无刷双馈

无刷双馈（共7篇）

无刷双馈 篇1

引言

随着国际工业化的进程, 全球气温逐渐变暖, 环境污染日益严重, 支撑工业化进程的能源、电力所主要依靠的化石燃料在地球上的储藏消耗越来越快, 常规能源资源面临枯竭的危险, 现代能源和再生能源的发展问题摆在了世界各国的面前。在这样的背景下, 各工业国对清洁能源倾注了更多的热情, 促使了近20年来可再生新能源技术的显著发展与进步。

1、风力发电机并网技术

在大型风力发电系统运行过程中, 经常需要把风力发电机组接入电力系统并列运行。发电机并网是风力发电系统正常运行的“起点”, 也是整个风力发电系统能够良好运行的前提。其主要要求是限制发电机在并网时的瞬变电流, 避免对电网造成过大的冲击, 并网过程是否平稳直接关系到含风电电网的稳定性和发电机的安全性。当电网的容量比发电机的容量大的多 (大25倍) 的时候, 发电机并网时的冲击电流可以不考虑。但风力发电机组的单机容量越来越大, 目前己经发展到兆瓦级水平, 机组并网对电网的冲击已经不能忽视。比较严重的后果是不但会引起电网电压的大幅下降, 而且还会对发电机组各部件造成损害。而且, 长时间的并网冲击, 甚至还会造成电力系统的解列以及威胁其它发电机组的正常运行。因此必须通过合适的发电机并网方式来抑制并网冲击电流。

2、无刷双馈电机的原理

2.1 无刷双馈发电机的运行原理

如图1所示, 这两套绕组没有直接的电磁耦合, 而是通过转子绕组的间接进行电磁功率的传递。转子采用自行闭和的环路结构, 其极对数为功率绕组Pp与控制绕组Pc之和。无刷双馈电机通过改变控制绕组上的供电方式则可以实现自起动、异步、同步、双馈等多种运行方式, 若使电机的功率绕组直接由工频电源馈电 (频率为fp) , 而三相控制绕组直接或外串的电阻短接, 将实现电机的自起动和异步运行。当控制绕组的控制由直流馈电时 (如两并一串的形式) , 将使电机牵入同步而实现同步运行。若使控制绕组由变频器在馈电时 (频率为fc) , 则可实现电机的双馈运行。

2.2 无刷双馈发电机的变速恒频发电原理

无刷双馈发电机的变速恒频发电, 就是根据风力机转速的变化相应地控制励磁绕组电压的频率, 使无刷双馈发电机输出的电压频率与电网保持一致。

设功率绕组极对数为Pp, 控制绕组极对数为Pc, 无刷双馈电机作为发电机运行时, 控制绕组用作交流励磁, 功率绕组用作发电。控制绕组频率为的三相电压, 其旋转磁场在转子侧感应频率为fcr的三相电流:

控制绕组磁场旋转方向与转速方向相反时取正号[8]。

由于无刷双馈风力发电机共用转子, 因此转子侧感应频率相等wpr=wcr, 则功率绕组旋转磁场相对于转子转速:

该旋转磁场相对于功率绕组的转速:

功率绕组电压频率为:

其中fp、fc及pp、pc分别为功率、控制绕组电压频率及极对数;功率、控制绕组极对数“±”的取值取决于两绕组的相序。通过控制无刷双馈风力发电机转速及控制绕组电压的频率, 可将输出功率绕组电压频率控制在工频状态从而实现变速恒频发电。

2.3 无刷双馈发电机的运行方式

无刷双馈发电机的运行方式有:异步运行方式、同步运行方式、双馈运行方式、发电运行方式

2.4 常用并网方式

直接并网:发电机直接与电网并联 (即硬联网) 。这种并网方式只有在大的电网中并网时才有可能。

准同步并网:在转速接近同步转速的时候, 先用电容励磁, 建立额定电压, 然后对已建立励磁的发电机电压和频率进行调节和校正使其与系统同步。当发电机的电压和频率相位与系统一致的时候, 将发电机投入电网运行。采用这种方式并网需要高精度的调速器和整步、同期设备。

捕捉式准同步快速并网:是将常规的整步并网方式改为在频率变化中捕捉同步点的工作方法进行并网。

降压并网方式:这种并网方式在发电机与电网之间串电抗器, 以抑制瞬间冲击电流, 降低电网电压下降的幅度。

软并网方式:软并网技术是最近国外研究比较多的较先进的并网方式。

3、变速恒频风力发电机空载并网原理

如图2所示, 它表示了变速恒频发电机空载并网控制系统结构, 并网前发电机空载, 取电网电压 (频率、相位、幅值) 作为控制信息提供给控制系统, 据此调节矩阵变换器 (MC) 的频率, 按并网条件控制发电机功率绕组输出的电压。

4、结束语

无刷双馈风力发电机具有诸多优点, 在风力发电领域上具有广泛的应用前景, 但是其结构复杂, 需要进一步解决的技术问题还很多。风力发电系统毕竟是一个多变量、非线性、强耦合、时变的复杂系统, 基于线性控制理论的常规PID难以实现高精度、高可靠性和高适应性的控制。

摘要：本文对无刷双馈风力发电机的并网控制进行了探讨。发电状态下无刷双馈电机的数学模型, 是一个随机变化、多入多出系统, 与其他电机并网相比, 其并网过程更加复杂。本文通过两个PID控制器分别控制d轴和q轴的功率绕组电压, 对电压幅值进行较精确的跟踪, 最终实现并网条件。

关键词：无刷双馈电机,风电并网,PID,MATLAB

参考文献

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隐极无刷双馈电动机的研究 篇2

无刷双馈电动机(Brushless Doubly-fed Machine)是一种结构简单、运行可靠的新型交流电动机[1],也是一种异同步通用的新型变频调速电动机,具有广泛的实用价值。无刷双馈电动机在无电刷情况下实现双馈功能,这种无电刷的结构特别适应于有防爆要求的井下工作环境。

隐极无刷双馈电动机是无刷双馈电动机的发展,其磁场极数转换效率与转子结构有着密切的关系[2]。为提高隐极无刷双馈电动机的性能,本文通过对其转子结构中作用最小的转子回路进行优化设计,利用有限元软件ANSYS对优化后的隐极无刷双馈电动机进行仿真计算,获取其不同转子结构作用下的转子磁动势,并利用Matlab软件对转子磁动势进行分解获得转子磁动势的谐波含量,确定最佳谐波含量。本文所涉及的所有电动机的定子尺寸都是相同的;隐极无刷双馈电动机的功率绕组的极对数pp=3,控制绕组的极对数pc=1,转子分为4个巢。

1 隐极无刷双馈电动机转子优化设计

隐极无刷双馈电动机结构如图1所示,定子铁芯中安放有2套不同极对数的交流绕组,分别为功率绕组与控制绕组。电动机工作时功率绕组会产生与其极对数pp相对应的旋转磁场,控制绕组会产生与其极对数pc相对应的旋转磁场,这2个不同极对数的旋转磁场通过特殊的转子结构进行间接耦合,使来源不同的能量在2套不同极对数、不同旋转速度的定子磁场以及转子磁场之间发生传递转换[1,3,4]。这种能量转换的能力取决于对应磁场的谐波含量的大小,即对应磁场谐波含量越高,能量转换的程度也越高。磁场的转换能力越强,电动机的相应性能指标(如效率、稳定性、噪声等)也就越好[5,6]。

由隐极无刷双馈电动机的工作原理可知,为了使得定子极数不同的空间磁场能够通过转子进行耦合,并且使得转子电流的磁场相互作用产生电磁转矩,转子磁场需要进行极数转换才能与定子磁场匹配。因此,转子结构应该具备“极数转换器”的功能。为了实现这一功能,转子环路组数(巢数S)应满足S=pp+pc,如图2所示(转子共有28个线槽,数字标号表示转子槽号)。

由于转子特殊的环路结构,因此,转子电流形成4组环流分布。该电流在空间建立的磁动势既包含pp的谐波分量,也包括pc的谐波分量,这2种谐波分量分别作用,实现了转子磁场极对数的自动转换作用。

为了提高谐波中的有效谐波含量,对该转子结构中作用最小的转子回路(4,11,18,25)重新进行优化设计。通过改变槽型、笼型转子的对称结构来提高谐波含量,从而提高隐极无刷双馈电动机的性能。

将转子的槽型更改为半开口槽,如图3所示,不断改变转子的长宽比(L/W),从而寻找到使得电动机性能达到最优的设计方案。本文将转子的长宽比设计在10～20之间,转子的长宽比为10时,新转子的空间尺寸与原来的尺寸相当;转子的长宽比为20时,转子槽几乎贯穿了转子铁芯,已经达到了电动机结构安全性的极限。在整个可以实施的长宽比变化范围内进行转子结构优化设计,有助于找到最佳长宽比。

新转子本身的感应电流和感应电势都比较小,但是不同长宽比的转子对转子铁芯内的磁场会产生较大的影响,从而对不同环路内的转子感应电流产生影响作用,提高有效谐波含量,改善电动机的性能。

2 有限元分析

有限元分析是对电动机内电磁场进行研究的一种有效手段。本文利用有限元软件ANSYS对不同转子尺寸的隐极无刷双馈电动机进行分析,为了确保对比效果,所建立模型的定子尺寸及结构完全相同;除了隐极转子之外的电动机转子的其余24个槽完全相同;定子绕组的连接方式及转子的连接结构也完全相同。隐极无刷双馈电动机的基本结构参数如表1所示。

