直流供电系统（共12篇）
直流供电系统 篇1
在低压直流供电线路特别是电子电路中,电路的绝大部分使用由电源提供的低压,但在线路的某一个部分或某几个部位,需要供高于电源的直流电压,若将整个线路的供电电压提高,既要重新更换或设计电源,又会给整个电路的部件提出更高耐压的要求:若不提高电源电压,需要高电压的电路部分又不能正常工作,本文就基于整个供电电路的低压电源,在某些部分产生较高的直流电压常采用的方法,通过一些具体实例做阐述总结。
以低压直流作基础产生较高的直流电压,常见的方式有3种类型:利用电容充电后再垫高负极电位,即自举升压;利用电感产生的自感电动势对电容强制充电;利用振荡电路将直流变为交流或直流脉冲,再通过倍压整流产生高压。
1 利用电容充电后再垫高负极电位
电容被电源E充电后,其正、负极之间将维持一定的电压Uc=U+-U-=E,若负极电位为零,即U-=0,则正极电位与电容上充的电压相等,U+=Uc;若充电完毕后,将负极接到某一电位U0上,尽管此时电容上的电压不变,但其正极电位就等于电容上的电压与负极所接电位之和,即U+=Uc+U0,从而可以实现U+>E,即得到高于电源的电压,有时将这种升压方式叫自举升压。
(1) 黑白电视机行扫描电路中的倍压电路
在黑白电视机中,整机内部采用12 V直流供电,但为了改善行扫描的线性,需要提高行输出级上的行偏转使用的电压,一般是将电源12 V提高到24 V左右加到偏转线圈上,采用的方法如图1所示:该图是黑白电视机的行输出级电路,整体看该级使用的电源为12 V,但工作时经过电容C0、二极管D0、电感L0组成的升压电路转换,行输出管集电极c实际得到的直流电压为24 V左右,即行偏转线圈实际使用的电源为24 V左右,达到了改善行线性的目的。
原理为:行输出管T在行脉冲的作用下工作于开关状态,因而其集电极流过的是脉冲电流,当T导通时,电流经升压二极管D0、行输出变压器Tr的初级线圈L0的下半部流过,并产生上正下负的自感电动势e1=12 V,上部自然会感应出电动势e2方向亦为上正下负,若D0的负极接在L0的中点,则有e2=e1(若不在中点,则有e2<e1或e2>e1),该电动势会通过D0对C0充电,使电容C0上出现大小与e2相等的电压,即升压电容C0上会维持12 V的电压,而C0的负极与电源12 V相连,这样C0正极对地的实际电位应是12 V电源电压与C0上电压之和,即可达到24 V,若用万用表的直流电压档测量,行输出管T集电极、电容Cs上的直流电压均为24 V,从而实现了提升局部供电电压的目标,达到了改善行线性目的。 升压二极管D0既给电源提供了向输出级输入能量的通道,同时又隔离了24 V倍压与12 V电源电压。显然,若D0的负极不是连接在L0的中间点,例如上部匝数偏多,则C0上的电压会大于12 V,最终的升压可能会大于24 V,反之则低于24 V。
(2) OTL功放电路中的自举升压
电子线路上常用的OTL互补对称功率放大电路,如图2所示。
T1,T2为2只互补型的功放管,静态时A点电压
(3) 手机读卡电路
在手机读卡电路上要用到5 V的电压,而手机所用电池早期为4.8 V,现在的手机均为3.6 V,因电池电压往往随所剩电量的多少有所变化,为确保手机工作稳定,不因电池电压的变化而影响通话质量,电池电压并未直接供给手机各部分使用,而是通过稳压IC变为3.2 V,2.8 V,3 V等更低的电压供各部分使用。在这种情况下就需要通过升压电路将3 V左右的电压升为5 V。如图3(a)所示,是用在爱立信788手机上的升压电路。
N750为一电子开关电路,型号为C70851,电压从2脚输入后,内部电子电路开始工作,可以实现将第1,8脚接的电容C752与第4,5脚接的电容C751定时相并联、相串联,也就是使两电容交替性地相并联、相串联。+3 V的电源经R607,C606,R751,C757组成的RC滤波网络后,电压约为2.5 V送入N750的2脚,首先C752,C751处于并联状态,2.5 V的电源对其充电,使两电容上均出现2.5 V的电压,然后经内部电子开关转换使C751与C752处于串联状态,并且其中一支的负极与另一支的正极相连,如图3(b),(c)所示,这样两电容上的总电压成为5 V,经电容滤波后从第3脚输出,供SIM卡电路使用。
2 利用电感的自感电动势强制对电容充电升压
电感产生的自感电动势的大小ε=Lⅹdi/dt,即电感量大小一定后,自感电动势的大小只与电感中电流的变化速度有关,而与电感上原来施加的电压无关。若电感中注入电流脉冲,当频率高到一定程度时,无论电感上施加的电压如何,上面就会产生远高于施加电压的自感电动势,然后再对这一感应电动势产生的电流进行整流,并对电容充电就会输出一较高的直流电压。
(1) 黑白电视机行扫描电路中的高压电路
在上述图1所示的行输出级电路中,产生的24 V倍压直流不仅用于改善行线性,其实在电视机中该级还承担着产生10 000 V直流高压的任务。该电压由行输出变压器次级输出,加到显像管上形成光栅,其产生过程为:由于行管的集电极有24 V的倍压,该电压同样也出现在与行管T的c,e极相连的电容CS上,工作时行输出管处于开关工作状态,当T导通时,Cs放电,电流经Ly,T的c,e极流过;当T截止后,由于Ly中的电流急剧变小,内部产生的较大的自感电动势,促使电流还要继续流动以释放电感上的磁能。由于此时T已截止,故刚刚通过T流动的电流,会对逆程电容C1做强制性的充电,最终Ly上的磁能会转化为C1上的电场能,根据
(2) 摩托罗拉手机读卡电源电路
如图4所示,是摩托罗拉V998电源模块U900的升压电路。由于该机供电电池电压为3.6 V,故内部使用的+B约3.6 V,但手机有些电路需用+5 V的电压,为此在电源模块的C5,B6端,要通过B10端得到5.6 V直流电压。方法是:+B经L901接到U900的B10端,B10端内部等效于与地断续相连的电子开关,当B10端与地相连时,电源电流流经L901入地。显然,电感L901上施加的电压为+B,当电流达到一定数值时,B10内的电子开关突然与地断开,L901上的电流会突然变小而产生较强的自感电动势ε,该电动势的方向为左负右正,该电动势经整流管CR901对电容C934充电,使C934上瞬时出现峰值接近于自感电动势的电压,B10内下次与地接通后,电源电流又经L901流向B10内部,C934上刚才充的电压由于CR901的存在而将C934与B10引脚隔离开,使C934上维持约5.6 V的直流电压,并通过C5、B6端向U900供电。
3 倍压整流升压电路
倍压整流是对直流脉冲或交流而言的,在直流电路中要通过倍压整流电路将较低的电压转换为较高的电压,就需将低压直流首先通过振荡电路转换出直流脉冲或交流,然后通过二极管及电容组成倍压整流得到较高直流电压。
(1) LCD液晶显示偏压电路
如图5所示,是爱立信788中文手机显示屏显示偏压生成电路,该屏正常工作时需要-5 V的显示偏压VLCD,而整机电路使用的是3 V左右的电压,-5 V的显示偏压VLCD产生过程是利用CPU D60095959696脚输出2.5 V左右的脉冲经倍压整流最后得到5 V左右的直流。95959696交替输出幅值约2.5 V的矩形脉冲U0,9696有脉冲时9595电压为零,该脉冲通过D1对C773充电,使C773充的电压为U0,通过D3使C770,C771上的电压为U0的一半,电容上的电压极性为左负右正;9595有脉冲时9696电压为零,该脉冲经D2对C770充电,由于此时C773左极板的电位是-U0故充电的结果是C770上出现2U0的电压,方向左正右负;9696脉冲到来9595电压为零,该脉冲又经D3对C771充电,由于C770右极板的电位是-2U0,故C771上会出现3U0的电压,并且方向是左负右正,所以下一时刻9696电位为零,C771左极板电位约为-3U0=-3×2.5 V =-7.5 V,因而C772经D4到C771的负极会有一放电电流,使C772上出现上负下正的电量,即电路的输出端对地是一负电压,由于每一只电容充电放电是交替进行的,经几个周期后,各电容上的平均电压会稳定下来,最终C772上的电压介于0与最大值-3U0之间,约为-5 V左右,当然输出电压的高低不仅与脉冲的高度有关也与脉冲的宽度有关,还与-5 V输出电流的大小有关。
(2) DC-AC-DC逆变升压电路
这种电路局部由低压直流供电,并产生自激振荡,在变压器的初级产生脉冲电流,若变压器设计成升压变压器,则次级就会输出更高的交流脉冲,该脉冲经倍压整流滤波后即可得到较高的直流电压。
如图6所示,是在小型电器中常用的DC-AC-DC直流变换电路。晶体管T与定时电容C,电阻R以及变压器Tr的初级带抽头的线圈L1,L2构成振荡电路,使T处于开关状态。故L2上流过的是直流脉冲,该部分使用的电源约为3 V,振荡电路工作后,L2上会出现峰值为3 V左右,频率约30 kHz的脉冲电压,波形如图7所示。
由于变压器次级匝数较多,故它是升压变压器,其次级会输出较高的脉冲电压,当然其频率与初级一样,后续电路为倍压整流电路,当脉冲的正半周到来时,方向上正下负,电压会经D1对C1充电,使C1上出现等于Tr次级峰值的电压,负半周到来时,电压方向相反,脉冲电压与C1上的电压之和经D2对C2充电,使C2上出现2倍的峰值电压,下一周期的正半周到来,次级电压与C1,C2上的电压合成后会经D3对C3充电,最终使C3上出现峰值的2倍压,经过n个周期后,除C1上为峰值的1倍压外其余均为2倍压,这样只要电路输出电流不太大,就可以确保从不同的位置取出峰值的1倍压、2倍压、…、n倍压的直流。
综合上述3种形式的升压电路,它们都是建立在电容储能后两极维持一定数值的电压这一基础之上。当单只电容上的电压达不到要求数值时,利用2只或2只以上的电容按一定方式进行组合,最终从电容器所在电路的某2点取出所需电压。但无论采取何种形式的变换电路,最后得到的较高电压其能量均是取自低压直流电源,即在遵从能量守恒的前提下电压转换只是电能表现形式的改变。
参考文献
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直流供电系统 篇2
在本研究中，TOAST分型构成比为：大动脉粥样硬化型(42.99%)最常见，小动脉闭塞型(21.95%)和心源性栓塞型(15.85%)，其他明确病因型(3.66%)最少;不明原因型占15.55%。OCSP分型构成比为腔隙性梗死型最常见，占36.54%，其次为部分前循环型(30.29%)和后循环型(19.71%)，而完全前循环型(13.46%)最少。
在OCSP分型中完全前循环型、部分前循环型、后循环型血清MBP水平升高，而腔隙性梗死型变化不明显;与腔隙性梗死型比较，完全前循环型、部分前循环型、后循环型有显著差异。且在完全前循环型、部分前循环型中血清MBP水平与NIHSS评分有较好的相关性。在TOAST分型中，心源性栓塞型、大动脉粥样硬化型、不明原因型的血清MBP含量升高，小动脉闭塞型变化不明显，与对照组比较，心源性栓塞、大动脉粥样硬化型差异有统计学意义。而心源性栓塞型NIHSS评分最高，其次为大动脉粥样硬化型，而小动脉闭塞型评分最低;与小动脉闭塞型比较，心源性栓塞型和大动脉粥样硬化型NIHSS评分差异有统计学意义。梗死面积越大，髓鞘破坏越重，神经功能缺损越重，NIHSS评分越高，预后越差。血清MBP水平可作为判断中枢神经系统损伤严重程度的特异性指标。
