短波宽带

短波宽带（精选7篇）

短波宽带 篇1

引言

短波通信是指利用波长为100～10m的电磁波所进行的无线电通信。短波通信由于其通信距离远, 易于实现, 适合在移动状态的车、船、飞机等平台上工作, 被广泛应用于政府、外交、气象、商业等部门, 同时也是军事通信的重要组成部分。虽然自20世纪60年代以来, 卫星通信的出现使得短波通信遭到一定的冷落, 但是, 随着近年来短波电波传输、电离层特性和信道特性的研究, 自适应选频、自适应均衡及自适应速率控制等技术取得的一系列成果, 使短波通信在克服多径衰落, 改善通信质量, 提高系统有效性和可靠性上取得了突破性进步, 短波通信进入了高质量传输信息的新阶段[1]。

信道是信息传输的媒介, 信道特性的优劣会对信号传输的质量产生根本的影响, 对于高速短波通信系统而言尤其如此。因此, 建立准确而可靠的宽带短波信道模型是高速短波通信系统设计的理论基础和关键。

对于短波宽带信道并没有严格的定义, 根据目前掌握的资料, 宽带短波信号的设计带宽为1MHz, 因此该信道为频率选择性信道。本文对目前国内外宽带短波信道建模方法进行了分析和总结, 为宽带高速短波通信系统设计提供了理论支持。

1 Watterson信道模型

Watterson模型是由C.C.Watterson等人在1969年提出的, 是一种典型的高斯散射模型[2]。该模型比较全面地考虑了短波信道的多径时延、瑞利衰落以及多普勒效应等特性, 因而在大多数情况下能够较好地反映短波信道的特性, 且具有较低的复杂度, 因而被CCIR推荐并广泛使用。目前的宽带短波信道模型均是对该模型进行改进而得到的。

需要说明的是, Watterson信道模型的带宽不超过12k Hz。该模型成立的基础是下面三个基本假设:

(1) 抽头增益函数iG (t) 是复高斯过程, 其幅度服从瑞利分布, 相位服从均匀分布;

(2) 抽头增益函数iG (t) 在统计上是相互独立的。

(3) 多普勒扩展频率的功率谱密度满足统计高斯分布, 每个抽头增益函数iG (t) 的实部和虚部分别是两个相互独立的高斯分布, 每个抽头增益函数的功率谱也服从高斯分布。

Watterson模型由均匀抽头延迟线, 多路随机噪声产生器, 抽头调制器、信号相加器等组成, 其基本结构如图1所示。

如图1所示, 模型中输入信号S (t) 经不同的时延后, 分别在m个抽头处输出, 模拟的多波信道的多径传输信号, 每个抽头信号再由一个复抽头增益Gi (t) 调制, 各路已调信号在输出端与加性噪声相加, 得到输出信号r (t) 。噪声输入信号产生的是多路相互独立的高斯噪声, 抽头延迟线主要用来模拟振幅服从Rayleigh分布、相位服从均匀分布的输出合成信号。用m表示短波信道的多径数目, 一般有m≤8, 则输出信号r (t) 可以表示为

式中, ci (t) 是第i条路径的信号幅度, τi是第i条路径的相对时延, fDi是第i条路径的多普勒频移。

在此基础上, 可以得到短波信道的时变传输函数:

其中, 抽头增益函数iG (t) 是复高斯过程, 其幅度服从瑞利分布, 可表示为:

式中, Gia (t) 和Gib (t) 是两个幅度服从瑞利分布, 相位服从均匀分布的随机过程, 且二者都具有相互独立的虚部和实部, 抽头增益函数可以表示为

实部和虚部的联合概率密度可表示为

Cia (0) 是Gia (t) 的自相关函数值Gia (∆t) 在∆t0=时的值。

Watterson模型虽然被CCIR推荐并得到了广泛使用, 但该模型也有一些局限, 主要体现在三个方面:

(1) Watterson模型是一个静态的窄带模型, 有效带宽不超过12k Hz, 只满足10分钟内短波信道实测数据;

(2) Watterson模型中没有对延迟功率谱进行建模, 其中的多普勒频移也不能随时间延迟值而变化。

(3) 多普勒频谱扩展的高斯功率谱形状并不能适用于所有的高频电离层传播模式。

Watterson模型的上述局限使得其只适合于低数据传输速率的场合, 在更高速率或带宽的短波通信系统设计中, 需要使用新的信道模型。

2 几种宽带短波信道建模的方法

目前, 宽带短波信道建模的方法主要可以分为两类, 一类是统计建模方法, 一类是确定性建模方法。下面对各种方法进行详细说明。

2.1 子带并行——宽带窄带化模型

1977年, Van der Perre L等人采用多路DSP并行处理的方式实现了对宽带短波信道的模拟[3]。该模型是对Watterson模型的扩展, 在该模型中, 宽带信号被分解成频域上的若干子频段, 子频段的带宽小于信道的相干带宽。其基本原理图如图2所示。

在仿真系统中, 输入信号经过模数转换变换为数字信号后, 首先经过分解滤波器, 将宽带信号划分为M个子带信号。然后, 各个子带信号分别经过M倍抽取, 使信号采样率降低, 以方便后续的低速处理。各子带信号经过分别处理之后, 经过M倍插值, 利用合成滤波器对各子带数字信号进行合并处理, 最后经数模转换后输出。其中, 每个子带系统的原理图如图3所示。

图中, Ai (f, t) 表示路径增益, τi (f, t) 表示时间延迟。每个子带系统不同于Watterson模型, 其每支路信号经历可变的增益和延迟, 因而适用范围更广, 可仿真典型和恶劣的情形, 并易于调整。子带并行一宽带窄带化模型的信号带宽最高可达1MHz, 但在模拟过程中, 需要大量的实测参数, 同时实现复杂度高, 因此, 用于计算机仿真时存在计算时间长、实时性差的缺点。在实际应用中, 当用该模型处理带宽高达1MHz的信号时, 计算量很大, 必须采用多个处理器, 以并行处理的方式来执行所需要的复杂计算。

2.2 后接群延迟特性滤波器的Watterson改进模型

Milson在2000年提出在Watterson模型后接一个抛物线相位相应、平坦幅度响应的群延迟滤波器模型来模拟信道的群延迟特性, 改进Watterson模型的不足[4]。其原理图如图4所示。

该模型适用于直接序列扩频通信 (DSSS) , NVIS传输模式。该种建模方法认为宽带信道内的频率分量是相关的, 但实际情况是相隔几赫兹的频率分量将经历相互独立的衰落, 因而该方法具有一定的局限性。

2.3 后接高斯随机延迟的Watterson改进模型

Lacaze在1999年首次提出后接高斯随机延迟的Watterson改进模型[5]。该模型假设由于电离层的影响, 每条传输路径上的传输延迟服从高斯分布。该模型的原理框图如图5所示。

当发射信号为频率ω0的正弦波时, 该模型的输出信号可以表示为:

其中, bk为第k支路传输的能量, αk为第k支路的平均时延, Ak (t) 为第k支路的随机延迟, 服从高斯分布, w′k为第k支路的多普勒频移, 多径路数n一般取6。

该模型实现系统比较简单。但该模型假设每条径的时延变化服从高斯分布, 且能量不变, 这样的假设没有得到实测的验证, 因而该模型没有得到广泛的认可。

2.4 Vogle信道模型

该模型由Vogler和Hoffmeyer在首先提出, 其基本思路是根据Wanger等人的实验数据推导出信道传递函数、脉冲响应以及散射函数, 从而得到宽带短波信道的数学模型[6]。

该模型中, 信道的输出信号表达式为:

其中, 是输入信号的频响, 是信道的传递函数, fc是载波频率, f是基带信号频率, 且有, τ为由传输距离和电离层的色散特性引起的时延, n表示特殊的多径模式。传递函数的非随机解析表达式为:

2.5 ITS信道模型

1997年, 美国电信协会 (ITS) 的Mastrangelo等人在Vogler模型的基础上推出的又一个被广泛推荐的参考模型[7], 被称为ITS模型, 它适合于宽带和窄带两种情况。但是ITS模型并没有象Watterson短波信道模型那样被ITU推荐为标准模型, 因为尚有很多关键的问题没有得到很好的解决。

ITS模型的信道冲击响应为:

其中, hpn (t, τ) 为第n条传播路径的脉冲响应, 多径传播路数为N, pn (τ) 表示第n条路径的延迟功率谱分布, 对于宽带短波信道, 其传输模型延迟功率谱分布为Gamma分布, np (τ) 可以表示为

∆为宽度控制量, τc控制延迟偏移量, α控制分布的对称性。Dn (t, τ) 是第n条子路径的确定性相位函数, 其表达式为:

式中, fs是时间延迟τ=τc时多普勒频移的值, b (f=s-fsL) / (τc-τL) 是τL<τ<τc时多普勒频移随时间延迟τ的变化率, fsL是多普勒频移在τ=τL处的值。

Ψn (t, τ) 是第n条路径的随机调制函数, 该函数由大量时间序列的随机复数构成, 主要用来描述了短波信道中的多普勒扩展的瑞利衰落过程。在仿真中, 随机调制函数是由复高斯

噪声通过高斯型窄带滤波器而产生的复随机时间序列来实现的。

3 宽带短波信道建模方法性能分析

上述的目前五种宽带短波信道建模方法中, 前三种都是以Watterson模型为基础, 对其进行一些改进, 以使之适应宽带通信系统的要求。后两种模型是基于统计建模思想, 可以看做是一个广义的Watterson模型。

子带并行方法是针对宽带短波信道仿真器的实际设计需求提出的, 其本质上可以看做是一种硬件实现方案。该方法首先利用分解滤波器使将输入信号分解为若干个子带, 每个子带的带宽小于相干带宽, 这也就使得不同子带的衰落不具有相关性。在实际模拟过程中, 由于需要事先存储信道的具体参数, 因而增加系统的空间复杂度, 同时, 需要多个子带并行计算机同时计算, 这也增加了仿真时的计算量。

后接群延迟滤波器的Watterson改进模型主要应用于直接序列扩频通信和NVIS传输模式中。这种方法认为频带内频率分量是相关的, 而实际工程中, 相隔几kHz的频率分量将不具有相关性, 因而这种方法具有一定的局限性。

后接高斯随机延迟的Watterson改进模型假设每条径的时延变化服从高斯分布, 而且能量不变, 但这样的假设没有得到实测的验证, 虽然该模型实现较简单, 但并没有得到广泛的认可。

Vogler模型和ITS模型是均是基于统计建模思想, 后者是前者的一个发展, 但是没有根本的改变。二者是属于美国NRL和ITS经过长期研究和测试的得到的抽象数学模型, 从理论上讲可以看成是广义Watterson模型。不同之处在于, Watterson模型把每个传播模式看成一个抽头, 并且乘上一个衰减因子, 而ITS模型的每一个模式由多个抽头延迟线组成, 每一个延迟线经历独立的衰落, 其权重按照功率延迟线的幅度分配。

从工程实现的角度来看, ITS模型很好地体现了模式内的功率延迟分配情况, 提高了模内分辨率, 进一步也提高了信道仿真建模的准确性。从实测来看, 这个模型很好的体现了信道特征, 因而是目前应用最广泛的宽带短波信道模型。

4 结论

本文总结了国际上流行的几种宽带短波信道的建模方法, 分析了其适用范围、建模思想、实现复杂度和存在的问题, 并根据宽带短波信道的研究现状, 指出了ITS宽带短波信道模型能够较好地体现宽带短波信道的特征, 且准确度高于其他模型, 并具有较高的可实现性。该结论对于宽带短波信道建模的研究具有重要的指导意义。

参考文献

[1]沈琪琪, 朱德生.短波通信[M].西安, 西安电子科技大学出版社, 2001, 1

[2] C.C.Watterson.Experimental confirmation of an HFchannel model[J], IEEE Trans.Commun.Technol., 1970, 12:792-803

[3] L.Van der Perre, A.Van der capelle.Implementation of anextend simulation for the channel on a multi-DSP board[C].Seventh international conference on HF radio systems andtechniques, 1997:373-377

[4] Milson J D.Wideband channel characteristics and shortspread-spectrum link[C].Eighth international conferenceon HF radio systems and techniques, 2000, 474:305-309

[5] Bernard Lacaze.Modelling the HF channel with gaussianrandom delays[J].Signal processing, 1998, 64:215-220

[6] Vogler L E, Hoffmeyer J A.A model for wideband HFpropagation channels[J].Radio Sci., 1993, 28 (6) :1131-1142

[7] John F.Mastrangelo, John J.Lemmon, Lewis E.Vogler.A new wideband high frequency channel simulationsystem[J].IEEE transactions on communications, 1997, 45 (1) :26-34

短波LFM信号宽带识别算法 篇2

短波通信具有顽存性、灵活性、机动性和抗毁性等优点,同时兼具设备简单、成本低廉、发射功率小,使用简便、通信方式灵活等固有特点,因而成为军事通信中主要的通信手段之一。LFM信号在雷达、通信等众多领域有着广泛的应用。有效地对其实现检测并估计参数信息是获取目标信息的主要依据。传统的LFM信号检测算法大多是针对窄带接收机的,针对宽带接收机的信号侦察识别算法报道甚少。而宽带接收机具有搜索速度快、设备量小等优点,尤其在军事情报侦察和电子对抗方面应用越来越广泛,因此,研究宽带信号的自动侦察算法是电子对抗的一个重要课题。在深入分析LFM信号特征和短波宽带信道特征基础上,提出了一种LFM信号宽带自动侦察和参数估计算法

1 LFM信号特征

1.1 理想LFM信号特征

线性调频信号的数学模型[1]是:

式中,A为信号辐度;f0为初始频率;fm为线性调频率,又称调频斜率;φ为初相;

LFM信号的时域波形、频谱图和时频分布图分别如图1(a)、图1(b)和图1(c)所示。

由图图和图可以看出理想的LFM信号具有以下特征:

(1)包络为矩形脉冲,其时宽为:T=τ;

(2)具有近似矩形的幅频特性;

(3)信号的瞬时载频是随时间变化的,其瞬时频率为:ft=f0+fmt,在脉冲宽度内,信号频率由f0变化到f0+fmτ;

(4)带宽为:B=fmT,调频斜率即由时宽与带宽得出:fm=B/T。

1.2 短波宽带信道环境下LFM信号特征

短波信道环境极其复杂,多径传播、衰落和多普勒频移等因素的影响造成接收到的信号出现幅度畸变和相位畸变,从而使截获的短波信号存在很大的随机性和不稳定性,信号时强时弱,背景噪声较大,信噪比低,并且,短波信道信号拥挤,带宽大小不一,信道间隔参差不齐,这就给宽带情况下的信号分离和识别带来了极大的困难。

宽带接收机从短波信道接收的信号模型可描述如下:

式中,xi(t)为发射波形;Vi(t)为经信道传输引起的幅度畸变函数;φi(t)为经信道传输引起的相位畸变函数。

通过对实际短波环境接收的大量信号数据分析得出LFM信号具备以下3个特征:

(1)最大保持谱具有近似矩形的幅频特性;

