天线改进

天线改进（精选7篇）

天线改进 篇1

1 概述

现代高速飞行器要求雷达天线有尽量小的安装横截面, 最理想情况就是将天线紧贴飞行器头部, 而不是安装在飞行器外部, 这样可以减小飞行中受到的空气阻力。平板缝隙天线[1,2,3,4,5,6,7]正是一种理想的选择, 其优势在于体积小、结构简单、机械强度高、馈电网络与辐射体一体化。在电气性能方面, 平板缝隙天线具有口径分布容易控制、容易实现窄波束、赋形波束、无能量漏失、口径效率高等特点, 其结构及电气优点使得平板缝隙天线越来越广泛的应用于各种新型雷达。

2 天线结构及改进前方向图

该天线共分为三层:上层为天线辐射阵面;中层为耦合馈电波导;底层为波导和差网络。该天线中差波束没有采用传统的差波束形成方案, 而是在△Y面 (φ=+45°, φ的旋向如图1中所示) 、△Z面 (φ=+135°) 形成差波束。将整个辐射阵面划分为四个子阵, 如图1所示。

原有天线实测方向图在E面方向图远区 (θ=60°附近) 副瓣为-34dB, 不满足其-35dB的设计要求, 故需对其进行改进设计。首先, 对原有天线辐射阵面不改变缝隙参数前提下进行仿真, 得到中频E面方向图如图2。由仿真结果知:天线E面方向图远区 (θ=60°附近) 副瓣电平并不是逐渐下降的, 此处副瓣电平约-35dB左右。

3 天线改进设计

3.1 数学模型分析

将口径场测试原理应用到HFSS仿真软件中, 在天线表面设置感应场积分线, 由此可获取辐射单元感应场的幅相信息。提取每一个缝隙的幅度, 并以最大值归一化, 得到原有辐射阵面的实际幅度分布如表1所示。

将表1数据与与理论计算时的采用幅度分布矩阵进行比对, 发现部分单元差异较大, 其为引起E面方向图远区副瓣电平抬高的原因, 需对其作适当调整来改善远区副瓣电平。在对辐射缝隙进行微调时, 考虑到其中一个缝隙的调整会影响其周围辐射缝隙的辐射特性。因此, 调整某缝隙时应对处于同一根辐射波导上的其他缝隙应作相应微调。同时, 考虑到中间缝隙对于辐射方向图影响较大, 因此首先对位于阵面中间的位置附近的辐射单元进行调整。

经过对缝隙偏置的反复多次调整, 得到一组较好的调整量, 对于E面方向图远区副瓣电平有一定的改善, 调整后中频仿真方向图如图3所示。

为进一步降低天线E面方向图远区副瓣电平, 对原始缝隙幅度进行优化处理。利用遗传算法对辐射阵面56个缝隙的原有幅度分布进行重新优化, 设定远区副瓣电平为优化目标, 得到表2优化后的幅度分布, 并计算出其方向图 (图4) 。

从以上辐射缝隙电场分布计算得到的理论E面方向图可以看出, 此时远区副瓣电平明显降低, 在-39dB以下。

3.2 物理模型分析

利用幅度分布经过优化的数据, 再对天线整体尺寸进行计算、建模仿真。经过调整后的仿真结果如图5所示。

由以上经过改进的天线辐射阵面仿真结果可以看出, 优化后天线工作中心频率和波束远区副瓣电平达到-38dB左右;低频与高频的E面方向图远区副瓣也有一定的改善, 相对于设计指标要求有较大的余量。

4 天线测试

经过改进后的天线进行实物加工, 并对其测试得到天线中频方向图如图6示。

从测试结果可以看出, 改进设计的天线E面远区副瓣通过改进均呈现下降趋势, 满足其-35dB的工程应用。

5 结论

本文对原有设计天线实测结果中出现的E面方向图远区 (θ=60°附近) 副瓣电平抬高的原因进行分析。通过建立数学模型和物理模型对辐射阵面幅度分布进行微调, 找到了对E面远区副瓣有影响的因素, 最后通过遗传算法对远区副瓣电平进行优化, 解决该天线远区副瓣大于-34dB的工程应用问题。

摘要：针对天线E面远区副瓣电平抬高现象对天线进行改进设计, 寻求改善方向图E面远区副瓣电平的方法。通过建立辐射阵面的数学与物理模型对阵面幅度分布进行微调, 最后利用遗传算法对阵面辐射单元进行优化, 解决了方向图E面远区副瓣电平抬高的工程应用问题。

关键词：波导缝隙,副瓣电平,优化

参考文献

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一种叠双菱形天线的改进设计 篇2

目前在菱形天线的结构改进和小型化宽带化方面,人们做了大量的研究工作。其中,参考文献[1]采用分形几何方式设计了一种贴片菱形天线,可工作于PCS(1.85~1.99 GHz),UMTS(1.92~2.17 GHz),WLAN(2.4~2.484 GHz/5.15~5.35 GHz/5.725~5.825 GHz),Wi MAX(2.305~2.36 GHz/2.5~2.69 GHz/5.25~5.85 GHz)等多种带宽应用环境;参考文献[2]研究测试了工作于2.4 GHz~2.9 GHz的平面菱形臂偶极子天线性能,提出了利用无源菱形贴片提升印刷偶极子天线的带宽性能;参考文献[3]设计了一种具有圆极化的四菱形环状天线,天线增益可达9.7 d Bi,主波束宽度超过130°,并且通过宽带巴伦使天线带宽增加;参考文献[4]利用多层印刷偶极子天线组成了一种简单低成本的菱形天线,通过对馈线的优化,使天线在C~X不同波段内的阻抗和辐射特性良好,实现了超宽带特性,另外,通过双叠形式实现了天线的双极化;参考文献[5]利用7个十字交叉菱形天线构成了带顶的斜六棱锥菱形天线阵列,并通过Matlab软件对该天线阵的方向图和S参数进行了仿真分析;参考文献[6]通过水平层叠单菱形天线构成双菱形天线,使得天线增益成倍增加;参考文献[7]以菱形偶极子为辐射器,通过安装引向器和反射电容板,构成了菱形四偶极板天线,并应用于实际工程中;另外,在天线性能仿真方面,参考文献[8-9]采用了以矩量法为内核的4NEC电磁仿真软件用于菱形天线的研究设计,仿真计算了天线的方向图、增益、输入阻抗、驻波比等电参数。

本文利用4NEC电磁仿真软件优化设计了一种工作于微波波段的带反射板的叠双菱形天线,并用PNA3621网络分析仪对制作的天线进行了测试,测量结果与仿真结果较为吻合,天线的相关电参数较好。

