘，然后对得到的相关值进行平滑滤波，最后再对滤波后的相关值进行能量归一化，降低了不同信噪比对度量函数的影响[7]。

P1符号验证模块的作用是验证P1符号检测模块捕获到的P1符号是否正确，该过程通过识别捕获的P1符号是否符合标准中的载波分布实现。由于多个子载波携带P1符号信息，本模块首先提取P1符号中携带信息的相应子载波处的数据，然后与理想载波分布序列进行相关计算，根据这个相关值便可验证接收到的信号是否为P1符号，进而估计得到整数倍频偏值。

P1符号译码模块对截取的P1符号进行译码，提取出S1和S2子序列，从而确定FFT大小、离散导频模式和一个T2帧中P2符号的个数。保护间隔确定模块则利用这些信息，找到系统可能使用的几种保护间隔，然后采用保护间隔相关法确定P2符号和数据符号的保护间隔大小。具体步骤为:首先根据FFT模式确定保护间隔Ng的所有可能取值;然后对每一种可能的取值，截取循环前缀部分和数据部分的后Ng个采样点进行相关计算;最后对得到的相关值进行归一化，找到最大的相关值。根据最大相关值的位置即可获得正确的保护间隔大小。

(2)P2符号和数据符号的时频同步

P2符号和数据符号均参考文献[8]给出的基于离散导频序列的频偏和定时偏差联合估计方法，同时估计得到细频偏值和符号定时偏差。该方案首先将频域的离散导频按照其调制方式进行调制，其中数据部分填充为0，然后做IFFT变换转换到时域，得到T2帧中每个数据符号或P2符号对应的时域离散导频;然后根据数据符号的序号分别与对应的时域离散导频进行滑动相关，通过相关峰位置确定数据符号中有用部分的起始位置;最后根据相邻相关峰的相位确定细频率偏差。该算法可以估计的频偏范围小于1/2个子载波间隔。

符号定时粗同步采用基于循环前缀的最小均方误差估计方法实现[9]。而针对DVB-T2中的采样频率偏差，本文利用数据符号中的连续导频实现采样频率偏差的估计，并根据估计到的采样频率偏差利用3次Farrow插值滤波器对接收数据进行补偿，将接收数据恢复成与发送符号率同步的数据。

(3)信道估计与均衡

本文使用离散导频与边沿导频对数据符号进行信道估计，使用P2导频完成对P2符号的信道估计。该模块采用计算复杂度低的最小二乘算法实现[10]。首先利用离散导频和边沿导频位置的接收值与理想值，采用最小二乘算法快速得到每个导频位置的频率响应值;然后，通过线性内插得到每个子载波上的频率响应值;最后，在频域内完成信道均衡。

2.2 外接收机

在内接收机实现同步和信道均衡后，则将数据传送给外接收机。外接收机根据DVB-T2标准定义的发射信号生成方式，对信号进行解调和译码反向处理恢复原始传输流(Transport Stream,TS)。根据外接收机的工作流程，可将DVB-T2外接收机分为四个部分:L1前信令的比特交织编码调制(Bit Interleaved Coding and Modulation,BICM)译码、L1后信令的BICM译码、数据的BICM译码和输出处理。根据实现功能的不同，BICM模块主要可分为解交织模块、星座解调模块和信道译码模块。输出处理模块包括基带帧解扰、基带包头删除、循环冗余校验(Cyclic Redundancy Check,CRC)和TS流的码流重组四个子模块。

3 软件实现

在接收机实现中，基带信号处理、视频解码与显示以及USRP的参数配置全部在计算机中完成。本文针对一种DVB-T2调制信号模式，选择恰当的信号处理方式并设计合理的软件流程。进一步，为提高接收机程序运行效率，采用多线程来实现接收机。同时，本设计还开发了用户界面程序，可直接显示解调解码后的视频。

3.1 软件流程

本文通过调用USRP的应用程序编程接口函数读取基带信号，在计算机中实现基带信号处理。接收机流程如图2所示，各运算单元采用封装的C++函数实现，封装函数的接口参数为本运算单元的输入和输出数据。接收机主程序通过控制函数调用，实现各运算单元的连接，保证数据处理的连续性。

为了提高程序运行效率和信号处理的实时性，本文实现的DVB-T2接收机算法采用多线程。将整个接收机划分为四个线程，即接收线程、内接收机处理线程，外接收机处理线程和视频解码播放线程。同一进程中的各线程之间相互独立，均采用环形队列来共享内存数据，利用信号量机制实现线程同步。

3.2 视频显示界面

在实现接收机的基础上，进一步采用Qt用户图形化界面开发工具开发了视频显示界面，如图3所示。通过该界面可对USRP母板上FPGA内部的抽取系数和射频子板的中心频率进行配置，启动后可实现接收视频流的播放。

