多频段天线论文

多频段天线论文（共7篇）

多频段天线论文 篇1

1汽车天线的发展过程及多频段集成天线的设计需求

1.1汽车天线应用概述

自1921年第一个汽车通讯天线在美国底特律的警车上应用后,经过将近100年的发展,汽车无线通讯的功能和频段已经被不断的扩大。汽车与通讯是21世纪全球发展最快、效益最显著的两大支柱产业。近年来,新型汽车中都已装配了多功能多频段的无线通信系统,包括调频调幅收音机(AM/FM),卫星数字音频广播,全球定位系统(GPS/GLONASS/ GALILEO/ 北斗), 车载电话(2G/3G/LTE),数字音频广播(DAB), 无钥匙进入,远程启动,胎压检测,自动收费,无人驾驶,电视接收,蓝牙,WIFI, 车对车通讯,车对地通信等等。 由于多频段通讯在汽车中应用,就出现了多频段小型化车载天线的设计需求。

我的设计内容是针对中国市场应用的AM,FM和车载电话(2G/3G)集成天线。

车载调频收音机(FM)的工作频率为87.5-108MHz( 中国),调幅收音机(AM) 的工作频率是530-1700KHz( 中国)。车载电话的工作频率是824-960MHz, 1710- 2170MHz。传统AM/FM/ 车载电话天线主要采用两种方式,杆式天线和玻璃印刷天线。

车载电话的功能是,收发信机通过和汽车总线以及GPS定位系统的连接,可以对车辆进行全程跟踪,远程控制(打开关闭引擎,远程检测),紧急救援(车辆发生事故时,自动紧急呼叫急救中心)等。车载电话功能目前在中国处于起步阶段。

1.2车载天线的主要电性能参数

要研究天线的性能,首先要了解天线的电性能参数。以下为关于车载天线电性能参数的介绍。

1.2.1增益

增益是指在输入功率相等的条件下, 实际天线与理想的辐射单元在空间同一点处所产生的信号的功率密度之比。它定量地描述一个天线把输入功率集中辐射的程度,用G表示。

1.2.2极化

天线的极化是指在最大辐射方向上电场矢量随时间的变化方向。当电场强度变化方向垂直于地面时,此电波称垂直极化波;当电场强度变化方向平行于地面时,此电波称水平极化波。根据电场矢量的端点轨迹形状,电磁波的极化分为三种:线极化,圆极化和椭圆极化。

车载AM/FM/ 电话天线的主极化为垂直极化。

1.2.3方向性系数

方向性系数描述了天线方向性的强弱,定义天线的远区辐射方向上某点的功率密度与辐射功率相同的无方向性天线在同一点的功率密度之比,为天线的方向性系数D。

积分区域为从0度到360度,θ 从0到180度。

1.2.4电压驻波比(VSWR)

在不匹配的情况下, 馈线上同时存在入射波和反射波。在入射波和反射波相位相同的地方,电压振幅相加为最大电压振幅Vmax ,形成波腹;而在入射波和反射波相位相反的地方电压振幅相减为最小电压振幅Vmin ,形成波节。其它各点的振幅值则介于波腹与波节之间。这种合成波称为行驻波。波腹电压与波节电压幅度之比称为驻波系数,也叫电压驻波比,记为VSWR。

1.2.5带宽

天线带宽是指满足天线所有电性能指标的工作频带宽度,用BW表示。

BW=•100%, Fh是指上限频率,Fl是指下限频率,Fc是指中心频率。

1.3传统AM/FM/ 车载电话天线的设计方案和存在的问题

1.3.1传统杆式天线

传统的车载AM/FM/ 电话天线的实现方式是杆式天线,已经被使用了有50多年,杆式天线通常被安装在车顶。缺点是在汽车高速行驶的时候,由于杆式天线比较长,为了外观的考虑直径不能做的很粗,方向图容易受到风噪的影响,造成天线的360度方向图非常的不规则,在某些方向有明显的凹陷。在洗车等应用环境下容易断裂。

图2为传统杆式天线的外部结构。图3为传统杆式天线的FM频段有源增益。

1.3.2传统玻璃印刷天线

近年来,AM/FM玻璃印刷天线开始流行起来,安装位置可以是汽车的前挡风玻璃,后侧窗玻璃,后挡风玻璃。有无源的,也有有源的(天线后端连接低噪声放大器)。前挡风玻璃天线的缺点是容易受到其他电子装置的干扰,在汽车的前部安装了很多电子装置,比如引擎,空调,雨刮,喷水装置等,这些电子装置的辐射骚扰会造成前挡风玻璃天线在汽车动态运行中,增益,底噪等性能受到严重干扰。后挡风玻璃天线,通常是印刷在后挡风玻璃除雾加热丝的上方,除雾加热丝通电后会干扰上方的AM/FM天线,所以需要在除雾加热丝的正极和负极加入AM和FM陷波器,这样就会增加整个系统的成本。

玻璃印刷天线有一个共同的缺点,就是天线增益具有很强的方向性,因为玻璃天线在某些角度会被车身金属结构遮挡, 比如立柱。在FM波段,单个前挡风玻璃或者后挡风玻璃天线的 γ 值会超过25dB, 单个后侧玻璃天线的r值会超过15dB.

解决玻璃天线方向性问题的方法是采用空间分集技术,用2个或2个以上天线来补偿单个天线增益凹陷的角度,来对抗多径衰落。比如,可以在汽车的2个后侧玻璃上各印刷一个天线,或者在汽车后挡风玻璃的左上角和右上角各印刷一个天线,分集设计要求2个或2个以上天线之间有很好的隔离度,减少关联性,当2个天线之间的距离大于1/2波长时,关联性降到接近于0,可以达到最佳的对抗多径衰落的效果。使用空间分集技术的劣势是整个系统的成本会上升。

传统的AM/FM玻璃天线方案如图4。 传统的车载电话天线如图5。两个天线是分开的。

图6为后车玻璃天线的FM频带内有源增益平均值。

图4.AM/FM 玻璃天线(印刷在后车玻璃上)

图3. 杆式天线的 FM 有源增益(整个频带内平均值,装在整车车顶)0 度仰角,垂直极化

图5. 车载电话天线(安装在车顶),长宽高 70*38*50 毫米

2新型鲨鱼鳍式AM/FM/ 电话多频段集成天线的设计

这个新型天线的设计通过以下方法实现小型化,AM/FM频段天线的物理尺寸远小于波长所以需要加入低噪声放大器,电话频段天线物理尺寸接近1/6波长所以不需要放大器。

2.1.1采用多个谐振枝,产生多个电流路径用于不同的频段,将AM/FM/ 电话频段集成在一个天线内。

图7为AM/FM/ 车载电话天线的内部结构,图7为AM/FM/ 车载电话集成天线在FM整个频带内的平均有源增益。图9为AM/FM/ 车载电话集成天线在GSM整个频带内的平均有源增益。

