OCDMA

OCDMA（精选6篇）

OCDMA 篇1

在时域相位光码分多址(OCDMA) 系统中,影响系统性能的噪声主要包括多址干扰和差拍噪声[1]。有3种方法可以抑制这些噪声,第1种方法是通过增加码长来减少串扰,但是这样做会增加系统硬件的成本并降低系统的带宽效率;第2种方法是采用同步系统,这样做需要很高的同步精度,在实际的应用环境中很难做到这一点;第3种方法就是采用准同步系统[2],并以LA码作为扩频序列,在允许的时间延时内,可以消除差拍噪声和多址干扰。本文从码字的非周期互相关函数出发,通过分析LA(713,16,38)码的自相关和互相关,得出在38个切普延时范围内,LA(713,16,38)码的自相关和互相关都为0的结果,以LA码作为扩频序列时,准同步时域相位OCDMA系统的多址干扰和差拍噪声可以得到消除。最后,建立了有16个用户、数据传输速率为1 Gbit/s、在光纤上传输20 km的准同步时域相位OCDMA仿真系统。

1 系统模型

设a${}_j^k$(j=0,1,2,…,N-1)为第k个用户的地址码,码长为N ,a${}_j^k$∈{1,0,-1}。定义码字的非周期互相关函数为

$C{}_{k,j}(l)=\{\begin{array}{l}{\displaystyle \sum _{j=0}^{{\rm N}-1-l}a}{}_j^{k}a{}_{j+l}^{k}0\le l\le {\rm N}-1\\ {\displaystyle \sum _{j=0}^{{\rm N}-1+l}a}{}_{j-l}^{k}a{}_j^{k}1-{\rm N}\le l\le 0\\ 0\text{其}\text{他}\end{array}。(1)$

LA码用LA(N,K,M)来表示[3],其中N表示码长,K表示基本脉冲个数,M表示零相关区长度。例如:LA(713,16,38)有16个基本脉冲,非零脉冲的位置为{0,52,105,159,197,236,276,317,359,402,446,491,537,584,632,681}。每个基本脉冲的相位由长度为16的Walsh码决定,对应16个LA码{a1,a2 ,…,a16},序列中“1”表示扩频序列的相位为0,“-1”表示扩频序列的相位为π。以LA(713,16,38)码作为扩频序列,任意选取两组LA码来分析其性能,得到a1的非周期自相关(见图1(a))和a1与a5的非周期互相关(见图1(b)),由此可知在38个切普延时范围内,LA(713,16,38)码的非周期自相关和互相关都为0。

对于开关键控(OOK)调制,第k个用户的数据信号bk(t)可表示为

$b{}_k(t)={\displaystyle \sum _{l=-\infty }^{\infty }b}{}_{k,l}Q{}_{{\rm T}}(t-l{\rm T}),(2)$

式中,bk,l∈{0,1};T为数据比特周期,0≤t<T时在T时间的一个矩形脉冲QT(t)=1。用户k的码字波形为

$a{}_k(t)={\displaystyle \sum _{j=-\infty }^{\infty }a}{}_j^{k}Q{}_{{\rm T}{}_{\text{c}}}(t-j{\rm T}{}_{\text{c}}),(3)$

式中,Tc为切普间隔,QTc为Tc时间的一个矩形脉冲。所以,第k个用户的编码输出信号为

$s{}_k(t)=\sqrt{{\rm P}}a{}_k(t)\cdot b{}_k(t)\cdot \text{e}\text{x}\text{p}j(\omega {}_{k}t+\theta {}_k(t)),(4)$

式中,P为编码输出信号光强;ωk为光信号频率;θk(t)为相位噪声。

假设OCDMA系统共有m个干扰用户,每个用户的信号功率相同,则目标用户的接收光场为[2,4]

$\begin{array}{l}s(t)=\sqrt{{\rm P}}a{}_0(t)b{}_0(t)\text{e}\text{x}\text{p}j(\omega {}_{0}t+\theta {}_0(t))+{\displaystyle \sum _{k=1}^m\sqrt{{\rm P}}}a{}_k(t-\tau {}_k)\cdot \\ b{}_k(t-\tau {}_{\text{k}})\cdot \text{e}\text{x}\text{p}j[\omega {}_k(t-\tau {}_k)+\theta {}_k(t-\tau {}_k)],(5)\end{array}$

式中,τk为第k个用户的相对传输时延,并假设切普同步,即τk=lkTc,lk是一个整数。对于准同步OCDMA系统,0<lk<M。解码器输出光信号为

$\begin{array}{l}E(t)=\sqrt{{\rm P}}{\rm K}b{}_{0,0}\text{e}\text{x}\text{p}j(\omega {}_{0}t+\theta {}_0(t))+\sqrt{{\rm P}}{\displaystyle \sum _{k=1}^{m}b}{}_{k,0}C{}_{k,0}(l{}_k)\cdot \\ \text{e}\text{x}\text{p}j[\omega {}_k(t-\tau {}_k)+\theta {}_k(t-\tau {}_k)],(6)\end{array}$

式中,P为编码信号的强度;K为每个码中的非零脉冲个数;b0,0为目标用户的当前数据比特;bk,0为第k个干扰用户对应的相邻数据比特;ω0、ωk为光的频率;θ0(t)、θk为相位噪声。对采用切普速率的光探测器的 OCDMA 系统, 其输出为

$\begin{array}{l}{\rm Z}={\displaystyle {\int }_0^{{\rm T}{}_{\text{c}}}\text{R}}\cdot (E\cdot E{}^{*})\text{d}t+{\displaystyle {\int }_0^{{\rm T}{}_{\text{c}}}}n{}_0(t)\text{d}t={\rm P}\text{R}{\rm T}{}_{\text{c}}{\rm K}{}^{2}b{}_{0,0}^2+{\rm P}\text{R}{\rm T}{\displaystyle \sum _{k=1}^m|}b{}_{k,0}C{}_{k,0}(l{}_k)|{}^2+2{\rm P}\text{R}{\rm K}{\displaystyle \sum _{k=1}^{m}b}{}_{0,0}\cdot b{}_{k,0}\cdot C{}_{k,0}(l{}_k)\cdot \\ {\displaystyle {\int }_0^{{\rm T}{}_{\text{c}}}}\cos [(\omega {}_k-\omega {}_0)t-\omega {}_k\tau {}_k+\theta {}_k(t-\tau {}_k)-\omega {}_0(t)]\text{d}t+2\text{R}{\rm P}{\displaystyle \sum _{j=i+1}^m{\displaystyle \sum _{i=1}^{m-1}b}}{}_{k,0}\cdot b{}_{j,0}\cdot C{}_{k,0}(l{}_k)\cdot \\ C{}_{j,0}(l{}_j){\displaystyle {\int }_0^{{\rm T}{}_{\text{c}}}}\cos [(\omega {}_k-\omega {}_j)t-\omega {}_k\tau {}_k+\omega {}_j\tau {}_j+\theta {}_k(t-\tau {}_k)-\theta {}_j(t-\tau j)]\text{d}t+{\displaystyle {\int }_0^{{\rm T}{}_{\text{c}}}n}{}_0(t)\text{d}t,(7)\end{array}$

