使用频段（精选7篇）
使用频段 篇1
在业余无线电通信的“魔法森林王国”里边,住着很多HAM,他们在这里喜欢用各种各样的通信电台,与外面的世界维系着自己的情感和记忆,创造出一片片欢声笑语。其实HAM的兴趣是相通的——通过业余无线电通信,使用各种各样的电台,结交天下的HAM朋友,成为人生中最大的乐趣和精神支柱。
正因为这些兴趣爱好,以及和很多HAM不断地交流,令笔者才能不断学习和进步,总结出自己的电台经验,并愿意通过文字的形式把这些经验和HAM们分享。而说到笔者最情有独钟的电台,它迄今为止已经陪伴了笔者6年的时间,从设计、性能乃至地位,没有任何一款同级机型可以成功把它取代,这份成功的设计成就,即使是2012年的春天,依然无法撼动,它就是日本ICOM生产的全模式全频段通信电台IC-7000。
成功绝非偶然,早在1995年,凭借着ICOM在电子科技上的强大技术优势,推出了当时第一台正式意义上的便携多频段多模式车载台设计概念的原型机产品IC-706 (初代),不仅具有HF的全频段全模式,还加入了50MHz、144MHz的VHF通信的能力。其后ICOM分别推出了2代和3代升级版,分别是IC-706MKii和IC-706MKiiG,特别是后者,在MKii基础上,增加了UHF全模式通信的能力,因此型号在后缀增加了G作为标识。是的,这台第三代的IC-706MKiiG,也就是笔者拥有的第一台正式意义上的便携多频段多模式车载台。从那时开始,笔者努力在海外的网站学习各种各样的HAM文化知识,进入了业余无线电通信这个大门。2006年,笔者得知ICOM将发布一台基于IC-706MKiiG的全新机型消息,是第四代的IC-706,通过数据比对。后来发现这是一台基于经典706外观,却是全新设计的高性能机型,随即立即出售了手中的IC-706MKiiG旧机,得到了一台IC-7000 (IC-706基础上的全新机型,所以原则上,它已经不能叫4代了)。笔者用了之后才发现,这台机型在设计和功能上实在改进太多,它的操作方式和外观,很大程度上保留了IC-706系列的特色。
内置当时顶级台式机IC-756Pro3短波机内的32位双DSP处理器
当时这台属于革命性的高性能数字音频处理器,一直沿用至今,依然十分给力、非常有效。让我们稍微了解一下关于DSP的故事。当时随着科技的发展步伐,原来706上使用的简单低频DSP处理器,不能提供有效的听感和信息分辨率的改善效果,因此,在IC-7000上,直接采用了当时顶级的IC-756Pro3台式短波机上的32bit浮点双重中频采样DSP处理器,实现从中频信号就开始对噪声进行采样和分层算法过滤,很多的噪声在抵达低放电路前,就被过滤,因此,在信号分辨率上,自然就能够得到非常有效的改善和质的提升。在数字时代,高性能的双重数字DSP处理器,对物理定律限制下的短波通信性能提升,起到实质性的提升作用,这种高性能的处理技术随即被多款高端设备广泛使用,至今依然继续使用,原因很简单:非常有效。
数字可变窄带滤波器
读者是否还记得,过往很多机型上,可以增加一种用于提升抗干扰能力的“补品”——窄带滤波器,而IC-7000使用上了强大的双重数字中频级别的DSP处理器,因此,即使是对信号的带宽控制,现在也可以通过它去实现,从而直接替代了过往需要另外花钱购买的方式。由于其产生的性能和影响,已经有非常明显的效果,因此在往后的设备中,无论多么高级的台式大型机,都几乎已经不再需要HAM另外选购传统的晶体式物理滤波器了(例如:经典的COLINS柯林斯晶体滤波器)。带宽控制有什么作用?笔者的理解是:清晰地划分出每一条频道的频率频谱带宽应用,设置为2.5kHz带宽,DSP就会清晰、准确地仅让2.5kHz频率带宽通过,左右的带宽区域就会毫不留情地“按要求削去”。因为在数字化处理中,一切过往的模拟量都会被准确数字化,数字化后,就可以高效地对信号进行“精确切削”处理。出厂已经预置好可以为每个短波的通信频段预留的三组带宽控制和“切削方式”的记忆,默认是3kHz/2.4kHz/2kHz,还有对信号的“切削”方式,是采用陡峭还是平缓,这些参数,都是可以通过长时间用手按着对应的功能键进去控制和调整。这样,IC-7000就能够在立即改变后,还会自动对应上当前操作的频段进行记忆,这样便利、贴心和高性能的操作设计,自然就可以很大程度上避免邻频干扰的问题。当然,在高级的大型台机上,还会有高频部分加强邻频干扰的有效方案,不过,那已经不是几千元级别的设备所允许考虑的事情了,而且,非多机多人同时近距离比赛,也不需要如此苛刻的信号控制要求。
数字带通陷波器
这个功能同样开发于双重中频DSP数字声音处理器机能之上,大家可能已经有个疑问,为什么老是要提及这个DSP?原因是,在机型发展过程中,目前遇到了某种限制,例如:没法超越外观设计尺寸的要求、物理定律等,在技术发展出现瓶颈时,就只能借助其他技术进行突破。笔者认为,目前最好的技术突破应用,就是采用DSP数字处理器。因为当遇到一些频率邻近度很高或是频率杂散较厉害的干扰时,仅仅使用上面第二点说的数字可变窄带滤波器并不足以应付。这时候就需要利用数字带通陷波器,它其实就是可编程的数字可变窄带滤波器,HAM们可以通过IC-7000上的双层旋钮,直接就可以利用彩色液晶显示器,如同仪器一样,通过仪器上的数据显示,能够直接看到中频信号带通滤波器的变化状况,频率起止点和中止点的相差关系和频率值,IC-7000的系统还会自动计算出实际的带通频率带宽,这样直观的操作,原来只能在专业的通信监测仪器上可见。
数字降噪系统
