无刷电动机（精选8篇）
无刷电动机 篇1
永磁同步电动机的转子采用永久磁铁, 使得转子磁场在空间的分布可分为正弦波和梯形波两种:一种为正弦波形;另一种为梯形波。习惯上将正弦波永磁同步电动机组成的调速系统称为正弦型永磁同步电动机 (PMSM) 调速系统;而由梯形波 (方波) 永磁同步电动机组成的调速系统, 在原理和控制方式上基本与直流电动机类似, 故称这种系统为直流无刷电动机 (BLDcM) 调速系统, 方波同步电动机又称为直流无刷电动机 (或方波电动机) 。
一、直流无刷电动机的数学模型
直流无刷电动机由定子三相绕组、永磁转子、逆变器、转子磁极位置检测器等组成, 其转子采用特殊磁路设计永久磁铁, 可获得梯形波的气隙磁场, 定子采用整距集中绕组, 由逆变器供给方波电流。其一相气隙磁场感应的反电动势和供电电流之间的关系如图1所示。
此时, 直流无刷电动机的三相定子电压的平衡方程式可用下列状态方程表达:
undefined
由电动机结构决定, 在一个360°电角度内 (机械上为一对磁极距) , 转子的磁阻不随转子位置变化而变化, 并假定三相对称, 则有:LA=LB=LC;LAB=LAC=LBA=LBC=LCA=LCB=LCA=LCB=M。式中M为直流无刷电动机定子绕组间互感, 则式 (1) 可改写为:
undefined
又因为三相对称电动机中存在iA+iB+iC=0, 因而有MiA+MiB+Mic=0, 所以式 (2) 经整理可变为:
undefined
电磁转矩表达式为:
T= (eAAi+eBiB+eciC) /Ω (4)
在通电期间, 直流无刷电动机的带电导体处于相同的磁场下, 各相绕组的感应电动势为:
Em= (PmN/60) Φmn (5)
星形联结的直流无刷电动机感应电动势Ed。由两相绕组经逆变器串联而成, 所以有:
Ed= (2Em) = (PmN/30) Φmn (6)
因此电磁转矩表达式可化为:
Td= (2EmId) /Ω= (PmN/π) ΦmId (7)
当送入12°电角度的三相方波电流并使之与每相感应电动势同相时, 直流无刷电动机的转矩脉动等于零。再加上转子运动方程:
undefined
这样就构成了完整的三相直流无刷电动机的数学模型。
二、直流无刷电机的运行特性和传递函数
由于假设转子磁场所产生的磁感应强度在电动机气隙中是按正弦规律分布的, 即B=BMsinθ。这样一来, 如果在定子中某一相 (例如B相) 绕组中通入持续的直流电流, 所产生的转矩为:
TM=ZVLBMrIsinθ (9)
在三相全控电路两两通电时, 转子转矩为两个绕组的转矩合成, 其大小为:undefined。它和转子磁场作用所产生的转矩也将随转子位置的不同而按正弦规律变化。表示为如图2所示:
如果载流导体正好处在比较强的气隙磁场中, 它所产生的转矩脉动小, 转矩平均值较大, 如若开关管的导通时问提前或滞后, 则均将导致转矩的脉动值增加, 平均值减小。由上述分析, 可以很方便的求出输出转矩的平均值Ta和感生电动势的平均值Ea。由平均转矩和平均反电动势便可求得直流无刷电动机稳定运行时的电压平衡方程式, 为此首先定义反电动势系数和转矩系数:
undefined;undefined
可由图2得电动机电压平衡方程组为:
U-△U=Ea+IR (11)
可得其机械特性方程为:
undefined
由式 (12) 可知, 直流无刷电动机的机械特性方程同。式 (12) 表示电动机在稳定运行时的机械特性方程, 即一般所说的静态方程。
同理, 在上述假定条件不变的情况下, 直流无刷电动机的动态特性可由下列方程组来描写:
U-△U=Ea+IR;Ta=KTI (13)
undefined;
Ea=ken。经拉氏变换后, 可得:U (S) -△U (S) =Ea (S) +RI (S) ;Ta (s) =KTI (s) (14)
undefined;Ea (s) =Ken (s) 。
忽略功率管管压降, 根据方程式 (14) 可求得直流无刷电动机的传递函数为:
undefined2/375K4KT (15)
这样就构成了完整的三相直流无刷电动机的数学模型。
三、直流无刷电动机及其调速系统的特点
直流无刷电动机及其调速系统具有以下特点:稀土永磁方波同步电机通入逆变器供给的与电动势同相的12°方波电流, 就组成了直流无刷电动机。它比正弦波永磁同步电机出力大, 且理论上无电磁转矩脉动现象。直流无刷电动机比正弦波永磁同步电动机控制简单, 逆变器产生方波比产生正弦波容易, 转子只需带有三个敏感元件的磁极位置检测器即可, 因此大大降低其控制系统的成本。
四、小结
建立了直流无刷电动机的数学模型, 从数学建模的角度对三相直流无刷电动机的反电动势、电流、转速、以及转矩的对应关系进行了讨论。接着详细分析了直流无刷电动机的运行特性, 并推出了其传递函数。
无刷电动机 篇2
关键词:DSP;无刷直流电动机;仿真;TMS320LF2407A
中图分类号:TM33 文献标识码:A 文章编号:1000-8136(2010)06-0107-01
1概述
电动车是以电动机作为行驶驱动的原动机、以车载电源作为动力能源的车辆.早在约亨利(J.Henry)发明了直流电动机后不久的1831年,诞生了世界上第一部电动车。电动车的核心技术包括三方面:电动机、驱动与控制系统和电池技术等诸多学科。电动机属于驱动系统元件,包括新型交流电动机、新型直流电动机、直接驱动电动机等等。直流电动机是其中一个重要的分支。目前,大部分电动自行车厂家所用的电动机为永磁直流电动机。
2控制系统方案设计
由于无刷直流电动机控制系统转速静差率的存在,故在实际工程应用中的无刷直流电动机控制系统都是采用闭环控制技术来实现的。在本系统的转速环调节器及电流环调节器都采用增量式控制算法。
圖1控制原理框图
如图1为本控制系统的原理框图,速度调节采用最通用的PI算法,以获得最佳的动态效果,转速环的输出为电流环的输入If,由反馈的速度信号和给定的速度信号相减得到速度误差e(k)。通过PI控制算法得到新的参考电流:
Iref(k)=Iref(k-1)+Kps[E(k)-E(k-1)]+KisTsE(k)
式中:Iref:速度环的输出;
Kps:速度环比例系数;
KIs:速度环积分系数;
Ts:速度环采样周期;
E(k):速度误差。
电流环的输出为比较值COMP,COMP越大PWM占空比也就越大,其典型PID增量式控制算法为:
COMP(k)=COMP(k-1)+(KPi+KIj+KDi/TI)e(k)
式中:COMP(k):电流环的输出;
KDi:电流环微分系数;
KPi:电流环比例系数;
KIj:电流环积分系数;
TI:电流环采样周期;
e(k):电流误差。
3系统硬件设计
基于用简单的硬件保证系统既定功能实现这点,该控制器使用TI公司的TMS320LF2407A电机专用控制DSP芯片作为主控芯片。该控制器采用了PWM方式实现对无刷直流电机的控制。其基本原理DSP的PWNI输出端口经驱动芯片驱动六个功率场效应管,由其组成的三相全桥驱动电路对电机进行控制,位置检测和电流检测形成负反馈,位置检测的同时可以计算出电机转速参数,因此可以对电机进行位置环、速度环和电流环的三闭环控制。
4系统软件设计
无刷直流电动机控制系统软件设计要求根据输入的转子霍尔位置信号和反馈电流信号对电机进行换相,实现PWM脉宽调制,达到对电机进行速度控制的目的。
5综述
近年来,随着电动自行车的广泛应用,其电动机控制系统成为当前的一个研究热点。本课题以电动自行车用无刷直流电动机控制系统为研究对象,首先建立了无刷直流电动机的数学模型,以TI公司的TMS320LF2407A为控制核心,完成了系统硬件电路的设计和软件设计。
Research on BLDCM Control System
Applied In Electric-Bicycle Based On DSP
Song Xitao
Abstract:This dissertation presents a solution to control a permanent-magnet brushless DC motor using TMS320LF2407A. First, the mathematical model of BLDCM is built, and the control structure, technology, strategy and chip are confirmed by the timing principle.Then, based on TI’s DSP-TMS320LF2407A, the hardware circuit is designed.
