APFC

APFC（精选5篇）

APFC 篇1

0 引言

变频电路的电源转变过程是:交流电-直流电-交流电。在交流电-直流电转变过程中, 由大电容进行充电储存电能, 在直流电-交流电转变过程中, 由大电容放电变频输出。在整个变频设备工作过程中, 设备的电源电压是正弦交流波形, 但变频工作形成的设备工作电流却不是正弦交流波形, 导致设备功率因数严重降低。

1 功率因数低原因分析

变频设备工作电流主要是大电容的充电电流。正弦交流电压桥式整流后, 在电压升高过程中对电容充电, 由于电容充电快、放电慢, 对比电源电压的正弦交流波形, 电流波形如图1所示。

通过波形图可以看出, 电流波形的相位滞后电压波形一定角度, 同时电流波形和电压波形比较, 电流波形严重畸变, 根本不是正弦交流波形。

设备工作电压和电流存在相位差, 且电流波形严重畸变, 将使设备功率因数大大降低。功率因数降低导致电网无功功率损耗增加, 严重影响电能的有效利用, 所以在影响功率因数的设备上, 必须设置功率因数提升电路。

功率因数公式是:

cosΦ为功率因数, P为有效功率, S为视在功率, Q为无功功率, Φ为电压和电流的相位差 (电压和电流波形一致的情况下) 。功率因数为1时, P和S是相等的, 没有无功功率损耗, 交流电源利用率最高, 最为节能。

2 功率因数提升方法

功率因数提升的方法主要从2个方面着手:一是调整电流的相位角, 使电压、电流相位一致;二是改善电流波形, 使电流波形和电压波形一致, 是正弦交流波形。功率因数提升主要采用专用电路控制, 常见功率因数提升电路结构如图2所示, 为APFC电路。

APFC是Active Power Factor Correction简称, 含义是有源功率因数校正电路。APFC电路的基本工作原理是:在整流电压电路和充电电容C之间, 安装了由大电感L、大功率开关管IGBT、大功率二极管D组成的开关调整电路。脉冲式的大电容充电电流, 经过L形成较为平滑变化的电流, 由检测电路检测UO电压和回路电流, 计算电压、电流的相位差及电流波形误差, 输出开关脉冲控制IGBT导通与截止;IGBT的导通与截止, 使UO电源经过L形成接近正弦波的电流, 控制IGBT导通与截止的开始时间, 则使电压、电流同相位, 基本能使功率因数达到1。大功率二极管D防止电容C反向放电。

3 APFC控制电路分析

以海信直流变频多联机空调APFC控制电路为分析对象, 其电路结构如图3所示。

APFC电路的控制元件是集成电路FA5502M, 集成电路有16个端子, 各个端子的功能如表1所示, 电路具有过流、过压保护功能和欠压锁定输出功能, FA5502M可以由外部CPU控制APFC电路工作与停止。

在通电工作过程中, FA5502M端子3、16分别检测主电源电路桥式整流电路电压、电流的变化波形。端子8输出功率因数校正脉冲, 经驱动集成电路MCP1407输出, 控制IGBT-1、IGBT-2进入开关状态。端子4检测电容滤波后直流电压高低, 若过流、欠压则导致电压过低, FA5502M内部保护端子8自动锁死无输出, 保护功率管IGBT不至于低压过流损坏。端子9、10是FA5502M内部不同功能电路的2路工作电源。

IGBT进行主回路电流调节, 在大电感L的电磁作用下, 电流进行平滑变化, 使交流电源主回路电压、电流同步, 即波形一致, 相位一致, 使功率因数大大提升。

4 结语

海信空调采用日立技术, 本文以性能优良的直流变频空调APFC电路进行介绍, 说明变频电路中功率因数提升的原理和方法, 文中电路原理图为原厂提供的技术支持电路, 可以供读者借鉴和学习。

参考文献

[1]罗凌, 贾正松.开关电源的有源功率因数校正电路设计[J].电子设计工程, 2012 (3) :180-183.

[2]王会涛.基于Matlab的单相开关电源功率因数的仿真分析及优化[J].电源世界, 2014 (1) :42-44.

[3]李朋.空调器电路与电脑板检修技术[M].北京:国防工业出版社, 2009.

