信号系统控制电路

信号系统控制电路（精选8篇）

信号系统控制电路 篇1

0 引言

据于74LS164十四进制扭环形计数器状态循环转换原理, 文章对交通信号逻辑电路的设计原理和设计方法作了深入全面的分析和阐述, 对从事数字电子逻辑电路的设计人员提高设计能力、拓宽设计思路、熟悉中小规模集成电路的综合应用能力、加深理解电路的控制原理、提高综合运用所学知识的工程实践能力具有重要的参考价值。

1 交通信号控制系统功能设计

1.1 十字交叉路口的交通信号控制系统平面布置 (见图1)

注:LMG—主干道绿灯LMY—主干道黄灯LMR—主干道红灯

LBG—支干道绿灯LBY—支干道黄灯LBR—支干道红灯

1.2 信号灯正常工作流程 (见图2)

因为主干道车辆多, 故放行时间相对比较长, 设计放行时间为48S;支干道的车辆少, 放行时间相对较短, 设计放行时间为24S;每次绿灯变红灯之前, 要求黄灯亮4S且为间歇闪烁, 此时另一干道的红灯状态仍然保持不变。在主干道和支干道均设有倒计时数字显示, 作为时间提示, 以便让行人和车辆直观掌握通行时间。数字显示变化情况应与信号灯状态始终保持同步。

2 交通信号逻辑电路的设计 (见图3)

3 交通信号控制系统电路分析

3.1 时钟信号源

时钟信号源由NE555时基电路组成, 用于产生1Hz的标准秒信号。

3.2 分频器

分频器由2片74LS74构成。第一片74LS74对1Hz的秒信号进行4分频, 获得周期为4S的信号, 另一片74LS74对4秒的信号进行2分频, 获得周期为8S的信号。周期为4S、8S的信号分时送到主控制器74LS164的时钟信号输入端, 用于控制信号灯处在不同状态的时间。

3.3 主控制器

主控制器是由一片74LS164构成的十四进制扭环形计数器, 是整个电路的核心, 用于定时控制两个方向红、黄、绿信号灯的亮与灭及持续时间, 在时钟CP上升沿的连续触发下其状态转换见表1

3.4 信号灯译码驱动电路的设计 (见图3)

信号灯译码驱动电路由若干个门电路组成, 用于对主控制器中Q5Q6的4种状态进行译码并直接驱动红、黄、绿三色信号灯。令扭环形计数器中Q5Q6的4种状态00、10、11、01分别代表主干道和支干道交通灯的4种工作状态:主干道绿灯亮、支干道红灯亮;主干道黄灯亮、支干道红灯亮;主干道红灯亮、支干道绿灯亮;主干道红灯亮、支干道黄灯亮。令灯亮为“1”, 灯灭为“0”, 则可得出信号灯译码驱动电路的真值表 (见表2)

由真值表可得出各信号灯的逻辑表达式:LMG=·;LMY=Q5·;LMR=Q6;LBG=Q5·Q6;LBY=·Q6;LBR=。因黄灯要间歇闪烁 (4秒期间闪4次) , 所以将LMY、LBY与1s的标准秒脉冲信号CP相“与”便得出:LMY’=LMY·CP;LBY’=LBY·CP。

3.5 信号灯工作时序

由时序图可知, 在Q5Q6=00期间, 共需6个CP触发脉冲, 所以应将周期为8秒的时基信号CP2送入扭环形计数器的CP端, 则6TCP2=6×8S=48S, 正好符合绿灯的放行时间为48秒。同理, 当Q5Q6处于10、11、01三种状态时, 应将周期为4秒的时基信号CP1送入扭环计数器的CP端, 才能满足这三种状态时信号灯亮灭的时间要求。以上8秒和4秒时基信号分时送入扭环计数器CP端是由74LS04的G9、74LS125的G10、G11共同完成的 (见图3) , 只有当LMG亮期间 (48秒) , G10导通G11截止, 将8秒时基信号送入扭环计数器CP端, 而在其余三种状态的时间段LMG都是灭的, G10截止G11导通, 将4秒时基信号送入扭环计数器CP端。

3.6 数字显示控制电路

数字显示控制电路是由4片74LS190组成的两个减法计数器组成, 用于进行倒计时数字显示的控制。当LMG亮、LBR亮 (Q5Q6=00) 时, 对应主干道的两片74LS190构成的52进制减法计数器开始工作, 从数字“52”开始, 每来一个秒脉冲, 显示数字减1, 当减到“0”时, LMR亮、LBG亮, 同时, 主干道的52进制减法计数器停止计数, 支干道的两片74LS190构成的28进制减法计数器开始工作, 从数字“28”开始, 每来一个秒脉冲, 显示数字减1, 直至减到“0”为止。减法计数前的初始值, 是利用另一个道路上的黄灯信号对74LS190的LD端进行控制实现的, 当黄灯亮时, 减法电路置入初始值;当黄灯灭而红灯亮时, 减法计数器开始进行减计数。

3.7 数字显示电路

数字显示电路是由两片74LS245和4片74LS49集成电路及4块LED七段数码管LDD580构成的, 用于进行倒计时数字的显示。因主干道和支干道的减法计数器是分时工作的, 而任何时刻两方向的数字显示均为相同的数字, 采用两片74LS245就可以实现这个功能。当主干道减法计数器计数时, 对应于主干道的74LS245工作, 将主干道计数器的工作状态同时送到两个方向的译码显示电路。反之, 当支干道减法计数器开始计数时, 对应于支干道的74LS245开始工作, 将支干道计数器的工作状态同时送到两个方向的译码显示电路。

4 结束语

主干道和支干道的放行时间是可以随意设置的, 比如可以设置主干道的放行时间为60秒, 支干道的放行时间为30秒, 黄灯闪烁的时间为5S, 改变分频器的分频系数即可实现这一功能, 将1Hz的标准秒信号经一个上升沿触发的5分频器分频得到一个周期为5S的信号, 再经过2分频得到周期为10S的信号, 将周期为5S和10S的信号轮流送入74LS164的CP端即可。其中, 5分频器可利用74LS290来实现。

参考文献

[1]曾令琴, 吕乐, 李林鹏.数字电子技术[M].北京:人民邮电出版社, 2009.

[2]龙治红, 谭本军, 黄华飞.数字电子技术[M].北京:北京理工大学出版社, 2010.

[3]焦素敏.数字电子技术基础[M]北京:人民邮电出版社, 2012.

[4]高燕梅, 沙晓菁, 粱超.数字电子技术基础[M]北京:电子工业出版社, 2012.

[5]王成安, 马宏骞.电子产品整机装配实训[M].北京:人民邮电出版社, 2010.