很多朋友会问,为什么数字降噪系统被我放到后面提及。原因是,虽然数字降噪系统无可厚非确实非常有效。但是,这仅仅是IC-706MKiiG年代的低频DSP处理器的能力部分。当然,在IC-7000上的低频DSP已经强大很多,但是,不要忘记,这里采用的是中频DSP,它可以在低频信号被处理前,从中频开始对信号进行处理,而处理的手段,从前面的介绍已知,不仅只是降噪,还有对信号的合理化整理和过滤,最终才把经过优化的低频信号交给强大的DSP数字处理器作噪声采样。
彩色液晶TFT显示屏且具备视频输出机能
彩色液晶TFT屏幕的使用,让整个操作的界面变得简单易用,即使是大量的信息,由于彩色极大地增强了人类对信息的区别和归类能力,也能够轻易读懂。对于当时全频段全模式车载台上使用彩色液晶显示技术而言,即使是时至今日,依然领先,彩色让信息被快速有效、舒适地阅读。对于眼睛不好的长辈,只要用一条最普通的3.5mm立体声接口线,另一头焊一个RCA(莲花接口),插到电视机的视频输入接口,就可以把整个画面的信息全彩色显示在大电视的屏幕上。笔者的父亲眼睛不好,于是乎就把IC-7000接上50英寸的松下PDP等离子大屏幕上(IC-7000可设置输出的比例,4:3和16:9原生可选,非常贴心)。
可分离式面板设计、面板上和机身上双麦克风插座双独立耳机(扬声器对应放大级别可选)设计
至今大部分的机型都没有具备这些设计,什么意思呢?也就是,可以分离出来的面板上,有独立的麦克风插座,可以连接台式或手持式多功能麦克风,而且,面板旁边有一个独立的3.5mm插座,它可以通过面板后面的一个开关,切换为:连接的是耳机或是扬声器。同时,主机的前面板设计非常简约,仅仅是一个分离面板的插座,但是机器的后面,却有非常丰富的扩展插座,包括一个独立的麦克风插座和一个独立的3.5mm外接扬声器借口,这样的设计在使用上有多么方便,我想只有用过的人才知道。
带有通信状态资料信息记录级别的双向数字录音系统
这个设计不同于一般的简单录音,它是在记录声音的同时记录下通信的通信参数资料和日期时间。它还能够记录长达25min的通信内容,包括声音语言和数码通信内容。另外,还提供四个发送声音语言记录的快捷键,例如,你可以录下“CQ CQ CQ de BD7PA……”存放在1号快捷键,然后你尝试按下1号快捷键,IC-7000就能自动启动发射把声音语言发送。你的呼叫仅仅是弹指之间,声嘶力竭长时间高叫“CQ”的一幕,相信很多HAM还历历在目。笔者在使用期间发现一个设计得非常好的地方——录音快捷键,只需要在机器面板上一按即录,然后在录音的专用管理界面里,录音被一条条清晰地罗列出来,并被系统自动标识了当时的频率、时长等数据。另外,说明书中还有提及如何自制外接4条录音发射遥控(有线控制器)的制作方法,很贴心。
IC-7000出厂已经安装好温度补偿晶振
HAM们已经不再需要另外购买和麻烦地安装这个“补品”了。这样的好处是避免了自行安装可能存在的错误操作风险,因为操作不善会导致的频率偏移,温补晶振能够把频率稳定度保持在±0.5ppm范围内。有了它,即使在VHF或UHF这些高频率段,都可以安心地使用单边带操作模式,而不需要频繁地调整频率的偏移。
写在后面的话
世界上没有十全十美的机器,IC-7000即使是一款时至今日依旧风采的电台,但是也有人对其机身的发热量表示不满。笔者建议对此不满的人可以把机内的风扇直接电源长开,温度立即就会降下来。不过,代价是你的IC-7000里面可能有很多的灰尘堆积,这也是为什么ICOM可以允许其机身温度较高的原因。事实上,笔者的IC-7000从2006年购买至今,依然没有找到一台比它更好,可以取代它的同级机型出现。因此,笔者可以大胆地向HAM推荐,如果你不考虑台式短波电台,IC-7000将是你最好的选择!
使用频段 篇2
1 TD-LTE系统介绍
TD-LTE是基于3GPP (第3代合作伙伴计划) 长期演进技术的一种通信技术与标准, 属于LTE的一个分支。作为国际主流4G标准之一, TD-LTE具有网速快、频谱利用率高、灵活性强的特点。TD-LTE制式具有灵活的带宽配比, 非常适合4G时代用户的上网浏览等非对称业务带来的数据井喷, 更能充分提高频谱的利用效率。
目前国际上3GPP共为TD-LTE定义了12个频段, 编号从33到44。国际上应用较为广泛的频段包括频段38、39、40、41、42和43, 见表1。
在我国, 目前已经划分给TDD (时分双工) 使用的频谱有:A频段 (band 34) 、F频段 (band 39) 、E频段 (band 40) 和D频段 (2 500~2 690 MHz) 。根据《工业和信息化部关于同意中国移动TD-LTE扩大规模试验使用频率的批复》 (工信部无函[2013]470号) , 中国移动4G网络可用频率包括F频段 (1880~1900MHz) 、D频段 (2575~2635MHz) 。为了满足竞争需求, 充分发挥4G技术优势, 4G网络单载波频率带宽为20MHz, 因此按照同频组网规划, F频段有1个可用频点, D频段有3个可用频点。
2 F频段和D频段组网优劣对比
2.1 传播特性
F频段相对D频段具有较好的传播特性, 覆盖能力更优。
F频段在传播特性上大大优于D频段。F频段处于TDD频谱的最低位置, 1.9 GHz的F频段无线信号传播性能优于2.6 GHz的D频段信号, 相对D频段低了近800 MHz。根据COST231-Hata模型, 当频率大于1 500 MHz时, 在密集城区的室外典型传播损耗为:
式中L为传播损耗, F为载频频率, Hb为基站天线高度, Hm为移动台天线高度, a (Hm) 为天线修正因子, D为基站和移动台之间的距离, C为地形校正因子。通过上式计算可以得出2.6 GHz信号的传播损耗比1.9 GHz大4.6 d B。因此, 在进行室外宏蜂窝连续覆盖时, F频段具有天然优势, 采用D频段要比F频段占用更多的站址资源, 建设更密集的基站。同时, 传播损耗的差异直接影响了两种频段组网的网络建设要求和覆盖性能。从网络建设要求角度分析, 由于传播特性带来的覆盖性能差异, 在单位面积内达到相同覆盖要求, 所需D频段基站数量是F频段基站数量的1.9倍。从覆盖性能角度分析, 参考典型TD-SCDMA (时分同步码分多址) 小区, 在相同覆盖范围下, F频段上下行速率明显高于D频段, 网络性能上优势明显。
2.2 频率干扰
D频段频谱干净, F频段周围干扰较多。
目前, 2.6 GHz的D频段频谱周围没有其他系统使用, 频率比较干净, 几乎不存在带外干扰。1.9 GHz的F频段频谱周边有PHS (个人无绳电话系统) (1 900~1 920 MHz) 和DCS (数字蜂窝系统) 1 800 (下行频段1 805~1 880 MHz) 带来严重阻塞干扰。另外, GSM (全球移动通信系统) 900 MHz的二次谐波也会对F频段带来频率干扰。后期工信部已明确通过调整已规划的2G和3G频率, 在1 800 MHz和2 100 MHz频段使用LTE-FDD系统, 到时也会对F频段有干扰, 影响正常业务。
F频段附近干扰源众多, 密集城区尤为严重, 从频率规划的角度来看, 应尽可能简单。另外, F频段干扰排查和优化成本也会变得较高, 这会给TD-LTE网络带来质量隐患[1]。单从干扰角度看, 在密集城区采用D频段要优于F频段。
2.3 网络部署
F频段升级部署快捷, 初期建设成本低。
由于现网TD-SCMDA基站不支持D频段, 需要新增D频段RRU (射频拉远单元) 及天线等, F频段TD-LTE平滑演进在改造工作量、工程难度、工程进度、资金投入方面明显优于D频段的建设。因此, TD-LTE网络部署初期F频段升级建设相对快速、部署方便、初期投资成本低, 大大节省站址资源。而这也正是D频段部署所需要面临的重要难题。D频段优势在于频谱宽, 后续扩容只需要软件升级即可, 综合长期的投资成本而言, D频段也是有优势的。
2.4 容量扩展
D频段有丰富的频谱, 扩展容易[1]。
TD-LTE系统的D频段扩展性强, 拥有190 MHz频谱资源, 容易实现载频扩容。而F频段目前仅有20 MHz频谱资源可用, 由于频谱资源有限, 无法在原有频段上进行第二载波的扩容。目前, F频段只能使用单频点组网, 在小区边缘重叠区域, 性能下降严重。后期随着TD-LTE网络发展, 势必需要采用新建D频段作为第二载波方式, 即采用F加D频段混合组网。结合中长期发展需要, 综合考虑未来的容量建设便捷性 (第二载波) , 在密集城区和一般城区上D频段具有较大优势。因此, 在网络建设初期建议大城市的密集城区和一般城区同步规划F频段和D频段, 考虑F加D混合组网的方式;在郊区和农村可以采用F频段新建或升级, 以满足基本的覆盖需求[1]。
2.5 产业链
D频段产业链优势明显。
截至2014年2月, 全球商用的TD-LTE网络已经开通28个, 大多数网络使用的频段都是国际通用的D频段。可以看出, 采用D频段能够更好地实现TD-LTE国际漫游, 以免重蹈TD-SCDMA时代国际漫游进不来出不去的困境。产业链中最重要的环节是手机终端。复杂的终端需要支持2G/3G4G (LTE) 多模和主流频谱, 采用全球统一的D频段可以推动i Phone、三星等主流智能手机的研发进程。若全球仅有中国唯一使用F频段开通TD-LTE网络, 则国外设备厂商将无法积极全力参与, 这也会使得中国TD-LTE产业链变得更加封闭, 无法把TD-LTE推向全球。
2.6 网络性能
F/D频段新建网络优化简单, F频段升级无法联合优化。
D频段在网络性能上的优势主要表现在以下方面:第一, D频段容易实现独立组网, 多载频扩容方便, 软件升级即可支持, 减少了网络的复杂度;第二, D频段资源丰富, 可以采用异频组网, 使得网络规划难度大大降低, 也降低了工程建设的难度;第三, D频段可以实现独立优化, 从而打造优异、高品质的LTE网络[1]。
如果采用F频段新建的方式, 同样也可以提升网络质量。但是, 如果采用F频段升级方式, 虽然可以在建网初期实现快速网络部署, 但是升级方案对于TD-SCDMA和TD-LTE两个系统无法同时达到性能最优, 无法展开独立网络优化。因此, 不建议以牺牲长期网络质量为代价, 综合考虑采用D频段新建或F频段新建方式更合适。
2.7 四网协同
F频段促进四网协同, 均衡发展。
如果说F频段的选择, 可令短期内节省投资, 那么长远来看, 也契合了四网协同策略。四网协同, 即2G、3G (TD-SCDMA) 、WLAN (无线局域网) 及4G (TD-LTE) 四张网的协同发展, 该理念主要基于均衡网络负载、引导流量分流、保障用户体验, 提升整体管道价值的网络运维考虑。由于在F频段TD-LTE与TD-SCDMA覆盖能力相当, 在TD-LTE建设的同时, 新增的TD-LTE站址资源就自然扩展了TD-SCDMA的覆盖。同样, 在TD-LTE发展初期, 由于覆盖不够, 用户可以回落到3G网络, 亦可正向拉动TD-SCDMA流量的提升。选择F频段显然更有利于形成TD-SCDMA和TD-LTE齐头并进的双赢局面。建设初期, TD-SCDMA网络可以成为TD-LTE网络的有力后盾, 而TD-LTE网络的初期覆盖不足也可反向促进TD-SCDMA网络的精品化建设。
3 采用F加D多频混合组网