2.1.2利用顶部金属片加载,降低谐振频率

2.1.3提高天线的辐射电阻,降低天线的损耗电阻

采用高电导率的金属材料作为天线的辐射体,采用低损耗的介质材料作为天线的载体,来降低天线的损耗电阻,同时满足带宽要求。

2.1.4在AM/FM频段采用低噪声放大器,提高整体天线增益和SNR( 信噪比)

GΣ ≈ Ga•Gamp, GΣ 是天线系统整体增益,Ga是天线增益,Gamp是低噪声放大器增益。

电小天线 的极限增 益为由于新型集成天线的物理尺寸远小于波长,所以天线的无源增益比较小,需要加入低噪声放大器来提高天线整体增益。

信噪比SNR是整个接收机系统最重要的性能参数,低噪声放大器的输入端, 要使用史密斯圆图工具进行最佳噪声匹配和增益匹配。低噪声放大器有2种匹配技术,一种是增益最大,一种是噪声最低。

2.1.5利用功分器将天线收到的信号分为两路,一路输出到AM/FM低噪声发大器输入端,另外一路连接车载电话收发信机。这样可以将传统AM/FM天线和车载电话天线,两个天线合为一个天线,减小天线的物理尺寸。

使用L,C分离元件设计的AM/FM/ 电话频段分路器,可以达到插入损耗小于1dB, 隔离度由于15dB的效果。

3总结

新型AM/FM/ 电话天线实现了小型化、高性能化、多功能化、简易化以及低成本化,并解决了传统杆式天线易折断和易受风噪干扰和传统玻璃印刷玻璃天线易受电磁干扰的问题,将会在新一代车载AM/FM/ 电话集成系统中得到广泛应用。

图6 后车玻璃 FM 天线有源增益(整个频带内平均值)0 度仰角,垂直极化

图7. AM/FM/ 车载电话集成天线,内部结构,长宽高(90*40*55 毫米)

图8 AM/FM/ 车载电话集成天线 FM 有源增益(整个频带内平均值),装在整车车顶上0 度仰角,垂直极化

图9 AM/FM/ 车载电话集成天线的 GSM 频带内平均增益0 度仰角,垂直极化

一种X频段微带天线设计 篇2

无线电工程系统都是利用无线电波进行工作,无线电波的发射与接收依靠天线来完成,天线是无线电波的出口与入口。集成电路的发展使无线电设备的体积大大缩小,相比之下,天线作为设备整体的一部分,在外形上并无多大改变,显得尤为笨重。微带天线一经出现,即以其重量轻、体积小、成本低、平面结构、可以和集成电路兼容等优点,成为天线家族中充满生命力的一个分支。矩形微带天线是微带天线中一种常见的形式,具有分析设计方便和实用等特点。

1 设计需求

根据需求,现设计工作频率为10.5 GHz、带宽为200 MHz、增益为20 dB的矩形微带天线。

根据微带天线理论,矩形微带贴片可看作宽a长b的一段微带传输线。如图1所示,矩形贴片尺寸为a×b,介质介电常数为ε,基片厚度为h,h<<λ0,λ0为自由空间波长。其始端a边处因为呈现开路,将形成电压波腹。一般取b≈λ/2,λ为微带线上工作波长,于是另一终端a边处也呈电压波腹,因此,2条a边的磁流是同相的,故其辐射场在贴片法线方向同相叠加,呈最大值,且随偏离此方向的角度的增大而减小,形成边射方向图。

沿每条b边的磁流都由反对称的2个部分构成,它们在H面上各处的辐射互相抵消;而2条b边的磁流又彼此呈反对称分布,因而在E面上各处,它们的场也都相互抵消。在其他平面上这些磁流的辐射不会完全抵消,但远弱于沿2条a边的辐射。由此,矩形微带天线的辐射主要由沿2条a边的缝隙产生。所以贴片可表示为相距λ/2、同相激励并向地板以上半空间辐射的2个缝隙。当考虑电场沿贴片宽度的变化时,微带天线可以用贴片周围的4个缝隙来表示。这样就可以用传输线模型来分析设计矩形微带天线。

根据传输线模型可以得到微带天线远场区的方向函数为:

式中,k0为自由空间波数,φ、θ为球坐标参数。

2 设计方案

一般说来,微带天线单元增益为6～8 dB,如果要实现实际需求的增益特性,仅靠一个单元是无能为力的,因此采用由单元组成的微带天线阵。在具体的布阵形式上采取微带线阵方式。

微带线阵的最简单排阵方式是直线阵,其馈电结构一般采用串馈或并馈。串馈线阵(Series Linear Array,SLA)的辐射单元沿一条传输线排列,此传输线可以是驻波(谐振式)馈源,也可以是行波(非谐振式)馈源。谐振式串馈线阵的阵元相距λg/2或λg(λg为线上波长),以保证对阵元同相馈电,波束指向边射方向。其终端短路或开路,沿线形成驻波分布,可用周期性加载的传输线来表示这种馈源,其频带较窄。在行波式串馈线阵中,从输入端向传输线馈电后,沿线每个阵元都耦合一部分功率,最后剩下的小部分功率被匹配负载吸收。为避免反射波同相叠加,其阵元间隔不是λg/2的倍数,此时波束不是指向边射方向,而是倾斜的。其阻抗频带宽,但主波束将随着频率偏移。在并馈线阵(Parallel Linear Array,PLA)中,每个阵元都独立馈电,通常都利用并合式(Corporated)功率分配网络。其典型形式是利用多个将一端分为2个的T型分支,依次分为2路,直到总分端数等于阵元数为止。由于从输入端至各单元都等长,全部单元同相,形成边射波束,且频带宽。此外还可以利用接受/发射模件直接对各阵元馈电,称为分布阵,是有源阵列。设计中采用4×4均匀并馈网络。

4×4并馈网络矩阵组阵时,将初步设计好的天线单元和T型匹配器按照事先确定的单元间距组合起来,然后利用全波分析软件进行模拟优化,根据其阻抗匹配特性和频率特性确定阻抗匹配器的结构、馈线网络的位置和合适的单元尺寸。如果方向图特性和增益特性不满足设计要求则可以重新调整单元间距,同时重新调整阻抗匹配器的结构和馈线网络的位置,以达到驻波和增益特性都能满足设计要求。