APFC 篇2

Boost电路具有拓扑结构简单、易于设计和控制、效率高等特点,广泛用于PFC电路中[1]。随着变换器功率等级的增加,变换器通常需要并联。在输入大电流的场合,常常使用交错并联技术,这样开关管的电流仅仅是输入电流的几分之一。本文主电路采用两路APFC电路交错并联的形式,这种电路的控制和单路APFC电路的控制没有本质区别[2],只是两路开关管的导通时间相差二分之一个开关周期。

2 电路的拓扑结构、工作原理及特点

主电路的拓扑结构如图1所示。电路工作时,两个开关管S1、S2交错180°导通。

本文采用的交错并联APFC电路与单路APFC电路相比,可以减小输入电流的纹波[3]。这样前级EMI滤波器的差模电感值就可以取得很小,提高了功率密度的同时,也降低了成本。同时由于分散了功率器件的损耗,从而降低了开关器件的电应力和热应力[4]。同时这种拓扑结构的电路还有减小输出直流母线电压的纹波等优点。

3 数字控制器设计

3.1 总体控制方案

本文电路采用的是平均电流控制方式,如图2所示为数字控制电路的方框图。

整个电路的工作过程如下:输出电压Uout经采样和A/D转换后,和Uref相比较后送入电压PI调节器,实现相应的控制算法以控制其值与Uref的值相等。电压控制环的输出信号与输入电压经采样和A/D转换后的值以及其平均值平方的倒数相乘,其输出信号作为电感电流的参考信号iref。电感电流经采样和A/D转换后,与参考信号iref进行比较,之后送入到电流PI控制器以使其值能时刻跟踪iref。在稳定工作时,电压PI调解器的输出基本不变,因此乘法器的输出iref也基本上是和输入电压成比例的波形,这样就实现了输入电流对输入电压的跟踪。这里有一点与以往不同的就是在PWM处对开关管进行移相180°控制,使两个开关管S1、S2交错导通。输入电压前馈Vff的引入是为了保证在输入电压变化时输入功率稳定,其值为输入电压经采样和A/D转换后的平均值。

3.2 模型建立

本文采用简化的小信号模型建模。其思想是:考虑到开关频率远大于工频,当分析电流内环时,假定输入电压不变,得到基于开关频率的电流环小信号模型;当分析电压外环时,假定电流理想地跟随输入电压的变化,就可以得到基于工频的电压环小信号模型。

根据状态空间平均法,最终建立电流环功率级的小信号简化模型,其传递函数为:

也建立了电压环功率级的小信号模型,其传递函数为:

其中,k为一常数。

3.3 PI调节器设计

3.3.1 电流环PI调节器设计

电流环采用PI控制,用Kpi表示比例系数,Kii表示积分系数,其传递函数为:

其离散形式为:

其中:Kp和ζ为2个临时变量,Kp=Kpi+Kii,

由图2可建立起整个电流环结构,如图3所示。由此可建立离散化的数学模型。

电流环总的离散化开环传递函数为:

取电流环的带宽为2 k Hz,相角裕量为45°,则截止频率为ωc=2πfb=4000π(rad/s),开关周期Ts=1/fs,根据下式即可算出参数:

计算出Kpi=2.46876,Kii=0.26917。

3.3.2 电压环PI调节器设计

电压环也采用PI调节器。由图2可建立起整个电压环结构,如图4所示。

电压环总的离散化开环传递函数为:

电压环PI调节器的离散形式和电流调节器相同。取电压环的带宽为20 Hz,相角裕度为45°,根据式(6)可算出电压环调节器的比例系数Kpv为0.97946,积分系数Kiv为0.00153。

4 仿真实验

由于控制上的一致性,为了节约仿真时间,只对单路APFC电路进行了仿真。在Matlab7.04/Simulink中建立APFC电路仿真模型,如图5所示。

仿真参数:输入的交流电压有效值220 V,输出电压380 V,负载8000 W,电感L为80 m H,电容C为500μF,开关频率为80 k Hz,采样频率为160 k Hz。PI调节器参数由计算所得,再经过适当调整,得到仿真波形如图6、7所示。仿真时间为0.3 s。仿真时加入了软起动电路,软起动时间为0.12 s。