信号系统控制电路 篇2

指导老师：傅宗纯

姓名： 班级：信号151

学号：

6502电气集中设备实验报告

实验目的：

1.了解6502电气集中的组成部分

2.掌握控制台各种按钮的用途、各种操作的方法。3.能够正确的办理进路和取消进路。

一、6502电气集中设备概述

6502电气集中联锁是用电气集中控制和监督，用继电器实现道岔、进路和信号机之间的联锁关系。

电气集中车站的信号设备分室外和室内两部分，电气集中联锁车站和计算机联锁车站室外设备相同，主要有色灯信号机、电动转辙机、轨道电路和电缆电路。

对于6502电气集中信号楼内的设备主要有控制台、区段人工解锁按钮盘、继电器组合及组合架、电源屏和分线盘。控制台用于控制和监督道岔、进路和信号机，设有控制台和信号楼或行车室就是车站的控制中心。区段人工解锁按钮盘是辅助设备，主要在更换继电器或停电后，用它使设备恢复正常状态。继电器组合及组合架的实现联锁控制的核心设备，它安放着控制和监督用的各种继电器。电源屏能不间断的供给电气集中用的各种交直流电源。分线盘是室内外电缆连接的地方。通过这些设备完成联锁控制功能和显示及报警功能。

二、6502电气集中系统设备组成

室内设备：控制台、区段人工解锁按钮盘、继电器组合及组合架、电源屏、分线盘。

室外设备：信号机、电动转辙机、轨道电路、电缆线路及各种箱盒。

1、区段人工解锁按钮

是辅助设备，主要在更换继电器或者停电后，用它使设备恢复正常状态。另外，在道岔区段因故障不能解锁时，用它来办理区段故障人工解；若设备发生故障时，用它实现对信号的强制关闭。

2、继电器组合及组合架

把控制对象相同的继电器按照定型电路环节组合在一起，叫继电器组合，它是6502电气集中系统实现联锁功能的设备。组合架用来放置继电器组合。

图 1 继电器组合及组合架

3、电源屏

不间断的供给电气集中用的各种交直流电源。

图 2 电源屏

4、分线盘

室内外电缆连接的地方，有助于辅助查找信号设备故障的范围。黄色的胶木板上有许多的白色的瓷端子。中间蓝色部分为轨道电路模拟测试盘，测试轨道轨面电压。

图 3分线盘 分线盘分10层，从下往上依次为F1-F10；每一层里面有13块18柱端子板，也有的是15块6柱端子板。

图 4 分线盘

4、控制台

控制台盘面上装有站场线路的模拟图形、按钮和表示灯。车站值班员利用按钮集中操纵全站的道岔和信号，并通过表示灯和光带监督设备状态和线路作用情况。

图 5 控制台

6、模拟盘

在模拟盘上按钮向下表示为有车占用，按钮向上表示为列车出清。

图 6室外设备模拟盘

三、进路

基本进路：依次按下进路的始、终端按钮后所选定的一条进路叫基本进路

例如从石门---长沙3G 按S进站信号机前的绿色按钮，后按X3LA

（1）以单置顺向的调车信号机为阻挡信号时，应以该单置的调车信号按钮为终端。如书中站场平面图中，排列D3→D11的调车进路应以D11A为终端。

数字信号采集回放系统电路设计 篇3

本文基于电压测量技术, 设计了一种能够进行数字信号采集和回放的系统电路。本电路以FPGA为核心, 以NAND FLASH芯片为存储载体, 可实现72路数字信号测试, 并且每通道达到100Msps的采集 (回放) 速度。

1 系统电路结构和功能设计

整个系统包含存储板、系统底板、USB2.0接口控制板、回放驱动板、采集转接板等多个组成部分, 能够实现72路数字信号的同步采集和回放。系统结构示意图如下。

所有板卡均插装在系统底板上, 通过数据及控制总线相连。系统中的存储板有9块, 每块可存储8路数字信号, 可实现72路信号的数据存储。每块存储板上有8片8GB FLASH芯片。系统总存储容量为576GB, 按照100M采样率, 可采集或回放10分钟以上, 数据存取速度达900MB/S。

在采集过程中, 被测数字信号通过采集转接板转移到存储板;在回放过程中, 存储板中的数据首先通过回放驱动板输出到被测数字电路。

1.1 FLASH存储板设计

每块存储板上集成了8片NAND FLASH芯片, 分别存储8路数字信号, 并通过FPGA芯片实现接口控制和数据存取。

器件选型方面, 采用了K9HCG08U1M型号的NAND FLASH, 该芯片支持最高40MB/S的瞬间数据存取速率, 容量8GB。

FPGA方面采用了ALTERA公司CYCLONE 3系列芯片, 型号为EP3C25Q240C8N.该芯片有149个可分配IO引脚, 内部RAM资源达608256bits, 含4个锁相环, 完全满足本设计需求[4]。

存储板通过VME32插头与底板数据总线连接, 插头内包含了采集、擦除、回放等控制线和8路数字信号线。

1.2 系统底板设计

系统底板是其它板卡互连的基础, 还提供电源转换、插板接口、开关控制和指示、系统时钟选择等功能。

电源转换芯片组位于底板上侧, 便于散热。提供系统电源。

中间部分是9块FLASH存储卡的VME插座位, 底端是数据总线接口, 用于与USB控制板和回放驱动板等进行连接。

右侧是开关控制电路和晶振电路。开关控制电路主要负责对来自USB控制板的开关信号进行处理, 并通过指示灯加以显示。晶振电路则可提供25MHz和6.25MHz两种时钟, 并在FPGA内部进行4倍频处理。在高速采集回放过程中, 使用25MHz时钟, 可达到100MSPS的采样率和同等回放速率。

1.3 USB接口控制板设计

USB接口控制板主要负责系统设备与上位机之间的数据交换, 包括控制命令和采集回放数据的读写操作。电路板的接口主要有USB2.0接口, 数据及控制总线接口, 回放引脚设置总线接口。本设计中, 采用了CYPRESS公司的USB2.0芯片CY7C68013-128AC作为USB接口芯片。该芯片最高数据速率可达48MB/S。

1.4 采集转接板设计

它的功能是将被测数字电路板转接出来, 使之保持正常工作, 并对其引脚信号加强驱动, 以便本系统设备进行采集。采集时, 将转接口连接到待测设备的数字电路板所在位置, 然后将数字电路板插在采集转接板中间的接口上, 并使用排线与本系统面板的采集接口相连。此时启动待测设备, 在其进入工作状态时启动采集。

1.5 回放驱动板设计

由于FLASH存储卡的驱动能力较弱且没有信号方向选择, 所以在回放时, 必须经过驱动增强和引脚输入输出的方向选择, 才能使被测数字电路板正常工作起来。本设计采用“FPGA+三态门”的方式, 实现回放信号引脚方向选择和驱动。

USB Local Bus通过FPGA进行命令的接收和译码, 并产生三态门控制信号。底板总线接口提供所有72路数字信号, 经过三态门电路选择后, 产生相应的驱动信号给被测数字电路板。

2 上位机软件设计

上位机软件主要负责USB驱动程序的调用、通信协议的实现。系统电路的各种操作均可通过上位机软件完成。其通信协议包括命令设置、数据帧的收发、返回状态判断等等。软件通过协议控制进行采集和回放测试、数据的导入导出操作。“触发采集”用于设置触发采集模式下的参数。