1 菱形天线的工作原理和参数设计

1.1 菱形天线的工作原理

菱形天线是由4根导线组成菱形结构,并水平地悬挂在4根支柱上。天线的一锐角端接馈线,另一锐角端接与菱形天线特性阻抗匹配的负载,使导线上载行波电流,如图1所示。菱形天线亦可看成是一段匹配传输线从中间拉开形成,由于两线之间的距离大于波长,从而构成开放系统,产生辐射。菱形天线的最大辐射方向位于通过两锐角顶点的垂直平面内,指向终端负载方向,具有单向辐射特性。

菱形天线的辐射场可看成是4根行波单导线的辐射场叠加而成,如图2所示。

图2(a)中,1、2两根导线合成电场矢量的总相位差分别由射线行程差引起的相位差△ψr、电流相位不同引起的相位差△ψi和电场极化方向所引起的相位差△ψE组成,即:

其中,行程相位差△ψr=klcosθ0,电流相位差△ψi=-kl,极化相位差△ψE=π,l为导线长度,θ0为导线与菱形天线长轴间夹角。从而,1、2两根导线总的相位差为:

同理,图2(b)中1、4两根导线,△ψr=0,△ψi=π,△ψE=π,则1、4两根行波单导线总的相位差为:

从而,1、4两根导线的合成场在锐角对角线方向上同相叠加。

这样,只要取好菱形天线的半锐角θ0,使之等于行波单导线的最大辐射角,代入式(2)中,可得1、2两根导线的总相位差为:

就可保证菱形天线的4根导线的合成场同相叠加,菱形天线在水平平面内的最大辐射方向沿长对角线方向从馈电点指向负载。而其他波瓣则互相干涉形成较多和较强的副瓣,如图2(c)所示[10]。

1.2 菱形天线的电参数

菱形天线的辐射场可通过叠加原理求出,设地面为理想导体并忽略损耗,则当△=△0时(△0为最大辐射方向仰角),菱形天线在水平平面的方向函数[10]为:

过长轴的垂直平面的方向函数为:

式中,Φ0为菱形的半钝角,φ为从菱形长对角线量起的方位角,△为通信仰角,H为天线的架设高度。菱形天线的主要性能取决于λ、φ0、H/λ三个参数,当高度因子中的第一个最大值的仰角与菱形天线主瓣的仰角相等时,可得到最佳性能。式(6)中,令坠,可求出当l/λ一定时,某个仰角方向上获得的最大辐射场强时的最佳钝角2Φopt。当工作频率f变化时,由于l/λ较大,θm1基本上没有多大变化,因此菱形天线具有宽带特性。

菱形天线的方向系数一般是以假设菱形天线上的电流是行波分布来近似计算的[8],其大小为:

采用变间距的传输线特性阻抗的平均值给出菱形天线输入阻抗的近似计算公式:

1.3 叠双菱形天线的改进设计

为了改善菱形天线的方向和增益特性,采用天线组阵的形式,设计改进了一种叠双菱天线结构。将两个双菱形天线上下叠加,与馈线相连的双菱形称为辐射振子,用于辐射能量,与辐射振子叠加的另一个双菱形称为引向振子,主要使能量按一定的方向进行辐射[11,12,13]。上下两菱形天线对角线之间的距离d≈0.8λ,其方向函数表达式为:

式中f1(θ,准)是单菱形天线的方向函数。叠双菱形天线结构简单,造价低,其中,双菱形天线的旁瓣电平比单菱形天线低,增益可达到十几分贝,约为单菱形天线的1.5~2倍。为进一步改善菱形天线的方向和增益特性,将叠双菱天线一侧接入金属反射板,从而起到镜像作用,进一步提高天线的方向和增益特性[10]。

1.4 叠双菱形天线参数设计

当通信仰角△0确定以后,选择主瓣仰角等于通信仰角,天线架高为:

天线每边长度:

半钝角Φ0和仰角△0应满足如下关系:

为了方便直观地对天线参数进行调整,利用Visual Basic软件编写设计了叠双菱形天线参数交互式计算器软件[14]。当输入天线的中心工作频率和天线仰角后,该软件可以立刻计算出天线的架高H、边长L和天线的半钝角Φ0,为后面的仿真优化提供参考,如图3所示。

2 天线设计及测试分析

2.1 叠双菱形天线建模与仿真分析

设计中采用4NEC2仿真软件进行天线模型的搭建和性能分析。该软件基于Windows操作系统,对二维和三维几何式天线进行建模、仿真、参数扫描和性能优化。根据设计好的参数,搭建叠双菱天线模型并得到仿真结果,如图4所示。

从图4中可以看出,在2.4 GHz中心工作频率,天线的增益为14.1 d B,驻波比接近于1,回波损耗达到-35d B,同时带宽性能较好。

2.2 叠双菱形天线测试分析

根据仿真优化后的天线尺寸,制作了天线实物,如图5所示。

使用普纳公司的PNA3621型矢量网络分析仪及天线测试转台对该天线进行阻抗特性和方向特性的测试。该设备采用电桥法可对天线的负载、回波损耗、驻波等反射特性进行测试;采取旋转天线法可测试天线的增益和方向性:将待测天线固定于测试转台上,通过方向控制器控制天线在水平面内旋转360°,接收天线接收来自云台上发射天线的场强,经过处理后得到测试结果。在网络分析仪仪表面板显示结果的同时,通过网络分析仪串行接口,在电脑上可显示出测量的相关图形曲线和数据。

测试频率范围为2.35 GHz~2.45 GHz,以5 MHz为间隔,共选取21个采样测试点,测得天线输入端电压驻波比(VSWR)及回波损耗(RL)曲线和直角与极坐标下的E面方向图,如图6所示[15]。

与仿真结果相比,在100 MHz带宽内,驻波比和回波损耗曲线的变化趋势基本相同,稍高于理论仿真结果,在2.39 GHz时,驻波比VSWR≈1.25,回波损耗RL=-20 d B,整个测试频段内驻波比VSWR<2.7。造成这种结果的主要原因是天线在制作精度上会存在一定的误差,以及天线与馈线连接处由于焊接的原因,造成阻抗不匹配所致。

从方向图中可以看出,叠双菱形天线的定向性和对称性较好,其主瓣宽度为56°,但是第一副瓣电平较大,与仿真时的结果有些差异。方向图不平滑呈锯齿状是由于试验室的空间测试环境有限,造成电波多次反射后进入测试天线所致。

