多天线接收（精选7篇）
多天线接收 篇1
1. 引言
在移动通信系统中, 移动台常常工作在城市建筑群或其它复杂的地理环境中, 而且移动的速度和方向是任意的, 发送的信号经过反射、散射等传播路径, 到达接收端的信号是附加有信道噪声的多个时延不同, 幅度和相位不同的信号的叠加, 它们的叠加会使复合信号产生相互抵消, 使接收机的信号幅度出现随机起伏变化, 导致严重的衰落。这种衰落降低有用信号功率并加大干扰, 使接收信号产生失真、波形重叠和畸变, 造成通信出错甚至无法通信。
此外, 即使在接收机非移动情况下, 当期所处位置不佳或发射机出现移动时也同样出现这种衰落。如无线遥控、无线音视频传输、无线麦克风等, 也即凡是利用电磁波做传输媒介的领域几乎都会遇到上述衰落特性的影响。
为了提高无线通信接收系统的性能, 本文提出采用多天线分集接收技术结合智能控制处理技术可以大大抵御多径衰落的影响, 提高接收信号的质量, 因而具有极为广阔的应用领域和前景。
2. 分集接收技术的种类
分集接收技术包括频率分集、时间分集、空间分集和极化分集等多种。
空间分集是采用两个以上相距大于一个波长的天线及接收电路, 利用电路分别接收两个或更多的输入信号, 将这些互不相关的随机衰落信号, 通过接收处理、分析比较, 以最佳算法进行智能选择合并, 实现增强信号、克服衰落、提高接收质量的目的。
频率分集是采用两个或两个以上具有一定频率间隔的频率同时发送同一信息, 接收端利用不同频率的信号衰落特性上的差异, 再合并输出提高抗衰落能力。
时间分集是将同一信号在不同时间区间多次重发, 各次发送的时间间隔足够大, 利用衰落互不相关的特点, 再合并输出提高接收质量。其缺点是对于静止状态的移动台无效, 传输效率较低。
极化分集是利用电磁波极化方向相互正交的天线发出信号, 接收端由垂直极化水平极化天线得到两路衰落特性不相关的信号处理, 提高抗衰落能力。
由于空间分集接收具有分集增益高, 适用于模拟和数字接收, 技术实现容易, 应用领域广泛, 因此本文以空间分集技术探讨多天线智能分集接收及其应用。
3. 分集接收技术的信号合并算法
3.1 几种信号合并算法的比较
分集接收天线接收的信号主要有四种合并算法:选择合并、开关合并、最大比值合并和等增益合并。
选择合并是将信噪比最高的接收信号作为输出信号, 专业无线分集接收麦克风系统多采用该方法。其缺点是需要有与天线数目相等的射频接收单元, 当天线较多时成本较高。
开关合并是在接收端设置门限电平, 当某天线接收正常时就始终保持该路天线信号的连接, 直到该信号电平低于门限电平时, 才转换到另一路较强天线端口。开关合并的多个天线可共用一个接收装置, 成本低, 性能低于选择合并。
最大比值合并是将多路接收信号进行加权求和, 效果较好。
等增益合并是在上述合并中, 各支路信号的加权系数相同, 易于实现。
在接收电平均等的条件下, 上述合并方式中最大比值合并性能最好, 其接收改善效果如图1所示。
3.2 最大比值合并算法的加权分析
多径传播路径上的信号幅度、时延以及相位随时随地发生变化, 所以接收端的信号电平是起伏、不稳定的, 这些多径信号相互叠加引起信号幅度变化, 最终形成信号衰落, 严重衰落时的深度达20-40d B。
设在信号覆盖范围内设置M个天线分集接收机, M个接收信号的幅度分别为r1 (t) , r2 (t) , ……rM (t) , 则加权合并后的信号为:
其中ak为第k个信号加权系数, 设第k个信号噪声功率为Nk, 可以证明, 当:
则合并输出的信号具有最佳信噪比, 输出信号包络为:
图2是最大比值合并效果示意图。
4. 智能分集接收系统的设计
目前的无线通信可分为模拟通信和数字通信两大部分, 因而在信号的合并处理上也有所不同。无线麦克风、短波通信、低速率遥控系统仍较多地采用模拟系统;而移动通信技术广泛采用数字通信。在信号处理方面, 数字信号空时变换较为方便, 并且在空间域和时间域联合处理接收信号更具优势, 因此在处理模拟信号时有越来越多的采用DSP数字运算方式来完成处理。不同领域因成本和便利性考虑方法各有侧重, 但其基本原理是通用的和普适的。
4.1 8-2-1多天线智能分集接收系统的设计
图3是智能分集接收机原理框图, 主要由八个天线前端、两路放大处理电路及判决合并后输出一路信号, 故简称8-2-1多天线智能分集接收系统。
该系统采用低成本的1/4波长的单鞭天线, 天线信号经由阈值选择电路, 相当于前述开关合并, 设置接收端门限电平, 只要某天线接收正常时就始终保持该路天线信号的连接, 直到该信号电平低于门限电平时, 才转换到另一路较强天线端口。由于四个天线共用一个接收高频头, 成本增加不多。从模拟前端输出的两路IF信号分别通过A/D进行模数变换, 得到的两路数字信号经预解调送入合并模块, 信号经噪声估计送入判决电路, 产生控制信号控制合并模块选择合并算法。合成模块根据合成算法将两路信号合成为一路同相数字信号后进行数字解调或解码, 最后输出解调后的信号。
实际接收中, 信号电平、信噪比差异较大, 当两路信号电平差异较大时, 选择合并较具优势;当两路信号近乎一致时, 等增益合并较具优势;当两路信号电平接近但信噪比有差异时, 最大比值合并最佳。
因此, 本技术方案根据信号接收效果实时采用不同的合并方式, 实现了多种合并的智能判决接收, 达到更好的接收效果, 故称之多天线智能分集接收系统。
4.2 实施示例——空间分集无线遥控接收装置