3 解决的问题

3.1 基片选取

设计微带天线首先是选择厚度适当的介质基片。薄金属敷层能使天线便于制造,易达到公差要求,而较厚的金属敷层则容易焊接。介电常数较低的基片可增强产生辐射的边缘场,且在一定程度上可以增加带宽。至于介质的厚度,实验表明,随h/λ的增加,带宽会增大,但同时天线的损耗会增加,效率降低,所以要综合考虑带宽和效率的指标,h一般取0.03λ～0.04λ。根据工作频率,可以算出λ=28.6 mm。实际设计选择聚四氟乙烯材料作为介质敷铜板,其介电常数为2.22,板厚h=0.73 mm。

3.2 单元尺寸确定

利用腔模法的工程公式可以设计天线单元的尺寸。对于介质基片厚度为h,天线工作频率为fr,有较高效率的矩形贴片辐射器,其实用尺寸为:

$a=\frac{\text{c}}{2f{}_r}\left(\frac{\text{ε}{}_{\text{r}}+1}{2}\right){}^{-1/2}‚b=\frac{\text{c}}{2f{}_r\sqrt{\text{ε}{}_{\text{e}}}}-2\text{Δ}l$。 (3)

式中,c为光速;εr为介质介电常数;εe为等效介电常数;Δl为线伸长。

当选用小于式(3)的宽度时,辐射器的效率较低;而选用大于式(3)的宽度时,辐射器的效率虽然提高,但同时会产生高次模,从而引起场的畸变。

在实际设计中,综合考虑天线性能优化,a取11.54 mm,b取8.47 mm。单元的增益为7.46 dB。

3.3 互耦效应

天线布阵设计主要内容包含单元排列设计和馈电网络设计。在组阵时,各单元之间存在互耦效应,它的存在将导致单元在阵中的方向图与孤立元的方向图不同以及阵中单元的输入阻抗与孤立元的输入阻抗不同。所以互耦效应将直接影响天线阵的性能,而互耦效应的强弱取决于单元间距的大小。工程中一般认为最佳的单元间距是0.8λ。

3.4 匹配问题

在天线单元布阵之前,首先要考虑的是单元与馈线连接点的匹配问题。良好的特性匹配可以增加天线带宽,改善S参数,因此对天线性能有着很大的影响。设计中采取在单元贴片的辐射边开小槽的方法来调整单元贴片与馈线之间的匹配特性。通过人工干预法,不断调整小槽的长度和宽度,一直达到良好匹配的目的。辐射边小槽为长1 mm,宽1.1 mm的矩形,其输入端口反射系数S11参数的仿真结果如图2所示,在工作频率10.5 GHz处,S11=-48.49 dB。可以看出,单元与馈线间的匹配已达到比较理想的效果。

馈电网络的设计主要任务是保证各阵元所要求的激励振幅和相位,以便形成所要求的方向图,要求阻抗匹配、损耗小、频带宽和结构简单。此天线阵为保证达到各单元同幅同相的要求,设计的单元间馈线等长。当馈线等长时,波束指向与频率无关,所以频带宽度主要取决于阻抗匹配的频带。为此,使馈线与贴片单元间T型接头连接,做到良好匹配。按传输线理论,T型并接的2段特性阻抗为Z1的馈线,要匹配到特性阻抗为Z2的贴片,则中间的阻抗匹配器长度应为工作波长的四分之一,特性阻抗为${\rm Z}{}_0=\sqrt{{\rm Z}{}_1\times {\rm Z}{}_2}$。

从上述可见,匹配的好与坏直接关系到天线的增益与端口的S参数。设计中所采用的T型分支与单元之间的四分之一波长变换器宽度为0.92mm、长度为5.52mm,得到的仿真结果为S33=-37.6dB,S13=-3.6dB,可以看出T型分支设计尽可能地减小了传输损耗,也达到了良好的匹配效果。

4 仿真结果分析

采用CST软件对4×4矩阵微带天线设计进行仿真,仿真得到的回波损耗曲线如图3所示。从图中可以看出,天线的谐振频率为10.5 GHz(该频点回波损耗最小,仿真值为-18.2 dB);-10 dB带宽230 MHz(10.38～10.61 GHz)。

仿真得到的天线方向图如图4所示。从图4中可以看出,4×4矩阵微带天线主瓣方向为0.0°,增益为19.6 dB,比设计需求略低,这是由于用CST软件仿真建模时,加入了1 dB的天线罩损耗,而实际测得的天线罩损耗为0.5 dB,因此,4×4矩阵微带天线实际增益为20.6 dB,与天线罩的综合增益为20.1 dB。

5 结束语

传输线模型可以得出大多数微带辐射器工程应用的结果,并且需要的计算量不大,采用传输线模型方法分析设计4×4矩形微带天线,无论从软件仿真结果,还是工程实际测试结果,都达到了令人满意的效果。其特点是体积小、重量轻、成本低,在有限的体积下可达到20 dB的增益,可作为近程通信和测量天线使用。另外,良好的组阵匹配设计也为下一步更大规模、更高增益的矩形微带天线设计提供了参考依据。

摘要：随着大规模集成电路的发展,电子设备的结构越来越微型化,对天线的结构要求也越来越高。针对某工程对微带天线的实际需求,介绍了矩形微带天线的设计理论依据,提出了设计方案。采用传输线模型设计方法,对X频段的4×4天线阵列进行了具体设计,重点阐述了微带天线设计的相关问题,并提出了解决办法。采用CST软件给出了该种天线的辐射方向图,分析结果满足工程实际需求。

关键词：微带天线,传输线模型,矩形,X频段

参考文献

[1]杨儒贵,刘运林.电磁场与波简明教程[M].成都:科学出版社,2005.

[2]马小玲,丁丁.宽频带微带天线技术及应用[M].北京:人民邮电出版社,2006.

[3]张祖稷,金林,束咸荣.雷达天线技术[M].北京:电子工业出版社,2005.

[4]I.J.鲍尔,P.布哈蒂亚.微带天线[M].北京:电子工业出版社,1900.

[5]江超,杨雪霞,白巧玲.用缺陷地结构抑制圆极化微带天线的谐波[J].无线电通信技术,2010,36(3):24-27.