式中,R为光检测器的响应度;n0(t)为接收机噪声电流。在式(7)中,第1项为目标用户的数据信号,第2项为对应干扰用户的多址干扰,第3项为对应干扰用户和目标用户之间的差拍噪声,第4项为干扰用户和干扰用户之间的差拍噪声,第5项为接收机的噪声。

由文献[1]可知,如果时域相位OCDMA系统采用Gold序列,由于Ck,0(lk)不为零,所以会导致严重的差拍噪声和多址干扰。应用LA码作为扩频码,只要各用户之间的延时控制在零相关区内,即0<lk<M,LA码的非周期互相关为0,Ck,0(lk)=0,因此式(7)中的第2、3、4项均为0,即消除了其他用户导致的差拍噪声和多址干扰。

2 系统仿真及分析

通过光通信系统工具软件,建立有16个用户、以数据传输速率1 Gbit/s在光纤上传输20 km的准同步时域相位OCDMA系统,其仿真框图如图2所示。

图2中,由随机比特发生器产生随机数据,通过归零脉冲发生器后经调制器调制光源发出的光信号,再经过延时器和编码器,经光纤传输后再解码,再用光硬限幅器过滤旁瓣,最后由接收机恢复用户数据。延时器的作用是将发送信号控制在零相关区内,以实现准同步。使用光硬限幅器后,能够用比特接收机代替切普接收机,降低了对接收机的要求。以第1个用户为参考,其他用户的延时时间在LA(713,16,38)的零相关区内,即通信用户接入系统的延时时间控制在0～0.052Tb(单位:s)内,其中Tb为比特周期。系统的主要参数设置如下:用户1～16的延时时间分别为0、0.606 8、 2.486 0、4.891 3、2.762 1、0.456 5、5.018 5、4.821 4、0.444 7、0.615 4、1.791 9、0.921 8、0.738 2、2.176 3、3.405 7和1.935 5(以上数据分别乘以10-11 s),传输波长为1 550 nm,光纤长度为20 km,光纤色散系数为17.65 ps/(nm·km), 光纤色散斜率为0.075 ps/(nm2·km)。色散补偿光纤长度为2 km,色散补偿光纤色散系数为-176.5 ps/(nm·km), 色散补偿光纤色散斜率为-0.75 ps/(nm2·km)。

任意选取一个用户来进行分析,这里选择用户5的传输信号来进行分析,如图3所示,图中(a)为发射机发射的方波信号1101100,(b)为解码器输出的解码信号,(c)为接收机端输出的方波信号1101100。由图3可知,用户5发射的数据信号在接收端能够被完整接收。图4所示为用户5系统在一个周期内的最佳误码率曲线图,可以看出,系统的误码率几乎为0,与上文的分析相符。图5中虚线显示系统的Q值能够达到76.23,实线显示的眼图表明系统传输性能到达了传输的要求。

3 结束语

本文从码字的非周期互相关函数出发,通过分析LA(713,16,38)码的自相关和互相关,得出以LA码作为扩频序列时,准同步时域相位OCDMA系统的多址干扰和差拍噪声可以得到消除的结果。建立了有16个用户、以1 Gbit/s速率在光纤上传输20 km的准同步时域相位OCDMA仿真系统,仿真结果表明:LA码适用于准同步时域相位OCDMA系统,以LA码作为扩频序列时能够消除准同步时域相位OCDMA系统的多址干扰和差拍噪声。

摘要：LA序列的非周期自相关及互相关在原点附近存在一个零相关区,将LA序列应用于光码分多址(OCDMA)系统,就可以构成准同步时域相位OCDMA系统。只要将各用户之间的延时控制在同步误差范围之内,就可以消除时域相位OCDMA系统的差拍噪声和多址干扰。文章对16个用户、数据传输速率为1 Gbit/s、传输距离为20 km的准同步时域相位OCDMA系统进行了仿真,仿真结果表明,LA码适用于准同步时域相位OCDMA系统。

关键词：光通信,光码分多址,LA码,非周期互相关函数

参考文献

[1]Wang Xu,Kitayama Kenichi.Analysis of beat noise in-coherent and incoherent time-spreading OCDMA[J].Journal of Lightwave Technology,2004,22(10):2 226-2 234.

[2]Ji Jianhua,Gong Fangping,Wu Qing.Quasi-synchro-nous Coherent Time-Spreading Optical CDMA SystemUsing LA Sequence[J].Journal of optical communi-cation,2009,30(3):169-172.

[3]唐小虎.低/零相关区理论与扩频通信系统序列设计[M].成都:西南交通大学出版社,2006.

[4]吉建华,张立东,吴青,等.异步相干扩时光码分多址系统的干扰性能分析[J].中国激光,2008,35(12):1 878-1 882.

OCDMA 篇2

光码分多址(OCDMA)系统是未来高速全光局域网的可能解决方案之一。目前,OCDMA系统中能够直接使用的是单极性地址码,OCDMA系统的单极性码主要有光正交码(OOC)、素数码(PC)等[1]。但由于单极性码的自相关和互相关特性并不十分理想,基于单极性扩频码的OCDMA系统中的多址干扰(MAI)较为严重。因而提高OCDMA系统性能的有效办法是在系统中使用相关特性更加优秀的双极性地址码。

目前对双极性光码分多址系统的研究主要集中在双/单极性码的转换[2],文献[3]给出了编解码器的信息处理方式,文献[4]对OCDMA系统中的单极性和双极性码的容量与性能进行了比较。尽管这些双极性码的相关特性优于OOC等单极性码,但仍然不很理想。所以将m序列和Gold序列等双极性码应用于OCDMA系统中时还是存在一定程度的MAI,影响了OCDMA系统通信质量的进一步提高。为进一步降低OCDMA系统中的MAI,本文给出了将双极性完全互补序列应用于OCDMA系统的编解码方案和系统设计。通过理论分析和系统仿真发现,基于本方案的OCDMA系统的性能优于采用单极性码和双极性码的OCDMA系统。

1 完全互补序列的定义及其构造[5]

定义n个序列集S={S0,S1,…,Sp,…,Sn-1},每个序列集中包含n个序列Sr={S,S,…,S,…,S},每个序列长度为N2,如果全部序列的相关特性满足下列条件:

则称这些序列集构成一个完全互补序列集。式中,τ为时延。

完全互补序列可以通过正交矩阵构成,依据文献[5],可以构造一个N阶完全互补序列集C1={C,C,…,C},C2={C,C…,C},…,Ck={C,C,…,C},…,CN={C,C,…,C},其中各序列的长度为N2,Ck={C,C,…,C}为一个自互补序列。