根据上述多天线智能分集接收系统的基础进行简化版实验验证, 设计一空间分集无线遥控接收装置, 如图4。该接收机内置完整的双天线接收系统, 当需要扩大天线间距时, 可通过电缆3-3和接插件3-6与外置高频头3-2相连, 同时通过接插件3-6断开33-1天线的内置高频头通道。
模拟前端共有两个高频头通道分别连接来自两个天线的输入信号, 在共用一个本振的情况下, 各通道独立的对天线信号进行混频、滤波和放大等操作, 输出中频信号。
数字变换主要便于进行空域或时域分析。其中最大比值合并采用的算法是最佳比例同相合成。通过对输入信号的采集和计算, 确定移相度数和比例系数, 计算信号的信噪比和幅度, 比较两路信号的相差, 通过移相使两路信号相位一致, 再根据每路信号的信噪比和幅度分别予以不同的系数加权, 加权后的两路信号相加。
实验中通过屏蔽其中一路天线使该路信号大幅衰落, 控制电路及时切换到选择合并算法, 将未屏蔽的天线接收信号作为合并输出信号。实验中接收机接收死角出现概率降低80%以上, 接收质量改善效果明显。
5. 结束语
本文提出的8-2-1多天线智能分集接收系统方案将智能控制和空间分集技术相结合, 仅需两内置高频头处理电路即可达到多天线分集, 具有成本低, 维护简单, 可显著克服信号衰落的影响, 提高接收机质量, 可广泛应用于模拟、数字通信, 在无线麦克风、无线遥控技术、无线宽带数据传输、微波传输、移动通信等领域有着广泛的应用价值。
参考文献
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多天线接收 篇2
短波通信具有通信距离远、设备体积小、造价低和顽存能力强等独特的优点, 近年来在远程军用通信领域得到了广泛研究[1,2,3,4]。但是由于电离层特性, 短波通信过程中会使信号的相位发生多径干扰、幅值产生衰落变化、频率和相位发生多普勒移动, 这严重影响了有效数据传输速率, 因此, 解决短波通信下的高速有效数据传输系统问题成为研究热点。
压缩感知 (Compressed Sensing, 简称CS) 理论[5,6]是一种新的信号采集方法, 它以远低于奈奎斯特采样速率的方式采集信号, 并能高精度的重建出目标信号。该理论表明只要待测目标信号在某个变换域中具有稀疏性, 就能将高维信号投影到低维空间上, 并通过求解一个优化问题从低位观测空间中以高精度重构出待测目标信号, 而采样速率仅取决于有效信息在信号中的结构和内容, 而不依赖于信号的带宽, 这使其在信号处理领域得到广泛关注[7,8,9,10,11]。为了实现短波通信系统高速数据传输及其高精度数据接收, 当前已经提出最大比率合并 (Maximum Ratio Combining, 简称MRC) 、等增益合并 (Equal Gain Combining, 简称EGC) 和正交重构合并 (Orthogonal Reconstruction Combining, 简称ORC) 三种分集合并接收方法[4], MRC性能最优, EGC次之, ORC最差, 而MRC与实际应用仍存在一定差距。本文提出一种基于压缩感知的短波多天线分集合并接收系统设计方法, 其中短波通信系统采用ITS信道模型[2]和正交频分复用 (Orthogonal Frequency Division Multiplexing, 简称OFDM) 调制[4]技术, 按照压缩感知理论设定多个接收天线位置, 并对接收信号进行快速重建, 以还原出目标信号。
2 压缩感知理论
压缩感知以信号具有可压缩性为先验知识, 利用投影矩阵获得的少量观测信息来进行信号重建[6,10]。令采用的稀疏性变换矩阵为Θ, 测量矩阵为Φ, 并且Θ和Φ是互相独立的。x为待测目标信号, x经过投影映射得到观测向量y=Φx, 重建原始信号过程等效为求解下面的非线性方程:
其中, 零范数表达式·0是求解非零元素的个数。式 (1) 是非凸优化方程, 求解相当复杂。研究表明用1l范数代替0l范数仍能保证待测信号的重建精度[6,10], 而计算复杂度大大降低。
其中, 1l范数表达式从而把问题 (1) 转化为一个凸优化问题 (2) 来求解。
压缩感知系统常用的稀疏变换矩阵有:傅里叶正交基、离散余弦正交基和小波正交基等。为了保证稀疏变换矩阵和测量矩阵之间的相互独立性, 本文测量矩阵采用随机高斯矩阵。信号重建算法采用基于改进遗传算法的正交匹配追踪信号重建方法[10]。
3 基于压缩感知的短波多天线分集合并接收系统设计
由于OFDM调制方式在短波通信中具有频谱效率高和抗多径衰落能力强等优点, 本文系统中采用OFDM调制方式, 信道采用ITS模型, 接收天线个数由待测信号性质决定, 各个接收天线位置由随机高斯矩阵确定, 系统整体设计框图如图1所示。
在图1中, 信号A为信源发出的信号, 该信号通过OFDM调制系统发射出去, 信号经过ITS信道传输到N个接收机处, 各个接收机接收到信号后通过OFDM解调系统将解调出目标信号Ai, Ai通过基于改进遗传算法的正交匹配追踪信号重建方法恢复出目标信号A'。由压缩感知理论可知, 各个接收机的接收速率可小于信号发射速率, 大大提高了信号在短波通信中的传输速率;各个接收天线位置由随机高斯矩阵确定, 当某个接收天线受到破坏或者受到强干扰时, 仍能保证系统重建出目标信号。
4 实验结果及分析