隐极无刷双馈电动机的研究 篇3
无刷双馈电动机(Brushless Doubly-fed Machine)是一种结构简单、运行可靠的新型交流电动机[1],也是一种异同步通用的新型变频调速电动机,具有广泛的实用价值。无刷双馈电动机在无电刷情况下实现双馈功能,这种无电刷的结构特别适应于有防爆要求的井下工作环境。
隐极无刷双馈电动机是无刷双馈电动机的发展,其磁场极数转换效率与转子结构有着密切的关系[2]。为提高隐极无刷双馈电动机的性能,本文通过对其转子结构中作用最小的转子回路进行优化设计,利用有限元软件ANSYS对优化后的隐极无刷双馈电动机进行仿真计算,获取其不同转子结构作用下的转子磁动势,并利用Matlab软件对转子磁动势进行分解获得转子磁动势的谐波含量,确定最佳谐波含量。本文所涉及的所有电动机的定子尺寸都是相同的;隐极无刷双馈电动机的功率绕组的极对数pp=3,控制绕组的极对数pc=1,转子分为4个巢。
1 隐极无刷双馈电动机转子优化设计
隐极无刷双馈电动机结构如图1所示,定子铁芯中安放有2套不同极对数的交流绕组,分别为功率绕组与控制绕组。电动机工作时功率绕组会产生与其极对数pp相对应的旋转磁场,控制绕组会产生与其极对数pc相对应的旋转磁场,这2个不同极对数的旋转磁场通过特殊的转子结构进行间接耦合,使来源不同的能量在2套不同极对数、不同旋转速度的定子磁场以及转子磁场之间发生传递转换[1,3,4]。这种能量转换的能力取决于对应磁场的谐波含量的大小,即对应磁场谐波含量越高,能量转换的程度也越高。磁场的转换能力越强,电动机的相应性能指标(如效率、稳定性、噪声等)也就越好[5,6]。
由隐极无刷双馈电动机的工作原理可知,为了使得定子极数不同的空间磁场能够通过转子进行耦合,并且使得转子电流的磁场相互作用产生电磁转矩,转子磁场需要进行极数转换才能与定子磁场匹配。因此,转子结构应该具备“极数转换器”的功能。为了实现这一功能,转子环路组数(巢数S)应满足S=pp+pc,如图2所示(转子共有28个线槽,数字标号表示转子槽号)。
由于转子特殊的环路结构,因此,转子电流形成4组环流分布。该电流在空间建立的磁动势既包含pp的谐波分量,也包括pc的谐波分量,这2种谐波分量分别作用,实现了转子磁场极对数的自动转换作用。
为了提高谐波中的有效谐波含量,对该转子结构中作用最小的转子回路(4,11,18,25)重新进行优化设计。通过改变槽型、笼型转子的对称结构来提高谐波含量,从而提高隐极无刷双馈电动机的性能。
将转子的槽型更改为半开口槽,如图3所示,不断改变转子的长宽比(L/W),从而寻找到使得电动机性能达到最优的设计方案。本文将转子的长宽比设计在10～20之间,转子的长宽比为10时,新转子的空间尺寸与原来的尺寸相当;转子的长宽比为20时,转子槽几乎贯穿了转子铁芯,已经达到了电动机结构安全性的极限。在整个可以实施的长宽比变化范围内进行转子结构优化设计,有助于找到最佳长宽比。
新转子本身的感应电流和感应电势都比较小,但是不同长宽比的转子对转子铁芯内的磁场会产生较大的影响,从而对不同环路内的转子感应电流产生影响作用,提高有效谐波含量,改善电动机的性能。
2 有限元分析
有限元分析是对电动机内电磁场进行研究的一种有效手段。本文利用有限元软件ANSYS对不同转子尺寸的隐极无刷双馈电动机进行分析,为了确保对比效果,所建立模型的定子尺寸及结构完全相同;除了隐极转子之外的电动机转子的其余24个槽完全相同;定子绕组的连接方式及转子的连接结构也完全相同。隐极无刷双馈电动机的基本结构参数如表1所示。
设定转子的长宽比分别为10、13、15、17、20,共5种,通过有限元软件ANSYS计算出这5种转子结构的磁力线分布,如图4～8所示。
根据图4～8,利用ANSYS命令可以求出每个转子回路的电流,利用安培回路定理即可计算出各个转子的表面磁动势,利用Matlab软件对转子磁动势进行分解即可获得转子磁动势的谐波含量,结果如图9～13所示。
从图9～13可看出,15倍长宽比转子的功率绕组励磁的基次谐波与其它几种转子相当,但3次谐波含量有了明显提高,较10倍长宽比转子而言提高了9.75%,而其控制绕组励磁的基次谐波含量有所下降,但与13、17、20倍长宽比转子的基次谐波含量相当。因此,15倍长宽比转子具有一定优势。
3 结语
在分析隐极无刷电动机工作原理的基础上,对作用较小的个别转子进行了优化设计,利用有限元软件ANSYS对不同长宽比的隐极无刷双馈电动机进行分析,获得了其功率绕组励磁与控制绕组励磁,并计算出转子磁动势的谐波含量。通过比较发现在15倍长宽比转子的情况下,隐极无刷电动机的能量转换效果最好,转子磁场的高次谐波含量较小。在这几种不同的转子工作情况下,隐极无刷电动机的功率绕组励磁与控制绕组励磁没有明显变化,因此,优化后的转子结构有利于隐极无刷电动机性能的改善。
参考文献
[1]WALLACE A.Rotor Modeling and Development for Brushless Doubly-fed Machines[J].Electric Machines and Power Systems,1995(23):703-715.
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[3]杨顺昌.无刷双馈电机的电磁设计特点[J].中国电机工程学报,2001(7):107-11.
[4]邓先明,姜建国.无刷双馈电机的工作原理及电磁设计[J].中国电机工程学报,2003(11):126-132.
[5]邓先明,姜建国,方荣惠.笼型转子无刷双馈电机的电磁分析和等效电路[J].电工技术学报,2005(8):6-11.