多频段天线论文 篇3

微带天线具有很多独特的优势。它重量轻、体积小、采用电路印刷技术很容易制造。随着个人通信和移动通信需求的增加, 使得高性能的圆极化微带天线应用范围更加广泛, 如雷达、卫星通信、移动通信及导航系统[1]。但是微带天线的固有缺点是频带比较窄, 通常为1%～5%, 成为限制这类天线广泛应用的主要因素。所以如何兼顾圆极化和带宽成为微带天线的研究热点。圆极化微带天线可以通过激励两个幅度相等相位相差90°的正交模式获得。实现圆极化的方式主要有单馈法、双馈法和多元法等[2]。本文选择结构简单的单馈法沿双槽孔方形贴片对角线馈电获得圆极化。这种馈电方式产生的两个正交模式, 使谐振频率产生分离。对于工作频率而言, 一个模式的等效阻抗相角超前45°, 而另一个模式等效阻抗相角滞后45°, 这样就形成了圆极化辐射。这种方法无须外加移相网络和功率分配器, 容易制作。近年来, 通过U型槽和L型探针馈电来增加单层微带天线的带宽的方法很普遍, 但是这两种方法都侧重于对线极化天线的研究[3,4,5]。本文将文献[6]中的H型贴片进行改进作为辐射单元获得圆极化辐射, 并通过同轴探针顶部附加小的平面电容片对微带天线馈电以补偿探针引起的电感, 增加带宽的同时获得良好的圆极化辐射特性。

2 天线模型设计

2.1 设计步骤

(1) 选定模型:根据工程需要, 本文选择有两个槽孔的正方形贴片作为辐射单元, 沿贴片对角线馈电获得圆极化辐射。天线结构如图 1和图 2所示。

(2) 初步确定辐射贴片的尺寸:根据经验公式估算正方形贴片的边长

$L=\frac{c}{2f{}_0}\sqrt{\frac{2}{\epsilon {}_r+1}}(1)$

式中c为光速, f0为天线的谐振频率, εr为介质基板的相对介电常数。当f0=12GHz, εr=2.2时, 正方形边长L=9.8mm。

(3) 槽孔尺寸的确定

槽孔尺寸由下式确定:

$|\Delta s/s|Q{}_0=1(2)$

式中Δs=Δs1+Δs2, Δs1=Δs2=L1×W1 (L1、W1分别为槽孔的长和宽) , s=L×L, Q0=1/tanδ, tanδ为介质损耗角正切。

(4) 通过仿真软件反复计算, 优化天线尺寸

经过优化, 天线的具体参数为:正方形贴片边长L=7.025mm, 槽长L1=1.6mm, 槽宽W1=0.6mm。介质基板厚度h=1mm, 相对介电常数εr=2.2。馈电点位于贴片对角线x=y=2.45mm处。采用50Ω的同轴线馈电, 且探针顶部附有电容片, 电容片直径1mm。

3 仿真分析

3.1 基本参数分析

通过运行仿真程序, 得到天线单元的回波损耗特性曲线、阻抗圆图、电压驻波比、2D方向图、轴比及3D辐射方向图的仿真结果, 如图3～8所示。

由图 3可以看出, 天线在谐振频率12GHz处, 回波损耗值为-42dB, S11=-10dB时, 带宽为1.42GHz, 匹配良好。简并模分离情况由图 4阻抗圆图可以看出, 阻抗曲线在原点附近出现凹陷, 说明实现了圆极化波的辐射。

由图 5电压驻波比仿真曲线可以看出, 该天线具有很好的VSWR带宽。在11.02GHz～12.43GHz频段内, VSWR<2, VSWR最小点在f=11.7GHz处, 此时VSWR=1.2。图 6为天线极坐标系下的2D方向图, 可以看出该天线具有较好的单向辐射特性。

由图 7轴比曲线可以看出, 该天线具有较好的轴比特性, 轴比小于3dB时, 天线的工作频率为11.64GHz-12.36GHz, 即3dB轴比带宽为6%。图 8为任意时刻该天线的3D辐射方向图, 其辐射场强最大值为5.684V/m, 具有较高的增益。

3.2 槽孔尺寸对天线性能影响分析

由图 9可见, 当槽孔的宽度W1不变时, 随着槽孔长度L1的增大, 回波损耗曲线的形状发生显著变化, 回波损耗曲线的系数深度先增大后减小, 在L1=1.6mm时取得最大值;谐振频率呈现降低的趋势, 当L1=2.1mm时, 在S11=-15dB以下出现两个谐振点。

由图 10可以看出, 当槽孔的长度L1不变时, 随着槽孔宽度W1的增大, 回波损耗特性曲线形状变化不显著, 回波损耗曲线的系数深度也是先增大后减小, 在W1=0.6时取得最大值;而谐振频率呈现增大的趋势, 在S11=-15dB以下只有一个谐振点。

综上所述, 我们可以看出, 改变槽孔的长度和宽度对回波损耗特性和谐振频率均有一定影响。随着槽孔长度的增加或宽度的减小, 天线谐振频率都有所下降。槽孔的宽度影响回波损耗曲线的系数深度, 长度主要影响回波损耗曲线的形状和谐振频率特性, 进而影响简并模分离的情况。

4 结束语

通过仿真结果可以看出, 采用同轴探针顶部附加电容片对双槽孔方形贴片沿对角线馈电, 不仅实现了圆极化辐射, 而且同时获得较好的带宽特性。并且很容易通过调节凹槽的尺寸对天线的回波损耗特性及谐振频率进行微调。这种天线结构简单易于加工和制作, 可作为大型微带天线阵的单元天线。

参考文献

[1]Girish Kumar, K.P.Ray.Broadband Microstrip antennas[M].Artech House Boston London 2003.

[2]薛睿峰, 钟顺时.微带天线圆极化技术概述与进展[J].电波科学学报, 2002, 17 (2) :331-336.

[3]S.L.S.Yang, K.F.Lee, and A.A.Kishk.Designand study of wideband single feed circularly polarized mi-crostrip antennas[J].Progress In Electromagnetic Re-search, PIER 80, 45-61, 2008.

[4]Weigand.S, G.H.Huff, K.H.Pan, and J.T.Bern-hard.Analysis and design of broad-band single-layerrectangular U slot microstrip patch antenna[J].IEEETrans.Antennas Propagat, 51 (3) :458-466, 2003.

[5]A Kishk, Kai Fong Lee, Mok W C, et al.A widebandsmall size microstrip antenna proximately coupled to ahook shape probe[J].IEEE Transactions on AntennaPropagation, 52 (1) :59-65, 2004.