4 测试与验证

本文选择DVB-T2标准中的一种模式对所实现的接收机进行测试。具体参数包括:L1前信令采用的LDPC码的码率为1/5，调制方式选择BPSK;L1后信令采用的LDPC码的码率为4/9，调制方式选择16-QAM;数据符号采用的码长为64800，码率为1/2的LDPC码，调制方式选择16-QAM;保护间隔选择1/8;FFT大小选择2k模式;导频模式选择PP2。护间隔选择1/8;FFT大小选择2k模式;导频模式选择PP2。

测试时，发射端采用荷兰DekTec公司生产的调制卡DTA-115根据上述参数生成符合DVB-T2标准的调制信号，并通过天线以8MHz的带宽进行发射;接收端利用计算机与USRP组成的软件无线电平台进行接收，将接收的数据存放在记录文件中。随后使用该记录文件完成内接收机测试和外接收机测试。其中USRP射频子板选择WBX宽带子板，中心频率选择800MHz。收发端的天线处于相同高度，距离为3米。

4.1 内接收机的验证

为验证内接收机的性能，在VC6.0平台下运行所设计DVB-T2接收机代码对记录文件进行处理，截取完成基带信号的同步和信道估计与均衡后的星座图，如图4所示。从图4可以看出，星座点较清晰，也进一步说明内接收机可以完成定时误差、载波频偏和信道参数的正确估计并补偿。

4.2 外接收机的验证

外接收机测试部分对L1前信令、L1后信令和数据部分的编码方案都进行了仿真验证。其中，L1前信令的长度为200比特，L1后信令为350比特。接收端在对L1前信令和L1后信令分别进行BPSK和16-QAM解调后，都需要根据发端所进行的删余和缩短操作，进行删余与缩短的相对应操作，然后进行LDPC码译码和BCH码译码。数据部分没有删余和缩短操作，只需要进行LDPC译码和BCH译码。LDPC码的译码均采用BP译码算法，最大迭代次数均为50。在AWGN信道下，对L1前信令、L1后信令和数据部分的误帧率进行仿真，仿真结果如图5所示。从图5中可看出，虽然L1前信令部分在编码过程中存在删余和缩短操作，但由于其码率较低，仍具有良好的纠错性能，可保证L1前信令具有较高的鲁棒性。

4.3 整体测试

本文根据DVB-T2标准，对L1前信令和L1后信令进行CRC32编码，而对数据部分采用CRC8编码。接收端分别对L1前信令、L1后信令和数据部分进行相应的CRC校验，据此测试各部分的误帧率和误包率，实验结果如图6所示。从图6可以看出，L1前信令和L1后信令的误帧率性能要优于数据部分，具有更高的鲁棒性，保证了接收机的正常运行。

5 结束语

本文采用由个人计算机和USRP搭建的软件无线电平台实现了完整的DVB-T2接收机算法，并验证了所实现的DVB-T2接收机算法在实际环境中的可行性。实验结果表明，本文所设计的接收机算法可实现对DVB-T2信号的正确解析，而所采用的软件无线电平台可以实现对DVB-T2算法的验证，为算法开发提供了更接近实际情况的验证手段。

摘要：DVB-T2是欧洲开发的新一代地面数字电视广播标准。为验证DVB-T2接收机算法在实际环境中的可行性,采用由个人计算机和通用软件无线电外设(Universal Software Radio Peripheral,USRP)搭建的软件无线电平台实现了DVB-T2接收机算法。该实现在计算机中完成全部基带信号处理与后续视频解码和显示等,算法验证灵活方便。实验结果表明,所实现的接收机算法可对DVB-T2信号正确接收,证明了接收机相关算法在实际环境中的可行性。

关键词：DVB-T2,接收机,USRP

参考文献

[1]ETSI TS 102 831 V1.2.1.Digital Video Broadcasting(DVB);Implementation guidelines for a second generation digital terrestrial television broadcasting system(DVB-T2)[S].2012.

[2]ETSI EN 300 744 V1.6.1.Digital Video Broadcasting(DVB).Framing structure,channel coding and modulation for digital terrestrial television[S].2009.

[3]Eizmendi I,Velez M,Gomez-Barquero D,et al.DVB-T2:the second generation of terrestrial digital video broadcasting system[J].IEEE Transaction on Broadcasting,2014,60(2):258-271.

[4]EI-Hajjar M,Hanzo L.A survey of digital television broadcast transmission techniques[J].IEEE Communication Survey&Tutorials,2013,15(4):1924-1949.

[5]Mitola J.Software radios:Survey,critical evaluation and future directions[J].IEEE Aerospace and Electronic Systems Magazine,1993,8(4):25-36.

[6]陈为刚,赵干,李思,等.基于USRP的DVB-T接收机实现[J].电视技术,2014,38(9):155-159.