2 双极性完全互补序列OCDMA系统的编解码方案与系统设计

光通信系统通常采用强度调制/直接探测(IM/DD)技术。单极性IM/DD信道不能传输负脉冲,因此在单极性信道中传输双极性码时,需要进行双极性码与单极性码的转换。如图1、图2所示,在发射端,输入的电双极性信号先转换为光单极性信号,再进行传输;接收端,信号做反处理,实现单极性信道中传输双极性信号。

设N个用户同时接入网络,第k个用户的电双极性数据信息为

式中,bk,i是第k个用户的第i个码元符号;T为数据比特周期;τk为第k个用户的数据信号相对于参考信号的延时;pb(·)是一个连续T秒的单位方波。

每个用户使用它所分配到的一个自补码中的N个序列,分别对它的每一个数据比特进行扩频,形成N路信号,则用户k的第m路扩频序列可表示为

式中,C(j)为分配给第k个用户的自补码中的第m个序列的第j个码元符号;pc(·)是一个连续Tc秒的单位方波。

第k个用户的第m路经过扩频后的数据可表示为

单/双极性转换公式为

m∈{1,2,…,N},扩频后的双极性码被转换为可在光纤中传输的单极性码。已转换为单极性码的第k个用户的N路数据采用光波分复用(OWDM)技术,将不同的波长(λ1,λ2,…,λN)耦合到同一根光纤中传输。

经过光纤信道传输后,在接收端,转换前的第m路单极性信号可表示为

式中,A为第k个用户的第m路信号的衰减。在接收端先进行单/双极性转换,即

根据式(4)可得

令每个用户每一路信号的光功率均为λs,衰减均为As,则式(8)可改写为

3 系统接收性能分析

在本系统中,由于用户1为目标用户,此时先对用户1的N路信号进行解扩,即使用分配给用户1的N个匹配滤波器分别对接收机接收到的N路信号进行相关运算。假设各用户信号保持同步,在t=iT时取样,对于目标用户1,第m个匹配滤波器的输出为

式中,R (0)为第1个用户的自相关峰值;R (0)为在出现第1个用户的自相关峰值的时刻,第k个用户和第1个用户的互相关值。对第1个用户的N个匹配滤波器的输出信号求和,接收机的总输出为

可见,第一项为期望的用户1的信息;第二项为多用户干扰项,由于完全互补序列的理想互相关特性完全消除;第三项为背景光干扰项。在OCDMA通信中,第三项值较小,接收机中的主要干扰来自于其他用户的MAI。在本系统中完全消除了来自于其他用户的MAI,提高了通信质量。

4系统仿真及结果讨论

4.1 系统仿真与分析

在本系统中,随机选取同一序列族内的两个码长为31的Gold序列G1和G2,并随机选取同一完全互补序列族内长度为16的两个自互补码序列C1={C,C,C,C},C2={C,C,C,C}。在系统中经过上述序列仿真得到自相关和互相关特性曲线分别如图3、4所示。图中时延单位为序列的一个码元周期。

从图3中可以看出,在OCDMA系统中,完全互补序列的自相关接收性能是理想的,旁瓣值为0。而Gold序列的自相关旁瓣取3个值,取值分别为7、-1和-9。

从图4可以看出,同一序列族中的完全互补序列间的互相关接收性能也是理想的,互相关运算得到的值均为0。而Gold序列的互相关特性较差,互相关函数亦为3值函数,取值分别为7、-1和-9。

通过比较基于Gold序列和完全互补序列的OCDMA系统的扩频增益发现,对于我们选取的长度为31的Gold序列,其扩频增益为31。而我们选取的长度仅为16的完全互补序列,其应用于系统中的扩频增益达到了4×16=64,远高于基于Gold序列的OCDMA系统。

因而,通过比较基于完全互补序列和基于Gold序列的OCDMA系统的自相关特性和互相关特性,以及扩频增益的差距,可以得出采用完全互补序列作为地址码的OCDMA系统性能要优于采用Gold序列的OCDMA系统的结论。

4.2 可用地址码数量的分析与比较

在OCDMA系统中,可容纳用户的数量与所采用的扩频序列的可用地址码数量是密切相关的。 对于基于m序列和Gold序列的单码OCDMA系统,用户可用地址码数量较少。例如,9级移位寄存器产生的m序列有48个。取出一个序列,只能找到12个m序列与其相关的互相关值最大值等于33。但找不到多于3个序列的组,其中任意两序列之间的互相关最大值等于33。尽管采用Gold序列作为地址码,地址数可大大超过用m序列作地址码时的数量,但通过仿真比较发现,Gold序列的自相关和互相关特性并不十分理想,影响了双极性OCDMA系统通信质量的进一步提高。

而完全互补序列具有理想的自相关和互相关特性,并且通过增加自互补序列的数量和长度,可用地址码的数量可以任意增加,为OCDMA通信系统用户数量的扩大以及通信质量的提高提供了广阔前景。

5 结束语

本文提出了基于双极性完全互补序列的OCDMA系统编解码方案及其系统设计,使具有理想相关特性的双极性完全互补序列可以在传统单极性OCDMA系统中得到应用。通过理论分析以及与基于Gold序列的OCDMA系统性能的仿真比较,得出了完全互补序列可以进一步提高OCDMA系统的通信质量的结论。

参考文献

[1]Chung F R K,Salehi J A,Wei V K.Optical orthogo-nal codes:design,analysis and applications[J].IEEETrans.Inform.Theory,1989,IT-35(3):595-604.

[2]Nguyen L,Dennis T,Aazhang B,et al.Experi mentaldemonstration of bipolar codes for optical spectral am-plitude CDMA communication[J].J.LightwaveTechnol.,1997,15(9):1 647-1 653.

[3]Li Xiaobin,Sun Yuyong,Song Jianzhong.Tunable se-rial encoder/decoder for optical code division multipleaccess communication system[J].Chinese J.Lasers,2003,30(4):353-356.

[4]董海峰,杨淑雯.双极性光码分复用系统的研究[J].光通信研究,2003,(1):23-27.