由于我国领土主要集中在地球中纬度地区, 信道参数指标参考国际电信联盟无线电通信局 (ITU-R) 发布的Recommendation ITU-RF.1487[12]标准。OFDM系统采样频率为4k Hz, 快速傅里叶变换子载波数为64, 信号占用带宽3k Hz, 采用QPSK对各个子载波进行调制, 循环前缀为20位。采用ITS信道模型。接收端接收天线数为25。在信息传输速率为100 b/s和1000 b/s的情况下, 对比了最大比率合并 (MRC) 和压缩感知分集合并的性能。两种方法对应的多天线分集合并误码率曲线如图2和图3所示。
从图2可以看出在信息传输速率为100 b/s时, 在各种信噪比下压缩感知分集合并的性能优于最大比率合并;从图3可以看出在信息传输速率升高到1000 b/s时, 压缩感知分集合并和最大比率合并的性能都有所降下, 但是压缩感知分集合并的性能略微降低, 而最大比率合并的性能严重降下, 甚至到失去使用价值。
5 结论
本文在总结短波通信研究现状的基础上, 结合OFDM调制方式在短波通信中的优越性和压缩感知对信号处理的优势, 设计了一种基于压缩感知的短波多天线分集合并接收系统。经试验验证, 该系统比现有的系统性能优越, 尤其是在信息受强噪声干扰且高速传输的情况下, 在仍能有效的接收到目标信号。
参考文献
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多天线接收 篇3
短波通信是无线电通信的一种。短波波长在10m-100m之间, 频率范围3MHz-30MHz, 基本传播途径为地波和天波。短波可经电离层反射到达接收设备, 通信距离较远, 是远程通信的主要手段。
二、高仰角天波
在短波通信中, 天波首次经电离层反射返回地面的点与发射点之间的距离称之为“跳跃区”, 通常在80km以上, 而地波能传播的距离约20-30km, 因此, 在天波返回点和地波传播极限之间有一段距离, 天波信号穿过电离层无法反射, 地波信号无法到达, 这段距离就是我们常说的短波通信盲区。为解决通信盲区的问题, 一是可以增大发射功率, 提高地波传播距离;二是可以采用高仰角天波传播。高仰角天波也被称为“近垂直入射天波传播”, 在2-12MHZ频段采用75-90度的仰角发射短波信号, 会被电离层以几乎同样的角度反射回来, 而反射回地面的信号强度在中短距离内较稳定, 可保障近区的通信。
三、垂直极化天线
垂直极化天线分为对称和不对称二种, 短波常用的对称振子是一种经典的、迄今为止使用最广泛的天线。垂直放置的半波对称振子具有平放的“面包圈”形的立体方向图, 通过其垂直和水平面方向图, 可以看出, 在振子的轴线方向上辐射为零, 最大辐射方向在水平面上, 且在水平面上各方向的辐射一样大。 (见图1)
不对称垂直天线为垂直接地天线, 完全导电地面的影响可以用单极天线的镜像来考虑。常用的单极垂直振子的长度一般大于八分之一波长。从鞭天线的方向图可以看出它在高仰角方向几乎没有辐射 (见图2) , 对电离层的入射角基本是在70°以下。这种辐射角度适合中远距离通信。由于高仰角方向几乎无辐射, 天波第一跳落地就到了一百公里之外, 一百公里以内无天波信号。
四、环形天线
环形天线是将一根金属导线绕成一定形状, 如圆形、方形、三角形等, 以导体两端作为输出端的结构。
环天线按尺寸分为小环天线和大环天线, 若圆环的半径R很小, 其周长小于波长, 一般称为小环天线。小环天线上沿线电流的的振幅和相位变化不大, 近似均匀分布。即在环面的平面上方向图是圆, 环轴所在平面上方向图是8字形, 沿环轴方向的辐射为零 (见图3) 。环天线具有接收高仰角天波能力。
五、结语
经过对天线方向图的分析, 垂直极化天线在近垂直方向没有辐射, 无法接收高仰角天波, 而环天线则具备此能力。因此, 在采用高仰角天波发射的方法解决短波通信中的盲区问题时, 应注意天线的选择。
摘要：垂直极化天线和环天线均为短波通信的常用天线。在复杂地域进行短波通信时, 为解决通信盲区问题, 可采取高仰角天波传播。短波天线对高仰角天波的接收能力决定了通信质量。本文分别对垂直极化天线和环天线进行分析, 比较其接收高仰角天波的能力。
关键词：高仰角天波,垂直极化天线,环天线
参考文献
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卫星接收天线地址的选定及防雷 篇4
1 选择合适的安装地址
在选择卫星接收天线的安装地址时,应该需要考虑到诸多因素。例如,安装地的地理环境和有可能的电磁干扰问题。卫星接收天线由于接收信号的需要,一般都是在开阔无遮挡的露天地方放置,雨淋日晒,风霜侵蚀,使用一段时间后容易出现设备故障等问题。例如,接收到信号不稳定、电视图像出现卡顿和噪点,电视电话的声音也会时有时无,当故障严重时,会接收不到信号,导致通讯设施瘫痪[1],所以选择合适地址安装对日常设备的维护工作也非常重要。
卫星接收天线在安装位置的选择上要注意的要素很多。一般来说,无论卫星天线的类型、口径的大小,它们都应被置于当地较为开阔且最高的地方,高耸的树林、建筑物和山地等都会阻档卫星信号的正常接收。在干扰方面,如附近的雷达设施、航空通讯站和输电线路等。此外,卫星接收天线的基座尽可能靠近控制机房,因为联接二者的电缆太长同样也会使信号产生衰减现象。如果不是在建筑物上部安置基座,就要注意可能影响到信号质量的周围墙体、树林的遮档。此外,要尽量将卫星接收天线设施的地址选择在非工作人员很难触及到的地方,或者建设围栏等保护设施。