[7]张博.DVB-T2中关键技术研究以及部分模块设计[D].上海:上海交通大学,2012.

[8]Jahan B,Lanoiselée M,Degoulet G,et al.Full synchronization method for OFDM/OQAM and OFDM/QAM modulation[C]∥Proc.IEEE International Conference on Circuits and Systems for Communications.Shanghai,China:IEEE Press,2008:3240-3248.

[9]Filippi A,Serbetli S.OFDM symbol synchronization using frequency domain pilots in time domain[J].IEEE Transactions on Wireless Communications,2009,8(6):3240-3248.

DVB-T 篇5

OFDM调制也称正交频分复用调制,将经过QAM调制映射得到的基带信号在频域映射到多个相互正交的子载波上,然后通过反向傅里叶变换变换到时域,再经过低通滤波和上变频等处理从天线发射[1]。为了克服反射波的干扰以及来自多个发射机的多波效应,将每一个OFDM符号的最后一段数据复制到符号的前面形成循环前缀,以防止由于多径反射等造成第N-1个符号与第N个符号之间符号间干扰(Inter-Symbol Interference,ISI),即形成保护间隔(GI)。

由于GI是每个OFDM符号最后L个采样的拷贝,所以每个OFDM符号的最后L个采样和GI有相同的幅度和相位偏移,而OFDM符号的其他部分都是相互独立的,GI和OFDM符号最后L长的部分的相关具有一个很强的峰值。本文即基于OFDM符号的结构特性提出了一种基于下采样的模式和GI长度检测算法,降低了硬件复杂度,便于FPGA实现。

1 模式检测原理

1.1 OFDM符号结构

DVB-T标准中,一个OFDM符号由有效数据和保护间隔两部分组成[1],如图1所示。

传输模式:2K和8K。

保护间隔:1/4,1/8,1/16,1/32。

N:与传输模式有关,2K模式下为2 048,8K模式下为8 192。

Q:与保护间隔有关,4种GI下的Q分别为4,8,16,32。

模式检测即是对传输模式和GI的检测,根据不同的传输模式和GI,共有8种组合,如表1所示。

1.2 模式检测基本算法

GI和OFDM有效数据中的对应部分有极强的相关性,因此可以对表1中所示的8种组合分别计算相关值,8种结果Y0,Y1,…,Y7中最大值所对应的组合即为检测结果。

接收到的数据中GI的位置是不确定的,所以对于每种模式组合,必须把所有的(N+L)个可能位置都考虑进去,每个位置需要L个相关值的累加,(N+L)个累加相关值中的最大值除以L归一化[2]后即为该模式下的检测结果。其检测公式如下,其中,r(k)×r*(k+N)表示相隔N的两个数据的相关值。

所以,2 K/GI32模式的检测公式为

其余7种模式依此类推。显然,此公式的硬件复杂度高,必须对其加以改进。

1.3 下采样模式检测算法

由式(1)知,累加的相关值要进行归一化处理,即GI长度归一化,此过程可以通过下采样来近似实现。对于不同模式组合,都从中平均抽取相同个数的相关值累加[3],再进行比较。此即为下采样检测算法的基本思想。

设从每个GI中抽取a个相关值,即对整个数据作L/a倍的下采样,相应的GI的位置也要减少[4]。因此,式(1)可修改为

例如a取16,那么2 K/GI32模式对应的相关检测值为

其余7种模式的相关检测值依此类推。

2 硬件电路实现

2.1 硬件实现框图

根据算法原理,8种组合的相关值检测可以并行执行,也可以串行执行。本设计中采用并行执行方式,即对输入的OFDM符号数据一次计算出8种组合的相关峰值,然后进行比较,最大相关峰值对应的组合即为检测结果。

实现框图如图2所示,以a=16为例,即每个GI位置抽取16个相关值进行累加,按2 K/GI32模式计算,即对输入数据进行4倍下采样。

2.2 具体实现步骤

根据上述所选的方案,具体实现步骤如下:

1)4倍下采样

以2 K传输模式下4种GI为例,当a=16时,分别要对数据进行4倍、8倍、16倍、32倍下采样,因此以最小间隔为准,即对输入数据作4倍下采样,得到所有参与运算的相关值。

2)RAM存储

根据相关值定义,r(k)×r*(k+N)为相隔N(2 K模式为2 048,8 K模式为8 192)的两个数据作共轭复数运算。因此RAM将第一个OFDM数据进行存储,下一个OFDM符号到来时与从RAM中读出的相应数据作相关运算。然后各种模式从步骤(1)得到的下采样数据中选择各自所需要的相关值进行累加,同时比较所有GI位置的相关累加值,最后得到的最大值即为该模式下的结果值,即mode0,mode1,…,mode7值。