(2)累积谱上信号基本被平滑掉,淹没在噪底中;(3)瞬时谱在其工作带宽内存在一单峰,且随时间在其工作带宽内周期性的呈线性增长趋势。

而其他大部分信号不能同时具备上述特征,这就为LFM信号的宽带自动侦察提供了理论前提。

2 算法分析

基于LFM信号的上述性质,得到如图2所示短波LFM信号的宽带自动侦察和参数估计算法处理流程。

上述算法处理流程主要包括3个步骤。

2.1 快速筛选

快速筛选主要依据LFM信号的以下特性:最大保持谱具有近似矩形结构而累积谱上信号被平滑掉,二者作差必然仍存在一近似矩形结构。输入的数据为具有一定时长(应至少包含一个完整的扫频周期)的连续宽带频谱数据,考虑到短波信道内LFM信号常用的工作带宽和搜索速度,宽带频谱的谱线分辨率取800 Hz左右。

对宽带频谱数据进行频谱分析,检测最大保持谱与累积谱的差序列上存在近似一矩形结构的频率位置,形成频率集Υ1和Υ2分别对应该矩形结构的起始和结束位置。

2.2 精确识别

精确识别主要依据图1(c)所示的时频特征,由图1可看出,对瞬时频率微分再对工作带宽取模值应为一常数。

根据每段瞬时谱上起始频率Υ1和结束频率Υ2对应范围内频谱幅度最大值位置得到疑似LFM信号的瞬时频率;微分再对相应每段的带宽求模;然后,检测是否近似为一常数来判定是否LFM信号。

2.3 测量参数

频率集Υ1和Υ2中判为LFM信号的位置之差即为带宽;瞬时频率微分后的向量每个峰值点的最小间隔再除以频率分辨率即为扫频周期;根据扫频斜率=扫频带宽/扫频周期,得到LFM信号的扫频斜率。

3 性能分析

图3(a)、图3(b)和图3(c)分别给出了信噪比为6 dB、频率分辨率为800 Hz时的宽带信号最大保持谱、累积谱、最大保持谱与累积谱的差图。

由图3(a)、(b)、(c)可以看出,对于LFM信号附近存在CW、ASK和BPSK强干扰信号的情况,虽然累积谱和最大保持谱上干扰信号幅度远远高于LFM信号,但是,计算最大保持谱与累积谱的差后,仅有LFM信号出现一近似矩形结构,据此,即可初步识别出LFM信号。

取采样率204.8 kHz,LFM信号的起始频率50 kHz,带宽30 kHz,扫频周期30 ms;并加入CW、BPSK、ASK三个干扰信号仿真宽带多信号情况,参数设置分别为:ASK信号中心频率为42 kHz,码速率为800 Bd;BPSK信号中心频率为30 kHz,码速率为1 600 Bd;CW信号中心频率为85 kHz,不同信噪比下仿真试验结果表明,在2FSK信号有效带宽内的信噪比>6 dB时,自动侦察正确率达95%以上,虚警率0,漏警率<5%。

信噪比为6 dB、频率分辨率为800 Hz时检测到的LFM信号瞬时频率图如图4所示。

由图4可以看出,只有LFM信号的瞬时频率随时间变化呈周期性的线性增长,因此,可提取出每段疑似LFM信号范围内的瞬时频率,并检测是否满足随时间变化呈周期性的线性增长的特性,以进一步确认是否LFM信号,从而验证了算法的可行性。

另外,信噪比为6 dB时LFM信号参数估计结果如表1所示。

由表1可以看出,起始频率、结束频率、带宽的估计误差小于频率分辨率;扫频周期的估计误差小于时间分辨率;而斜率的估计精度取决于带宽和扫频周期的估计精度。

4 结束语

上述首次基于宽带频谱数据完成了短波信道LFM信号的自动侦察仿真表明在低信噪比下仍可实现很高的识别概率,为进一步解调以及实施干扰提供了前提。该算法运算复杂度低、运算速度快、工程易于实现具有很高的工程应用价值

参考文献

[1]叶俊龙.短波高速跳频系统下的信道估计与LFM干扰检测[D].成都:电子科技大学,2009.

短波宽带 篇3

功率放大器在无线通信系统中是一个不可缺少的重要组成部分。随着通信体制的发展, 功率放大器进入了快速发展的阶段。目前功放的主要应用趋向微波频段, 尤其是民用的井喷式发展, 相对地1.6～30 MHz的功放应用越来越少, 随之此频段的可选功放管的研发新品也随之减少, 在功放指标不断被要求提高的前提下, 这就造成此频段功放的设计的困难增加, 其中宽带低压大功率功放的设计最为困难。

1指标要求

该项目是军用短波发射机部分的重要组成部分, 根据项目的的具体使用场合和环境特点, 按照GJB规定和整机要求, 对于功率放大器提出以下指标要求:

(1) 频率范围:1.6～29.999 9 MHz;

(2) 输出功率:单音功率为100 W (AVG) , 双音峰包功率为100 W;

(3) 激励幅度:单音0 dBm (50 Ω阻抗) ;

(4) 增益:50 dB;

(5) 增益平坦度:±1 dB;

(6) 功耗:在输出功率100 W, 电源电压13.8 V条件下, 电流小于16 A;

(7) 工作电压:11～17 V能够正常工作;

(8) 测试电压:12.5 V, 13.8 V;

(9) 三阶互调:小于等于-32 dB (测试条件为:双信号、间隔0.67 kHz, 平均功率50 W, PS=13.8 V;

(10) 谐波:偶次谐波小于等于-20 dB, 奇次谐波小于等于-13 dB。

2线路方案

采用对管推挽电路、负反馈电路和传输线变压器, 可以满足增益平坦度的要求。功率放大单元由激励放大级、末前级放大级、末级功率放大级、Π型衰减输入网络、偏置电路、总流控制和温度控制电路组成。根据射频输入信号幅度和输出功率的要求计算功放总增益:

$V{}_{\text{Ι}\text{Ν}}=0\text{d}\text{B}\text{m}；{\rm P}{}_{\text{Ο}\text{U}\text{Τ}}=50\text{d}\text{B}\text{m}；G{}_{\text{p}}=50\text{d}\text{B}$

根据功放总增益和频带范围 (1.6～30 MHz) , 功放按三级设计。增益分配和每级采用的电路形式分别为:第一级采用甲类工作状态, 增益大于25 dB, 输出功率约25 dBm;末前级采用甲乙类工作状态, 增益大于16 dB, 输出功率约41 dBm;末级采用甲乙类工作状态, 增益大于12 dB, 输出功率约为53 dBm。

各级之间采用传输线变压器耦合, 磁性材料选用进口双孔磁环, 磁通密度一致性好, 对于全频段的增益平坦度大有好处。利用传输线变压器在宽频带范围内传送高频能量和实现两极放大器之间的匹配和末级放大与负载之间的阻抗匹配。由于受低压功放管市场奇少的限制, 末级选用输出功率为80 W的晶体管, 末级采用对管推挽输出, 从而保证了功率的富余量。甲类功率放大器的优点是线性好、失真小, 较好的噪声系数, 在1 dB压缩点以下具有几乎不失真的脉冲响应, 在不同输出电平时的通带起伏小和在不同输出电平时的相位和增益不变, 在第一级采用了甲类工作状态, 以便获得良好的线性。

3末级功放管单管测试

在试验PCB板上将功放管涂抹导热硅脂后用螺钉紧紧地紧固在散热铝板上, 根据资料搭建以上测试电路, 调试过程中根据经验和输出指标不断调整匹配参数, 最终确定表1所示参数数值。