设定转子的长宽比分别为10、13、15、17、20,共5种,通过有限元软件ANSYS计算出这5种转子结构的磁力线分布,如图4～8所示。

根据图4～8,利用ANSYS命令可以求出每个转子回路的电流,利用安培回路定理即可计算出各个转子的表面磁动势,利用Matlab软件对转子磁动势进行分解即可获得转子磁动势的谐波含量,结果如图9～13所示。

从图9～13可看出,15倍长宽比转子的功率绕组励磁的基次谐波与其它几种转子相当,但3次谐波含量有了明显提高,较10倍长宽比转子而言提高了9.75%,而其控制绕组励磁的基次谐波含量有所下降,但与13、17、20倍长宽比转子的基次谐波含量相当。因此,15倍长宽比转子具有一定优势。

3 结语

在分析隐极无刷电动机工作原理的基础上,对作用较小的个别转子进行了优化设计,利用有限元软件ANSYS对不同长宽比的隐极无刷双馈电动机进行分析,获得了其功率绕组励磁与控制绕组励磁,并计算出转子磁动势的谐波含量。通过比较发现在15倍长宽比转子的情况下,隐极无刷电动机的能量转换效果最好,转子磁场的高次谐波含量较小。在这几种不同的转子工作情况下,隐极无刷电动机的功率绕组励磁与控制绕组励磁没有明显变化,因此,优化后的转子结构有利于隐极无刷电动机性能的改善。

参考文献

[1]WALLACE A.Rotor Modeling and Development for Brushless Doubly-fed Machines[J].Electric Machines and Power Systems,1995(23):703-715.

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无刷双馈 篇3

1 无刷双馈电机的发展和研究现状

1.1 无刷双馈电机的发展

1893年,美国科学家Steinmeiz和德国科学家Goges发明了串极感应电机,其原理是将两台异步电机的转子同轴正相序或反相序相连,通过第一台电机将转差功率给转子,转子再感应给第二台电机,与传统异步感应电机相比,去除了电刷和滑环,通过改变第二台电机外接电阻的大小,对电机进行调速,无刷双馈电机就是基于这样的原理。到了20世纪初,科学家Hunt改良了串极感应电机,他将两个电机合二为一,定子绕组上具有两个不同极对数的绕组,采用了更加先进的电磁理论,对电机进行调速。Creedy、Broadway等人在Hunt电机的基础上,设计了实用的定转子绕组,简化了电机的结构,通过对电阻大小的控制可以使电机在起动时获得较大的启动转矩,提高了电机运行的稳定性。Heyne和Eintably设计了一台无刷电机的样机,采用更加先进的轴向叠片转子(ATA)结构的转子代替了磁障式转子,使电机的运行效果得到进一步提升。20世纪80年代,Wallace等人用频率、电压幅值可调的变频器取代外接电阻,推动了无刷双馈电机调速系统的进一步发展[3]。无刷双馈电机调速系统所需变频器容量小、成本低,可通过控制绕组来进行调速和改变功率因数的大小。随着无刷双馈电机数学模型的建立,为电机的仿真和控制方法的实现奠定了基础。异步电机的控制方法如:标量控制、矢量控制、直接转矩控制、磁场定向控制等稍加改进都可进行对无刷双馈电机的控制。电力电子技术的发展,使DSP、IGBT等微处理器运用于无刷双馈调速中,电机的调速控制变得更加的智能、快捷。

1.2 我国无刷双馈电机的研究现状

从20世纪90年代开始,我国的一部分高校开始研究无刷双馈电机,沈阳工业大学的张凤阁老师在《磁场调制式无刷双馈交流电机》一书,介绍了无刷双馈电机的基本原理,分析了不同结构转子对电机运行效果的影响,建立了无刷双馈电机的等效电路,设计出了无刷双馈电机的实验样机,并进行了相关实验[4]。之后,华中科技大学、湖南大学、太原理工大学、重庆大学等大学对无刷双馈电机进行了研究,经过阅读相关硕、博士论文,将部分大学研究无刷双馈电机的内容、方向进行总结,绘制成表1。

从目前研究内容和方向上看,无刷双馈电机在风力双馈发电上应用广泛,各高校对电机的原理、数学模型、控制方法都进行了研究。太原理工大学制作出了无刷双馈电机的样机,并进行了直接矢量控制调速,实现的结果和理论上基本一致,可以证明无刷双馈电机的有效性。由于电机实体制作工艺复杂,现在无刷双馈电机的研究还停留在仿真阶段,需要进一步进行研究将理论知识应用到实际中去。

2 无刷双馈电机定转子结构

2.1 定子结构

无刷双馈电机的定子上有两套绕组:功率绕组和控制绕组。定子上的这两套绕组,他们之间不能有电流、电能的传递,产生的磁场不能耦合,两套绕组独立工作,互不干扰,在制作的工艺上可制成单绕组和双绕组结构。

2.1.1 双绕组结构

定子的双绕组结构如图1所示。

定子上有极对数为pp和pc的两套绕组,两套绕组分别占据一定的槽层,为了减小3次谐波对定子绕组电流的影响,两套绕组将采用Y型多并联支路的形式。当功率绕组接工频电源,控制绕组接变频器时,两套绕组不会产生环流,无法进行电能的传递,可以满足设计要求。

2.1.2 单绕组结构

无刷双馈电机采用单绕组时,电机的绕组结构必须对称,这样可以使功率绕组和控制绕组之间的电流相互间没有干扰。结构示意图如图2所示,控制绕组和功率绕组的每个端口都由3个电感并联的支路构成,控制绕组一个端口的每条支路相差40°,这样就形成了2极的磁极,功率绕组一个端口的每条支路相互差120°,这样可形成6极的磁场[5]。

2.1.3 两种形式绕组的比较

参考文献[2]详细地描述了无刷双馈电机定子两种方式的绕组,对两种不同方式的定子绕组的特性进行了分析,如表2所示。

2.2 转子绕组

无刷双馈电机的定子电流不能直接耦合,需要通过转子电流的作用,对定子产生的旋转磁场进行调制,转子起着“极数转换器”的作用。为了使电机能稳定运行,转子形成的旋转磁场极对数和定子上两套绕组产生的极对数之和相等。转子的设计一般有四种方式:笼型转子、普通凸极转子、笼条磁障式转子、ALA复合转子[6,7,8,9]。转子结构示意图如图3所示。

图3 a)为笼型转子结构,定子电流所产生的磁场在图中的水平位置和垂直位置受到的阻力较小,能顺利地通过。而在相对水平位置45°左右时,由于定子磁场的旋转在转子上产生了感应电动势,阻止了定子的磁场从该方向进入,从而对定子的磁场进行了调制。图3 b)为普通凸极转子,定子产生的旋转的磁场在凸极(即图中水平方向和垂直方向)处,所受阻力较小,在气隙处受到的阻力大,此时定子磁场不易通过。图3 c)为磁障式的磁阻转子,基本原理与凸极转子相似,在凸极转子上加上了磁障,对磁场调制的作用更加明显。图3 d)为ALA转子,导磁材料和非导磁材料在转子上相间分布,导磁材料和两个相邻的磁极相连,对定子磁场极数转换极快。

沈阳工业大学的张凤阁老师对笼型转子和磁阻转子进行了实验的对比研究,重庆大学的韩力老师也对四种不同结构的转子进行了电机运行的仿真研究,对四种转子结构运行性能的概括如表3所示。

虽然国内外的专家学者们对转子的研究已经相当的深入,但转子中产生的干扰谐波、定转子功率转换效率不高、电能损耗大的等问题依然存在,需要研究人员进一步地优化转子的结构,使电机运行的性能得到进一步的提升。

3 无刷双馈电机基本原理

无刷双馈电机系统结构如图4所示。

无刷双馈电机定子上有两套绕组,极对数为pp的功率绕组连接工频电源(工频电源的频率不变),极对数为pc的控制绕组和变频器相连(变频器输出电源的频率可变)。无刷双馈电机工作时,功率绕组输入频率为fp,产生一个极对数为pp的旋转磁场,控制绕组通过变频器接入频率为fc,产生一个极对数为pc的旋转磁场(两绕组输入电压相序相同时,旋转磁场的方向一致,相序相反时,旋转磁场方向相反),两个不同极数的旋转磁场在转子中产生电流,此时的转子产生了齿谐波,极数为pp的旋转磁场经过转子的调制作用,产生与控制绕组极数相同的旋转齿谐波,极数为pc的旋转磁场经过转子的调制作用,产生了与功率绕组极数相同的齿谐波。此时电机能稳定地工作,稳定转速为:通过改变控制绕组输入电压的相序和频率,对电机进行调速。

4 无刷双馈电机应用

4.1 泵站变频调速领域

我国泵站中运用的大多都是配备具有全调节的轴流泵或者混流泵的电机,然而这种电机的调节能力十分有限。在高扬程泵站中的异步电动机采用的是离心泵,离心泵面对水位变化时,不能及时进行调整,就无法确保其在最有利的工况下运行。除了以上几种调节方法,还有变阀、变径和变速等调整方式。无刷双馈电机变频调速,只要通过建立一个速度和电机频率的数学模型,就可以对水流的大小控制迅速作出反应。无刷双馈变频调速有以下几个优势[10]:(1)无刷双馈电机占地面积小,易于维护,运行的效率高,与一般高压变频调速相比,变频器的容量小,无刷化可提高其稳定性,降低故障发生的频率,同时也能降低能量损耗。(2)功率因数可调,在变频器发生故障的情况下,可以作为异步电机使用,电机的转速只和电机的电流频率和相序有关,转速稳定。(3)可进行软起动,开关机对电机系统没影响,可减少对电网的污染。(4)转速调节范围大,可在同步转速以上调节,又可在同步转速以下调节。