无刷电动机 篇4
无刷双馈电动机 (Brushless Doubly-fed Machine, BDFM) 转子的磁场极数转换效率直接影响电动机的效率和运行性能, 磁场转换程度越高, BDFM的运行效率和稳定性等指标就越好。磁场调制效果是影响BDFM成本、运行性能和推广应用的最关键因素[1]。不同的转子结构具有不同的磁场调制作用。本文采用二维瞬态电磁场有限元分析软件Ansoft对4种转子结构 (3个磁阻转子, 1个笼型转子) 进行建模仿真, 计算出BDFM磁力线分布, 并对比分析在定子结构与励磁条件相同的情况下, 不同转子结构对电动机气隙磁场的调制作用。
1 BDFM结构与基本原理
BDFM结构如图1所示[2]。它包含1个定子和1个转子, 定子上装有两套不同极数的相互独立的三相对称绕组, 一套为功率绕组, 接电网电源, 另一套为控制绕组, 接至变频电源。两套绕组共用一套公共磁路。
在两种极数确定的情况下, 通过改变控制绕组变频器的输出频率可调节转速, 实现无级调速, 调速范围与极数和两套电源的输出频率有关。其转速n表达式为[3]
式中: fp为功率绕组的频率;fc为控制绕组的频率;pp为功率绕组的极对数;pc为控制绕组的极对数;“+”表示功率绕组与控制绕组产生同转向的基波磁势;“-”表示功率绕组与控制绕组产生反转向的基波磁势。
BDFM功率绕组和控制绕组产生的不同极对数磁场不能直接耦合, 需要通过特殊的转子结构来耦合, 从而实现转子磁场极对数的自动转换, 即控制绕组转子磁场的极对数可以转换成功率绕组磁场的极对数, 功率绕组转子磁场的极对数也可以转换成控制绕组磁场的极对数。BDFM转子磁场转换是利用转子谐波磁场来实现的, 其转换程度由对应磁场的谐波含量决定, 对应磁场的谐波含量越高, 其转换程度也越高[4]。
2 BDFM转子的设计
本文取功率绕组极对数pp=3, 控制绕组极对数pc=1。当BDFM双馈负载运行时, 转子导体分别切割与功率绕组和控制绕组相对应的气隙磁场, 感应出相应的相电动势。转子第i个导体感应电动势为
式中:ωp为功率绕组转子电动势角频率;αip为功率绕组转子第i个导体电动势相位差;ωc为控制绕组转子电动势角频率;αic为控制绕组转子第i个导体电动势相位差。
由于这两个电动势作用在同一个电路中, 它们之间需要进行电能的相互传递, 因此这两个电动势的角频率必须相等, 即ωp=ωc。另外, 这两个转子电动势的相位分布也应相同, 导体感应电动势的相位差与导体在空间的分布转角差一致。设转子有k个导体, 则相对于功率子系统, 导体之间在空间的相位差为
相对于控制子系统, 导体之间在空间的相位差为
由式 (4) 、式 (5) 可知, 要使两个转子电动势的相位分布相同, 需满足式 (6) :
由式 (6) 可得出转子导体数k需满足的条件:
本文的研究对象为磁障转子、笼型转子、凸极转子和凸极加导条转子。磁障转子、凸极转子和凸极加导条转子的极数为4, 笼型转子的巢数为4 (即有4个大的巢形回路) , 均满足式 (7) 对转子极数的要求。磁障转子是凸极转子的一种形式, 但它的极是由导磁材料和非导磁材料间隔排列组成的, 这种特殊的磁路结构可提高磁障转子磁场极数的转换效率。笼型转子的磁路是对称的, 但是转子电路分别由4个环状电路组成, 它依靠转子电流的不对称分布来产生谐波磁场, 从而实现转子磁场极数的转换。凸极转子由铁磁材料叠成, 与普通的凸极同步电动机结构相同, 它依靠磁场的不对称性来产生谐波磁场, 从而完成转子磁场极数的转换[4]。凸极加导条转子是在凸极转子的基础上, 在极端部增加了笼型导条。
3 BDFM建模与仿真
为了比较4种转子对磁场的调制效果, 分别建立了4种转子结构的BDFM二维瞬态电磁场有限元模型, 如图2所示 (依次为磁障转子、笼型转子、凸极转子、凸极加导条转子) 。设4种BDFM模型的定子铁芯与定子绕组参数完全相同, 即定子外径为240 mm, 定子内径为150 mm, 槽数为36, 功率绕组极对数为3, 控制绕组极对数为1, 且定子的功率绕组与控制绕组施加的激励相同。
通过Ansoft[5]有限元计算得出4种转子结构的BDFM磁力线分布, 如图3所示。从图3 (c) 可看出, 定子两套绕组同时励磁时, 转子的极数为4, 完全符合式 (7) 的BDFM极数调制原则, 使得转子具有pp+pc个对称极数, 能够产生稳定的电磁转矩, 也验证了建模的正确性。
利用Ansoft/Maxwell2D有限元分析软件计算4种BDFM模型的电磁场, 并对磁通密度波进行傅里叶分解, 得到4种转子结构的BDFM气隙磁通各次谐波含量, 如图4～7所示。定义当功率绕组励磁时以3次谐波为基准 (气隙磁通幅值为100%) ;当控制绕组励磁时以1次谐波为基准 (气隙磁通幅值为100%) 。由于控制绕组极对数为1, 功率绕组极对数为3, 因此基波和3次谐波是具有机电能量转换作用的有效次谐波。这两种谐波所占的比重越大, 其它无效次谐波所占的比重越小, 则磁场调制效果越好[6]。
从图4～7可看出, 当功率绕组励磁时, 气隙磁通中除含有极对数为3的磁通基波外, 还含有大量与控制绕组极对数相同的磁通谐波, 其中磁障转子的该类磁通谐波幅值达到基波幅值的53%, 其它无效次谐波所占比重较小;凸极加导条转子的该类磁通谐波幅值达到基波幅值的50%, 其它无效次谐波所占比重较磁障转子多一些;凸极转子的该类磁通谐波幅值达到基波幅值的45%, 其它无效次谐波所占比重较多;笼型转子的无效次谐波含量最少, 但有效次谐波幅值只占基波幅值的25%。当控制绕组励磁时, 气隙磁通中除含有磁通基波外, 还含有大量与功率绕组极对数相同的3次磁通谐波, 其中磁障转子的3次磁通谐波幅值达到基波幅值的75%, 其它无效次谐波所占比重较小;凸极加导条转子的3次磁通谐波幅值达到基波幅值的70%, 其它无效次谐波所占比重最多;凸极转子的3次磁通谐波幅值达到基波幅值的48%, 其它无效次谐波所占比重最少;笼型转子的3次磁通谐波幅值达到基波幅值的47%, 其它无效次谐波所占比重较少。
可见磁障转子BDFM对磁场极数的调制效果最好, 即磁场极数转换效率最高, 凸极加导条转子次之, 接下来是凸极转子, 笼型转子BDFM对磁场极数的调制效果最差。该结论与参考文献[7]、[8]的结论一致, 从而验证了本文BDFM建模和有限元计算结果的正确性。
4 结语
采用Ansoft软件分别对带有磁障转子、笼型转子、凸极转子、凸极加导条转子的BDFM进行建模仿真, 经对比分析后得出磁障转子BDFM对磁场的调制效果最好、笼型转子BDFM对磁场的调制效果最差的结论。但磁障转子BDFM也存在结构复杂、不能单馈异步运行等缺点, 笼型转子BDFM具有结构简单、能单馈异步运行、可靠性高等特点。因此, 下一步的研究内容是进一步优化BDFM转子结构, 以设计出结构简单且磁场调制效果好的BDFM转子结构。
参考文献
[1]张凤阁, 王秀平, 齐颖.转子极数对无刷双馈电机耦合能力的影响[J].电机与控制学报, 2008, 12 (6) :634-638.
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[8]韩力, 高强, 罗辞勇, 等.不同转子结构无刷双馈电机的运行特性对比[J].电机与控制学报, 2010 (3) :6-11.