从以上的试验测试得出如图2～图4结果。参考以上数据, 得出以下结论:输出功率要达到100 W时、输入功率需要10 W左右;该管的增益在1.6～30 MHz范围内波动10 dB;输出功率在25～80 W范围内三阶互调与五阶互调均优于-35 dB。从而设计理论依据为:末级采用两只功放管推挽输出方式, 理论上可实现功率为单管输出功率的2倍, 再折合效率80%, 简单计算80×2×80%=128 W, 稍有余量。在此范围内的输出可满足三阶与五阶互调优于-35 dB, 不仅满足设计指标中输出功率要求, 也满足了互调指标要求。

4功放与滤波器的匹配

一般常用小型号法设计匹配滤波器, 在实际工程设计中都能做到功放输出与滤波器输入阻抗良好匹配, 从而有效实现谐波抑制。但在该次试验中, 5.62～8.82 MHz波段不能完全实现有效的阻抗匹配。滤波器的小信号仿真指标良好, 阻抗基本在50 Ω附近, 插损小于0.1 dB, 通带S参数也不错, 但匹配后总体测试结果是频率7 MHz插损大, 效率大大降低, 也严重影响了功放的线性度。调整滤波器后可改善频率7 MHz附近频点到要求指标。但8.6 MHz又出现同样的阻抗失配, 造成线性度严重降低。通过长时间的不断试验和总结, 也未能解决此问题。一次试验中偶然发现功放输出到滤波器输入的射频电缆长度在某一确定值时, 可实现此频段的完全阻抗匹配, 全频段测试指标均满足设计要求, 仔细分析后测试此射频电缆的阻抗参数, 发现芯线两端之间存在0.2 μH的感值, 芯线与地线之间也存在28 pF的容值。原来射频电缆在连接功放输出与滤波器输入的同时, 对于此频率相当于串进来一个电感和并联了一个电容, 于是改进匹配参数, 果然阻抗匹配良好。后期需要做的是将此网络参数和滤波器的七阶低通网络合并。

5测试图谱

调试完成后, 按照1 MHz的间隔测试1.6～29.999 9 MHz, 指标基本满足设计要求, 限于篇幅, 选取其中的一个测试点, 对于输出功率和互调指标这两个主要指标的实际测试频谱截图如图5、图6所示, 可看出此功放的实际测试情况。

上述测试是在输出功率后端串接250 W/30 dB的衰减器, 所以频谱仪显示102 mW, 互调测试单峰幅度为25.4 mW, 即就是峰包功率101.6 W。 从以上可看出, 此测试点均满足功率放大器的设计指标要求。

6功放设计注意的问题

6.1 噪声

在设计高增益级联功率放大器时, 选用低噪声功放管不但有利于功放的谐波和互调指标, 更有利于功放的稳定工作。为了减小噪声, 第一级选用低噪声晶体管。末级功率放大器的偏置电源不应有微弱寄生振荡, 纹波不能太大, 否则会引起功放自激振荡。

6.2 效率

在功放设计中, 效率是一个很重要的指标。短波频段的功放效率基本在40%。一方面, 效率低, 预示着功放输入、输出、级间匹配存在失配, 从而将一部分功率耗散在阻抗型元件上, 导致发热, 甚至损坏器件的正常工作;另一方面, 效率低, 匹配失衡, 驻波比大, 极易损坏功放管, 造成研发成本的上升, 同时大电流的工作状态, 使功放处在一种隐性的非安全状态下。在设计高增益级联功率放大器时, 为了提高效率, 应选用高增益晶体管, 尽可能减少晶体管数量, 减少功放的级数。该功放的效率在1.6～25 MHz几乎达到了末级输出功放管效率的50%, 在同类功放中效率比较高, 从而工作状态更可靠。

7结语

在低压短波功率放大器的设计中, 输出满足设计要求的功率和线性度是设计者应予以重视的关键问题, 文中对于这个问题具体实现措施进行了探讨, 并详细分析了短波功率放大器模块的具体设计过程。通过样机的实测结果证明, 文中的论述方法是具体可行的, 可供射频功率放大器设计工程师作为参考。

摘要：对设计的低压宽带功放的指标进行了介绍, 并对设计功放所涉及的理论进行研究和讨论, 在对所选用的功放管在厂家没有提供S参数的情况下进行了相关单管测试和验证, 给出了参数优化后结果, 根据分析以及计算后对功率放大器进行设计, 对功率放大器做了硬件设计调试, 并给出板级相关指标的测试结果。结果表明, 该设计符合要求。

关键词：负反馈,非线性特性,功率回退,传输线变压器

参考文献

[1]GREBENNIKOV Andrei.射频与微波功率放大器设计[M].张玉兴, 赵宏飞, 译.北京:电子工业出版社, 2006.

[2]童诗白, 华成应.模拟电子技术基础[M].北京:高等教育出版社, 2001.

[3]陈振国.微波技术基础与应用[M].北京:北京邮电大学出版社, 2002.

[4]徐祎, 姜晖, 崔琛.通信电子技术[M].西安:西安电子科技大学出版社, 2003.

[5]刘超, 冯斌, 王立欣, 等.火箭发动机测试系统热电偶通路抗干扰技术[J].火箭推进, 2009, 35 (3) :55-60.

关于短波宽带全向天线技术的研究 篇4

1 宽带天线

宽带天线指的是具有宽频带的天线, 宽带天线的类型有V锥天线、圆锥天线、TEM喇叭天线、对数周期天线、螺旋天线、等等。

窄带天线的中心频率百分比为

宽带天线的成比值为

这些宽带的比例一般为四比一, 但是有时候你也会有更高的比例。在实践应用中, 只有只有V锥天线和圆锥天线等这种锥形天线比较符合宽带信号的要求。

2 天线的结构

短波宽带的全天向天线的短波频率一般都是在5-15MHZ之间的, 这种全天向天线主要是扇锥型的结构。如图1 所示, 这种扇锥形的天线在实际运用的过程中, 激励区的几何尺寸会限制高频, 锥体长度则是会限制低频。这种扇锥形天线的特性阻抗z0 为:

zin =z0 =120lncot (θ/4)

式中 θ 为锥顶角。这条天线平衡馈线馈电使用特性阻抗为300Ω, 对应的锥顶角 θ 为18.77°, 对应的扇面角则是58°。

再以新型的小型化短波扇锥形双极宽带天线为例进行分析, 短波扇锥形双极宽带天线是由两个对称的扇锥形振子单元组成, 扇锥形振子单元由二十一条振子线和悬链线组成, 扇锥形振子单元振子线的起端合为一点, 并通过下引明馈线、阻抗变换器、同轴电缆和通信机连接, 末端分别固定在悬链线的不同位置, 形成扇锥形, 这就相当于等效加粗了双极天线振子, 因此它也就具有了优良的宽带特性, 可以免用天线调谐器, 而且能够在跳频和自适应等条件下, 短波范围之内进行全频段工作。还可以进行五百公里范围内全方向有效通信, 以及两千公里范围内的中远距离通信。

3 计算与分析

3.1 计算与分析

在进行BPM短波的授时时, 宽带的频率应该为5-15MHZ, 而且宽带全天向天线的形式应该为中馈形式。但是由于架设天线的地理环境影响, 因此天线实际上的尺寸要比设计时的尺寸短一些, 具体的数据如表1 所示。

在天线架设好之后, 就可以开始使用了, 要想实现与发射设备的匹配, 频段就必须为10 MHz, 15 MHz, 这是因为天线因为地理因素, 所以做了四分之一波长的短截线的配合后, 就可以作为发射设备的应急使用。当在阻抗转换器不平衡端进行测量时, 天线输入阻抗值和驻波比如表2。