OCDMA 篇3

光码分多址(OCDMA)技术近年来颇受国内外研究者的关注。采用这种技术,系统中的多个用户可共享带宽同时通信且互不干扰。实现OCDMA的方案有多种[1,2],其中时域扩展相位编码方案是被报道得较多的一种。超结构光纤布拉格光栅(SuperStructured Fiber Bragg Grating,SSFBG)因具有全光纤结构、集成度高和成本低廉等优点,成为这种系统中常用的编解码器。目前国内外报道的时域扩展相位编码OCDMA系统大多使用SSFBG作为编解码器[1],但SSFBG编解码器制作起来比较困难。对1.55 μm光通信波长而言,在光栅的折射率调制上引入π相移时,对位移的控制精度须达到nm量级,这需要非常精密的光栅写入设备。近年来提出的等效相移技术采用光栅取样周期的相移代替折射率调制的相移,很好地解决了这个问题[3,4]。与此同时,国外的研究者也在探索新的编解码器结构,例如文献[5]报道了用级联的长周期光栅(LPG)实现时域扩展幅度编码(单极性编码)的实验。在此研究背景下,本文通过分析LPG的透射特性,提出超结构长周期光栅(SuperStructured Long Period Grating,SSLPG)具有与SSFBG的反射谱相似的交叉透射谱,并提出利用色散补偿光纤(DCF)中基模和内包层模之间的模式耦合,可以将SSLPG用作OCDMA编解码器,实现时域扩展相位编码(双极性编码)。

2 LPG的透射特性

LPG是一种透射型器件,常用于实现某种滤波特性[6],对它的分析可采用耦合模理论。LPG与光纤布拉格光栅(FBG)的不同在于,FBG中的模式耦合发生在相向传播的基模之间,而LPG中的模式耦合发生在同向传播的模式之间。若只考虑两个模式,总电场可以写成它们的叠加:

$E(x,y,z)=b{}_1(z)\Phi {}_1(x,y)+b{}_2(z)\Phi {}_2(x,y),$

式中,Φ1、Φ2为均匀光纤中的模场分布;而b1、b2满足以下耦合方程:

$\begin{array}{l}\text{d}b{}_1/\text{d}z-i(\beta {}_1+D{}_{11})b{}_1=iD{}_{12}b{}_2,\\ \text{d}b{}_2/\text{d}z-i(\beta {}_2+D{}_{22})b{}_2=iD{}_{21}b{}_1;\end{array}$

β1、β2为两个模式的传播常数;$D{}_{ij}=(k/2n{}_{\text{c}\text{o}})\cdot \left[{\displaystyle \int (}n{}^2-\overline{n}{}^2)\Phi {}_i\Phi {}_j\text{d}A\right]/({\displaystyle \int \Phi }{}_i^2\text{d}A)$;n为折射率;$\overline{n}$为折射率的平均值。上式可进一步化简为

$\begin{array}{l}\text{d}u{}_1/\text{d}z=i\widehat{\delta }u{}_1+q(z)u{}_2,(1\text{a})\\ \text{d}u{}_2/\text{d}z=-i\widehat{\delta }u{}_2-q{}^{*}(z)u{}_1,(1\text{b})\end{array}$

式中,u1、u2分别为b1、b2的慢变包络;$\widehat{\delta }=\delta +(D{}_{11}-D{}_{22})/2$;δ=0.5(β1-β2)-π/Λ,Λ是光栅常数;q(z)=iκ(z),q*表示q的共轭;κ(z)是耦合系数。设δ=0对应的波长为λ0,有λ0=ΔneffΛ。这里的Δneff表示两个模式的等效折射率之差。

当q为常数时,式(1)有解析解。考虑到边界条件u1(0)=1,u2(0)=0,得:

$\begin{array}{l}u{}_1(L)=\cos (\gamma L)+(i\widehat{\delta }/\gamma )\sin (\gamma L),\\ u{}_2(L)=(-q{}^{*}/\gamma )\sin (\gamma L),\\ \text{式}\text{中}‚\gamma {}^2=|q|{}^2+\widehat{\delta }{}^2。\end{array}$

图1为一段均匀LPG的交叉透射谱,光栅长度L=3 m,不同的曲线对应不同的κL值(κL值从0变化到π/2)。为了与FBG作比较,图2给出了一段均匀FBG的反射谱,光栅长度L=10 mm。可以看到,在κL值较小的情况下,LPG的交叉透射谱与FBG的反射谱是相似的。

这个结果也可以用耦合模理论来解释。在式(1a)中,令q(z)=0,得$u{}_1=\exp (i\widehat{\delta }z)$,代入式(1b),并利用u2(L)=t×可得:

$t{}_{\times }(\widehat{\delta })=-\frac{1}{2}{\displaystyle {\int }_{-L}^{L}q}{}^{*}\left(\frac{z+L}{2}\right)\exp (i\widehat{\delta }z)\text{d}z,(2)$

即LPG的交叉透射率$t{}_{\times }(\widehat{\delta })$正比于q*[(z+L)/2]的傅里叶变换。从FBG的耦合模方程出发,经过类似的推导可得:

$r(\delta )=-\frac{1}{2}{\displaystyle {\int }_0^{2L}q}{}^{*}\left(\frac{z}{2}\right)\exp (i\delta z)\text{d}z,(3)$

式中,δ=β-π/Λ。即FBG的反射率r(δ)正比于q*(z/2)的傅里叶变换。比较式(2)和式(3)可以看到:在耦合系数较小的情况下,LPG的交叉透射率$t{}_{\times }(\widehat{\delta })$和FBG的反射率r(δ)与q*(z/2)满足傅里叶变换的关系。因为耦合系数正比于折射率调制,所以入射超短光脉冲在LPG中从一个模式耦合到另一个模式后,所呈现的波形和光栅的折射率调制形状相同,这与超短光脉冲被FBG反射的情形是类似的。正是这种相似性为我们提供了利用SSLPG实现OCDMA编解码器的可能。

3 基于DCF的LPG中的模式耦合

在FBG中,模式耦合发生在相向传播的基模之间,由于两个基模传播方向相反,因此我们很容易将其分开。而在LPG中,模式耦合发生在同向传播的模式之间。对于单模光纤(SMF)中的LPG,模式耦合发生在基模和包层模之间,因为包层模是泄漏模,所以LPG多用作选择性损耗器件[6],此时利用的是LPG的平行透射特性。如果要用LPG实现和FBG相似的功能,必须利用LPG的交叉透射特性,这时光纤中必须存在两个稳定的、可以利用的传导模。已有研究表明,在DCF中除基模外,还存在稳定的内包层模(inner cladding mode),这两个模式虽然传播方向相同,但在光纤截面的空间分布不同,而且它们之间可以发生模式耦合[5],这就为我们提供了利用LPG的交叉透射特性的可能。

下面对DCF中存在的模式进行仿真。设DCF的径向折射率分布如图3所示。计算表明,该DCF中仅存在两个模式:基模和内包层模。图4给出了这两个模式的等效折射率差Δneff和群折射率差Δng。图5为这两个模式的模场分布情况。从模场分布上看,基模被限制在芯区,内包层模主要分布在芯区周围的一个环状区域,但在芯区也有一定分布。这两个模式通过在其芯区的场分布交叠区发生模式耦合。在波长1 550 nm处,Δneff=0.007 4,根据相位匹配条件β1-β2=2π/Λ,可得光栅周期Λ=209 μm,此数值大约是FBG周期的400倍(FBG的周期约为520 nm)。因此,在LPG的折射率调制上制作π相移比在FBG上要容易得多,对光栅制作设备精度的要求也大大降低。这是本文提出的基于SSLPG的OCDMA编解码器的主要优点。