无刷电动机 篇5
滑模变结构控制具有响应快速、控制精度高及物理实现简单等特点, 但是其存在抖振现象, 影响了控制系统的平稳性和稳态精度, 在系统中突加负载后, 存在明显的静差[1]。大量研究对传统滑模控制方法进行改进以消除抖振, 提出如边界层方法、滑模控制器后加积分环节、动态滑模控制等方法, 但这些方法都需要在系统的跟踪精度和鲁棒性之间折衷[2]。反演控制方法是一种非线性的控制方法, 其在交流电动机调速系统中的应用日益普遍。反演控制通过引入虚拟的控制量, 将复杂的非线性系统分解为简单和阶数更低的系统, 然后选择适当的Lypunov函数来保证系统的稳定性, 并逐步导出最终的控制律及参数自适应律, 实现对系统的有效控制。利用反演算法设计控制器具有很高的灵活性和鲁棒性, 尤其对于非线性系统的控制器的设计很有效。
本文将积分反演自适应滑模变结构控制和模糊控制相结合, 设计了一种积分反演自适应模糊滑模控制器:1在设计滑模面时引入积分项, 这样只需知道被跟踪信号即可, 消除了滑模控制中被跟踪信号的一阶及高阶导数已知的假设, 同时使跟定速度实现了无静差跟踪。2引入自适应控制。自适应控制不需知道参数的界, 利用自适应律对系统参数进行在线辨识, 并以此来改变控制器的控制参数, 使控制系统对参数变化具有抗干扰能力, 且自适应律是连续的, 从而也减弱了系统的抖振。3针对滑模控制中切换控制律的控制增益, 用模糊控制进行估计, 实现了增益在线调整, 达到了减小抖振的效果。 4趋近方法中趋近律的设计对于减小抖振也很重要。设计滑模变结构控制律时常用的趋近律包括等速趋近律、指数趋近律、幂次趋近律、一般趋近律等4种, 但这些趋近律各有缺点, 因此, 本文重新设计了趋近律[3]。
将积分反演模糊滑模控制方法应用到无刷直流电动机 (Brushless Direct Current Motor, BLDCM) 调速系统中, 并与PID控制方法进行了比较, 仿真结果表明, 系统采用积分反演滑模自适应控制后, 具有更好的控制性能及更强的抗干扰性。
1 BLDCM系统描述
以两相导通星形三相六状态为例, 分析BLDCM的数学模型及电磁转矩特性。假设电动机磁路不饱和, 不计涡流和磁滞损耗, 三相绕组完全对称, 忽略齿槽、换相过程和电枢反应的影响, 且反电势波形为120电角度的梯形波[4], 则三相绕组的电压平衡方程式为
式中:Ua, Ub, Uc为电动机三相绕组的相电压;R为绕组电阻;ia, ib, ic为电动机三相绕组的相电流;L= Ls-M, 其中Ls为三相绕组的自感, M为绕组间的互感;Ea, Eb, Ec为电动机三相绕组的相反电动势。
永磁无刷直流电动机的电磁转矩是由定子绕组中的电流与转子磁钢产生的磁场相互作用而产生的。定子绕组产生的电磁转矩为
式中:ω 为电动机机械角速度。
当电动机运行在120°导通模式下时, 不考虑换相的暂过程, 三相Y形接线的定子绕组中只有两相是导通的, 其电流大小相等、方向相反, 因此, 式 (2) 可以化简为
式中:KT为转矩系数;i为电枢绕组电流。
机械运动方程为
式中:J为转动惯量;ωm为电动机转动的角速度; B为阻尼系数;TL为负载转矩。
忽略无刷电动机绕组中因换向引起的电流波动以及二极管的压降和续流, 同时把电动机看成一个整体, 则BLDCM的电压平衡方程式可表示为
式中:U为电动机绕组端头的电压值;ra和La分别为电枢绕组的电阻和电感;ke为反电动势系数。
根据式 (3) —式 (5) 及BLDCM原理, 推导出BLDCM的二阶动力学模型, 设状态变量x1=ω, 为ω 的一阶导数, 则状态方程为[5]
2积分反演自适应模糊滑模控制器设计
积分反演自适应模糊滑模控制器的设计包括积分反演自适应滑模控制器和模糊控制器2个部分。 设计反演自适应滑模控制器的基本思想:将复杂的非线性系统分解成不超过系统阶数的子系统, 然后为子系统分别设计Lyapunov函数和中间虚拟控制量, 采用反向递推的思路, 利用中间虚拟控制量, 将一个已知的Lyapunov函数的镇定函数与系统状态的变化以及参数的调节联系起来, 实现系统在Lyapunov意义下的渐近稳定, 从而推导出控制律函数, 实现系统的高精度控制, 完成控制器的设计。模糊控制器设计:设计模糊系统来逼近系统中的不确定函数, 并设计模糊系统的参数自适应律, 使模糊系统的参数能够随被控对象参数的变化而自动调节, 从而实现控制系统的控制目标。BLDCM控制原理如图1所示。
2.1积分反演自适应滑模控制器设计
为了便于推导证明, 设BLDCM的二阶非线性系统模型为[4]
式中:为不确定项;为系统输入;d (t) 表示系统的外部干扰。
将式 (7) 改写为其中 Δf (x) , Δβ分别表示系统建模时的不确定部分。
设计一个跟踪器使被控对象的期望输出值即给定值和被控对象的实际输出值之间的误差为零, 即其中ωd为电动机转速的给定值, 即期望输出值, ωr为电动机实际转速的输出值。
跟踪器设计步骤:
(1) 定义跟踪误 差z1=x1-xd, 则定义Lyapunov函数为
定义其中c1为正常数, z2为虚拟控制项，设计积分切换函数:
式中:k0, k1为大于零的常数。
由于则
式中:k1+c1为大于零的常数。
(2) 设计Lyapunov函数:
设计Lyapunov函数:
式中:为估计误差, 即估计值与F之间的误差;γ为正常数。
则
设计控制律:
式中:η为保证系统运动达到滑模面的切换增益; h为趋近律参数。
设置η的目的是为了消除系统不确定性的影响。η设置得过大会使系统的抖振过大, 设置得过小则达不到抗干扰的效果, 所以本文在2.2节提出了设置模糊切换增益的方法。
自适应律为
将式 (13) 和式 (14) 代入式 (12) , 得
可得
保证Q为正定的 条件为通过选取h, c1, k1的值, 即可保证︱Q︱为大于零 的数, 从而保证Q为正定的。
2.2模糊控制器
滑模控制律可表示为u=ueq+usw, 其中ueq表示等效控制, usw表示切换控制。为了获得更好的控制效果, 提高控制精度, 减小滑模控制过程中的抖振, 切换控制律中的切换增益的选取很重要。但由于干扰是未知量, 很难确定, 在实际应用中往往是根据设计者的经验来设定切换增益, 这样设计出来的控制器就比较保守。如果切换增益选得太大, 会产生很大的抖振;如果切换增益选得过小, 则会造成系统不稳定。
分析系统相平面可得, 系统运动点到滑模面的距离为对其求导可得点靠近滑模面的速度, 系统的相点通过滑模面速度直接影响系统的抖振程度。因此, 在相点接近滑模面时要尽量减小通过速度, 当相点离滑模面较远时, 应尽量增大切换控制律的切换增益, 这样可以保证系统的鲁棒性和可达性[6]。根据以上分析, 选择s, 作为模糊控制系统的输入, 输入论域为[-15 15], 输出量 Δη的论域为[-1.5 1.5], 语言变量取{NB, NM, NM, ZE, PS, PM, PB}。模糊输入及模糊输出的隶属度函数分别如图2、图3所示。