5 结论

对一种交错并联数字化APFC电路进行了分析,并且充分发挥了SIMULINK功能强大,建模简单,参数易于调整的特点,通过仿真验证了理论分析的正确性及电路拓扑的可行性。从图6可以看出,输入电流很好地跟踪了输入电压的变化,达到了功率因数校正的目的。由于该电路拓扑具有输入电流纹波小、功率器件的电流应力小等优点,因而适用于大功率的场合。

摘要：分析了一种交错并联数字化APFC电路。当电路工作于电流连续模式时,输入电流自动跟踪正弦输入电压。利用状态空间平均法建立电路的主功率模型,并对该电路的控制器进行设计,最后给出了MATLAB仿真结果。

关键词：有源功率因数校正,交错并联,数字控制

参考文献

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[2]姚刚,邓焰,何湘宁.零反向恢复损耗的交错并联单相APFC电路[J].电力电子技术,2006,40(2):23-24.

[3]Po-Wa Lee,Yim-Shu Lee,David K W Cheng,Xiu-ChengLiu.Steady-State Analysis of an Interleaved Boost Converter with Coupled Inductors[J].IEEE Transactions on Industrial Electronics.2000,47(4):787-795.

APFC 篇3

当前电力系统中,电力电子装置应用日益广泛,但大多数开关电源采用由非线性不可控二极管或可控器件组成的整流电路。这些器件导致输入电流谐波含量高,输入功率因数降低,使交流网侧电压产生畸变,严重污染了电网,于是功率因数校正(PFC)技术应运而生。

有源功率因数校正(APFC)技术,亦即主动式功率因数校正,采用高频开关的工作方式,与无源功率因数校正技术相比具有体积小、重量轻、效率高、功率因数接近1等优点,自其上世纪80年代诞生以来便展现出强大的生命力,使得PFC趋向大功率、集成化、微型化方向发展。近十几年来,APFC技术研究与软开关技术和磁放大技术相结合,进一步提高了功率因数校正的性能。在控制思路方面出,无差拍SVPWM调制思路、单周期控制思路等不断发展和完善。国外也开始了双PWM变频调速系统的研究,并有相应的产品问世。其中,美国通用公司的Innovation系列的双PWM结构的四象限变频器已应用于工程中。

对于4k W以下的小容量系统,一般都采用单相PFC。目前单相PFC的电路拓扑和控制技术已发展相当成熟且已产品化,而三相PFC仍处于研发阶段,尚未在完全意义上进入实用。与单相PFC相比,三相PFC电路的输入功率大,电路拓扑和控制工作机理复杂,应用更加广泛。现代工业中,大型直流电机电源、弧焊电源、航空蓄电池充电电源等等,对大功率PFC的需求越来越大,因此大功率三相PFC成为近年来的研究热点。

1 三相PFC电路的研究现状

三相PFC电路按电路输入与输出电压之间的关系分可为升压型(Boost)、降压型(Buck)和降压-升压型(BuckBoost)等几种,其中,降压型三相PFC便于输出电压大范围可调,输出电压较低,适用于小功率(k W以下)场合,而升压型具有较高的输出电压,在大功率三相PFC电路中应用较广。三相PFC电路按开关数目,可分为三相单开关和三相多开关两类。

近几年在常规的三相PFC电路改进或创新基础上,提出了许多提高功率因数和容量的三相PFC电路。

1.1 三相单开关升压型PFC电路

三相单开关升压型PFC电路[1]如图1所示。三相单开关PFC电路可以看成是单相电流断续(DCM)PFC在三相电路中的延伸。控制中只有一个电压环,输出电压与参考电压的误差经过放大后与三角波比较来控制开关的动作。开关通常由功率MOSFET(或IGBT)担任,三相单开关PFC电路开关频率远高于电网频率,在一个开关周期内,输入电压近似不变。在开关导通期间,加在三个Boost电感上的电压分别为各相此时的相电压(近似不变),电感电流线性上升。在这期间各相的电流峰值正比于对应各相相电压瞬时值。但在开关关断时,加在输入各电感上的电压由输出电压与此时的相电压瞬时值决定,因而此时电感上的电流平均值与输入电压瞬时值不再满足线性关系,电流也就产生了畸变。