3 系统测试

为了验证本系统设备的各项性能, 针对某型72脚数字电路板进行了现场采集。该型电路板的72路信号除电源和地以外, 均为数字信号, 且最高工作频率为3MHz。

在采集过程中, 观察被测设备和电路板是否仍能正常工作。采集结果表明, 被测设备工作不受影响, 本系统工作正常, 故障灯未亮, 可完成10分钟的采集过程。

在采集结束后, 进行了回放测试, 使用示波器对回放驱动板的信号进行了波形测试。测试结果表明, 回放接口能够完整再现采集到的数字信号。各通道回放信号之间的误差不超过10ns。

4 结论

目前市面上已有的数字信号测量工具, 受限于采集速度、存储深度、可测通道数、现场易用性、信号复现等诸多因素;另一方面, 某些数字电路的维修不只是要做简单的波形测量, 还需要进行信号激励和驱动, 并观察响应, 以确认电路的工作是否正常。本文设计的系统电路以FPGA和FLASH为核心, 可以完成信号记录和回放的功能, 能够对数字信号较多的电路板维修和故障定位发挥极大的辅助作用, 也为数字信号测试技术提供了一种新的方式方法。

参考文献

[1]胡敏明.几种典型的数字电路测试技术[J].管理科学, 2009.

信号系统控制电路 篇4

1 差动对焦系统光电信号探测原理

激光器所产生的激光光源经过差动光路进行分光后,照射至两个光电探测器上。两路探测器接收光强的差值与轴向离焦量的响应曲线由图1 所示。光强差值过零点处即为合焦位置,因此通过检测差值的正负符号可以判断物体的离焦方向,通过相应的公式计算即可得到离焦距离,利用自动对焦算法,可实现自动对焦。差动光路的引入可以有效抑制系统噪声与温度漂移对测量产生的影响,提高系统的信噪比[2]。

差动对焦系统中光电信号探测电路由光电转换前置电路、信号调理及差分电路、低通滤波电路、伪零点消除电路等部分组成,电路结构如图2 所示。光电探测器将接收到的光信号转换为微弱电信号,经过前置电路及调理电路将信号幅值放大至合适范围,再将两路电压信号经差分放大电路相减产生差分误差电压信号,通过低通滤波后生成与光强差值呈线性关系的调焦误差信号,送入后续MSP430F149 单片机控制电路进行处理,经计算产生调焦控制信号以驱动伺服位移台运动实现系统的自动对焦。另外为判断系统伪零点,设计了伪零点消除电路,以解决成像平面距离焦平面过远及处于合焦状态时相混淆的问题。

2 光电信号探测电路设计

2. 1 光电转换前置电路

激光器输出的激光波长为632. 8 nm,功率为2. 5 m W,不属于极微弱光信号,系统所探测的光信号对灵敏度及线性度需求较高,对动态特性要求较低,故选用型号为PD204-6C /L3 硅光电二极管作为光电探测器。其探测光谱范围400 ~ 1 100 nm,短路电流ISC= 10 μA( Ee= 1 m W / cm2,λp= 940 nm) ,反偏时暗电流ID= 10 n A。当入射光波长为632. 8 nm时,感光灵敏度越为峰值波长最大值的75% ,此时短路电流ISC= 7. 5 μA( Ee= 1 m W / cm2) 。

光电二极管有两种工作模式: 零伏偏置( 光伏)模式和反向偏置( 光导) 模式,见图3 所示。在零偏模式下,光电二极管线性度较高,被放大的信号只与入射光强成正比; 反偏模式下光电二极管动态响应特性较好,但需要损失一定线性。同时,在反偏模式下即使没有光照,光电二极管也会产生一个很小的电流( 称为暗电流或无照电流) ,但工作于零偏模式下时则不会产生暗电流[3,4]。考虑到差动对焦系统对线性度要求高及对动态特性要求较低的技术要求,电路设计中采用零偏工作模式构成光电二极管检测电路,将光信号转化为(A级的微弱电流信号。

考虑到运放的失调电压UIO与失调电流IIO影响,输出电压Uo由式( 1) 确定。式中R为反馈电阻,Rd为光电二极管结电阻; I为光信号所转化的微弱电流信号,ISC= 7. 5 μA,为光电探测器的短路电流。

由式( 1) 可知运放的失调电压与失调电流对输出电压有较大影响。为减小误差,选用低噪声、精密场效应输入型运算放大器AD795JRZ作为前置放大器。AD795JRZ的输入失调电压在25 ℃ 时最大值为500 μV,输入失调电流最大值为1 p A,失调电压漂移最大值10 μV/℃,开环增益为100 d B,由于光电二极管产生的微弱电流为 μA级,远大于运放输入失调电流,故可以大大降低其所引起的电压误差。为提高探测电路信噪比,设计中选用反馈电阻R为1 MΩ,考虑到室内灯光与电磁辐射可能产生的干扰,在反馈电阻上并联一1 μF的电容,以减小高频干扰。实际设计的光电二极管转换前置电路如图4所示,其中第一级即为光电二极管检测电路。图4中第二级电路为采用OP07EP运放构成的电压跟随器,避免后级电路对于输出电压的不利影响。

2. 2 信号调理及差分电路

通过前置放大电路后,检测的电压信号依然比较微弱,因此需要加一后级放大电路进行电压放大调理,将信号幅值放大至合适范围。利用运放OP07EP组成的信号调理电路如图5 所示。

考虑到两路探测电路中光电探测器灵敏度及电路元件参数的分散性,电路中反馈电阻R2采用100kΩ 精密可调变阻器,根据式( 2 ) 可知,输出电压U2的大小由电阻R2与R1的比值决定,所以可以通过调整精密变阻器R2的阻值使两路光电探测电路增益相等。各电路元件参数示于图5。

为了降低电路中共模干扰,提高电路整体性能,采用高精度低噪声低失调漂移高共模抑制比仪表放大器AD620BN构成差分放大电路。AD620BN输入失调电压最大值50 μV,输入失调漂移0. 6 μV/℃,输入偏置电流最大值1. 0 n A,共模抑制比最小值80d B( G = 1 ) 。 设计中为了尽量减小增益误差,将AD620 构成的差分放大电路的放大倍数设定为1,即不接外部电阻RG,此时增益误差最大值仅为0. 02% 。调理放大后的两路探测信号通过AD620差分放大电路相减后输出误差电压信号,送入后续低通滤波电路以作进一步处理。设计的差分放大电路如图6 所示。输出电压Uo可由式( 3) 给出,其中Ui1与Ui2为经过调理后的两路光电信号,系数K = 1。