2 卫星接收天线的防雷策略
雷电是自然界中常见的自然现象。在涉及到对通讯设施的防雷电破坏方面的措施,一般采取接闪和分流、屏蔽和接地、消除电位差等几个措施。
2.1 接闪装置和分流措施
接闪装置是为了保护建筑或建筑物附近设施最有效的预防措施。使用安装在建筑物上面或独立安装在建筑物旁的与大地有良好电气连接的金属物,将雷电流引向自身并通过与大地的连接导体将雷电能量泄放人大地,从而使其保护范围内的建筑或设施免受雷击,接闪装置主要为避雷针。
避雷针的安置应符合有关技术规范[。卫星接收天线设置的高度一般为1.3m,如果使用避雷针的高度是3.5～4.0米时,卫星接收天线放在以避雷针为半径约3m的保护范围以内;如果卫星接收天线置于建筑物的楼顶层,通常将避雷针的引线与所在建筑物的防雷设施的线路联接在一起即可;如果卫星接收天线被安置于空荡的山头时,应该另做接地引线,并且应该埋于潮湿的地方;如果处于强雷电影响区,应该再设置一条接地线作为保护,将接收设施的室内设备外壳与之连接起来。需要注意的是,这条保护接地线的接地极必须远离避雷针送在的接地极。
分流是将接闪装置接收的雷电能量泄放入大地的通道,可以将电能以最短的路线和最快的速度导向接地体。采用接闪装置与大地的连接要尽可能多通道分配能量,使每一个通道通过的雷电能量减小化,这样就能在通过雷电流的同时保证防雷装置的安全。具体措施是,分流多是采用单独敷设的引下线或钢筋混凝土框架结构建筑中的主钢筋等上下贯通的金属物,两端分别与接闪装置及接地装置以焊接的方式连接。
2.2 屏蔽雷电和接地引流措施
用于雷电的屏蔽,从类型上可以分为建筑物整体屏蔽、建筑物内部屏蔽和建筑物之间的线路屏蔽。不同的屏蔽措施应按建筑所处位置、特点、发生大电流雷击的可能性来确定。在实际的使用上,采用综合使用多种措施达到屏蔽电磁脉冲的影响。
接地引流措施,是雷电能量泄放通道最后环节和屏蔽措施的感应电荷释放通道。一般来说,类型不同的雷电流在波形和不同的土壤环境中有很大差别。简单地讲,因为在强烈的冲击电流作用下会使土壤发生局部击穿的情况,因此接受冲击的接地电阻阻值需要小于设备工频接地电阻的常规阻值,这个标准也为评测和判断冲击接地电阻值是否符合接地装置的要求提供了理论基础。
3 结语
卫星接收天线在安装选址时必须避开附近高山、高耸的树木和建筑、金属质的塔楼、雷达设施、信号通讯站、输电线路等的阻档和干扰。直接雷击、感应雷击、电磁脉冲雷是对卫星接收天线造成危害的几种主要的形式。通常采取的防雷措施有接闪和分流、屏蔽和接地、消除电位差等措施来降低其危害程度。
参考文献
基于双天线结构的数字接收机实现 篇5
软件无线电接收机在现代通信中占据了重要地位,被广泛应用于商业、气象、军事、民用等领域。其优点是用软件控制硬件平台,将各种功能,如工作频段、数据格式、调制解调模式、通信协议、加密模式等用软件来完成,构造一个具有开放性、标准化、模块化的通用硬件平台[1]。
由于移动信道的复杂性,信号在空中传输会出现多径效应,从而使得接收信号出现衰落现象。本系统采用空间分集技术来解决信道衰落的问题。分集技术不但可以非常有效地克服信道的瑞利衰落,并且对于非多径信道也会得到好的性能。其基本思想是在接收端利用接收到的多个携带相同信息的发射信号样本,它们经过衰落信道后在统计特性上具有较小的相关性,可近似认为是相互独立的。接收到的信号相互补偿来改善信号质量[2]。
1 系统设计框架
接收机结构框架如图1所示,本系统设计接收频率2~30 MHz,信道带宽25 k Hz的信号。前端采用双天线接收,并独立处理至基带。中频处理采用宽中频数字化采样结构,具有良好的波形适应性、信号带宽灵活和可扩展性。通过控制电路I/O口直接对AD6652进行配置,将接收到的两路信号完成下变频。用FPGA来实现两路信号的合并[3],这里采用等增益合并,先将各分集支路信号进行同相处理,然后再合并叠加。将合并后的I,Q两路基带信号给DSP处理。本设计的关键在于采用AD6652将宽中频信号中的所需信号频点直接变频至基带[4],一方面将包含所有信道的宽带信号进行分离,将所需的窄带信号搬移至基带并提取出来;另一方面,对于分离后的窄带信号,采用抽取滤波的方法在保证频谱不混叠的情况下降低数据率。
2 硬件设计
2.1 可编程数字下变频模块
数字下变频器(Digital Down Converter,DDC)的主要功能是将数字中频信号通过与数字载波混频至基带信号后进行抽取、滤波来降低数据率以便后信号处理。用软件来控制载波频率、抽取和滤波的参数设置来适应不同频段、制式的信号[5]。DDC技术已成为数字接收机的重要组成部分。本系统采用AD6652芯片来实现数字下变频功能。
AD6652是ANALOG公司的高速AD&DDC器件,该芯片具有两路独立的AD&DDC通道,能够很好地胜任本系统的双天线结构。芯片由两个部分组成:前端由两个独立的A/D通道组成,每个A/D通道的采样率高达65 Msample/s(兆采样/秒),采样位数为12位。采用差分输入的结构支持电压峰-峰值1~2 V的输入信号。DDC为矩阵输入,输入灵活,减少交叉连接产生的寄生信号,同时可以根据应用的不同在抽取滤波后进行多相合并,增加带宽。后端有AGC功能,适合ADC的带宽输入信号经过DDC后的增益调整。这种结构大大改善了中频数字处理模块的性能,具有并行数据和LINK口多种输出方式,可以与大多数符合上述标准的接口相连接[1]。AD6652内部结构如图2所示[1]。
