直流测量系统论文

直流测量系统论文（通用7篇）

直流测量系统论文 篇1

0 引言

直流系统对地电容的产生在变电现场中是无法避免的。直流系统对地电容主要由开关电源对地的滤波电容、屏蔽电缆的对地分布电容、抗干扰电容等组成。一般情况下，变电站的规模越大，直流系统对地电容也会越大。在现有的国家标准和电力行业中都有一个误区，单点接地不会造成保护设备误动。在传统的认识中，都忽视了直流回路电容的存在，仅考虑了电路回路中电容的通交流隔直流的特性，但实际上由于直流系统直流系统对地电容的存在，一点接地同样会引起保护设备误动[1]。因此对现有运行的发电厂和变电站的直流系统对地电容的测量是很有必要的。据此提出直流系统接地故障引起保护误动的防护措施，尽可能地减少甚至杜绝由于一点接地引起保护误动的停电事故[2]。

根据广东省电力科学研究院“直流控制电源接地引起保护误动防护措施”研究结果，直流系统对地电容与一点接地故障导致保护装置误动的重要参数[3]，具体情况如表1所示。

目前，现有的检测直流系统对地电容参数的方法和手段是非常有限。传统方法有电容电桥法、放电法和交流信号注入法。电容电桥法需要将蓄电池、充电机退出直流系统，断电测量。然而，这种停电的测量方法在很多场合下是不适用的。因为变电站、发电厂的直流电源系统都是为继电保护、控制系统等提供操作电源的，所以完成系统电容测量的作业必须在直流电源系统不间断供电的情况下完成测量。

显然，电容电桥法测量直流电源系统的电容不可取。而放电法是利用电容自身充放电的特性，构成RC电路进行测量，根据电容两端的电压与时间的波形曲线获取系统的电容值，放电法对放电时间的测量要求比较高，小电容放电时间短，大电容放电时间长。测量值偏差大，离散性差。而交流信号注入法是利用低频信号发生器产生一个正弦波信号通过无极性电容耦合到直流系统的正极或者负极上，从而测量直流系统电容值的方法。而最新的电力行业标准中明确规定不宜采用低频信号注入法[4]。由于直流系统一旦投入运行，终身服役。一般情况下，是无法退出运行状态而测量系统对地电容的。而上述的3种测量方法均存在以上所述的不足，因此需要提出一种更为安全可靠的在线检测直流电源系统对地电容的方法。

1 系统对地电容在线测量原理

1.1 直流系统等效电路

直流系统为变电站的继电保护、控制系统、信号系统、自动装置、UPS和事故照明等提供电源，其主要由蓄电池组、充电设备、直流屏等设备组成。在直流系统等效电路中去掉了与其无关的回路后，其等效电路如图1所示，图中R+,R-分别为直流系统正对地、负对地绝缘电阻；C+,C-分别为直流系统正对地、负对地的等效电容值。对地电容值的大小主要来自屏蔽电缆的分布电容和开关电源的对地滤波电容、抗干扰电容。其中C+,C-为所述的测量参数。根据直流系统等效电路模型，选择合适的测量方法和测量信号频率，以达到测量系统对地电容C+,C-。

1.2 测量信号频率选取

随着电网电压等级的不断提高，发电厂、变电站的容量不断增大和规模范围的扩大，屏蔽电缆对地的分步电容、开关电源对地的滤波电容和抗干扰电容也随着增大。正常情况下，220 kV变电站的直流电源系统的系统对地电容在10～50μF的范围内比较多。如表2所示，不同的电容值在不同频率下的响应特性。

kΩ

根据南方电网最新规程关于平衡桥的要求[4],220 V系统平衡桥（30±5)kΩ，110 V系统平衡桥（15±2.5)kΩ，结合表2中的数据，选取测量信号频率为0.5 Hz最为理想，效果最好。

1.3 检测方法

首先，在直流系统母线正极与大地或者负极与大地之间接入一个可变电阻，根据可变电阻的输出特性，通过控制使可变电阻的输出阻值以频率0.5 Hz按照正弦函数的方式变化，因此系统母线对地的电压也在某一范围内以频率0.5 Hz按照正弦函数的方式发生变化，产生的电流i也符合频率0.5 Hz的正弦函数关系。因此直流系统等效电路如图2所示的RC电路模型。图中Ri为直流系统正对地电阻R+、负对地电阻R-的并联值，ZC为直流系统母线对地的容抗，系统母线对地电容等于正对地电容C+、负对地电容C-的并联值。该检测信号的电流i与RC的阻抗有关。

然后通过测量计算出该电流i的相位tanθ的大小，再根据tanθ与输入阻抗Ri、容抗ZC的关系，计算出系统容抗ZC的大小，从而可以得出系统对地电容的大小。

根据南方电网、国家电网关于直流电源技术规范中的规定[4]，电压的瞬时波动不大于10%的直流额定电压。先根据正负母线对地电压偏差的关系，将可变电阻接入对地电压高的一极，再通过控制可变电阻的输出阻值范围，使测量过程中母线对地电压瞬时波动小于10%的额定电压的要求。

根据式（1）可以知道还要测量直流系统正极对地、负极对地电阻的大小。再通过一定的电阻网络测量直流系统正极对地电压、负极对地电压可以准确地得出直流系统正极对地电阻R+、负极对地电阻R-大小。从而得出Ri的大小

1.4 计算公式推导

根据式（1），式（3）和式（4）可以得出：

再根据式（5）和式（6）可以推导出系统电容值为

式中：π=3.141 592 6;f=0.5 Hz；而tanθ，R+,R-也为已知量。根据公式（7）就可以得出系统电容C的值。即系统电容：

这就是计算系统对地电容的数学计算公式。

2 测量系统的组成

2.1 硬件结构

按照上述所说的测量原理，采用以Cortex-M3为核心的STM32系列的单片机作为核心处理器[5]，时钟频率高达72 MHz,AD/DA采用单片机自带的1μs的双12位ADC，可以实现高速、高精度A/D转换。该测量系统的硬件结构如图3所示。

首先，该测量系统硬件结构主要由电源模块、主CPU处理器、显示单元、D/A转换单元、可调电阻单元、桥电阻控制电路单元、桥电阻电路、电压电路取样单元、A/D转换单元组成。通过输入端口直接与直流系统母线相连接，在线测量直流系统母线对地电容的参数。

然后通过桥电阻控制、桥电阻单元和电压取样、A/D转换单元进行系统绝缘状况的测量，即R+,R-的大小。再通过D/A转换、启动可调电阻单元输出和经过电流取样、A/D转换单元进行电流信号的大小、相位的测量，从而根据式（8），计算出直流系统对地的系统电容值，并在人机界面上进行显示。

2.2 软件流程

软件流程如图4所示，首先对STM32系列的单片机进行初始化，系统正常运行后，经过电压取样单元、A/D转换单元进行直流系统正极对地电压、负极对地电压的测量，准确计算出直流系统正极对地电阻R+、负极对地电阻R-的大小，然后根据正负极对地电阻的大小，将可调电阻接入电阻大的一极，再启动可调电阻的输出，通过电流取样单元、A/D转换单元进行测量并计算出测量信号电流的大小和相位关系。最后根据计算式（8）就可以计算出直流系统母线对地电容值的大小。