4.2 风力变速恒频发电领域

普通电机进行变速恒频发电时,需要将输出的电压经过AC-DC-AC转换,输出和电网电压幅值、频率相同的交流电。而无刷双馈电机变速恒频发电系统,当转子转动时,功率绕组直接向电网进行馈电,向控制绕组馈电的电能只占总功率的一小部分,使连接控制绕组变频器的容量减少,变频器只需对控制绕组的电能进行转换,节约了发电系统的成本。无刷双馈电机调速系统结构坚固,可实现无刷化,运行稳定。可在复杂的环境下进行应用[11]。

5 结语

我国对无刷双馈电机的研究起步较晚,目前我国高校对无刷双馈电机的原理、定转子结构、电机数学模型的搭建、等效电路的设计、功率因数的控制、有限元的仿真都进行了深入的研究,但还需要在定子绕组、转子绕组的优化设计上进行研究,减少转子产生的谐波对电机的运行的影响,使无刷双馈电机在运行的过程中更加的节能、稳定。

参考文献

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无刷双馈 篇4

无刷双馈异步电机(BDFM)可用于变速驱动[1,2]或风力发电[3,4]。风力机捕捉风能经传动系统送至BDFM转子,转化为电能注入电网。BDFM可视为两个同轴相连的异步电机[5,6]。变流器VSCg维持直流电容电压、发出无功。变流器VSCc用于调节控制绕组CW[7,8],使得BDFM转速、功率因数可调,因而比笼型异步电机更灵活。由于只有部分功率流过变流器,经济成本低于直驱式风电机组。由于变流器连接定子而非转子,不需要滑环和电刷, 因而比普通双馈异步电机(DFIG)可靠性更高。

BDFM的运行,可采用直接转矩控制[9],或者基于定子/转子磁链定向的矢量控制[10,11]。对应背靠背变流器,可建立双坐标系,也可将其归算为单坐标系,即功率绕组的同步坐标系[12,13]。基于单坐标系dq表达形式,可以得到各绕组在xy坐标系下的稳态电压、电流和功率关系。例如,若电网接口电压和VSCc交流侧电压已知,由等效电路[14,15,16],可估计功率绕组(PW)、控制绕组(CW)、转子绕组功率,以及能量转换效率[17,18,19,20]。但对于并网BDFM,接口电压由电网潮流决定,VSCc交流电压幅值和相角由无功出力和两侧有功平衡决定,同样取决于电网潮流。因此将VSCc当作恒定电压源来求解BDFM稳态参数,应用价值有限,需要建立其并网潮流求解算法。

现有国内、国外文献中尚未发现BDFM潮流算法。其建模难点,不仅在于电机结构复杂。首先,最大功率跟踪(MPPT)方式下,BDFM有功出力不仅仅取决于风速。由于容量小而电阻大,内部损耗不能忽略。而损耗与绕组电流有关,后者又取决于无功和电压,因此BDFM有功出力与电网潮流有关,在求解潮流之前未知。其次,随着并网容量增加,BDFM需接受电网调度,以降低风电随机波动、减少快速备用容量[21,22,23]。与传统火电/水电机组不同,在低风速时BDFM调度出力未必可实现,此时潮流无解。第三,BDFM约束方程比其他风电机组多,在超同步/次同步间转换时,待求解变量可能振荡,导致潮流收敛性很差。

基于BDFM等效电路,研究了其潮流建模及收敛性问题。提出MPPT方式下BDFM潮流方程。此时由于有功出力未知,电机与电网方程须联立求解,接口节点有一个有功约束和两个无功约束。对于受电网调度BDFM,提出两阶段潮流模型。第一阶段按MPPT方式,计算最大有功出力,判断调度值能否满足。如果满足,将BDFM视为PQ节点。计算电网潮流,得到接口电压后,计算BDFM内部参数。鉴于平电压启动条件下BDFM收敛性较差,提出根据转差率或支路有功设置初值以改善收敛性。计算结果验证了算法正确性。

1 MPPT方式下BDFM潮流模型

对图1 所示BDFM风电机组,基于PW同步坐标系,建立等效电路(图2),其中下标p表示接口节点和PW,c表示CW和VSCc,g表示VSCg,r表示转子,T表示变压器,BDFM表示BDFM总体参数。BDFM铁损相对较大,但远比铜损较小,将其忽略后,励磁支路简化为对地电抗Xrp和Xrc。

忽略变流器损耗,BDFM输出功率与绕组电流有关式(1),而电流又取决于节点电压和绕组无功,最终依赖于电网潮流分布。MPPT方式下,即使风速、风力机转速 ωwt及捕捉功率Pwt都不变,在电网潮流求解之前BDFM有功出力未知,因此需要联立求解电机和电网的潮流约束。

对节点p,从电网侧看功率约束方程如式(2)和式(3),其中下标sys表示电网,set表示设定参考值。

从电机侧看,节点p只有无功功率约束:

节点rp有功和无功潮流约束为

节点rc有功和无功潮流约束为

节点g有功和无功潮流约束为

定、转子有功平衡见式(11)。其等值形式为式(12),其中PM是输出机械功率。由此得到电磁功率和机械功率平衡式(13)。

忽略传动损耗,PM= –Pwt,其中风力机捕捉功率Pwt由功率系数Cp决定式(14),其中:ρ 是空气密度(kg/m3);υw是风速(m/s);A=πR2是扫风面积(m2);R是风力机半径(m);PN是BDFM额定容量(MW)。

Cp是叶尖速比 λ 和桨距角 β 的函数式(15)[3],其中c1~c5是系数项。对于给定风速,通过Cp函数搜索对应风力机最大出力Pwtmax的最优转速 ωwtopt。

PW转差率sp和风力机转速 ωwt的转换关系如式(16),其中 η 是增速比,ωs是同步角速度(rad/s)。

在MPPT方式下,联立BDFM功率约束和电网潮流方程如式(17),其中J是雅可比矩阵。对于接口节点,有1 个有功方程(对外),2 个无功约束(对内、对外)。每增加一台BDFM,新增8 个约束方程。

2 功率调度方式BDFM潮流模型

当风电机组出力完全由随机风速时,需要大量的备用容量。如果象欧洲部分国家风电比例达到10%甚至20%多,若不调度风电,仅凭储能容量远远不够,而完全依赖火电/火电机组提供备用,经济性和可靠性将很难接受。目前我国电网风电调度,是停运部分风电机组以降低风电场出力。其实对于变速风电机组,通过设置转速低于最优转速,可以将其出力控制在设定值。这样可以避免风电机组反复起停,平抑风电功率波动,降低快速旋转备用机组容量[24],提高风电系统运行经济性和可靠性。

如果BDFM可发有功出力大于调度出力,则调度有效。此时BDFM可视为一个PQ节点,代入现有潮流模型,得到接口节点电压幅值和相角为

利用接口节点出力和电压,计算BDFM内部参数。由于BDFM出口有功已知,增加约束式(19),共有9 个约束式(20),独立求解。若采用桨距角控制,将 Δs替换为 Δβ,约束个数不变。

一般实际调度目标相对固定,而风速一直变化。当风速较低时,BDFM最大出力可能达不到调度目标,导致上式无实际解。因此对于给定风速,需要预先判断BDFM功率调度是否有效。

对接受电网调度的BDFM,提出两阶段潮流模型(图3)。首先按照MPPT方式,计算BDFM最大出力,将其与调度目标比较。如果前者小于后者,说明调度无效,该机组仍处于MPPT方式。否则调度有效,依次计算电网潮流和BDFM内部参数。

3 改善收敛性的BDFM初值方法

按平电压启动设置BDFM内部节点电压初值,潮流收敛性较差,因此需要改善其初值,主要是节点rc和c电压相角。研究发现,在MPPT方式下,可根据支路功率或转差率设置初值;在有效功率调度方式下算BDFM参数时,可以沿用MPPT方式下结果作为其初值。

3.1 根据转差率设定初值

设PW极对数为pp,磁场旋转频率和角速度分别为fp和np;CW相应参数分别为pc、fc和nc。两个定子绕组磁场可能同向或反向,以+和–表示。转子等效极对数pr= pp+pc,转速nr为

定子绕组和转子绕组间的转差率定义见式(22)、式(23)。定子绕组之间的转差率见式(24)。

将式(22)和式(23)代入式(24),得式(25)。由此可见,对于s、sp和sc,知道其中一个即可推出另外两个。

如果忽略风力机,采用的恒kopt模型计算结果与其初始假设相互矛盾。若计及风力机模型,BDFM潮流收敛性极差,原因在于部分电压和电阻与转差有关。对于电机等效电路内部节点,一般按照平电压启动,即1∠0。当转差率从正变负(或由负变正),哪怕只是变化一点点,潮流解也将大幅振荡,很容易发散。