在Lp-PLA2基因突变分析中，脑梗死组Val279Phe基因型和突变等位基因频率显著高于健康对照组，Lp-PLA2基因Val279Phe存在994位点G→T错义突变，这种变化导致成熟Lp-PLA2基因第279为氨基酸残基的非保守性Val→Phe替换，引起酶活性的显著下降;提示该突变可能是江苏省汉族人脑梗死的遗传学因素之一。而Ile198Thr基因型和突变等位基因频率与健康对照组无差异，定点
基因突变分析表明Tyr205、Tyr115和Leu116是Lp-PLA2链接到LDL颗粒的重要部位，Lp-PLA2与HDL和LDL牢固结合，这种调节可能调节血浆氧化磷脂浓度，并保护LDL不被氧化修饰和巨噬细胞的内摄作用。Ile198Thr突变临近Tyr205位点，其可能影响Lp-PLA2与LDL的连接，影响氧化磷脂降解;提示该突变与江苏省汉族人脑梗死无显著相关性。
直流系统接地故障及处理分析 篇3
关键词：发电厂 直流系统 维护 故障处理
中图分类号：TM91文献标识码：A文章编号：1674-098X（2014）03（b）-0213-01
1 直流系统的作用
目前在发电厂和变电站中，其直流系统主要为控制、信号、继电保护、自动装置和远动通讯装置等提供直流电源，确保其电源的可靠性。而且还可以为事故提供照明电源，为操作提供操作电源，所以其在发电厂内有着非常重要的作用。具有一个稳定的直流系统，是确保发电厂安全运行的关键。
2 直流系统的构成
目前在发电厂和变电站内，相控型充电装置已开始全面的被高频开关模式所取代。高频开关电源模式自身具有较多的优点，不仅实现了高效的充电率，而且易于操作，很少发生故障，而且在带电情况下可以进行插拔，维修上非常便利。 直流系统主要由充电模块、监控单元、直流馈电单元、降压单元、绝缘监测、蓄电池组等组成。由多个高频开关电源模块可以组成一台完整的充电柜，所以即使单个充电模块发生故障时，临时情况下可以利用备用的充电机模块来进行代替，然后对故障模块进行处理后，即能重新投入运行。
直流系统内的充电模块和蓄电池组都依靠监控单元来进行指挥，所以可以说监控单元作为指挥系统，不仅能够通过对参数设置来实现控制，而且还可以对故障进行有效的监视，一旦有故障发生时，则会在第一时间内将故障信息进行上传，从而更便于运行人员能够在第一时间发现，及时进行处理，确保系统运行的稳定性。
3 直流系统的主要故障及预防和处理原则
直流系统故障主要有充电模块故障、监控单元故障、绝缘监测装置故障、蓄电池故障、直流系统接地故障等。目前在直流系统中的充电部分是由多个模块组成的，而且冗余较大，所以即使充电部分发生故障，对直流系统的影响也不是很大。在直流系统运行过程中，由于其网络较为庞大，而且处于较复杂的运行环境下，这就导致发生直流接地故障的可能性变大，这是一种最为常见的故障，而且处理起来也较为困难，会对直流系统的运行带来较严重的影响，所以加强对直流接地故障的预防和处理是当前直流系统维护的主要工作内容。
3.1 日常巡查
为了保证直流系统运行的稳定性，则需要在日常巡查工作中，加强对三相交流输入电压、运行噪声、保护信号、直流输出电压值和电流值、充电模块的输出电流、正负母线对地绝缘和通讯装置等是否处于正常运行状态进行检查，及时发现异常情况并及时进行处理。随着技术的发展，目前充电模块上都具有监控系统和定时均充等功能，所以需要在平时检查中对充电模块自动均充定期、充电电流和充电电压进行检查，同时做好相关的记录。
3.2 监控系统故障
监控系统内部结构较为复杂，而且集成性较高，直流系统中的告警信息都是由监控系统来进行记录的，通过监控器可以实现查询，所以对于这样的复杂和高集成化的系统，一旦内部元器件发生故障，则需要由设备的制造厂家来进行处理，不需要技术人员来进行。
如果受直流系统的工作环境和操作过程影响，少数情况下外界干扰或监控内部硬件“瞬间故障”，可能造成系统误告警或监控死机现象。出现无法自动恢复的软件故障，可通过系统菜单中所提供的“初始化”功能对监控器进行重新设置，需注意的是初始化后，系统参数必须重新输入。所以，系统调试开通后，应记录下所需的参数设置。如“初始化”无法排除系统故障，则必须将其退出运行，由厂方专业人员进行检查修复。另外一种方法是可将装置工作电源长时间断开，然后，再进行上电，这种方法对于死机的现象一般能够恢复正常。
3.3 蓄电池故障的预防
蓄电池在运行过程中受温度的影响因素较大，一旦所处环境温度不适宜，则会直接影响到蓄电池的使用寿命。所以需要确保蓄电池组室的良好环境，需要安装空调，使温度始终控制在25℃左右，从而保证蓄电池充分的发挥其使用效能，确保其使用寿命。所以在进行日常检查时，需要对蓄电池的连接片、壳体、极柱、安全阀、绝缘电阻、温度等进行检查，确保其无异常情况发生，另外在检查时还需要对单只蓄电池的电压和电阻进行检查，确保其处于正常的状态。
3.4 直流系统接地故障的处理
3.4.1 直流系统接地故障处理步骤
（1）当时有检修工作、易受潮或正进行操作的回路；（2）选可疑或经常易接地的回路如高低压动力、机炉事故音响、热工回路；（3）变压器及重要设备的控制回路；（4）绝缘水平低、存在设备缺陷及有检修工作的电气设备和线路进行检查，是否有接地情况；（5）拉开直流照明电源开关；（6）拉开断路器合闸电源开关；（7）拉开断路器操作电源开关；（8）检查蓄电池、硅整流装置及充电机回路是否有接地现象；（9）当发现某一专用直流回路有接地时，应分别断开各分支路的操作直流开关，找出接地点，并进行处理。
3.4.2 直流系统接地故障处理过程中的注意事项
（1）当直流系统发生接地时，禁止在二次回路工作。（2）检查直流系统一点接地时，应防止直流回路另一点接地，造成直流短路。（3）禁止使用灯泡寻找接地点，以防止直流回路短路。（4）在接路寻长直流接地前，应采取必要措施，防止因直流电源中断而造成保护装置误动作。（5）使用仪表检查接地时，所用仪表的内阻不应小于2000欧伏。（6）在寻长和处理直流接地故障时，必须有二人进行。（7）防止保护误动：一般的保护装置出于反措的要求一般都有防止直流电源消失保护误动的措施，对重要设备或新投产不久的设备，事先要采取措施，如申请调度断开保护跳闸压板。（8）做好事故预想：拉路或取控制保险时，应事先通知值班人员，做好事故预想，以防开关误跳或出现其它异常情况。如取交流低压电机控制保险时，若合闸接触器保持接触不良，则会造成接触器释放。值班人员发现设备跳闸或自投应立即处理。
3.5 直流接地选线装置监测法
该装置能在线监测，随时报告直流系统接地故障，并显示接地回路编号。但该装置只能监测直流回路具体接地回路或支路，无法定位具体的接地点；受监测点安装数量的限制，该装置很难缩小接地故障范围，且必须进行施工安装，不便于旧系统的改造；此类装置还普遍存在检测精度不高、抗分布电容干扰差、误报较多的问题。
4 结语
目前我国电力系统发展的速度不断加快，随着规模的不断扩大，电力系统开始向超高压和大容量的方向发展，这就更需要确保直流系统运行的稳定性，所以加强对直流系统的维护工作更具有重要性，所以在现有条件及实践经验下，建立一套完整的电厂直流系统维护模式已势在必行。
参考文献
[1]张大东，张金彪，张晓梅.发电厂、变电站直流系统接地的危害及查找、处理方法[J].科技信息，2010（23）.
办公用光伏直流供电系统研究 篇4
在日常生活中,很多电器设备都是由直流供电或者可以转换为由直流供电的。随着这些设备的不断增加,直流供电的优势不断显现,人们开始重新关注直流供电的前景。在交流供电模式下,它们多使用适配器( AC/DC) 或充电器为其提供相应直流电压等级的电源,这样不仅增加了设备投入而且降低了电能的利用效率。太阳能光伏发电是一种将太阳能转化为直流电的发电方式,为了适应传统供电模式供电的需要,一般要将其逆变为交流电为负载供电。但是,随着直流负载的增多,我们完全可以直接利用光伏直流为其提供供电电压,这样就可以节省光伏逆变的硬件成本和电能损耗。文献[1]指出随着光伏发电等直流发电技术的发展,直流供电和直流负荷不断增多将是未来电力发展的一个方向。文献[2]说明了相对于交流供电而言直流供电可以大大减少用电设备交直流转换的次数,有利于减少电能损耗,提高电能的利用率,仅此一项就能减少10% - 20% 的能耗。文献[3]针对车载直流电源环境下笔记本供电设计了一种基于开关电源的DC/DC适配器,具有一定的实用性。
1 光伏发电的特点
光伏发电是分布式发电的一个重要发展环节,它的特点非常鲜明。从能源的角度来说,太阳能不仅总量巨大,取之不尽用之不竭,而且清洁环保,无污染; 从发电设备上来说,光伏发电设备由太阳能电池板、蓄电池、逆变器等静止模块构成,便于维护,而且不产生噪声; 从建设安装的角度来说,光伏发电设备规模可大可小,可就近安装,可以节省输配电设备,而且施工周期短,节省施工费用。
太阳能光伏发电依靠光伏电池把太阳能转化为电能,太阳能光伏电池的P - U( 功率- 电压) 输出特性见图1。
由图1 可以看出,光伏电池是一种直流电源。在不同的光照强度下,随着输出电压的变化,其输出功率是不断变化的,因此它是一种不稳定的直流电源。为了实现光伏并网和独立运行,我们一般要对其进行DC/DC变换,然后进行DC/AC逆变。在控制策略上一般采用最大功率( MPPT) 跟踪控制,使光伏电池工作在最大功率点附近［4］。最大功率跟踪( MPPT) 实质［5］上是一个动态自寻优过程,通过对当前输出功率与前一时刻功率的比较,舍小存大,再检测,再比较,周而复始,从而使得阵列动态工作在最大功率。目前常用的MPPT算法有定电压跟踪法( CVT) 、扰动观察法、电导增量法、模糊逻辑控制等算法［6］。
随着国家对太阳能光伏发电发展的大力支持,光伏建筑一体化正在快速发展。所谓光伏建筑一体化是指将光伏系统与建筑相结合,利用太阳能发电来提供建筑自身用电或并网为电网供电［7］。由于缺乏直流家用电器,在家庭中使用直流供电系统还有很长的路要走。但是在直流负荷集中的区域,如: 办公楼等场所,可以考虑采用光伏直流取代传统交流对直流负荷进行供电。
2 常用数码电器后级供电电路分析
不同的直流负载具有不同的供电电压的要求。下面我们将就笔记本电脑、台式电脑、手机、数码相机、MP3 等不同负载的供电电压要求进行分析。
2. 1 笔记本电脑的供电电压
通过对国内笔记本电脑市场占有率较高的联想、惠普、戴尔、宏基、华硕等品牌系列产品的适配器输出电压调查发现,绝大多数适配器的输出电压标示为18. 5 V、19 V或20 V,少数较旧或已经停产机型有16 V或15 V。
由于笔记本电脑为比较精密的设备,并且电脑内部各功能模块所需要的供电电压也有所不同,如CPU、显卡、DDR2 内存等模块供电电压一般为1. 2 V - 2 V、1 V、1. 8 V。
当笔记本电脑有适配器接入时,将通过适配器向系统供电,如果电池未满充则通过充电电路对电池充电,同电源控制电路相连的几个子模块都会从适配器获得供电电压,由于笔记本电脑各模块所需电压精度较高,同时需要较完善的保护,一般采用专用电源芯片对各模块提供精确电压及保护。其供电电路如图2所示［8］。
图2中各模块功能如下:充电控制电路的作用是对锂电池进行充电管理,对锂电池进行切换工作; 系统供电电路主要为主板上的控制、逻辑芯片提供工作电压,还可以作为待机电源; 芯片组供电电路则为笔记本电脑南北桥芯片提供电能; 内存供电控制芯片、显卡供电控制芯片、CPU供电电路主要为相应的供电模块提供合乎要求的电能。
经过对上述供电电路通常所采用的几十种控制芯片的调查发现,其所采用的芯片,以MAX系列芯片为主,此外还有LTC系列等,它们都具有很宽的输入电压范围,其最低工作电压都在8 V以下,最大工作电压都在25 V及以上,某些型号能达到36 V甚至更高。