3 测量结果的分析

为了验证该测量方法的正确性，按照图1所示的等效电路模拟测量。选用不同的C+,C-电容值进行实际测量，实际测量数据结果如表3所示。

μF

从表中的数据可以看出：在1～50μF范围内，除了小电容测量偏差相对大些外，其他的测量值与标称值比较接近。测量的结果与标称值存在一定的偏差，最主要的原因是电容的标称值与真实值也存在偏差造成的。但测量值与电容的标称值相差小于2μF。每组数据都重复测量了10次，每组数据的最大值和最小值相差不超过1μF。即极差小于1μF。测试的数据离散性较好。

4 现场应用

为了对上述的理论和测量方法进行现场应用验证，在A市的10个变电站进行了实际测量试验。并记录了应用的试验数据，如表4所示。

从以上的测试结果来看，不难发现，220 kV及以下电压等级的变电站直流系统对地电容值普遍为10～50μF。个别站的绝缘装置内部有对地滤波电容，运行中增加了系统对地电容。在现场应用中，带电测量系统对地电容过程设备运行正常。

5 结论

为了满足变电站对地电容在安全范围内运行，杜绝由于变电站直流系统母线对地电容过大，导致由于一点接地引起保护设备误动，因此电力系统对变电站中直流系统母线对地电容的测量是很有必要的，了解变电站直流系统对地电容参数情况，据此提出防范措施。本文提出的这种测量方法经过现场应用的测试试验，可以有效地解决直流电源系统在带电的情况下系统对地电容测量的难题。

摘要：提出一种在直流电源系统中系统对地电容的测量方法。该方法可以在不影响直流电源系统正常运行的情况下,在线完成测量直流系统对地的各种参数,再根据各种参数计算出系统对地电容的大小。这种方法不需要改变直流电源系统的现有结构,也不需要系统处于停电状态。该方法既安全又可靠,可应用于解决直流电源系统对地电容在线测量的问题。

关键词：直流系统,系统电容,在线测量,对地电容

参考文献

[1]李建芳.直流回路对地电容对系统安全的分析[EB/OL].[2010-11-09].http://wenku.baidu.com.

[2]王坚敏.直流回路一点接地引起保护误动的实例分析[J].电力系统保护与控制,2003(z1):65-68.

[3]梅成林.防止一点接地故障引起保护误动的五项具体措施[J].直流电源技术,2011(6):65-67.

[4]中国南方电网有限责任公司.中国南方电网有限责任公司企业标准[S].广州:中国南方电网有限责任公司,2013.

[5]佚名.STM32F103x E数据手册[M].STM32F103x E Datasheet,January,2010.

[6]李伟.对鄂电工程220 k V总降变控制电缆分布电容影响断路器跳闸的分析[J].西北电建,2006(2):36-38.

[7]高旭,胥桂仙,孙集伟,等.一起典型的500 k V失灵保护误动分析[J].电力系统自动化,2007,31(8):104-106.

[8]杨新华.直流系统一点接地导致继电器误动的分析[J].红水河,2013(1):69-71.

直流测量系统论文 篇2

高压直流输电(HVDC)技术在远距离、大容量输电方面具有强大的优势,但其在换流过程中会产生大量谐波,不仅严重影响电能质量,而且威胁到直流输电系统的安全稳定运行［1-2］。 为了掌握高压直流输电系统的实时谐波状况,分析直流滤波器设计的正确性和实行运行状态,迫切需要对高压直流输电系统直流侧的谐波进行准确测量,开展相应谐波电压测量方法的研究具有现实意义和实用价值。

目前的高压基波电压测量主要采用电容式电压互感器(CVT),但谐波情况下CVT的工频谐振条件被打破,谐波电压测量存在较大误差［3］。 总体而言, 目前缺乏准确可靠且性价比高的高压谐波电压测量手段。 高压直流输电系统直流滤波器并联于直流母线上,为实现直流测谐波电压的测量提供了必要的条件。 文献[4]提出了一种改进的任意整数次谐波电压检测方法,提出采用双dq变换方法分别检测出正序电压分量和负序电压分量,通过预设双dq坐标变换矩阵中的频率实现对特定次谐波的检测,但该方法实现过程复杂。 文献[5]提出了一种基于两谱线的加权平均来修正幅值的双峰谱线修正算法, 利用距谐波频点最近的2根离散频谱幅值估计出待求谐波的幅值; 利用多项式逼近方法获得频率和幅值的修正公式,可进一步降低泄漏和噪声干扰,提高谐波分析的准确性。 但该方法需要高精度的数模转换器,且检测速度较慢。 文献[6]提出了一种电力系统谐波检测的抗混叠小波分析方法,通过将谐波信号分解成不同频带的子频带信号, 再利用连续小波变换对非零子频带信号进行分析,提取谐波分量特征。 但该方法提取的谐波分量特征精度不高。

在本文提出的利用直流滤波器实现高压直流输电系统直流侧谐波电压测量的方案中,滤波器的元件的实际运行值会由于环境因素、元件老化以及制造误差等偏离标称值,导致滤波器实际调谐频率与设计值存在一定偏差［7-8］,不仅达不到预想的滤波效果,而且将给本文所提谐波电压测量方法带来误差。 文献[9]分析了直流和交流滤波器的调谐特性以及滤波器参数失谐的概率关系;文献[10]从灵敏度的角度分析了单调谐和双调谐滤波器的元件参数变化率与等值失谐度的关系;文献[11]指出滤波器参数失谐将会对高压直流输电系统的可靠运行产生重要的影响;文献[12]论述了一种基于滤波器等效原则的适用于工程实际的直流滤波器参数可调节的设计方法;文献[13-14]提出了高压直流交流滤波器参数的计算与直流滤波器的设计方法;文献[15- 16]提出了滤波器失谐检测的方法。 这些为本文分析谐波电压测量误差提供了参考。

本文提出了一种在传统直流侧滤波器各支路中串入电流互感器的高压直流输电系统直流侧谐波电压测量的新方法。 该方法对测量得到的电流进行傅里叶分解, 根据各次谐波电流并结合已知的滤波器的阻抗-频率特性即可计算得到直流侧的各次谐波电压。 本文重点研究了滤波器元件失谐度与各次谐波电压测量误差关系的理论表达式, 分析了不同元件失谐对谐波电压测量的影响。 通过灵敏度分析法, 研究了谐波电压测量相对元件参数微变的敏感度。 最后通过仿真计算验证了本文提出方法的正确性和有效性。

1基于滤波器的谐波电压测量方法

1.1测量原理

本文所提出的谐波电压测量原理如图1所示。

目前高压直流输电系统直流侧滤波器的主电路可分为上、下2个部分,上半部分通常只含有1条支路,如图1中所示的基波阻抗为ZH（1）的部分。 下半部分通常由多个支路并联构成, 基波阻抗分别为ZL1（1）、 ZL 2（1）、…、ZLn（1）。 本文提出的直流侧谐波电压测量方法为在直流侧滤波器的下半部分的各并联支路中分别串入电流互感器TA1、TA2、…、TAn。 同时为了降低对TA1、TA2、…、TAn的绝缘要求,各电流互感器需串入各并联支路靠近接地点的部分。

1.2谐波电压计算方法

首先可根据测量得到的电流求解得到上半支路流过的电流iZH:

然后对iZH进行傅里叶分解,求解得到电流iZH的第h次谐波的有效值IZ H（h）和相位角 θZH（h）(h=1,2, …,m,其中m为所关注的谐波最高次数)。

直流滤波器的阻抗-频率特性在设计时即已经获知,通过该特性曲线可得到h次谐波下直流侧滤波器的阻抗幅值Z（h）和相位角 φ（h）,则高压直流输电系统直流侧电压us中的第h次谐波电压的计算方法为:

对所有次谐波均进行上述所示的计算,即可计算得出us的各次谐波电压。

以图2所示的常规直流双调谐滤波器为例来说明上述方法的具体实现。 图2中的TA1和TA2为串入的电流互感器。 图3为该双调谐滤波器的阻抗- 频率特性。 例如可查出在15次谐波下该滤波器的阻抗幅值和相位角分别378 Ω 和89°,结合计算得到的第15次谐波的有效值IZH（15）和相位角 θZH（15）,根据式(2),则直流侧电压us的15次谐波电压为:

可以看到,该方法可快速方便地实现高性价比的高压直流输电系统直流侧电压的各次谐波电压计算。

本文提出的高压直流输电系统直流侧谐波电压测量方法仅需在常规直流侧滤波器的基础上进行简单的改造,计算简单方便,为实现高压直流谐波电压的精确测量提供了较好的技术手段。

2参数失谐时的谐波电压测量误差计算

在实际运行中,由于允许的制造误差、元件老化、 环境温度变化等将造成滤波器中电抗器及电容器实际运行值偏离标称值,此外系统工作频率的波动,也会导致滤波器实际调谐频率与设计值存在一定偏差,直流滤波器达不到预想的滤波效果。 本文将以图4(a)所示12 / 24次单调谐滤波器来分析滤波器元件失谐对谐波电压测量的影响,12 / 24次单调谐滤波器的阻抗频率特性如图4(b)所示。 图中,Z1、φ1和Z2、φ2分别为12次和24次单调谐滤波器的阻抗幅值和阻抗相角。

该滤波器的阻抗为:

发生谐振时 ω=ω1;当 ω < ω1时,Z(ω)呈容性;当 ω > ω1时,Z(ω)呈感性。

定义滤波器元件C的失谐度为:

其中,Cnew和Cref分别为电容C失谐后的值和设计值。 滤波器中其他元件的失谐度的定义类似式(4)。

定义h次谐波电压幅值的测量误差为:

其中,Us（h）（mis）为根据式(2)并利用未失谐时滤波器阻抗-频率特性计算得到的h次谐波电压幅值;Us（h）（real）为实际h次谐波电压的幅值。

根据式(2)和式(3)并结合电容C的失谐度,式(5)可改写为:

其中,ZL（h）为h次谐波下滤波器的电感幅值;ZC（h）为h次谐波下滤波器的电容幅值。

类似式(6)也可求得电感L失谐时的谐波电压测量误差。 图5给出了L和C不同失谐度下6次和24次谐波电压测量误差的变化。

通过分析图5可发现如下规律。

a. 不同元件失谐对谐波电压幅值测量误差的影响不同。 在失谐度相同时,对谐波次数低于12次的谐波电压,C失谐时的测量误差均比L失谐时的大。 例如当失谐度的大小为5 % 时,C失谐时6次谐波电压测量误差为7%,而L失谐时误差最大为1.8%。 对谐波次数高于12次的谐波电压,L失谐时的测量误差均比C失谐时的大。 例如,当失谐度的大小为5 % 时,L失谐时24次谐波电压测量误差最大为6.8 % , 而C失谐时误差最大为1.9 %。

b. 同一元件失谐时对不同次数谐波电压测量误差的影响不同。 在失谐度相同的情况下,谐波次数越低时的谐波电压测量误差越大。 例如在失谐度为-5% 时,C失谐时6和24次谐波电压测量误差分别为7% 和-1.9%。

c. 失谐度越大时,各次谐波电压的测量误差也越大,且测量误差关于0点不对称。 例如,L失谐时,失谐度为-5 % 和5 % 时24次谐波电压的测量误差分别为-6.6% 和6.8%。

d. 谐波次数大于12次和小于12次时的谐波电压测量误差的方向不同,例如,当C失谐且失谐度在-5%~0之间时,高于12次的谐波电压测量误差为负,而低于12次的谐波电压测量误差为正。

综合以上分析可知,滤波器元件失谐将会给本文提出的谐波电压测量方法引入一定的误差,且不同元件失谐时的影响不同。 对于小于12次的谐波电压, 电容C失谐时引入的测量误差较大;对于大于12次的谐波电压,电感L失谐时引入的测量误差较大。

3电压测量误差对参数失谐的灵敏度分析

当12次滤波器的元件参数发生微小变化时,谐波测量方法所得到的电压测量误差也会发生变化, 进行谐波电压幅值测量误差对元件失谐的灵敏度分析有助于了解对测量误差影响最大的元件。

由式(2)可知,当测量的电流相同时,电压幅值误差只与阻抗幅值有关,即电压测量误差对元件失谐的灵敏度可转化为阻抗幅值对元件失谐灵敏度的分析。

根据式(3),分别对各元件参数求导取模,可得:

根据相对灵敏度公式:

可得到本文中分析的双调谐滤波器的相对灵敏度为:

其中,S|Z|L、S|Z|C分别为该双调谐滤波器阻抗幅值Z对元件L、C的相对灵敏度。 图6为上述灵敏度随谐波次数变化的规律。

根据图6可得出如下规律。

a. 滤波器阻抗幅值对元件参数的相对灵敏度因元件的不同而不同。 谐波次数小于12次时,该12次滤波器的阻抗幅值对元件C的微变最为灵敏;谐波次数大于12次时,该12次滤波器的阻抗幅值对元件L的微变最为灵敏;仅在12次谐波时变化较大,这主要是由于这2个元件决定了双调谐滤波器的12次谐振频率,当元件参数微变时阻抗变化较大。

b. 对同一元件而言,滤波器阻抗幅值对元件参数的相对灵敏度与谐波频率相关,谐波次数小于12次时,滤波器阻抗幅值对L和C的相对灵敏度随着谐波次数的增大而逐渐增大,谐波次数为12次时,出现陡增;而谐波次数小于12次时,滤波器阻抗幅值对L和C的相对灵敏度随着谐波次数的增大而逐渐减小至趋于0。

4电流测量精度的影响

高压直流输电系统的直流侧可能具有不同特性的滤波器,本文提出的谐波电压测量方法可应用于任一滤波器中。 但由于不同的滤波器的阻抗-频率特性不同,在电流测量具有一定误差时,将会对谐波电压测量的精度产生影响。

由式(2)可知,对于第h次谐波,计算得到的谐波电压幅值为:

谐波电压相位为:

设电流测量所引入的第h次谐波电流幅值的测量误差为 Δi（h）,则h次谐波电压的测量误差为:

可见,h次谐波滤波器的阻抗幅值越小,相应地该次谐波电压幅值的测量误差也越小。

通过具有图4所示阻抗-频率特性的12次和24次滤波器分别测量直流输电系统直流侧第6次和第36次谐波电压。 为了验证上文的分析结果,分别对电流表测得的电流值加入一微小误差, 该误差为流过2个电流表较小电流的0.5 %。 图7和图8分别为2个滤波器测量得到的6次和36次谐波有效值。