3)相关峰值比较

8个检测值计算出来后,可以先比较2 K传输模式下4种GI对应的值,最大值所对的GI即为2 K模式下的GI检测值;同理得到8 K模式下的最大值及GI检测值;然后将2 K和8 K的最大值比较,判断传输模式,取对应的GI即可。

2.3 整体时序

MD模块整体时序设计图如图3所示。

从数据输入到检测结果输出,需要经过2(8 192+8 192/4)个有效数据。MD_END为检测结果标志,表示此处得到有效的MD_TRANS_MODE和MD_GI检测结果。

2.4 改进方案

针对计算精度和硬件复杂度,考虑有如下改进方案:

1)上述实现方式只进行了两个OFDM符号的下采样相关运算,运算精度与初始算法相比会有所下降,因此,可以做多个OFDM符号的相关值累加后再做最大值比较运算。

2)本设计中采用全并行实现方式,所占硬件资源比较大,可以采用半并行方式,进行资源和时间的折中处理,即先进行2 K模式的4种GI相关累加值的计算,然后进行8 K模式4种GI相关累加值的计算,得到各自模式下的最大相关值及其对应的GI,最后将这两个相关值进行最大值比较。在半并行方式下,两个阶段(2K和8K)只有下采样的倍率不同,相关值的选取及累加过程可以资源共享。

2.5 仿真验证

本设计采用Verilog HDL语言描述,为了配合RTL的测试,用C编写了对应的MD算法的验证程序,然后利用NC Verilog及Debussy分别进行仿真和波形观测,仿真结果表明,MD模块模式检测功能正确。

本设计的所有模块都是在Synplify Premier 8.8,ISE9.2及Xilinx FPGA XC5VLX220芯片上实现的。

3 结束语

本文提出一种下采样算法来近似相关峰值检测中GI长度相关值累加及归一化处理,其FPGA实现在DVB-T系统中进行仿真验证并集成,仿真结果表明下采样算法检测结果正确,减少了硬件复杂度,节约了资源,并且FPGA实现满足时序、面积要求。

摘要：DVB-T是基于OFDM技术的欧洲地面数字电视标准。在DVB-T中,有2K和8K两种传输模式以及1/32,1/16,1/8和1/4等4种保护间隔分数值,总共有8种组合模式。在接收机上电后开始工作时,必须首先进行模式检测,得出系统所采用的传输模式和保护间隔分数值。提出了一种基于下采样的传输模式和GI分数值检测算法,并用FPGA实现。

关键词：模式检测,DVB-T,OFDM,下采样,FPAG

参考文献

[1]黄秋芳.DVB-T标准与DVB-T标准技术分析的广播电视信息,2009(8):67-69.

[2]TSUE Yih-Ming,Hsinchu.Mode detection for ofdm signals:USA,U S2004/0240379A1[P].2003-05-29.

[3]解玉芳,郭里婷.DVB-T与地面数字电视国标信道估计算法分析[J].电视技术,2010,34(7):20-22.

DVB-T 篇6

DVB-T2是第二代欧洲地面数字电视广播传输标准,于2008年6月由DVB组织正式发布。DVB-T2中采用了大量目前宽带无线通信领域的领先技术[1]。物理层管道(Physical Layer Pipe,PLP)就是其中一项重要的改进技术。物理层管道是DVB-T2系统中的时分复用传输通道,DVB-T2系统中的所有业务数据都由物理层管道进行传输。DVB-T2系统可以使用物理层管道来实现多业务传输,相对于传统数字电视广播系统中基于TS流复用的多业务传输方式,基于物理层管道的多业务传输具有许多明显的优势。笔者主要对DVB-T2系统的物理层管道进行研究。

2 背景简介

2.1 物理层管道简介

DVB-T2系统中,每个T2帧由多个OFDM符号组成,包括一个P1符号、多个P2符号和若干个数据符号[2,3,4]。OFDM符号的每个星座点定义为OFDM单元,简称单元。一个OFDM符号的多个单元按一定寻址方式顺序排列。T2帧中,一个或多个OFDM符号的地址连续的单元组成子片(sub-slice),由指定的一个或多个子片组成的物理层时分复用传输通道定义为物理层管道。DVB-T2系统具有两种传输模式,即模式A与模式B。在模式B下,一个DVB-T2系统支持最多255个物理层管道,每个管道可以独立地将一路逻辑数据流由发送端传输到接收端。物理层管道的抽象示意图如图1所示。