2. 3 低通滤波器

由于周围环境存在的高频电磁干扰以及室内灯光频闪影响,前级电路的输出信号不可避免地存在大量高频噪声,因此需设计低通滤波器以抑制高频噪声干扰。常用的低通滤波器有巴特沃兹( Butterworth) 、切比雪夫( Chebyshev) 和贝塞尔( Bessel) 滤波器等类型,其中Chebyshev低通滤波器具有通带等纹波、在截止频率附近的截止特性好及曲线衰减斜率陡等特点,其特性曲线和理想滤波器的频率响应曲线之间的误差最小[5],故本设计选用二阶Chebyshev低通滤波器结构,利用OP07EP运算放大器及两节RC滤波网络组成二阶有源低通滤波电路实现对高频噪声的滤除,其电路如图7 所示。

该滤波电路传递函数见式( 4)[5]。

根据差动对焦系统的硬件需求与技术指标的要求,设计时确定截止频率f0= 31 Hz,经过计算后确定电路各元件参数R = 51 kΩ,R1= R2= 200 kΩ,C = 0. 1 μF。电路通带增益为Aup( s) = 2,等效品质因数Q = 1。

为了验证所设计Chebyshev低通滤波器的性能是否满足设计要求,首先利用Multisim13 仿真软件的波特图仪对该电路进行了仿真[6],所得到的滤波器频率特性仿真结果如图8 所示。通过读仿真结果可看出电路通带增益Aup( s) = 2,截止频率f0=31 Hz。

进一步,使用信号发生器( Tektronix AFG3102)与数字示波器( Agilent DSO-X 2012A) 对实际电路进行性能测试,实验结果如图9 所示。图中曲线2为信号发生器产生的输入扫频信号,其频率范围为1 m Hz ~ 10 k Hz; 曲线1 为滤波器输出信号波形,从波形图可以看出滤波输出信号的截止频率为33. 3Hz,电路通带增益为2。

综上所述,软件仿真结果及实际电路测试结果均证明了所设计的低通滤波器实际性能与设计参数基本一致,满足电路的滤波需要。

2. 4 伪零点消除电路

在实际测量中,当成像平面距离焦平面过远时,两光电探测器的输出信号基本相等,经过差分电路后所输出的误差电压信号可能为零,这种伪零点会造成系统误认为对焦成功。为了防止伪零点的出现,需要设计一个伪零点消除电路进行甄别,只有当两路调理放大电路的输出信号之和大于阈值电压后,系统才能进入对焦状态。伪零点消除电路可用一加法电路与比较电路组成。考虑到后续控制电路中所用MSP430F149 单片机具有内置电压比较器,因此光电信号探测电路部分只需设计加法电路即可。加法电路实现两路调理放大电路的输出信号的求和运算,其电路结构如图10 所示。

3 实验结果

激光器采用大恒公司DH-HN250 氦氖内腔激光器,产生激光波长为632. 8 nm。成像物镜采用大恒公司GCO-2132 长工作距物镜,其放大倍率20倍,数值孔径为0. 40,有效工作距离5. 460 mm。采用数字示波器Agilent DSO-X 2012A观察测量调焦误差信号,测量精度为4 位半。实验时,首先调整成像物体位置使系统处于合焦状态,此时调焦误差电压信号为0 V。在此基础上以100 μm为位移步长移动成像物体位置以改变离焦量,利用示波器测量进入差分放大器的两路光电转换信号( C1及C2) 电压值与调焦误差电压值,共测量16 组数据。利用软件对测量数据进行分析得到光电转换电路探测曲线图,如图11 所示。通过与图1 所示差动共焦光强相应曲线相比较,二者具有较好的一致性,说明设计实现了系统的要求,验证了光电信号探测电路设计的可行性和正确性。

4 结束语

差动对焦系统可实现显微图像采集设备的自动对焦控制。该系统具有低噪声、高精度、系统计算量少及控制速度快等优点。光电信号探测电路是差动对焦系统的重要组成部分,其性能好坏将直接影响对焦系统的性能。本文以高性能差分放大器AD620BN、低噪声精密场效应输入型运放AD795JRZ及OP07EP运放为核心器件设计了一种光电信号探测电路,该电路主要由光电转换前置电路、信号调理及差分电路、二阶低通滤波器电路及伪零点消除电路等部分组成,实现将差动光信号转换为电信号,经后续MSP430F149 单片机系统电路处理后,产生调焦控制信号实现系统的自动对焦。实验测试结果验证了光电信号探测电路设计的可行性和正确性,所设计的电路符合系统的要求。

摘要：依据差动对焦系统的要求,给出了差动光电信号探测电路的实现方法。以高性能仪用放大器AD620BN、低噪声运放AD795JRZ和运放OP07EP为核心,设计了光电转换前置电路、信号调理及差分电路、二阶低通滤波器及伪零点消除电路,实现将差动光信号转换为电信号。经后续MSP430F149单片机系统电路处理后,产生调焦控制信号实现系统的自动对焦。实验测试结果验证了所设计电路的可行性和正确性,符合差动对焦系统的设计要求。

关键词：差动对焦,光电检测,差分放大器AD620BN,滤波器

参考文献

[1] Lee Chauhwang,Guo Chinlin,Wang Jyhpyng.Optical measurement of the viscoelastic and biochemical responses of living cells to mechanical perturbation.Optics Letters,1998;23(4):307—309

[2] 王永红.基于全场并行共焦的检测技术与系统研究.合肥:合肥工业大学,2004Wang Y H.Research on the detecting technologies and system based on whole-field parallel confocal.Hefei:Hefei University of Technology,2004

[3] 李远明,陈文涛.微弱光信号前置放大电路设计.电子元器件应用,2007;9(8):51—53Li Y M,Chen W T.Circuit design of weak optical signal preamplifier.Electronic Component&Device Applications,2007;9(8):51—53

[4]刘日龙,殷德奎.激光干涉仪光电检测电路的设计.半导体光电,2010;31(2):284—287Liu R L,Yin D K.Design of a photoeletric detecting circuit for laser interferometer.Semiconductor Optoelectronics,2010;31(2):284 —287

[5] 童诗白,华成英.模拟电子技术基础.北京:高等教育出版社,2006Tong S B,Hua C Y.Basic analog electronic technology.Beijing:Higher Education Press,2006

便携式脑电信号采集系统电路设计 篇5

脑电图是临床检测大脑活动的重要手段[1], 脑电信号包含了大量人体生理和病理信息, 通过对脑电信号的研究, 可以了解神经细胞电活动与人生理心理状态之间的关系, 在临床医学和认知科学领域具有重要的科学意义。但是常规脑电图机由于其体型较大, 携带不方便, 且导联数较多操作麻烦。台湾大学医学工程所采用商用IC自行设计出单一通道电池供电的脑电信号记录仪, 并将所记录到的脑电信号存储于Flash Memory中, 整个电辟的面积不到150cm2[2]。虽然国内与前几年相比在简易脑电仪设计方面可说是有很大的进步, 但是总体电路设计还是不够简便, 基于这个设想尝试设计便携式脑电采集系统。