因此提出改进平电压启动算法,不要求电压初始幅值为1,初始相角为0,而是根据转速初值设置电压初值。

这样,节点电压和不满足平电压启动,但是等效电压满足平电压启动。

从而有可能改善收敛性。根据转差率设置电压幅值/相角初值,实现非常简单。缺点是当调度出力与最大出力差距较多时,转差率初值和最终解差异较大。特别是如果两者穿越同步转速时,潮流解仍有可能振荡甚至不收敛。

3.2 根据支路功率设定初值

定义PW和CW提供的电磁功率PEMp和PEmc为

由式(12)-式(11)×s得式(31)。将式(29)代入得式(32)。

由式(12)-式(11)得式(33)。将式(30)代入,得式(34)。

联立式(32)和式(34),消去PM,得

忽略转子电阻,得PEMp和PEMc比值式(36)。忽略Rp、RT、Rc,即为Ppg和Pp,rp的比值。由Pp,rp和Ppg之和为–PBDFM,可估计Pp,rp和Ppg。

若任一支路ij有功潮流Pij见式(37),假设其端电压为额定值,则有式(38)。两边取平方,求解该一元二次方程,得sin θij。若θi初值已知,则由θij可大致设定θj初值。

根据支路有功,可以设置电压相角初值,但不能给出幅值初值。当绕组电阻较大时,误差较大。

4 算例分析

算例采用IEEE RTS节点测试系统(图4)[25]。在节点3 和19,通过降压变压器,连接两个风电场(节点25 和26,记为1#和2#风电场),分别拥有50 和60 台BDFM。风力机叶片半径10.4 m,Cp函数系数为c1=25, c2=9.411 8, c3=1, c4=20, c5=0.2[3]。增速比 η=16,极对数pp=3,pc=1。BDFM单机容量为4 k W。以此为基准,绕组阻抗为Rp=0.082 7 pu,Xp=0.020 2 pu,Xrp=1.632 4 pu,Rr=0.061 5 pu,Xr=0.167 5 pu,Rc=0.138 1 pu,Xc=0.049 4 pu,Xrc=1.718 3pu,RT=0.03 pu,XT=0.05 pu[1]。电机转速允许范围为-40%~40%。将同一风电场BDFM聚合成一台,按电网基准容量100 MVA,折算阻抗和容量等参数。

4.1 MPPT方式下BDFM潮流解

取两个风电场风速分别为10 m/s和4.5 m/s,计算MPPT方式下风力机最大出力和最优转速,以及并网后BDFM参数,结果见表1。作为对比,若两个风电场不并网,节点25 和节点26 电压分别为0.955 9 pu ∠-0.248 1 rad和0.991 6 pu∠-0.025 7rad。显然BDFM注入功率越大,对电网潮流影响越明显。

4.2 有功调度下BDFM潮流解

以其自身容量为基准,设定1#风电场参考出力PBDFMset=0.4 pu, QBDFMset=0.2 pu,Qgset=0.1 pu。对2#风电场,设定PBDFMset=0.6 pu,QBDFMset=0.2 pu,Qgset=0.1 pu。按电网基准100 MVA折算,分别为0.000 8 pu、0.000 4 pu、0.000 2 pu和0.001 44 pu、0.000 48 pu、0.000 24 pu。由表1 知,1#风电场可发出力为0.001 7 pu,大于参考值,调度有效;2#风电场可发出力0.000 6 pu,小于参考值,调度无效。

按参考值设定1#风电场出力,视其为PQ节点;2#风电场仍与电网方程联立,求解电网潮流分布。节点25、26 电压分别为0.956 0 pu∠-0.248 0 rad和0.991 6 pu∠-0.025 7 rad。

按照调度参考值,以及接口节点电压,分别按转速控制和桨距角调节方式,计算1#风电场参数,结果见表2。在调度控制方式下,由于有功出力受限,导致BDFM内部参数与MPPT方式下不同。采用转速控制或桨距角调节,都可以实现BDFM降额运行,从电网角度,两者效果相同。但是从电机来看,两者调节效果不同。桨距角调节只影响风力机出力;转速调节不仅影响风力机出力,还影响电机转速和绕组阻抗。

为了进一步验证算法正确性,逐渐降低有功参考出力,计算相应转速或桨距角,以及BDFM电机能量转换效率见表3、表4。结果表明:

(1) 通过适当降低转速或者桨距角,都可以满足电网调度对BDFM出力要求。

(2) 显然,BDFM参考出力越低,电机效率越低。桨距角控制时,电机效率高于转速调节。

4.3 BDFM潮流收敛性

按平电压启动条件,设置电网和BDFM各节点电压幅值和相角,BDFM按MPPT方式运行,求解电网潮流,迭代误差(最大偏差量,指数表示)见图5,迭代100 次后误差仍然很大,不能满足收敛条件。

表1~表4 采用了改进初值算法。鉴于算例选择的BDFM电阻较大,根据MPPT方式下风力机转差率,设定节点rc和c电压初值。图6 给出迭代误差。结果表明,引入BDFM并未显著降低电网潮流收敛速度。无论MPPT方式下,还是电网调度方式下,经过4~5 次迭代,最大偏差均降至10-10pu以下,证实所提初值算法对改善潮流收敛性的效果。

5 结论

提出了无刷双馈电机在最大功率点跟踪和有功调度方式下潮流模型;为提高收敛性,提出了改进平电压启动算法,证实以下结论:

(1) BDFM有功出力不仅取决于风速和风力机转速,还取决于BDFM内部损耗,后者与电网运行条件有关,因此MPPT方式下,需要联立求解BDFM和电网潮流约束。

(2) 考虑可发有功出力与调度参考出力大小,不能将受调度BDFM简单设置为PQ节点,而应先判断有功调度是否有效,然后选择联立或独立求解算法。

(3) 含BDFM风电系统潮流收敛性,与BDFM参数初值极为密切。根据转差率修正相角初值以满足平电压启动条件,可显著改善潮流收敛性。

摘要：针对并网无刷双馈异步电机(BDFM)风电机组潮流计算问题,发现在最大功率点跟踪(MPPT)方式下,BDFM有功出力与电网运行条件有关;提出BDFM与电网联立求解潮流模型。对于受功率调度的BDFM,发现有功参考值在低风速下可能得不到满足,将导致潮流发散;提出两阶段潮流模型:首先判断功率调度是否有效,然后选择BDFM潮流约束和求解方法。为改善潮流收敛性,提出基于转差率或支路功率的BDFM初值算法。给出IEEE RTS系统中BDFM参数计算结果,以验证所提BDFM潮流算法的可行性和正确性。

无刷双馈 篇5

在大功率风力发电领域, 双馈发电机因能有效减少变频器容量而具有无可比拟的优越性。目前工业环境下主要采用双馈感应发电机, 即有刷双馈发电机。无刷双馈发电机 (BDFG) 相对于有刷双馈发电机取消了滑环和电刷, 可维护性好, 适用于比较恶劣的场合, 在变速恒频风力发电领域具有较好的应用前景[1]。

参考文献[2]通过分析有刷双馈发电机数学模型的建立过程, 首次系统地建立了无刷双馈发电机的数学模型, 为无刷双馈发电机控制策略的建立奠定了基础。参考文献[3]在参考文献[2]的基础上, 对无刷双馈发电机的模型进行了更深入的研究。本文通过研究无刷双馈发电机数学模型, 提出一种无刷双馈发电机空载并网控制策略, 并通过空载和并网状态下无刷双馈发电机的仿真研究验证了该控制策略的正确性。

1 无刷双馈发电机的数学模型

1.1 转子机械速坐标系数学模型

在转子机械速d-q坐标系下, 无刷双馈发电机数学模型为[4]

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式中:upds、upqs分别为功率侧定子电压d轴、q轴分量;rps、rcs分别为功率侧、控制侧定子电阻;ipds、ipqs分别为功率侧定子电流d轴、q轴分量;pp、pc分别为功率绕组、控制绕组极对数;Ωm为机械转速;lpm、lcm分别为功率侧、控制侧定子与转子间互感;ipdr、ipqr分别为功率侧转子电流d轴、q轴分量;lps、lcs分别为功率侧、控制侧定子自感;ucds、ucqs分别为控制侧定子电压d轴、q轴分量;rpr、rcr分别为功率侧、控制侧转子电阻;icds、icqs分别为控制侧定子电流d轴、q轴分量;lpr、lcr分别为功率侧、控制侧转子自感。

电磁转矩方程为

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式中:Te为电磁转矩。

运动方程为

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式中:J为转动惯量;RΩ为摩擦系数;TL为负载转矩。

1.2 定子同步速坐标系数学模型

定子同步速MT坐标系下无刷双馈发电机的数学方程为[2]

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式中:upMs、upTs分别为功率侧定子电压的M轴、T轴分量;ipMs、ipTs分别为功率侧定子电流的M轴、T轴分量;wp、wc分别为功率侧、控制侧转速;icMs、icTs分别为控制侧定子电流的M轴、T轴分量;ipMr、ipTr分别为功率侧转子电流的M轴、T轴分量;ucMs、ucTs分别为控制侧定子电压的M轴、T轴分量。

2 无刷双馈发电机空载并网控制策略

在MT坐标系中, 根据赤木瞬时功率理论, 无刷双馈发电机的功率侧瞬时有功功率P和无功功率Q的表达式为[2,3,4]

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稳态时认为定子磁链ψps恒定不变, 根据所需的有功功率、无功功率给定值P*、Q*, 结合电网电压upm, 可以算出定子功率绕组电流M、T轴分量的给定值i*pMs、i*pTs:

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根据计算所得的i*pMs、i*pTs值, 结合功率侧转子绕组磁链方程, 可得到功率侧转子电流给定值i*pMr、i*pTr:

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将计算所得的i*pMs、i*pTs、i*pMr、i*pTr带入式 (4) 中的最后两个等式, 可以得到控制侧定子电流给定值i*cMs、i*cTs:

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最后将得到的i*cMs、i*cTs、i*pMr、i*pTr值代入式 (4) , 可得到控制侧定子绕组所需要的电压给定值u*cMs、u*cTs:

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空载运行时, i*pMs=0, i*pTs=0。式 (7) 和式 (9) 可分别简化为

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根据式 (9) 或式 (11) , u*cMs、u*cTs经过2r/3s变换后可得到u*cαs、u*cβs, 将其作为SVPWM调制模块的输入量, 经过控制器运算得到变流器所需要的PWM信号, 控制机侧功率变换器开关管的开通、关断, 从而产生定子控制绕组所需要的电压电流, 使得定子功率侧电压与电网电压保持一致, 实现无刷双馈发电机的变速恒频发电。

3 仿真与分析

仿真中设定无刷双馈发电机参数:摩擦系数B=0.04, 转动惯量J=0.2 kg·m2, 极对数、定子自感、定子电阻、转子电阻、转子自感和互感分别为pp=3, lps=0.155 76 H, rps=2.665 Ω, rpr=2.521 2 Ω, lpr=0.155 76 H, lpm=0.145 43 H, pc=3, lcs=0.107 3 H, rcs=2.638 Ω, rcr=2.273 Ω, lcr=0.107 3 H, lcm=0.106 6 H;功率绕组接380 V、50 Hz的三相工频电源。在Matlab/Simulink7.0环境下搭建无刷双馈发电机仿真模型。

3.1 基于转子机械速坐标系的无刷双馈发电机仿真与分析

设定功率绕组与控制绕组均接三相交流电源, 且无刷双馈发电机运行处于双馈运行状态。当无刷双馈发电机的控制绕组与功率绕组相序相反时, 控制绕组电压频率fc<0, 发电机转速小于同步速, 此时发电机处于亚同步运行状态;当无刷双馈发电机的控制绕组和功率绕组相序相同时, fc>0, 发电机转速大于同步速, 此时发电机处于超同步运行状态。

由于无刷双馈发电机的控制侧不直接接入电网, 而是通过变流器接入电网, 所以需要注意控制绕组电压和频率的选取。这里采用最优压频控制, 即控制绕组的输入电压和频率的比值保持恒定。压频比的选择应适中, 若压频比太小, 不能产生足够的转矩使发电机进入同步运行;若压频比太大, 则容易使发电机产生振荡而不能稳定[5]。

控制绕组在t=0 s、t=3 s、t=4 s时分别施加频率为8 Hz、0 Hz、反相序5 Hz的电压, 由式 (12) 可知发电机分别运行于亚同步速420 r/min、同步速500 r/min、超同步速550 r/min。

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式中:fp为功率绕组电压频率。

此时控制绕组上的电压、电流仿真波形分别如图1所示, 发电机转速、电磁转矩的动态曲线如图2所示。由于电压频率较高, 为便于分析, 这里只截取部分仿真波形。

从图1、图2可看出, 调节控制绕组供电电压的幅值和频率即可调节控制绕组的电流, 进而改变发电机的电磁转矩, 最终实现调节转速的目的。发电机在稳定运行时, 其转速与定子绕组的供电电压频率符合式 (12) 的关系, 从而验证了发电机模型的正确性。

3.2 空载状态下无刷双馈发电机系统仿真

空载运行时, 无刷双馈发电机的定子功率绕组相电流为零。在给定350 r/min转速下稳态运行, 检测定子功率绕组空载电压与电网电压在波形、幅值、相位上是否一致, 为并网状态下发电机系统仿真做准备。

建立无刷双馈发电机系统仿真及控制模型, 分别如图3、图4所示。

给定转速:初始时刻为亚同步速300 r/min, 1 s后变为同步速500 r/min, 1.5 s后变为超同步速700 r/min。图5、图6分别给出了空载状态下无刷双馈发电机在给定转速下控制绕组电流和功率绕组电压仿真波形。从图6可看出, 功率绕组的电压保持恒压恒频, 在转速变化时发生轻微的震荡, 但能很快恢复稳定, 说明系统动态性能良好。

图7为icMs、icTs跟踪曲线。从图7可看出, icMs、icTs能很快跟踪到指令值i*cMs、i*cTs。

图8为无刷双馈发电机功率绕组A相空载电压与电网A相电压的误差曲线, 体现了这两个电压之间相一致的调节过程。从图8可看出, 随着转速的突变, 两者的差值很快稳定下来, 满足并网要求, 说明了所采用的空载并网控制策略具有一定的实用价值, 可应用于并网控制实验。

3.3 并网状态下无刷双馈发电机系统仿真

并网运行时, 有功功率给定为t=1 s时由500 W上升到1 000 W, 无功功率给定为t=1.5 s时由200 var下降到100 var, 转速给定为t=0.5 s时由200 r/min上升到450 r/min。

图9 (a) 给出了无刷双馈发电机功率侧的输出有功功率和给定有功功率, 图9 (b) 给出了输出无功功率和给定无功功率。从图9可看出, 输出功率和给定功率存在一定的稳态误差, 但是在可接受的范围内, 可通过修改PI参数来降低误差。

图10、图11分别为并网状态下无刷双馈发电机系统的控制侧和功率侧定子电流仿真波形。从图10 可看出, 在0.5 s转速发生变化时, 控制侧定子电流的频率和相位相应地发生了变化;在功率侧给定有功功率和给定无功功率发生改变时, 控制侧定子电流的幅值也相应改变, 以满足功率侧变速恒频发电的需要。从图11可看出, 转速变化时, 功率侧定子电流基本不变;当给定有功功率发生变化时, 功率侧的定子电流幅值会发生变化。

4 结语

在Matlab/Simulink环境下建立了无刷双馈发电机的仿真模型, 并对无刷双馈发电机在不同运行方式下的动态特性进行了仿真研究。仿真结果表明, 提出的无刷双馈发电机空载并网控制策略是正确、有效的, 且无刷双馈发电机定子功率绕组能输出符合电网要求的电能, 为其应用于风力发电系统奠定了理论基础。

摘要：给出了无刷双馈发电机的转子机械速dq0数学模型和定子同步速MT数学模型;提出了一种无刷双馈发电机空载并网控制策略, 该策略根据定子同步坐标系下无刷双馈发电机有功功率、无功功率给定值, 最终得出控制侧定子绕组的电压给定值, 将该值进行2r/3s变换后输入SVPWM调制模块, 得到的PWM信号用于控制机侧变流器开关管的通断, 从而产生定子控制绕组所需的电压、电流;在Matlab/Simulink环境下搭建了无刷双馈发电机及其控制仿真模型, 并对无刷双馈发电机在空载、并网状态下的动态性能进行了仿真研究。仿真结果验证了所搭建模型及空载并网控制策略的正确性、有效性。

关键词：风力发电,无刷双馈发电机,变速恒频,空载并网控制,Matlab仿真

参考文献

[1]许洪华, 郭金东, 鄂春良.世界风电技术发展趋势和我国未来风电发展探讨[J].电力设备, 2005, 6 (10) :106-108.

[2]阳锦刚.级联式无刷双馈风力发电机的研究[D].杭州:浙江大学, 2007.

[3]卞松江.变速恒频风力发电关键技术研究[D].杭州:浙江大学, 2003.

[4]卞松江, 贺益康, 潘再平.级联式无刷双馈电机的建模与仿真[J].中国电机工程学报, 2001 (12) :33-36.

[5]邓先明, 王冬冬, 马志勋, 等.无刷双馈电动机最优压频控制策略[J].工矿自动化, 2009 (8) :66-68.

无刷双馈 篇6

近来, 风力发电行业一直在快速发展, 而且在电网中的比重也越来越大。无刷双馈电机由于其省略了滑环和碳刷, 使其使用寿命大大增加, 而且性能更可靠, 被广泛使用。

1 结构及工作原理

级联式无刷双馈电机[1,2,3] (CBDFM) 可看作是两台极对数为Pp和Pc的绕线式异步电机级联而成, 即将两台绕线式异步电机同轴相连, 转子绕组相互连接, 如图1所示[4,5,6,7,8]。 CBDFM有两套定子绕组和两套转子绕组, 这两套转子绕组机械上同轴, 并且反相序连接和定子绕组分别向外输出电能和控制磁场内部的变化。

2 数学模型的建立

d-q模型是在网络电路的电压方程式的基础上发展起来的, 有利于控制系统的设计。但该数学模型转子电流不仅受功率绕组的影响还受到控制绕组的影响, 这如果仅通过控制控制绕组的电源不易于实现解耦控制。若把转子电流分成由功率绕组和控制绕组的电磁耦合作用产生的, 则可以把BDFM解耦成两台异步电机, 然后再参考三相异步电机的矢量解耦控制, 就可以实现矢量解耦控制[9]。转子坐标系和同步坐标系的关系如图2所示[5]。其中:上标pe代表功率绕组同步坐标系;ce代表控制绕组同步坐标系;r0代表转子坐标系。通过转子和功率绕组、控制绕组坐标系之间的转换, 可以得到同步数学模型。