进行模糊推理时, 采用2个输入、1个输出的二维模糊控制器结构。模糊控制设计规则:1保证滑模存在且到达条件成立;2在相点离滑模面较远时, 取较大的切换控制幅值;而在相点距滑模面较近时, 取较小的切换控制幅值, 以尽量减小相轨迹穿越滑模面s=0的速度。
去模糊化时采用重心法, 以隶属度为加权系数求出加权平均值, 并以此作为控制输出的 精确量。采用积分法对的上界进行估计:
式中:G为比例系数, 是正常数。
控制律最终可表示为
2.3趋近律优化
为了获得更好的调节特性, 重新设计趋近律。 研究表明, 通过调整趋近律的参数h, 会导致滑动模态到达滑模面过程的动态品质与高频抖振之间的矛盾。通过研究, 结合幂次趋近律得出新的趋近律, 其中σ2σ 起平滑作用, kσ 保证了趋近速度。新的控制律可表示为
3仿真研究
为了验证积分反演模糊滑模控制方法的有效性, 在Matlab/Simulink平台搭建BLDCM调速系统进行仿真。系统参数设置:J=0.000 3kg·m2, B=0.000 1, KT=0.93N·m/A, L=0.006, ke= 0.95V/ (rad·s-1) , 定子绕组电阻值R=2.3 Ω。 转速误差变化如图4所示, 其中误差即设定转速与实际转速的差值。相轨迹如图5所示, 其中纵坐标表示误差对时间的导数。可以看出, 积分反演模糊滑模控制方法调节速度很快。
积分反演自适应模糊滑模控制与普通PID控制的速度控制曲线如图6所示。从图6可以看出, 采用积分反演自适应模糊滑模控制时电动机启动更快, 在突加10N负载时, 能很快地回复到原来的转速, 而且几乎没有静差。
积分反演自适应模糊滑模控制与普通滑模控制的速度控制曲线如图7所示。从图7可以看出, 采用普通滑模控制时, 曲线虽然没有超调, 但是调节时间明显要慢, 而且在加入负载后不能完全地回到原来设定的转速, 存在一定的静差, 而积分反演自适应模糊滑模控制则几乎没有静差, 调节时间也比普通滑模控制快很多。
积分反演自适应模糊滑模控制与普通PID控制的转矩变化曲线如图8所示。从图8可以看出, 采用积分反演自适应模糊滑模控制时的转矩更小。
积分反演自适应模糊滑模控制与普通PID控制的电流变化曲线如图9所示。从图9可以看出, 采用积分反演自适应模糊滑模控制时, 定子电流更加平稳, 而且在加入负载后定子电流很快达到预定值并且保持平稳, 这就很大程度地降低了电动机的转矩抖动。
不同控制策略的性能对比见表2。从表2可以看出, 积分反演自适应模糊滑模控制在控制BLDCM时有很大的优势, 具有实际应用价值。
4结语
基于滑模变结构控制理论并结合反演控制、积分滑模和模糊控制等方法, 设计了BLDCM积分反演自适应模糊滑模控制器。该控制器具有抗扰能力强、控制精度高、响应速度快等优点。仿真结果表明, 该控制器用于对快速性要求很高的运动控制场合, 是很有效的, 且其继承了传统控制策略的优点, 对系统参数变化和外界扰动表现出很强的鲁棒性, 在电动机运动控制领域具有广阔的发展前景。
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无刷电动机 篇6
工业技术的不断发展,在很大程度上得益于电机理论及其控制技术的不断发展。上个世纪80年代以来,电动机作为电能与机械能之间转换的重要设备,在国民经济的各个领域和人民日常生活中获得广泛应用。假如把电力传动或电力拖动设备视为一个整体,电动机则是整体的“心脏”,为这个整体的运转提供动力来源。在全球能源匮乏、降低能耗被提上各个行业发展趋势的大背景下,高效率、智能化电机技术将成为电动机行业发展的最终目标。
电动机按照工作电流分为直流电动机和交流电动机,与交流电动机相比直流电动机具有输出转矩高、功率特性好、调速稳定等优点,在一些高精度的需求场合直流电动机具有广泛应用。有刷直流电动机采用机械电刷改变各个绕组的电流方向,具有噪声大、易产生电火花及无线干扰等问题。针对有刷直流电动机弊端,1917年,Boliger提出以电子换相(整流管)取代机械换相(电刷)的技术,从此国内外学者开始对无刷直流电动机的本体及控制技术开展大量的研究工作。伴随电力电子技术的不断进步,大功率电力电子器件(GTR、IGBT等)相继问世,以及钕铁硼等永磁材料的应用,均为无刷直流电动机技术的高速发展奠定基础。如今无刷直流电动机技术集电机理论、变速机构、位置检测及控制理论等于一体,在航空航天、智能开关驱动机构、高精密机床执行元件、医疗卫生等领域具有大量应用。
1 BUCK变换无刷直流电动机模型
无刷直流电动机通常采用三相六状态120°导通的控制方式,在整个360°电角度一个周期内具有六种工作状态。绕组导通方式根据输出转矩优先原则,每个时刻三相绕组种的两个导通,BUCK变换控制方式下三相全桥驱动系统结构如图1所示。
在BUCK变换控制方式下,三相全桥中的6个功率管不需要进行PWM调制,在控制过程中仅起到换相作用。直流母线电压ud的表达式为:
式中:uin为BUCK变换器输入端的电压,D为BUCK变换器开关管的占空比。
无刷直流电动机的三相绕组平衡方程为:
式中:ua、ub、uc为无刷直流电动机三相绕组的相电压;ia、ib、ic为无刷直流电动机三相绕组的相电流;、R为无刷直流电动机三相绕组的相电阻;L为无刷直流电动机三相绕组的相电感;ea、eb、ec为无刷直流电动机三相绕组的相反电动势;un为中性点电压。
2 BUCK直流变换
根据输入与输出之间是否具有电气隔离可以将直流变换器分为直流变换器(无电气隔离)和有隔离直流变换器两种。根据使用功率管个数又可以将直流变换器分为单管直流变换器、双管直流变换器和四管直流变换器,其中单管直流变换器分为压降式(BUCK)直流变换器、升压式(BOOST)直流变换器、库克式(CUK)直流变换器、升降压式(BUCK-BOOST)直流变换器、瑞泰式(ZETA)直流变换器、赛皮克式(SEPIC)直流变换器等;BUCK直流变换器和BOOST直流变换器是最基础的直流变换器,其他形式的直流变换器都是从中派生而来的。
BUCK直流变换器是一种将输出电压转变成小于或等于输入电压的单管非隔离直流变换器。BUCK直流变换器的主电路由二极管D、开关管T、LC并联构成的输出滤波电路组成,电路图如图2所示。BUCK直流变换器电路的电源为电压源性质,负载为电流源性质,电路实现将直流电压Ui转变成较小的直流电压Uo的功能。
在分析BUCK直流变换器稳定状态下特性,对公式的推导过程进行简化,并作如下假设:
(1)电路中开关管和二极管为理想元件,能够在瞬间导通和截至,同时没有导通压降和截至漏电流;
(2)电感为理想元件,电感工作在线性未饱和区域,且寄生电阻为零;
(3)电感和电容为理想元件,电容的等效串联电阻为零;
(4)输出电压纹波系数低,纹波电压与输出电压相比可以忽略不计。
根据流过电感中的电流是否连续,BUCK直流变换器具有连续导电模式、不连续导电模式及临界模式三种工作状态。连续导电模式是指流过输出滤波电感的电流总大于零,不连续导电模式是指在开关管关断的期间内有流过输出滤波电感电流为零的情况。在连续导电和不连续导电两种工作方式之间有一个边界,称为电感电流临界连续状态,即在开关管关断的末期,输出滤波电感的电流刚好降为零。