TD-LTE的F频段尽管传播特性较好, 但资源相对少、干扰较大, 又要兼顾TD-SCDMA网络的发展。D频段尽管传播特性略差、投资高, 但其资源丰富, 有190 MHz带宽。鉴于F和D频段各自存在一定的优缺点, 单独选用任何一个频段都无法解决TD-LTE网络建设的各种问题。因此, 建议采用F加D多频段混合组网的方式, 即初期采用F频段快速建网做基础覆盖, 后续采用D频段做容量补充。在网络建设中不一定要先全部建完F频段基站后再建设D频段基站, 可以采取按需选择, 对有容量需求的区域可以同步建设D频段基站, 使F和D频段组网相辅相成, 提升TD-LTE网络综合服务能力。
4 小结
TD-LTE系统建设面临着频谱资源受限, 新旧网络并存, 多运营商并存的诸多问题, 灵活的进行F和D频段网络部署, 策略地分阶段、按不同侧重点来进行混合部署方可有效的化解这些难题。对于中国的TD-LTE系统, 只有建设成一张高质量、可持续发展的网络, 才能扭转TD-SCDMA系统在3G中的不利竞争局面, 对抗FDD-LTE的国际竞争, 推动TD-LTE在全球的发展。
参考文献
国内试验频段亟需明确 篇3
如果4G试验频段前期不明确, 后期一旦更换, 可能将给产业化方面带来许多不必要的重复工作和麻烦。
“在此次ITU-R WP5D第6次会议上, 除了4G提案, 各国也提交了自身关于IMT频段的业务应用的建议。”参与ITU-RWP5D工作组中频率组工作的一位代表表示。不过由于目前“尚未形成最终决议”, 该代表表示不方便向外透露各国的一些具体建议。
此前, 在今年6月前后, 中国移动开始对有关政府部门进行公关, 希望推动我国在自己的频率规划中为TD-LTE-Advanced分配更多一些“物美价廉”的低频段, 认为这将是“影响TDD发展、竞争的重要环节”。而据记者近日向中国移动技术部及中国移动研究院了解的情况, “中国移动还在跟有关部门谈”;国内一些相关领域人士也表示, “目前政府有关部门依然没松口, 没表态”。
同时, 后者也提出, 鉴于未来4G的发展趋势, 以及目前我国的频率现实使用状况, 中国移动不应一味坚持低频段, 而是应基于现有条件将TD-LTE尽力发展好, 以支撑ITU评估组对TD-LTE-Advanced的实力评估。
“4G不带频段色彩”
“4G不带频段色彩, 任何一种4G标准都会多频段运行。”国家无线电频谱管理研究所高级顾问何廷润表示。因此他认为有关部门不会“惹麻烦”, 非给某一标准分配某一类频段。
指出“4G不带频段色彩”, 何廷润的另一理由是, 这也与移动通信网未来的发展趋势有关。
“未来的网络会是异构网、泛在网, 如果能达到理想状态, 可能出现这样的情况:一个移动用户在没有移动网络覆盖、只有联通网络覆盖的环境中, 只要通过一些认证程序, 就可以使用联通网络。”何廷润向本刊记者介绍, “也就是说, 到时, 用怎样的频段, 不会产生重要影响。”
此外, 虽然从理论上来说, 低频段更加“物美价廉”, 但从我国目前频率使用的现实情况看, 要想把已被多种用途占据的低频段清理出来提供给4G, 不仅可能性暂时较低, 成本也不会低, 因此相对来说, 反而是TD-SCDMA目前已有的2.3～2.4GHz更“干净”、便捷。
“而且现在大多数厂商的TD-SCDMA产品也都是基于已有频段的, 假如4G这块引入了新的低频段, 那么许多方面工作必须重新做, 这其间的成本也是很大的。”
前述频率组代表表示, 目前国内亟需确定的是4G试验频段。这迫切性不在于“一定要挑选哪个频段”, 而在于“尽快明确”。
“东南大学移动通信国家重点实验室尤肖虎等人在上海做的4G试验网已经进行了几年, 基于的是2.4GHz频段;世博会TD-LTE的试验网也已开始建设, 基于的是中国移动原有的频段。在这种情况下, 我国官方对4G试验频段始终没有明确表示意见, 这在未来是会出问题的。”该代表认为。
他所指的“问题”主要集中在产业化方面, 与前面何廷润所说类似, 该代表担心如果4G试验频段前期不明确, 后期一旦更换, 可能将给产业化方面带来许多不必要的重复工作和麻烦。
“最大的选票”
频率划分本身对于我国TD-LTE-Advanced未来的发展不会造成很大影响, 这是前述频率组代表、何廷润等几位频率专家的共识。而对于TD-LTE-Advanced未来能否在4G标准中最后胜出, 最关键的还在于未来一年其所表现出的自身产业实力及市场潜力。
“因此这一年中, 移动通信国家重点实验室在上海的4G试验网和世博会TD-LTE的试验网的发展非常关键, 如果用得不错, 各方面效果较好, 可能会是TD-LTE-Advanced‘最大的选票’。”何廷润认为。
据了解, 就移动通信国家重点实验室, 以及中国移动和相关TD-LTE厂商比较而言, 前者偏重4G整体的基础架构、基础技术研究, 后者偏重更上层些的技术与应用, 对于中国未来4G发展, 两者同等重要。
“实际上, 国家方面比较偏于支持和看重中国移动和相关TD-LTE厂商的研究, 在项目和拨款支持方面也比较偏重, 反而对于移动通信国家重点实验室等机构的基础研究支持力度不如前者大。我们呼吁国家给予同等重视, 这样才能保证我国4G有着稳固的未来。”一位不具名的业内科研机构专家指出。
使用频段 篇4
(1) 网络结构和规模:测试选择了六个城市, 都为密集城区或者典型城区, 有着较为成熟的无线网络, 能够成片覆盖城区, 在规模上, 需要保证不少于50个基站小区。