图6是FBG和LPG中模式耦合的示意图。在LPG的一端注入基模,在另一端将内包层模耦合输出,这相当于将光通过一个滤波器,该滤波器的透过谱就是LPG的交叉透射谱。

4 用SSLPG实现OCDMA编解码器

目前国际上报道的相位编码OCDMA系统大多使用SSFBG,文献[5]报道了级联LPG结构的编解码器,但这种编解码器只实现了单极性编码。采用SSLPG实现双极性编码的实验还未见报道。而本文提出,折射率调制带有相移的SSLPG可以实现双极性编码。下面对基于SSLPG的相位编解码器进行仿真。

设SSLPG的折射率调制带有0/π相移,对应一个31位的m序列。耦合系数κ满足κL=π/2,光栅长度L=3 m,两个模式的等效折射率差Δneff=0.01。仿真结果示于图7～9。为了与SSFBG作比较,我们同时给出了对SSFBG编解码器的仿真结果(SSFBG长度为10 mm,等效折射率neff=1.5,码型与SSLPG相同)。图7是SSLPG的交叉透射谱和SSFBG的反射谱,图8是用SSLPG和SSFBG编码后的信号波形,图9是用SSLPG和SSFBG解码后的信号波形。可以看到,交叉透射谱/反射谱形状及编、解码信号波形都十分相似。仿真结果表明SSLPG能达到与SSFBG相同的编、解码效果。

5 结束语

本文通过对LPG透射特性的分析,提出用SSLPG可以实现与SSFBG的反射谱相似的交叉透射谱。利用DCF中稳定存在的两个模式(基模和内包层模)之间的模式耦合,可以用基于DCF的SSLPG作为时域扩展相位编码OCDMA系统中的编解码器。与基于SMF的SSFBG编解码器相比,这种编解码器对光栅制作设备的精度要求较低,而且在使用时不需要环行器。

摘要：文章在分析长周期光纤光栅的透射特性的基础上,提出超结构长周期光栅(SSLPG)具有与超结构布拉格光栅(SSFBG)的反射谱相似的交叉透射谱,并提出利用色散补偿光纤(DCF)中基模和内包层模之间的模式耦合可制作基于SSLPG的光码分多址(OCDMA)时域扩展相位编码器。仿真表明,用SSLPG和SSFBG能获得相同的编解码效果。

关键词：光通信,光码分多址,超结构长周期光纤光栅,时域扩展相位编码

参考文献

[1]Hamanaka T,Wang X,Wada N,et al.Ten-user trulyasynchronous gigabit OCDMA transmission experi-ment with a 511-chip SSFBG en/decoder[J].Journalof Lightwave Technology,2006,24(1):95-102.

[2]Hernandez V J,Cong Wei,Hu Junqiang,et al.A320 Gb/s capacity(32 users×10 Gb/s)SPECTS O-CDMA network testbed with enhanced spectral effi-ciency through forward error correction[J].Journal ofLightwave Technology,2007,25(1),79-86.

[3]Dai Yitang,Chen Xiangfei,Sun Jie,et al.High-per-formance,high-chip-count optical code division multi-ple access encoders-decoders based on a reconstructionequivalent-chirp technique[J].Optics Letters,2006,31(11):1 618-1 620.

[4]燕萌,姚敏玉,张洪明,等.基于等效相移光栅的光码分多址编/解码实验[J].中国激光,2006,33(2):221-224.

[5]Kim S J,Eom T J,Kim T Y,et al.Experimentaldemonstration of 2×10 Gb/s OCDMA system usingcascaded long-period fiber gratings formed in disper-sion compensating fiber[A].Optical Fiber Communi-cation Conference 2005[C].Anaheim,California,USA:Optical Society of America,2005.JWA48.

OCDMA 篇4

关键词：OCDMA,单用户侦听,误码率

0前言

光码分多址技术 (OCDMA) 结合了光纤的海量带宽和码分多址 (CDMA) 的优点, 是未来宽带接入和高速局域网的最佳可选方案之一。

OCDMA的优越性之一是增加了系统的安全性, 但最新研究表明OCDMA系统安全性并非人们通常认为的那样完美[1]。目前, OCDMA系统在单用户下的信息侦听已经有了大量深入的研究。对于非相干系统可以应用简单的能量探测方式进行侦听;而对于相干系统, 例如光谱相位编码, 也是可以通过码字拦截的方法来获取用户信息[2]。

许多研究表明, OCDMA系统采用多码字的编码方式[3,4,5]以及多码字传输的M进制调制方式可以提高系统安全性。当M=2时, 每个用户的“0”“1”信号采用不同地址码字编码, 这种调制方式被称为码移键控 (CSK) 。其优点是侦听者不能通过简单的能量探测方式来进行信息窃取[6]。但进一步研究表明该方案无法抵御码字拦截的攻击。

本文针对此问题, 在参考CSK和M进制调制方式的基础上, 提出了一种新的调制方式, 即用多个地址码来传送单用户的一组信息。期望采用该方式使得码字拦截攻击失效, 从而增强系统的安全性。

1 基本设计

本文设计的OCDMA安全系统基本结构框图如图1所示:

该系统由数据预处理模块、编/解码模块以及数据反预处理模块3部分组成。数据预处理模块由数据串/并转换和码表变换构成, 数据编/解码模块采用多端口光编解码器实现。数据反预处理模块由码表反变换以及并/串转换构成。

(1) 码表的设计

将每n比特用户数据分为一组, 进行串/并转换, 转换后变为并行输出的n路数据。再将此n路信号同时输入码表变换模块进行逻辑变换, 变换后成为2n路并行输出信号。码表可以采用某种特定的逻辑关系。例如上图所示, 串并转换后的“1 0 0”对应真值表为“1 1 1 1 0 1 1 1”。

码表的设计应注意以下问题:1、对于n～2n的变换, 要使变换后输出“1”的数量尽量多。如果这里采用的是M进制调制, 并行信号的输出为“0 0 0 0 1 0 0 0”, 即只有一位“1”。那么侦听者通过码字拦截, 即可以正确破译出用户信息。当其中有i个“1”时, 正确破译出用户信息的概率则为1/i。2、如果n的数值取的太大, 则多码字联合解码时所需耗费的时间过长, 从而降低系统的传输速率。

(2) 编/解码

对码表变换后的2n路数据分别进行光谱相位编码。将编码后信号进行叠加再输入到星型耦合器, 完成发送端的编码过程。

在解码时, 如果采用单码字接收, 由于在该用户下其它码字干扰的存在, 将导致解码所得信息的误码率大大提高。所以采用多码字联合检测的解码技术, 使所有的光信号能量都得到充分利用, 尽可能降低获得错误用户信息的概率。它利用其它地址码字的已知信息去消除多址干扰的影响, 把所有地址码字信号都不当成干扰, 而作为已知有用信号处理。