调查还发现,笔记本电脑内部芯片一般都采用PWM脉波调制稳压,因此输入电压等级的变化不至于导致较大功耗的产生。而且笔记本电脑应用的电容器、MOSFET都有很高的耐压值,通常为几百伏。
结论: 笔记本的电源接口芯片通常具有很宽的电压输入范围,输入电压在一定范围内的差异一般不会影响其工作的稳定性。
2. 2 台式电脑后级供电电路
台式电脑主机一般采用专用开关电源供电,开关电源后级输出电压等级一般为+ 3. 3 V、+ 5 V、- 5V、+ 12 V、- 12 V、+5 VSB。 其供电结构框图如图3 所示。电脑液晶显示器内部也是由直流实现供电,其后级供电电压一般为+ 12 V。从以上分析来看,只要配备单输入、多输出DC / DC变换电路为台式电脑提供+ 3. 3 V、+ 5 V、- 5 V、+ 12 V、- 12 V直流电,则台式电脑可以使用直流供电。由于台式电脑内部很多器件需要一定的工作电流,特别是CPU,它通常工作在大电流电路状态［9］,因此+ 3. 3 V、+ 5 V、+ 12 V电源需提供较大供电电流。
2. 3 手机、数码相机、MP3 等后级供电电路
手机、数码相机和MP3 等可充电设备一般使用一块锂电池作为电源,锂电池的标称电压为3. 7 V,其工作电压范围一般为3. 0 V ~ 4. 2 V。
锂电池由于其活性强,能量密度高,对其有比较严格的充放电管理要求。大多数锂电池充电电路使用市面上带有充电管理的集成芯片,外加少量外围器件构成,。所采用集成芯片都具有一定的电压输入范围,如MAX886、MAX888,其输入电压范围为2. 7 V ~ 12 V［10］。以手机为例,其充供电框图如图4所示。
从以上分析和图4 可以发现,一般充电数码设备其内部都有电源管理芯片,其输入电压有一定的允许范围。这就为设计统一的DC/DC充电设备提供了便利。
3 办公用光伏直流网及其控制策略
基于以上分析,对于绝大多数笔记本电脑,可以考虑用同一个电压等级为其供电;对于手机、数码相机、MP3 等使用一节锂电池作为电源的可充电设备,亦可以设计通用的适配器为其供电。对于台式电脑等其他设备,其供电电压等级过于复杂,亦需要专门的DC/DC变换器。基于光伏发电的直流供电网设计图如图5所示。
如图5 所示,光伏直流的供电系统由光伏电池模块,蓄电池模块和作为备用的大电网共同组成。由于直流负载无需无功功率,因此直`流母线电压的大小与各模块提供的有功功率多少的变化趋势是一致的。
3. 1 PV模块控制策略
PV模块作为主模块为系统提供电能,通过DC / DC电路实现在稳压与MPPT模式之间的自动转换,当PV模块所提供的功率大于负荷功率时,PV模块供电稳定直流母线电压Udc N,同时经Boost-BUCK电路向蓄电池充电; 当PV模块不足以提供足够大的功率时,PV将通过对输出功率P和电压V的判定搜索最大功率点,使其工作在MPPT模式下,系统电能的缺额将由其它部分补给。其控制原理图如图6 所示。
3. 2 蓄电池模块控制策略
为了保证系统能量平衡,蓄电池控制电路应该能自动判断其应该工作在哪种工作状态( 充电和放电) ,同时又对蓄电池构成保护,防止其过充和过放。为此,我们对蓄电池采用了双向DC/DC Boost-BUCK电路进行控制。当电池满充时关闭BUCK充电电路,当电池达到放电最低电压时,关闭Boost供电电路。当电池处于这两者之间的状态时,则通过实时监测母线电压来确定控制电路的工作状态。当直流母线电压满足控制要求时,BUCK电路进入工作状态,充电电流电流参考值Ib － Lref为充电电路提供参考;当直流母线电压低于控制要求时,Boost电路进入工作状态,放电电流参考值Ib － Href为放电电路提供参考。其控制流程图如图7所示。
3. 3交直流变换器控制策略
为了增强直流系统的供电可靠性,本系统中还设有联接直流母线和交流电网的AC / DC变换器。当直流系统电能不足时,由交流电网逆变向系统供电,维持直流母线电压稳定。其控制流程图如图8 所示。
3. 4 逆变器控制策略
为了兼顾对交流系统的供电,该系统设置了直流- 交流逆变环节。 可以在能量充足的情况下不依赖交流大电网,独立提供电能对交流负荷供电。其控制流程图如图9所示。
3. 5 直流母线电控制策略压
综上所述,本文所述光伏直流系统中包含PV模块、蓄电池模块、AC/DC模块和逆变模块,其中PV模块、蓄电池模块和AC/DC模块根据能量平衡原理,在负荷功率不同的情况下协调工作维持直流母线电压稳定。其在不同情况下的工作状态如下:
( 1) 当光照充足时,PV模块作为主供电模块向系统提供电压支持,维持母线电压稳定,电能由母线流向系统负荷及蓄电池,AC / DC模块处于关断状态;
( 2) PV模块供能不足时,蓄电池首先检测到母线电压下降,如果其不处于欠压状态,则Boost电路启动工作,由PV和蓄电池共同维持母线电压稳定,此时PV工作在MPPT状态,AC/DC模块关断。
( 3) 当PV模块和蓄电池不能为系统提供足够的电能时,AC / DC检测到母线电压下降启动,此时由这三模块协调工作共同维持母线电压稳定。
图7 中,直流母线额定电压为360 V,当对于对电压要求比较低的负荷,如: LED灯,可以通过直流母线直接对其供电,而对于电脑等网络设备,由于其对供电系统的要求比较苛刻,要求供电系统提供高质量的电源［11］,因此,即时直流母线电压等级合适也不建议直接供电,最好通过专门的稳压器或DC/DC变换器对其供电。
4 样机实验结果
本文所述系统基于MATLAB下建立了仿真模型,并开发出了样机( 见图10) 。样机分为太阳能光伏板、控制板、功率板和蓄电池组四个部分。太阳能光伏板的最大输出功率为6. 4k W,四组并联,实验时采用了其中一组,因此其最大输出功率为1. 6k W,其开路电压随光照的不同在250 V左右上下波动; 控制板采用TMS320F28335作为主控芯片; 功率板的IPM模块采用三菱公司的PM75B4LB060; 蓄电池采用松下LC--P12100ST( 12 V100A / H) 十块串联,因此其正常电压波动范围为120 V -138 V,实验时,采用了大功率放电电阻作为放电负载。
图11 所示为光照充足,PV模块作为主供电单元,稳定直流母线电压,同时向系统供电时,母线电压波形,PV模块电流波形、蓄电池充电电流波形和逆变模块输出的交流电流波形。由图11可见,直流母线电压能够稳定在360V,上下波动不大(3.9 V),光伏电池能够比较平稳的输出电流(此状态下其功率大约为1.2 k W),蓄电池能够获得比较平稳的充电电流(由于设置蓄电池放电电流为正方向,因此充电显示为负值),交流模块也能够输出平稳的交流电流。
图 11 直流母线电压、PV 模块电流、蓄电池充电电流波形和逆变器输出的交流电流波形
本样机通过DC/DC模块对LED灯,笔记本电脑等的供电作了测试,实验证明,只要电压符合要求,能够实现相应负载的平稳工作。
5 结束语
本文通过对日常办公用直流负载的供电系统研究,结合开发的仿真模型和样机实际验证,说明通过直流系统直接对这些负载供电具有较高的可行性。样机系统设计合理,能够实现直流电压的稳定,能够输出稳定的直流电流和交流电流,在直流负载比较集中的办公场所使用,有望提高电能的使用效率,具有较高的实用价值。
摘要：对办公场所常用电子设备笔记本电脑、台式电脑、手机和数码相机后级供电电路的结构进行了研究,分析了其使用直流供电取代交流供电的优点和可行性。在此基础上,提出了一种由光伏电池、蓄电池、AC/DC模块、DC/AC模块和直流负载组成的直流供电系统。光伏电池作为主供电单元通过直流稳压电路与直流母线相连,通过实时调节其输出功率,可以维持母线电压稳定;蓄电池模块通过双向Boost-BUCK电路与直流母线连接,可以根据母线电压的变化实时进行充放电控制;AC/DC模块作为备用与直流母线相连接,可以实时检测母线电压变化,决定其是否启动;DC/AC模块可以对一般的交流负荷供电;直流负载多通过DC/DC变换器与母线连接吸收电能。
关于直流系统参数设置的通报 篇5
直流系统排查整改情况奖励的通报
2014年3月，青河萨尔托海风电场在春季安全大检查活动设备专项检查中发现单节蓄电池电压偏低，蓄电池在较低电压状态下长期运行会对蓄电池组的使用寿命造成影响，经与厂家人员沟通了解，风电场直流系统装置的均充、浮充电压参数配置按照常规104块蓄电池配置，而我场所蓄电池组设计配置为108块。为了保证蓄电池组使用寿命、提高直流系统事故容量，经与厂家技术人员沟通后将蓄电池组的均充电压由245V改为252V，浮充电压由236V改为242V，更改后单体蓄电池电压在允许电压范围内，经跟踪观察设备运行正常。为表彰青河萨尔托海风电场的优秀表现，鼓励现场人员工作主动性、积极性，现对青河萨尔托海风电场进行嘉奖，奖励青河萨尔托海风电场5000元，望风电场全体人员，继续以“春季安全大检查”活动为契机，加大设备日常巡视检查力度，及时发现并消除隐患，保证风电场安全稳定运行。
华能新疆青河风力发电有限公司
直流电机PWM调速系统设计 篇6
[关键词] 直流电机PWM调速系统
直流电机由于具有速度控制容易，启、制动性能良好，且在宽范围内平滑调速等特点而在冶金、机械制造、轻工等工业部门中得到广泛应用。直流电动机转速的控制方法可分为两类，即励磁控制法与电枢电压控制法。励磁控制法控制磁通，其控制功率虽然小，但低速时受到磁饱和的限制，高速时受到换向火花和换向器结构强度的限制;而且由于励磁线圈电感较大，动态响应较差。所以常用的控制方法是改变电枢端电压调速的电枢电压控制法。调节电阻R即可改变端电压，达到调速目的。但这种传统的调压调速方法效率低。
随着电力电子技术的进步，发展了许多新的电枢电压控制方法，其中PWM(脉宽调制)是常用的一种调速方法。其基本原理是用改变电机电枢(定子)电压的接通和断开的时间比(占空比)来控制马达的速度，在脉宽调速系统中，当电机通电时，其速度增加；电机断电时，其速度减低。只要按照一定的规律改变通、断电的时间，即可使电机的速度达到并保持一稳定值。最近几年来，随着微电子技术和计算机技术的发展及单片机的广泛应用，使调速装置向集成化、小型化和智能化方向发展。
一、PWM信号发生电路设计
PWM信号发生器是由单片机和PWM脉冲发生电路两部分组成，其原理如图所示。PWM脉冲可由具有PWM输出口的单片机(如80C552，80C198等)通过编程产生，或者由单片机外扩8253来构成脉宽调制器，还可以采用PWM专用芯片。在实践中我们采用通用集成电路4585和4040设计了一种专用的PWM的脉冲发生电路。当l2位二进制串行计数器u4(404o)的RST引脚为“1”高电平)时，Q2-Q9均为“0”(低电平)。当RST为“0”时，CLK引脚每来一个脉冲，计数器加l。当系统晶振频率为12MHz时，Q2-Q9由全“0”变为全“l”的时间为42.5μs。2片4位数值比较器U2，U3(4585)串联组成8位数值比较器，其A组输入端接U4的Q2-Q9，B组输入端由U1的P1口送入预置数N。当A组输入小于B组输入时，U2的l3脚输出低电平，否则U2的l3脚输出高电平，这样在U2的l3脚就产生了脉冲信号，其占空比为(256-N)／256，周期为42．5μs。这里U1选择美国ATMAL公司的AT89C2051，其芯片结构和指令系统与5l系列单片机兼容，内部有2KB闪速存储器，无需外扩EPROM，而且仅有20条引脚，管脚排列参见图。该芯片市场价格便宜，具有良好的性能价格比，特别适用于小型经济型控制器。在本系统中，由U1的Pl口向8位数值比较器U2和U3传送预置数N，改变N就可以改变PWM脉的占空比。