由图4可知,测量6次谐波时24次谐波滤波器的阻抗值较大,而测量36次谐波时12次谐波滤波器的阻抗值较大。 根据上述分析,对6次谐波电压的测量,采用12次滤波器测量的结果较为准确;而对36次谐波电压的测量,采用24次谐波滤波器测量的结果较为准确。

由图7可以看出,12次滤波器测得的6次谐波电压更接近其实际值,而由图8可以看出24次滤波器测得的36次谐波电压更接近其实际值。 仿真结果验证了分析结论的正确性。

通过以上的理论分析与仿真验证,结合图4可以得出结论如下:对于本文所应用的2个单调谐滤波器,对17次及以上较高次数谐波电压的测量,由于24次谐波滤波器的阻抗值较小,故24次滤波器的测量结果更为准确;而对于低于17次的谐波电压的测量,则12次滤波器的测量结果更为准确。

5仿真计算

利用PSCAD自带的HVDC Benchmark模型进行仿真计算。 该系统整流侧与逆变侧均采用2个6脉冲换流桥组成的12脉冲换流装置,在直流侧系统中将产生12、24次等特征谐波,故在直流侧分别接入调谐频率分别为12次和24次的2个单调谐滤波器。

以12次滤波器为例,分别考虑其电容值偏离额定值 ±5% 和电感值偏离额定值 ±5% 的情况,电容和电感的取值如表1所示。 同时也给出所测24次谐波电流、谐波电压的数据如表2所示。

图9、10分别为仿真得到的电容和电感失谐时测量得到的24次谐波电压的有效值。

根据仿真结果可以看到: 滤波器各元件参数分别失谐±5% 时,δUs（24）与理论推导基本相符,如L失谐5 % 时,仿真得到的 δUs（24）为6.9 %,而理论推导的结果为6.8%;失谐-5% 时,仿真得到的 δUs（24）为-6.7%, 而理论推导的结果为- 6.6 %;仿真验证了当L失谐时对24次谐波电压幅值测量的影响最大,而C失谐时对24次谐波电压幅值测量的影响较小。

6结论

直流测量系统论文 篇3

惠斯通电桥法是测量电阻经典的和颇为准确的方法。惠斯通电桥（Wheatstone bridge）是在1833年由克里斯蒂（Cheistie)发明，在1843年由查尔斯·惠斯通改进及推广的一种测量工具。它至今已沿用了近两百年。电桥的产生有其历史背景：一是在数字仪表发展以前，用伏安法测电阻的高精度（0.2级）电表的成本显著高于准确度约为0.05%的6位旋钥式电阻箱；二是伏安法对电表的使用、检定以及电源稳定性要求高；三是电桥法只要求平衡指零仪表的灵敏度高，而对准确度无要求。因此，当时电桥法相比于伏安法有成本低而精度高的优点。

随着近代数字技术的迅猛发展，现代计量中直流电桥正逐步被数字仪表所替代。如何采用数字技术更好地测量电阻是一个值得研究的课题。杭州大华仪器制造有限公司生产的DH6108型赛电桥综合实验仪在这方面进行了有益的探索[1]。他们利用数字电压表和比较法电路进行了电阻测量实验，通过分析，认为该方法在一般情况下比万用表和电桥法有更高的精度。

该实验仪需要手动切换标准/待测电阻，人工计算阻值。这作为实验仪是恰当的。而本文希望更进一步，将实验仪的原理与单片机结合，制作出能够用比较法自动测量电阻的电路，并把它应用于实际测量当中。

单片机的出现是近代计算机发展史上一个重要的里程碑。它除了延续计算机的控制功能强的优点外，还具有体积小，性价比高，易于产品化等特点[2]。利用单片机的新兴功能使电阻测量的传统任务变得更便捷、更精确，这方面的探索近年来也引起了人们的兴趣[3,4,5]。这些探索中有的是基于伏安法测电阻的[3,4]，有的是基于四端法[5]。正像陶蓓[6]等指出的那样，比例法(即比较法)消除了电源波动的误差，在原理上比电压电流法(即伏安法)应具有更高的测量精度。本文将探索将单片机和比较法结合，实现基于比较法的电阻自动测量功能。

1．测量电阻的比较法

图1比较法测量电阻的原理图(参见下页)

利用比较法测电阻的电路原理如图1所示。其中rE和rV分别是电源和电压表的内阻；RN是标准电阻，RX是待测电阻；VN和VX分别是电压表切换到标准和待测电阻上时测得的电压。当rV→∞时，RX=(VX/VN)RN。或者当rE→0时，上式也成立。在实际电路中，rV或者rE往往不满足上述的极值条件。不过，通过选择与RX尽量接近的RN值，由于电路的对称性，仍然可以获得较高的测量精度。

2．自动测量电路设计

前面图1所示为实验仪中利用比较法的电路。由于它采用了手动切换开关和数字电压表，在测量操作时，需要人工切换标准/待测电阻，以及从电压表的读数计算电阻值。而利用单片机可以方便地实现此测量过程的自动化。图2显示了一个利用单片机的自动测量电路。在图2(A)中，一个信号继电器(ATX209)被用来实现双刀双掷功能。继电器的(3,6)端子相当于图1中数字电压表的正负端，(2,7)和(4,5)端子分别连接标准和待测电阻。继电器励磁电流的通断利用一个三极管(C9013)实现。由单片机的P22口(D22端子)输出高/低电平控制三极管的通断，由5V电源(VCC)提供足够大的电流以驱动继电器的触点动作。标准/待测电阻上的电压信号输入到模数转换器(ADC0804)的信号输入端子(6,7)，通过转换，对应的8位数字信号输出到单片机的P1口。在图2(B)中，单片机的P1口接收模数转换器来的信号，经过信号处理，由P0口输出信号到锁存器。在图2(C)中，单片机的输出信号连接到段选锁存器U1和位选锁存器U2(74HC573)，控制LED数码管(4393AH)显示测量到的参数。

软件信号处理的主要思路是用三个for回路显示数据，每个for回路的运行时间约为1秒。在第一个for回路中，P22设为高电平，动态扫描显示标准电阻上的电压值；在第二个for回路中，P22设为低电平，动态扫描显示待测电阻上的电压值；在第三个for回路中，先计算出电压比值或待测电阻值，然后进行动态扫描显示。

3 测量结果和分析

电路做好以后，作为对电路性能的检查，用两个100欧姆的电阻作为标准和待测电阻进行了测试。先用数字万用表(3位半)测量电阻的读数均为100.0。然后用比较法自动测量。尝试将电源电压在1～5V范围内调整时，标准和待测电阻上的电压读数相同。在电源电压=4.6V时，连续记录10次标准/待测电阻上电压的比值，均为1.00。数据见表1(A)。