BUCK直流变换器连续工作模式下开关管T导通,续流二极管由于反向偏置而截止,电容C开始充电,直流输入电源Uin利用电感L为负载供电。T导通过程,流经电感的电流iL线性增加,磁场的能量也不断增加。负载电阻两端电压Uo上正下负,流过的电流为io。BUCK直流变换器T导通时电路如图3所示。
在稳态分析过程中,假设输出滤波电容足够大,输出电压波形可以看成是平直的。因为稳态过程中电容的平均电流为0,所以BUCK直流变换器的电感平均电流与输出电路平均电流大体相等,即为io。在连续导电状态下电感的电流一直大于0,所以前一个周期结束到下一个周期开始的过程电流为连续的。BUCK直流变换器连续模式下的理论工作波形如图4所示。
3 BUCK直流变换仿真
根据BUCK直流变换器仿真需求,利用MATLAB软件SIMULINK模块中的PSB工具箱对BUCK直流变换器进行建模。PSB工具箱内部集成了很多电力系统器件模型,搭建的仿真模型与实际电路相似,为建模、仿真和数据分析提供便利条件。通过Multimeter、Bus Selector及Scope等模块对电压和电流信号进行检测、显示。搭建BUCK直流变换器仿真模型如图5所示,在含有开关管的MATLAB仿真模型中,为了获得较好的仿真效果和较快在仿真速度,通常选择刚性积分仿真算法。
BUCK直流变换器仿真输入电压为200V,输出电压50V,纹波电压为输出电压的0.2%,负载电阻为20Ω,对工作频率20k Hz进行仿真,结果如图6所示。图6从上向下依次是开关管门极触发脉冲、电感电压、电感电流、输出电压、开关管电流和二极管电流,各个波形与图4的理论波形规律一致。
4 结论
无刷直流电动机在国民经济的各个领域广泛应用,其驱动系统直流转换是控制系统设计必须考虑的问题。分析了BUCK直流变换器输出特性,利用MATLAB进行建模仿真分析,表明所建立模型的合理性,本文的研究内容对无刷直流电机驱动系统设计具有一定的参考性。
参考文献
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无刷电动机 篇7
无刷励磁同步电动机作为动力拖动设备,消灭了因滑环与碳刷无休止地滑动接触致碳刷磨损产生必然的火花。所以,无刷励磁同步电动机成为具有防爆、防尘、防腐蚀、恒速可控、启动特性优良、事故时能够自动强行励磁稳速和永不停转要求的石油、化工行业及其他特殊场合的选择。
主电机(同步电动机主体部分)和励磁装置组成无刷励磁同步电动机。励磁装置包含旋转整流器、交流励磁机和静态励磁装置,工作原理如图1所示。
主电机转子与交流励磁机转子同轴,励磁机采用定子励磁、转子发电的工作方式。励磁机定子由静态励磁装置供电,与电动机主轴一起旋转的转子绕组感应出三相交流电,该三相交流电经整流桥整流后供给同步电动机转子绕组,产生励磁电流。通过改变励磁机定子的励磁电流,可调整励磁机转子发出的三相交流电压,从而改变同步电动机励磁绕组的励磁电流,达到控制其启动与运行的目的。励磁装置作用如表1所示。其性能优劣直接影响到同步电动机系统安全稳定的启动与运行。
1 工程概况
独石化公司乙烯厂某制氢车间的加氢裂化装置中有6台压缩机。压缩机是对催化反应需要的新氢进行增压液化处理的设备。2004年该车间采用北重电机厂生产的同步电动机,功率为450k W~500k W,配套WLK-02II型微机励磁系统驱动,进行压氢作业。该套设备运行近10年,出现同步动作不可靠,运行不稳定等问题,严重影响加氢裂化装置的安全生产。
2014年2月该车间技术改造,采用TAKW450-18增安型大型同步电动机驱动往复式压缩机对新氢进行增压,定子额定电压6k V,装机容量达到1250k W。配电装置采用户内式布置,布置于主厂房6k V机组旁,6k V电源由户外35/6k V专用变电所负责供电,配用1600KVA主变压器1台。励磁装置升级为WLK-03SC/N1型微机励磁,WLK-03SC型属于WLK系列无刷励磁装置第三代产品,配套的DSB断电失步保护装置DSBIII为PLC式,额定励磁电压为72V,额定励磁电流为11A,恒功率因数自动控制方式。与前两代励磁装置比较,该装置采用双微机控制系统及触摸屏,可带载不停机更换控制板;保护功能完善,具备失步保护及不减载自动再整步功能,可满足工业环境下长周期连续运行的要求,安装环境如表2所示。
该装置设计有双电源自动切换单元,切换时间<80ms。该单元由双电源自动切换开关A.T.S进行主、备电源切换,主、备电源电压为380/220VAC(三相四线制),相线分别接至A.T.S进线端,A、B和C接主电源,U、V和W接备用电源,两路电源的相位保持一致。
2 结构及功能
WLK-03SC/N1型微机励磁装置由旋转励磁和静态励磁两部分组成,如图2所示。
2.1 静态励磁装置
静态励磁装置是为交流励磁机提供直流励磁调节、控制和保护的设备。装置由控制中心CC和触摸屏组成,控制中心CC为装置核心,使用Modbus协议与触摸屏及上位机通信,上位机选用工业PC机,功能是远程监控。
控制中心CC为A/B机(A开B备)双控制系统。系统中包括A、B机的CPU模块、I/O模块和DY电源模块。CPU模块以80C196KC为中心,带A/D转换及DI/DO,配隔离光耦,具有掉电保护功能。由I/O模块输出的模拟量送至CPU进行A/D转换,数字量经光耦隔离后与CPU模块相连。CPU根据输入信号(包含触摸屏输入信号)处理计算后,完成逻辑运算、控制和保护功能,并执行脉冲输出和数字量输出,CPU的脉冲输出通过I/O模块经过隔离单元及脉冲放大后,供给三相半控桥触发脉冲。DY电源模块输入采用直流开关电源和交流开关电源双路供电的24V,输出为5V和±12V。为提高可靠性和避免外部电源的干扰,±12V电源供IO模块及传感器模块使用,5V电源专供双系统的CPU使用。
触摸屏采用威纶通科技有限公司(WEINVIEW CO,LTDeview)的MT 506。输入电压:2 4 VDC;电源电阻:4Ω;显示器:5.6”,256色,TFT LCD;分辨率:320×234,支持USB2.0;处理器:32 Bit RISC 400MHz;内存(DRAM):64MB DDR2 on board;通讯口:RS-232/RS-485(2W/4W),本系统通信选用RS485接口;应用软件:EB8000 V2.0.0。触摸屏能够查看到同步电动机的励磁装置的Uff、Iff、α、U、I、cosφ、f、P、Q等参数,以及现场监控装置发出的报警信息,在运行中还能够根据控制要求修改设定值。“事件记录”中有故障报警信息及重要操作的记录,方便故障出现后进行问题分析。
2.2 旋转励磁装置
旋转整流器和交流励磁机属于旋转励磁部分。交流励磁机由生产电机厂家提供,这里不做分析。
该励磁装置配套WLK-03B旋转整流器,如图3所示。由盘体、控制模块、整流功率模块、启动功率模块和灭磁电阻模块组成的旋转整流器是无刷励磁系统中最重要的部分,在交流励磁发电机的转子上安装。