二、直流电机速度闭环控制软件实现方法
u1的P3.3，P3.4分别接升速按钮s1和降速按钮s2。当s1键按下时，将送到P1口的预置数N减1以增大PWM信号的占空比；当s2按下时，将N加1以减小PWM信号的占空比。
在进行软件编程时应加入键盘去抖、速度限幅等处理程序。系统采用计时法测量电机转速。电机的输出轴装有测速盘，其上沿圆周方向均布32个孔，采用透射式光电传感器，其输出信号经施密特触发器整形后输入2051的P3-2口。每当转至小孔处，光电传感器接收到信号，引起2051外部中断。2051的定时器T1设定为16位定时器方式，初始化TH1，TL1为#00H。在外部中断程序中启动定时器T1，然后中断返回。当下一个外部中断到来时，读取TH1，TL1的值，即两孔间电机运行时间t。依据系统的机械结构尺寸，通过计算得出电机各档速度下的T值，组成速度一时间表。当电机处于某档速度时，测量所得到的t值，如比较从速度一时间表中查出的T值大，则说明电机速度比设定的低，此时可通过增大PWM脉冲的占空比提高电机的转速，反之，则通过减小PWM脉冲的占空比提高电机的转速。这样通过软件编程，就实现了直流电机的速度闭环控制。实践中，应采用数字滤波去除抖动或外部干扰的影响。
三、结论
本系统控制原理成熟可靠，运行稳定。该系统是基于现代电力电子技术，采用PWM控制技术构成的无级调速系统，启停时对直流系统无冲击。工作安全可靠、维护量小，从而确保了系统的安全运行。
参考文献:
[1]左玉兰马宗龙:直流电机调速系统的单片机控制[J]．集成电路应用，1999
[2]王福瑞:单片微机测控系统设计大全[M]．北京:北京航空航天大学出版社,1999
[3]王兆安黄俊:电力电子技术．机械工业出版社,2000
[4]莫正康:电力电子应用技术.机械工业出版社，2000
直流供电系统 篇7
高压直流输电技术根据采用电力电子换流器的类型可分为基于电网换相的常规直流输电系统LCC-HVDC(Line Commutated Converter based High Voltage Direct Current)和基于电压源换流器的柔性直流输电系统VSC-HVDC(Voltage Source Converter based High Voltage Direct Current)。现阶段,常规直流输电技术已较为成熟,其电压等级高、输送容量大,主要用于远距离大规模输电或异步联网。与常规直流相比,柔性直流控制更为灵活,其可以完成有功功率和无功功率的独立控制,且对交流电网具有较好的动态无功支撑能力,非常适用于大规模新能源电能并网。与常规直流相比,柔性直流电压等级较低,传输容量相对较小[1,2,3,4,5,6,7,8]。
根据柔性直流和常规直流各自的特点,在大规模新能源汇集和外送系统中,极有可能出现一种新型的柔性直流与常规直流互联的输电系统。对于柔性直流和常规直流同时存在的混合输电系统,已有较多文献进行了研究,主要关于2种直流的运行特性、相互间的影响以及故障后的恢复策略等[9,10,11,12,13]。文献[9]研究了无源网络中通过VSC-HVDC启动LCC-HVDC的方法,并设计了双馈入直流输电系统(DoubleInfeed HVDC)控制策略,使整个输电系统具有良好的动态和故障恢复能力;文献[10]定量分析了VSC-HVDC对LCC-HVDC的影响,结果表明VSC-HVDC可以有效提高LCC-HVDC的最大有功功率传输,减小暂态过电压,降低LCC-HVDC换相失败风险。
上述研究主要针对VSC-HVDC和LCC-HVDC并联馈入型结构,本文则着重研究VSC-HVDC和LCC-HVDC互联输电系统,这种输电系统主要用于大规模新能源的汇集及外送,而新能源基地通常交流强度较弱。因此,本文着重考虑送端系统可能存在的功率不平衡问题,提出2种直流间的协调策略,充分利用直流系统可控性强、响应速度快的特点,有效提升整个输电系统的安全稳定性。
1 VSC-HVDC和LCC-HVDC互联输电系统结构及特点
为了研究方便,将VSC-HVDC与LCC-HVDC串联输电系统简化为图1所示结构。其中,VSC-HVDC由于可控性强、动态调节能力好,通常被用于大规模风电、光伏基地本地电能的并网和汇集,而LCC-HVDC由于送电规模大、输送距离远,被用于大规模功率由电源基地到受端负荷的输送。
本文所研究的VSC-HVDC与LCC-HVDC互联输电系统包括以下重要特点。
(1)功率流向。通过VSC-HVDC将新能源进行汇集,并和本地交流电网共同为LCC-HVDC外送直流供电。
(2)交流强度。由于新能源基地常常位于电网结构较为薄弱的地区,因此本文研究的拓扑结构中所考虑的本地电网为弱交流系统。
(3)地理位置分布。由于功率汇集的主要目的在于外送,因此考虑VSC-HVDC传输功率不再经过远距离交流网络传输,即VSC-HVDC逆变站与LCC-HVDC整流站位置较近。
(4)VSC-HVDC送端所联交流系统有功调节能力。由于在新能源电厂参与电网功率调节领域已有较多研究成果[14,15],因此本文认为VSC-HVDC送端所联交流系统是具有有功调节能力的。
若2种直流输电系统均采用常规控制器,则整个送出系统中功率的平衡主要依靠本地弱交流电网,而新能源出力随机性较强,仅仅依靠弱交流电网的调节难以保证系统的安全稳定裕度。因此,本文从有功平衡及无功平衡两方面考虑,设计能提高送出系统区域1内稳定性的VSC-HVDC及LCC-HVDC附加控制策略。
2 VSC-HVDC和LCC-HVDC有功附加控制器设计
本文所研究的输电系统中2种直流系统的基本控制策略分别为:LCC-HVDC整流侧采用定电流控制,逆变侧采用定熄弧角控制;VSC-HVDC整流侧采用定有功功率及定交流电压控制,逆变侧采用定直流电压和定无功功率控制。
2.1 有功附加控制器设计
忽略功率传输过程中的损耗,正常运行情况下,根据功率平衡,有:
其中,PLCC为LCC-HVDC外送功率;PVSC为VSC-HVDC向区域1中注入的功率;PG为本地电网向区域1注入的功率。LCC-HVDC和VSC-HVDC在采用常规控制器时保持有功功率恒定。因此,当区域1内出现有功功率不平衡时,系统的频率稳定只能依靠本地电网PG的调节。如果本地系统的调频能力较小,会导致功率波动情况下系统频率偏差过大甚至频率失稳,则这种情况下系统的运行可靠性难以得到保证。基于此,提出LCC-HVDC及VSC-HVDC有功附加控制器,以提升送出系统有功功率平衡能力,维持频率稳定。附加控制器结构框图如图2和图3所示[16,17]。
图2和图3中2种直流系统主控制器分别为LCC-HVDC的定电流控制器以及VSC-HVDC的定有功功率控制器。在附加控制器中,Δf为区域1内的频率偏差信号,Δf=f-fref,K1、K2分别为附加控制器参数。为了避免附加控制器频繁动作,附加控制器还设置有死区环节。加入附加控制器后,2种直流系统的有功-频率特性如图4所示。
在本地电网、LCC-HVDC、VSC-HVDC均进行功率调节的情况下,当注入区域1的功率存在波动ΔP时,有:
其中,KG、KLDC、KVDC分别为电网、LCC-HVDC以及VSC-HVDC的频率调节系数,其值等于各自有功变化量与频率变化量之比的绝对值。可以看出,有功附加控制的引入可以有效提升系统有功功率平衡能力,减小系统频率波动。
2.2 有功附加控制器的协调策略及工作原理
为简化分析,本地电网中仅考虑发电机调速器的功率调节能力,设调速器动作死区为[-Δf0,Δf0],LCC-HVDC有功附加控制动作死区为[-Δf1,Δf1],VSC-HVDC有功附加控制器动作死区为[-Δf2,Δf2]。
为了使设计的有功附加控制器协调工作,设置Δf0<Δf1<Δf2,则系统的有功功率调节可分为以下几个阶段。
阶段1:系统功率平衡,即PLCC=PVSC+PG,频率保持稳定。
阶段2:系统内出现不平衡功率,此不平衡功率可能来自本地电网负荷的增减、VSC送出功率的变化或者其他故障。假设本地电网失部分负荷,则区域1内出现过剩功率ΔP,系统频率增加。
阶段3:频率偏差超过Δf0时,发电机调速器开始作用,减小出力ΔPA以平衡缺失负荷ΔP,若系统可以稳定在新的平衡点f,f[50 Hz-Δf1,50 Hz+Δf1],说明负荷波动可由本地电网平衡,直流功率附加控制器不启动。
阶段4:若本地发电机进行功率调节后,系统频率超过50 Hz+Δf1,说明功率波动难以被本地电网平衡,则LCC-HVDC有功附加控制器启动。附加控制器根据区域1内频率偏差调整整流侧电流整定值,增大LCC-HVDC有功功率传输容量,以平衡区域1内的过剩功率。若此阶段系统频率可以稳定在f[50 Hz-Δf2,50 Hz+Δf2],则VSC-HVDC有功附加控制不启动。
阶段5:若在本地电网和LCC-HVDC有功附加控制器作用下频率依然上升超过50 Hz+Δf2,VSC-HVDC有功附加控制器启动。根据其有功-频率特性曲线,区域1频率上升时,VSC-HVDC在附加控制器作用下减小输送容量,进一步平衡区域1内的过剩功率。
当系统的不平衡功率消失时,各有功附加控制器的退出过程与上述5个阶段时序相反,VSC-HVDC附加控制首先退出,LCC-HVDC附加控制随后退出。系统频率从升高到恢复的整个过程中控制器的投切时序关系如图5所示。当系统内出现功率缺额时的分析与上述5个阶段类似,各控制器投切过程示意图与图5关于t轴对称,此处不再赘述。
3 VSC-HVDC与LCC-HVDC无功功率协调
LCC-HVDC在传输有功功率的同时,会消耗相当于40%~60%有功容量的无功功率,这部分功率通常由换流站的无功补偿装置及滤波器提供。因此,当LCC-HVDC进行有功功率调节时(输送有功功率变化时),为了维持换流站母线电压,无功补偿装置和滤波器需要进行相应的投切。无功补偿装置的投切是一种阶梯式不连续的调节方式,频繁投切滤波器不仅影响其自身寿命,更可能引起电压的大幅度波动。
在VSC-HVDC与LCC-HVDC串联系统中,由于VSC-HVDC具备无功控制能力,且其逆变站地理位置距离LCC-HVDC整流站较近,因此可以通过VSC-HVDC的无功调节能力在LCC-HVDC进行有功功率调节时为其提供无功支撑,起到稳定LCC-HVDC整流侧换流母线电压的作用。VSC-HVDC的这种调节方式相当于起到了静止无功补偿器(STATCOM)的作用,可以避免LCC-HVDC整流侧无功补偿装置的频繁投切。
为了实现上述目的,在VSC-HVDC逆变侧增加无功附加控制器,控制器如图6所示。
图6中,ΔU=U-Uref,Uref和U分别为LCC-HVDC整流侧换流母线参考电压和实际电压;Kv为无功附加控制器比例系数。当LCC-HVDC换流母线电压偏差ΔU越过死区[-ΔU0,ΔU0]时,无功附加控制器启动。若实际电压小于参考电压,VSC-HVDC按一定比例输出无功功率,反之,VSC-HVDC吸收无功功率。此外,为保证无功调节不影响有功功率的传输,对附加控制器输出设置限幅环节。VSC-HVDC的无功-电压特性见图7。
VSC-HVDC无功附加控制器工作原理如下。
当LCC-HVDC进行有功调节,外送有功功率增加ΔP时,其换流站相应地需要增加无功功率ΔQ,若保持换流站内无功补偿装置不投切,则换流母线电压下降ΔU,当电压跌落超过VSC-HVDC无功附加控制器死区时,VSC-HVDC调节逆变侧定无功功率控制器整定值,增大无功功率输出,维持LCC-HVDC换流站母线电压稳定。当LCC-HVDC外送有功功率减少时,通过类似的分析可知VSC-HVDC无功附加控制器同样可以维持LCC-HVDC换流站母线电压水平。