摘要：在对菱形天线结构和工作原理进行分析的基础上,为缩小天线尺寸结构,提高天线的方向和增益特性,设计了一种以2.4 GHz为中心工作频率的带反射板的叠双菱形天线。设计过程中利用VB软件制作了交互式天线计算器,方便天线尺寸参数的计算和优化调整,并使用4NEC软件搭建天线的模型及仿真优化。在天线测试平台上利用PNA3621网络分析仪对制作的天线进行了测试。测量结果表明,在2.35 GHz～2.45 GHz频率范围内,天线方向图较好,与仿真结果较为吻合,天线输入端电压驻波比和回波损耗较为理想。

一种改进的双频平面倒F天线 篇3

随着无线通信的快速发展,对天线的性能提出了更高的要求,小型化、低剖面天线成为移动通信系统的重要研究内容。由微带天线演变而来的平面倒F天线(PI-FA)具有体积小,重量轻,结构紧凑,成本低,馈电方式灵活等特点,目前被广泛应用于移动终端设备中。但是PIFA天线的窄频带是其在无线通信应用中的一个不足。文献[1]提出的单层PIFA天线通过接地板与PIFA辐射元的耦合,获得了双频段特性,在插入接地板缝隙的贴片枝节长度取17 mm时,实测相对带宽分别约为10%及4%,低频段相对带宽较宽,但阻抗匹配较差。文献[2]中,Y.J.Cho,Y.S.Shin和S.O.Park提出了一种采用同轴馈电的双频段平面倒F天线,通过调整短路探针的位置和辐射贴片的长度,天线带宽覆盖了2.4 GHz蓝牙波段和5 GHz无限局域网波段,相对带宽分别为4.52%,16.2%,但低频段阻抗匹配较差。文献[3]提出了两种小型倒F天线,第一种通过折叠PIFA天线的尾部,在2.45 GHz获得140 MHz的-10 d B阻抗带宽,在5.25 GHz为756 MHz;第二种采用耦合馈电结构,阻抗带宽在2.45 GHz为240 MHz,在5.25 GHz为672 MHz。第二种结构的低频段带宽较第一种结构有了一定的展宽,但高频段带宽变窄。文献[4]提出的用于GPS终端,总体尺寸为40 mm×25 mm×10 mm的线极化3D平面倒F天线,在1.57 GHz附近,满足VSWR<2的相对带宽为2.5%,此天线尺寸较小,但带宽较窄。文献[5]中,H.W.Liu和C.F.Yang提出了一种用于2.4 GHz ISM频段,总体尺寸为10 mm×3 mm×3.5 mm的小型PIFA天线,相对带宽为6.48%,其带宽也有一定的局限性。文献[6]提出了一种用于WLAN频段,采用谐振环馈电的双频平面倒F天线,满足VSWR<1.5的相对带宽分别为3.68%(2.4~2.49 GHz),13.23%(5.15~5.88 GHz),带宽较宽,但是其应用频段较高。

本文在文献[1]提出的基本PIFA天线结构基础上,通过改进天线的馈电结构及优化调整天线参数,有效地展宽了天线阻抗带宽。使用电磁仿真软件分析了馈电结构、天线结构中的部分参数对天线阻抗带宽的影响,并分析了天线的辐射特性及增益特性。

1 天线结构

本文提出的双频平面倒F天线的结构如图1所示,图(a)为俯视图,图(b)为侧视图、图(c)为正视图。建立坐标系于接地板平面,即接地板位于x Oy平面。天线主要由一矩形辐射贴片、短路贴片、馈电结构及接地板构成。辐射贴片位于接地板上方h1、靠近短路贴片的位置,以确保天线元与接地板间的耦合。此天线采用50Ω同轴探针馈电。天线的总体尺寸大小为90 mm×45 mm×9 mm,天线的最大尺寸为90 mm,相当于0.27λ(λ为低频段最低频率对应的工作波长)。部分天线尺寸如下:L=90 mm,W=45 mm,L1=7.48 mm,L3=3 mm,L5=20 mm,L6=6.2 mm,W1=38 mm,W2=31 mm,W5=25 mm,W6=4.51 mm,W7=4.2 mm。

2 仿真分析与结果

为了获得更好的阻抗特性和辐射特性,下面分析馈电结构尺寸及部分天线结构参数对天线性能的影响。

2.1 阻抗特性分析

该天线通过改变馈电结构,实现了天线阻抗带宽的展宽,因此馈电结构参数对天线的性能影响较大。下面将主要通过仿真优化L4,W4,h2来分析馈电结构对天线阻抗特性的影响,如图2~图4所示。仿真优化h1,W3,L2来分析天线参数对天线阻抗特性的影响,如图5~图7所示。

由图2可以看出,参数L4对天线低频段阻抗带宽影响较小,主要影响高频段的阻抗特性。随着L4的增大,低频段的阻抗带宽及谐振点位置基本不变;而高频段阻抗带宽变窄,谐振点向高频方向漂移,阻抗匹配变好。当L4=7 mm时,出现多频段。

由图3可以看出,随着参数W4的增大,高频段谐振点向低频方向漂移,带宽变窄;而低频段阻抗带宽变化较小;当W4=13 mm及W4=16 mm时,出现多频段。

由图4可以看出,随着参数h2的增大,高频段谐振点发生漂移,带宽变窄;低频段带宽也随着h2的增大而变窄;当h2=5.5 mm时,出现多频段。

由图5可以看出,随着h1的增大,谐振点向低频方向漂移;低频段带宽变窄,匹配变差;高频段带宽随着h1的增大而变宽,且阻抗匹配变好;当h1=10 mm时,出现多频段。

由图6可以看出,低频段及高频段阻抗带宽均随着W3的增大而变窄,且阻抗匹配变差。

由图7可以看出,L2的大小对天线带宽的影响较大,低频段及高频段带宽均随着L2的增大而变宽且阻抗匹配变好。但当L2=10 mm时,低频段谐振点处不能满足S11<-10 d B的要求;且L2=10 mm及L2=13 mm时出现多频段。最终优化的各参数值为:h1=9 mm,h2=7 mm,L2=16 mm,L4=4 mm,W3=14 mm,W4=10 mm。

图8为优化后该天线随频率变化的回波损耗曲线,由图8可知,天线具有双频段特性,满足回波损耗小于-10 d B的带宽为908~1 009 MHz,2 042~2 662.5 MHz,相对带宽分别为:10.54%,26.38%,带宽较文献[1]有了改善,阻抗匹配也得到明显提高。

2.2 辐射特性与增益特性

在天线带宽范围内,选取三个频率点对天线的增益辐射方向性进行分析。图9是天线在950 MHz,2 150 MHz,2 500 MHz的x Oz面归一化辐射方向图。由图9可以看出,天线的低频点的x Oz面方向图类似于单极子天线辐射方向图;高频点近似为全向辐射。图10是天线在950 MHz,2 150 MHz,2 500 MHz的y Oz面辐射方向图,由图10可以看出,天线在三个频率点的方向图变化不大,均近似为全向辐射。