锥顶角决定双锥天线的阻抗大小, 振子线的长度决定频率的范围。在表1 中, 由于数据在实际安装的过程的已经发生了变化, 因此这条天线的驻波比在低频段时就无法满足授时效果的要求。因为这个原因, 人们为了做出能够符合电波发射的高可靠性、高质量的要求, 就针对这个问题进行了一系列的研究, 而有限长双锥天线也有很多的研究资料, 不过因为扇锥形结构的天线的结构过于复杂, 因此人们一般会使用矩量法来进行计算。使用矩量法进行计算, 那么如何选择基函数就成了一个重大的问题, 因为基函数会影响计算的速度和精度都, 而且线栅型这种扇锥天线的导线数量特别的多, 如果基函数为阶梯函数, 那么收敛的速度就会比较慢, 为了能更快的得到收敛效果, 因此可以采用正弦插值基。因为是使用正弦插值基, 因此第Nj电流就可以用下面的公式来表示:

式中:第j段的长度为 Δj, 该段中点的坐标为nj;未知系数则是Aj, Bj, Cj这三个。圆柱状导线就是线栅型扇锥结构天线经常使用的, 因为这样的正弦插值基就比较符合实际的天线电流, 而且收敛的速度也比较快。

3.2 短波宽带全向天线的实现方式

短波宽带全向天线的实现方式有很多, 有很多的科技公司也研究出了一些产品, 例如成都的英联科技就研发出来属于他们专利的PZ系列盘锥天线, PZ系列盘锥天线是一种线性极化宽带全向天线, 带有一个安装底板, 可以在车上和在地面上应用;也可安装在金属管末端。本系列盘锥天线既可用于发射, 也可用于接收, 最大辐射方向增益典型值为1d Bi。加上LNA后, 就可以变为有源天线, 增益提高到10d Bi以上, 但只能用于接收。

4 结论

总之, 短波宽带全向天线技术并不是那么的神秘, 只要对宽带匹配网络的天线匹配正确的话, 就能对设计出一个适用短波宽带全向天线。不管是发射信号也好, 接受信号也好, 只要利用短波宽带全向天线就能够更好的进行通信, 特别是在广播、电视、移动通信等方面。有了好的通信技术, 那么人们就能有更好的文化生活, 和更加方便的信息交流。

参考文献

超短波宽带双偶极全向天线研究 篇5

关键词：超短波,双偶极全向天线,宽带

0 引言

超短波战术电台, 要求工作在30～88 MHz频率范围内, 这对收发天线提出了宽频带工作的要求。目前陆军超短波电台使用的车载天线、高架天线通常都采用中馈天线。这种天线的优点是频带较宽 (30～88 MHz) 、使用方便 (不需调节) 、可靠性高, 但也有固有的缺点:一是天线电压驻波比高 (最大3.5) , 使有用信号遭到较大反射;二是天线增益低 (-4～2 dBi) , 影响了电台的通信距离。尤其超短波电台在低频段通信效果最差, 原因主要就是在低频段时该天线增益最低, 虽然低频段电波传输损耗低, 但背景噪声同样也大, 因此对超短波电台通信来说, 天线低频段性能更需要提高。

1 天线增益与阻抗分析

提高天线有效增益可以从增大天线体积、改善阻抗匹配网络损耗等方面解决。中馈天线在频率低端增益较低 (-4 dBi左右) , 这主要是由天线长度在频率低端相对较短引起的。不过它的增益与理论值还是存在一定的差距, 如30 MHz时天线相对长度 (l/λ) =1.8×2/10=0.36, 理论上增益应大于1.5 dBi。造成差距原因主要有电压驻波比较高、阻抗匹配网络热损耗大等原因, 提高天线增益就可从克服这些缺点着手解决。基于这个思想, 提出了研究宽频带双偶极全向天线工作。从实际试验测量来看, 该天线做为方舱车的高架天线使用时, 在30～88 MHz频段范围内其电压驻波比小于2.5, 增益大于0 dBi。

宽带双偶极全向天线由2个偶极子组成, 中间用低损耗匹配网络连接到50 Ω同轴接口。这种天线与二齐平平行天线阵不同, 通常情况下当距离d为λ/2两齐平偶极天线组成边射阵时将提供近6 dBi的水平有方增益, 但这里d的取值相对λ/2要小得多, 使之在水平面内还近似为全向性。当用2个相距较近的天线杆组成一个天线时, 即相当于加粗了天线振子而使天线具有宽频带的特性, 从而就可避免采用高损耗匹配网络, 因此它的有效增益高, 宽带双偶极全向天线利用的正是这一点。

双偶极天线可视为由2个细偶极子组成的天线阵, 其阻抗是2个偶极子阻抗的并联, 由此可以计算分析它的阻抗特性。

设单个偶极子长度为2l, 半径为a, 两单偶极子间距离为d, 则天线输入阻抗为:

${\rm Z}{}_{\text{i}\text{n}}=\frac{1}{2}\cdot \left[\frac{\text{s}\text{h}2{\beta }^{\prime }l-\frac{{\beta }^{\prime }}{\alpha }\sin 2\alpha l}{\text{c}\text{h}2{\beta }^{\prime }l-\cos 2\alpha l}\overline{W{}_{0,c}}-\text{j}\frac{\frac{{\beta }^{\prime }}{\alpha }\text{s}\text{h}2{\beta }^{\prime }l+\sin 2\alpha l}{\text{c}\text{h}2{\beta }^{\prime }l-\cos 2\alpha l}\overline{W{}_{0,c}}\right]‚(1)$

式中, $\overline{W{}_{0,c}}$和β′为单个偶极子, 考虑另一个偶极子的感应作用后的平均特性阻抗和衰减常数, 其值为:

$\begin{array}{l}\overline{W{}_{0,c}}=\overline{W{}_0}\sqrt{1+\frac{X{}_1}{k\overline{W{}_0}}}‚\\ {\beta }^{\prime }=\frac{R{}_{11}+R{}_{21}}{2l\cdot \overline{W{}_{0,c}}\left(1-\frac{\sin 4\alpha l}{4\alpha l}\right)}。(2)\end{array}$

$\overline{W{}_0}$为不计耦合振子影响时的平均特性阻抗, X1为单个偶极子考虑另一个偶极子的感应作用后的单位长度辐射电抗, R11为单个偶极子自辐射电阻, R21为其感应电阻。其整个计算过程相当繁琐, 这里就不做具体推演计算, 只给出一般性的结果, 具体推演可参见文献[1]、文献[2]、文献[3]进行。计算结果表明:双偶极天线输入电阻比单偶极天线输入电阻稍大, 但其输入电抗比单偶极天线输入电抗要平坦得多, 从而使双偶极天线呈现宽频带特性, 天线阻抗曲线如图1所示;双偶极天线振子间距d对频带特性有一定影响, 同时随d增大天线方向图的不圆度将增大 (见后面推导) , 通过计算数据分析, 超短波天线d取0.6 m比较合适。

图2为2种天线电压驻波比计算曲线, 可看到双偶极天线在未加匹配网络的情况下就具有良好的宽带低驻波特性, 而单偶极天线宽带相对要窄得多, 如果用一个1:2的变压器和0.1 nF的串联电容组成一个简单的匹配网络就可使电压驻波比达到3.0以下。

2 天线方向性分析

中馈偶极子远场的绝对值为:

$\left|E{}_0\right|=\frac{60{\rm I}{}_m}{r}\cdot \frac{\cos \left[\left(kl\text{c}\text{o}\text{s}\theta \right)-\cos \left(kl\right)\right]}{\sin \theta }$。 (3)

下面推导双偶极天线的方向函数。设2个振子对称于坐标系原点相距为d, 角ф从x轴起逆时针度量, 如图3所示。

以坐标原点为参考相位, 则远区某点处来自振子1的场滞后 (dr/2) cosф, 而来自振子2的场则超前 (dr/2) cosф, 这里dr是两振子间用弧度表示的电距离, 即dr =2πd/λ。于是在ф方向的远区总场为:

$E=E{}_0\text{e}{}^{-\text{j}d{}_r\cos \phi /2}+E{}_0\text{e}{}^{+\text{j}d{}_r\cos \phi /2}=2E{}_0\cos \left(\frac{d{}_r}{2}\cos \phi \right)$。 (4)

根据公式 (3) (4) 有方向性函数:

$\begin{array}{l}f(\theta ,\phi )=\frac{\cos \left[(kl\text{c}\text{o}\text{s}\theta )-\cos (kl)\right]}{\sin \theta }\cos \left(\frac{d{}_r}{2}\cos \phi \right)=\\ \frac{\cos \left[(kl\text{c}\text{o}\text{s}\theta )-\cos (kl)\right]}{\sin \theta }\cos \left(\frac{d}{\lambda }\cos \phi \cdot \pi \right)。(5)\end{array}$

从公式 (5) 可看出在铅垂面内方向图与单根中馈偶极子相同, 为8字形。在水平面内方向图与中馈偶极子天线方向图 (圆形) 不同, 是水平面角ф的函数:$f(\theta ,\phi )\propto \cos \left(\frac{d}{\lambda }\cos \phi \cdot \pi \right)$。这里d小于λ/2, 即$\frac{d}{\lambda }\cos \phi \cdot \pi <\frac{\pi }{2}$, 显然当ф=90°时有最大增益, ф=0°时有最小增益$\cos \left(\frac{d}{\lambda }\cdot \pi \right)$。天线的不圆度为$0-10\log \left[\cos \left(\frac{d}{\lambda }\cdot \pi \right)\right]{}_{}$dB, 当f=88 MHz 时有最大不圆度, 如取d=0.6 m, 天线的最大不圆度为0.7 dB。

3 试验分析

根据上述的理论分析, 考虑到天线的防护、安装的需要和试验矫正, 设计了天线结构, 并加工制作出了实用的天线, 其尺寸为3 800 mm×600 mm, 振子直径12 mm, 振子外部用玻璃钢封装。

设计的双偶极天线中心馈电点处还有一个匹配网络, 用来进一步减小电压驻波比。由于天线本身的宽带特性, 匹配网络只由简单的无耗元件组成, 这样就可达到减小热损耗提高有效辐射功率的目的。

对其水平方向增益、不圆度、电压驻波比等指标进行了测试, 测试结果为:增益≥0 dBi, 天线不圆度最大0.9 dB, 电压驻波比VSWR<2.5。

还对此天线与常用的30～88 MHz中馈天线进行了拉距试验比较, 相对增益测试数据如表1所示。测试条件为:以超短波电台为信号源, 用频谱仪接收信号, 天线收发距离30 km, 天线架高12 m, 中间平坦地。

从表1可以看出双偶极天线的增益相对于通用的中馈天线在整个频段都有较大提高, 平均提高2.8 dB, 尤其在低频段 (30～35 MHz) 提高更明显, 达4.3 dB, 这将可弥补现役超短波通信中低频段效果差的缺陷。

4 结束语

超短波双偶极全向天线是一种性能优异的宽频带天线, 其驻波特性、有效增益相对中馈天线有较大提高, 天线增益平均可提高2.8 dB, 而且所设计的天线样机结构简单, 架设方便, 可安装到现役方舱车升降架上。可有效改善和延伸通信距离, 是提升超短波通信的有效解决方案。

参考文献

[1]邮电部北京设计所.天线和馈电线[M].北京:人民邮电出版社, 1985.

[2]周朝栋.天线与电波[M].西安:西安电子科技大学出版社, 1994.

[3]KRAUS JOHN D著.天线[M].章文勋译.北京:电子工业出版社, 2006.

短波宽带 篇6

短波通信是军事领域中的重要通讯手段,其主要依靠电离层的反射进行远距离信号发射接收。由于空间中电离层的不断变化,使得短波信道具有严重的时变色散性。因此在短波信道上进行数据传输时,遇到的主要障碍是短波信道多径效应引起的信道参数的变化,如多径时延、衰落、多普勒频移、频谱扩展等。又由于空间中同时还存在着噪声和电台干扰,这些不利因素严重影响了短波通信中数据接收的有效性和可靠性。传统的短波通信已然不能满足现代军事通信对通信质量、抗干扰、保密以及数据传输速率等多方面的要求。因此,引入新的通信手段进行技术融合研究,成为提高短波通信功率效率和频带效率的必然选择和重要途径。

1962年Gallager提出的具有稀疏校验矩阵的线性分组码——低密度奇偶校验码(LDPC,Low Density Parity Check Codes)[1],被证明在BIAWGN信道下,具有逼近香农限的优异性能[2]。随后文献[3]中将LDPC码与扩频OFDM技术相结合,在无线信道条件下,码长4302,码率0.5时,信噪比为4dB时,误码率可以达到10-5。文献[4]中,在短波宽带ITS信道模型下采用OFDM-CDMA方案,在信噪比为16dB时,信道编码采用卷积码(2,1,2)时,误码率达到10-4。文中针对短波信道的特点,将LDPC码与扩频OFDM技术应用于短波通信中,改进LDPC码译码初始化信息,利用OFDM技术对抗频率选择性衰落,利用扩频技术提高抗干扰能力,设计了一种高可靠性的短波宽带通信系统,并建立系统模型进行了仿真检验。

1 短波宽带信道模型

目前,ITU还没有明确的定义短波宽带通信标准,90年代后期,美国ITS组织的Vogler和Hoffmeyer提出一种短波信道模型,由于该模型是基于实测数据提出的,所以成为迄今应用最为广泛的短波宽带信道模型,称为ITS模型。

ITS模型对信道的平均时延、多普勒频移、时延扩展、多普勒扩展和多普勒频移随延时变化的特性进行了模拟,将信道的时变冲激响应表示为:

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式(1)中,n表示传输模式,Pn(τ)为第n个传输模式的功率延时分布函数,Dn(t,τ)为决定性相位函数,ψn(t,τ)为随机调制函数,表征了信道的多普勒扩展。

为了进行计算机仿真,需要将信道的冲激响应表示为离散形式,可表示为:

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其中,Pk是离散形式的功率延时剖面函数,ck,m表示随机调制函数后,指数因子为决定性相位函数,后两个因子描述了多普勒扩展的形状。

2 扩频OFDM结合技术

OFDM技术和扩频结合起来应用于短波通信中,能很好的克服短波信道的时变色散性带来的多径效应影响,并具有一定的保密效果。文中采用了扩频和OFDM结合技术中的频域扩频技术即MC-CDMA技术。具体步骤为:数据首先需要进行串并变换,再进行频域扩频。图1是MC-CDMA系统,其中TS为数据源的符号周期,NC=P×GMC,数据经过串并变换为P路数据,然后再映射到GMC个子载波上。

3 短波宽带扩频OFDM通信系统

由于文中考虑的是短波信道情况下的远距离通信,因此系统模型可以看做单用户系统,即点对点通信,结构框图如图2所示。在发射端,信源产生的信息比特先进行信道编码,再进行调制,串并变换,扩频,插入块状导频,IFFT变换,并串变换,加入循环前缀,然后送入短波信道。在接收端由于短波信道的影响,接收信号发生了严重的幅度和相位失真,为了能够准确的对接收信号进行解扩,在接收端采用了LS信道估计对信道响应进行准确的估计。信道编码部分采用了卷积码、Turbo码、LDPC码等几种不同编码方式进行对比。

发送端发出的信号为:

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其中,t′=t-iT′S, T′S=PTS,Δf′=1/(T′S-Δ),{d(0),d(1),…,d(KMC-1)}是长度为KMC的Walsh扩频码,TS是QPSK映射后的符号周期,T′S是每个子载波上符号周期,Δf′是最小子载波间隔,pS(t)是矩形脉冲波型。

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接收信号:

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其中,Hm,p(t)是第(pKMC+m)个子载波复包络。短波宽带通信链路只考虑点对点间通信,不考虑多址接入干扰问题,因此干扰信号:

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噪声功率:

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信噪比:

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系统理论误码率关于η的条件概率密度函数:

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为了准确衡量系统的误码率性能,需要对式(9)求一个统计平均值。则系统误码率:

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根据短波信道特点,LDPC编码部分采用具有下三角结构的非规则准循环LDPC码即irQC-LDPC[5]。该算法可实现线性复杂度编码,并消除了码字对应的双向图中的四环。因此这种构造可以在多径信道、中短码长、高码率的条件下取得优异的误码率性能。利用所构造H矩阵,充分考虑编码复杂度和码字距离特性,文中选用基于近似下三角矩阵的有效编码算法进行编码。表1是短波宽带通信系统的主要参数,系统仿真时使用。

4 仿真结果与分析

建立短波宽带通信系统仿真模型,对影响系统性能的因素进行仿真,默认参数设置如下:LDPC码采用irQC校验矩阵进行编码,码长2048,码率1/2,译码采用归一化最小和算法,迭代25次。图3为不同信道编码方式下系统误码率对比曲线。

从图3看出,其它参数相同的条件下,传统短波宽带通信系统所采用的卷积码性能最差;RS-卷积码级联机制由于能够发挥RS码抗突发错误的优势,在误码率为10-4时较卷积码有大约3dB的信噪比增益;而采用LDPC码的短波宽带通信系统具有最为优异的误码性能,在归一化信噪比Eb/N0=16dB时,误比特率达到1.02×10-5,显示出良好的纠错能力,为短波宽带通信系统信道编码方式的最佳选择。

在确定了信道编码方式的基础上,对LDPC码的具体参数进行仿真,图4为不同校验矩阵构造方式下系统误码率曲线。

从图4看出,irQC-LDPC码和PEG-LDPC码的性能最优,在归一化信噪比低于15dB时,两者性能相差无几,在15dB以后irQC-LDPC的性能逐渐优于peg-LDPC码;而ps-LDPC码和mackay随机构造方法相对性能较差一些,在误码率为10-4时,信噪比差距分别为2dB和3.5dB左右。可见,低信噪比下,peg-LDPC码字性能良好,但由于校验矩阵的随机性,编码比较复杂,硬件实现难度较大;代数构造的ps-LDPC码以及mackay随机构造方法虽然有相对简单的编码结构,但是其纠错性能也下降了很多;而irQC-LDPC码是将PEG随机构造方法与结构构造方法相结合,得到的LDPC码不仅具有准循环结构,可以实现线性编码,而且参数选择灵活性,同时具有较强的纠错性能。综合考虑,确定短波宽带通信系统中采用irQC-LDPC码。选择完编码方案以后对译码算法进行检验。图5为不同译码方式下短波宽带通信系统的误码性能曲线。

从图5看出,概率BP译码算法具有最优的译码性能,同样也具有最大的运算复杂度,一般只用于理论分析;LLR BP译码算法在对数域中将大量的乘法运算变为加法运算,计算量得到极大地简化,当然也牺牲了一定的可靠性能;UMP BP Based译码算法(最小和算法)是LLR BP译码算法的进一步简化,整个译码过程中只存在加法运算和比较运算,易于硬件实现,但其收敛速度较慢,译码性能较差;Normalized BP based(归一化最小和)译码算法是对LLR BP译码算法和UMP BP Based译码算法的适当折中,其译码性能可与LLR BP相媲美,而译码复杂度却与UMP BP Based相当。综合考虑系统的可行性和可靠性,Normalized BP based译码算法是最佳选择。

5 结束语

在短波宽带ITS信道下建立了短波宽带扩频OFDM通信系统,并将LDPC码应用于该系统中,通过仿真得出结论:LDPC码率为1/2,码长2048时,信噪比为16dB时,误码率可以达到10-5,显示出优异的纠错性能,结合扩频OFDM技术,能够有效抑制短波宽带信道传输带来的符号干扰和频率选择性衰落。本系统的仿真为未来的短波宽带通信提供了一种参考设计方案。

参考文献

[1]R G Gallager.Low-density parity-check codes[Z].IRE Trans In-form Theory,1962.

[2]S-Y Chung,G D Forney,T Richardson,et al.On the design oflow-density parity check codes within 0.0045dB of the Shannon lim-it[J].IEEE Commun.Letters,2001.

[3]莫志刚.基于LDPC码的OFDM扩频多址技术研究[D].江门:五邑大学,2008:51.

[4]杨泽亮.基于OFDM-CDMA短波宽带通信系统建模仿真[D].哈尔滨:哈尔滨工程大学,2009:47.

[5]Li Zongwang,Chen Lei,Zeng Lingqi,et al.Efficient Encoding ofQuasi-Cyclic Low-Density Parity-Check Codes[J].IEEE Trans.Commun,Janu.2006,54(1):71-81.

短波宽带 篇7

短波通信信道具有时变和色散的特性[1], 并且容易受到噪声干扰, 所以模拟其传输特性, 具有很高的实用价值。短波信道模拟器借助先进的仿真技术手段实现在实验室环境下进行通信试验, 因其具有有效性、经济性、安全性和直观性等特点, 在通信试验中可广泛使用[2]。传统的短波信道模拟器大部分停留在话音带宽上, 其主要不足是功耗过高、体积庞大、可控性不高及实时性不好。模数转换器 (A/D) 器件和数字信号处理理论的飞速发展, 为研制宽带短波信道模拟器奠定了坚实的基础, 但由于现有的数字信号处理器 (DSP) 处理速度有限[3], 往往难以对高速率A/D采样得到的数字信号直接进行实时处理, 为了解决这一矛盾, 需要采用数字下变频 (DDC) 技术。所以数字下变频技术在宽带短波信道模拟器的数字化和软件化过程中起到了重要的作用。FPGA具有较高的处理速度和很强的稳定性, 而且设计灵活、易于修改和维护, 同时可以根据不同的系统要求, 采用不同的结构来完成相应的功能, 大大提高系统的适用性及可扩展性。因此, FPGA逐渐成为实现DDC的首选[4]。

1 宽带短波信道模拟器设计

宽带短波信道模拟器的输入为短波调制信号 (3～30 MHz) , 首先经过高速A/D直接进行采样, 将模拟的调制信号转换为数字信号, 然后再通过数字下变频技术分离出I、Q两路数字基带信号, 以便于后续的数字信号处理。信号处理中通过显示控制设备对信道参数进行设置和输出。最后处理好的信号再经过D/A转换后, 通过低通滤波器、放大器和程控衰减等设备输出最终所需的模拟信号。这样就大大降低了ADC和DSP器件性能的要求, 减轻了数字信号处理的负担, 便于实现并有效降低成本。宽带短波信道模拟器的体系结构如图1所示。

宽带短波信道模拟器通过数字下变频降低采样数据率, 减轻后续信号处理的压力。数字下变频在模拟器中起到前端ADC和后端DSP器件之间的桥梁作用。在数字下变频部分中可以方便地对接收信号频段和滤波器特性等进行编程控制, 极大地提高了宽带短波信道模拟器的性能和灵活性, 对于系统的升级或是兼容, 都非常方便。

2基于FPGA的数字下变频实现方案

宽带短波调制信号的输入频率为3～30 MHz, 根据带通采样理论[5], 在工程实现上, 信号采样速率一般为模拟信号带宽的2.5倍左右, 考虑到在器件满足要求的前提下可以尽量提高采样频率, 选用了64 MHz作为ADC的采样频率。经过数字下变频的32倍变频, 最终输出到DSP的信号带宽为2 MHz。该文中的DDC实现不采用Altera公司所提供的IP核, 这样可以降低成本, 减少对国外技术依赖。