整流器的核心器件是控制模块,能够完成电机启动投励,输出触发脉冲,接通功率模块,并控制启动模块对启动电阻的投入与切除。控制模块型号:KZMK-03B,输入电路峰值电压<430V,输出电路电压<660V(阻断时),每路通态时电流<200m A。
整流器件为整流功率模块,是将交流励磁机发出的交流电整流后向主电机转子绕组提供励磁,型号:TDR型。启动功率模块在电动机异步驱动过程中,投入启动电阻,改善主电机异步驱动力矩,实现电动机平稳迅速的无脉振启动,型号:TD型。当控制模块完成启动功能后,启动电阻会自动退出。
同步电动机起动时如果转子处于开路状态,转子中将会感应出极高的电压,一般能达到几千伏,因此,启动时在激磁绕组会并联灭磁电阻RF,阻值约是5~10倍的激磁绕组电阻,在电动机失步时此电阻能够起到保护旋转整流器免受过电压损坏。采用FZ-2型灭磁电阻,使用时8只相同阻值的灭磁电阻串联使用。单个灭磁电阻最大通电电流为210A,通过此电流时,通电时间应该≤12s。
KZMK-03B型控制模块,TDR、TD型功率模块和FZ系列灭磁电阻均为WLK系列增安型无刷励磁系统旋转整流器上的专用部件,部件的性能参数如表3所示[3,4,5,6]。
3 工作原理及特点
WLK-03SC/N1型微机励磁装置从主电源A、B和C得电,经QF空气开关送至励磁变压器TB的一次侧,TB二次侧经接触器KM连于V1~V6组成的三相半控桥。同步电动机在高压断路器QS合闸后启动,由高压断路辅助触点启动静态励磁柜变压器输出端的接触器KM经过T1的延时时间后,主触点自动闭合,同时输出触发脉冲,三相半控桥按设定值90°的初始值提供直流励磁电压和励磁电流,KM主触点吸合后经一定延时,即在电动机可靠牵入同步后,自动调节系统和保护系统才投入工作。该装置特点如表4所示。
该装置还具备旋转整流器故障检测功能。运行过程中,电网电压下降到额定电压80%时,励磁系统能提供≥1.4Uff的强励电压,强励时间≤50s。
4 结束语
2014年6月该车间完成了同步电动机和励磁装置的安装及技术升级工作,该励磁装置运行近一年,发挥稳定,能够对同步电动机的运行进行实时监控及出现故障时准确报警和切换,有效地保障了压缩机的安全工作和加氢裂化装置的稳定生产。
摘要：高安全性能的压缩机是氢气加压裂化所需的重要设备,需要使用无刷励磁同步电动机来驱动,并且其启动和运行性能有苛刻要求。2014年独石化乙烯厂制氢车间技术改造时,换用TAKW450-18增安型大型高压无刷同步电动机,其旋转励磁器采用WLK-03SC/N1替代了已经运行近10年的旧装置。本文介绍了该WLK-03SC/N1励磁器的结构、功能、工作原理及其优点。实践表明新装无刷同步电动机能够满足压缩机安全性的要求,保证了加压氢裂装置的稳定运行。
关键词：励磁装置,无刷同步电动机,控制
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无刷电动机 篇8
永磁无刷直流电动机由电动机主体和驱动器组成,是一种典型的机电一体化产品,与他励式直流电动机相比,具有体积小、效率高、结构简单、用铜量少等优点,是小功率直流电动机的主要类型。随着电机技术、电力电子技术、数字控制技术、控制理论及传感器技术的发展与应用,无刷直流电动机的一般控制技术已日趋成熟,因此在计算机、航天、军事、汽车、工业和现代家用电器中得到越来越广泛的应用[1]。
本文首先介绍了无刷直流电动机的基本结构,然后对无位置控制做了分析,比较了它们的优缺点,最后对转矩脉动抑制进行了探讨。
1 无刷直流电动机的基本结构
无刷直流电动机控制系统包括电动机本体、位置检测器、逆变器和控制器,构成了自同步电动机系统,如图1所示。位置传感器检测转子磁极的位置信号,控制器对转子位置信号进行逻辑处理并产生相应的开关信号,开关信号以一定的顺序触发逆变器中的功率开关管,从而将电源功率以一定的逻辑关系分配给电动机定子各相绕组,使电动机产生持续不断的转矩。
1) 电动机本体
无刷直流电动机的本体由定子和转子组成。定子为电枢、转子为永磁体,在保证在气隙中产生足够强度磁通,机械结构稳固可靠,并满足工作环境的要求等条件下,构成电动机本体[2]。定子由铁芯、电枢绕组等组成,其电枢绕组制成多相(一般以三相电动机较为常见),均匀绕制于沿着内部圆周轴向开的槽中。转子由永磁体、导磁体和支撑零件三部分构成。永磁体是产生磁场的核心,常采用的永磁材料有铝镍钴合金、铁氧体、稀土等。
2) 位置传感器
位置传感器在无刷直流电动机中起着两个作用。一是检测转子磁极位置的作用,为逻辑开关电路提供准确的换相信息,以确定功率开关器件的导通顺序。二是为确定电子换相电路中功率器件占空比提供信息。
位置传感器种类较多,且各具特点。目前应用的位置传感器主要有磁敏式、电磁式、光电式等。霍尔位置传感器为磁敏式位置传感器的一种,其体积小,使用方便且价格低廉。在无刷直流电动机控制系统中一般采用霍尔位置传感器作为转子位置检测装置。
3) 电子开关线路
电子开关线路由功率逻辑开关与位置信号处理单元构成。主要功能是根据位置信号,实现把直流电按照一定的逻辑关系分配给各相绕组,在气隙中形成步进旋转磁场,带动转子旋转输出转矩。
2 无刷直流电动机的无位置控制方法
有位置传感器BLDCM的位置信号直接由位置传感器读取,控制简单、方便,但是外置式位置传感器在一些高温、高腐蚀、灰尘多、湿度大等恶劣环境下不能适用。此外,需要在电动机定子槽内安装位置传感器,使电动机设计复杂化,增加了电动机的体积,而且位置传感器需要5根引线,给电动机整机安装带来不便,增加了故障发生率,降低了工作可靠性,这给其应用带来了很多不利的影响。因此,如何实现无刷直流电动机的无位置传感器控制一直是近一二十年来的研究热点[3]。
2.1 反电动势过零检测法
BLDCM在“两相导通星形三相六状态”工作方式时,反电势波形和电流波形如图2所示。由图可见,A相反电势过零点延迟30°电角度则对应C相上桥臂到A相上桥臂的换相点。反电势过零检测法则是根据这个原理产生的,在检测到反电动势过零点后,根据换相点滞后过零点30°电角度,设置对应的延迟时间,当延迟时间到达后,电动机换相进入下一个工作状态[4]。其中,感应电势是由反电势和电枢反应电势合成,因为无刷直流电动机的气隙一般较大,电枢反应电势远小于反电势,因此一般将悬空相所检测出来的相电压作为反电势。考虑到成本及制造工艺,绝大多数无刷直流电动机中性点并不引出,因此,反电动势过零点需要通过检测端电压的方法间接获得。
检测反电动势过零点的方法分为两种:端电压法和相电压法[5]。端电压法不用电阻网络构建虚拟中性点,将端电压与直流电源中点电压进行比较,而获得反电动势过零点。相电压法通过采用电阻网络构建虚拟中性点,将端电压与虚拟中性点电压进行比较,而获得反电动势过零点。使用反电势方法时检测电路存在阻容滤波环节,导致了检测信号相位的滞后,因此在换相控制中,必须对其加以修正。