2 侦听模型及分析

根据Kerckhoffs规则[2], 侦听者知道除了每个用户的密钥以外关于加密算法的任何信息。在大码字容量的OCDMA系统当中, 采用普通的暴力破解进行信息侦听是不实际的。但在实际系统当中地址码字数量是有限的, 暴力破解方式依然是一种有效的攻击方式。另一种常用的攻击方式为码字拦截, 直接对传输的码字进行拦截, 以获取其中所携带的用户信息。

我们针对以上系统建立单用户侦听的模型, 如图2所示, 侦听者在用户信息到达星型耦合器之前实行侦听。在相干OCDMA系统情况下, 用传统的单用户能量检测很难实现侦听。本文采用码字拦截的信息侦听方式, 并假设侦听者知道系统所采用的编码方式和所选用地址码序列的一些具体参数。

(1) 当窃听者采用暴力破解攻击时, 窃听者将采用所有的地址码字对窃听信号进行解码。但由于系统采用多个地址码传输用户的一组信息, 每个地址码将只携带用户的部分信息。只有把全部地址码携带的信息解出来, 才有可能恢复原始信息。此时暴力破解必然存在多码字干扰。

破解产生误码的情况有两种:1、当用户所传递某个脉冲为“1”时, 误判为“0”的概率为PM。2、当用户所传递某个脉冲为“0”时, 误判为“1”的概率为PFA。这两个概率可以表示为

其中γ为检测门限值, E/N0为单个码片脉冲能量的峰值与噪声能谱密度的比值。

(2) 当窃听者采用码字拦截攻击时, 窃听者将能获取被窃听用户多个地址码字的叠加。用此码字对系统进行解码, 获取的将是经过码表变换后的一个码字。但不知道码表的转换关系, 故无法判断出转换前具体是哪些信号。窃听者正确获得信号的概率为1/2n。采用码字拦截攻击方式窃取信息的误码率将会很大。

3 系统仿真

利用optisystem3.0结合MATLAB7.软件搭建了系统的软件仿真平台, 如图3所示。该系统由串/并转换 (S/P trans) 、码表变换 (C-T trans) 、光谱相位编码器 (Ph encoder) 、多码字联合检测解码 (MC Decoder) 、码表反变换 (C-T retrans) 以及并/串转换 (P/S trans) 6大部分组成。该系统的传输速率为2.5 Gbits/s, 比特宽度为0.4 ns。采用理想光脉冲发生器作为系统光源。采用3～8的码表变换如表1所示。采用M序列作为用户地址码字。

首先用户数据经过串/并转换以及码表变换变为8路输出, 然后通过OOK将数据调制到光信号上。当用户发送数据时, 对应于其中一路的调制信号如图3 (a) 所示。调制信号再经过光谱相位编码。当地址码字长度为8192时, 第一个用户多码字编码后的信号如图3 (b) 所示。经过编码后的信号类似随机噪声, 可见此时无法采用能量窃听方式对系统实施攻击。

为了消除多码字干扰, 在接收端的解码采用多码字联合检测, 图3 (c) 展示了在4个用户时, 采用此解码方式所获的解码信号。经过解码后的信号再经过逻辑反变换和并/串转换后所获信号如图3 (d) 所示。

通过仿真, 我们发现用户数、地址码字的长度、超短光脉冲等因素都会影响整个系统的接收误码率。

图4展示了系统采用理想超短光脉冲, 地址码字长度为8192条件下, 在不同用户数时, 接收功率与系统误码率的关系。

4条曲线分别对应1、4、6、8个用户。眼图 (a) ～ (d) 分别对应于1、4、6、8个用户时接收功率为-22.25 dBm时误码率为10-8、接收功率为-17.02 dBm时误码率为10-16、接收功率为-16.05 dBm时误码率为10～12、接收功率为-13.36 dBm时误码率为10～11的情况。可以看出, 随着用户数的增多, 眼图越不清晰, 同时要保证一定的BER, 就必须提高接收功率, 在仿真系统中通过增加信号的发送功率来实现。

图5展示了在4个用户并以理想超短光脉冲作为系统光源时, 不同接收功率下, 地址码字长度对系统性能的影响。

可以发现地址码字越长, 系统性能越好, 眼图越清晰, 即系统接收误码率越低。当地址码字长度为128和256时, BER会在一定范围内大于10-9。从而得出, 地址码字越长, 系统的性能越好。

当窃听者采用暴力破解攻击时, 假设侦听者知道关于用户的一些信息, 比如知道部分地址码字, 那么未知地址码字对应的信号就被当作是高斯白噪声来处理, 侦听者接收到的信噪比就会大大降低, 因此误码率就会急剧恶化, 信息很难被有效窃取, 仿真结果如图6所示。

图中3条曲线分别表示当地址码字长度为512时, 系统用户采用1、2、4个地址码对信号进行编码的情况下, 侦听信号接收功率与误码率的关系。从图中可以发现当系统采用地址码数目大于4时, 侦听的误码率将急剧恶化。

当窃听者采用码字拦截攻击时, 窃听者通过码字拦截正确获得信号的概率为1/2n, 图7表示传输错误数据的理论分析与n=1, 2, 3时仿真结果比较, 从图中可以发现当传输数据个数为32, 64, 128, 256时, 仿真结果与理论分析基本吻合。

4 结束语

本文提出了一种新型光谱相位编码的OCDMA系统方案, 并仔细分析了它的工作原理, 最后进行了计算机仿真。通过仿真结果可以得出结论:这种系统是可行的, 并且有较强的安全性, 尤其可以防止传统的单用户侦听。

参考文献

[1]Thomas H.Shake.Security Performance of Optical CDMA Against Eavesdropping[J].IEEE Journal of Lightwave Technology, 2005, 23 (2) :655-670

[2]T.H.Shake.Confidentiality performance of spectral phase encoded optical CDMA[J].IEEE Lightwave Technol.23 (4) :16521663 (2005)

[3]Z.Jiang, D.Seo, S.Yang.D.E.Leaird, R.V.Roussev, C.Langrock, M.M.Fejer, and A.M.Weiner.Four-user10-Gb/s spectrally phased-coded O-CDMA system operation at～30fj/bit[J].IEEE Photon.Technol, 2005, 17 (3) :705-707

[4]S.Etemad, P.Toliver, R.Menendez, J.Yong, T.Banwell, S.Galli, J.Jackel, P.Delfyett, C.Price, and T.Turpin.Spectrally efficient optical CDMA using coherent phase-frequency coding[J].IEEE Photon.Technol.2005, 17 (4) :929-931

[5]W.Cong, C.Yang, R.P.Scott, V.J.Hermandez, N.K.Fontaine, B.H.Kolner, J.P.Heritage, and S.J.B.Yoo, Demonstration of160and320-Gb/s SPECTS O-CDMA network testbeds[J].IEEE Photon.Technol.2005, 18 (15) :1567-1569