三相单开关升压型PFC电路的优点是仅使用一个开关管,拓扑简单,可以实现中大功率输出,成本较低;缺点是输入电流失真较大,需要较大的EMI滤波器。提高输出电压可以缩短各相电流衰减时间之间的差异,减小输入电流谐波,但势必会增加开关的电压应力,也增加后级DC/DC变换器的DC总线电压。因此,可考虑结合软开关技术(准谐振技术、多谐振零电流开关技术、零电压转换技术和零电流转换技术),来降低开关管的电压应力,减小开关损耗。

1.2 全解耦三相PFC电路[2]

三相PFC电路的最大困难在于三相之间的耦合,在三相不可控整流电路中即便是负载等效成一个电阻也不能获得很高的功率因数,主要原因在于此电路中三相电压通过AC/DC的不可控整流桥互相耦合,不可能同时兼顾三相输入电流任一相都不能单独控制为正弦波形。为使三相输入电流都为正弦波,必须对三相输入电压进行解耦。三相PFC电路的解耦分部分解耦和全解耦,其中典型的全解耦方式为空间矢量解耦。

三相CCM-Boost整流电路是空间矢量控制的典型电路,如图2所示。图3为矢量与矢量合成图。三相整流器的不同开关模式形成六个非零电压矢量和两个零电压矢量。用六个非零电压矢量和两个零电压矢量去逼近矢量图,将在三相输入端得到等效的三相正弦波形,从而实现三相输入电压完全解耦。

设采样周期为Ts,则任一空间矢量可由其相邻的两个开关矢量等效,相应的导通时间为

式中m为调制比,(Ur是导通角为θr时的电压模,U0为DC输出电压)。

零矢量作用时间为

空间矢量控制能够有效地消除低次谐波,实现全解耦,提高功率校正因数和容量,但需要6个开关,控制较复杂,成本较高。

1.3 三相单级全桥PFC电路

三相单级全桥PFC电路结构如图4所示,主要由三相三线制输入电源、三相输入整流环节、移相桥、高频变压器(Llk是等效漏感)及输出整流部分构成。开关管Q1~Q4导通比恒为50%,且开关Q1、Q3对开关Q2、Q4的导通相位是可控的。在移相过程中允许上下桥臂直通,不需要设置死区时间,这与传统移相全桥变换器不同,较之有很大改进[3,4]。

此变换器工作于不连续传导模式,当电路中的桥臂直通时电网电压对交流电感L充电,电感电流近似线性上升,其斜率正比于对应相电压;当桥对臂导通时,电网和交流电感L同时向负载供电,电感电流线性下降。循环重复上述过程,交流电感电流峰值的包络线跟随输入交流电压变化,可实现三相功率因数校正。

三相单级PFC使用一级功率变换电路,同时实现PFC和DC/DC变换,以高效率、高性能、高功率因数为目标,具有电路简单、控制容易、成本低等优点。目前,三相单级PFC技术在中大功率领域的应用还有待其在拓扑结构和控制策略等方面获得进一步的发展与突破。

1.4 基于数字控制的三相六开关PFC电路

三相六开关升压型PFC电路拓扑及系统框图如图5所示,被认为是最有发展前途的数字控制三相PFC电路拓扑。6只绝缘栅极晶体管(IGBT)担任功率开关,开关频率高,驱动功率小。智能功率模块(IPM)内部既有IGBT的栅极驱动和保护逻辑,又有过流、过(欠)压、短路和过热探测以及保护电路,提高了变频器的可靠性和可维护性,正在逐渐取代普通IGBT模块,PFC环节和IPM逆变桥集成一体化是三相六开关PFC电路的发展趋势。

该电路的工作原理是利用输出侧电容电压对输入侧进行反向调制,通过输入侧电感滤波使输入电流和输入电压同相且呈正弦波。控制系统的设计包括电压外环和电流内环的双环设计。电压调节器作为外环调节,能稳定输出直流电压,使得输出直流电压比输入电压峰值高,且从频域角度分析,应限制电压调节环的带宽。电流环能使三相输入电流时刻跟随输入电压,在谐波量很低的情况下与电网电压同相,从而实现功率因数校正的目的[5,6]。