2.2 等增益合并技术
目前提到的分集技术一般是指基于空间自由度的空间分集[6],其基本思想是在接收端利用接收到的多个携带相同信息的发射信号样本,它们经过衰落信道后在统计特性上具有较小的相关性,可近似认为是相互独立的。可见,分集有两重含义:一是分散,即如何产生多个携带同一信息且相互统计独立的衰落信号;二是合并,即如何把收到的多个统计独立的衰落信号进行适当的合并,从而降低衰落的影响,改善系统性能。一般常用的线性合并方法有选择性合并(SC)、最大比率合并(MRC)和等增益合并(EGC)等3种。
等增益合并与MRC很相似,区别在于EGC的分集分支不需要加权,并且很容易实现。本系统对基带数字信号进行合并,数字组合可插入一个可变时延和线性相加信号,以产生一个更强的、更相干的无噪合成信号[7]。基带数字合并器是容易实现的。对分集的影响包括技术和经济双方面。分集天线需要并行的ADC和下变频通道,增加了系统成本。本系统采用AD6652双通道芯片,很好地解决了这两者的矛盾,并使用FPGA来实现分集信号的合并。
2.3 芯片接口电路
接口电路主要是AD6652与控制电路和FPGA的接口设计,以及AD6652的硬件设计,如图3所示。控制电路通过A(2:0),D(7:0)并口来完成对AD6652的参数设置。中频信号通过差分输入给AD6652进行模数变换和下变频处理,处理后的I,Q两路基带信号通过串口输出给DSP处理。如果要使两个口能够正确通信,关键是要保持它们之间的同步,否则会造成数据丢失。设计时在DSP内产生数据的帧同步信号直接与AD6652串口的帧同步信号SYNC相连,这样就能很好地解决它们之间的同步问题[8]。
3 AD6652的主要参数设置
3.1 数控振荡器(NCO)频率参数设置
NCO的频率范围为,其分辨率是。NCO频率的计算公式为[1]
式中:f为期望NCO输出的频率,CLK是AD6652的DDC部分的工作主时钟。有f=24 MHz,CLK=60 MHz,算得NCO频率控制字为011001100110011001100110011 00110。
3.2 抽取滤波器组参数设置
每路通道抽取滤波器组包括rCIC2滤波器组,CIC5滤波器组,RCF滤波器组。rCIC2滤波器在NCO之后,通过设置抽取和插值寄存器之间的比值来降低数据率。CIC滤波器的旁瓣抑制的获得是通过多级CIC滤波器级联来完成,虽然多级CIC滤波器级联可以获得旁瓣抑制的改善,但引入增益以抽取因子D幂次方的形式增大,为了不影响后续的处理(增益过大使得幅度值溢出),AD6652的rCIC2部分集成了rCIC2增益规模比例因子,将抽取后的数据流进行适合的衰减。CIC5继rCIC2之后进一步降低数据率,CIC5和rCIC2有着相同的工作原理。ADC采样后的数据经过这两部分处理后,可以得到需要的下变频,而且幅度值保持在合理的范围内,这样使得后面的自动增益AGC部分可以旁路掉。有一点不足的是,信号没有经过高性能的滤波器,带宽没有控制在所需信号带宽内,需要从已经降速的信号中滤出感兴趣的信号。所以在AD6652内部集成了一个可用Matlab设计的RCF滤波器。
根据系统的设计要求,先设定ADC采样速率为60 MHz,经过抽取滤波器输出的数据率为187.5 k Hz,输出带宽为25 kHz。参考AD6652使用手册可计算得:rCIC2的参数为插值率L=1、抽取率M=16、比例因子S=8,CIC5的参数为插值率L=1、抽取率M=20、比例因子S=17,RCF的wpass=0.14,wstop=0.21,astop取80 dB,通过Matlab计算得到73个滤波器系数。将上述得到的滤波器参数分别写入AD6652的内部寄存器。
从图4、图5中可以看到,AD6652可以很好地完成数据下变频及降速的功能,经过抽取后数据速率大大下降。
4 总结
基于图1硬件框图设计,发射机输出模拟20 MHz带宽为25 kHz的中频信号,此系统接收信号并输出直接变成数字基带,经此电路得到的数字基带信号频谱与发射的信号频谱完全相同,且性能良好。AD6652采用矩阵输入,输入灵活,减少交叉连接产生的寄生信号,同时可以根据应用的不同在抽取滤波后进行多相合并,增加带宽。可见,基于AD6652的中频变基带结合双天线结构的设计可以作为一种性能较为良好的软件无线电应用。但还存在一些缺陷,如分集接收其实是一种单用户的接收技术,通过增加空间分集阶数来提高分集增益。但是当功率控制误差较大时,很可能接收机接收的是干扰信号,而不是有用信号,从而造成严重的“远近效应”。本系统设计为后续的数字信号处理做必不可少的准备,是现阶段整个软件无线电物理实现的关键。
摘要：软件无线电以其具有良好的扩展性、重构性已成为无线通信发展的重要方向。该系统采用了双天线分集接收结构,解决了通信中存在的多径效应。采用AD6652的宽中频采样结构,使整个系统的灵活性、适应性、扩展性得到很大的提升,同时可以根据不同的应用在抽取滤波后进行多相合并,增加带宽。通过理论分析和仿真检验表明,该系统性能优良,结构简单,易于实现,具有一定的实际应用价值。
关键词：软件无线电,分集技术,可编程DDC,AD6652
参考文献
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[7]赵艳华.基于QuartusII的FPGA/CPLD设计与应用[M].北京:电子工业出版社,2009.