1 总体方案

微弱的脑电信号埋没在人体周围各种频率电磁场的干扰信号中, 而这些干扰信号的感应电压都是通过人体和导联线与干扰源的耦合电容或电感起作用的[3]。所以每个模块的设计都必不可少。本设计采用的是双极导联法, 不使用无关电极, 只使用头皮上的两个活动电极, 以两个作用电极作为放大器的输入端, 以利共模干扰抑制。这样记录下来的是两个电极部位脑电变化的差值, 因此可以大大减小干扰, 并可排除无关电极引起的误差。

脑电检测系统设计上主要包括硬件部分和软件部分。硬件部分是由高输入阻抗的差动放大器及电压放大器作为前置放大, 经由高通、低通与50Hz陷波等滤波信号处理后, 再将信号电压放大至匹配模数转化器电信号标准。考虑到使用者安全性, 加入光电隔离电路作为电路与人体间电源隔离[4]。软件部分将模拟信号转换成数字信号时, 采用STC12C5A60AD/S2系列带A/D转换的单片机, 经过多次比较, 使转换所得的数字量逐次逼近输入模拟量对应值。

2 硬件电路设计

2.1 前置放大电路

脑电信号检测前置级放大电路通常采用差动电路结构。这个结构的电路由3个基本运算放大器构成, 其中两个组成同相并联输入第一级放大, 以提高放大器的输入阻抗, 另一个为差动放大, 作为放大器的第二级[5]。

前置放大倍数:Aμ=- (R6/R4) * (1+2R1/R3) ≈100

2.2 高通滤波器

本实验采用的是压控电压源高通滤波电路, 主要是滤除电路中直流成分, 消除极化电压产生的干扰。

品质因数:Q=|1/ (3-Aμp) |=1.1

2.3 50Hz陷波器

人体处在一个复杂的电磁环境中, 工频50Hz及其谐波辐射到人体产生的电压能达到1V, 虽然通过提高前置放大电路的共模抑制比能抑制共模信号, 然而还会有相当高的50Hz干扰以差模形式进入到电路中, 其幅值最高能达到几毫伏, 远大于有用的脑电信号幅值。由于50Hz干扰的存在, 信号就会在放大器中饱和, 造成信号失真。因此50Hz陷波电路设计很有必要[6]。

电路中R18, R19决定了Q值, Q值越大, 陷波带宽越窄。但由于实际上元件与理想值有误差, 这会使得陷波频率没有落在50Hz, 因此为减少实际误差, Q不宜取太大。

品质因数:Q=1/ (2|2-Aμp|) =5.5

2.4 主放大电路

将基本滤除干扰信号的脑电信号进行最主要的信号放大, 只需采用最简单的负反馈放大电路即可。

2.5 低通滤波器

低通滤波器用于消除脑电信号以外的高频噪声。为了使输出电压在高频段以更快的速率下降, 以改善滤波效果, 在一阶滤波器的基础上再加一节RC低通滤波环节。最终选择压控电压源低通滤波电路。

2.6 光电隔离

本电路设计中应用光电耦合器, 将发光元件和受光元件组合在一起, 通过电-光-电这种转换, 利用“光”这一环节完成隔离功能, 使输入和输出在电气上是完全隔离的。另外, 在布线上也应该注意隔离。

3 软件处理

采用STC12C5A60AD/S2系列带A/D转换的单片机将模拟信号转换成数字信号, 设置采样频率为300k Hz, 使得A/D转换处于最佳处理状态。该ADC是逐次比较型, 通过逐次比较逻辑, 从最高位 (MSB) 开始, 顺序地对每一输入电压与内置D/A转换器输出进行比较, 使转换所得的数字量逐次逼近输入模拟量对应值。

4 实验结果

每个模块和总体电路的对比误差实验。

从该误差实验看出, 电路每个模块基本都达到了要求, 而总放大倍数差距较大, 在经过讨论分析后发现每个滤波模块也都有放大作用造成放大倍数增大。

如下图所示, 前一段为平静时采集到的脑电信号, 后一段为受到闪光刺激时采集到的脑电信号, 由于采集数据结构众多, 只选取一段作为展示。实验效果较为理想, 完全能达到脑电信号放大电路的要求, 其中不同频率或阻带宽度都可通过调节电路参数来改变, 工程应用中非常方便。该电路应用到多通道脑电采集分析系统中, 取得了良好的效果。

5 小结

本系统在现有的生物电放大器研究基础上, 改进并设计了由高低通滤波电路, 50Hz陷波器等环节, 避免了传统生物电放大电路冗繁的模拟滤波环节, 结构简单, 调试方便。且本文设计的电路都是经过多次反复测试, 尽可能的减小误差, 选用最合适的元器件而得到的。相较于传统的脑电图机大型而复杂的设计, 该系统达到了最简化, 这对设计简单的多通道脑电图机有一定的借鉴意义。

摘要：本文介绍了一种操作简便、易携带的脑电采集系统。系统采用了高通滤波, 低通滤波, 50Hz陷波和两级放大电路, 将从头皮采集到强度为10100μv脑电波放大20000倍后显示。实验结果证明, 该系统基本达到了设计要求, 可以将微弱的脑电波在去除干扰后采集并显示。这对设计简单多通道脑电采集及其他微弱生物电采集系统有一定借鉴意义。

关键词：前置放大电路,50Hz陷波器,滤波器参数

参考文献

[1]郭瑶.脑电信号采集与处理系统设计[D].成都:电子科技大学, 2007.

[2]黄群峰.脑电信号检测专用集成电路设计研究[D].泉州:华侨大学, 2007.

[3]邱天爽, 王宏禹, 鲍海平, 等.基于EEG信号AR模型的中枢神经系统损伤检测[J].国外医学生物医学工程分册, 2002, 25 (2) :92-96.

[4]张建利, 李文峰.基于TMS320LF24O7A的脑电信号采集系统的设计[J].世界电子元器件, 2004, 11:37-39.

[5]王三强, 何为, 石坚.新型脑电信号前置级放大电路设计[N].重庆大学学报:自然科学版, 2006, 29 (6) .

[6]史志怀, 万遂人.脑电信号采集中工频陷波电路的设计[J].医疗装备, 2009, 22 (11) :11-12.

信号系统控制电路 篇6

随着药用水、生物用水、锅炉用水以及大型发电机组冷却用水的急剧增加,膜技术作为高效节能的分离技术得到了跨越式的发展。电导率不仅成为衡量去离子水纯度的一项重要技术指标,也是评价膜分离效果的重要依据[1],因此,实现水质电导率的准确测量变得尤为重要。近年来,微计算机控制的电导率测量仪表已取代了机械指针仪表,并实现了电导率的在线测量,但存在测量精度低、稳定性差、温度补偿不够的缺点。针对这些缺点,本研究在分析电导率在线测量原理和干扰因素的基础上,设计了温度在线补偿、信号采集及数据处理电路。

2 总体方案设计

电路设计以AT89S52单片机为核心,主要包括电导率信号采集电路、温度补偿电路、模数转换电路、控制电路及显示电路,整体设计框图如图1所示。

电路的工作原理:信号源产生占空比为50%的正负脉冲电压加到电导率电极的两端,流经电极的电流信号被放大滤波后,经过A/D转换送入单片机,完成电导率信号的采集;同时通过温度传感器DS18B20对水温进行在线采集,送到单片机,单片机对这两个信号进行数据处理后,完成对电极极化和温度产生误差的补偿,并把结果通过LCD显示器显示出来。