将功率绕组及控制绕组定子坐标系变换到同步坐标系并取各自磁场d轴方向与其总磁场方向重合有[10]:

$\left[\begin{array}{l}\Psi {}_{dp}^{pe}\\ \Psi {}_{qp}^{pe}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{l}\sqrt{\frac{3}{2}}\cdot \frac{V{}_p}{\omega {}_p}\\ 0\end{array}\right](1)$

如果功率绕组的定子总磁链与Pp对极同步坐标系直轴 (d轴) 相重合, 功率绕组可以描述为[6]:

$\begin{array}{l}(L{}_r-\frac{{\rm M}{}_p}{L{}_{sp}})p\left[\begin{array}{l}i{}_{qrp}^{pe}\\ i{}_{drp}^{pe}\end{array}\right]+r{}_r\left[\begin{array}{l}i{}_{qrp}^{pe}\\ i{}_{drp}^{pe}\end{array}\right]+(\omega {}_p-{\rm P}{}_p\omega {}_r)\times \\ (L{}_r-\frac{{\rm M}{}_p^2}{L{}_{sp}})\left[\begin{array}{l}i{}_{drp}^{pe}\\ -i{}_{drp}^{pe}\end{array}\right]=-(\omega {}_p-{\rm P}{}_p\omega {}_r)\frac{{\rm M}{}_p}{L{}_{sp}}\left[\frac{\Psi {}_{dp}^{pe}}{0}\right](2)\\ \omega {}_c=\frac{r{}_r{\rm M}{}_c}{\Psi {}_{\text{d}rc}^{ce}(L{}_r-{\rm M}{}_p^2/L{}_{sp})}i{}_{qc}^{ce}-{\rm P}{}_c\omega {}_r(3)\\ {\rm P}\Psi {}_{\text{d}rc}^{ce}+\frac{r{}_r}{L{}_r-{\rm M}{}_p^2/L{}_{sp}}\Psi {}_{\text{d}rc}^{ce}+\frac{r{}_r{\rm M}{}_c}{L{}_r-{\rm M}{}_p^2/L{}_{sp}}i{}_{\text{d}c}^{ce}=0(4)\end{array}$

当Ψ${}_{\text{d}rc}^{ce}$为常数时, 式 (4) 简化为:

$i{}_{\text{d}c}^{ce}=-(1/{\rm M})\Psi {}_{\text{d}rc}^{ce}(5)$

转矩方程:

$\begin{array}{l}{\rm T}{}_e={\rm P}{}_p\frac{{\rm M}{}_p}{L{}_{sp}}(-\Psi {}_{\text{d}p}^{pe})i{}_{qrp}^{pe}+{\rm P}{}_c{\rm M}{}_c[-i{}_{qrp}^{pe}\sin (\theta {}_{pe}+\theta {}_{ce})+i{}_{\text{d}rp}^{pe}\cos (\theta {}_{pe}+\theta {}_{ce})]i{}_{qc}^{ce}+\\ {\rm P}{}_c{\rm M}{}_c[i{}_{qrp}^{pe}\cos (\theta {}_{pe}+\theta {}_{ce})+i{}_{\text{d}rp}^{pe}\sin (\theta {}_{pe}+\theta {}_{ce})]i{}_{\text{d}c}^{ce}-\frac{{\rm P}{}_p{\rm M}{}_p}{L{}_{sp}(L{}_r-\frac{{\rm M}{}_p^2}{L{}_{sp}})}\Psi {}_{\text{d}p}^{pe}\Psi {}_{\text{d}rc}^{ce}\sin (\theta {}_{pe}+\theta {}_{ce})-(6)\\ \frac{{\rm P}{}_p{\rm M}{}_p{\rm M}{}_c}{L{}_{sp}(L{}_r-\frac{{\rm M}{}_p^2}{L{}_{sp}})}\Psi {}_{\text{d}p}^{pe}[\cos (\theta {}_{pe}+\theta {}_{ce})i{}_{qc}^{ce}+\sin (\theta {}_{pe}+\theta {}_{ce})i{}_{dc}^{ce}]+\frac{{\rm P}{}_c{\rm M}{}_c}{L{}_r-\frac{{\rm M}{}_p^2}{L{}_{sp}}}(-\Psi {}_{\text{d}rc}^{ce})i{}_{qc}^{ce}\end{array}$

式中:V为电压;I为电流;L为电感;M为互感;P为极对数;ω为角速度;q为q轴;d为d轴;下标p为功率绕组;c为控制绕组;下标r为转子;s为自感;θpe=ωpt-Ppθr, θce=-∫${}_0^t$ωcdt-Pcθr。式 (1) 、式 (2) 为功率绕组, 式 (3) ～式 (5) 为控制绕组, 式 (6) 为电磁转矩。

经过上述变换, 将两个子系统的电流与磁链变量由正弦量变成直流量, 可极大简化控制器的设计。对于功率子系统, 磁场定向后, 简化了运算。由式 (1) 式 (2) 可见, 该子系统不受控制绕组的影响, 转子电流I${}_{qrp}^{pe}$, I${}_{drp}^{pe}$可以由式 (1) 、式 (2) 求得。控制子系统经过转子磁场定向后, 将电流方程简化为式 (3) ～ (5) 的形式, 由式 (4) 、式 (5) 可知, 转子磁链ψ${}_{drc}^{ce}$仅受控制绕组电流I${}_{dc}^{ce}$控制, 如果保持电流I${}_{dc}^{ce}$为常数, 则可以保持转子磁链为常数。由式 (3) 可知, ψ${}_{drc}^{ce}$确定后, ω由I${}_{qc}^{ce}$确定。又功率绕组子系统转子电流可由式 (1) , 式 (2) 求得, 所以经磁场定向后, 电磁转矩完全受I${}_{qc}^{ce}$控制。这样分别控制I${}_{dc}^{ce}$, I${}_{qc}^{ce}$就可以相应地控制磁通与转矩, 从而实现解耦控制。

3 运行控制策略

将电动机惯例的MT轴系数学模型改写为发电机惯例的MT轴系数学模型, 并假定定子功率绕组的电流正方向为反方向, 重写电压、磁链方程可得:

$\begin{array}{l}\left[\begin{array}{l}U{}_{p{\rm M}s}\\ U{}_{p{\rm T}s}\end{array}\right]=-R{}_{ps}\left[\begin{array}{l}{\rm I}{}_{p{\rm M}s}\\ {\rm I}{}_{p{\rm T}s}\end{array}\right]-\omega {}_p\left[\begin{array}{l}\Psi {}_{p{\rm T}s}\\ -\Psi {}_{p{\rm M}s}\end{array}\right]-\frac{\text{d}}{\text{d}t}\left[\begin{array}{l}\Psi {}_{p{\rm M}s}\\ \Psi {}_{p{\rm T}s}\end{array}\right],\left[\begin{array}{l}\Psi {}_{p{\rm M}s}\\ \Psi {}_{p{\rm T}s}\end{array}\right]=l{}_{p{\rm T}s}\left[\begin{array}{l}{\rm I}{}_{p{\rm M}s}\\ {\rm I}{}_{p{\rm T}s}\end{array}\right]-l{}_{pm}\left[\begin{array}{l}{\rm I}{}_{p{\rm M}r}\\ {\rm I}{}_{p{\rm T}r}\end{array}\right]\\ \left[\begin{array}{l}U{}_{c{\rm M}s}\\ U{}_{c{\rm T}s}\end{array}\right]=R{}_{cs}\left[\begin{array}{l}{\rm I}{}_{c{\rm M}s}\\ {\rm I}{}_{c{\rm T}s}\end{array}\right]+\omega {}_c\left[\begin{array}{l}\Psi {}_{c{\rm T}s}\\ -\Psi {}_{c{\rm M}s}\end{array}\right]+\frac{\text{d}}{\text{d}t}\left[\begin{array}{l}\Psi {}_{c{\rm M}s}\\ \Psi {}_{c{\rm T}s}\end{array}\right]\\ \left[\begin{array}{l}\Psi {}_{c{\rm M}s}\\ \Psi {}_{c{\rm T}s}\end{array}\right]=l{}_{cs}\left[\begin{array}{l}{\rm I}{}_{c{\rm M}s}\\ {\rm I}{}_{c{\rm T}s}\end{array}\right]+l{}_{cm}\left[\begin{array}{l}-{\rm I}{}_{p{\rm M}r}\\ {\rm I}{}_{p{\rm T}r}\end{array}\right]\cdot (R{}_{pr}+R{}_{cr})\left[\begin{array}{l}{\rm I}{}_{p{\rm M}r}\\ {\rm I}{}_{p{\rm T}r}\end{array}\right]+\omega {}_s\left[\begin{array}{l}-(\Psi {}_{p{\rm T}r}+\Psi {}_{c{\rm T}r})\\ \Psi {}_{p{\rm T}r}-\Psi {}_{c{\rm M}r}\end{array}\right]+\frac{\text{d}}{\text{d}t}\left[\begin{array}{l}\Psi {}_{p{\rm M}r}-\Psi {}_{c{\rm M}r}\\ \Psi {}_{p{\rm T}r}-\Psi {}_{c{\rm T}r}\end{array}\right]=0\\ \left[\begin{array}{l}\Psi {}_{p{\rm M}r}-\Psi {}_{c{\rm M}r}\\ \Psi {}_{p{\rm T}r}+\Psi {}_{c{\rm T}r}\end{array}\right]=-l{}_{pm}\left[\begin{array}{l}{\rm I}{}_{p{\rm M}s}\\ {\rm I}{}_{p{\rm T}s}\end{array}\right]+l{}_{cm}\left[\begin{array}{l}-{\rm I}{}_{c{\rm M}s}\\ {\rm I}{}_{c{\rm T}s}\end{array}\right]+(l{}_{pr}+l{}_{cr})\left[\begin{array}{l}-{\rm I}{}_{p{\rm M}r}\\ {\rm I}{}_{p{\rm T}r}\end{array}\right](7)\end{array}$