图11是天线在900~1 020 MHz及2 000~2 700 MHz范围内得到的增益曲线图,可知在阻抗带宽908~1 009 MHz范围内,增益变化为3.3~4.06 d B,在阻抗带宽2 042~2 662.5 MHz范围内,增益变化为-5.18~1.74 d B。低频段增益较高。

3 结论

本文提出的一种改进的双频平面倒F天线,是在文献[1]提出的单层PIFA基本天线模型基础上,通过对辐射贴片开缝、折叠而改变了天线的馈电结构,通过对馈电结构尺寸及部分天线结构参数的优化,有效地展宽了天线的阻抗带宽。最终实现了回波损耗低于-10 d B的带宽为908~1 009 MHz,2 042~2 662.5 MHz,相对带宽分别为10.54%、26.38%。天线在950 MHz,2 150 MHz,2 500 MHz三个频率点的y Oz面辐射方向图均近似为全向性辐射。该天线体积小,重量轻,结构简单,适用于移动终端设备。

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天线改进 篇4

1 天线设计及实验结果

根据已往的研究结果, 当TEM喇叭天线馈电端及末端口径确定时, 如果天线长度越长, 其远场主射方向脉冲峰峰值越大[9]。可是在实际工程中, 天线长度是有限制的。设计的首要步骤是根据现有的脉冲源信号频谱大致确定阻抗指数型天线沿主射方向的长度, 这个长度影响天线的S11, 长度越长, S11幅频曲线所能达到的低频点越低, 于是提高了低频能量的辐射, 但有时天线的长度是被限制在一定的范围之内的。在天线长度确定之后, 可以确定阻抗指数型TEM喇叭天线特性阻抗和对应的最佳口径, 从而完成了使天线远场主射方向脉冲峰峰值最大的设计目标。现在给定天线长度L=250mm, 天线馈电端口大小为3mm×17mm, 天线末端口口径大小为170mm×330mm。通过以上设计数据, 用CST5.0电磁仿真软件建模, 如图1所示。激励脉冲采用高斯脉冲:

e (t) =e-16.7552×1018 (t-0.8886×10-9) 2 (1)

图2为仿真后的S11特性曲线图, 从图2可以看出, 此天线在634～3000MHz频段范围内, S11的幅值都在-10dB以下, 这样的频域特性对于天线时域信号的保真是有益的。在距离天线中心点1m处与主轴夹角分别是0°和180°的位置处放置探针可仿真得出脉冲波形如图3所示, 前向脉冲峰峰值为20.12V/m, 他们的前后向峰峰值之比为3.09, 与一般天线末端口特性阻抗为377的天线相比, 阻抗指数型TEM天线可以提高天线远场主射方向脉冲的峰峰值。注意到天线带宽的下限值在634MHz, 在保证天线长度和口径尺寸值不变的情况下, 是否可以将其再变得小一些, 以扩展带宽?通过多次试验, 对上述天线做了如下改进:给天线的末端加载上一段圆弧补偿[10], 如图4所示。改进之后的天线与改进前的天线的S11特性曲线比较如图5所示。从该图中可以看到, 改进之后的天线S11特性曲线有明显的下降, 同时它的带宽低频的下限值下降到了406MHz, 所以, 其频带得到了有效的展宽。从图6中可以计算得出前向脉冲峰峰值为21.74V/m, 前后向脉冲峰峰值之比达到了4.6。

2 结论

在天线长度和天线末端口径一定的情况下, 设计了一种280的阻抗指数型TEM喇叭天线, 该天线与天线末端口径处特性阻抗为377的天线相比, 天线远场主射方向脉冲峰峰值有明显的提高;并在此基础上给天线加载上一段圆弧补偿, 改进后的天线有效地改善了天线的低频特性, 前后向脉冲峰峰值之比达由3.09增到了4.6, 天线的辐射特性也得到了改善。

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[9]朱四桃, 朱柏承, 樊亚军.TEM喇叭超宽带接收特性分析[J].强激光与粒子束, 2005, 17 (8) :1228-1230.

天线改进 篇5

相控阵天线由一般的阵列天线发展而来,与其他常规阵列相比,相控阵天线的工作原理更复杂,影响天线性能的因素更多。可控数字移相器在相控阵天线中的使用,是相控阵天线优越性能实现的关键,正是它使得相控阵天线可以在若干毫秒的时间内,把阵列天线的波束指向由一个方向转移至另一个方向[1]。数字移相器虽然具有结构简单、低能耗、移相速度快、移相值稳定、控制电压低、易于计算机控制等优点,但它不能够连续移相,这就存在相位量化问题,由此产生相位量化误差[2]。相位量化误差一方面影响相控阵天线波束的主瓣电平,使主瓣的波束展宽,增益降低,损失的能量分散到旁瓣中去又造成旁瓣电平增加,降低天线的抗干扰能力;另一方面影响天线波束指向,使相控阵天线各阵列单元的实际馈电相位和理论值出现偏差,辐射电磁波的相位偏离理论值,使得波束指向偏离理论值,造成指向误差,降低了天线的波束指向精度[3]。由于波束指向精度是相控阵天线的一个重要性能指标,因此通过分析相位量化误差产生的原因,对传统的馈相方法进行改进,减少相位量化误差的影响,提高相控阵天线的波束性能。

1 相位量化误差的影响分析

1.1 相位量化误差的产生原理

由于阵列单元的相位由数字移相器来控制,数字移相器通过二进制的0和1来表示相位值,天线波束指向某一方向时,受到移相器位数的限制,产生了量化台阶,每个天线单元的馈相值只能取Δ(Δ=2π/2P)的整数倍。如8位数字移相器是将2π的角度值分为256(28)个标称值,最小值为0,最大值为255π/128,相位值不是连续变化的。这样,移相器的相位值只能取比较接近所需相位值的标称值,产生的这个相位误差就是移相器相位量化误差[4]。相控阵天线的相位误差由各阵列单元的相位生成方法决定,在应用中主要采用确定性馈相法对天线单元进行相位控制,即移相器的馈电相位依据舍入的方法来唯一确定,确定性馈相法有四舍五入法、进位法和舍尾法等。采用舍尾法馈相时,取低的量化台阶,即当馈相值不是Δ的整数倍时,若馈相值是正数,将舍去不能被Δ整除的余数部分,只保留整数部分;若馈相值是负数,将馈相值再减去一个Δ值,得到离原馈相值最近但比它小的并能被Δ整除的那个负数。由此引起的相位量化误差特点如图1所示,阵列单元的实际馈相值为理论馈相值斜线与梯形曲线的交点中的较小值,理论馈相值与实际馈相值之间的相位差值即为相位量化误差。