3 电导率测量原理

电导率κ是水溶液导电能力的重要标志,是电阻率ρ的倒数[2],根据电阻率的公式(式中,R为导体电阻,Ω;A为导体有效横截面积,cm2;L为导体的有效长度,cm),电导率(式中,为电极常数)。因此,通过测量水质电阻R即可求出电导率κ。

电导率传感器在测量时与水溶液形成了电导池,它不能简单等效为电阻,其简化等效电路如图2(a)所示。R1为电导池中的介质电阻,C2为电导池的极间电容和连接电缆的分布电容,C1为电极极化效应产生的电容。当电极选定后,C1、C2即为常数,通常情况下C1(μF级)>>C2(p F级)[3]。选择高频信号源可以减少C1对测量的影响,却会引起C2较大测量误差,当系统选择频率为2 k Hz、幅值为±2 V的脉冲信号时,可将电导池等效电路进一步简化为图2(b)。

影响电导率测量的因素主要有两个:温度和电极极化效应。温度对水的电导率测量影响最大,水温上升,粒子水化作用减弱,运动阻力减小,定向运动加快,电导率增大,反之减小。工业上以溶液温度25℃时的电导率为该溶液的电导率,其温度补偿公式[4]为:

式中,Kt为温度t时的电导率;K25为转换成25℃时的电导率,即为所求电导率;α为温补系数;t为测量时温度。电极极化效应对水的电导率测量精度的影响比温度影响要小。当电极两端加上电压时,在电场的作用下正负离子反向运动,产生内部电场,内部电场方向与外加电场方向相反,阻止了离子导电作用,使电导率减小。为减小电极极化误差,系统采用了正负方波脉冲作为激励源。

4 硬件电路

4.1 温度补偿

温度是影响电导率测量精度的一个重要因素,系统设计了实时温度补偿电路,减小温度对水质电导率测量的影响。DS18B20数字温度传感器应用了DALLAS半导体公司推出的一项特有的1-wire Bus技术,它采用单根信号线,既可传输时钟,又能传输数据,而且传输数据是双向的[5]。采用DS18B20采集温度,电路简单,硬件成本低。在-10~85℃的范围内的误差为±0.5℃,满足系统对温度补偿的要求。系统利用DS18B20温度传感器采集温度值,传给单片机,再通过软件编程补偿温度误差。

4.2 信号采集

信号采集电路由电导池、正负方波脉冲电路和采样保持电路组成,采集原理如图3所示。由于正负脉冲发生器发出的信号前半周期和后半周期同值反向,电极极化误差被大大削弱,经放大器放大输出的电压信号Vo在被采集时已相对稳定,A/D采样点位于电压波形稳定后的平坦部位,在一段时间内系统相当于受到一个恒定直流电压信号的激励,被测信号无需复杂的处理,如相敏解调、滤波等环节,这样可以简化系统硬件结构,提高系统采集速度。

4.2.1 正负方波脉冲

为减小极化效应产生的误差,系统采用了L7812和L7912三端稳压器作为激励信号发生器,如图4所示。L7812为正压输出稳压电源,L7912为负压输出稳压电源。由于被测水质的导电能力不同,电导率会相差很大。当被测电导率信号较小时,为尽可能加大系统的有用信号,以便能从系统噪声中提取出来,激励电压源的幅值应尽可能大,但加在电导率电极两端的电压幅值也不能过大,应控制在10 V以下,所以选用了L7812和L7912为系统提供±12 V的稳压电源。MAX303是Maxim公司生产的高性能开关芯片,开关闭合时间短于150 ns,断开时间短于100 ns[6]。同时导通电阻小于22Ω,能够满足系统要求。

4.2.2 采样保持及A/D转换

在A/D转换之前,系统设计了采样保持电路,保持芯片采用美国国家半导体公司生产的LF398,它具有很高的捕获时间(短于10μs)和低的衰减率,跟随的精度误差不大于0.002%[7],其优点是只需要一个保持电容就能完成采样保持功能。

MAX197芯片是由美国Maxim公司生产的8通道、12位A/D转换器,它采用逐次逼近的工作方式,内部输入保持电路将模拟信号转换为12位数字量输出,其并行输出口很容易与单片机接口[8]。系统采用89S52单片机控制MAX197实现电压测量,使用MAX472实现被测电流到电压的转换。单片机通过设置P1.7的高低电平实现对MAX197输出数据的高低位控制;通过设置P1.6的高低电平实现MAX197的中断控制。A/D转换电路图如图5所示。

5 软件设计

程序使用C语言编写,配合伟福6L仿真器仿真调试。软件采用模块化设计,程序包括一个主程序Main()和应用子程序:初始化程序、电导率采集子程序、A/D转换子程序、LCD显示子程序等。初始化程序在上电复位后对单片机及其外围芯片赋初值,为正常工作做好准备。信号采集子程序是系统软件设计的重要环节,其设计流程图如图6所示。

6 小结

在分析水质电导率的测量原理和影响电导率测量精度的主要因素(包括温度和电极极化效应)的基础上,采用单片机技术,设计在线检测电导率信号的硬件结构和软件编程。通过对具体硬件系统的反复比较和筛选,保证了系统的稳定性和可靠性;通过软件编程,实现了电极极化误差和温度补偿。为实现以电导率测量为核心的多参数水质检测系统的研究打下坚实的基础。

参考文献

[1]林波,张效玮,贾科进,等.基于双极性脉冲电压的水电导率仪控制系统的设计[J].电子器件,2007,30(3):921-925.

[2]郑联英.水溶液电导率的测量方法研究[D].北京:北京化工大学,2007:4-6.

[3]方建安.电化学分析仪器[M].南京:东南大学出版社,1992:195-242.

[4]Randall E W,Wilkinson A J,Cilliers J J,et al.Current Pulse Technique for Electrical Resistance Tomography Measurement[C]//Proceedings of the Second World Congress on Industrial Process Tomography,August29-31.Germany:Hanover,2001:493-501.

[5]王海燕,朱孟府.清洗消毒机程序式控制系统的设计[J].医疗卫生装备,2005,26(10):14-15.

[6]张敏.一种新型工业电导信号测量仪的研制[D].浙江:浙江大学信息科学与工程学院,2005:23-32.

[7]陈志文.自动换挡水电导率仪的研制[D].河北:河北工业大学,2004:16-18.