(2) 测试区域与测试路线:结合测试要求, 我们在测试区域方面, 保证20个以上小区连续覆盖, 并且本区域被规则的多层蜂窝结构所覆盖。在路测的过程中, 需要将不同的网络负载情况充分纳入考虑范围, 如空载、负载等等。在路测的过程中, 需要尽量对区内的主干道、次主干道等道路进行测试, 需要遍历本区域内80%以上的陆玄, 并且要遍历本测定区域内的所有小区。通常情况下, 测试车的行驶速度需要保持中等, 每小时30千米左右;同时, 还需要遍历室内能走的路线, 如办公区、电梯厅以及楼梯等等。
(3) 测试网络基本配置:在频率和系统带宽方面, 分别为1.9MHz、2.6G和20MHz;在帧结构方面, 对于F频段和D频段来讲, 前者采用上行/下行配置2, 后者则是上行/下行配置1.在具体的测试中, 需要将频谱分析仪、测试用PC以及路测系统、测试车和GPS技术等应用过来。可以对终端以及GPS接收设备连接路测系统, 可以将终端的LI/2和高层信令与控制数据给显示和记录下来, 可以对GPS时间和经纬度等进行显示和记录, 并且终端记录数据可以正确关联到GPS时间和经纬度, 那么就可以将相应的地理位置提供给终端记录数据。在加载加扰方式方面, 要求加扰为百分之百真实, 在差点每个小区两个用户同时对业务进行上传和下载。在这里就会涉及到一个名词, 也就是OCNG, 指的是对真实数据的资源进行分配过之后, 那么就会向无用的数据分配剩下未被分配数据的下行物理资源, 这样可以促使模拟加载得以实现。
2 测试用例
TD-LTE D频段补盲补热测试:首先是覆盖测试, 测试目的是应用D频段进行补盲补热后, 对小区覆盖性能进行测试。测试步骤是这样的, 将原补盲小区作为F频段覆盖的要求, 那么测试区域就是覆盖的主要区域, 并且结合上文提到的测试要求, 来对测试路线进行合理确定。带宽要被TD-LTE用户所占满, 利用测试终端来进行业务的上传和下载, 按照路线要求来进行测试, 在移动过程中, 对相关的参数进行记录, 如天线模式、MCS、占用RB数、单双流和吞吐量等, 对掉线点/切换失败点的RSRP、SINR等进行记录。在百分之百的负载情况下, 对主测小区的周围第一圈邻区上下进行真实加扰, 然后利用终端来进行业务的上传和下载, 结合路线要求来进行测试。在移动过程中, 对相应的参数进行记录, 如天线模式、MCS、占用RB数、单双流和吞吐量等, 对掉线点/切换失败点的RSRP、SINR等进行记录。对测试区域内基站站址信息进行记录, 包括发射功率、PA/PB配置等;TD/L终端对相关的参数进行记录, 如SINR/天线模式/占用RB数和单双流以及吞吐量等。对TDL切换点前三秒的各种参数进行统计, 如SINR/天线模式/占用RB数和单双流以及吞吐量等。同时, 对RSRP/SINR和吞吐量的PDF以及CDF曲线进行绘制;对TD-L掉线点和切换点进行记录, 并且标注在每秒统计表格中。对RSRP、C/I以及上下行吞吐量对应的数值进行统计, 对TD-LTE每个小区的上行TOT抬升进行记录。小区的RB使用情况由无线侧监控, 并且对每秒每小区RB使用个数进行记录。
其次是全网普查, 也就是F频段和D频段覆盖和网络性能的对比测试, 测试目的是对不同站间距时两个频段下全网信号强度、信号质量以及用户体验进行观察和对比;在站址密度相同情况下, 两个频段的全网覆盖性能对比进行考察, 信号质量、信号强度以及用户体验也被包括进来。网络边缘指标受到不同频段的影响情况也要进行对比。在这个测试中, 需要注意, 两个频段测试场景的选取, 有着相同的要求, 主要要求是站间距保持在500m, 并且均匀地分布是站点, 对应的平均站高要结合具体情况确定。在测试数据的记录和处理方面, 和上述步骤类似, 依然是对测试区域内基站站址信息、基站发射功率等进行记录, 对相关的PDF以及CDF曲线进行绘制等等。
3 结语
本文主要从测试目的以及测试步骤等方面详细分析了如何来对比TD-LTE网络中F频段和D频段性能差异及组网方式, 在具体的测试过程中, 需要紧密结合相关要求来进行, 并且将现场情况充分纳入考虑范围, 要配备足够的设备仪器, 控制测试精度, 进行良好的记录和分析, 以便得出更加准确和科学的对比结果。
参考文献
[1]刘毅, 蔡鹏, 孙春彬.高速场景下TD-LTE组网方式优化研究[J].移动通信, 2013, 2 (17) :123-125
[2]沈东, 李金红.基于TD-LTE系统的智能配电网组网技术研究[J].电气应用, 2014, 2 (1) :99-101
频段资源难改竞争格局 篇5
客观看待频段与制式的技术差异
一直以来, 业内各方总是特别看重700~900MHz频段资源, 其原因就在于相对较低频率的频段在广域覆盖上的明显优势, 再加上LTE-FDD的频分双工和LTE-TDD的时分双工模式差异, 有人认为这将是中国电信和中国联通打“4G翻身仗”的绝佳机会。但是, 用客观全面的观点加以分析, 恐怕事实并非想象中那么简单。
首先, 按照国内无线网络频率资源分配的情况来看, 4G多分配在1.8~2.6GHz的频段, 因此700~900MHz频段的基站覆盖半径可以达到前者的2.5~3.5倍。但是, 这种覆盖距离的对比仅仅是理论上的可能, 在实际无线网络覆盖中由于地形地貌、居住活动点分布、人员流动等因素影响, 依然必须依靠基站数量和频段宽度来实现广域的有效覆盖;特别是在用户和楼宇密集的城市环境中, 基站数量与合理分布才是广度、深度相结合以有效覆盖的决定因素。