1.2 相位量化误差及指向误差的数学模型

移相器相位量化误差的数学模型为ξm,其中D{x}表示取x的小数部分并连同符号。Δ=2π/2P,p为移相器位数;m为阵元位置序号;u0为阵元间相位差。

$\xi {}_m=\{\begin{array}{cc}\Delta •D\{\frac{mu{}_0}{\Delta }\}‚& u{}_0\ge 0\\ \Delta •(1+D\{\frac{mu{}_0}{\Delta }\})‚& u{}_0<0\end{array}$。

根据给出的移相器相位量化误差的数学模型,可以得到移相器相位量化误差造成的波束指向误差的数学公式为:

$\delta {}_u=\{\begin{array}{cc}\frac{4\Delta }{{\rm M}{}^2}{\displaystyle \sum _{m=0}^{{\rm M}-1}\text{Ι}}{}_m•D\{\frac{mu{}_0}{\Delta }\}‚& u{}_0\ge 0\\ \frac{4\Delta }{{\rm M}{}^2}{\displaystyle \sum _{m=0}^{{\rm M}-1}\text{Ι}}{}_m•(1+D\{\frac{mu{}_0}{\Delta }\})‚& u{}_0<0\end{array}$。

式中,Im为第m个阵元的振幅激励;M为阵元的总数。

由于δu是关于u0的周期函数,周期为Δ,而且在u0=0,±Δ,±2Δ,±iΔ处存在极大值,其他地方波束指向误差相对小得多,这样的直接后果是当天线法线方向对准目标时,波束指向误差就比较大,这对于相控阵天线的波束指向精度很不利。在线阵中,波束指向误差的极大值与移相器位数及阵列单元个数的关系如下:移相器的位数每增加一位,δu的极大值减小一半,由此可知δu的极大值与p成反比;当p相同、阵元个数M增大1倍时,δu的极大值减小一半,这主要是由于其差斜率增大1倍所致[5]。

1.3 相位量化误差对和、差波束性能的影响

相位量化误差对相控阵天线和差波束均有不同程度的影响,尤其对差波束的影响会降低波束的指向精度,影响天线的跟踪性能[6]。以16阵元线阵为例,在相位随机误差分别为3°和10°的情况下,天线的和波束方向图、差波束方向图如图2所示,和波束幅度均值和均方差、差波束均值和均方差以及零深差的均值和均方差的具体结果如表1。通过分析可以发现,随着相位量化误差的增大,和波束电平幅度下降,差波束电平幅度增加,差零深变浅,致使相控阵天线的波束指向精度变低,波束性能变差。

2 改进方法

根据相控阵天线相位量化误差产生的特点,对传统的确定性馈相方法进行改进,提出递推比较补偿馈相的方法,通过降低波束指向误差的极值,减少相位量化误差对波束指向精度的影响。

2.1 递推比较补偿馈相法

递推比较补偿馈相法对阵列每个单元依次馈相,首先从第0号单元开始馈相,这时没有相位量化误差;接着给第1号单元进行馈相,这时产生相位量化误差及波束指向误差;再给第2号单元进行馈相,此时要试图弥补由第1号单元产生的波束指向误差,因此馈相值为舍去不能被Δ整除的小数或再加上Δ,由此产生的相位量化误差为Δ·D{mu0/Δ}或Δ·D{mu0/Δ-1};再给第3号单元进行馈相,此时要试图弥补由第1、2号单元产生的波束指向误差,馈相方法同2号单元;这样以此类推,使得波束指向误差主要受天线阵列后面单元相位量化误差的影响[7]。给某个单元馈相时,不是简单的取上下2个量化台阶中的一个来弥补前续单元造成的波束指向误差,而是将这2个量化台阶产生的相位量化误差所导致的波束指向误差与前续单元所产生的波束指向误差求和,取绝对值比较小的那个量化台阶,这种方法就是递推比较补偿馈相法[8],具体过程如下:

第i号单元馈相,应馈相值为iu0,实馈相值为:

${\phi }^{\prime }{}_i=\Delta \cdot \left(\mathrm{int}\{\frac{iu{}_0}{\Delta }\}+1\right)$,${\phi }^{″}=\Delta \cdot \left(\mathrm{int}\{\frac{iu{}_0}{\Delta }\}\right)$。

相位量化误差为:

$\delta {\phi }^{\prime }{}_i=\Delta •\left(D\{\frac{iu{}_0}{\Delta }\}-1\right)$,$\delta {\phi }^{″}=\Delta \cdot \left(D\{\frac{iu{}_0}{\Delta }\}\right)$。

第i号阵元2个量化台阶造成的波束指向误差为:

$\Delta u^{\prime }{}_i=\frac{4}{{\rm M}{}^2}{\rm I}{}_i\delta {\phi }^{\prime }$,$\Delta u^{″}{}_i=\frac{4}{{\rm M}{}^2}{\rm I}{}_i\delta {\phi }^{″}$。

前i号阵元2个量化台阶造成的波束指向误差进行比较得到的实际馈相值,如果

$\left|{\displaystyle \sum _{m=0}^{i-1}\Delta }u{}_i+\Delta u^{\prime }\right|\le \left|{\displaystyle \sum _{m=0}^{i-1}\Delta }u{}_i+\Delta u^{″}\right|$,

那么实际馈相值为φ′i,累计波束指向误差为:

$\delta u{}_i={\displaystyle \sum _{m=0}^{i-1}\Delta }u{}_i+\Delta u^{\prime }$。

否则实际馈相值为φ″i,累计波束指向误差为:

$\delta u{}_i={\displaystyle \sum _{m=0}^{i-1}\Delta }u{}_i+\Delta u^{″}$。

2.2 递推比较补偿馈相法与舍尾法的比较结果

为了对递推比较补偿馈相法的效果进行验证,在16×16平面阵列结构条件下,移相器位数分别为8位、6位和4位时,对递推比较补偿馈相法与舍尾法的波束指向误差结果进行比较,比较结果如表2所示。通过表2可以看出,在硬件条件相同的情况下,递推比较补偿馈相法可以降低波束指向误差的极大值和均值,减少相位量化误差对指向精度的影响,提高波束的指向精度。

3 结束语

相控阵天线已经在天线技术中得到广泛应用,其中可控数字移相器的使用是相控阵天线优越性能实现的关键,但由此引入的相位量化误差,严重影响了相控阵天线的波束指向精度,降低天线性能。采用递推比较补偿馈相法代替传统的确定性馈相法,能够改善相位量化误差对波束指向精度的影响,提高相控阵天线的跟踪精度,在提高相控阵天线性能方面具有较强的应用性。 

参考文献

[1]张光义.相控阵技术[M].北京:电子科学研究院,1994:10-12.