多天线接收 篇6
随着通信广播业务的发展，短波频段的通信和广播的作用日益重要，宽频段的短波接收天线的开发和应用具有重要的现实意义。
为了进一步补充、完善和提升广播电视监测网，提高广播电视服务质量，开发机动灵活、全方位、宽频段的监测天线的需求迫在眉睫。
研究的重点在于天线的“宽频段”和“转动”特性。
宽频段的短波接收天线种类很多，有幕型天线、鱼骨天线、菱形天线、八木天线、对数周期天线等。其中频带特性占优势的为对数周期天线，对数周期天线是基于“与频率无关的天线”的想法从理论进入到实际应用的。
现实中有很多对数周期天线应用的实例，基本上分为两种类型：
一是固定天线。天线的所有支持物都在固定的位置，天线的主向为固定方向，由于该天线高增益的特点决定了天线方向图主瓣宽度不够宽，所以要进行360度全向收测时，至少需要几副甚至十几副天线才能满足该要求，而且此固定天线占地面积非常大，通常要几十亩、上百亩，在不计较占地和工程造价的情况下，才有应用的可能。
二是可转动的对数周期天线。此类天线结构相对于固定天线来说要小巧，多为拉线塔形式，占地面积小，可以实现单副天线完成全向360度的收测要求，唯一的缺点是频带宽度不够，频带一般只能满足6MHz～26.1MHz。
在这种情况下，可转动的、宽频段的对数周期天线的研究和应用具有重要的实用价值。
2 天线电气结构的设计
1. 天线需要满足的技术要求
天线采用对数周期形式, 天线所要达到的技术要求如下:
短波频段 (3.2MHz～26.1MHz) ;
天线驻波比在3.2MHz～4.5MHz内小于3.5，在4.5MHz～26.1MHz内小于2.5;
天线主向增益不小于8d B;
主向连续可调，能够通过软件进行远程控制，并且有效地防雷。
2. 天线的结构参数
根据上述要求, 我们选取了对数周期天线的结构参数:
设计因子τ:
间隔因子δ：
δ=dn/2In=1/4 (1-τ)ctgα;
振子间距dn:
dn=Rn-Rn-1=Rn (1-τ)=2δIn
振子臂长hn:
天线的轴向长度L;
偶极子数N;
天线轴线与偶极子末端连线的夹角α。
天线的馈电方式有两种：明线馈电，同轴电缆馈电。
定义振子尺寸的三个参数α、τ和δ之间的关系是：
如图1所示。通过确定的频段和增益要求，我们选定了τ=0.822，δ=0.115计算出了天线结构尺寸，如果严格按照传统天线的设计思路，采用半波对称振子型式，最低频率3.2MHz对应的波长为93.75m，半波长即为46.875m，天线长度大约为58m，即幅宽大致为60m长，50m宽。
3. 天线的感性加载方案
天线面的上述结构尺寸，对于转动结构的要求非常高，就目前的工艺手段来说，建造起来并非易事，需要相当大的资金和设备的投入，并且天线倾覆的危险程度很高。
因此我们考虑一种在低频段天线振子上感性加载的手段来减小天线的结构尺寸，并且保持天线的同等工作效果。
天线振子的长度尺寸是根据所需频率来确定的，每个振子长度都对应着一定频率，产生谐振，从而工作于此频带。而振子与频率相对应，反应于振子在该频率的特性阻抗。电感线圈也具有频率特性，具有对应频率的特性阻抗。
采用感性加载，即利用改变线圈的特性阻抗从而改变天线振子的特性阻抗，使之与相应的频率对应。由于现有技术中接收频率越低，波长越长，所需要振子长度越长，在振子上设置电感线圈后可以利用相同的振子物理长度，延长天线振子的电气长度，从而等效更大尺寸的天线振子，这样就减少了振子的物理长度和天线体的幅宽，因此减小了天线的物理尺寸;并且实现了短波全频段的接收功能;更因此减小了天线体的体积和重量，提高了天线系统的结构牢固性和稳定性。
天线经过模型试验确定了线圈的位置和数量等参数，如图2所示，我们在天线振子的最末段的三对振子上加载了电感线圈，振子的总长度与第四对振子保持一致。
感性加载后，天线的幅宽变为：26m×29m。
与没有进行感性加载的天线对比图如图3所示。
左侧天线幅宽为50mx60m, 右侧天线幅宽为26mx29m, 经过加载技术后, 天线的幅面基本缩小为未改造的天线的1/4, 天线的尺寸重量、受力面积、加工难度、占地面积等都大大地减小了, 但是天线所实现的功能并没有多大变化。
实体天线架设完成后，天线的驻波比测试指标满足设计要求的3.2 MHz～4.5MHz内小于3.5，在4.5MHz～26.1MHz内小于2.5，实测曲线如图4所示。
3 天线的系统构成
天线的电气结构确定后，结构专家根据各地的地质、风压等条件，计算并设计出天线桁架、振子选材、转台的大小、塔桅结构和基础。系统构成如图5所示。
1.电气结构部分
天线的馈电系统由平衡转换器，低损耗电缆和旋转关节组成如图6所示。
天线振子采用铝合金管件，根据频率不同，采用了不同的管径和长度，强度可靠，同时减轻了天线重量;振子拉线部分采用不锈钢材料及高频绝缘子，保证了天线拉线的耐腐蚀性及使用寿命。
塔桅由桅杆和桁架组成，桅杆采用的根开6m的四边形自立塔，桁架主体采用角钢辅助圆钢焊接而成;整个塔桅系统结构简洁，选材优质，机械强度高，安全稳定。
2.转动部分