然后试了两个阻值相差较大的电阻。万用表测量的结果分别为0.816千欧姆和8.19千欧姆。同样将电源电压调到4.6V，连续记录10次电压比值，如表1(B)所示。这一次一方面电压比值有了微小的波动。从观察到的现象看，是因为0.816千欧姆电阻上的电压读数有波动，而大电阻上的电压读数较稳定。一个可能的原因是，由于阻值小的电阻上的分压太小，容易受到电路中噪声的影响；另一方面，所有电压比值略均高于电阻比值。这可能是由于比较法计算公式忽略了电源内阻rE和电压表内阻rV的影响。不过，当RN和RX相差不太大时(0.316RN≤RX≤3.16RN)[1]，电阻比=电压比公式所引入的误差在多数场合应该是可以接受的。

4 结论

随着数字技术的发展，用比较法代替传统的电桥法测量电阻成为一个有意思的课题，因为它具有广泛的实际应用背景。本文介绍了一个基于单片机的比较法自动测量电路。与手动测量相比，它更为便捷，准确。初步的实验结果显示，当标准和待测电阻值接近时，该电路有稳定和精确的测量结果。这暗示着在使用比较法时应尽量选用与待测阻值接近的标准阻值；而当标准和待测电阻值相差较大时，测量结果出现一些波动，并且测量结果与理论值产生偏差。这些波动的来源以及偏差的修正可作为今后研究的课题。

摘要：直流电阻阻值的测量在电子技术和仪器仪表领域有着重要的应用。电阻测量的电压比较法与一般电桥法相比,具有更直观(电压比等于电阻比),更简捷和更准确的优点。文章报告一个利用单片机实现比较法测电阻的自动测量电路。它可以自动切换标准电阻和待测电阻,并计算和显示待测电阻的阻值。该电路使得比较法在应用时更为方便,并提供了利用比较法测电阻的一个仪器模型。

关键词：比较法,单片机,直流电阻

参考文献

[1]杭州大华仪器制造有限公司.用比较法测量直流电阻[EB/OL].[2015-01-26].http://www.docin.com/p-413807834.html

[2]张鑫.单片机原理及应用[M].北京:电子工业出版社,2010.

[3]刘筠筠,张军,赵明冬.基于stc89c52单片机的自动电阻测量仪[J].电子世界,2012(5):31-33.

[4]李德尧,张宇驰,徐小鹏,赵自鹏.基于单片机的自动电阻测量仪设计[J].仪表技术,2012(1):16-24.

[5]顾卓璟,张兴敢,唐岚,柏业超.一种高精度电阻测量仪系统设计[J].现代电子技术,2012(3):184-187.

导体直流电阻测量不确定度分析 篇4

电线电缆导体的作用是传输电流, 导体电流的损耗主要由导体材料的电导系数来决定, 为了减小导体电流的损耗, 普遍采用具有高导电系数的铜或铝制成。两种材料的电导性能必须通过测试电性能来判断, 可采用直流电阻测试、交流电阻测试两种方法。本文主要参照国家标准GB/T 3956-2008《电缆的导体》和GB/T3048.4-2007《电线电缆电性能试验方法第4部分:导体直流电阻试验》采用直流数字电阻测试仪根据双臂电桥的原理对导体直流电阻进行测量, 为了能够评定测量值的可靠性, 特别是对于实验室或其它特殊测量要求情况下, 有必要对测量结果的正确性或准确度予以说明。测量不确定度是说明测量水平的极其重要的指标, 在实际测试中依据GB/T3048.4-2007标准要求对导体直流电阻进行测量, JJF1059-1999《测量不确定度评定与表示》的要求对测试中涉及的方法、仪器设备、环境等影响因素进行了分类, 并对测试结果的不确定度进行评定和表述。

2 直流电阻测量不确定度分析

2.1 试验室测试环境要求

GB/T3048.4—2007中规定:型式试验时测量应在环境温度为15~25℃和空气湿度不大于85%的室内进行, 在试样放置和试验过程中温度的变化应不超过±1℃。温度计最小刻度为0.1℃, 温度计应距地面≥1m, 距墙面≥10cm, 距试样≤1m, 且两者应大致在同一高度, 并避免受热辐射和对流的影响。由于目前的测试技术, 只能用环境温度代替导体温度, 但在测试过程中由于环境温度一直处于变化波动之中, 测试温度的取值是本文讨论的一个要素。

2.2 试验样品及试验仪器

试验中采用SB2230直流数字电阻测试仪, 所选样品为60277 IEC 01 (BV) 2.5mm2聚氯乙烯绝缘电线。

2.3 试验方法

测试方法采用传统的双臂电桥测电阻的方法, 测试原理如图1所示。测试条件为:环境温度21.6℃, 湿度62%。

3 导体电阻测量不确定度的评定

3.1 建立数学模型

导体测量不确定度评定的数学模型可以根据电阻计算公式:

式中:t为测量时的环境温度, ℃;R20为20℃时每千米长度的电阻值, Ω/km;Rt为测t (℃) 时, 长度为L (m) 电缆的导体电阻, Ω;L为电缆试样的试验长度, m。

3.2 导体直流电阻R20不确定度的评定

由式 (1) 可以看出直流电阻测量不确定度的影响因素, 因此对各个影响量进行不确定度分析。

3.2.1 分量t测量时的环境温度不确定度的分析

通过水银温度计可得知环境温度t=21.6℃, 准确度等级为0.4级, 故温度变化半宽为0.4℃。

3.2.2 分量L试样长度测量不确定度分析

电线试样直接安装于电阻夹具, 电阻夹具标定的两电位夹具内侧距离为L=999.3mm, 从电阻夹具长度计量报告可以看出, 夹具的扩展不确定度为u1=0.32mm, K=2, 由此可以计算u (L) 1=0.16mm, 但实际测量过程中, 被测样品长度不完全校直, 试样长度一般要大于夹口标准距离999.3mm。通过试验验证, 一根校直的BV线, 在一段固定, 另一端松动0.5mm的距离时, 这种松动用肉眼可以较为明显的识别出, 因此按这种经验保守取法是试样长度带来的不确定度u (L) 2=0.5mm。

综上所述, 夹具和试样本身带来的长度不确定度u (L) 的计算:

3.2.3 直流电桥不确定度

双臂电桥最大允许误差0.000002Ω。

各温度下电桥5次测得测量长度电缆电阻值见表1, 其平均值为

重复性试验产生的不确定度:

电桥测量的合成标准不确定度:

3.3 各分量不确定度合成

依据以上计算L、t、Rt的相关系数为:

因Rt、t和L彼此独立故R20的合成方差为:

在接近矩形分布条件下, 取置信概率近似为95%, K=2, 则扩展不确定度为:

因此, 可以通过以下计算并作为测量报告的最终结果:

故, 可以认为本次试验也验证了该测量系统是满足标准规定的形式试验不大于0.5%测量误差的要求。

3结论

综上所述, 本次测量对三个分量的不确定度的分析, 反应出对试验的校直是很关键的, 特别是对于大截面的绞合导体, 试验长度误差可能超过0.5mm。因此测量结果与真实值之间的偏差能达到0.5%, 所以在测量的过程中对被测导线要校直, 须经常对夹口距离进行校正, 尽量减小误差。用不确定度对测量结果及其质量进行评定、表示和比较, 是不同学科之间交流的需要, 也是测量技术发展的需要。

摘要：不确定度就是表征被测量的真值所处的量值范围的评定。它是对测量结果受测量误差影响不确定程度的科学描述。同规格同型号导体直流电阻的大小直接决定导体导电性能的强弱。建立了导体直流电阻测量不确定度的数学评价模型, 结合测量结果给出合成不确定度, 并对影响其测量不确定度的分量进行了简单的分析, 得出导体直流电阻的合成不确定度。

关键词：直流电阻,不确定度,双臂电桥,误差,测量

参考文献

[1]GB/T 3048.4?2007, 电线电缆电性能试验方法第4部分:导体直流电阻试验[S].