当系统内存在过剩功率时,各有功、无功附加控制器动作时序如图8所示。从上述分析可知,本文设计的VSC-HVDC和LCC-HVDC有功、无功附加控制器并不是单独存在的,两者协调配合可以有效提高送端系统频率及电压稳定性。
4 仿真验证
为验证本文所提VSC-HVDC与LCC-HVDC协调控制策略的有效性,在仿真软件PSCAD/EMTDC中搭建如图1所示的系统,其中LCC-HVDC采用单极输电方式。本地电网由7台参数相同的发电机构成,系统主要参数见表1—3(表3中电抗为标幺值)。
正常运行时,交流系统电压345 k V,频率50 Hz,本地电网出力600MW,VSC-HVDC输送容量400MW,两者共同向LCC-HVDC供电,LCC-HVDC传输容量1 000 MW,区域1内功率平衡,系统频率保持稳定。正常状况下的仿真结果如图9所示。图中,f为区域1频率信号。
为验证本文所提LCC-HVDC和VSC-HVDC功率附加控制器的效果,仿真设置2 s时VSC-HVDC输送容量由400 MW降低至250 MW。VSC-HVDC和LCC-HVDC均无附加控制时,仿真结果如图10所示。
由图10可以看出,VSC-HVDC输送功率减小后,区域1内出现150 MW功率缺额。由于LCC-HVDC、VSC-HVDC均采用定功率输送,因此功率缺额全部由本地电网承担,而本地电网强度较小,调节容量有限,因此系统频率持续下降,最终崩溃。
在LCC-HVDC和VSC-HVDC中加入有功附加控制器,控制器主要参数如表4所示,仿真结果如图11所示。
由图11可以看出,加入附加控制器后系统可以保持稳定,频率最终维持在49.43 Hz左右。这是因为当系统频率下降时,LCC-HVDC和VSC-HVDC共同作用,通过调节自身传输容量与本地电网一起平衡区域1内的功率缺额。系统稳定时,本地电网出力由原来的600 MW变为692.5 MW,增加出力92.5 MW;LCC-HVDC输送容量由1 000 MW变为965 MW,减少外送35 MW;VSC-HVDC输送容量由250 MW增加至272.5 MW,增加输送22.5 MW。在有功附加控制器作用下,本地电网、LCC-HVDC、VSC-HVDC共同承担了系统150 MW的功率缺额,保证系统的功率平衡,提升了稳定性。
进一步分析各控制器动作时序,LCC-HVDC和VSC-HVDC有功附加控制器输出如图12所示(图中uL和uV为标幺值)。可以看出,在2.0~2.2 s的功率不平衡初始阶段,两附加控制器均未动作,系统依靠本地电网进行功率平衡。当频率偏差超过LCC-HVDC有功附加控制器动作死区后,依靠本地电网难以保证频率在合理范围内,LCC-HVDC附加控制器首先动作。2.2~2.5 s,LCC-HVDC有功附加控制投入后频率依然下降,超过VSC-HVDC有功附加控制动作死区,VSC-HVDC有功附加控制器开始动作。最终,本地电网、LCC-HVDC及VSC-HVDC共同配合,使系统保持稳定。
值得注意的是,VSC-HVDC和LCC-HVDC附加控制对于系统内不平衡功率的补偿量主要取决于两者输入频率偏差信号动作死区以及各自频率调节系数KLDC、KVDC的设置。若希望VSC-HVDC尽量保证自身功率传输,不参与功率平衡,可以增大LCC-HVDC调节系数KLDC,减小本身调节系数KVDC,增大本身输入信号频率偏差死区范围。
无功功率协调配合方面,若VSC-HVDC逆变侧仅采用常规定无功功率为0 Mvar,在进行有功功率平衡的同时,LCC-HVDC整流侧换流母线电压及VSC-HVDC逆变侧输出无功功率如图13所示。图中uLCC为LCC-HVDC整流侧换流母线电压,QVSC为VSC-HVDC逆变侧输出无功功率。
从图13中可以看出,在有功平衡的过程中VSC-HVDC逆变侧输出无功一直保持为0 Mvar,不考虑LCC-HVDC换流站本身无功补偿装置的投切,2.2 s后LCC-HVDC有功功率输送容量减小,而系统无功并没有相应地变化,因此LCC-HVDC整流侧换流母线电压升高至362 k V。
由于VSC-HVDC逆变站离LCC-HVDC整流站位置较近,因此可以发挥VSC-HVDC无功调节的能力,在其常规定无功控制器基础上增加无功附加控制器,以减小LCC-HVDC整流侧换流母线电压波动。加入无功附加控制器后,仿真结果如图14所示。
由图14可以看出,增加无功附加控制器后,当LCC-HVDC整流侧电压升高时,VSC-HVDC逆变侧吸收多余无功功率,以保证电压稳定在额定运行点。通过VSC-HVDC无功附加控制器的作用,LCC-HVDC整流侧换流母线电压最大幅值为358 k V,相比没有无功附加控制时减小4 k V,有效减小了LCC-HVDC整流侧换流母线电压的波动。
上述仿真说明本文所提的LCC-HVDC与VSC-HVDC有功附加控制可以共同提高系统有功平衡能力,同时VSC-HVDC无功附加控制器可以有效配合LCC-HVDC的有功功率调整,维持其换流母线的电压水平。
5 结论
a.本文针对一种新型的LCC-HVDC与VSC-HVDC互联输电系统,分别设计了LCC-HVDC和VSC-HVDC有功附加控制器。通过有功附加控制器改变直流的输送容量,可以有效提升系统有功功率平衡能力,改善频率稳定性。同时,通过设置合适的死区和控制器参数,可以使平衡功率在LCC-HVDC和VSC-HVDC之间合理分配,使两者协调运行。
b.考虑到LCC-HVDC本身不具备无功功率调节能力,本文还设计了VSC-HVDC无功附加控制器。当LCC-HVDC改变输送容量以维持系统内有功功率平衡时,VSC-HVDC无功控制器发出/吸收无功功率,起到STATCOM的作用,以改善LCC-HVDC整流侧换流母线电压稳定性。仿真表明本文设计的附加控制器对LCC-HVDC与VSC-HVDC互联系统内的有功、无功平衡具有较好的控制效果。
摘要：对一种新型的柔性直流与常规直流互联输电系统进行了研究,针对常规直流送端可能出现的功率不平衡问题,提出了常规直流和柔性直流功率附加器的协调控制策略。该策略通过2种直流有功附加控制器来提高区域内有功功率平衡能力,针对常规直流进行有功功率调节时换流站无功不平衡引起的电压波动问题,设计了柔性直流无功附加控制器。最后,通过仿真验证了协调策略的有效性,结果表明所设计的有功-无功附加控制器能够相互配合,有效提升整个系统的功率平衡能力。
直流供电系统 篇8
1 直流滤波器型式
直流滤波器包括无源和有源滤波器。无源滤波器型式有单调谐、双调谐、三调谐以及高通等之分。无源滤波器具有结构简单、可靠性高和维护方便等特点,但其频率特性易受电气元件老化等影响[6]。有源滤波器按照结构不同主要分为并联型、串联型两类。虽然有源滤波器具有滤波性能好和占地小等优点,但在实际直流工程中实现商业投运的不多,其技术尚不很成熟[7]。
1.1 单调谐滤波器
单调谐滤波器结构和阻抗特性如图1所示。单调谐滤波器的优点是结构简单,对单一次谐波滤除能力强,损耗和维护要求都比较低。缺点是当滤除多个谐波时需装设多组滤波器,如此占地面积、投资以及维护成本相应都要上升。随着技术与滤波器设计制造能力的提高,在新近的直流输电工程中,直流滤波器一般不再考虑装设单调谐滤波器。
1.2 双调谐滤波器
双调谐滤波器结构和阻抗特性如图2所示。双调谐滤波器[8]的主要优点是可以同时滤除两个特定谐波。与两个单调谐滤波器相比,只需一个高压电容器,占地小,投资少,损耗低,滤波器数量减少,便于备用和维护。主要缺点是谐振作用可能导致低压元件的暂态定值较高,并且由于电气元件数目较多,通常需要两组避雷器。双调谐滤波器在国内早期直流工程中得到普遍采用,如葛南、天广、三常和三广直流工程都采用了该种滤波器。
1.3 三调谐滤波器
三调谐滤波器结构和阻抗特性如图3所示。三调谐滤波器与双调谐滤波器相比,其优点更为突出,占地、投资更少,损耗也更低,也便于备用和维护。但现场调谐比较困难。国内新近的直流工程都采用该种滤波器形式。
1.4 有源滤波器
有源直流滤波器接线如图4所示。目前有源直流滤波器的研究仍然是热点,其发展前景也很好。如果控制器设计得当,以及相关技术满足要求,有源直流滤波器可有效消除直流侧谐波。但由于其技术尚不很成熟,我国天广直流工程采用了该种直流滤波器形式[9],但是运行情况并不理想,其相关技术有待进一步的研究。
2 直流滤波器设计原则和流程
直流滤波器的设计原则:在直流滤波器性能和定值得到满足的前提下,使直流滤波器的投资费用最少[10]。通常采用等效干扰电流来衡量直流滤波器的性能。
工程上确定直流滤波器参数和方案是一个不断试凑的过程[11]。首先,参考以往工程直流滤波器的参数,并结合经济性,确定滤波器的主电容值和所采用的滤波器型式,然后再计算直流滤波器的性能与定值等指标,校验滤波器配置是否满足要求。在直流滤波器性能得到满足的前提下,高压电容器的电容值越小越经济。在实际直流工程设计中,直流滤波器设计通常考虑1～50次谐波。
在初步选定了直流滤波器的型式、主电容值以及调谐次数之后,确定一组滤波器元件参数,然后计算各种运行方式下的各个负荷水平的滤波器性能,即等效干扰电流(Ieq)。若性能超标,则查看计算谐波结果,明确主要由哪次谐波引起的,然后调整直流滤波器元件参数,使对应次的谐波阻抗减小。如多次调整之后仍有负荷水平不能满足性能要求,则需改变调谐次数重复上述的过程。改变调谐次数仍不满足,则需考虑增大主电容值继续上述的过程。直流滤波器设计具体流程如图5所示。
3 双调谐直流滤波器参数设计方法
由之前的设计流程可知,为方便滤波器设计,在设计过程中需保持主电容值和调谐次数不变。1个基本双调谐滤波器和等效的2个单调谐滤波器结构如图6所示。
双调谐滤波器的导纳为:
2个单调谐滤波器导纳为:
由于两者等效,有:
经化简合并得:
为使式(4)在任何角频率下都成立,而且仅当a=b=c=d=e=f=g=0时,可得双调谐滤波器和2个单调谐滤波器储能元件之间的关系:
假设双调谐滤波器的调谐次数为N1,N2,ω0为基波角频率,则有:
为了获得一组初始的滤波器参数,可令Ca=Cb=C1/2,根据式(9)和式(10)求得La和Lb,然后由式(5—8)可得双调谐滤波器的L值和C值。
4 双调谐直流滤波器参数计算实例
设计1个基本的双调谐直流滤波器,假定调谐次数为N1=12,N2=24。主电容值C1=1.6e-6 F。针对该主电容值和调谐次数,应用第4节的参数计算方法,计算两组单调谐直流滤波器参数。
通过式(5—8),可计算获得对应的两组双调谐直流滤波器参数。
2组双调谐直流滤波器的阻抗特性比较见图7。
由图7可看出,两组滤波器主电容值和调谐次数一样,而工作特性的阻抗不一样,其结果是改变滤波器性能与定值。具备表现为,某些频率段阻抗有所改变,可起到调整特定频率段谐波的作用,使1～50次谐波综合等效干扰效果满足性能要求。因此,采用本文所述的调节方法,可保持双调谐滤波器的主电容值和调谐次数不变,方便调节滤波器参数,提高滤波器设计效率。参数具体如何优化选择,仍然是需要进一步研究的问题。
5 结束语
本文论述了直流滤波器的型式和设计原则,总结了直流滤波器设计流程。研究了一种基于等效原则,并适用于实际工程的双调谐直流滤波器的设计方法,推导了其相应的等效计算公式。该方法可有效提高直流滤波器的设计效率。本文仅重点研究了一种参数的调节方法,而如何具体获得最优的滤波器参数,有待进一步研究。