式中:lps为功率侧定子全自感;lpm为功率侧定转子互感;lcs为控制侧定子全自感;lcm侧为控制定转子互感;lpr为功率侧转子全自感;lcr为控制侧转子全自感。

仍然采用定子功率绕组磁链定向控制策略[7], 将轴取在定子功率绕组的磁链方向上, 忽略定子功率绕组的电阻, 则有:

$\begin{array}{l}\{\begin{array}{l}\Psi {}_{p{\rm M}s}=\Psi {}_{ps}\\ \Psi {}_{p{\rm M}s}=0\end{array}‚\{\begin{array}{l}U{}_{p{\rm M}s}=0\\ U{}_{p{\rm T}s}=-U{}_{pm}\end{array}‚\Psi {}_{ps}=U{}_{pm}/\omega {}_p‚\\ \left[\begin{array}{l}{\rm P}\\ Q\end{array}\right]=-\frac{3}{2}U{}_{pm}\left[\begin{array}{l}{\rm I}{}_{p{\rm T}s}\\ {\rm I}{}_{p{\rm M}s}\end{array}\right]\end{array}$

3.1 空载运行时的控制策略

空载时, IpMs=IpTs=0, 由式 (7) 可得:

$\begin{array}{l}{\rm I}{}_{p{\rm M}r}=-\Psi {}_{ps}/l{}_{pm}‚{\rm I}{}_{p{\rm T}r}=0(8)\\ \{\begin{array}{l}\psi {}_{p{\rm M}r}-\psi {}_{c{\rm M}r}=-l{}_{cm}{\rm I}{}_{c{\rm M}s}+(l{}_{pr}+l{}_{cr}){\rm I}{}_{p{\rm M}r}\\ \Psi {}_{p{\rm T}r}+\Psi {}_{c{\rm T}r}=l{}_{cm}{\rm I}{}_{c{\rm T}s}\end{array}\end{array}$

由于数字仿真各时间步长较短, 与电机行为有关的电磁过程可认为不变。因此, 每个步长内, 可看作是短暂的稳态, 所有MT分量均为直流量, 其微分为零, 故:

$\begin{array}{l}{\rm I}{}_{c{\rm T}s}=[(R{}_{pr}+R{}_{cr})/\omega {}_{s}l{}_{cm}]{\rm I}{}_{p{\rm M}r}\\ {\rm I}{}_{c{\rm M}s}=[(l{}_{pr}+l{}_{cr})/l{}_{cm}]{\rm I}{}_{p{\rm M}r}\end{array}(9)$

进一步可得:

$\begin{array}{l}U{}_{c{\rm M}s}=(R{}_{cs}+l{}_{cs}p){\rm I}{}_{c{\rm M}s}+\omega {}_{c}l{}_{cs}{\rm I}{}_{c{\rm T}s}\\ U{}_{c{\rm T}s}=(R{}_{cs}+l{}_{cs}p){\rm I}{}_{c{\rm T}s}-\omega {}_{c}l{}_{cs}{\rm I}{}_{c{\rm M}s}+\omega {}_{c}l{}_{cm}{\rm I}{}_{p{\rm M}r}\end{array}(10)$

式 (8) ～ (10) 构成了无刷双馈发电机空载运行时定子功率绕组磁场定向的控制依据。

3.2 并网运行时的控制策略

由于:

$\left[\begin{array}{l}{\rm P}\\ Q\end{array}\right]=-\frac{3}{2}U{}_{pm}\left[\begin{array}{l}{\rm I}{}_{p{\rm T}s}\\ {\rm I}{}_{p{\rm M}s}\end{array}\right](11)$

所以可根据给定的有功功率P、无功功率Q, 得出给定的定子电流两分量IpTs, IpMs, 根据式 (7) 的第二个式子可得:

${\rm I}{}_{p{\rm M}s}=\frac{-\Psi {}_{ps}+l{}_{ps}{\rm I}{}_{p{\rm M}s}}{l{}_{pm}}‚{\rm I}{}_{p{\rm T}r}=\frac{l{}_{ps}}{l{}_{pm}}{\rm I}{}_{p{\rm T}s}(12)$

由式 (7) 可得:

$\begin{array}{l}\Psi {}_{p{\rm M}r}-\Psi {}_{c{\rm M}r}=-l{}_{pm}{\rm I}{}_{p{\rm M}s}-l{}_{cm}{\rm I}{}_{c{\rm M}s}+(l{}_{pr}+l{}_{cr}){\rm I}{}_{p{\rm M}r}\\ \Psi {}_{p{\rm T}r}+\Psi {}_{c{\rm T}r}=-l{}_{pm}{\rm I}{}_{p{\rm M}s}+l{}_{cm}{\rm I}{}_{c{\rm T}s}+(l{}_{pr}+l{}_{cr}){\rm I}{}_{p{\rm T}r}\end{array}$

将上式代入式 (7) 中, 有:

$\begin{array}{l}{\rm I}{}_{c{\rm M}s}=\frac{(R{}_{pr}+R{}_{cr}){\rm I}{}_{p{\rm T}r}-\omega {}_{s}l{}_{pm}{\rm I}{}_{p{\rm M}s}+\omega {}_s(l{}_{pr}+l{}_{cr}){\rm I}{}_{p{\rm M}r}}{\omega {}_{s}l{}_{cm}}\\ {\rm I}{}_{c{\rm T}s}=\frac{(R{}_{pr}+R{}_{cr}){\rm I}{}_{p{\rm M}r}+\omega {}_{s}l{}_{pm}{\rm I}{}_{p{\rm T}s}-\omega {}_s(l{}_{pr}+l{}_{cr}){\rm I}{}_{p{\rm T}r}}{\omega {}_{s}l{}_{cm}}\end{array}(13)$

由式 (7) 可得:

$\begin{array}{l}\Psi {}_{c{\rm M}s}=l{}_{cs}{\rm I}{}_{c{\rm M}s}-l{}_{cm}{\rm I}{}_{p{\rm M}r}‚\Psi {}_{c{\rm T}s}=l{}_{cs}{\rm I}{}_{c{\rm T}s}+l{}_{cm}{\rm I}{}_{p{\rm T}r}(14)\\ \begin{array}{l}U{}_{c{\rm M}s}=(R{}_{cs}+l{}_{cs}p){\rm I}{}_{c{\rm M}s}+\omega {}_{c}l{}_{cs}{\rm I}{}_{c{\rm T}s}+\omega {}_{c}l{}_{cm}{\rm I}{}_{p{\rm T}r}\\ U{}_{c{\rm T}s}=(R{}_{cs}+l{}_{cs}p){\rm I}{}_{c{\rm T}s}-\omega {}_{c}l{}_{cs}{\rm I}{}_{c{\rm M}s}+\omega {}_{c}l{}_{cm}{\rm I}{}_{p{\rm M}r}\end{array}(15)\end{array}$

式 (11) ～ (15) 构成无刷双馈电机做发电机并网运行时, 定子功率绕组磁场定向的控制依据。

4 并网过程仿真

以Matlab的Simulink及Power System Block为工具, 构建无刷双馈变速恒频风力发电系统的负载仿真模型, 如图3所示。

无刷双馈电机在350 r/min稳态运行, 当定子输出的空载电压与电网在波形、幅值、相位完全一致时实施并网。并网前, 定子功率绕组输出电压波形如图4～图8所示。

5 结 语

放大各仿真时间段的波形可以看出, 图5、图6中从亚同步到同步再到超同步速的过程中, fp一直为50 Hz。CBDFG运行在同步速时, 负载电阻由20 Ω变为1 kΩ, 从图7、图8中可以看出up的幅值有所抬高, 而ip的幅值下降明显, 0.9 s时CBDFG变为超同步运行, up的幅值有所下降;1.2 s时通过补偿im使得up的幅值又变回到下降前的数值附近, 这说明改变励磁电流的大小可以调节功率侧输出电压的幅值。

摘要：论述在分析级联式无刷双馈电机原理的基础上, 根据d-q轴数学模型, 通过转子和功率绕组、控制绕组之间的坐标变换, 得到同步数学模型, 并在此基础上推导出无刷双馈电机数学模型。根据次模型进行仿真, 仿真结果表明:并网过程中, 通过改变励磁电流的大小可调节功率侧输出电压的幅值, 从而可实现变速恒频。

关键词：无刷双馈电机,并网运行控制策略,变速恒频,数学模型

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无刷双馈 篇7

无刷双馈电机(BDFM)是在串级感应电机基础上发展起来的一种新型电机,它取消了电刷和滑环,不仅具有结构简单、运行可靠的优点,而且可以有效降低变频装置的容量和电压等级,因此被认为在变速驱动(ASD)和变速恒频发电(VSG)中有广泛的应用前景。无刷双馈电机作为发电机运行时原理类似交流励磁发电机,当原动机的转速变化时,调节定子控制绕组侧励磁电流的频率可方便实现功率绕组发电频率恒定,而且调节控制绕组电流的大小和相位还可以实现有功和无功功率的调节。目前无刷双馈电机应用于风力发电等场合的研究和文献基本上是关于并网发电[1,2,3]。有些特殊的应用场合如作为独立电源单机发电运行(如一些不需要并网的小水电、船用轴带发电等等),其控制规律有其自身特点。本文在这里探讨了这种电机作为独立电源发电时的控制策略,适合于对发电质量要求不高的场合。