FPGA器件采用cyclone III器件, 它是Altera公司新一代采用SRAM工艺低成本的FPGA, 该系列器件的特点是低成本、低功耗和高性能。具有嵌入式乘法器, 实现专门的乘法和乘加运算, 还可实现有限脉冲响应 (FIR) 滤波器;最多有20个全局时钟, 支持动态时钟管理以降低用户模式时的功耗;并且有4个锁相环 (PLL) 。根据该设计的数据处理要求, 估算处理所需的资源, 以及引脚封装有利于制板的原则, 选用EP3C40Q240C8N型FPGA, 并在开发工具Quartus II上对信号发生器的设计、综合及仿真。

2.1数控振荡器设计

NCO是决定DDC性能的主要因素之一。NCO的目标是产生频率可变的正交正、余弦样本信号。NCO采用直接数字合成 (DDS) 的方法实现, 目前常见的技术有查表法和CORDIC计算法[6], 在软件无线电超高速的信号采样频率的情况下, NCO实时的计算方法是很难实现的。此时, NCO产生的正弦样本最有效和最简单的方法就是查表法, 即事先根据各个NCO正弦波相位计算好相位的正弦值, 并按相位角度作为地址存储该相位的正弦值数据, 其原理图如图2所示。

图2中, 32位累加器由一个32位的加法器和一个32位寄存器组成, 在时钟的作用下, 加法器通过寄存器将输出数据送入到加法器的一个输入端, 与32位的频率控制字进行相加运算, 得到一个有规律的相位累加结果。查找表实际上是一个存储了正弦信号抽样点幅度编码的只读存储器ROM, 但ROM表的大小会随地址位数的增加成指数递增关系, 因此, 为了不减少查找表的地址位数而满足信号性能, 必须采用优化方法来减小ROM表的大小。根据正弦波的对称特性, 只需存储四分之一周期的幅值, 再通过相应的转换即可恢复出整个周期的幅值。同时, 由于余弦波和正弦波相位差为π/2, 可以很容易地实现余弦信号。

完成DDC的NCO模块设计后, 将需要下变频的输入信号与NCO产生的2路正交本振信号进行相乘, 完成数字混频正交变换, 即完成频谱搬移。

2.2CIC滤波器设计

CIC积分梳状滤波器是实现高速抽取非常有效的单元。CIC滤波器的单位冲激响应为:

$h(n)=\{\begin{array}{l}10\le n\le D-1\\ 0‚\text{其}\text{他}\end{array}$

, (1)

式中, D是CIC滤波器的阶数, 滤波器系数都为1。根据Z变换的定义, CIC滤波器的Z变换为:

${\rm H}(z)={\displaystyle \sum _0^{D-1}h}(n)z{}^{-n}=\frac{1}{1-z{}^{-1}}(1-z{}^{-D})$。 (2)

从式 (2) 可以看出CIC滤波器由2部分组成, 即积分器和梳状器级联组成, 其实现非常简单, 只有加减运算, 没有乘法运算, FPGA实现时可达到很高的处理速率。但是, 单级CIC滤波器的旁瓣电平只比主瓣低13.46 dB, 这就意味着阻带衰减很差, 一般是难以满足实用要求的。为了降低旁瓣电平, 可以采取多级CIC滤波器级联的办法解决。

N级CIC滤波器级联的带内容差是单级CIC滤波器带内容差的N倍, 这意味着多级CIC滤波器级联增大阻带衰减的同时也增大了带内容差。所以, CIC滤波器的级联数是有限的不宜超过5级[7]。

该设计中, CIC滤波器需要完成16倍的抽取, 采用5级级联来实现, 输入和输出部分的位宽均为12 bit, 在MATLAB仿真的结果如图3所示。

经过CIC滤波器后, 信号采样速率经过16倍抽取后变为4 MHz, 从而实现了抽取功能, 同时也降低了采样速率。

2.3半带滤波器

所谓半带滤波器, 就是其频率响应满足以下关系的FIR滤波器:

H (ejω) =1-H (ej (π-ω) ) , (3)

H (ejπ/2) =0.5, (4)

$h(k)=\{\begin{array}{l}1,k=0\\ 0,k=\pm 2,\pm 4,\cdots \cdots \end{array}$

; (5)

HB滤波器由于其系数几乎一半为0, 滤波时运算量减少一半, 因此被作为第2级低通滤波和抽取。HB的抽取因子固定为2, 特别适合采样率降低一半的要求。通过CIC和HB滤波抽取后, 基带信号由最初的高数据率被降到较低的速率, 适于后级FIR处理。

2.4FIR低通滤波器设计

数字下变频器的最后一个模块是低通FIR滤波器, 主要用来对信号进行整形滤波不作抽取功能。信号经过CIC、HB滤波器后, 输入到FIR滤波器的采样速率相对来说已经很低, 因此在一定的处理时钟速率下, 能够有较高阶的FIR滤波, 使得滤波器的通带波动、过渡带带宽、阻带最小衰减等指标能够设计的很好[8]。

调用MATLAB的Filter design获得滤波器的系数。在MATLAB中设计一个通带截止频率为2 MHz的FIR, 并将滤波器系数导入到FPGA的FIR中;FIR的阶数 (系数长度) 越高, 性能越好, 但考虑资源占用情况, FIR的阶数不宜过高, 该设计采用37阶FIR。图6为FIR的幅频特性曲线。

3 基于FPGA的DDC系统仿真结果

根据以上的设计分析结果, 编写了FPGA程序, 在Quartus II平台上进行了仿真测试。输入采样速率为64 MHz的短波调制信号, 针对Cyclone III系列的EP3C40Q240C8器件对其进行综合与时序仿真, 如表1所示。

输入信号经过混频器后, 再经过CIC滤波器的16倍抽取, 半带滤波器的2倍抽取和FIR滤波器的整形滤波, 最终输出I, Q两路正交的信号。如表1所示, DataIn为输入信号, DDCDataI为输出同相分量, DDCDataQ为输出正交分量。64 MHz的采样信号经过NCO混频后, CIC滤波器的16倍和HB滤波器的2倍抽取后, 变为2 MHz的信号, 并经过FIR滤波器整形输出。从表1中可以看出设计的DDC对于高速采样的信号具有降速和下变频的作用, 处理带宽大大减小, 因此对后续器件处理速度的要求降低。

仿真中还有一定量的毛刺, 这是由于信号的延时控制不精准造成的。延时的大小不仅和连线的长短和逻辑单元的数目有关, 而且也和器件的制造工艺和工作环境等有关, 毛刺的消除是有待解决的问题。

4 结束语

在分析了宽带短波信道模拟器工作机理和数字下变频原理的基础上, 结合Matlab算法仿真技术, 设计基于FPGA的数字下变频。功能与时序仿真结果表明:基于FPGA设计实现的数字下变频功能, 其技术指标满足宽带短波信道模拟器的性能要求。该设计方法降低了对FPGA IP核的依赖性, 提高了DDC的处理速率, 实现了数字载波控制和抽取滤波可编程, 具有很大的灵活性和通用性, 对于实现宽带短波信道模拟器具有十分重要的意义, 并且可以推广用于其他需要进行下变频的场合。

参考文献

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[5]樊昌信, 曹丽娜.通信原理 (第6版) [M].北京:国防工业出版社, 2007:262-263.

[6]杨小牛, 楼才义, 徐建良.软件无线电原理与应用[M].北京:电子工业出版社, 2001.

[7]HOGENAUER E B.An Economical Class of Digital Filters forDecimation and Interpolation[J].IEEE Transactions onAccoustics, Speech and Signal Processing, 1981, ASSP-29 (2) :155-162.