[2]JJF1059-1999, 测量不确定度评定与表示[S].

用直流双臂电桥测量电阻温度系数 篇5

关键词：综合性实验,电阻温度系数,低电阻测量,精密称衡

0 引言

大学物理实验是高等院校理工科学生的一门必修基础课程,通过大学物理实验课程可加强学生对物理理论知识的理解,培养学生严谨求实的科学素养,提高学生协同探索的合作精神。

在实验中通过教师的指导和学生的实践加强学生分析、综合、应用、创新的能力。当前大学物理实验正在从分专业开设向分级开设转变,目前主要分为基础性实验、综合性实验、设计性实验三个级别,其中综合性实验是对各基础性实验在知识理论、实验方法、实验仪器等内容的综合,应包含至少两个或以上基础实验内容或实验仪器。通过综合性实验的开设,使学生在知识融合,解决实验问题方面积累经验,为后续的设计性实验打下良好基础。据此,通过对力学、热学、电磁学等基础实验的综合,我们开发了金属电阻温度系数的测量实验这一综合性实验,为加强综合性实验教学提供帮助。

1 实验原理及设备

金属导电是由于金属中的自由电子定向运动导致的。金属中的除自由电子外的原子实也在其位置附近震动,这种震动的剧烈程度与金属的温度有关,温度越高,振动越剧烈。同时自由电子与这种原子实之间的碰撞机会就越大,也就越阻碍电子的定向运动,也就是电阻增大了。因此,所有纯金属的电阻率都随温度的升高而增大 , 当温度不太低时,电阻率与温度间近似地存在线性关系:

式中ρ0表示摄氏温度 ,ρ表示0℃时电阻率 , 表示℃时电阻率 ,α称为材料的电阻温度系数。一般而言,不同材料的电阻温度系数不同。在测量金属电阻温度系数实验中,由于电阻测试系统和温度测试系统对温度的影响时间不同,升温曲线和降温曲线不重合。他们的曲线不重合是由测温仪器与由铜丝和电桥组成的电阻值测试系统对温度的响应有差别,及温度测试仪器温度计对温度反映有滞后,这是升温和降温时两条直线大体平行而不重合的原因,引导学生发现这一问题,拓展试验思路。

当金属导体的温度变化范围不大时 ,导体的长度l的变化很小,可以忽略不计。这样 , 在 (2.1) 式中等号的两边都乘以I/S,就可以得到:

式中R0表示0℃时的电阻 , R表示t℃时的电阻。

(2.2) 式表明 , 电阻R与温度t为线性关系 , 如果以温度t为横坐标 , 以电阻R为纵坐标作图 , 则R~t图线为直线 , 其截距等于R0,斜率为

电阻温度系数为

以温度和对应温度的金属电阻为坐标,利用origin软件对测量数据进行线性拟合从而得到电阻温度系数的结果。

实验过程中要用到的主要实验设备有:双臂电桥、物理天平、螺旋测微计、温度计,漆包金属导线等。

2 数据测量及处理

利用卷尺测得导线的长度约为188.5cm,使用七级物理天平测量漆包导线质量M0,考虑漆包部分的质量得到铜芯的质量为M ,使用螺旋测微计测量导线直径,查阅漆包铜导线的规格,得到最大漆包线外径D0对应的铜芯标称直径D ,利用上述测量结果得到铜心密度ρ ,从而确定导线材料为紫铜,查阅电工手册发现,紫铜的密度为8.9g/cm3,可精确计算导线的长度L。测量及计算结果在表1中列出。

利用直流电热丝加热水槽中的水,在温度达到要求值时减小电流以补偿热量散失,用直流双臂电桥测量特定温度下的总电阻R0,浸入水中的长度为170cm,铜丝电阻均匀分布,依据总电阻测量结果可计算出浸入水中的铜丝的电阻值R ,测量结果在表2中列出。

以温度T为横坐标,总电阻R0和R为纵坐标分别进行曲线拟合,如图1所示。

从结果可以看出,由全部电阻与温度拟合得到的相对误差较小,分析原因一方面是由于未浸入水中的电阻的长度仅为总长度的十分之一,由于铜的良好导热性,这部分的电阻不能按照室温来考虑应与浸入部分的温度较为接近;另外浸入部分的电阻是依据电阻均匀分布推算得到,必然会存在一定的误差。由以上相对误差的比较也可以看出,若能增加浸入水中电阻的长度减少外露部分的长度必然会使测量的精确性提高。

3 结论

直流测量系统论文 篇6

高压直流输电的换流站在其换流过程中会产生大量谐波。大量谐波注入交直流网络,将会对电力系统自身的设备及负荷带来一系列危害: 直流输电闭锁、旋转电机和电容器等设备的附加谐波损耗和发热; 谐波谐振过电压造成电气元器件及设备的故障与损坏; 谐波会恶化换流器的工作条件,引起逆变器换相失败或换流器控制不稳定; 谐波计量产生错误; 谐波在200 ~ 35000Hz范围内,会对通信设备产生比较严重的干扰; 保护装置误动作[1]。因此,谐波分析与控制成为高压直流输电的基本问题。随着中国高压直流输电工程的增多,特别是特高压直流输电的投入运行,谐波问题越来越严重,曾导致直流系统的停运。所以,对直流系统而言,如何准确地测量和评估谐波水平成为重要的研究课题。

在直流输电系统中,直流电压互感器( DCVT)是非常重要的电压测量设备。依据DCVT不同的电压测量位置,可以分为中性线用和极线用直流电压互感器两种类型。相对于中性线用直流互感器,极线用直流电 压互感器 有较高的 工作电压 和准确度[2]。

分压器是DCVT的重要部分之一,按其测量原理可分为电阻 分压器、电容 分压器和 阻容分压器[3]。虽然电阻分压器可实现高精度测量[4],但其频率特性对杂散电容非常敏感。电容分压器的分压比会随着负载变化而变化,杂散电容对电容分压器的影响很小; 但由于寄生电感的存在,使电容分压器的分压比与电路参数有关,同时此分压比会随着被测信号频率的改变发生变化。阻容分压器将电阻分压器和电容分压器结合起来,它有良好的频率特性,在直流输电系统中是唯一用于电压测量的装置[2]。Erik Sperling在文献 [5]中指出,直流电阻分压器采用阻容分压的形式,拥有良好的频率响应,但没有考虑其他器件对整套电压互感器的影响。

本文针对极线用阻容式直流电压互感器,研究了其基本结构原理,分析各个环节的特性以及各参数对直流谐波电压测量误差的影响,通过仿真和实验分析指出了削弱误差的方法。

2 直流电压互感器结构原理

直流电压互感器的结构原理图如图1所示[6],其一般由一次传感器和二次直流放大及辅助装置两部分组成。一次传感器为直流阻容式分压器,由多级电阻和电容进行串并联构成。这些电阻由环氧树脂密封在真空的状态下,内部充满绝缘油或SF6气体,外部有复合绝缘子,其顶部安装均压环来均压。