OCDMA 篇5

1 WDM/OCDMA混合系统模型

WDM/OCDMA混合系统有两种模型[3,4],如图1所示。图1(a)是将可用带宽划分成两部分:一部分用于OCDMA用户,另一部分用于WDM用户,两种用户信号互不干扰,但对OCDMA用户而言,WDM用户存在NBI。图1(b)是WDM用户占用所有带宽(使用所有有效波长信道),而OCDMA用户可充分利用波长信道间的保护带宽,两种信号间相互干扰。此时,对于OCDMA用户,须使用多个滤波器滤除WDM用户信号,然后通过光解码和光电转化判决;而对于WDM用户,OCDMA用户信号将影响WDM用户信号的信噪比,从而恶化WDM用户的误码率(BER)性能。尽管图1(b)可同时容纳更多用户数,但信号间相互干扰恶化了系统的性能。因此,本文主要对图1(a)的系统性能进行分析,针对存在的NBI问题,提出一种新颖的结构简单的OCDMA用户接收机。增加移相器,可完全滤除NBI,并通过相干解调恢复有用信号,进而可显著改善系统的性能。

2 OCDMA用户接收机

图2所示是WDM/OCDMA混合系统[5]发射机和信道模型,P1和P0分别为WDM和OCDMA用户信号的超短光脉冲峰值功率。WDM和OCDMA系统均采用光开关键控(OOK)编码方式(即有光能量时,发射光脉冲;否则,不发射)。aundefined表示WDM系统的数据序列,i和l分别表示第几个比特(如i=0为第一个比特)和第几个用户(如l=1为第一个用户)。同理,bmk表示OCDMA系统的数据序列,m和k分别是OCDMA系统的第几个比特和第几个用户。同时假设L个WDM用户的传递函数为pl(t),l=1,2,…,L;K个OCDMA用户的传递函数为qk(f),k=1,2,…,K。则:

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式中,fc是码片的中心频率;ϕnk是OCDMA系统的相位码;A(f)[2]可表示为

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式中,P0是OCDMA系统飞秒级(10-15 s)激光源的功率峰值;W为带限光源的带宽。

图3是OCDMA用户接收机模型。

图3(a)所示为存在NBI的OCDMA用户接收机模型,接收机的输入包括有用信号、MUI和NBI,用rc(t)表示,则有

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式中,1/ξc为传输损耗导致的衰减因子;第1项为有用信号;第2项为OCDMA系统中来自其他用户的MUI;第3项为WDM用户间的NBI。

图3(b)为新型的OCDMA用户接收机模型,即在匹配滤波之前添加一个+π移相器,则rπ(t)由rc(t)相位改变+π获得。有r′c(t)=rc(t)+rπ(t);经过匹配滤波器后,r″c(t)可表示为

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式中,有用信号为式(5)中的第1项;MUI经过匹配滤波器后成为低强度加性干扰,即式(5)中的第2、第3项。

比较式(4)和式(5)可知:WDM/OCDMA混合系统能够完全滤除WDM用户间的NBI,从而降低了系统的BER,改善了系统的性能。另外,系统的BER与WDM用户数的多少无关。

3 误码率分析

OCDMA用户接收信号表示为I(t)=|r(t)|2,假设m个OCDMA用户在给定的时间间隔内传输二进制数“1”,则:

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其中,m为服从二项分布的随机变量,可表示为

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有ζ=0.5/F,f=Tundefined/T,F是比特间隔与光脉冲的扩展时间的比率。条件概率密度函数可表示为

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式中,z=mP0/(2M),M为处理增益;I0(x)是第一类零阶修正贝塞尔函数。采样时刻t=0时,有Ip(t=0)=P0,并假设比特“0”和“1”等概率传输。

译码器输出信号I(t)与阈值电平Ith比较:当I(t)>Ith时,输出为“1”;否则输出为“0”。则有

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式中,P1(m)为将“0”误判为“1”的概率;P2(m)为将“1”误判为“0”的概率,有P1(m)=e-Ith/(2z),

[6]是Marcum Q函数,从而推得BER为

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由式(10)可知BER与K、M、F均有关系。

根据以上公式推导,考察比较在同样的参数设置下新型接收机模型和传统接收机模型对系统性能的影响,得到系统的BER与归一化门限(Ith/P0)的关系如图4所示。由图4可知,与传统接收机模型相比,在相同的K、M、F条件下,改进的接收机模型可明显降低BER,且Ith/P0接近0.28时,BER最小。另外,BER与L无关(WDM用户间的NBI完全被滤除了,系统不受NBI影响)。因此,在同样的BER条件下,通过适当增加L可容纳更多的同时用户数,进而提高系统的容量。

4 结束语

本文的创新之处是在WDM/OCDMA混合系统中,在匹配滤波之前增加一个移相器,这样可完全滤除NBI,使WDM/OCDMA混合系统在容纳更多同时用户数时还可获得更低的BER,改善系统的性能;由于完全滤除了NBI,在同样的BER条件下,可通过增加L容纳更多的同时用户数,从而达到扩容的目的。另外,比较式(4)和(5)可知,混合系统还存在一定的MUI,可通过光匹配滤波器或光硬限幅器来抑制这种干扰,进一步降低系统的BER,改善系统的性能。

摘要：文章针对波分复用/光码分多址(WDM/OCDMA)混合系统中存在窄带干扰(NBI)的问题,提出了一种新颖的用户接收机模型。从理论推导得知,该方案能完全滤除WDM用户间的NBI。同时,仿真结果也验证了系统的误码率(BER)有显著的降低,系统性能得到了改善,且归一化门限值为0.28时,BER最小。

关键词：光码分多址,波分复用,波分复用/光码分多址混合系统,窄带干扰,多用户干扰

参考文献

[1] Chen Miinjang, Lee Borlin ,Lin Chingfuh. Theory for passively mode-locking semiconductor lasers including the effects of gain and absorption saturation, saturable absorber recovery time and chirp [J].Chinese Institute of Electrical Engineering, 1996, 4(3):199-208.

[2] Fathallah H, Rusch I A, LaRochelle S. Passive optical fast frequency-hop CDMA communications system [J]. J. Lightwave Technol,1999,17:397-405.

[3]Yang Guochang,Kwong W C.Performance compari-son of multiwavelength CDMA and WDM+CDMA forfiber-optic networks[J].IEEE Trans Commun.,1997,45(11):1 426-1 433.

[4]Shen S,Weiner A M.Suppression of WDM interefer-ence for error-free detection of ultra-pulse CDMA sig-nals in spectrally overlaid hybrid WDM/CDMA opera-tion[J].IEEE Photonics Technology Letters,2001,13(1):82-84.

[5]Varghese Baby.Subsystems,systems and interfacesfor flexible bandwidth allocation in optical CDMAnet-works[J].Electronics Letters,2006,40(12):755-756.