摘要：论述了高压直流系统直流滤波器设计的原则和具体流程,并以双调谐直流滤波器设计为例,研究了一种适用于工程实际的直流滤波器设计方法,推导了双调谐滤波器与两个单调谐滤波器等效的数学表达式。通过调整两个等效单调谐直流滤波器的参数,进而设计出满足要求的双调谐直流滤波器。根据该设计方法,可以方便地调整双调谐直流滤波器的参数,并能保持双调谐滤波器的主电容值和调谐次数不变,节省了直流滤波器设计时间,提高了效率。最后,通过一个计算实例,验证了本文所述设计方法的有效性。
关键词：高压直流输电,直流滤波器,双调谐滤波器,性能计算,定值计算
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直流供电系统 篇9
多端直流输电系统由3个或3个以上的换流站及连接换流站之间的高压直流输电线路组成[1,2]。与两端直流输电系统相比,多端直流输电系统能够实现多电源供电、多落点受电,输电方式更为灵活、快捷;但由于其控制保护、设备制造等更为复杂,许多关键问题尚未得到合理解决[3,4,5,6,7,8,9,10,11]。多端直流输电系统在大扰动下的性能研究,主要可分为交流系统故障和直流侧故障两大类[12]。中国大容量远距离直流输电系统中,直流侧故障约占直流系统故障的50%[13]。为了快速清除直流侧故障,减轻直流系统直流侧故障对交流系统的影响,多端直流输电系统有必要装设直流断路器。但从目前发展状况来看,虽然直流断路器的研发测试已经取得了较大的突破,但尚未在工程中广泛使用[14,15]。因此,在不使用直流断路器的情况下,研究多端直流输电系统直流侧发生故障时的控制策略与保护措施,提高交直流输电系统的运行稳定性,具有十分重要的意义。
本文根据多端直流输电系统的运行特性,采用常规交流断路器代替直流断路器[16],利用PSCAD/EMTDC软件建立了双极四端直流输电系统仿真模型,提出了四端直流输电系统在直流输电线路不同故障点下的控制保护策略及其动作时序。
1 测试系统结构
多端直流输电系统由多个换流站和多条直流输电线路组成,根据运行条件和工程设计要求,可以采用不同的拓扑结构和接线方式。并联放射式的双极四端直流输电系统结构如图1所示,包括2个双极12脉动整流站(整流站Ⅰ、整流站Ⅱ)和2个双极12脉动逆变站(逆变站Ⅰ、逆变站Ⅱ),每个换流站由交流滤波器、换流变压器、12脉动换流器、平波电抗器、直流滤波器和接地极构成。整流站Ⅰ与整流站Ⅱ之间的距离为500km;整流站Ⅱ与逆变站Ⅰ之间的距离为1 000km;逆变站Ⅰ与逆变站Ⅱ之间的距离为500km。
2 控制系统模型
本文所述的多端直流输电系统是两端直流输电系统的简单扩展,因此可沿用两端直流输电系统的控制结构与策略。基于国际大电网会议(CIGRE)直流输电标准测试系统控制方式,图1所示的四端直流输电系统将逆变站Ⅱ用于控制系统直流电压,采用定关断角与定电流控制;逆变站Ⅰ配置定电压与定电流控制以及定关断角与定电流控制2套可切换控制方式,其中定电压控制用于电压限幅;整流站Ⅰ和整流站Ⅱ采用定电流控制和最小触发角限制。一般工况下,逆变站Ⅰ采用定电压与定电流控制,此时系统各换流站控制特性如图2所示。当因一些系统故障引起逆变站Ⅱ闭锁时,为保证系统始终有一个换流站控制直流电压,逆变站Ⅰ的控制方式将切换至定关断角与定电流控制,用于控制直流电压。
多端直流输电系统需要多个换流站同时控制直流电流,因此有必要设计一个上层控制器来计算和分配电流指令。设计的基本原则为所有换流站电流指令之和为0,即∑Iord=0。每个换流器所存在的直流电流限制很可能影响上述设计原则,设计过程中,特别需要将其考虑在内。上层控制器的结构框图如图3所示[5],其中:IrecⅠ,IrecⅡ,IinvⅠ和IinvⅡ分别表示整流站和逆变站的直流电流指令变量;IorecⅠ,IorecⅡ,IoinvⅠ和IoinvⅡ分别表示整流站和逆变站直流电流指令的给定值;直流电流指令比例系数Ki(i=1,2,3,4;∑Ki=1)可以根据各换流站的交流系统强度和功率裕量变化[6];由于限幅环节的存在,整流站直流电流整定值的总和与逆变站的直流电流值可能存在不平衡,采用积分反馈方式可消除这种不平衡。
3 直流侧故障时的控制保护策略
图4给出了双极四端直流输电系统简图,每个换流站分别表示四端系统每一端的正负极换流站,S1,S2,S3,S4表示直流侧常规交流断路器。针对f1,f2,f3处分别发生暂时性故障和永久性故障的情况,本文提出了相应的控制保护策略。
3.1 直流线路暂时性故障
当f1,f2或f3处发生直流线路暂时性故障时,可采用相同的控制保护策略。具体控制时序如下:当检测到故障时,相应极的整流站Ⅰ和整流站Ⅱ的触发脉冲强制移相至120°~150°,转入逆变运行状态,经过一段无电流时间(0.2~0.5s)充分去游离后,解除强制移相并重启动。如果一次重启动失败,则表示故障仍然存在,再进行多次全压重启动和一次降压启动,全压重启动次数按照所连交流系统强度和直流系统承受能力确定。如果重启动次数超过所设定的次数,可认为是永久性故障。
3.2 直流线路永久性故障
本文以系统重启动次数为依据,将重启动次数少于设定次数的故障情况定为暂时性故障,多于设定次数的视为永久性故障。
3.2.1 AB线路内f1处发生永久性故障
当最后一次重启动失败时,将整流站Ⅰ和整流站Ⅱ的触发脉冲再次移相至120°~150°,当流过常规交流断路器S1的电流减小至0时,断开S1并闭锁相应极整流站Ⅰ的触发脉冲,常规交流断路器S2,S3,S4保持闭合状态。解除整流站Ⅱ的强制移相后,剩余的3个故障极换流站重启动。整流站Ⅰ所损失的功率可以由其余换流站的过载运行来补偿。
3.2.2 BC线路内f2处发生永久性故障
最后一次重启动失败后,将整流站Ⅰ和整流站Ⅱ的触发脉冲移相至大于90°的某个角度,待各换流站的直流电流和直流电压均降低至最小值时,先将故障极的整流站Ⅰ和整流站Ⅱ闭锁,再闭锁相应极的逆变站Ⅰ和逆变站Ⅱ。
3.2.3 CD线路内f3处发生永久性故障
判定为永久性故障后,将触发脉冲移相至120°~150°,当流过常规交流断路器S4的电流减小至0时,断开S4并闭锁相应极逆变站Ⅱ的触发脉冲,常规交流断路器S1,S2,S3保持闭合状态。解除整流站Ⅰ和整流站Ⅱ的强制移相后,剩余的3个故障极换流站重启动。
由于多端直流输电系统要求至少有1个换流站控制直流电压,因此在断开S4的同时将逆变站Ⅰ的控制方式从定电压与定电流控制切换为定关断角与定电流控制,使其控制直流电压。
4 仿真验证
本文运用PSCAD/EMTDC软件对图1所示的双极四端直流输电系统进行仿真。设置电流指令比例系数K1∶K2∶K3∶K4的值为1∶3∶2∶2;整流站Ⅰ、整流站Ⅱ、逆变站Ⅰ和逆变站Ⅱ的额定电流值分别为1kA,3kA,2kA,2kA,每极每站过载能力为33%。系统采用标幺制形式,直流电压和直流功率的基准值分别为800kV和800MVA;稳态下,整流站Ⅰ、整流站Ⅱ、逆变站Ⅰ和逆变站Ⅱ的直流功率标幺值分别为1,3,2,2。直流线路故障发生在t=0.1s时刻,触发脉冲强制移相角为120°。如果发生暂时性故障,设定0.3s作为线路去游离时间;如果发生永久性故障,故障发生后0.6s(包含一次重启动失败和去游离时间)故障极直流侧相应交流断路器动作。
4.1 直流线路暂时性故障的响应特性
当f1,f2或f3处发生暂时性故障时,虽然不同故障点在故障时刻对每个换流站引起的直流电流、直流电压以及功率的影响有所不同,但由于采用相同的控制保护策略,其响应特性基本相似。下面以f1处发生暂时性故障为例给出故障响应特性。图5为距离A端250km处发生暂时性金属接地故障时,故障极换流站的直流电压和直流功率,以及常规交流断路器上流过电流的响应特性曲线。从图5可以看出,t=0.1s发生故障后,直流电压和直流功率瞬时减小,流经直流侧交流断路器S1和S2的直流电流瞬间增大。当检测到线路故障后,两整流站触发角强制移相至120°,直流电流快速减小至0。经过0.3s线路去游离后故障极强制移相解除,故障极重启动,直流电压经0.1s基本达到稳定状态,直流电流和直流功率经0.35s重新回到稳定状态。故障恢复后,故障极每个换流站的输入/输出功率与故障前相同,直流系统的传输功率保持不变。从上述分析可以看出,当直流侧发生暂时性故障时,系统恢复速度较快,并且能够在不过载的情况下,满足系统功率传输要求,对整个交直流系统影响较小。
4.2 直流线路永久性故障的响应特性
4.2.1 f1处发生永久性线路故障时的响应特性
图6给出了距离A端250km处发生永久性金属接地故障时,故障极换流站的直流电压和功率,以及常规交流断路器上流过电流的响应特性曲线。从图6可知,t=0.1s发生故障后,直流电压和直流功率快速减小,流经整流站侧S1和S2的直流电流瞬间增大。当检测到线路故障后,两整流站触发强制移相,直流电流快速减小至0。经过0.3s线路去游离后故障极强制移相解除,但由于此时故障仍存在,导致重启动失败,再次触发强制移相。t=0.7s时,流过常规交流断路器S1的直流电流在零值附近有较小波动,在直流电流过零点时断开S1,将整流站Ⅰ和AB直流线路段与系统隔离。t=0.7s后,解除故障极强制移相并重启动,为保证功率的正常输送,同时尽量减少流经接地极的电流,上层控制器和极电流平衡控制器将自动分配各换流站电流整定值。重启动后经0.25s直流电压基本达到稳定,经0.5s直流电流和直流功率亦重新回到稳定状态。逆变站Ⅰ和逆变站Ⅱ输入功率分别达到2,整流站Ⅱ的输出功率则达到4,故障极在故障恢复后所传输的功率与稳定运行条件下相同,且各换流站均未超出过载限制。可见,在另一极输送功率不变的情况下,依靠故障极整流站Ⅱ在允许范围内的过载运行,可维持整个直流系统的输送功率基本不变。
4.2.2 f3处发生永久性线路故障时的响应特性
图7给出了距离C端250km处发生永久性金属接地故障时,故障极换流站的直流电压和功率,以及常规交流断路器上流过电流的响应特性曲线。从图7可以看出,t=0.1s后,系统检测到线路故障立即触发整流站Ⅰ和整流站Ⅱ的强制移相,直流电流快速减小至0。经过0.3s线路去游离后故障极解除强制移相,但由于此时故障仍存在,导致重启动失败,再次触发强制移相。t=0.7s时,流过常规交流断路器S4的直流电流为0,断开断路器S4,将逆变站Ⅱ和CD直流线路段与系统隔离。t=0.7s后,解除故障极强制移相并重启动,重启动过程中上层控制器和极电流平衡控制器将自动分配各换流站电流整定值。重启动后直流电压经0.15s基本达到稳定状态,直流电流和直流功率经0.45s重新回到稳定状态。整流站Ⅰ和整流站Ⅱ输出功率分别达到1和1.67,逆变站Ⅰ输入功率达到2.67。通过余下换流站和另一极的过载运行,整个直流系统的输送功率为6.67,输送能力仅下降16.6%,仍能较好地满足功率输送要求,有利于维持所连交流系统的稳定性。
摘要：在多端直流输电系统中使用直流断路器有利于故障的快速切除,但目前直流断路器的制造工艺尚不成熟,难以在工程中推广应用。文中在直流输电系统直流侧采用常规交流断路器作为直流断路器的替代方案,提出了一种针对多端直流输电系统直流侧故障的控制保护策略。利用PSCAD/EMTDC软件建立了±800kV双极四端直流输电系统仿真模型,并进行了仿真。仿真结果表明,基于常规交流断路器的多端直流输电系统控制保护策略能够实现系统故障后的快速恢复,较好地满足功率输送要求,有效提高所连交流系统的稳定性。
直流供电系统 篇10