在一般情况下,DVB-T2系统中的一个业务数据流可以使用一组PLP来进行传输。一个PLP组包括一个或多个PLP,它们采用相同的调制编码方式和交织模式。

2.2 多业务传输简介

在传统的数字电视广播系统中,多业务的传输主要采用传送流(TS)层次的复用,即在发射端将不同业务以TS包为单位的传送流经过复用器,复用为一个含有多个业务的传送流,并通过TS包中的PID对来自不同业务的数据进行区分。对于复用后的传送流,进行编码、调制并对射频信号进行传输。在接收端,接收设备对接收到的射频信号进行解调后得到传送流,解复用器通过PID区分不同业务的数据,完成解复用。其主要特点在于发射端与接收端分别对数据流进行复用与解复用,而物理层仅需要对一路复用后的数据流进行处理,包括编码、交织、映射等。此种多业务传输方式的示意图如图2所示。

而在DVB-T2系统中,多业务的传输主要通过多组物理层管道来进行。如图1所示,不同的业务数据流输入不同的物理层管道,在各自的物理层管道中进行编码、调制,并经过射频信道进行传输。接收端则根据需要,对所需的物理层管道进行解调与解码,得到其中传输的业务数据。其主要特点在于物理层中包含多个物理层管道,需要对多个数据流分别处理。

3 物理层管道的传输机制

3.1 物理层管道主要处理模块

DVB-T2系统具有“模式A”与“模式B”两种工作模式。在“模式A”下,系统中包含一个物理层管道;在“模式B”下,系统支持不大于255个物理层管道。本部分将介绍工作在“模式B”下的DVB-T2系统的物理层管道的主要处理模块。此时,系统的输入由多个逻辑数据流组成,每个逻辑数据流由一个物理层管道进行传输。每个物理层管道中的数据流都要经过以下模块处理:输入处理模块、调度单元、比特交织的编码调制模块、组帧模块与OFDM生成模块。物理层管道主要模块如图3所示。

输入处理模块主要完成模式适配与流适配这两个基本功能,如进行输入流同步、空包删除、CRC校验、加入基带包头、进行扰码等。

调度单元精确确定最终T2信号的哪些OFDM单元将携带属于某物理层管道的数据信息,并生成所需的L1动态信令信息。同时对编码调制模块与组帧模块进行控制,使其按照信令信息完成对各个物理层管道的编码调制与组帧。

比特交织的编码调制模块由前向纠错编码、比特交织、比特到星座点(OFDM单元)的分解(Demux)、星座映射和星座点旋转、单元交织、时域交织等子模块构成。在调度单元的控制下完成对物理层管道中数据的编码与调制,得到各个物理层管道的OFDM单元。

组帧模块根据调度单元提供的动态信令和帧结构的配置信息,把从编码调制模块输出的分属各个物理层管道的数据OFDM单元以及调制后的L1信令OFDM单元组合成为一个OFDM符号。

OFDM生成模块最终完成导频插入、IFFT、保护间隔添加、和P1符号插入等操作,将经过组帧后的频域信号最终转换成时域信号并送至模拟前端进行发送。

从以上各模块可以看出,DVB-T2系统物理层管道的传输具有以下特点:

1)各个物理层管道接受同一个调度单元的统一调度,并且调度单元根据实际调度信息产生物理层信令;

2)在调度单元的控制下,不同的物理层管道中的数据可以采用独立的编码、交织与星座映射方式;

3)在调度单元的控制下,组帧模块将来自不同物理层管道的数据插入T2帧中的不同子片,形成时分复用或时分加频分复用的结构。

3.2 物理层信令

DVB-T2系统的物理层信令结构如图4所示。其中与基于物理层管道的多业务传输密切相关的是L1信令,它包括L1前信令与L1后信令两部分。L1前信令提供L1后信令接收和解码所需要的信息,L1后信令为接收端提供寻找物理层管道所需要的信息。L1后信令进一步分为两部分:可配置信令和动态信令。

在DVB-T2系统的可配置信令与动态信令中,提供了物理层管道的各种参数,包括物理层管道的码率、编码方式、调制方式、交织深度以及在当前T2帧中的起始位置等信息。DVB-T2系统在传输时可以根据需要对各个物理层管道的参数进行动态配置,并通过物理层信令将配置后的参数传送给接收机。而接收机通过解调信令可以获知各个物理层管道的参数信息,完成对所需物理层子信道中业务数据的解调。可见通过物理层信令支持,DVB-T2系统能够更加完善与灵活地实现物理层管道的传输。

3.3 T2帧结构

DVB-T2的帧结构如图5所示。T2帧从一个P1符号开始,后面是若干个P2符号与若干个数据符号。L1前后信令首先映射到P2符号,物理层管道的数据则随后映射到P2符号的剩余OFDM单元与数据符号的OFDM单元。