整个整流器的系统组成中,电流和输出电压取样均采用霍尔传感器,过零检测部分采用降压型同步变压器。虚线框内的功能由DSP来完成,DSP具有强大的软件编程和数据处理功能,精度高、接口方便、可复用、稳定性强、集成度高、软件编程灵活等优点,适合做高频开关电源的控制。主电路开关管驱动芯片可选用IR公司的IR2233,该芯片适合六管桥式电路,具有悬浮输出,无需隔离变压器就能直接驱动上下桥臂,驱动能力强且具有各种保护功能。

图5三相六开关升压型PFC电路拓扑及系统框图(参见下页)

此电路的优点是输入电流的谐波畸变小,功率因数为1,输出直流电压低、效率高,能实现功率的双向传递,适用于大功率场合。缺点是使用开关数量较多,控制复杂,成本高,而且每个桥臂上的两只串联开关管存在直通短路的危险,对功率驱动控制的可靠性要求高。为了防止直通短路,可在直流侧串上一只快速恢复二极管。

数字控制电路不存在电路老化问题,而且控制精度高,在控制实现上比模拟电路更容易。三相APFC的数字化,随着计算机技术和微处理芯片技术的发展,将成为必然趋势。

1.5 其他形式的三相PFC电路

除以上介绍的三相PFC电路外,以下几种电路也取得了较好的发展:

(1)单周期控制的三相三开关PFC电路[8];

(2)三相SVPWM调制的电流型PFC整流器[9];

(3)SVH控制的复合有源箝位ZVS三相PFC变换器。

2 三相PFC技术的发展

据当前三相PFC的发展状况来看,今后几年内三相PFC技术的发展热点问题依然集中在以下几个方面:

(1)新颖的三相PFC电路拓扑结构和控制策略的研究;

(2)软开关技术在三相PFC电路中的应用研究;

(3)交错并联技术及EMI滤波器的研究;

(4)数字化实现的研究;

(5)三相单级PFC电路的研究。

3 结论

APFC 篇4

由于HID灯自身的负阻特性，决定了其必须和限流元件——镇流器相串联才能稳定工作[2]。为了减小在限流元件中的能量损耗，HID灯一般采用不消耗有功功率的电抗性元件——电感做镇流器。本文讨论了HID灯电子镇流器中APFC电路的设计及实验结果。

1 APFC电路的原理

APFC电路置于桥式整流电路与滤波电解电容之间，实际上是一种DC-DC变换器。APFC电路主要有升压(Boost)、降压、升压——降压和回扫四种类型。由于Boost型APFC电路在一定的输出功率下可以减小输出电流，从而可以减小输出滤波电容的容值和体积，故在电子镇流器中被广泛采用[3]。

Boost型APFC电路的基本原理如图1所示，主要由APFC控制芯片、功率开关管VT1、升压电感器L1、升压二极管VD5、输出滤波电容C1及反馈环路所组成，其核心是APFC控制芯片。APFC电路的工作原理是基于升压电感L1的电流与电压之间的物理关系。

当开关管VT1导通时，升压二极管VD5截止，滤波电容C1通过负载放电。当VT1由导通跃变为关断时，L1产生的突变电势使VD5正向偏置而导通，L1中的储能经VD5释放，对C1充电。由于VT1和VD5交替导通，使整流电路输出电流经L1连续流动。这就意味着整流二极管在交流电源电压的半个周期内，导通角趋于180°。APFC电路一般都采用双环反馈控制方法。内环反馈的作用是将全波整流输出直流脉动电压(实质上就是交流输入电压)通过R1、R2组成的电阻分压器采样输入到APFC控制芯片，以保证L1的电流时刻跟踪输入电压按正弦规律变化。通过L1的三角形高频电流的峰值包迹波正比于输入交流电压，所以L1的平均电流呈正弦波形，这就意味着电源输入电流也呈正弦波形。外环反馈用作APFC电路输出直流电压的反馈控制。直流输出电压被检测后输入到APFC控制芯片，芯片输出PWM驱动信号调节功率开关的占空比，以使输出电压稳定。