多频段天线论文 篇4

近来,数字电视(DTV)系统变得非常有吸引力,可以应用于无线移动通信设备如笔记本电脑,移动电话和交通工具等。对于这些应用,需要开发一些新型的DTV接收天线,不仅提供一个宽的可应用带宽包括整个DTV频段(470—862)MHz而且小型的天线。现在,很多具有宽带特性的单极子天线设计用在DTV频段[1,2,3]。传统的单根导体单极子天线只有很窄的带宽,加宽单极子天线的一种典型方法就是在单极子周围加载套筒,这种天线叫做套筒单极子天线。现介绍一种宽带应用的微带线反馈平面套筒单极子天线,关于使用微带线馈电的套筒单极子天线[4,5]的介绍文献不多,关于地板尺寸对它们阻抗特性的可用信息也很少。

现介绍的微带线馈电套筒单极子天线,是基于单极粗振子展宽带宽理论,采用一种分段加宽辐射单极子的方法来展宽平面套筒单极子天线的阻抗带宽,并利用Ansoft HFSS软件对其电压驻波和辐射特性以及天线的一些参数进行了分析。该天线获得的阻抗带宽(440—866)MHz覆盖了整个DTV(470—862)MHz频段,并且在整个工作频段内具有稳定的方向图,并满足全向需求,可以设计应用于数字电视系统。

1天线设计

图1给出了微带馈电套筒单极子天线的结构图。天线印刷在介质参数为4.4厚度为1.6 mm的介质基片上,使用50Ω的微带线对天线进行馈电。单极子总长度为155 mm,分为两部分,其中一段宽度为2 mm,上面加宽的一段宽度为3 mm。单极子的中心与微带线连接。两个相同尺寸L×2 mm2的套筒对称地放在单极子的两侧,并且通过短路探针与印刷在反面的接地板进行短路连接。单极子与套筒之间的距离用S表示。地板的长定为H,宽度为48 mm。

采用这种平面结构的微带馈电套筒单极子天线,易于工程中的设计和制作,而且容易与载体共形安装。单极子加宽的结构可以使天线的相对带宽达到65%(VSWR≤2),比文献[4](单极子没有分段加宽,相对带宽为46.8%(VSWR≤2))中天线的带宽要宽。下面对影响天线阻抗带宽的几个主要参数进行仿真分析。

2仿真结果与分析

2.1 L对阻抗特性的影响

首先研究套筒振子的长度L对天线阻抗特性的影响。图2给出了H=80 mm,S=9.5 mm时电压驻波比VSWR随L的变化曲线。从图中可以看出,随着L的增大,第二个谐振点明显左移,L=70 mm时带宽不满足DTV频带要求,而L=60 mm时中间部分频段VSWR>2,故最终选择L=65 mm为天线优化结果。

2.2 H对阻抗特性的影响

图3给出了L=65 mm,S=9.5 mm时VSWR随接地板的长度H的变化曲线。从图中可以看出,随着H的增加,第二个谐振点发生右移。H=80 mm时天线频带宽度包含的频率不满足DTV频段的要求,而H=90 mm使部分频率处VSWR>2,故最终选择H=85 mm。

2.3 S对阻抗特性的影响

图4给出了长短振子之间间距S的变化对天线特性的影响。由于所讨论的天线是由三个单极子组成的,所以单极子之间的耦合必然是影响天线的一个重要因素。当天线之间的耦合合适时,天线在较宽的频带范围内都能有较好的阻抗特性,可以实现宽带化;当天线的耦合过小时,天线的短振子不能得到足够的能量辐射;当天线的耦合过大时,天线单极子间互相影响过大,也会影响天线的带宽。综合DTV带宽和反射特性的要求,最终选择S=9.5 mm为天线优化结果。

2.4天线仿真实例

通过Ansoft HFSS软件的仿真分析和尺寸优化,设计了一个天线模型。该天线印刷在厚度为1.6 mm,介电常数为4.4的48×240 mm2介质基板上,其尺寸为L=65 mm,H=85 mm,S=9.5 mm,单极子加宽部分的长度为70 mm,宽度为3 mm,非加宽部分和套筒单极子的宽度均为2 mm。

图5给出了该天线的电压驻波比仿真曲线,从图中看出其频带宽度(440—866)MHz包括整个DTV频段(470—862)MHz,相对带宽达65%(VSWR≤2)。图6给出了该天线在500 MHz、600MHz和700 MHz的E面方向图和H面方向图。从图6(a)看出天线的E面方向图为“∞”型,从图6(b)看出天线的H面方向图为全向辐射。该天线在整个工作频段具有稳定的辐射特性,并且可以获得很好的全向辐射,有利于实际应用。

3总结

提出了一种改进型微带反馈平面套筒单极子天线的设计。并研究了接地板尺寸、套筒单极子长度以及长短阵子之间的间距等参数对电压驻波比(VSWR)的影响,并给出了相应的变化曲线,可供工程设计参考。设计了一个天线仿真实例,并进行数尺寸优化,结果表明其相对带宽可达65%(VSWR≤2),频带(440—866)MHz包括整个DTV频段(470—862)MHz,且在整个工作频段内具有稳定的辐射特性和全向辐射方向图,可以应用于数字电视系统。

摘要：针对微带线馈电套筒单极子天线,采用一种分段加宽辐射单极子的方法来展宽平面套筒单极子天线的阻抗带宽。该天线印刷在薄介质基片上,便于制作并与印刷电路共形。通过AnsoftHFSS软件对其辐射特性以及天线的一些参数进行了分析。设计了一个天线仿真实例,并进行尺寸优化,结果表明该天线获得的阻抗带宽(440—866)MHz覆盖了整个DTV((470—862)MHz)频段,并且在整个工作频段内具有稳定的方向图,并满足全向要求。

关键词：微带反馈,套筒单极子天线,数字电视系统

参考文献

[1] Boyle K R, Massey P J.Nine-band antenna system for mobile phones. Electron Lett, 2006;42:265—266

[2] Li W Y, Wong K L,Row J S. Broadband planar shorted monopole antenna for DTV signal reception in a portable media player. Microw Opt Technol Lett,2007;49:558—561

[3] Yu Y S, Jeon S G, Park H,et al.Internal low-profile metal-plate monopole antenna for DTV portable multimedia player applications. Microw Opt Technol Lett,2007;49:593—595

[4] Chen Horngdean,Tsao Yuhung.Microstrip-line-fed broadband sleeve monopole antenna.Antennas and Propagation Society International Symposium, AP-S2008.IEEE,2008:1—4

多频段天线论文 篇5

射频识别(Radio Frequency Identification,RFID)技术是近年来兴起的一种自动识别技术[1]。射频识别系统主要由读码系统和标签系统组成,通过无线射频信号传递信息,天线性能的好坏直接影响到整个系统的读写距离和识别率。RFID标签芯片阻抗一般具有电阻较小而容抗较大的特点,且每个芯片都有其特定阻抗,因此必须针对特定芯片设计与之匹配的标签天线。