信号系统控制电路 篇7

关键词：复频域法,S域等效电路,全响应,零状态响应

信号与系统是电子信息工程、通信技术等专业重要的基础课, 笔者近年来在辅导学生参加自学考试时发现复频域法分析求解电路题在自考时多次出现, 但是学生得分率不高, 反映这种题型难, 综合性强, 有时看到题目就想放弃。现将复频域法分析求解电路题举例说明, 梳理解题思路、分析解题时的注意事项, 并将其应用于教学中, 提高学生的通过率。

1 复频域法分析求解电路原理

1.1 拉普拉斯变换

拉普拉斯变换法是信号与系统中的三大变换之一, 是信号系统分析理论的基石之一[1]。复频域法分析求解电路即借助拉普拉斯变换方法先求出电路响应的象函数, 然后利用拉普拉斯逆变换求出其对应的原函数, 即电路某处的电流或电压的时域表达式。

1.2 复频域法分析求解电路问题的一般过程[2]

由时域模型电路画出S域模型电路, 应用电路中所学各种方法解得响应象函数, 然后取拉普拉斯逆变换得响应时域函数。

1.3 电阻R、电容C、电感L的复频域 (s域) 模型

1.4 基尔霍夫定律的S域形式

基尔霍夫电流定律的S域形式:∑I (s) =0, 表明对任意结点, 流出 (或流入) 该结点的象电流的代数和恒等于零。

基尔霍夫电压定律的S域形式:∑U (s) =0, 表明对任意回路, 沿该回路闭合巡行一周, 各段电路象电压的代数和恒等于零。

即:当将电路的时域模型变换到S域后, 在画出的S域模型电路中, 原来所学电路课程中的基尔霍夫定律、节点电压法、网孔电流法、戴维南定理、诺顿定理等仍适用。

2 复频域法分析求解电路例题

例题1电路如图1所示, 已知f1 (t) =2e-tε (t) V, f2 (t) =1.5ε (-t) A, 试用复频域分析法, 求t>0时u (t) 。 (2006年4月全国自考第33题)

分析与解答:1) 当t<0时, f1 (t) =2e-tε (t) V=0V, 即电压源上的电压为零, 相当于短路;f2 (t) =1.5ε (-t) A=1.5A;电路原来已处于稳定状态, 故电容相当于开路, 电感相当于短路, 等效电路图如图2所示, 电路简化成4Ω和2Ω两个电阻并联分流1.5A的电流源。电感iL (0-) 的初始状态相当于2Ω电阻支路的分流, 电容uc (0-) 的初始状态相当于2Ω电阻支路的分压, 计算电感和电容上的初始状态分别为:

2) 当t>0时, f2 (t) =1.5ε (-t) A=0A, 即电流源上的电流为零, 相当于开路;f1 (t) =2e-tε (t) V=2e-tV;等效电路图如图3所示。电压源f1 (t) 的象函数为, 参照表1中电阻、电容、电感的S域模型, 代入上述所求的电感和电容的初始状态画出S域等效电路图如图4所示, 特别注意电感的S域模型中电压源的电压与电流参考方向为非相关联。

若用网孔法求I2 (s) , 列写网孔方程为:

利用部分分式展开法得:

其拉普拉斯逆变换为:u (t) = (4e-t-20e-2t+20e-3t) ε (t) , 即为所求的t>0时的u (t) 。

说明:1) 此题也可用节点电压法或其他方法求解。

2) 此题求解的响应为全响应, 若电路中电容或电感的初始状态为零, 则电容和电感的S域模型就简化为1sc和s L, 画S域等效电路时就没有表1中的电压源了, 此种情况经常出现在求电路的零状态响应中, 比上述要求电路的初始状态更简单些, 如例题2所示。

例题2电路如图5所示:

1) 画出零状态响应的s域等效电路图;2) 求UC (s) ; (3) 求uC (t) 的零状态响应。

(2013年4月全国自考第35题)

分析与解答:1) 当初始状态为零时, 电阻的S域模型为R, 电感的S域模型为s L, 电容的S域模型为, 电压源4ε (t) 的象函数为4s, 将相应的电阻、电容、电感值代入, 画出S域等效电路图如图6所示。

2) 根据电路中的串并联情况:电感与电容并联后再与电阻串联, UC (s) 即为电容与电感并联的分压, 写出UC (s) 的表达式为:

3 结论

通过列举两个含有动态元件L、C的电路例题, 分析了用复频域法求解电路全响应和零状态响应的解题步骤、注意事项等, 有助于学生掌握复频域法求解电路的思路。

参考文献

[1]周昌雄.信号与系统[M].西安:西安电子科技大学出版社, 2008.

信号系统控制电路 篇8

关键词：编码器,方位信号,方位校准,ACP,ARP,雷神一次雷达,东芝二次雷达

目前在我国民用航空监视领域较多使用二次雷达, 一次雷达多被用于军事领域。由于一次雷达的独特优势, 在民用航空领域有少量配备, 但为了节约成本, 一次雷达在与二次雷达合并安装同时使用时, 一、二次雷达合装系统要共用天线转台和旋转铰链, 天线的方位信号也由一部雷达提供给合装的另一部雷达使用, 对于天线方位信号的引接, 一般雷达均会预留方位信号的引接口, 新安装的雷达可从这一预留的接口引接方位信号, 使两部雷达均可正常工作。

由于雷达的方位信号处理电路受雷电的影响较大, 故障率较高, 方位信号处理电路一旦出现问题, 会造成合装的两部雷达均无法正常工作。目前, 民航空中交通管制部门对雷达的依赖较大, 雷达故障会直接影响民航航班的飞行安全, 若要使故障雷达在最短时间内恢复正常工作, 不但能减轻民航空中交通管制部门的压力, 且可提升飞行安全保障。

1 方位信号处理电路工作原理分析

昆明西山雷达站使用的是一、二次雷达合装系统, 一次雷达使用的是雷神ASR-10SS型雷达, 二次雷达使用的是东芝TW1414B型雷达, 天线转台和旋转铰链均使用雷神一次雷达, 图1为方位信号的流程[1,2]。

1.1 编码器

编码器是将角位移或直线位移转换成电信号的一种装置。测量角位移的编码器为旋转型, 其能将天线旋转的角位移转换成周期性的电信号, 再将该电信号转变成计数脉冲, 用脉冲的个数表示位移的大小, 如图2所示。

编码器被安装在旋转铰链上, 其旋转轴随雷达天线同步旋转, 旋转轴连接码盘, 在码盘的边缘上开有相等角度的明暗线, 在码盘两边分别安装光源及光敏元件。当码盘随工作轴一起转动时, 每转过一个明暗线就产生一次光线的明暗变化, 再经整形放大, 可得到一定幅值和功率的电脉冲输出信号, 即ACP脉冲信号, 脉冲数即等于转过的明暗线数。将该脉冲信号送到计数器中去进行计数, 从测得的数码数得出码盘转过的角度。另外, 码盘每旋转一圈还将产生一个基准脉冲, 即ARP脉冲信号, 该脉冲可用来复位方位计数脉冲的计数器。

利用示波器在测试点1和测试点2进行测量, 发现ACP脉冲信号和ARP脉冲信号均为方波信号, 且为422的差分信号, ACP信号为连续的方波信号, 天线每旋转一周产生16 384个方波信号, 而ARP信号天线每旋转一周只产生一个方波信号。