对于一个完整的T2帧来说,起始位置为P1前导符号,它标识了T2帧的开始位置;随后为P2符号,它携带了DVB-T2的物理层信令;随后为数据符号,其中承载了多个物理层管道的数据。在接收机对DVB-T2信号进行解调时,首先通过P1符号完成符号定时同步,从而确定T2帧的起始位置,随后通过P2符号的解调获取每个物理层管道的参数,并根据这些参数的指示从P2符号之后的数据符号中对携带所需业务的物理层管道进行解调。由此可见T2帧的帧结构十分有利于接收机实现解调,对DVB-T2物理层管道的传输机制提供了支持。

3.4 利用物理层管道进行多业务传输的优势

从物理层管道的传输机制可以看出,DVB-T2系统的物理层管道十分有利于进行多业务的传输。

首先,不同的物理层管道中的数据可以采用独立的编码、交织与映射方式。因此不同的业务可以使用不同的物理层管道中进行传输,并根据需要选择不同的编码、交织与映射方式,使得它们具有不同覆盖范围与解调信噪比门限等,以适应不同用户、服务与接收设备的差异。

其次,物理层信令支持了物理层管道的灵活配置,使得DVB-T2系统在传输时可以根据需要对各个物理层管道的参数配置进行动态调整,从而增加了多业务传输的灵活性。

此外,DVB-T2的帧结构支持了物理层管道的解调。接收机通过P1符号确定T2帧的起始位置,随后通过P2符号的解调获取每个物理层管道的参数,并根据这些参数从P2符号之后的数据符号中解调所需物理层管道中的业务数据。另外,由于从物理层信令中获知了每个物理层管道在T2帧中的位置,因此接收机可以只工作在对应的时间片上,从而可以降低接收机的功耗。

以上3个方面都是传统的基于TS流复用的多业务传输方式所不具备的,因此DVB-T2系统这种基于物理层管道的多业务传输方式具有很明显的优点。

4 对于国标系统的启示

由于基于物理层管道的多业务传输具有明显的优点,本文参考DVB-T2系统中的物理层管道,提出在现有国标系统中划分物理层子信道进行多业务传输的基本思路。

根据国标系统发射端参数(如PN序列长度、星座图点数、卷积交织器参数M等)与业务传输的需求(如业务数目、业务速率等),可以在国标系统中划分出多个物理层子信道,在传输基本的地面广播电视业务之外,通过这些物理层子信道传输若干新增业务。为了保证对现有国标系统接收机的兼容性,新增业务数据经过与现有国标系统兼容或一致的TS包封装、扰码、编码与调制后,送至各自的物理层子信道中进行传输。新增业务的数据在编码调制时可以采用一定的差异化措施,以获得与基本业务不同的解调信噪比门限,从而适应接收设备及接收范围的差异。不同的物理层子信道以时分或时分加频分的方式互相区分,因此新增业务的接收机可以只工作在部分时间片以降低功耗。此外,可以在系统中加入物理层信令,并专门划分出一个物理层子信道作为信令信道用于物理层信令的传输,从而增加利用物理层子信道进行多业务传输的灵活性。

假定国标系统发射端的配置参数固定为:星座图映射方式为64QAM,交织参数M=720,帧头采用PN945模式,LDPC码率为0.6。现需要在此系统中传输基本的数字电视广播业务,同时附加传输一路新增业务。采用上述在国标系统中划分物理层子信道的方法传输这两路业务,可以获得如表1所示的性能指标。即新增业务的解调信噪比门限与基本业务相比可以降低4 d B,新增业务接收机只需工作在1/10的时间片,同时新增业务的净荷传输速率可以达到1.08 Mbit/s。

5 总结

笔者对DVB-T2系统的物理层管道技术进行了研究,对物理层管道的传输机制做了分析与总结,并指出了使用物理层管道进行多业务传输的诸多优点。提出了在国标中划分物理层子信道进行多业务传输的基本思路,可以在兼容现有国标的前提下,在一定程度上实现与DVB-T2系统基于物理层管道进行多业务传输的相似优势,具有较强的可行性与实用性。

摘要：重点研究了DVB-T2系统的物理层管道,从主要处理模块、物理层信令与T2帧的帧结构等方面,分析与总结了物理层管道(PLP)的传输机制,并指出使用物理层管道进行多业务传输的诸多优点。在参考DVB-T2系统中物理层管道的基础上,还提出了在国标DTMB系统中划分物理层子信道进行多业务传输的基本思路,目的在于兼容现有国标系统的接收设备,并能在一定程度上实现与DVB-T2系统基于物理层管道进行多业务传输的相似优势。

关键词：DVB-T2,PLP,多业务传输,帧结构,DTMB

参考文献

[1]ETSI EN302307,DVB-S2,Digital Video Broadcasting(DVB);Second generation framing structure,channel coding and modula-tion systems for Broadcasting,Interactive Services,News Gather-ing and other broadband satellite applications[S/OL].[2009-05-20].http://electronics.ihs.com/document/abstract/HAZIHBAAAAAAAAAA.