目前,RFID没有全球统一的频率划分规范,在UHF频段,主要有欧洲的866～869 MHz及美国的902～928 MHz。 中国刚刚公布的频率标准为840～845 MHz和920～925 MHz两个频段。2005年9月,Cho,C[2]等提出一种双支弯折偶极子加双T形馈电网络的标签天线结构,带宽达到65 MHz(S11<-10 dB),实现了在867 MHz及915 MHz双频谐振,但是此天线结构复杂、阻抗匹配调整不便。H.Choo等提出另一种实现宽频的较简单的天线结构,即电磁耦合馈电结构[3,4,5],但是天线结构仍然较复杂,参数较多,阻抗调整不易。 Li Yang等[6]的文章中提出一种增益很高的双辐射边天线,但是全向性不好,标签使用范围受限制。

本文同样采用电磁耦合馈电结构,针对Philips公司的SL3S3001 FTT芯片[7]设计了一种结构简单,阻抗匹配方便,在867 MHz和915 MHz均出现频率谐振点,具有较强的实用价值的标签天线。设计时采用Zeland公司的IE3D软件进行仿真实验,介质板采用工业上最常用、价格又低廉的FR4敷铜板,其厚度为1.6 mm,敷铜厚0.03 mm,介电常数4.7。

2 标签天线设计

标签芯片的阻抗一般呈现大的容性电抗和小的电阻,这样高Q值的芯片阻抗,使得匹配天线的设计变得很困难,并且限制了天线的阻抗带宽。但是由于成本和制造的要求,标签天线必须直接与芯片匹配。

以前常用的各种变形偶极子标签天线为了实现同芯片的阻抗匹配,其谐振频率与匹配的频率之间存在差异,致使阻抗带宽呈窄带特性。文献[3]中提出的电磁耦合馈电结构模型较好地解决了这个问题。此结构由一个独立的辐射主体和一个与之耦合的环形线圈组成,由文献[3]中的等效电路可知,在谐振频率处,天线的输入阻抗Z0各分量为:

$\begin{array}{l}R{}_0=\frac{(2\text{π}f{}_0{\rm M}){}^2}{R{}_{rb,0}}(1)\\ X{}_0=2\text{π}f{}_{0}L{}_{\text{l}\text{o}\text{o}\text{p}}(2)\end{array}$

其中Rrb,0为辐射主体在谐振频率附近的辐射电阻,M为辐射主体和馈电环之间的互感系数,Lloop为馈电环的自感系数。可见R0与X0可独立调整,便于实现天线电阻与任意芯片阻抗的匹配。利用此结构设计出如下对称结构的标签天线。其结构和阻抗变换特性如图1～图3所示。

仿真结果显示,此结构天线的谐振频率主要由辐射主体的有效电长度决定。由图2可见,辐射主体与耦合环的大小均不变,两者间距d增加时,输入阻抗的实部减小,虚部负斜率部分逐渐减弱消失,耦合减弱,但谐振频率基本不变。其他值保持不变,W1变化时天线输入阻抗变化规律与图3相似,可见辐射主体大小不变,辐射主体与耦合环间距也不变,耦合环的长度L1或宽度W1增加时,输入阻抗的实部和虚部均增加,耦合强度不变,谐振频率略为降低。

可见此结构的天线输入阻抗及谐振频率的调整十分方便,通过调节设计出一种覆盖欧洲和美国两种标准频带宽度的标签天线,其尺寸如表1所示,仿真结果如图4所示。

由图4可见天线输入阻抗的虚部在谐振频率附近比较平坦,使得天线和芯片阻抗在一个较宽的频段内共轭匹配,阻抗带宽达到77 MHz(S11<-10 dB)。在867 MHz和915 MHz附近有两个谐振峰,天线方向图满足全向性。

3 天线性能分析

在实际制作天线前,我们先对仿真结果进行了评价分析。 由于IE3D软件模拟分析得到的天线增益是建立在系统特征阻抗为50 Ω的系统上的,而本文所设计的标签天线是输入阻抗为与芯片阻抗共轭匹配,因此模拟分析结果需要对天线正规化才能得到正确的方向性(D0)与有效接收面积。

$\begin{array}{l}S{}_{11,\text{t}\text{a}\text{g}}=\frac{{\rm Z}{}_{\text{t}\text{a}\text{g}}-{\rm Z}{}_0}{{\rm Z}{}_{\text{t}\text{a}\text{g}}+{\rm Z}{}_0}|{}_{{\rm Z}{}_0=50\text{Ω}}(3)\\ D{}_{0,\text{t}\text{a}\text{g}}=\frac{{\rm P}G{}_{\max ,\text{t}\text{a}\text{g}}}{1-|S{}_{11,\text{t}\text{a}\text{g}}|{}^2}\\ ={\rm P}G{}_{\max ,\text{t}\text{a}\text{g}}(\text{d}\text{B}\text{i})-(1-|S{}_{11,\text{t}\text{a}\text{g}}|{}^2)(\text{d}\text{B})(4)\\ A{}_{\text{e}\text{m},\text{t}\text{a}\text{g}}=\frac{\lambda {}_0^2}{4\text{π}}D{}_{0,\text{t}\text{a}\text{g}}(5)\end{array}$

其中$\lambda {}_0=\frac{\text{c}}{f}$。本文天线设计主要针对阻抗做最大功率转移匹配,由式(6)标签芯片与标签天线阻抗介面的反射系数(Γta),定义功率不匹配因数(Tag Power Mismatch Factor,TPMF)为式(7),当阻抗为共轭匹配时,TPMF为1。

$\begin{array}{l}\Gamma {}_{\text{t}\text{a}}=\frac{{\rm Z}{}_{\text{a}\text{n}\text{t}}-{\rm Z}{}_{\text{t}\text{a}\text{g}}^{*}}{{\rm Z}{}_{\text{a}\text{n}\text{t}}-{\rm Z}{}_{\text{t}\text{a}\text{g}}}=\frac{(R{}_{\text{a}\text{n}\text{t}}-R{}_{\text{t}\text{a}\text{g}})+j(X{}_{\text{a}\text{n}\text{t}}-X{}_{\text{t}\text{a}\text{g}}^{*})}{(R{}_{\text{a}\text{n}\text{t}}+R{}_{\text{t}\text{a}\text{g}})+j(X{}_{\text{a}\text{n}\text{t}}+X{}_{\text{t}\text{a}\text{g}})}(6)\\ \text{Τ}\text{Ρ}\text{Μ}\text{F}=1-|\Gamma {}_{\text{t}\text{a}}|{}^2(7)\\ A{}_{\text{e}\text{m},\text{t}\text{a}\text{g}}=(1-|\Gamma {}_{\text{t}\text{a}}|{}^2)\frac{\lambda {}_0^2}{4\text{π}}D{}_{0,\text{t}\text{a}\text{g}}=\text{Τ}\text{Ρ}\text{Μ}\text{F}\times \frac{\lambda {}_0^2}{4\text{π}}D{}_{0,\text{t}\text{a}\text{g}}(8)\end{array}$