[2]翟孟云.阵列天线理论导引[M].北京:国防工业出版社,1980:20-23.

[3]高长剑.相控阵雷达天线波束指向精度分析[D].北京:航天二院二十三所硕士论文,1998:13-17.

[4]张祖伦.相控阵雷达中相位误差分析及补偿方法[J].雷达科学与技术,2010,35(2):34-37.

[5]沈文辉.相控阵天线的波束指向分析[D].南京:南京邮电学院97级研究生毕业论文,2000:55-58.

[6]龙晓波.有源相控阵设计中的相位误差计算与分配[J].电子信息对抗技术,2008,21(4):34-35.

[7]沈文辉.相控阵天线零相位误差法的波束指向分析[J].上海交通大学学报,2004,9(Z1):24-26.

天线改进 篇6

屏蔽式平衡式短波广播天线交换开关, 也就是我们俗称的3×8开关, 是短波广播信号传输过程中必不可少的一个环节。该短波天线交换开关可以方便的组成交换灵活的短波天线交换矩阵, 相邻通道之间的隔离度大于50dB。无线局有500kW短波广播发射机的发射台中, 500kW短波广播天线交换开关全部是进口的, 价格昂贵。为了实现交换开关的国产化, 2001年, 我们对屏蔽式平衡式短波广播天线交换开关进行了调研, 成功生产出满足客户需求的开关。开关特性参数如下:

输入特性阻抗是300Ω;输出特性阻抗是300Ω;输入端两馈线接口的中心间距:250mm;输出端两馈线接口的中心间距:250mm;最大传输功率:500KW, 带100%调幅;开关外形尺寸:875x875x1318mm;在短波频带内, 驻波比小于1.08;相邻传输通道之间的隔离度大于50dB;电机功率:160W;最大切换周期:4.8秒;控制电压:DC24V/AC220V。

该短波广播天线交换开关已成功应用于我局24个短波台的36个短波发射机房, 大大增强了我局短波天线交换的灵活性, 降低了由于天线交换系统引起的停播事故, 提高了我局短波广播播出的效果, 节约外汇约500万美元。

该短波广播天线交换开关项目曾获得无线局2007年度技术进步奖二等奖和国家广电总局2008年度科技创新奖, 科技成果应用与技术革新奖类三等奖。

2 屏蔽式平衡式短波广播天线交换开关的结构及工作原理

屏蔽式平衡式短波广播天线交换开关大致可分成四大部分:框架部分、信号传输部分、传动部分和变速箱。

框架部分是支撑开关的主体结构, 它的精度直接影响开关传动部分的到位精度, 因此, 框架的焊接工艺要求非常严格。焊接时, 通过专用胎具固定后, 掌握由于焊接金属管材发生变形的程度进行焊接, 这样才能保证其尺寸的准确性。

信号传输部分由转向、直通馈管, 主轴, 刀体, 绝缘子, 接点等零部件组成, 完成短波广播信号的传输任务。信号传输部分为整个产品电气指标能达到要求的关键部分, 因此传输部分的材料选择及工艺都是非常重要的。在材料的选择上, 为了达到开关的阻抗要求, 刀体选用黄铜, 馈管为紫铜, 绝缘子为高频瓷。在工艺上, 转向及直通馈管中波纹管的焊接方式是非常关键的, 既要保证在焊接的时候不变形, 又要保证焊接完成后不能有虚接, 所以这点对焊工的水平有相当高的要求。

传动部分为槽轮拨轮结构, 为了保证槽轮和拨轮配合的精确, 我们采用线切割的加工手段, 线切割是一种电加工机床, 靠钼丝通过电腐蚀切割金属 (特别是硬材料、行状复杂零件) 。线切割工艺能够最大程度的保证工件的精度。

变速箱在整个开关中属于灵魂部件, 开关的切换时间和到位是否精确都决定于变速箱的结构。变速箱采用的是二级变速蜗轮蜗杆结构。蜗轮蜗杆传动用于两轴交叉成90度, 但彼此既不平行又不相交的情况下, 通常在蜗轮传动中, 蜗杆是主动件, 而蜗轮是被动件。

蜗轮蜗杆传动有如下特点: (1) 结构紧凑、并能获得很大的传动比, 一般传动比为7-80。 (2) 工作平稳无噪音。 (3) 传动功率范围大。 (4) 可以自锁。 (5) 传动效率低, 蜗轮常需用有色金属制造。蜗杆的螺旋有单头与多头之分。

传动比的计算为:i=n1/n2=z/K

(n1-蜗杆的转速n2-蜗轮的转速K-蜗杆头数Z-蜗轮的齿数)

变速箱部分控制开关的切换时间的同时, 也是开关的电动和手摇操作的兼容部分。

3 屏蔽式平衡式短波广播天线交换开关的工作原理

屏蔽式平衡式短波广播天线交换开关有两个传输状态 (±45°) --直通和转向, 它是通过电动机和变速箱带动主轴的转动, 来实现直通和转向两种状态的转换。交换开关单元采用纵横分布的排列方式, 完成发射机和天线之间的转接任务。

4 屏蔽式平衡式短波天线交换开关的改进

近年来, 为了扩大广播电视信号的覆盖率, 大功率发射机被广泛使用, 由此, 对天线交换开关的使用要求也随之提高。为了满足客户的使用要求, 我们对交换开关做了必要的改进。这些改进主要是变速箱、传动部分和触点连接片的材料。

4.1 变速箱的改进

为了能与进口交换开关互换使用, 要求开关的切换时间在2s内。原有开关的切换时间是4.8s, 有效转动时间是2.5s, 但客户现有控制系统的转换时间是2s, 这就要求开关的切换时间更快, 经过反复试验, 我们把转换时间定在1.5s左右。

缩短转换时间就意味着要提高转速, 通常情况下提高转速有两种方法, 一是提高电动机转速, 二是降低变速比。

第一种方法实现起来比较简单, 不用改变变速箱的内部结构, 实验周期短, 在时间短任务急的情况下, 这是最可行最优先选择的方法。原来的电动机是160W、1400r/min, 现改用370W、2800r/min的电动机, 速度达到了要求, 但电磁离合器偶有打滑现象, 工作状态很不稳定, 这样会影响到整部开关的工作状态, 经过推算应该是蜗轮轴传递的转矩超过了电磁离合器的额定转矩, 电磁离合器的额定转矩是24.5N.m, 现计算蜗轮轴传递的转矩为:

蜗杆轴传递的转矩:T1=9549P1/n1=9549×0.37/2800=1.3 N/m

蜗轮轴传递的转矩:T2=i T1η=15×1.3×0.9=17.6 N/m

电磁离合器传递的转矩:T=36.5/30×T2=36.5/30×17.6=21.5 N/m

电磁离合器实际传递的转矩与其额定转矩很接近, 而且式中的传动效率 (η值) 是估计值, 再加上装配过程中电磁离合器的装配间隙若过大, 有可能导致额定转矩减小, 以及其他一些不可知的原因, 使电磁离合器实际传递的转矩有可能比其额定转矩大, 就造成了电磁离合器的打滑现象。蜗杆的输入转矩不能超过1500r/min, 基于以上计算, 彻底否定了这种方案。

第二种方法是降低传动比, 这就要对变速箱进行一次大变动, 改变蜗杆或蜗轮的头数或齿数, 达到要求的传动比, 与之相关的变速箱、基板等都要做相应的改动。电动机的转速是1400r/min, 所以要想保证开关切换速度在1.5s左右, 必须使转速在10r/min左右, 那么传动比i为:

i=n1/n2=1400/10=140

为了减少要变动的零件数, 可使第一级传动比不变, 这样一级蜗杆轴和蜗轮尺寸都不用变, 只减少第二级传动的传动比, 改为10, 则总传动比为150, 最终转速为v:

v=n1/i2=1400/150=9.33r/min

则开关转换时间t为:

t=1/4v=1/4×9.33=0.027min=1.6s

通过计算, 设计时间在要求范围内, 完全能满足控制系统的要求, 最终选择了这种方案。

在这种转速下, 按照齿面接触疲劳强度进行计算, 并验算了滑动速度和蜗轮轮齿弯曲强度后, 我们选择的蜗杆分度圆直径是28, 计算得到的蜗轮分度圆直径是50, 则中心距是39, 与原来的43相差很大, 有可能要重新铸造变速箱, 但是重新铸造变速箱周期太长, 成本也会随之增大, 因此决定对蜗轮进行变位, 变位系数是0.8, 这样既能使用原来的变速箱, 缩短了重新铸造变速箱的周期, 又节省了生产成本。

4.2 传动机构的改进

以往的变速箱与传动部分之间的动力传递采用槽轮机构, 又称马尔它机构。槽轮机构主要分成传递平行轴运动的平面槽轮机构和传递相交轴运动的空间槽轮机构两大类。平面槽轮机构又分为外槽轮机构和内槽轮机构。槽轮机构具有结构简单、制造容易、工作可靠和机械效率较高等优点。但是槽轮机构在工作时有冲击, 随着转速的增加及槽数的减少而加剧, 故不宜用于高速, 其适用范围受到一定的限制。我们采用的是平面槽轮机构, 它是由槽轮和圆柱销组成的单向间歇运动机构。它常被用来将主动件的连续转动转换成从动件的带有停歇的周期性转动。槽轮机构 (如图所示) 由带圆柱销的拨轮和具有径向槽的槽轮组成。当连续转动的转臂上的圆柱销进入径向槽时, 拨动槽轮转过900角;当圆柱销转出径向槽后, 槽轮停止转动。转臂转一周, 槽轮完成一次停转运动。为了保证槽轮停歇, 可在转臂上固接一缺口圆盘, 其圆周边与槽轮上的凹周边相配, 这样既不影响转臂转动, 能锁住槽轮不动。为了避免冲击, 圆柱销应切向进、出槽轮, 即径向槽与转臂在此瞬间位置要互相垂直。槽轮机构结构简单, 工作可靠, 转位迅速, 重复定位精度高, 解决了以往开关切换中重复定位精度不高, 不能保证每次切换到位准确等故障。

虽然槽轮机构有许多优点, 但是在运转时, 延迟的时间有些过长。为了缩短延迟时间, 我们把这一结构简化, 让它既能满足定位精度, 有能缩短延迟时间。在机械加工方面也降低了难度。改变后的结构如图。

4.3 触点连接片的改进

原有开关的触点连接片的材料是磷青铜和锡磷青铜, 磷青铜具有耐蚀性、耐磨损, 冲击时不发生火花, 强度高, 组织致密均匀, 切削、钻孔等机加工性能极佳, 具有加工铜屑均匀细小、加工表面光洁及自润滑无需维护等特性。锡磷青铜是一种合金铜, 含锡量一般在3~14%之间, 主要用于制作弹性元件和耐磨零件。这种合金具有较高的力学性能、减磨性能和耐蚀性, 易切削加工, 钎焊和焊接性能好, 收缩系数小, 无磁性。可用线材火焰喷涂和电弧喷涂制备青铜衬套、轴套、抗磁元件等涂层。具有良好的导电性能, 不易发热、确保安全同时具备很强的抗疲劳性。改进后的材料为铍青铜, 铍青铜的物理性质与磷青铜大致相同,

通过以上改进, 屏蔽式平衡式短波广播天线交换开关的各项指标均达到客户要求, 但由于是使用在500KW大功率的发射机上, 我们甚至对于每个部件的组装都要做到认真仔细。在变速箱的组装过程中, 发现了很多问题, 最突出的就是离合器接合面间隙不一样大, 最大间隙差达到0.3mm, 造成这种情况的原因有:蜗轮与轴的同轴度超差、电磁离合器动片与轴的同轴度超差、蜗轮与电磁离合器动片的接合面平面度超差, 而且这些原因都不是单独存在的, 有可能是其中两种或两种以上的原因共同作用的结果, 要明确是什么原因很困难, 初步断定是电磁离合器动片与其铜片接触的面过于粗糙, 而且有明显的铁屑存在, 同一平面的高度差在0.2mm以上, 有的达到0.4mm, 针对发现的问题, 我们跟离合器厂家提出了要求, 今后有望改进。

随着广播电视行业的快速发展, 一些关键设备的需求也在不断增加。为了能更好的服务于广播电视领域, 能够更多的使进口设备国产化, 我们将不遗余力的继续开发研制更多的设备和配件, 为我们的无线事业尽自己的绵薄之力

参考文献

[1]杨义勇.机械系统动力学[M].北京:清华大学出版社, 2009.