图2示意了在VT1的一个开关周期中电感电流的波形，它是一个线性上升、线性下降的三角波。在输入交流电压半周期内，输入电流将是一串峰值随输入电压变化的三角波。图3为APFC电路工作电压和电流的波形图，三角波电流的平均值是其峰值电流的一半，因此，它的波形是随输入电压按正弦变化而变化的。由于电路的输入平均电流波形与输入电压波形形状是相似的，又没有相移，电路的功率因数可以达到很高，而谐波失真很小。在采用有效的EMI滤波电路后，电路中高频开关信号的泄露很低，故其电流总谐波失真THD一般不会超过10%。

2 电路设计

利用芯片L6561作为控制器的Boost型APFC电路如图4所示。

APFC电路的工作频率随输入交流电压和负载的变化而变化。功率开关管VT1的关断时间取决于APFC直流输出电压与输入电压之间的差值。为保证工作频率不降至可听见的音频范围之内并保证电路稳定工作，一般要求APFC电路输出电压至少比输入电压峰值高15%以上。对于220V的交流输入电压，APFC电路的直流输出电压一般为400V。

图4中输入交流电经桥整流后变为310V的直流电，作为Boost型APFC电路的输入。电容C3用作高频滤波，降低输入电流的谐波含量。电阻R1和R2构成电阻分压网络，用以确定输入电压的波形和相位，电容C4与电阻R1构成一个RC滤波器，用以除去引脚3的高频干扰信号。变压器T1的主边用作升压电感，副边用来检测电感电流的过零信号，传递到芯片的引脚5。电阻R4和二极管VD2起到让MOS管VT1慢导通快截止的功能。电阻R6作为电感电流检测电阻，用以采样电感电流的上升沿(MOS管电流)。电阻R7和R8构成电阻分压网络，形成输出电压的负反馈回路。电容C5连接于芯片引脚1和引脚2之间，形成电压环的补偿网络。

3 实验结果

图5给出了交流过零信号(L6561引脚5)与开关管栅极驱动信号(L6561引脚7)的实测波形图，下图为交流过零信号，上图为开关管栅极驱动信号。从图中可以看出当过零信号为零时，开关管导通。图6给出APFC电路的输出电压(400V)实测波形，从图中可以看出，虽然波形存在一定的纹波，但输出电压稳定，达到了设计要求。

随着数字技术和数字控制芯片的不断完善和发展，数字化控制在电子镇流器中的应用正越来越显示其优越性。得益于数字控制电路的强大功能，我们能够在不增加其它电路的基础上增加多项控制功能，使得采用一块数字控制芯片通过编程就能够完成调光、开路保护、短路保护、启动时序控制、恒功率控制、声谐振抑制、寿命检测、点火信号控制等一系列功能，因此电路结构更为简单, 集成度更高, 可靠性也可以相应地得到提高。

参考文献

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[2]张卫平.绿色电源——现代电能变换技术及应用 (第一版) .北京:科学出版社, 2001:2～10.

APFC 篇5

APFC(有源功率因数校正)技术采用全控开关器件构成开关电路对输入电流波形进行控制,使其成为与电源电压同相位的正弦波,彻底解决整流电路的谐波污染和功率因数低的问题。采用APFC技术能有效降低谐波含量,提高功率因数(功率因数能高达0.995),满足严格的谐波标准,近年来得到广泛的应用。单相有源功率因数校正电路结构简单,克服了三相有源功率因数校正电路结构和控制复杂的缺点,电路易于实现,可靠性较高,广泛应用于0.5-3kW范围内单相输入开关电源[1]。

传统的APFC控制电路容易受到外电路的影响,电流环给定并非纯正弦波,会导致功率因数降低,引入单相数字锁相环技术对输入电压进行采样以减小电流失真度,实现功率因数调节。

2 单相功率因数校正电路

基于平均电流法控制的单相APFC电路如图1所示,主电路实际上由二极管整流电路和升压斩波电路组成,控制电路采用双闭环控制结构。外环电压环以输入整流电压和输出电压误差放大信号的乘积作为电流基准,内环电流环调节输入电流平均值,使其与输入整流电压同相位且接近正弦波,校正功率因数[2]。