其次, 大半径广域覆盖在农村市场的商业价值并不理想。有人认为, 目前城镇市场4G用户的终端和业务转化率较高, 用户对4G业务普遍接受程度高、依赖性已经基本形成, 因此在接下来的农村市场开拓中, 大半径广域覆盖将起到明显超越竞争对手的作用。然而事实并非如这种静态观点设想得那么美好。一方面, 作为4G市场领先者的中国移动已经完成了绝大部分农村市场的覆盖, 大半径覆盖可以节省后进者中国电信、中国联通的建网成本, 但并不能形成所谓的差异化优势。
最后, 无线网络的核心竞争力是频段宽度而非频率。由于当前无线网络规划与建设的复杂度更高, 因此频段宽度越大、可规划部署的灵活性和有效性就更强, 例如在GSM时代的中国联通, 就吃够了频段宽度不足的亏而经常在网络规划、建设和优化过程中捉襟见肘。因此, 此次工信部向中国电信和中国联通增发频段资源是毋庸置疑的利好, 但目前频段资源优势依然是掌握绝大多数用户的中国移动较为明显, 此外中国电信和中国联通要将频段优势转化为网络优势、再转化为市场优势, 也尚需时日。
频段资源并非市场惟一决定因素
除了上述技术层面的角度, 我们再从市场角度来看此次频段资源增发, 也会发现其效果恐怕在短时间内难以改变竞争格局。
首先, 低频段和高频段的差异并非技术制式上的根本差异。在3G时代, 三大运营商各拿到一张制式截然不同的牌照, 产业链的成熟度差异使得3G市场相对2G市场出现了明显的变化。虽然在低频段上应用LTE-FDD将会使得中国电信和中国联通如虎添翼, 但对于目前使用中国移动4G的大部分用户而言, 并不足以吸引其转网。
其次, 中国移动的4G先动优势不容忽视。TD-LTE的起步时间比LTE-FDD差异不大, 在国际上产业链的成熟度相差无几。在国内, 由于中国移动的强势推动, 在网络设备、终端等产业链上广泛开展合作与投入, 在市场方面则通过多种营销手段 (如话费补贴、终端补贴、交叉营销补贴等) 加速用户从2G/3G向4G的迁移, 同时通过流量经营、套餐固化等方式巩固4G用户使用习惯和产出价值。因此, 即便中国电信和中国联通能够短时间内将频段资源转化为网络资源、再转化为市场推动力, 也依然必须弥补之前4G制式选择造成的时间滞后。
最后, 基础运营商的4G业务模式依然未有突破。目前三大运营商的4G业务运营依然集中在传统的根据业务量计费模式上, 随着主导4G的流量业务资费单价不断下调, 实际上运营商的“管道化”困境依旧存在。从更加长远的高度来看, “新收入支柱”的支撑作用快速削弱之后, 要如何深挖和释放4G价值比单纯地建网放号更加重要。
综上所述, 即便有低频段资源的发放, 中国电信和中国联通要想在4G市场上“打翻身仗”也非易事。但该频段的投放直接或间接增强了中国电信与中国联通的市场竞争力, 对消费者和整个产业而言, 肯定是利大于弊。
Ka频段上变频模块设计 篇6
Ka频段卫星通信具有通信容量大、波束窄、终端尺寸小和抗干扰能力强等优点, 近年来得到广泛应用。Ka频段上变频模块将中频信号上变频至Ka频段发射频率, 其性能的优劣直接影响到整个卫通系统的性能。
介绍的一种Ka频段上变频模块将2.4～4 GHz中频信号上变频至29.4～31 GHz发射频率。采用取样锁相技术和薄膜电路实现了低相噪和低杂散。
1Ka频段上变频模块设计
1.1杂散分析
上变频中存在n个混频器M1, M2, …Mn, 混频器对应本振LO1, LO2, …, LOn, 输入信号IF, 混频产物RF可表示为:
RFm0m1m2…m6=m0×IF+m1×LO1+
m2×LO2+…+mn×LOn。 (1)
多数情况下, 需要的混频产物可表示为:
RF±1±1…±1=±1×IF±1×LO1±
1×LO2+…±1×LOn。 (2)
式中, 正负号根据高低本振关系选取。
其他产物均可视为杂散。在式 (1) 中, 当IF的系数不为0时, 除了需要得到的产物外, 其他产物为相关杂散, 为0时产物为无关杂散, 可见无关杂散是本振之间相互混频的结果。
在实际工程中可以针对一个混频器做混频系数-5～+5的杂散分析, 分析的复杂程度将大大减小。
一般情况下要避免式 (3) 中的杂散落入滤波器通带内。但在实际工程中, 对于相关杂散, 如果可以控制输入信号电平足够低, 4次和4次以上混频产物落入通带内是可以接受的, 但3次和3次以下产物就要尽量避免。
Ka频段上变频模块的功能是将2.4～4 GHz的中频输入信号上变频至29.4～31 GHz的射频输出信号, 本振频率为27 GHz, 根据式 (3) 计算, 没有杂散落入输出通带内。通带外的杂散主要为 27 GHz本振信号泄露, 可以采用薄膜工艺制作的滤波器滤除。
1.2相噪分析
IESS 308/309标准中对卫星通信系统相位噪声有严格的限定, 如表1所示。
在工程上2个不同源且相噪相差1 dB的信号混频后相噪恶化约3 dB;若二者相噪相差较大, 混频后相噪约等于相噪较差者。如果本振相噪按照IESS 308/309标准来制作, 经过多次变频相噪将更加恶化, 使整个系统相噪达不到IESS 308/309标准。另一方面, 卫星载荷上的本振受器件和频率合成方式等因素制约, 相噪指标往往裕量有限, 这样就要求提高地面设备相噪指标才能保证系统满足IESS 308/309标准。
在卫星通信中, 通常为多点间通信, 每个点有独立的参考源, 要保证各点间的通信, 对参考源稳定度有很高的要求, 尤其在Ka频段卫星通信, 参考源稳定度往往要求10-9量级。考虑到成本和技术成熟度, 系统参考源频率多选择10 MHz。目前市面上商用10 MHz OCXO的相噪指标如表1所示, Ka频段上变频模块本振频率为27 GHz, 10 MHz理论上倍频到 27 GHz后的相噪如表1所示。可见系统参考源相噪指标满足系统要求, 这个是Ka频段上变频模块本振相噪能否满足指标的基础。