天线改进 篇7

1 初始模型及处理

1.1 UG NX6.0简介

UG NX6的高级仿真模块是一种综合性有限元建模和结果可视化产品, 旨在满足资深分析员的需要。高级仿真包括一整套预处理和后处理工具, 并支持多种产品性能评估解法。NX响应仿真是一个可与NX Nastran一起使用的解法处理。它可用来评估受到各种载荷条件限制的结构模型的静态或动态响应 (包括频率响应, 随机振动、响应谱分析、瞬态响应等) 。

UGNX6.0集成了方便易用的层压复合材料建模模块, 其复合材料建模可以方便的定义每一层复合材料纤维铺层角度、厚度等参数, 其分析结果可直接对每一层材料的层内及层间的应力水平及失效指数进行评估。NX响应仿真与复合材料建模模块的结合为用户提供了强大且方便的复合材料动力学分析能力。

1.2 初始天线罩模型

某复合材料天线罩最初的设计为结构最紧凑的直筒式, 图1所示为初始天线罩的有限元模型。天线罩为E型玻璃纤维增强聚酰亚胺复合材料编织布铺层, 每层0.12mm, 共19层, 每层角度相差10°, 总厚度2.28mm。所有单元均为3节点三角形壳单元, 共4110个, 节点2117个。

1.3 边界条件及载荷设置

模态分析时的约束是在天线罩的8个安装孔处进行全位移约束;正弦振动分析则建立一个与8个安装孔进行RBE2连接的节点, 将此节点6个自由度进行强迫运动约束。复合材料阻尼较大, 一般可取5%~8%, 正弦振动仿真计算时结构阻尼系数取值0.08[1]。正弦振动试验条件如图2所示

1.4 材料及参数设置

天线罩复合材料为E型玻璃纤维增强聚酰亚胺复合材料 (经纬) 编织布铺层, 弹性模量EX=EY=EZ=13.4GPa;泊松比μ=0.32;密度ρ=2100Kg/m3;剪切模量GX=GY=GZ=184MPa;拉伸强度σtx=95 Mpa, σty=75 Mpa, σtz=36 Mpa;压缩强度σcx=σcy=σcz=429Mpa;增强纤维体积比0.65, 层间剪切强度52MPa。

2 初始模型正弦振动响应分析

2.1 模态分析

首先进行初始模型的模态分析, 前五阶模态见表1。

前三阶模态振型图见图3, 分别为天线罩顶面内的一弯及二弯, 可见直筒型设计顶面支撑差, 结构刚度不佳, 固有频率偏低。

2.2 频率响应分析

2.2.1 位移及加速度响应

在模态分析基础上进行了正弦振动加速度响应分析, 响应云图见图4。

由图4可见初始天线罩最大加速度响应在天线罩顶面中心附近, 达到171.8g (1684m/S2) 。加速度响应频谱图见图5

由图5可见, 初始天线罩在一阶频率57.46Hz附近加速度响应达到最大, 显示初始天线罩设计不合理, 刚度差。

对初始天线罩正弦振动的位移响应云图见图6。

由图6可以看出, 天线罩顶面中心处位移响应最大, 达12.9mm, 已经远远超出结构设计小于2mm的要求。

2.2.2 响应应力分析

由于NX6.0的复合材料动力学计算只有位移及加速度信息无应力信息, 为考核复合材料天线罩的强度, 将动力学条件转换为响应的静力学条件, 这里采用位移等效方法, 即施加一个产生与正弦振动同样位移响应的加速度过载。以此过载下应力值作为振动时天线罩的最大响应应力。这里对天线罩施加轴向168g过载, 初始天线罩应力云图见图7:

由图7可以看出, 初始天线罩最大应力发生在天线罩顶面边缘附近。为进一步考核复合天线罩的应力情况, 应用NX6的复合材料应力及失效指数提取功能, 提取最大应力及最大失效指数及其对应的铺层及单元显示见表2。

由表2可见, 失效指数大于1即天线罩破坏的铺层主要发生在第1、3、18铺层, 而失效单元集中在天线罩顶面附近的3462及3529单元, 失效指数已经大于1 (最大为1.42) , 但层间剪切破坏的失效指数仍然只有0.1。可见初始天线罩结构主要还是少数铺层内局部区域拉应力偏高。

3 改进模型及其正弦振动分析

通过前面分析可见:初始天线罩结构刚度很差, 位移超出设计要求, 且某些铺层内局部应力偏高, 因此进行了天线罩改进设计, 主要是将原直筒式平顶设计改线罩顶面边缘附近。为进一步考核复合天线罩的应力情况, 应用NX6的复合材料应力及失效指数提取功能, 提取最大应力及最大失效指数及其对应的铺层及单元显示见表2。为顶面为曲面的设计, 结构重量并未明显增加。

3.1 改进模型

改进天线罩有限元模型见下图, 三角形壳单元3832个, 节点2001个。

3.2 改进模型的模态分析

首先进行改进模型的模态分析, 前五阶模态见表3。

由表3可见, 改进后一阶模态有了很大提高, 57.46Hz提高到304Hz, 将近6倍之多, 显示改进型天线罩刚度大大提高

前3阶模态振型图见图9, 振型与改进前相似, 但模态均大大提高。

3.3 改进模型的正弦振动

改进模型天线罩正弦振动加速度响应云图见图10。

由图10可见, 改进后最大加速度响应仍然在天线罩顶面中心附近, 但最大加速度响应只有12.1g (118.6m/S2) 。加速度响应谱见图11

由图11可见, 在整个试验频段内加速度响应曲线

平坦, 没有共振峰出现, 显示改进后天线罩刚度很好, 设计合理。

改进天线罩的位移响应云图见图12

由图12可以看出, 天线罩顶面中心处位移响应最大, 只有0.052mm, 远远小于结构设计小于2mm的要求。

3.4 改进模型的响应应力分析

同样采用位移等效法计算复合材料天线罩的应力分析, 结果显示每层铺层应力均很小, 最大失效指数也只有0.11。失效指数云图见图13。

由图13可见, 失效指数最大发生在第1层, 但也只有0.11, 可见改型天线罩的正弦振动试验可靠性得到了极大的提高。

4 结束语

通过以上计算分析可见, 初始天线罩设计固有频率低, 刚度差, 在正弦振动时在一阶固有频率附近发生共振, 不但造成某些铺层内局部应力偏大, 更使得位移响应远远超出设计要求。改进后的天线罩在未增加结构重量的同时, 刚度得到了近6倍的提高, 不但位移响应非常小, 复合材料铺层内应力水平也很低, 完全满足结构设计要求。

摘要：利用UGNX6.0复合材料模块及高级动力响应仿真模块对某型号拟采用的初始复合材料天线罩进行正弦振动分析, 并通过位移等效原则进行响应应力分析, 找出初始设计的缺陷。最后对改进方案的正弦振动进行了仿真验证。

关键词：复合材料,正弦振动,有限元,仿真

参考文献

[1]袁家军.卫星结构设计与分析[M].北京:宇航出版社, 2004.

[2]宋健朗.材料手册[M].上海:上海航天局八零七研究所, 1992.