2 无刷双馈电机单机发电运行原理

下面以齿谐波法设计转子绕组为例来阐述其发电原理。假设定子功率绕组8极,控制绕组4极,转子总槽数Z=6,根据齿谐波转子设计方法,按照极对数pp=4设计布置的3相对称绕组线圈,除产生极对数为pp=4的基波磁势外,还将同时产生极对数为p2=nZ±p1(n=1,2…)的齿谐波磁势,并且其绕组系数与基波相同,以简化转子接线为例如图1所示,转子绕组在8极6槽上图排列结构下,谐波正反转磁势百分比如表1所示。

如果忽略高次谐波,仅考虑极数为4/8的谐波,从表1可以看出,当转子绕组通入三相对称感应电流时,将在定转子气隙中产生8极正转磁场和4极反转磁场[4,5]。

原动机拖动转子以转速nr旋转,在控制绕组中通入频率为fc的三相对称交流励磁电流,在转子绕组中会产生相应感应电流。转子感应电流频率为:

pp极转子磁场在定子pp对极绕组中产生感应电势,该感应电势产生定子功率绕组电流也会在转子中产生感应电流,其频率为:

采用齿谐波法设计绕线式转子结构无刷双馈电机,转子绕组流经同一电流,因此当电机稳定运行时感应的转子绕组电流频率有fp r=fc r,因此由上式可得:

这样,对应不同转子转速通过调节控制绕组侧变频器输出频率就可以保持功率绕组发电电频率的恒定。

3 无刷双馈电机单机发电结构及特点

无刷双馈电机作为独立电源应用其结构如图2所示。

BDFM的功率绕组做发电输出端,控制绕组接变频器。由于是做独立交流电源使用,这里未提供额外三相交流电源。这样整个发电系统需要有一个自励过程,即变频器的三相交流输入由功率绕组自身提供。无刷双馈单机发电的自励有以下两种方案(提供200～400V直流电源):(1)功率绕组端通入直流,在同步转速下起动建压;(2)变频器直流母线端加压到正常逆变需要电压(约为560V左右),任意转速下建压起动。

方案1是目前常用方法,需要直流电源一般电压可在100V以下,电源提供功率较小。但为了适应原动机任意转速下建压,需要采用方案2。一般变频器直接在直流母线端加电压还不能正常工作,需要将变频器的几个报警输入点去掉,如输入缺相报警、输入欠压等等。另外为了适配蓄电池直流电源,方案2还需要合适DC-DC变换升压装置。

4 无刷双馈电机单机发电控制策略

无刷双馈发电机作为独立电源和并网发电相比其控制策略有较大不同。并网发电时功率绕组端电压由大电网决定,其主要控制对象是功率绕组发出电流大小和相位(无功和有功功率)。作为独立电源时主要关心功率绕组发出电压幅值和频率的恒定。下面分析单机发电运行标量控制策略。

在发电运行方式下,电机由原动机拖动(柴油机或风力机构),系统转速给定可测。根据无刷双馈电机运行规律,通过改变控制绕组激励的幅值以及频率fc即可实现对功率绕组发电电压幅值、频率的控制。对于所测定的速度,由给定的电机转速nr和频率换算关系式就可以得到控制绕组的电压频率为:

如图3所示为一种采用交直交变频器的单机发电标量控制策略的控制框图。为保持功率绕组发电幅值恒定,采用功率绕组电压和电流双闭环调节,电压环在外电流环在内。频率也可采用闭环。该系统运行时主要扰动量为负载波动,为保证调节快速性宜采用电流源型逆变器。

功率绕组电压调节规律可以从无刷双馈电机折算后等效电路图分析得出。如图4所示为频率折算后无刷双馈电机等效电路图。当闭环控制系统检测到功率绕组发电电压低于设定值时,可以提高控制绕组给定电流,反之亦然。从图4中可以看出,当控制绕组电流Ic′变大时,控制绕组与转子磁链产生感应电势增大,在其他情况不变时转子回路电流Ir′增大,由于激磁电流一般不超过主电流10%,可以认为I′cm、I′pm不变,这样功率绕组侧电流Ip′会跟着增大,提高功率绕组侧输出电压。

另外从上面等效电路图可以看出,当负载波动时,功率绕组端电压调节主要通过转子感应电流Ir′调节。转子感应电流Ir′=Ic′-I′cm,上面等效电路采用电压源控制模型,通过改变控制绕组电压Uc′/s来改变控制绕组电流。如果采用电流源控制模型,直接控制功率绕组侧电流Ic′,由于不存在功率绕组与转子绕组互感和控制绕组自感影响,其电流控制时间反应更快。

如图5所示为8/4极绕线式转子样机不同情况下控制绕组电压与功率绕组端电压实验数据图。曲线1是转子转速450r/min,变频器频率5Hz对应曲线。曲线2是转子转速400r/min,变频器频率10Hz曲线。曲线3是转子转速420r/min,变频器频率8Hz对应曲线。从图中可以看出功率绕组发电电压与控制绕组电压之间关系基本上满足一定线性关系。

变频器输出频率可由转速检测值ωr和功率绕组频率给定值fp*计算得出,考虑到商用变频器频率给定是模拟信号,在频率值较大时误差较大,在转速较高时会有一定频率的漂移,因此采用频率闭环来消除这种影响。

标量控制采用无刷双馈电机的静态等效电路,其算法比较简单,可以在较低价格的微处理器上实现,适用于对动态性能要求不高的变速恒频发电场合,如船用柴油机轴带发电。

5 无刷双馈电机单机发电标量控制仿真

无刷双馈发电机带载运行时,假定三相负载对称,负载阻抗XL=2πfpLL。控制绕组侧采用电压源型逆变器,则可控量为变频器输出交流电电压和频率。由于功率绕组端电压满足基尔霍夫电压定律:

将上式代入无刷双馈电机转子速dq坐标系电压方程可得:

由于负载电感并不参与电机励磁,因此定子控制绕组、转子自感没有变化,定转子互感磁链并没有影响。dq0坐标系下,转矩方程没有变化,磁链方程仅电机定子功率绕组三相自感磁链增加LL。

如果控制绕组侧变频器是电流源型逆变器,则可控量为变频器输出交流电电流和频率。电流控制源控制模型相比电压源模型更为简单,其控制动态相应更快。在控制绕组电流已知可控情况下,去掉控制绕组电压方程,dq坐标系下电压方程变为:

电机采用8/4绕线式转子无刷双馈电机,仿真参数为:pp=4,pc=2,J=0.032,rp=0.075Ω,rc=0.11Ω,rr=0.931Ω,lsp=0.04205H,lsc=0.16188H,lr=0.1775H,Mpr=0.11745H,Mcr=0.33585H。图6-8为采用电压源模型,转速突变和负载突变时功率绕组发电电压幅值、瞬时值仿真波形。图9-10为相同条件下采用电压源模型,转速突变和负载突变时功率绕组发电电压幅值、瞬时值仿真波形。控制绕组仿真采用理想电压源变频器,变频器频率由转速和功率绕组发电给定频率决定,变频器输出电压大小由PID闭环控制器输出决定。对比采用电压源和电流源仿真结果,可以看出电流源模型动态电压超调量调整时间要明显优于电压源模型。

6 实验结果和结论

实验样机采用“齿谐波法”设计的绕线式转子64kW无刷双馈发电机。变频器采用交直交商用变频器,直流侧采用全可控能量回馈器将自然同步速能量回馈负载,采用高速单片机组成电压闭环和频率闭环检测控制系统。电机参数为:功率绕组极对数为4,控制绕组极对数为2,同步转速n=500r/min,驱动柴油机速度变化范围375～800r/min。实验稳态运行时频率波动范围49.0～51.0Hz,电压偏差范围±10V。达到比较好的控制效果。图11-13分别为实验中实测波形,均与仿真波形相符合。

图11中蓝色曲线为功率绕组电压波形,可对比图12仿真波形,两者波形比较一致。图13蓝色为控制绕组电流波形,绿色为控制绕组电流波形。转速波动时控制绕组频率自动调节。图14为转速突变控制绕组电流仿真波形。

总的来看,采用发电电压幅值和频率闭环标量控制方法,稳态性能指标能够达到要求,是一种较为经济和易于工程实践的方法。但其动态性能较差,特别是存在一些问题,如突加突减大负载时,电压超调量较大,系统易崩溃。

摘要：无刷双馈电机作为独立电源应用非常广泛,其控制规律有别于并网控制。以绕线式转子无刷双馈电机为例研究BDFM单机独立运行原理,以及其控制系统独特结构。为满足作为独立电源时功率绕组发出电压幅值和频率的恒定要求,探讨了采用功率绕组发电电压幅值和频率闭环的控制系统原理。对其单机发电运行各种状态进行了仿真研究。采用64kW样机和研制标量控制系统进行了实验,实验结果也证实这种控制策略的正确性。

关键词：无刷双馈电机,单机发电,控制策略

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