组成：转动部分主要由底板、V形架基座、步进电机、减速机、转盘轴承、接近开关支架等组成。桁架及天线部分长29m、宽26m，重3.5吨，力矩、风阻很大，全部力量集中于V形支撑上。
传动：步进电机在计算机的控制下以一定的转速带动减速机转动，减速机输出轴上的齿轮与转盘轴承上的内齿轮啮合，经再次减速带动转盘轴承转动，同时安装在转盘轴承的内圈上的V形架基座也一同转动，如图7所示。
3.控制部分
控制部分包括：控制系统包括一台110BYG250系列二相步进电机、一个电气箱、一个信号转换器和一套控制软件。
控制系统的特点：采用PLC控制，性能稳定;天线正反转位置精度误差不大于1度;天线转动一周时间为4分48秒。(70.5转/分);工作环境温度:-10℃到+50℃;通讯接口：自带防浪涌保护的工业级光隔离接口转换器;供电保护：自带菲尼克斯防雷击浪涌保护;通讯距离:最大可达1200m;保护等级：RS232C接口每线600W雷击浪涌保护，RS485接口每线1000W雷击浪涌保护。
系统转动控制软件：操作界面人性化，如图8所示，天线的方位图形可以在操作界面上实时;软件具有手动调节、定时调节、快速定位、方位自检等功能，与网络连接后，可以进行远程控制，设定方位角、时间等参数后，天线可以自动转动。
另外，整副天线的防雷系统设计相当精细，采用三级防雷措施，天线振子直流接地、馈线外皮接地及馈线加装通过式避雷器;电源线加装有防浪涌保护装置;控制线前端有壁雷装置，以上措施可以有效防止雷电损伤，安全性能非常高。
4 天线的应用
该短波宽频段转动接收天线的频带为3.2MHz～26.1MHz，完成了对全部短波频段的覆盖;感性加载技术，扩展了天线的带宽，减小了天线的体积，使得占地面积和工程造价大幅减少;针对具体的施工地区的风压和地质条件，经过严格的理论计算的自立塔结构，具有较强的抗风能力和很高的安全性，如图9所示。
以上的诸多优点使得该天线很快在广播电视监测领域广泛应用，先后有十余副天线在各地实施，取得了良好的接收效果。
参考文献
[1]康行健.天线原理与设计[M].北京:国防工业出版社.1995.11.
多天线接收 篇7
多输入多输出(MIMO)系统因为提供空间复用增益,使系统的通信速率得到了极大的提高。然而MIMO系统的实现需要与天线数相同的射频链路,导致系统的实现复杂度和成本比普通的通信系统要大的多。天线选择是一种降低MIMO系统实现复杂度及成本的折衷方案,通过在发射端和接收端装配大量的天线,使用射频切换电路将有限的射频链路分配给最优的天线子集组合,在只增加天线和射频切换电路等廉价硬件的条件下,同样能够使MIMO系统的性能得到显著的提高。
为了选择适当的天线子集,近年来MIMO系统中的天线选择算法在大量的文献中被深入研究。最优的天线子集选择算法为穷举法。该算法计算所有可能的天线子集组合,从中选择出能够使系统性能最优的天线子集。虽然穷举法能够取得最好的系统性能,但是由于该算法计算复杂度过大,难以实时实现。为此一系列用于简化计算复杂度的天线选择算法被提出。针对发射端或接收端的天线选择,最简单的算法为基于模值的天线选择(NBS)算法,该算法选择信道幅值最大的天线子集进行通信。虽然NBS算法计算复杂度较小,但是与最优算法相比该算法的信道容量损失很大。通过对信道容量公式的分析,计算复杂度稍大,但性能接近最优的低计算复杂度接收天线选择(RAS)算法。当发射端与接收端同时结合天线选择后,系统性的改善更加显著。为最大化信道容量,通过对NBS算法及RAS算法的扩展,可以得到发射端与接收端都结合天线选择时的低计算复杂度算法,其思路为:先在假定所有接收天线均被使用的基础上对发射端进行天线选择,然后再对接收进行天线选择,本文中称这些算法为迭代NBS(INBS)算法及迭代RAS(IAS)算法。与只有发射端或接收端结合天线选择的系统相比,结合了INBS或IAS算法的同时发射与接收天线选择系统的性能得到了很大提高,但与最优的系统性能仍然有一定的差距。为能够最优化系统性能且实现复杂度低,通过对信道容量公式的推导或系统误码率分析,本文对单独的接收端天线选择及联合收发端同时天线选择算法的快速实现进行了系统分析研究,通过几何分析、凸优化计算及公式推导等多种不同方法得到了简化的快速天线子集选择算法。
2 基于信道容量分析的快速接收天线选择算法实现
本部分主要对接收端或者发射端中有一端结合天线选择的MIMO系统的快速天线选择算法进行研究,其中主要对基于向量空间分析、信道容量公式分析及凸优化实现的快速天线选择算法进行了实现。
2.1 系统模型
对接收端结合天线选择技术的MIMO系统模型描述如上,当发射端进行天线选择时,
系统的射频切换电路将安置在发射天线端,且此时的天线选择由选择信道矩阵中的行变为选择列。在该接收天线选MIMO空间复用系统中,发射端装配有Nt条发送天线,接收端装配有Nt条接收天线,nt个射频链路,其中Nt≥nt≥Nt。信道为加性高斯白噪声准静态瑞利平衰落,发射端不知道信道状态,而接收端通过信道估计能够及时更新信道信息,该系统的输入输出关系可以表示为:
其中nr×1维向量r(t)表示接收信号,Nt×1维向量x(t)表示发送信号,w(t)是均值为零能量为单位值的加性高斯噪声,ρ表示接收端的平均信噪比。为H[h1T h2T...hTNr]TCNr NtNt×Nt维信道矩阵,其中第个i个接收天线对应信道矩阵中的第i行表示为hi。(-)T表示矩阵的转置。△是接收天线选择的Nt×Nt维对角矩阵,,其对角元素定义为:
且
天线选择的目的为选择出天线子集使对应的信道Hs=△H,使系统性且能最优。
3 几何快速天线选择算法结论
这一部分我们对接收天线选择使用空间向量的思想进行分析,首先对添加一条接收天线后的信道容量进行分析,通过分析,新的基于正交分量衡量标准的天线选择算法被提出。
为了保持低实现复杂度,该选择算法采用递增法。开始时已选天线子集为空集,每一步添加一条接收天线到接受天线子集。假定第m步后所选择接收天线子集对应的信道矩阵为Hm,此时信道容量为
设第(m+l)步选择的天线对应的子信道为hm+1,此时对应的信道矩阵为Hm+1,因此
此时对应于Hm+1的信道容量为
我们的目标是每一步都能够选择出最优的接收天线对应的hm+1,使信道容量增量为最大。显然最优的hm+1,应该满足两个限制:信道幅值较大且与己选天线对应的信道相关性小。
为了能够找到满足上述两个限制条件的判别标准,我们使用普通的线性代数定理。
定理:定义任意三个行向量h1、h2、h3,其中h1可以被分解为两部分:平行于h2的分量及垂直于h2的分量,我们以h1ph2及h1⊥h2分别标记这两个分量,显然,hl=h1ph2+h1⊥h2。如果向量hl与h2之间的相关性非常小,分量h1⊥h2的模值将非常小同时的模值将非常大,也就是h1近乎垂直于h2。相似的,当h3与h1及h2间的相关性同时非常小时,h3将趋于同时正交于hl及h2。如果定义h3与hl及h2的正交分量为h3⊥h2与h3⊥h2,则显然两个分量的和的模值将非常大,其示意图见图2.1
这一思想可以被扩展到多个向量的情况。基于以上的思想可知,当一向量模值较大且与其它向量相关性较小时,它相对于其它向量的各正交分量的和的模值也较大。因此,我们提出了一种基于信道行向量的正交分量和的接收天线选择算法:
1)定义信道向量hk为信道矩阵H中的第k行,其中k是集合S={1,2......NR}中的某个元素。令集合K为空集。
2)选取H中模值最大的行hk(1),将k(l)从S集合中去除,添加到集合K中。=
3)在该算法的其它步中,取集合S所对应的每一行hj(j∈S),计算它相对于集合K对应于的每一行的正交分量的和
其中
4 基于最大化信道容量公式的快速天线选择算法
为最大化信道容量,这一部分也采用递增的天线选择算法,每次选择能够使信道容量增加最大的天线,并将该天线对应的子信道,即信道矩阵H中未被选出的某行添加到矩阵H中。当己选择n条接收天线时,信道矩阵记为Hn。假定选择第n+l条天线时,从信道矩阵H中所选的第i条接收天线对应的信道为hi,此时信道矩阵表示为Hn+1
添加接受天线i后,通信系统的信道容量为
经过简化后,(4.2)式可以表示为
所选天线带来的信道容量增量为
因此在第n+1步时我们希望选择的接收天线对应的信道向量hs:满足
此时天线选择的计算复杂度主要集中在(4.4)式中矩阵求
逆,求逆过程可由下式计算:
由此将矩阵求逆计算转变为了矩阵间的乘法计算,简化了计算复杂度。其中向量Bs和Cs:对应于信道矩阵H中未被选择的行,且可由下式进行计算
由于向量Bs和Cs可以由(4.8)式计算,该算法的计算复杂度降o{max(NTNRnr,NT2nr)},其算法实现过程描述如下:
5 仿真结果
通过仿真实验验证提出的几何快速天线选择算法(GBAS)及1基于最大化信道容量公式的快速天线选择算法(CBAS)算法的性能,我们同时给出了最优选择算法、NBS算法及随机选择算法的性能曲线。仿真中假设信道为准静态平瑞利衰落信道。
图3给出的是不同选择天线数目nR下的信道容量性能曲线,NT=3,NR=8,SNR=20d B。可以看出,当nR≠3时,新提出的GBAS算法与CBAS,都取得了近乎最优的中断容量,但是当nR=3时GBAS算法引起一定的系统性能损失,但是与NBs算法相比,损失较小,而且无论n R取何值时,GBAS及CBAS算法均优于NBS和随机选择算法。
图4给出了不同信躁比(SNR)下的系统信道容量性能比较,NT=3,NR=8,nR=NT。可以看出,随SNR的增大,CBAS算法的信道容量与系统最优几乎重合,GBAS算法的系统性能由图3可知此时损失最大,但随着SNR的增加,虽然损失也在增大,但与NBS算法及随机选择算法相比仍与最优十分接近。
图5描述的是NT=3,NR=8,nR=NT,SNR=20d B下的累积分布函数与系统容量的关系。可以看到,当n R=N=3时,随着中断率的减小,NBS算法及GBAS算法的系统性能都有一定的损失,但新提出的GBAS算法的系统性能损失要小于NBS算法,与最优算法的系统性能非常接近。CBAS算法的系统性能与系统最优几乎重合。但是新算法与基于模值和不相关性的算法容量都接近最优选择,同时远好于基于模值的算法和随机选择算法的性能。
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