其中TPMF值预测了天线与芯片的阻抗匹配程度,而Aem,tag预测了天线有效接收面积。以PHILIPS公司的SL3S3001 FTT芯片的阻抗为参考,分析了上文设计的标签天线的特性,如表2所示。 文献[8]中设计的四种标签天线的有效面积最大达到900多cm2,而本文设计的天线在867 MHz和915 MHz处的有效面积在1 300 cm2以上,TPMF也达到0.8左右,可见天线性能均比较理想。

4 试验测量

根据所设计的标签天线尺寸,制作了如图5所示的标签天线实物。

标签天线的大小为60 mm×44 mm,满足一般应用对标签面积的要求.标签使用的是Philips公司的SL3S3001 FTT芯片,符合ISO 18000标准。应用支持该标准的AWID公司的阅读器进行测量,在辐射功率为4 W,标签天线与阅读器天线面平行的测量条件下,中心频率为867 MHz时阅读距离为1.9 m;中心频率为915 MHz时阅读距离可达2.4 m,基本达到应用要求。由于实验室制作条件所限,我们采用蚀刻技术制作的标签天线精度不到±0.1 mm,而从仿真结果可见只有保证±0.05 mm的精度,制作公差的影响才可忽略不记,因此在保证制作精度的条件下,阅读距离应该可以进一步增加。

5 结 语

耦合馈电结构的电子标签天线具有结构简单,阻抗实部虚部可单独调节,阻抗带宽较宽等优点,本文设计的电子标签结构非常简单,针对不同芯片的阻抗匹配方便,带宽达到77 MHz,在867 MHz和915 MHz处有两个谐振频率,可同时满足欧洲和美国的UHF射频频段标准。

参考文献

[1]Foster P R,Burberry R A.Antenna Problems in RFID Systems.in Proc.Inst.Elect.Eng.Colloquium RFID Technology,1999:3/1-3/5.

[2]Cho C,Choo H,Park I.Broadband RFID Tag Antenna withQuasi-isotropic Radiation Pattern,2 0 0 5,4 1(2 0):1 0 9 1-1 0 9 2.

[3]Choo H,Ling H.Design of Electrically Small Planar Anten-nas Using an Inductively Coupled Feed[J].Electron.Lett.,2003,39:3 080-3 081.

[4]Chihyun Cho,Hosung Choo,Park I.Design of UHF SmallPassive Tag Antennas.Antennas and Propagation SocietyInternational Symposium,2005 IEEE,2005,2B:349-352.

[5]Son H W,Pyo C S.Design of RFID Tag Antennas Using anInductively Coupled Feed[J].Electronics Letters,2005,41(18):994-996.

[6]Li Yang,Serkan Basat S,Tentzeris M M.Design and Devel-opment of Novel Inductively Coupled RFID Antennas.Antenna&Propagation Society International Symposium2006,IEEE 9-14,2006:1 035-1 038.

[7]SL3S30 01 FTT TSSOP8 Package Specification,2003.

多频段天线论文 篇6

关键词：RFID,偶极子,天线,近场耦合

RFID(Radio Frequency Identification,射频识别技术)是利用射频信号通过空间耦合方式进行非接触双向数据通信,对目标进行识别并获取相关数据的一种自动识别技术[1]。主要用于军事、物流仓储、商品零售、交通运输、防伪和资产管理等领域[2]。其核心部件是读写器与电子标签。

RFID系统分为近场耦合和基于电磁波反向散射两种工作方式[3]。后者工作距离较长,但容易受周围介质环境的影响,导致其系统的功能受到极大限制。而近场耦合RFID系统利用磁场耦合,工作在近场区,在液体等恶劣环境下有较好的性能,因此,对它的研究得到越来越多的重视。本文着重对UHF频段近场耦合读写器天线进行研究。

1理论分析与设计

近场耦合系统的基本原理类似于一个变压器。阅读器天线的作用类似于初级线圈,而标签天线的作用类似于次级线圈。读写器的天线线圈中流过交流电流,在阅读器天线的近场区形成一个交变磁场。标签进入阅读器的有效工作区后,标签天线的两端产生相应的感应电压[4],此电压与磁场变化的频率成正比,因此,当UHF射频识别系统采用近场耦合方式工作时,在阅读器天线近场区内有比LF/HF近场耦合系统更好的性能。

由于UHF频段的阅读器尺寸与波长可相比拟,近场和远场的划分可定义为:,D为阅读器天线的最大尺寸,λ为波长[5]。在近场中,场强的大小与离天线距离的三次方成反比,能量储存在变化的电场和磁场之中,有利于进行能量耦合,不易受环境的影响。

图1所示为三种平面天线:偶极子天线、环天线和贴片天线。他们的谐振频率取决于天线的尺寸。对于偶极子,当波长是天线长度的两倍的时候产生谐振;对于环天线,当波长和天线长度相等时产生谐振;贴片天线基材的介电常数通常影响天线的谐振频率,但是,一般来说,当天线的长度为半个波长时就产生谐振。可见,在相同谐振频率下,采用偶极子结构的天线尺寸最小[6]。而且,根据弯折偶极子天线的传输线模型与天线模型分析法,可将弯折偶极子天线建模为变压器模型,方便进行阻抗变换。

在UHF射频识别系统中,偶极子天线及其变形结构是最常用的天线,本文所设计的天线是基于传统的半波长偶极子天线变换成方形结构以便实现小型化。

2 仿真结果与分析

根据以上分析, 采用FR4 基板, 板厚2 mm, 相对介电常数4.7, 损耗角正切值为0.003 4,图2为天线的结构图,表1为天线的尺寸参数。

天线基板背面为一矩形寄生贴片,用来优化天线的谐振频率。中间部分为容性加载,可以增加天线的电长度和天线的阻抗值,也就是说可以降低天线的谐振频率。

在软件IE3D中对天线进行仿真与优化, 得到图3～图5所示的反射系数、辐射方向图和电流分布图。

从仿真结果可以看出,天线的阻抗带宽在905～921 MHz共16 MHz带宽,谐振频率为915 MHz,从方向图和电流分布图可以看出,天线的增益较小,电流较小,向外辐射的能量小,因此能量主要集中在天线的近场区,满足UHF频段近场耦合读写器天线的要求,也说明天线的小型化是以牺牲天线增益和带宽为代价的。