1.2 方位输入模块

两个编码器所产生的ACP脉冲信号和ARP脉冲信号均传输到雷神一次雷达FMAC机柜中的方位信号输入模块, 经接口电路422的差分信号被转换为TTL的电平信号。再经过对模块电路的研究发现, 电路中使用了一些可编程模块, 且雷达厂家在这些模块中写入了程序, 由于厂家并未对这一电路进行说明, 用示波器对比测试了测试点3和4、测试点5和6的信号, 如图3所示。发现ACP脉冲信号并未变化, ARP脉冲信号在经处理电路后被进行了延时处理, 具体的延时时间由14位的方位校准拨码开关决定, 此外对ARP脉冲信号进行延时处理是有其实际意义的, ARP脉冲信号在雷达应用中起到指北脉冲的作用, 即ARP脉冲信号出现时, 就是雷达天线方位正北时, 但由于编码器的安装随意性, 即此时ARP脉冲信号的位置并不一定就是雷达天线对着正北方位的位置, 这就要对ARP脉冲信号进行校准, 也就是对ARP脉冲信号进行一个延时处理, 让其恰好在雷达天线对着正北方位时出现, 从而达到校准方位的目的。而经校准后的X编码器信号和Y编码器信号均被送入总线。

1.3 方位输出模块

方位输出模块功能是一个驱动器和分路器的功能, 将方位输入模块输入到总线上X、Y编码器信号经驱动电路由TTL电平信号重新转换为422的差分信号输出, 并在方位输出模块中X、Y编码器信号被分成3路进行输出, 分别从J1、J2、J3口进行的输出, J1口的信号供给自身使用, 其他两路则可供给合装设备使用。

1.4 SDP单元

通过用示波器对比测试点7和8的信号进行测试如图1所示, 发现测试点8的ACP信号只有4 096个脉冲/每圈, 仅为测试点7的ACP脉冲个数的1/4, 由于东芝雷达较为陈旧, 方位分辨率较低, 只能处理12位的ACP信号, 而雷神一次雷达产生的是14位的ACP信号, 于是在雷神一次雷达接收机的SDP单元加装了一块四分频电路, 将ACP信号进行了四分频, 东芝二次雷达引接的是经四分频后的ACP信号[3]。

2 电路设计方案与工作流程

西山雷达站的雷神一次雷达自从安装完成以来, 方位信号处理电路的故障率始终较高, 尤其是山上的雷电较多, 方位信号处理电路被雷击损坏的概率较大。据统计, 在西山雷达站10多次雷击故障中, 方位信号处理电路故障占70%, 严重影响了雷达运行的正常率[4,5]。

2.1 设计思路

方位信号处理电路的损坏大多由雷击引起, 因设备本身的方位信号处理电路采用了集成度较高的可编程集成电路, 大规模集成电路耐受电压和电流冲击较低, 为提高电路的耐冲击性和对雷电的抵抗力, 使用集成度相对较低的分离电气元件来完成新方位处理电路的设计是此次电路开发的指导思想。

图5是此次设计的方位处理电路框图, 基于以下3个关键点设计: (1) 编码器的输出信号是422的差分信号, 而处理电路要使用TTL电平信号, 这就需要接口电路来进行电平转换, 在信号处理完成后, 还要有驱动电路将信号送至东芝二次雷达。 (2) 编码器下发的方位信号必须经方位校准。 (3) 14位的ACP信号脉冲必须经四分频后才能供给东芝二次雷达使用。

2.2 具体设计方案

接口转换电路和驱动电路, 26LS32和AMD845芯片均可实现将422信号转换为TTL的电平信号, 而26LS31芯片可将TTL电平信号转换为422差分信号[6]。方位校准电路, 对方位信号的校准是此次电路设计中的一个难点, 其要用分离原件实现较为复杂, 经研究移位寄存器74161芯片能实现对ARP的可控延时, 在有时钟脉冲输入的情况下移位寄存器能够对输入信号进行延时输出, 延时的具体时间为X×S, X是预设值, 由移位寄存器3、4、5、6脚的电平决定, S为输入时钟的周期, 因一个移位寄存器只能预设四位二进制的预设值, 而雷达的ACP信号是14位的, 所以必须用4片74161移位寄存器级联完成。四分频电路, 文中可用四位二进制计数器74LS93芯片来完成, 因其能将时钟脉冲进行2分频、4分频和8分频, 因此利用ACP脉冲信号作为计数器的输入脉冲即可。

2.3 电路工作流程

设计电路的工作流程, 如图6所示。编码器发送ACP和ARP的差分信号均经过AMD485芯片转换为TTL电平信号, 且ACP信号被分成两路:一路传输给雷神一次雷达使用;另一路经AMD485芯片转换为TTL电平信号。由于AMD485芯片输出是反相的, 所以后端加入了反相器, 而后将ACP和ARP信号均送入方位校准电路[7]。对ARP信号进行延时, 可用14位的拨码开关对延时值进行预设, 校准好的ARP信号分两路送到驱动芯片74LS31转换为422差分信号, 一路送雷神一次雷达, 另一路送东芝二次雷达, ACP信号再经一个反相器后送到二进制计数器74LS93完成四分频, 并输出同样经过驱动芯片74LS31转换为422差分信号送入东芝二次雷达[7,8]。

3 电路测试与验证

为测试和验证设计的方位信号处理电路, 将编码器发送的信号直接接入刻制好的电路板, 用示波器对电路板上输出到一次雷达和二次雷达的两组ACP和ARP信号进行了测量, 并对比出其与原设备的方位处理电路的输出信号相同, 如图7和图8所示。将原电路断开后完全接入设计的方位信号处理电路, 一、二次雷达均可正常工作, 这说明设计的电路可以取代原电路[9]。

4 结束语

设计使用分离的电气元件实现原设备方位处理电路的功能, 虽增加了电路设计的复杂性和电路制作的难度, 但在耐雷电冲击上相比原电路有明显提高, 从而大幅提升了雷达运行的稳定性。

参考文献

[1]虞光楣.电子技术基础数字部分[M].北京:北京工业大学出版社, 1997.

[2]清华大学电子学教研组.模拟电子技术基础[M].北京:高等教育出版社, 1993.

[3]蒋海燕, 孙海善.导航雷达视频及方位信号提取电路设计[J].指挥控制与仿真, 2010, 32 (6) :116-120.

[4]李明社.雷神一次雷达数据处理 (ATC系统) SPARC 5/SUN工作站数据恢复方法综述[J].空中交通管理, 2005 (1) :58-61.

[5]马兆麒.雷神一次雷达维护经验[J].民航科技, 2006 (1) :7-8.

[6]欧阳杰.东芝二次雷达目标方位随机跑偏故障分析与检修[J].民航科技, 2008 (2) :107-108.

[7]史存虎.ASR-10SS型雷达方位信号不稳定原因分析[J].民航科技, 2011 (2) :193-195.

[8]王磊, 都安平.ALENIA SIR-M单脉冲二次雷达数据处理和显示终端改造[J].空中交通管理, 2009 (7) :16-18.