直流分压器由高压和低压两部分集合而成。高压部分由一些电阻和电容先并联,然后再串联在一起组成。低压部分的设计原理与高压部分相似,并配有保护放电间隙保证低压回路的元件安全。分压器输出电压作为直流放大器的输入电压信号,经过放大后取得与被测直流电压成比例的电压输出,通过光纤送至控制保护屏柜内[6]。

分压器电阻部分的主要作用是测量直流电压,电容部分的主要作用是均匀分布雷电冲击电压。在雷电冲击情况下,受到寄生电容的影响,分压器电阻上的电压将不均匀地分布,靠近高压侧的电阻承受很高的冲击电压,这极有可能使单个电阻由于过电压而损坏,进而导致整个分压器的损坏。并联电容能够有效减小寄生电容的影响,使冲击电压分布均匀[2]。

由此可知,直流电压测量的准确性主要由电阻元件自身的特性所决定。电阻的阻值一般选得比较大,但选得太大将会削弱电阻的作用,使阻容分压器变成了电容分压器。电 阻应该具有温度系数小( 高、低压臂电阻的温度系数应相同) 、电感量小、在高电压作用下阻值稳定且能够耐高压和冲击电压等特点。

同轴电缆将分压器和电子隔离装置( 放置在控制室内) 连接起来,使分压器输出的低压测量信号传送到电子隔离装置,保证该信号不会受到电磁干扰和其他环境因素的影响。

3 各部分频率特性分析

3. 1 分压器

阻容分压器的结构如图1所示,其中R1为高压臂电阻,R2为低压臂电阻,与电容C1和C2并联组成RC网络实现分压功能。

复数传递函数H( jω) 为:

从式( 1) 可看出,在高频段下电容分压器主导着传递函数的幅值,而在低频段由电阻分压器主导。所以,当f = fx≠0 ( ωx= 2πfx) 时,选取合适的电容和电阻使ωxC2R2>> 1和ωxC1R1>> 1成立,这样在( fx,∞ ) 频段,阻容分压器变为电容分压器。

当式( 2) 所示条件满足时,传递函数为一个与频率无关的定值。

式( 2) 所以被称为补偿条件。从谐波角度讲,补偿条件满足时,分压器能够使被测电压中各种频率成分顺利通过。分压器不同补偿条件下的频率响应如图2所示。图2中,R1= 400MΩ,R2= 50kΩ,C1=400p F,若满足式( 2) ,则当C2= 3200n F时将得到平坦响应( a线) ; 若C2取8350n F[2]将使阻容分压器过度补偿( b线) ; 若C2取1950n F将使阻容分压器欠补偿( c线) 。

实际上,由于元件的非线性,如电阻和电容存在杂散电感等,式( 2) 中的条件很难得到,电压测量会有一定误差。

电压幅值相对误差为:

式中,U1和U2分别为在测量条件下的一次和二次电压; K为分压器的额定分压比。

假如二次电压相位超前一次电压相位,相位移计算的定义为:

3. 2 同轴电缆

一般的同轴电缆有四个参数,分别为电阻、电感、电容和电导,如图3所示。由于集肤效应,随着频率的增加电阻的阻值会增加,而电感值将下降。在频率依赖性的介电损耗的影响下,电导值将变化。只有电容值不是频率依赖性的[7]。为了保证同轴电缆的传输特性,运行中的频宽不能超过它自己的截止频率fc,其表达式为:

式中,Di、da分别为电缆的内径与外径( mm) ; vr为相对传播速率( % ) 。

图3中,Rc、Lc、Gc、Cc分别为同轴电缆单位长度的电阻、电感、电导、电容; ZL是负载阻抗。U1和U2的传递函数为:

式中,Zc为特征阻抗; γ为传播常数; l为电缆的长度。

另外电压反射系数( Γ ) 也是同轴电缆的重要参数之一,其表达式为:

如果式( 9) 中满足ZL= Zc,则电缆末端的负载就是匹配负载,功率在电缆上实现无损传输,同轴电缆的传递函数只取决于电缆自身参数。同轴电缆的频率响应如图4所示,当ZL< Zc时电缆频率响应不是很好。实际上,选取的ZL比Zc大得多。

3. 3 电子隔离装置

为了提高测量的精度,被测量的输入信号需要先通过一个低通抗混叠滤波器来滤除噪声的影响,其截止频率设为1 /3倍采样频率。之后,再通过模拟-数字转换、低通滤波器等来滤除大于1 /2采样频率的信号,取得与输入信号成比例的输出信号,作为控制保护和测量系统所需要的信号。光耦合器在A / D转换与D / A转换之间,使输入 ( A / D输出) 和输出( D/A输入) 两端实现绝缘和隔离,无反馈作用,信号只能从输入单向传输到输出,具有抗扰能力强、响应速度快、工作稳定可靠等优点[8]。另外,分压器输出电压作为直流放大器输入信号,经过放大后取得与输入信号电压成比例的输出电压信号。可以认为整个电路建立了一个电子光耦合隔离放大器。

一般来说,现在使用的直接AD转换器( ADC)技术已经比较成熟和完善,转换精度不受系统谐波分量变化及频 率波动的 影响,采样方法 相对可靠[9]。

一般DAC均有“保持”输出,这就意味着当接收新的数字采样时,DAC输出会立即变为相应的新值并保持不变,直到下一个采样到来为止。这会导致阶梯型的输出并引起非平坦的频率响应,即响应下降问题。此外,作为DAC输入信号的ADC输出信号是有限数目的样本,信号的样本越少响应下降问题越严重。可以同时采用数字滤波器和模拟滤波器来减少这个影响[10]。

典型光耦合器输入部分是砷化镓红外发光二极管( LED) ,输出部分是硅光电三极管( OPT) ,如图5所示。光耦合器的参数可分为输入参数、输出参数和传输参数。其中,传输参数为电流传输比CTR,指在直流工作状态下,光耦合器的输出电流IC与输入电流IF之比值,即:

光耦合器的频率特性由最高工作频率f0表征,它受发光二极管的频率响应、光电三极管的入射光信号的响应速度、LED与OPT之间的寄生电容等因素的影响。光电耦合器输出电流与输入电流交流传输比为[11]:

f0可由测试光电耦合器对脉冲信号的响应时间获得,其公式为:

式中,tr为脉冲信号响应的上升时间。

从式( 12) 可以看出,tr越小f0越大。在实际应用中,通过选择适合放大器( 集合光耦合) 电路元件的参数可得到较宽的频带[11]。

4 DCVT 频响与影响因素的分析

由第3节可知,对于互感器频率特性的影响,阻容式分压器占主导地位,在一定条件下电阻或电容起决定作用。每个电阻自身都存在杂散电容和杂散电感,这种非线性特征会使电阻在一定的频率下出现谐振现象。但电阻并联电容时,电阻的纵向杂散电容比并联电容小很多,可以忽略不计,只考虑对地杂散电容。另一方面,分压器在运行过程中往往会产生参数偏差,影响到测量精度。下面分析该参数偏差如何影响测量精度。

4. 1 电阻杂散电感的影响

考虑到杂散电感的影响,电阻并联电容的结构变成了电阻先串联杂散电感然后再并联电容。这样结构的有效串联阻抗如下:

可以看出,当ω << ωr,阻抗Z显示电容性。在比ωr更高的频段,电感L很小,可以忽略不计。

4. 2 分压器的对地杂散电容的影响

分压器的各电阻元件都会有对地杂散电容和纵向杂散电容[12],其中纵向杂散电容比并联电阻的电容小很多,可忽略不计。假定分压器电阻和对地杂散电容是沿分压器均匀分布的,分压器的等值电路采用分布电路的模型,如图6所示。

图6中,分压器的总长度为l,低压臂离接地点距离为x,总电阻为R = R0l( R = R1+ R2) ,对地杂散总电容Ce= Ce0l,并联电阻的总电容为C =C0/ l( C = C1+ C2) ; 它们对应的单位长度上的数值为R0、Ce0、C0。R1、R2、C1、C2分别为高压臂和低压臂的电阻和电容。

根据加在高压端的电压U1得出在x( x /l =R2/ R) 处的电压为:

式中

由式( 14) 和式( 15) 可见,如果总电阻和总并联电阻的电容已知,当频率ω、对地杂散电容增加时,分压器的分压比误差将增大。

仿真结果如图7所示。可以看出,Ce越大对频率特性的影响越明显。为了克服Ce的影响可选择适合的并联电容,并联电容选得越大,对Ce的控制效果越好。实际上,低压臂并联电容C2比高压臂并联电容C1大得多,所以调整C2将会有较明显的效果。

4. 3 影响测量误差的因素分析

分压器的测量误差问题主要由系统频率偏差、电阻值偏差和电容值偏差引起。电阻和电容并非恒定值,而是受很多因素影响,它们在生产过程中产生的误差值将会引入测量误差。电阻值的偏差和电容值的偏差表示如下:

式中,R0和C0是电阻和电容额定值; ΔR和ΔC是电阻和电容的偏差度( % ) 。

另外,在实际运行过程中,电阻值和电容值随环境温度的变化 而改变,从而影响 互感器的 稳定性[13]。环境温度对电阻和电容的影响表示为:

式中,αr和αc分别为电 阻和电容 的温度系 数( ppm/℃) ; Δt为环境温度变化( ℃) 。

分压器的高压臂电阻( R1) 、低压臂电阻( R2) 应该选取具有 较高精度 和较小温 度系数的 电阻[8,14,15]。在测量直流电压时,分压器由电阻部分起决定作用。如能使R1和R2的温度系数或者精度近似相等,则分压比误差可减小甚至抵消。分压器在高频段由电容起决定作用,电容值取决于温度和精度。从式( 16) ~ 式( 19) 可见电阻、电容的偏差值和温度对测量误差影响的机理相同,所以下面的分析中将参数值误差通过温度偏差值进行分析。另一方面,通常电力系统在运行过程中的频率最大变化范围为Δω = ±1% ,频率的变化也将引起电容值的偏差,带来测量误差。

在恒定的温度和稳定的频率条件下,分压器的分压比为:

式中,δr1( 2)= 1 + ΔR1( 2)/100, δc1( 2)= 1 +ΔC1( 2)/100; 下标1、2分别代表高压臂和低压臂的相应参数。

考虑频率偏差( Δω) 时,分压器的分压比为:

式中,ω0为额定频率; δω= 1 + Δω /100。

使用Monte Carlo分析法分 析式 ( 20 ) 和式( 21) ,电阻的精度为±1% ,电容的精度为±5% ,频率偏差为±1% ,仿真结果如图8所示。

从图8( a) 可以看出,在低频段分压器的分压比由电阻部分主导,电容的影响很小,这使得分压比误差在±2% 范围内。如果电阻精度达到±0. 1% ,将使测量误差在±0. 2% 范围内,但如果频率偏离额定值将会使误差超过此范围,如图8( b) 所示。在高频段,电容的影响越来越明显,但不会超过电容精度的两倍,如图8( c) 所示。总之,可以通过选取精密的电阻和电容来减少分压器的电压测量误差,增大互感器的测量准确度。

4. 4 实验结果与分析

阻容分压器的实验电路如图9所示。图中,R1和R2分别为高、低压臂电阻,C1和C2分别为高、低压臂电容,RL为同轴电缆末端的匹配电阻。在实验室的条件下,使用单相变频电源产生0. 1Hz ~ 10k Hz的10V正弦电压信号作为输入。输出电压通过示波器测量,结果如图10和图11所示。

由图10和图11可知,分压器的频率响应良好,频宽达到10k Hz,电压幅值误差在±0. 2% 范围之内。综上所述,阻容分压器可用于谐波测量。

5 结论

直流测量系统论文 篇7

1 测量过程简述

1.1 测量依据

依据JJG 315—1983《直流数字电压表》。

1.2 环境条件

温度 (20±1) ℃, 相对湿度 (60±15) %。

1.3 测量标准

直流标准分压箱、标准数字表、多功能标准源。

1.4 被测对象

高准确度数字多用表。

1.5 测量方法

将多功能源和被校数字表并联接到分压箱高端, 标准表接到分压箱低端, 如图1所示, 同时记录标准表和被校数字表的示值。

2 测量模型

对于标准器和被检表, 在标准条件下, 温度、湿度、磁场、电源变化带来的影响可忽略, 则被检表的示值误差可表示为:

式中,

Δ———被检表示值的误差;

ZX———被检表显示的相应的读数;

ZN———标准数字表示值;

K———标准分压箱分压系数。

3 灵敏系数

依照公式

由式 (1) 得到:

4 直流数字电压表标准不确定度的评定

4.1 被检表读数重复性引入的标准不确定度分量u (ZX)

被检表读数重复性引入的标准不确定度用A类方法评定。由标准装置输出100 V的标准直流电压值给被检的设为直流电压测量功能的数字表, 并读取被检表10次的读数, 测试数据如表1所示。

测量平均值

单次测量标准偏差

故重复性带来的标准不确定度为:

4.2 标准表不准确性引入的标准不确定度u (ZN)

标准表不准确性引入的标准不确定度用B类方法评定。当使用的标准分压器为100 V:10 V (分压系数K=10.000 111) 时, 标准表读数为9.999 889 V, 其指标为0.000 010 V, 按均匀分布考虑, 包含因子k=3, 则

4.3 分压箱不准确性引入的标准不确定度u (K)

主要标准不确定度分量如表2所示。

5 合成标准不确定度

合成标准不确定度uc按下式计算:

6 扩展不确定度

7 结束语

测量不确定度是评价校准工作及校准结果是否符合要求的重要依据。目前准确度最高的多功能标准源和数字多用表的不确定度水平相当, 无法采用传统的标准源法完成直流电压的校准工作。采用本文介绍的方法可以满足标准装置的不确定度为被校对象不确定度1/3的校准要求, 解决了校准工作中的实际问题, 为即将实施的《数字多用表校准规范》的应用起到抛砖引玉的效果。

参考文献

[1]梁国鼎, 李颂扬, 李诺, 等.复合型检流计检定装置的设计[J].轻工标准与质量, 2015 (4) .

[2]姬云鹏, 李诺, 梁国鼎, 等.基于METCAL的数字多用表自动校准系统的研究[J].电子世界, 2015 (11) .