[2]ETSI EN302755,DVB-T2,Frame structure channel coding and modulation for a second generation digital terrestrial television broadcasting system(DVB-T2)[S/OL].[2009-05-20].http://www.dvb.org/technology/dvbt2/a122.tm3980r5.DVB-T2.pdf.

[3]GB20600-2006,数字电视地面广播系统帧结构、信道编码和调制[S].2006.

DVB-T 篇7

随着数字电视技术的逐渐成熟,广播电视由模拟转向数字的发展势不可挡,各种传输标准也被相继制订。其中,开路数字电视传输标准(Digital Video BroadcastingTerrestrial,DVB-T)是世界上现有的数字电视传输标准中定义最详细、技术最成熟的系列标准[1]。作为DVB-T接收机的重要组成部分,数字下变频模块把中频的数字信号搬移到基带,有效降低了信号的数据速率,为后级基带处理模块的实时处理创造了条件。数字下变频模块还原信号的质量直接影响后续数字信号处理的质量。同时由于其位于数字系统的最前端,工作频率较高,如何进行高效数字信号处理是提高模块处理速度、降低功耗的一个重要问题。高采样率、窄过渡带线性相位FIR滤波器是数字下变频中最重要的处理元件之一[2]。直接实现高阶数字滤波器会面临硬件复杂度高、系数灵敏度高和截断噪声高等困难。设计窄过渡带FIR滤波器的有效方法是频率响应屏蔽技术(FRM)[3]。其主要优点是合成的滤波器系数矢量非常稀疏,实现复杂度低,而时延特性只略高于理论最小值。

2 关键技术简介

2.1 FRM技术

基于FRM技术实现的FIR滤波器的Z域结构如图1所示,由3个子滤波器和一个延迟链组成。其基本思想是设计一个低复杂度宽带的低通滤波器,并通过内插运算压缩频率响应[3]。

图1中,将低通原型滤波器Ha(z)的单位延迟替换为L倍延迟,可得Ha(zL)。Q为滤波器Ha(z)的长度,HMa(z)和HMc(z)为频率屏蔽滤波器。乘积QL必须为偶数,以避免半个样点延迟。通常强制Q为偶数,这样对L就没有特别限制。此外,HMa(z)和HMc(z)必须有相同的群延迟,这样当它们相加在一起合成最终H(z)时,两者能在通带内精确互补。

2.2 分布式算法

分布式算法(DA)是一项重要的FPGA技术,广泛应用在计算乘积和之中。一个普通的内积运算,可以表示为

可见,当使用传统的算法单元完成一个滤波周期时,大约需要N个MAC循环。在许多数字信号处理的应用领域中,在技术上是不需要通用的乘法算法的,如滤波器的系数c[n]可以通过演绎得到。在技术上,部分乘积项c[n].x[n]就变成了一个常数乘法(也就是缩放),这是DA设计的先决条件。有符号DA系统假设变量x[n]的表达式为

式(2)中:xb[n]表示x[n]的第b位表示x[n]的最高位。联立式(1)和(2)得到输出为

从式(3)可以发现,分布式算法是一种以实现乘加运算为目的的运算方法。它与传统算法实现乘加运算的不同在于执行部分积运算的先后顺序不同。分布式算法在实现乘加功能时,是通过将各输入数据的每一对应位产生的部分积预先进行相加得到相应的部分积,然后再累加各部分积得到最终结果的。而传统算法是等到所有乘积已经产生之后再完成累加运算的。与传统串行算法相比,分布式算法可极大地减少硬件电路的规模,提高电路的执行速度。

3 用分布式算法实现FRM滤波器

采用分布式算法,FIR滤波器的延迟不再由滤波器的阶数决定,而是由输入数据的位数决定,滤波器的阶数只决定了查找表的大小[4,5]。先将滤波器系数的线性组合存储在查找表里面,根据输入的数据进行查找后累加得出结果,从而将乘法运算转化为查表和加法运算。分布式查找的方法,巧妙地利用查找表将固定系数的MAC运算转化为查表操作,运算速度不随系数和输入数据精度的增加而降低。分布式查表有全并行、全串行和串并结合结构。全并行结构需要的FPGA资源开销最大,而串行结构节省了硬件资源却降低了速度。因此,笔者采用查找表分割的方法来降低系数过大时查找表的规模[6]。利用部分表计算,然后将结果相加,将和分配到L个独立的N阶并行DA的LUT之中,可表示为

式(4)中:l为独立的LUT个数;n为每个LUT的阶数。因此,如果实现1个4N的DA设计需要3个辅助加法器。表格的规模从1个2N×B位的LUT降到4个2N×B的位表。为设计分布式查找表,先设计一个输入模块,目的是对滤波器的输入数据进行处理,包括串并变换、信号延时,加法等操作。对每一个字,并串变换的输出是按照由高位到低位的顺序依次串行输出的。由于笔者讨论的是线性相位滤波器,其系数具有对称性,可以通过加法器对输入数据进行预相加处理。选取S0,S1两状态。S0完成变量的初始化,数据的装入,并将状态转移到S1;状态S1完成查表功能、数据移位和分布式算法的乘累加运算,数据的输出,数据的移位等,并将状态转到S0。