根据天线辐射电阻计算式:$R{}_r=20\text{π}{}^6\left(\frac{l}{\lambda }\right){}^4‚l$为天线尺寸,λ为波长[7],得到辐射电阻值仅为1.744 Ω,因此电场辐射能量Er很小。又从图3可以看出在谐振频率附近天线反射系数很小,即对天线输入端来说能量几乎都被天线吸收,E较大。根据能量转换原理E=Er+EH,可知EH(转换为磁场的能量)较大,说明此天线为近场磁场耦合天线。

3 实物制作与性能测试

有了前面的仿真优化,最后我们在介电常数为4.7,厚度2 mm的FR4基板上制作了近场天线,实物图如图6所示。反射系数的测量结果如图7所示。本文使用矢量网络分析仪Agilent 8753ET (300 kHz～3 GHz)进行测试。所设的中心频率为915 MHz,扫描带宽为80 MHz。

从测试结果可以看出,实际制作的天线谐振频率为915 MHz,阻抗带宽为907～922 MHz共15 MHz。测试结果与仿真结果吻合较好,并具有一致性。最后,接上近场阅读器进行实际测试,读卡距离在20～30 cm,读卡性能稳定。该天线满足UHF频段近场耦合RFID读写器天线要求。

4 结论

本文设计了一款用于UHF频段近场耦合RFID读写器天线。采用弯折偶极子天线结构,极大地缩小了天线的尺寸,通过容性加载和基板背面的矩形寄生贴片来优化天线的谐振频率,实现与阅读器的阻抗匹配。在仿真的基础上,进行了实物制作并测试,实测与仿真吻合较好,性能良好,满足实际应用的需求。

参考文献

[1] laus Finkenzeller.射频识别(RFID)技术.陈大才,译.北京:电子工业出版社,2001

[2]郎为民.射频识别(RFID)技术原理与应用.北京:机械工业出版社,2006

[3] Nikitin P V,Rao K V S.Theory and measurement of backscatteringfrom RFID tags.Antennas and Propagation Magazine,Dec,2006;48(6):212—218

[4] Flores J L M,Srikant S S,Sareen B,et al.Performance of RFID tags innear and far field.International Conference on Personal Wireless Commu-nications,IEEE 2005:353—357

[5] Nikitin P V,Rao K V S,Lazar S.An overview of near field UHF RFID.IEEE International Conference on RFID,2007:167—174

[6] Kang JeongJin,Lee DongJoon,Chen ChiaChu,et al.Compact mobileRFID antenna design and analysis using photonic-assisted vector Near-field characterization.2008 IEEE International Conference on RFID,Apr.2008:81—88

多频段天线论文 篇7

为使无线通信系统实现多个频段的工作特性, 天线的结构设计尤为重要[7,8]。带有导体接地板的介质基片上贴加导体贴片而形成的微带天线采用有常规天线所不具备的独特优点:剖面薄、体积小、重量轻、易于共性并可与固态器件集成等。特别是天线尺寸的减小实现了整个通信系统的小型化, 且优异的结构所具备的全向特性能保证移动系统的稳定通信[5]。因此, 易加工、小型化、成本低符合实际应用的微带天线引起广泛关注。

近年来, 设计出了各式应用于无线通信领域的微带天线。在微带天线方面[9,10], 实现双频采用在辐射贴片上开T形槽和U形槽, 并在介质板上开槽来展宽带宽;在Wi MAX频段, 有的在一个矩形贴片上开L形槽来实现双频段的操作[11]。此外, 还有将两个刻有U形槽的贴片堆叠在一起实现双频宽带操作[12];在WLAN/Wi MAX领域, 有在正方形贴片上开双叠E型来实现三频段或更多频段的操作[13]。

针对现有小型化多频天线结构复杂、全向特性不理想的问题, 本文提出了一种通过在圆形贴片上开出一个近似T形槽, 实现了三频带要求。该天线结构简单、尺寸较小, 且可操作性更强, 其工作于WLAN 2.4 GHz和Wi MAX 3.5/1.8 GHz频段。

1 天线结构设计

设计的天线结构, 如图1所示, 采用同轴馈电方式, 馈电位置 (x=0, y=6 mm) 辐射贴片和地板印制在介质板的两侧, 采用贴片切槽技术在半径R=18 mm圆形辐射贴片上开一个近似T形槽。这是因为在微带贴片上开槽, 可延长贴片表面的电流路径, 因而可降低天线的谐振频率, 达到小型化。同时, 还可保证天线具有一定的增益和带宽, 更有利于实现多频点的特性。

天线整体由辐射贴片、同轴馈电的SMA接头、接地板和介质板构成。通过调节T槽L1和L2的尺寸, 馈电的位置可得到所要求的天线谐振频率。该天线的介质板选用常用厚度H为1.6 mm的环氧玻璃布层压板FR-4 (εr=4.4) 材料, 使成本大幅降低。为得到天线的最佳参数性能, 本文基于有限元法的电磁仿真软件Ansoft HFSS10.0, 在仿真环境辅助下对天线的各项性能进行数值优化设计。最终, 获得了最优的天线设计尺寸参量:L1=11.72 mm, L2=18.7 mm, R1=17.55 mm, H=1.6 mm, W1=2 mm, W2=2 mm。为了验证该三频微带天线的可靠性, 基于上述给出的最优化尺寸, 加工出的天线实物, 如图1所示。

2 实验研究与结果分析

天线的回波损耗采用矢量网络分析仪MS4624A测量。图2是实测结果和利用Ansoft HFSS10.0仿真优化结果的S11参数对比曲线图。从图2 (a) 和 (b) 中可看出, 天线仿真结果与实测结果存在差异。天线在1.8 GHz、2.4 GHz和3.5 GHz频段范围内回波损耗S11均<-10 d B, 驻波均<2, 证明该天线在这3个工作频段上能工作良好。但实测值与仿真值仍存在一定偏差, 其原因主要是由于天线的加工误差、射频同轴连接器接头的焊接精度、介质板的介电常数及测量环境不稳定等因素所造成的。

图3是利用Ansoft HFSS10.0软件模拟仿真出的天线在3个频点1.8 GHz、2.4 GHz和3.5 GHz的Y及Z面的辐射增益方向图。从图中可看出, 所设计的T形天线在3个频点均具有良好地增益, 满足使用需求。

图4给出了天线的VSWR曲线。从图中可看出, 天线在 (1.17~1.6 GHz) 范围内电压驻波比 (VSWR) <2, 阻抗匹配良好, 满足三频工作要求。

3 结束语