如果使用数字锁相芯片 (例如ADF410x系列) , 噪底可达-219 dBc/Hz;VCO选用4.5 GHz的CRO, 最高鉴相频率可为25 MHz。经过调试发现, 偏离载波1 kHz和10 kHz的相噪指标相互制约。如果环路带宽变宽, 10 kHz相噪就趋向恶化, 带宽变窄1 kHz相噪就趋向恶化。折中考虑选取环路带宽为3 kHz, 相噪如表2所示。
取样锁相具有鉴相频率高, 可从几十MHz到几百MHz;噪底极低, 在100 MHz鉴相频率下, 噪底依然可达-150 dBc/Hz, 且高低温工作性能稳定。它不像数字锁相芯片受到 (P/P+1) 前置分频器配置的制约, 理论上可将VCO锁在任意鉴相频率整数倍的频率上。但是, 由于取样锁相鉴相器为模拟鉴相器, 不具备鉴频的功能, 必须借助辅助电路才能正常工作, 这增加了电路的复杂性;而且只有鉴相功能的鉴相器不适用于宽带, 这大大限制了取样锁相的使用场合。
规避取样锁相的缺点, 发挥其在相噪性能上的优越性。鉴相频率取100 MHz (相噪如表2所示) , 环路带宽取50 kHz, 测试27 GHz本振相噪结果如表2所示。可见取样锁相的相噪性能非常优越, 在偏离载波1 kHz和10 kHz处分别比数字锁相高20 dB和14 dB, 总体指标比数字锁相高;比IESS 308/309标准高出15 dB以上。
2关键技术
2.1设计方案
为了达到低杂散和低相噪设计, Ka频段上变频模块设计方案如图1所示。
2.4～4 GHz中频信号经过混频器和27 GHz本振信号上变频, 再采用滤波放大再滤波的方式输出, 一方面是保证足够大的增益和输出1 dB压缩点;另一方面, 滤波的目的是抑制27 GHz本振信号的在输出端的泄露, 过大的泄露会对功放输出性能造成不利影响。由于模块出口为WR-28波导, 所以就要制作一个波导—微带过渡器, 将微带线转变成波导。最后采用波导隔离器改善输出驻波。本振部分先用10 MHz参考锁定一个100 MHz的锁相源;再用产生的100 MHz信号采用取样锁相技术锁定一个4.5 GHz低相噪CRO, 然后采用3倍频滤波再2倍频滤波方式将谐波滤除, 产生干净的27 GHz本振信号。
2.2薄膜电路
采用薄膜工艺制作的电路具有尺寸小、精度高和加工一致性好等特点。在毫米波段, 多采用裸芯片, 在装配过程中, 容易和薄膜电路集成在一起。
本振泄露信号在上变频模块出口的电平大小是衡量模块性能的一个重要指标。为了抑制这个泄露信号, 在输出级放大器2端分别级联一个7阶半波长平行耦合线滤波器。该滤波器采用薄膜工艺, 在厚度为10 mil、介电常数为9.8的陶瓷上制作。利用Ansoft Designer和HFSS对该滤波器进行协同仿真和优化[1]。为了兼顾通带平坦度, 将优化通带设置为2 .2 GHz, 仿真结果如图2所示。
从仿真结果看, 同带内插损小于1.6 dB (如图2中点1, 2, 3) , 对27 GHz信号有47 dB的抑制度 (如图2中点4) , 通带平坦度小于0.5 dB。
为了防止由于材料热膨胀系数的不同而导致陶瓷基片碎裂, 使用金锡焊料将薄膜电路共晶焊到Kovar载体上, 然后使用螺钉将载体紧固在盒体上;裸芯片下均用0.15 mm的钼箔垫高, 实现不同材料热膨胀系数的匹配[1]。薄膜电路和芯片用线径1 mil的金丝键合连接。
2.3本振合成[2,3]
系统提供的参考为10 MHz, 而取样锁相鉴相频率为100 MHz, 这就必须先用10 MHz参考锁定一个100 MHz的源。100 MHz锁相源采用数字锁相芯片ADF4001, VCO采用低相噪VC-OCXO, 鉴相频率为10 MHz, 环路带宽取10 Hz, 锁定后100 MHz锁相源相噪如表2所示。
由于取样锁相电路必须加入扩捕电路才能正常工作, 捕获过程与普通模拟锁相环类似, 利用上下不对称的鉴频差拍电压对VCO进行频率牵引。捕捉带取决于环路增益K和环路ωn, 一般较窄。扩捕电路如图3所示。
该电路由2个部分组成, 即由OPA2、R1、R2、C1组成的有源比例积分滤波器和由OPA1、R4、R5、R6及有源积分器组成三角波振荡电路。具体电路参数推导公式请参阅文献[2]和文献[3], 在此不再赘述。
2.4波导—微带过渡结构
波导与微带线间的能量转换由波导内探针耦合实现, 设计得当可实现宽带低损耗性能。事实上, E—面探针过渡结构, 因具有结构简洁、便于加工装配等优点, 已广泛的应用于毫米波大功率集成电路、模块中。
由于探针末端的电流必须为零, 故对于探针来说, 假设其电流按正弦驻波分布且假定探针电流为无限细线电流:
式中, d为探针插入的深度。
微带的输入阻抗为:
式中, P为辐射到波导中的功率;Wm-We是由高次模激励并存储在探针附近的无功功率。探针的辐射电阻为:
实际工程应用中可以结合这些理论利用HFSS进行仿真, 仿真结果如图4所示。
在实际测试中这种波导-微带过渡结构插损小于0.25 dB。
2.5性能测试结果分析
模块装配完毕后, 体积为:80 mm×33 mm×79 mm。调试完毕后对模块进行测试, 主要测试结果如下:
测试结果表明模块各项指标满足使用要求, 特别是在相噪指标上取得了较大的设计裕量。
3结束语
对Ka频段上变频模块的低杂散和低相噪设计方面做了较详细的分析, 提出合理的变频方案, 并对关键电路进行仿真。从最后的测试结果看, 模块指标优良, 实现了低杂散和低相噪设计。该模块已用于实际工程中, 有广泛的使用前景。
参考文献
[1]刘立浩, 吕丽英.Ka频段下变频模块设计[J].无线电工程, 2007, 38 (5) :43-45.