工业技术的不断发展,在很大程度上得益于电机理论及其控制技术的不断发展。上个世纪80年代以来,电动机作为电能与机械能之间转换的重要设备,在国民经济的各个领域和人民日常生活中获得广泛应用。假如把电力传动或电力拖动设备视为一个整体,电动机则是整体的“心脏”,为这个整体的运转提供动力来源。在全球能源匮乏、降低能耗被提上各个行业发展趋势的大背景下,高效率、智能化电机技术将成为电动机行业发展的最终目标。
电动机按照工作电流分为直流电动机和交流电动机,与交流电动机相比直流电动机具有输出转矩高、功率特性好、调速稳定等优点,在一些高精度的需求场合直流电动机具有广泛应用。有刷直流电动机采用机械电刷改变各个绕组的电流方向,具有噪声大、易产生电火花及无线干扰等问题。针对有刷直流电动机弊端,1917年,Boliger提出以电子换相(整流管)取代机械换相(电刷)的技术,从此国内外学者开始对无刷直流电动机的本体及控制技术开展大量的研究工作。伴随电力电子技术的不断进步,大功率电力电子器件(GTR、IGBT等)相继问世,以及钕铁硼等永磁材料的应用,均为无刷直流电动机技术的高速发展奠定基础。如今无刷直流电动机技术集电机理论、变速机构、位置检测及控制理论等于一体,在航空航天、智能开关驱动机构、高精密机床执行元件、医疗卫生等领域具有大量应用。
1 BUCK变换无刷直流电动机模型
无刷直流电动机通常采用三相六状态120°导通的控制方式,在整个360°电角度一个周期内具有六种工作状态。绕组导通方式根据输出转矩优先原则,每个时刻三相绕组种的两个导通,BUCK变换控制方式下三相全桥驱动系统结构如图1所示。
在BUCK变换控制方式下,三相全桥中的6个功率管不需要进行PWM调制,在控制过程中仅起到换相作用。直流母线电压ud的表达式为:
式中:uin为BUCK变换器输入端的电压,D为BUCK变换器开关管的占空比。
无刷直流电动机的三相绕组平衡方程为:
式中:ua、ub、uc为无刷直流电动机三相绕组的相电压;ia、ib、ic为无刷直流电动机三相绕组的相电流;、R为无刷直流电动机三相绕组的相电阻;L为无刷直流电动机三相绕组的相电感;ea、eb、ec为无刷直流电动机三相绕组的相反电动势;un为中性点电压。
2 BUCK直流变换
根据输入与输出之间是否具有电气隔离可以将直流变换器分为直流变换器(无电气隔离)和有隔离直流变换器两种。根据使用功率管个数又可以将直流变换器分为单管直流变换器、双管直流变换器和四管直流变换器,其中单管直流变换器分为压降式(BUCK)直流变换器、升压式(BOOST)直流变换器、库克式(CUK)直流变换器、升降压式(BUCK-BOOST)直流变换器、瑞泰式(ZETA)直流变换器、赛皮克式(SEPIC)直流变换器等;BUCK直流变换器和BOOST直流变换器是最基础的直流变换器,其他形式的直流变换器都是从中派生而来的。
BUCK直流变换器是一种将输出电压转变成小于或等于输入电压的单管非隔离直流变换器。BUCK直流变换器的主电路由二极管D、开关管T、LC并联构成的输出滤波电路组成,电路图如图2所示。BUCK直流变换器电路的电源为电压源性质,负载为电流源性质,电路实现将直流电压Ui转变成较小的直流电压Uo的功能。
在分析BUCK直流变换器稳定状态下特性,对公式的推导过程进行简化,并作如下假设:
(1)电路中开关管和二极管为理想元件,能够在瞬间导通和截至,同时没有导通压降和截至漏电流;
(2)电感为理想元件,电感工作在线性未饱和区域,且寄生电阻为零;
(3)电感和电容为理想元件,电容的等效串联电阻为零;
(4)输出电压纹波系数低,纹波电压与输出电压相比可以忽略不计。
根据流过电感中的电流是否连续,BUCK直流变换器具有连续导电模式、不连续导电模式及临界模式三种工作状态。连续导电模式是指流过输出滤波电感的电流总大于零,不连续导电模式是指在开关管关断的期间内有流过输出滤波电感电流为零的情况。在连续导电和不连续导电两种工作方式之间有一个边界,称为电感电流临界连续状态,即在开关管关断的末期,输出滤波电感的电流刚好降为零。
BUCK直流变换器连续工作模式下开关管T导通,续流二极管由于反向偏置而截止,电容C开始充电,直流输入电源Uin利用电感L为负载供电。T导通过程,流经电感的电流iL线性增加,磁场的能量也不断增加。负载电阻两端电压Uo上正下负,流过的电流为io。BUCK直流变换器T导通时电路如图3所示。
在稳态分析过程中,假设输出滤波电容足够大,输出电压波形可以看成是平直的。因为稳态过程中电容的平均电流为0,所以BUCK直流变换器的电感平均电流与输出电路平均电流大体相等,即为io。在连续导电状态下电感的电流一直大于0,所以前一个周期结束到下一个周期开始的过程电流为连续的。BUCK直流变换器连续模式下的理论工作波形如图4所示。
3 BUCK直流变换仿真
根据BUCK直流变换器仿真需求,利用MATLAB软件SIMULINK模块中的PSB工具箱对BUCK直流变换器进行建模。PSB工具箱内部集成了很多电力系统器件模型,搭建的仿真模型与实际电路相似,为建模、仿真和数据分析提供便利条件。通过Multimeter、Bus Selector及Scope等模块对电压和电流信号进行检测、显示。搭建BUCK直流变换器仿真模型如图5所示,在含有开关管的MATLAB仿真模型中,为了获得较好的仿真效果和较快在仿真速度,通常选择刚性积分仿真算法。
BUCK直流变换器仿真输入电压为200V,输出电压50V,纹波电压为输出电压的0.2%,负载电阻为20Ω,对工作频率20k Hz进行仿真,结果如图6所示。图6从上向下依次是开关管门极触发脉冲、电感电压、电感电流、输出电压、开关管电流和二极管电流,各个波形与图4的理论波形规律一致。
4 结论
无刷直流电动机在国民经济的各个领域广泛应用,其驱动系统直流转换是控制系统设计必须考虑的问题。分析了BUCK直流变换器输出特性,利用MATLAB进行建模仿真分析,表明所建立模型的合理性,本文的研究内容对无刷直流电机驱动系统设计具有一定的参考性。
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火电厂直流系统的调试技术研究 篇11
关键词：火电厂；直流系统；调试
火电厂的直流系统是为给信号设备、保护、自动装置、事故照明、应急电源及断路器分、合闸操作提供直流电源的电源设备。直流系统是一个独立的电源，它不受发电机、厂用电及系统运行方式的影响，并在外部交流电中断的情况下，保证由后备电源——蓄电池继续提供直流电源的重要设备。
对直流系统进行调试，是保证集控室直流系统运行参数正常的重要手段，调试过程中要确定直流系统各保护参数、告警信号手否正确，确认均流特性是否符合厂家设计要求。
调试应由工程师及以上资格的调试人员负责，或具有调试同类装置经验的助理工程师负责。为保证试验数据的准确性和可靠性，同时为了安全考虑，应组成两人以上试验小组完成试验。
1.系统初调
1.1调试前准备
确定机柜内部无短路，用万用表检查交流输入端子，确定各端子之间无短路，否则必须查明原因并排除故障；初始化各开关状态，确定监控模块开关为断开状态，交流输入空气开关、模块交流输入空气开关、电池熔芯、控制回路和合闸回路空气开关均为断开状态；测算电池参数。
1.2初调交流电
通交流电，测三相电压并作记录，交流电压应在380±15%的范围内，如果超过范围，应先调整交流电；上电，看交流监视模块灯是否亮。
1.3系统模块送电
蓄电池充电时，合上蓄电池组充电，这时蓄电池组的电压表将会显示此时蓄电池组电压值。
2.直流电源微机监控系统调试
2.1控系统上电
当监控系统第一次上电时，系统开始自检，查询各功能模块的工作状态，传递初始化参数，显示当前时间及软件版本信息等。
2.2显示界面组成
显示界面由上电自检画面、主运行画面及多个参数设定显示画面构成。主运行画面主要显示运行时各主要参数状态，如整流器输出电压、电流，当前电池组容量，电池组输出电压、电流，电池组温度，母线电压，母线绝缘等。
2.3参数设定及显示画面
正常运行后，通过操作面板上按键，可直接弹出系统操作主菜单，并通过上下键选择各功能项，按“确认”键后进入各级子菜单，进行参数设定或修改操作。
3.参数设定
3.1电池运行参数设定
在系统设定菜单项中设定监控系统基本的控制参数，包括：电池容量、电池类型、单体数量、均充电压、浮充电压、转换电流、均充时间、自动均充、均充周期、充电限流、温度补偿、补偿系数。
3.2系统报警参数设定
在“报警参数”项设置系统运行时告警参数的上下限定值及报警是否允许标志；过报警标志允许时，当报警参数越限时系统告警。告警参数包括：电池电量、交流电压、合母电压、控母电压、电池电压、绝缘电阻。
4.整流模块调试
4.1开机前准备
检查电源的各条连线是否正确，接地线是否安全可靠，检查交流输入电源是否正常。
4.2开机试运
确认手动1QS1、1QS2开关在整流器位置，给系统模块供电，给微机监控系统供电，给HY-DC2000型直流系统微机检测装置供电，电源开关置于开位置，电源指示灯亮。
4.3输出电压调节
电源模块面板上设有输出电压装置，可根据需要自动/手动调整输出电压。
5.均充、浮充电
该装置单母线分段，把转换开关1QS1和1QS2置于#1蓄电池位置，微机监控器可自动对蓄电池根据亏容情况进行恒流均充电或浮充电并且自动转换。
6.电源柜运行程序调试
正常浮充电运行状态时，电网事故停电，这时充电浮充电装置停止工作，蓄电池通过自动跟踪电压，不间断地向二次控制母线送电。
交流电源恢复送电运行时，微机控制充电浮充装置自动进入恒流充电状态运行，当蓄电池电压达到整定值时，微机控制充电浮充电装置自动转入恒压充电运行，当充电电流小于整定值时，微机开始计时，微机控制充电浮充电装置自动转入浮充电状态运行。
7.参数监测功能调试
验证系统的监控模块监测到的参数是否正确。
7.1充电柜参数
查看交流输入电压值，与实测值比较。查看电池电压和电流值，与实际值比较。
7.2馈电柜参数
查看合闸母排电压、控制母排电压和总电压，与实测值比较。
7.3模块参数
查看模块输出电压电流、限流点、控制状态。
8.报警功能调试
8.1模块通信
断开模块空气开关，监控模块显示此模块通信中断。
8.2直流回路跳闸故障
合上任一控制母排或合闸母排空气开关，轻触其试验触点，空气开关跳闸，监控模块报警。
8.3试验电池熔断信号器
按下电池熔断信号器试验触点，监控模块报警正确。
8.4交流过、欠压报警
将交流过、欠压的报警点设置到当前值以下或以上，监控模块报警。
8.5直流过、欠压报警
将控制或合闸母排的过、欠压报警点设置到当前值以上或以下，监控模块报警。
8.6绝缘监测
在任一支路对机壳接一个小于绝缘整定值的大功率电阻（一般5k10W），合上该支路开关，绝缘监测装置应能监测到绝缘故障，并发出报警信号。
9.整体联调
9.1所有设置恢复正确值
将调试过程中修改了的设置值全部恢复正确的值，并仔细检查核对。
9.2参数一致性确认
确认系统在不同位置监测的同一个参数是否正确。主要有：电池电压与合闸母排电压，总电流与馈电柜电流。
9.3绝缘监测
在绝缘监测装置监测到绝缘下降并发出报警时，监控模块应能接收到该报警信号并纪录，以及发出高层次的报警。
參考文献：
[1]火力发电厂基本建设工程启动及竣工验收规程（1996）.
[2]电力安装工程电气设备交接试验标准（GB50150-91）.
[3]王启南.浅谈火电厂直流系统蓄电池组的安装管理[J].华中电力.2013.11.
[4] 鲁庆初 等.变电站及电厂直流系统的讨论[J].电源技术与应用.2012.05.