OCDMA 篇6

1系统原理

1. 1 OCDMA技术

OCDMA技术的原理是给每个用户分配一个地址码, 由编码器对用户信号进行编码,各用户的编码信号经星型耦合器叠加,形成一个总的信号矢量送入信道传输。接收端解码器对收到的序列进行相关运算,并进行解扩处理,通过门限判定恢复出源信号。其结构原理如图1所示。

OCDMA技术具有优良的安全性、抗干扰性、随机接入等优点,使得系统更加高效、可靠和组网灵活,可以很好地应用于室内可见光无线通信网,实现多用户间的信息传输。

光正交码有很好的相关特性和较大的码字容量,是目前OCDMA应用较广泛的光地址序列。OOC可表示为C( L,w,λa,λc) ,L为OOC码字的码长,w为码重,λa和 λc分别为自相关和互相关限制。现在已经有很多方法能构造出自相关旁瓣和互相关峰值均为1的( L,w,1,1) ,能够很好地满足OCDMA技术对地址码的需求,其码字容量由Johnson界给出: 当L为奇数,能容纳最大用户数;当L为偶数,。

1. 2系统结构

可见光无线通信局域网的一种典型结构如图2所示。 其基本原理是用户终端发出的数据源经过OCDMA编码后,驱动用户终端适配器的光源发送信号,调制方式选择OOK调制,设置在顶部的光电探测器接收到发出的光信号,将其转化为电信号并送入集线器,集线器再分时段地将信息以广播的方式通过主光源LED发送给终端用户,终端用户适配器通过将发来的信号与本地地址码作相关运算,如果匹配则接收,如果不匹配则放弃,这样就构建了基站和终端的双向通信,实现了用户间的数据传输。主光源LED兼具照明和通信的双重功能。

终端适配器的原理框图如图3所示。

本文用激光代替LED作为“用户光源”,利用激光通信实现系统的上行链路。与LED光源相比,激光发散角小、方向性好、光谱线宽窄,并且由于是用于室内短距离通信,只需要小功率的激光束即可满足系统需要,无须光束自动跟踪,大气湍流等影响也可忽略不计。

光在大气中传播时,根据朗伯定律,其能量衰减可表示为

式中:I表示信号经过信道传输后接收到的光强;I0表示发射天线的出射光强;βλ表示波长为λ的光衰减系数;L为传输距离。根据经验公式,对于可见光λ/0.55≈1,典型的激光波长选择1.06μm,显然β激光<β可见光,可见光经过信道传输后损耗较大,如果以相同的功率发射信号,激光的接收信号信噪比明显大于可见光。可见用激光通信实现系统的上行链路,能减少信号在信道传输过程中的损耗,提高“用户光源”发射功率的利用率。

2误码率分析

系统采用OCDMA编码,设局域网内有N个用户独立地发送数据,bi( t) 表示第i个用户发送的数据源,即

式中: PT( t) 为持续时间为T的矩形脉冲; bk(i)取值为0或+1。信号采用光强调制,则经过调制后的光载波强度为

式中: I0为调制前的光载波强度; I( t) 为调制后的光载波强度。令mi( t) 为( L,w,1) 光正交码,则

式中: PTc( t) 为持续时间为Tc的矩形脉冲; aj( i)为第i个用户地址码的一个元素,取值0或1,经开关键控后的输出为

则N个用户的叠加信号为

经信道传输后接收信号为

这里假设用户1发送信号给基站,则基站接收到的信号为

式中: 等号右侧第1项是希望得到的信号; 第2项是其他N - 1个用户的干扰; 第3项是信道高斯噪声干扰。因此式子可以简写成

根据光正交码理论得到N个用户情况下误码率的概率密度函数为

为使系统误码率最低,判决门限应选在0和w之间, 当0 ≤ th ≤ w时,显然P( Z1< th b0(1)= 1) = 0 ,所以系统误码率为

接收机热噪声方差为

式中: L为正交码码长; k为玻尔兹曼常数; 设接收机的光电转换率R = 0. 52 A/W ; 绝对温度Tk= 300 K ; 开环电压G取10 m W; 暗电流取I3= 0. 086 8 A; 场效应管跨导gm= 30 m S; 场效应管噪声因子 Γ = 1. 5; 接收机单位面积固定电容 η =112 p F/cm2; 噪声带宽因子I2= 0. 562 A。

背景光引起的散粒噪声方差为

式中: q为电子电荷; 背景光电流Ibg= 5 100 μA 。

对于可见光,其接收信号信噪比为

其中H( 0) 为

式中: m为光源的辐射模式; A为探测器接收面积; l为发射端与接收端之间的距离; φ 为发射角; ψ 为入射角; Ts( ψ) 为光滤波器增益; g( ψ) 为基站接收机光集中器的集中系数; ψc为接收机视角。

将式( 14) 、( 15) 代入式( 11) 中,得其误码率为

对于激光,其接收信号信噪比为

式中: τ( l) = exp( - βl) ; ηt为天线发射效率; ηr为接收效率; dr为接收天线孔径; θ 为光束发散角; l为发射端与接收端之间的距离。

将式( 17) 代入式( 11) ,得其误码率为

3仿真与分析

上行链路采用可见光时,令接收机面积A=1 cm2,基站接收角ψ为0°,终端信号发射角φ为60°,接收机光滤波器透射系数Ts(ψ)为0.9,光集中器集中系数g(ψ)为1,接收机FOV为60°;当用激光实现上行链路,设置接收天线孔径为10 cm,光束发散角取1 rad,选取波长为1.06μm的激光,发射接收效率为0.95,衰减系数β=10 d B/km。采用(512,5,1)的正交码对多用户信号进行编码。图4反映误码率与传输距离的关系,从仿真结果来看,随着传输距离的增加,传输损耗会增大,导致接收信号信噪比下降,系统误码率上升。终端适配器光源改为激光后,系统误码率相对更低。图5反映误码率与判决门限的关系,仿真图显示随着判决门限的上升,信源传输的“0”码误判为“1”的概率下降,从而使系统误码率下降。用户光源改为激光后,系统误码率更低,并且随着th的上升,下降幅度更大。图6反映了误码率与码重的关系,从仿真图来看,随着码重的增加,多用户之间的干扰会增加,从而导致系统误码率上升。上行链路改用激光通信后,系统误码率明显更低,系统性能更好。

4小结

本文提出用激光取代可见光作为系统上行链路的光源,采用可见光通信与激光通信相结合的方式实现室内无线通信局域网,并用OCDMA技术对信号进行编码传输。 将系统改进前后的性能进行对比分析并进行仿真,结果表明改进后的系统误码率低于上、下行链路均采用可见光通信的系统,性能有了明显的改善,能较好满足局域网中用户的通信需求。

摘要：在原有的室内可见光无线通信网络结构的基础上,提出将用户终端适配器光源改为激光。用激光通信实现系统的上行链路,采用可见光通信与激光通信相结合的方式实现室内无线局域网,并基于光码分多址(OCDMA)技术,用光正交码(OOC)作为地址码对信号进行编码。仿真结果表明,改进后的系统误码率明显降低,能较好地满足通信的需求。