[2]BRILLANT A.Understanding Phase Locked DRO[J].Microwave Journal, 1999, 42 (9) :22-42.
[3]方立军, 马骏, 苏泉.取样锁相频率合成器的研究[J].现代雷达, 2004, 26 (8) :49-51.
散射通信系统工作频段的选择 篇7
对流层散射通信是利用对流层中不均匀体[1]对超短波以上的无线电波的前向散射来实现的一种超视距无线通信方式[2],具有传播媒质永恒存在且无需付费等优点[3],在国内、外超视距通信中占有重要地位[4],其常用的频段有L、S、C、X、Ku频段。
散射通信传播机制的特点决定其传输损耗较大,绝大部分能量都以直射波的形式射向天空,只有不足百万分之一的能量通过弯管传输到达接收机[5,6]。为应对这种较大的传输损耗,对流层散射通信设备通常使用高功放、大口径天线[7]。此外, 如何选取正确的工作频率,以使散射通信发挥出其最大潜能,成为散射通信工程设计中需要考虑的一个重要问题。
本文通过分析散射通信各种因素带来的损耗, 得出了不同应用场景下的频段选取原则,为工程应用提供了参考。
1散射通信传输损耗
根据ITU-R617建议,基本传输损耗年中值[8]:
式中,M为气象因子,其具体值如表1所示。f为频率( MHz) ,θ 为散射角( rad) ,光滑球面条件下:
ae为地球等效半径( km) ,d为大圆距离( km) ,LN为与散射体高度和气候区参数 γ 有关的损耗[9,10]:
气候区参数 γ 的取值如表1所示。
H为最低散射点到收发天线连线高度( km) :
h为最低散射点离地高度( km) :
考虑到天线带来的增益,链路损耗为:
Gant为去掉介质耦合损耗后的纯增益,Lc为介质耦合损耗[11]:
Gt、Gr为发收天线增益( d B) 。
2不同频段、距离下的链路损耗分析
根据式( 6) 可知,链路损耗包括基本传输损耗, 天线介质耦合损耗以及天线带来的增益。基本传输损耗随着距离的增大而增大,当通信距离为100 km时,L、S、C、X和Ku频段的主基本传输损耗分别为184 d B、193 d B、205 d B、211 d B和220 d B,当通信距离达到600 km时,传输损耗可达到226 d B、235 d B、 247 d B、253 d B和261 d B,如图1所示。
由于传输损耗很大,远距离散射通信需要通过加大发射功率和增大天线增益来应对传输损耗。在实际应用中,通过增大发射功率的方法来克服传输损耗的成本是非常大的,一方面,功放的增益受器件水平的限制; 另一方面,高功放的长期运行会导致很大的资源消耗,运行和维护成本很高。因此功放输出功率总是受限的[12],通过加大功率来应对链路损耗并非最佳的解决方法。而通过增大天线增益来克服传输损耗是比较简单、可行的,对于固定站来说, 只需要一次投资就可以一直得到很大的链路增益, 基本上没有后期运行和维护成本,因此增大天线增益是应对远距离散射通信传输损耗的一种有效的手段。
通常情况下,当频率固定时,抛物面天线的增益与天线口径的平方成正比的,但在散射通信中,由于介质耦合损耗的存在,天线增益并不是随着口径增大而一直增大的。对于上述5个频段,使用不同口径的天线带来的增益如图2所示。
由图2可知,在散射通信中,由于天线介质耦合损耗的存在,天线增益并不是随着口径的增大而一直增大,相反,当天线口径增大到一定程度时,天线带来的增益不但没有增大,反而会减小。因此在散射通信中,无法通过继续增大天线口径来获取链路增益。
图2为100 km和600 km的通信距离下,使用5个频段在不同天线口径下的链路损耗曲线。可以看出,对于5个频段,当天线口径小于1 m时,Ku频段链路损耗最小,当天线口径大于7 m时L频段链路损耗最小。对于600 km的链路,若使用Ku频段,其最小链路损耗为178 d B,而L频段在25 m的天线下链路损耗为145 d B,比Ku频段要小33 d B,其他频段损耗介于二者之间,可以看出,在大口径天线的支持下,低频段的散射通信链路损耗可以做得更低,而在天线口径受限的情况下,高频段的链路损耗相对较低。
3不同通信距离下频段的选取
散射通信传输损耗随着距离的增大而增大。对于较近距离的散射通信链路,基本传输损耗较小,例如对于100 km的链路,5个频段的基本传输损耗分别为184 d B、193 d B、205 d B、211 d B和219 d B,都不是很大,这时设备以小型化为主要目标。由图3可知,当选取1 m的天线时,L、S、C、X和Ku的链路损耗分别 为149 d B、146 d B、144 d B、143. 5 d B和143 d B。以某型接 收机为例,其解调门 限为 - 92 d Bm,若不考虑其他工程损失,则5个频段需要的最小 发射功率 为分别为57 d Bm、54 d Bm、 52 d Bm、51. 5 d Bm和51 d Bm,实际工程中都很容易做到,考虑到小型化和实用性,可选择较高的Ku、X以及C频段。当链路长度增大至600 km时,如果继续使用高频段,由图2可知,对与Ku、X以及C频段,链路损耗 最小值分 别为179 d B、170 d B和164 d B,同样以上述接收机为例,所需的发射功率为87 d Bm、78 d Bm和72 d Bm,显然是难以实现或者不实用的; 而使用S或者L频段,采用20 m广告牌天线,链路损耗分别为152 d B和147 d B,需要的发射功率为60 d Bm和55 d Bm,相对比较容易达到,实用性也更强。
通过以上2个例子的对比,可以得出,在散射通信中,在近距离、基本传输损耗较小时,宜使用高频段,如Ku、X或者C频段,有利于设备的小型化; 当应用距离加长,基本传输损耗变得很大时,应考虑使用较低的频段,如S和L频段。
4结束语
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