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直流供电系统 篇12
准确有效的数学模型是电力系统故障分析和谐波计算的基础。高压直流输电 (HVDC) 系统主要包括换流器、直流线路和直流控制系统[1]。目前, 直流线路已有适合不同精度研究需要的数学模型[2]。然而, 由于换流器的离散开关特性, 以及直流控制系统复杂的控制模式切换特性和快速响应特性, 对于大规模交直流混联电网, 在进行故障分析和谐波计算等稳态分析时, 受计算规模以及时间的限制, 难以建立包含换流器和直流控制系统详细动态过程的电磁暂态仿真模型。而采用忽略其动态过程的直流准稳态模型又会使得分析缺乏准确性[3]。因此, 有必要寻找一种既能有效解决仿真时间和规模的问题, 又能兼顾稳态研究精度需要的直流系统等值模型。
基于调制理论的换流器开关函数建模方法, 以其物理概念清晰, 计算过程简单兼有较高的精度而被广泛应用[4,5,6,7,8,9,10,11], 成为介于准稳态模型和详细电磁暂态模型之间的一种换流器建模方法。文献[6]建立了对称稳态运行情况下换流器开关函数模型。然而, 当交流系统发生不对称故障时, 三相换相电压不对称使得换流器三相换相角不相等且换流阀的触发导通时刻也有可能发生偏移。为此, 文献[7]以统一的触发角扰动量表示触发角的扰动, 但是交流系统不对称运行工况下, 各阀的导通特性并不相同。文献[8-9]分别考虑换流阀导通时刻的变化和三相换相角不相等对换流器开关函数进行了改进, 然而均未考虑上述两个因素同时作用的影响。文献[10]同时考虑上述两个因素, 建立适用于交流不对称故障情况下的换流器开关函数模型。但其并没有给出故障后考虑直流控制系统动作时换流器开关函数模型的具体参数计算方法, 因此无法直接利用该模型与交流系统接口进行故障分析和谐波计算。
为此, 本文在换流器开关函数模型基础上, 结合直流控制系统的故障响应特性, 建立了交直流系统故障分析和谐波计算中可与交流系统直接接口的直流系统等值模型。该模型反映了各种运行工况下由直流系统决定的直流系统注入交流系统电流的工频及各次谐波分量与换流母线电压的工频及各次谐波分量之间的关系。基于该直流系统等值模型, 结合交流系统的等值谐波网络, 提出一种交流电网故障时的HVDC系统谐波分析计算方法。利用贵广Ⅱ回HVDC系统详细模型和国际大电网会议高压直流输电 (CIGRE HVDC) 标准测试系统, 对交流电网不对称故障时的交直流谐波进行计算, 并与PSCAD/EMTDC软件所得数字仿真结果相比较, 表明本文模型和方法准确、有效。
1 基于调制理论的换流器开关函数模型
文献[10]对交流对称稳态情况下的换流器开关函数模型进行改进, 建立了能准确反映交流系统非对称运行情况下换流器动态特性的换流器序分量开关函数模型, 其中电压、电流开关函数的序分量为:
求取的关键是获得换流阀延迟导通角θxy、实际触发角αxy和实际换相角μxy, 其计算公式如下:
式中:αo为触发角;φxy为xy相线电压U·xy1的相位, 下标中的“1”表示工频分量;Id0为直流电流的直流分量;Xr为换相电抗;Δφxy为xy相与同步电压相位φsyn的偏移, xy=ab, bc, ca。
φsyn为等间隔触发控制提供触发基准:
由于在实际系统中, 为了减轻交流换相电压畸变对阀触发的影响, 通常应用门极触发单元 (GFU) 产生作用于换流器阀的等间隔触发脉冲序列, 该触发脉冲序列以锁相环 (PLL) 输出的同步电压相位为参考。而GFU的核心则是基于αβ变化的PLL技术, 因此需对换相电压进行αβ变换:
根据式 (1) 、式 (2) 及调制理论, 交直流两侧的谐波关系可表示如下:
式中:分别为直流侧电压和电流的m次相量;分别为换流器换相电压的n次正、负序相量;为换流器注入交流系统电流的n次正序或负序相量。
由式 (1) —式 (7) 可知, 的确定取决于, Id0及αo。而αo以及Id0 (决定于直流系统的运行点) 均由直流控制系统决定, 因此要建立可以与交流系统直接接口的直流系统等值模型还必须计及直流控制特性。
2 直流控制系统的稳态响应模型
直流控制系统采用分层控制, 一般按等级从低到高可分为阀组控制级、极控制级和主控制级。对直流系统而言, 故障所引发的控制系统自动响应包括阀控和极控。而在等间隔控制方式下阀控的关键在于根据换流母线电压获得同步电压相位, 已由式 (6) 和式 (7) 给出。因此, 这里只须对极控的故障响应特性进行分析。
实际上交直流系统运行状态的改变导致直流控制系统控制模式的切换十分迅速, 即使在交直流故障未切除的较短时间内, 直流控制系统亦可按预先设定的控制策略切换到新的控制模式[12]。因此, 对于本文所涉及的稳态研究, 在对极控建模时, 可忽略极控的动态过程, 假定直流控制是瞬时完成的, 利用控制功能的总效果而不是它们硬件的实际响应特性来表示控制系统[13]。
直流输电极控通常采用定电流控制、定电压控制、定最小触发角αmin控制、定关断角γ0控制、电流偏差控制以及依电压限电流控制等。以CIGRE HVDC的控制系统为例, 其稳态运行特性曲线如图1所示[14]。
图1中的红实线A-Z是整流器运行于最小触发角αmin控制时逆变侧控制器的稳态运行特性曲线, 蓝实线A-I是逆变器运行于定关断角γ0控制时整流侧控制器的稳态运行特性曲线。Ud和Id分别为换流器出口处的直流电压和电流。实际计算时分别用直流侧电压电流的直流分量Ud0和Id0代替。根据图1, 逆变侧和整流侧Ud0和Id0的关系可分别用分段函数fi和fr表示如下:
式中:下标“i”和“r”分别表示逆变侧和整流侧。
对整流侧交流系统的轻微故障, 整流侧通过减小触发角来实现定电流控制, 维持直流系统的运行点仍在A点 (额定稳态运行点) , 此时采用直流系统准稳态模型与交流系统接口并不会影响分析结果。本文主要考虑整流侧交流系统有较大扰动时直流系统建模, 此时整流侧的控制方式为最小触发角αmin控制。
而对于逆变侧, 通常采用定关断角γ0控制。根据第1节的分析可知, 建立换流器开关函数模型需要的参数是U·xy1, Id0和αo, 而受端电网不对称故障时, 虽然逆变侧已知定关断角γ0, 但在换流器建模时不能用γ0直接替换αo, 而需要利用γ0导出αo。
对于逆变器, γxy满足[13]:
联立式 (5) 及式 (12) 可得:
定关断角的控制原理可用如图2所示的控制框图表示 (以12脉动换流器为例) 。
图中的γY和γD分别表示Y桥和D桥换流阀的关断角测量值。根据定关断角控制的原理, 当受端电网发生故障并且不引起换相失败的情况下, 各换流阀的关断角不再相等, 但所有换流阀中最小的关断角将等于关断角的整定值γ0。假设交流不对称故障时ca两相的关断角最小, 即有γca=γ0, 则根据式 (13) 可得αca, 然后利用式 (4) 即可得到αo。
3 计及直流控制特性的直流系统等值模型
3.1 直流侧等值谐波阻抗
图3为计算直流侧等值谐波阻抗的等值电路。
图3中:ZL (m) , Zfdc (m) , ZS (m) 分别为直流线路、直流滤波器和平波电抗器的等值m次谐波阻抗;ZE (m) 为对侧换流器的直流侧等值m次谐波阻抗;Zd (m) 为本侧换流器直流侧向对侧系统看进去的等值m次谐波阻抗 (m≠0) 。
设对侧交流系统三相对称, 则对于12脉动换流器, 换流器直流侧m次谐波电流为:
式中:Zd (m) =[ (ZE (m) +ZS (m) ) //Zfdc (m) +ZL (m) ]//Zfdc (m) +ZS (m) , 其中ZE (m) 可由近似求得[15]。
3.2 计及直流控制特性的直流系统等值模型
对式 (8) 和式 (9) 进一步整理可得:
式 (15) 给出了各种运行工况下由直流系统决定的换流器注入交流系统电流的工频及各次谐波分量与换流母线电压的工频及各次谐波分量之间的关系。根据式 (15) , 结合换流器开关函数模型和直流控制系统稳态响应模型, 可建立计及控制系统特性的直流系统等值模型, 其模型框图如图4和图5的虚线框所示。
4 基于直流系统等值模型的HVDC系统交流不对称故障时的谐波计算
4.1 直流系统约束方程
根据图4、图5及上述分析可知, 当直流系统的控制策略和控制参数已知时, 直流系统可等值为一非线性压控电流源, 即式 (15) 可简记为:
式中:hdc为各种运行工况下由直流系统决定的U· (n) 和I· (n) 的约束函数, 记式 (16) 为直流约束方程。
由图4和图5可知, 该直流系统等值模型计及了直流控制系统特性的影响, 同时计及了交流系统不对称故障时换流阀非等间隔导通、三相换相角不相等等因素对换流器开关函数模型的影响, 适用于交流电网故障时交直流系统接口。
4.2 交流系统约束方程
由式 (16) 可知, 直流系统的等值模型给出了各种运行工况下由直流系统所决定的的直流约束方程, 此时, 再根据交流系统的网络结构及故障边界条件建立由交流系统决定的的交流约束方程, 最后联立交直流约束方程求解, 即可得到交流电网故障时HVDC系统谐波计算结果。
通过戴维南等值方法[16], 直流系统经等值后的HVDC输电系统简化模型如图6所示。
根据受端电网的拓扑结构和交流不对称故障的边界条件可得关系式, 当n=1时:
式中:Z+I1, Z-I1, Z+s1为交流故障时根据交流系统网络结构和故障边界条件得到的工频序阻抗。
当n≠1时, 有
式中:Z+I (n) 和Z-I (n) 为交流故障时根据交流系统网络结构和故障边界条件得到的n次谐波序阻抗。
由于交流零序电压对直流电压没有影响[15], 可不予考虑。
4.3 HVDC系统交流不对称故障时的谐波计算
根据直流控制系统的控制策略、控制参数以及交直流系统网络结构和故障边界条件建立式 (16) —式 (18) , 然后联立求解即可得到相应运行工况下HVDC系统谐波计算结果。而实际上, 因式 (16) 涉及三角函数等非线性函数, 十分复杂, 本文给出了一种迭代计算方法, 其计算流程如图7所示 (k为迭代次数) 。
5 仿真验证
将上述计算方法应用于CIGRE HVDC标准系统和南方电网贵广Ⅱ回HVDC输电系统的谐波计算, 并与基于PSCAD/EMTDC所得的数字仿真结果相比较。对上述两个系统利用MATLAB编程实现本文算法, 迭代收敛标准ε=1×10-3, 所有算例均迭代计算4次后收敛。计算中, 逆变侧仅考虑不引起换相失败的交流故障情况。
表1给出了换流母线处经不同过渡电阻单相接地故障情况下换流母线工频电压U·xy1、直流电流Id0和触发角αo的计算值与仿真值;表2给出了其相应的谐波分析计算值与仿真值。由表1可见, 利用本文计算方法得到的换流母线电压工频正序分量的计算误差不超过2%;换流母线电压工频负序分量和直流侧直流电流的计算误差均不超过5%;母线工频电压正负序分量相角和换流器触发角计算绝对误差均小于1°, 可较准确地得到交流系统故障时, 直流控制系统动作后的触发脉冲同步相位 (换流母线工频线电压相位) 、实际触发控制指令角以及直流系统运行点, 表明本文所建直流系统模型既能准确计及各种运行工况下换流器的动态开关特性, 又能计及直流控制特性的影响。表2给出了幅值较大的低次谐波的仿真值和计算值, 其中谐波电流的仿真值和计算值均为abc三相中谐波幅值最大相的值。由表2可见, 交流侧3次谐波电流及直流侧2次谐波电压的计算误差均低于5%;交流侧5次谐波电流及直流侧4次谐波电压的计算误差均低于10%, 可知, 本文所提出的谐波计算方法具有较高的计算精度。
6 结语
1) 建立了适用于交直流系统故障分析和谐波计算的直流系统等值模型。该模型既能准确计及各种运行工况下换流器的动态开关特性, 又能计及直流控制特性的影响。并且该模型参数无需通过仿真得到, 可在各种运行工况下与交流系统直接接口。
2) 基于所建立的直流系统等值模型, 提出了一种适用于交流不对称故障时的HVDC系统谐波分析计算方法。该方法计算简单, 收敛速度快, 精度较高, 为直流输电系统的谐波抑制、滤波装置的配置和交直流两侧继电保护的整定配合等提供了定量的分析依据。
摘要：准确的直流系统模型是交直流系统故障分析和谐波计算的基础。文中在换流器开关函数模型的基础上, 结合直流控制系统的故障响应特性, 建立了可与交流系统直接接口的适用于交直流系统故障分析和谐波计算的直流系统等值模型;结合交流系统等值谐波网络, 提出了一种交流电网故障时的高压直流输电系统谐波分析计算方法。将所提方法应用于国际大电网会议高压直流输电 (CIGRE HVDC) 系统标准模型和贵广Ⅱ回高压直流输电系统详细模型的谐波计算, 并与PSCAD/EMTDC软件所得数字仿真结果进行比较, 表明所提模型和方法准确、有效, 为交直流输电系统的谐波抑制、滤波装置的配置和继电保护的整定配合等提供了定量分析依据。