分布式算法中的数据乘累加也需要仔细设计。设B为数据的位宽,p为分布式算法第n位的结果。则有

最高位符号位结果

式(5)和(6)中,table_out(n)表示第n位的查表输出。查表通过元件例化的方法实现,为了方便代码的共享和重用,利用了包集定义实现。

4 设计实例及仿真结果

针对实际要求,低通数字滤波器的基本指标为:归一化通带截止频率0.2,归一化阻带起始频率0.21;12位输入数据,通阻带最大偏移均为0.01。根据最大最小算法,由Firpmord函数估计来实现,滤波器长度需为195。直接设计和根据频率响应屏蔽技术设计得到的幅度频率响应如图2所示。

由频率响应屏蔽技术原理可知,原型滤波器和屏蔽滤波器的实现复杂度都随着内插因子L的变化而变化,因此选择一个适当的L值十分重要。笔者通过Matlab仿真测试,可得FRM滤波器总阶数M与L之间的关系,如表1所示。

由表1可知,L为6时所需的总阶数最少,FRM技术所设计的滤波器几乎与直接实现有着相同的频率响应曲线。然而这种技术用到的滤波器长度是78,相对于直接实现方法节省了60%的滤波器系数数量。因为直接设计和基于FRM设计的滤波器都是线性相位的,均可利用对称性将乘法次数降低一半[7]。

利用Altera公司的StratixⅡ系列芯片EP2S60设计信号产生模块(见图3)。由于FPGA输入为定点,所以先对输入信号进行量化,再将数据第1个周期的200个数存储在.mif文件中。

输出得到的第一个周期的波形如图4所示。和.mif文件中存储的数据相同,以后的周期重复第一个周期的数据。

为了方便代码的共享和重用,对FRM滤波器的设计采用分块实现。将原型滤波器和屏蔽滤波器分开设计,最后再合并成一个完整的FRM滤波器。具体包括1个原型内插滤波器模块、2个屏蔽滤波器模块。为了设计分布式查找表,首先设计一个输入模块,目的是对滤波器的输入数据进行处理,包括串并变换、信号延时,加法等操作。对每一个字,并串变换的输出是按照由高位到低位的顺序依次串行输出的。使用加法处理是因为这里讨论的是线性相位滤波器,它的系数具有对称性,可以通过加法器对输入数据进行预相加处理。此外还需要一个99延迟单元的延迟链和一个12位输入12位输出的减法器,一个12位输入25位输出的加法器。

利用上述查找表方法设计的频率响应屏蔽滤波器对测试信号进行滤波,得到如图5所示波形,可见基于FRM的滤波器满足设计要求。

5 小结

在DVB-T接收机的设计中,为了提高处理速度、降低功耗,笔者设计并实现了数字下变频器高效滤波模块,采用频率响应屏蔽技术完成了高效的数字滤波。基于FPGA分布式查表,同时考虑滤波器的对称特性,本方法降低了实现复杂度和对硬件资源的占用,并已成功应用于DVB-T接收机的数字下变频模块中,测试结果证明了此设计的正确性和有效性。

摘要：针对DVB-T接收机中数字下变频模块对高效滤波的需求，提出了一种采用现场可编程门阵列(FPGA)实现频率响应屏蔽滤波器(FRM)的设计方案，利用分布式算法将乘加运算转化为查找表，并采用分割查找表的方法来解决查找表过大的问题。测试结果表明电路工作正确可靠，满足设计要求。

关键词：DVB-T接收机,频率响应屏蔽技术,数字下变频,现场可编程门阵列,分布式算法

参考文献

[1]LADEBUSCH U,LISS C A.Terrestrial DVB(DVB-T):a broadcast technology for stationary portable and mobile use[J].Proc.IEEE, 2006,94(1):183-193.

[2]MITRA S K,KAISER J F.Handbook for digital signal process- ing[M].New York:Wiley Press,1993.

[3]LIM Y C.Frequency-response masking approach for the systhesis of sharp linear phase digital filters[J].IEEE Trans.CAS,1986,33(4): 357-364.

[4]戴明桢．数字信号处理的硬件实现[M]．北京：航空工业出版社，1998．

[5]姜宇柏，游思晴．软件无线电原理与工程应用[M]．北京：机械工业出版社，2007．

[6]PEDRONI V A．VHDL数字电路设计教程[M]．乔庐峰，译．北京：北京电子工业出版社，2005．