电流反馈网络的采样信号是Boost变换器的电感电流,正比于输入电流的电流采样信号与电流基准信号比较以后,其高频分量的变化通过电流误差放大器被平均化处理,放大后的平均电流误差经信号处理(平均电流误差与锯齿波进行比较)转换为PWM脉冲,控制开关管的开通和关断。S导通时,电感电流线性上升。当输入电流采样信号与参考电流波形相交时,控制器控制S关断,此时电感的自感电势使二极管导通,储能电感L通过二极管D对电容C进行充电,电感电流下降。通过对电感电流进行采样和控制,使电感电流与输入电压同相位的正弦参考信号成正比,从而达到功率因数校正的目的[3]。

Boost型APFC电路的状态平均等效电路如图2(a)所示,将电路中的电压和电流用向量表示,可以得到图2(b)所示的向量图。由于输入电压是交流电压整流后得到的直流脉动波形,是以[0,π]为周期重复的,因此输入电压表达式定义在[0,π]区间上。

为输入电压相量,为电感电流相量,电感两端的电压超前电感电流90°,只要选择合适的占空比控制规律,使按正弦规律变化,且相位比超前90°,就可以实现电感电流对输入电压的跟踪。

3 APFC电流波形畸变的原因

电网中理想的输入电压与输入电流同相位,均为正弦波,分别为和

其中uin经过整流桥整流后得到直流电压,Uin_rms为输入电压的有效值,ω为输入电压的角频率。若电压、电流不同相位,设输入电流为,θ为输入电流滞后于输入电压的滞后角。对输入电流进行求导得到所需要的电流上升斜率:

变换器在输入电压过零附近时占空比值达到最大[4],此时输入电压直接加在电感两端(即电感电压等于输入电压),则变换器提供的电感电流上升斜率为:

其中UL为电感电压,电感电流等于输入电流。变换器在输入电压过零时,电感电流的上升率很小,电感电流很难跟踪上给定的基准电流,因此输入电流发生畸变。

由式(1)和式(2)可以得出,电网角频率ω、输入电流滞后角θ、电感L的大小及输入电压的波形都将对电压过零时电流的畸变产生影响。其中电感越小,变换器提供的上升斜率越大[5],电流畸变越严重。同时由于线路中耦合寄生感抗的影响,采样输入到AD端的输入电压并非正弦基波,若直接采用这种非正弦电压作为输入电压,将导致电流环给定的电流基准为非正弦基波,影响PF值校正。

本设计引入数字锁相环技术以滤除电网电压中的各次谐波的干扰,抑制输入电流过零点畸变,进一步提高功率因数。

4 数字锁相环与滤波器设计

4.1 数字锁相环建模

利用单相数字锁相环对输入市电进行锁相,将锁相后的电压信号作为电压相位给定值提供给电流环,以减少最高处的电压畸变。单相锁相环采用类似三相电压锁相环的方法,通过构造虚拟dq轴,PARK变换和应用数字滤波器,使电流环的电流基准信号跟随输入电压变化。

图3所示为静止坐标轴与旋转坐标轴的关系。

由上图可以得出

(其中α、β为静止坐标轴,d、q为旋转坐标轴,λ为两坐标轴相位角)

将包含各次谐波的单相市电分解为基波与各相谐波之和,即

系统角频率为ω,且dq旋转坐标系同步旋转。若基波相电压在静止坐标轴上投影为uα=U1cos(ωt+ψ1)和uβ=U1sin(ωt+ψ1),则其在dq旋转坐标系上的投影分别为ud=U1cosψ1和uq=U1sinψ1。

令所检测的输入电压在当前静止坐标系轴上的分量分别为:

将式(5)、(6)代入式(3),经过dq变换后得到:

经高频滤波后,得到两个直流分量ud和uq,即ud=U1cosψ1和uq=U1sinψ1。

设此处实际输入角频率为ω1,输出角频率为ω,则整个系统可以表示为:

当输出角频率ω大于输入角频率ω1,通过PI调节使ω1-ω=0,此时uq为直流量,直流量的输入可以使输出频率加大,从而使输出相位得到调整。当ω1≠ω,uq为变化的交流量,此时系统进入角频率调整阶段,如此反复直到输入信号与锁相环完全同步。