直流无刷电动机的反电动势换相控制的最大优点是省去了三个位置传感器,使得直流无刷电动机的结构变得十分简单,这对于安装位置传感器十分困难的微型直流无刷电动机尤为重要。其主要缺点是反电动势在低速时很难被精确测量,因此不太适合于要求经常快速起动或超低速运行的直流无刷电动机[6];此外,续流二极管导通引起的电压脉冲可能覆盖反电动势信号,尤其是在高速、重载、或者绕组电气时间常数很大等情况下,续流二极管导通角度很大,可能使得反电动势法无法检测。
2.2 反电动势积分法
假设反电动势在过零点附近呈线性,且与电动机转速无关,在过零时刻对悬空相反电势积分,然后将积分结果与阀值电压进行比较,当达到阀值时,即为换相时刻[7,8]。和反电势过零点检测方法相比,该方法不需要深度滤波,如果将锁相环技术应用到基于反电势积分的转子位置检测方案中,则可避免误触发,且不需要参考电压,不受电动机参数的影响[9]。这种方法的优点是对于开关噪声不敏感,积分门限可以根据转速信号自动调节,并且可以实现必要的超前或滞后换相;缺点是电压比较器对毛刺、干扰很敏感,由于误差积累在电动机低速运行时存在一定的问题。
2.3 续流二极管法
续流二极管法又称“第三相导通法”,是通过检测反并联在逆变器开关管两端的续流二极管的开通状态来确定电动机的转子位置,一般应用于二二导通模式的无刷直流电动机控制系统中。此法要求逆变器必须工作在上下功率开关管轮流处于PWM斩波控制的方式下,使电动机绕组的续流电流沿着特定的回路流通,悬空相的反电势过零时,将有电流流过与悬空相功率开关管反并联的续流二极管。因此,绕组反电势过零点可以通过检测悬空相逆变桥续流二极管电流来确定,进而得到电动机正常运行所需的6个关键位置。
因续流二极管的导通压降很小,该方法在一定程度上能够拓宽电动机的低速调速范围。但其本质上还是反电势法,因此该方法不仅具有反电势过零检测法的缺点,还由于增加了电流检测装置,增加了成本,提高了硬件电路复杂度,且该方法的转子位置误差受到反电势系数、反电势波形等因素的影响较大,所以该方法未能受到广泛应用[10]。
2.4 反电动势三次谐波法
反电势三次谐波法[11]依赖于定子中性点处3次谐波电压波形的检测。理想的无刷直流电动机绕组的反电动势为梯形波,经过Fourier级数分解,可以发现除了基波分量以外,还含有较大的三次谐波分量。三次谐波分量的一个周期对应基波分量的120°电角度,其相邻两次过零点间隔60°电角度,正好与电动机相邻两次换相的时间间隔相同,只是相位相差90°电角度。因此,将反电动势的三次谐波分量移相90°电角度后,得到的信号就可以作为转子位置信号,其每一个过零点均对应着一个电流的换相点。
反电动势三次谐波的检测有两种方法:一是在星形连接的绕组三端并联一组星形连接的电阻,两个中性点之间的电压即为三次谐波。当电动机的中性点没有引出线或不便引出时,可采用另一种方法——通过星形连接电阻的中性点与直流侧中点之间电压来获取三次谐波分量,不过它需要滤波器来消除高频分量。滤波器的引入,会使信号产生一定的相移。
用反电动势三次谐波法检测转子位置理论上与续流二极管的导通状态无关,能够在较高速下检测转子位置,可以在宽转速范围内达到很好的性能。但这种反电势三次谐波检测法只适用于绕组电感不变、三相参数对称、磁场三次谐波分量较大的电动机。
2.5 速度无关磁链函数法
速度无关磁链函数法是从一个全新的物理概念提出的转子位置检测方法,这个物理概念是基于速度无关磁链函数形成的,它能在转子转速近似为零一直到高速时都能对转子位置进行检测,并给出换相时刻[12]。
该磁链函数推导的最终形式为两个线反电势相除:
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其中,H(θ)为与速度有关的磁链函数,G(θ)为与速度无关的磁链函数,两个磁链函数和转子位置均具有一一对应关系。
图3所示为基于式(1)的G(θ)函数曲线(G(θ)bc/ab, G(θ)ab/ca,G(θ)ca/bc)。可以看出,换相总发生在G(θ)函数从正无穷到负无穷的跳变时刻,利用G(θ)函数提供的电动机换相信息,可以进行无刷直流电动机无位置传感器控制。
仔细分析G(θ)函数的波形,在每两个换相点之间,理想的G(θ)函数和转速无关,且包含连续的转子位置信息。为了使G(θ)函数转子位置检测法计算的换相点更加准确,只要利用G(θ)函数波形的上半部分即可得到转子位置,标准的换相点是G(θ)函数的峰值处。G(θ)函数的波形在整个速度范围内是相同的,理论上与电动机速度无关,因此这种位置检测法适用于更宽的转速范围,尤其可以拓展无刷直流电动机无位置传感器控制的低调速范围。在实际应用G(θ)函数进行转子位置估算时,将计算得到的函数值与预先设定的阈值进行比较,达到阈值即产生相应的换相信号并开始换相,并可以调节该阀值来实现电动机的超前或滞后换相。
该方法实现的关键在于线间反电动势的获取,本质上还是基于反电动势转子位置检测,不适于极低速和静止状态下的位置检测。这种位置检测方法有最大转速的限制,最大转速取值与电动机极对数、电流采样频率和位置估算分辨率有关。
3 无刷直流电动机转矩脉动抑制
转矩脉动是无刷直流电动机运行中的一项重要的性能指标,相比于永磁同步电动机,永磁无刷直流电动机转矩脉动较大。这会影响整个系统的控制特性,并且会产生噪声和振动等问题,降低了机器的使用寿命和驱动系统的可靠性,制约了其在高精度、高稳定性场合的应用,因此,必须研究无刷直流电动机转矩脉动的抑制。根据产生机理的不同,永磁无刷直流电动机转矩脉动主要分成齿槽转矩脉动和换相转矩脉动两种[13]。
3.1 齿槽转矩脉动抑制
这种脉动也称为磁阻转矩脉动,是由于定子齿槽的存在,使得在一个磁状态内,极下磁阻发生变化引起的。目前抑制齿槽转矩的方法主要有斜槽/斜极法、磁性槽楔法、减小槽口宽度法、辅助槽/辅助齿法、分数槽法、变极弧宽度和变磁极位置法等[14],当然,最好的办法是采用无槽式绕组。
3.2 换相转矩脉动抑制
电动机每转过60°电角度换相转矩脉动就会出现一次。与齿槽转矩脉动相比,换相转矩脉动频率较低而幅值较大,是永磁无刷直流电动机转矩脉动的主要成分。换相转矩脉动产生的原因主要是反电势波形不理想、换相的时刻不适当、电流在绕组电感的作用下变化较慢。对换相转矩脉动的抑制可以采用重叠换相法。
在电动机控制中,提前导通下一只该导通的开关管(此时有三只管子导通),使原来处于弱磁区域的绕组电
流转移一部分到处于磁密较高的下一相绕组中,该电流将产生补偿转矩,以减小转矩波动,这种方法叫超前导通控制;也可以采用延时导通控制,即在该关断绕组时而不关断,使其延时通电,同样可以产生补偿转矩,这两种方法的实质都是重叠换相法,可以抑制电流换相过程引起的电磁转矩脉动。
4 结论
本文对无刷直流电动机无位置传感器的控制技术进行了研究,分析比较了各种控制方法的优缺点,然后介绍了无刷直流电动机转矩脉动产生的原因及其抑制方法。随着对这些控制方法和转矩脉动问题的深入解决,稀土永磁直流电动机必将以其宽调速、小体积、高效率和稳态转速误差小等特点在调速领域显现优势。
摘要：介绍了永磁无刷直流电动机的无位置传感器控制方法,分析了工作的基本原理、优缺点等,并对它们的特性作了比较。最后,对无刷直流电动机的转矩脉动抑制方法作了探讨。