通过Matlab/Simulink对上述模型进行仿真,图4所示为仿真模型,图5所示为仿真波形。由仿真波形可以看出,利用锁相环可以对输入电压完成锁相,在仿真开始时(第一个周期时),锁相电压并不能完全跟随实际输入电压,随着仿真的进行,在第二周期时,锁相电压已经能够完全完成对实际输入电压的锁相。仿真结果表明利用该方法能够有效地锁住输入电压的相位。

4.2 数字滤波器设计

在锁相环运算中,需要采用数字滤波器以滤除输入电压中的谐波分量。常用的低通数字滤波器采用一阶结构,该方法容易造成相位延迟,且截止频率越低,相位延迟越严重。本设计中的数字锁相环需要滤除高于基波分量的各次谐波,市电基波频率为50Hz,若使用一阶低通滤波会造成较大的相位延迟,不能满足系统要求。

采用巴特沃斯滤波器作为uq的数字滤波器,巴特沃斯滤波的特点是通频带的频率响应曲线平滑,并且能够保证衰减速度较快,效果优于传统的一阶低通滤波器。

为了方便数字巴特沃斯滤波器的设计,采用二阶滤波设计方法,其转移函数为:

截止频率为30Hz时计算得到截止角频率为:

ωc=2πf=2×3.14×30=188rad/s

代入式(10)得:

取采样频率为25.6kHz,对上式进行双线性变换得到离散表达式:

即为:

整理得到:

5 数字锁相环实验与分析

5.1 硬件设计

系统控制器采用TMS320F2812,该芯片A/D输入为0-3.3V的电压信号,故需将采样得到的电网交流电压信号转化为0-3.3V的电压信号。电压转换可以通过在采样信号上叠加1.65V直流分量来实现,硬件电路如图6所示。

由图6得到输入DSP2812的AD检测口电压为:

取R1、R3、R5及R6为10kΩ,R2、R4、R7为20kΩ,则。交流信号波形与经过处理的采样波形如图7所示,实验波形符合上式计算结果。

将采样处理后的电压信号在数字信号处理器内完成异或功能,将第一位符号位进行逻辑变换,转换为交流信号值存储在寄存器中,处理原理如图8所示。

5.2 软件设计

采用TMS320F2812数字信号处理器实现数字锁相环,在RAM中建立一个512个字节的数组用于存放数据。设定采样电网电压为正弦基波,将其保存在RAM中,并且将指针后移128位作为余弦量。将反馈的相位信号进行Q格式变换,以加快运算速度,同时根据设计的巴特沃斯数字滤波器完成对高频分量进行滤除。图9所示为数字锁相环的软件设计流程。

5.3 实验结果

采用数字信号处理器完成数字锁相环设计,完成对输入电压的锁相,从DSP编译环境Watch Window中观察实验波形如图10、11所示。图10为未加入锁相环时输入电压的波形,由于寄生参数及采样偏差的影响,采样得到的输入电压中存在谐波影响。图11为加入锁相环后的电压采样波形,实验结果表明数字锁相环明显改善了输入电压波形的畸变。

6 结论

在单相APFC原理基础上分析了APFC电流畸变的原因,提出利用数字信号处理器TMS320F2812构建单相数字锁相环,通过对输入市电电压完成锁相以克服耦合寄生电感对功率因数校正的影响,解决输入电压过零时输入电流过零畸变及峰值畸变问题。通过旋转坐标系完成对数字锁相环的建模,设计数字巴特沃斯滤波器滤除轴分量的高频谐波,克服一阶滤波器的相位延迟的不足。最后仿真和实验结果表明利用数字锁相环可以有效的完成对输入电压的锁相,实现给定基准电流信号跟随输入电压,实现功率因数校正。

参考文献

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[2]魏滢,刘辉.单相APFC数字控制的实现[J].电源世界,2010,(1):37-39.

[3]陈庆生.APFC技术在通信电源中的应用[J].电源世界,2004,10:33-35.

[4]范凯,谢少军.单相PFC变换器的电流过零畸变问题研究[J].电力电子技术,2009,43(4):18-20.