自适应方案（共7篇）
自适应方案 篇1
摘要：目前市场上的双绞线视频传输方案大多采用外部固定均衡, 但是, 固定均衡不能补偿电缆差异、不同传输距离以及分立元件误差产生的影响。本文介绍的自适应均衡传输方案能够在1200米视频信号传输中获得较好的图像质量。
关键词：视频传输,均衡器,双绞线,视频切换系统,安全监控系统
在安防监控系统中，视频信号传输是整个系统中一个至关重要的环节，选择何种介质和设备传送视频信号将直接关系到监控系统的质量和可靠性。目前，在监控系统中用来传输视频信号的介质主要有同轴电缆、双绞线和光纤，对应的传输设备分别是同轴视频放大器、双绞线视频传输设备和光端机。
同轴电缆是较早使用，也是使用时间最长的传输方式。后来，由于远距离和大范围图像监控的需要以及人们对监控图像质量要求的提高，监控网络中开始大量使用光纤来传输视频信号。至于双绞线被使用到视频监控网络中则是近来的事, 它的出现主要很好地解决了两个方面的问题:一方面它解决了200米至2000米距离范围内高质量视频信号传输的问题，因为在这段距离范围内同轴电缆传输难以达到要求而光纤传输又显得不经济;另一方面它解决了大规模密集型监控网络的布线问题，双绞线自身的尺寸和柔软性克服了大量使用同轴电缆时的布线难题。当然，双绞线还具有抗干扰能力强、价格便宜等优点。正是由于双绞线很好地解决了长期困扰着人们的这些问题，所以它在监控网络的应用立即引起了业界广泛的关注，在较短的时间内已经被大量使用到工程实践中，并且取得了很好的应用成果。
视频信号双绞线传输的典型应用
图1示出双绞线传输的典型应用框图。
在摄像机端, 一般采用无源变压器将单端CVBS视频信号转换成差分视频信号;双绞线传输设备完成差分信号至单端信号的转换以及视频信号的放大、滤波、驱动;信号输出可接至监视器、DVR设备或视频矩阵设备。双绞线一般是5类双绞线, 如网线。
视频信号双绞线传输的传统解决方案
传统解决方案一般采用无源发射 (如不平衡变压器) 和有源接收 (如EL5175) 。有源接收电路里需要设计由阻容构成的均衡网络，采用拨码开关来设置不同补偿距离下的补偿参数，同时一般还需要增设两个机械电位器，用于亮度和色度的微调。
由于传统方案采用手动均衡方式，而实际应用中网线质量、安装距离和阻容器件参数分散性等因素，造成拨码开关设置的补偿参数的补偿效果不是很理想。虽然通过微调两个机械电位器可以改善补偿质量，但由于两个电位器的调节是相互影响的，现场工程人员不好掌握调节的尺度。
视频信号双绞线传输方案
Maxim提供的1200米自适应视频信号传输方案是：M A X 4 4 4 5+M A X 7 4 7 4+MAX11504，采用三级结构：第一级采用MAX4445配合外部阻容均衡网络，实现差分信号至单端信号的转换并进行预均衡;第二级采用MAX7474，实现信号自动均衡，补偿由于网线质量、安装距离、阻容器件参数分散性等带来的差异;第三级采用MAX11054，实现信号滤波、缓冲和ESD保护。原理电路如图2所示。
该方案的优势在于：
·消除线材质量的差异带来的补偿效果的差异
由于实际安防工程中，用户采用的网线品牌有多种，质量会有差异，而传输设备中设置好的补偿参数又是在特定一种材质的网线下调试的。因此当工程中铺设另一种网线时，补偿效果就会有差异。在Maxim方案中，由于采用了具有自动均衡功能的芯片MAX7474，从而可以很好地消除线材质量的差异带来的补偿效果的差异。
·消除工程中实际安装距离的差异带来的补偿效果的差异
传输设备中设置好的补偿参数一般是在特定距离下调试的，如600米。而在实际安防工程中，安装距离不会刚好是600米，可能是650米，则设备中拨码开关设置的补偿参数的补偿效果就会有差异，图2中由于采用了具有自动均衡功能的芯片MAX7474，从而可以很好地消除工程中实际安装距离的差异带来的补偿效果的差异。
·消除均衡网络中阻容器件参数的差异带来的补偿效果的差异
众所周知，常用的电阻和电容的精度都较低，电阻的精度一般是1%或5%，电容的精度一般是10%甚至20%。因此，即使在特定安装距离和特定材质的网线下调试均衡网络的补偿参数，两组阻容器件由于参数的分散性，补偿效果就会有差异。图2电路由于采用了具有自动均衡功能的芯片，从而可以很好地消除均衡网络中阻容器件参数的差异带来的补偿效果的差异。
对比图3、图4和图5，我们可以清楚地看到该方案对视频信号的补偿效果。
结语
MAX7474为复合视频信号通过非屏蔽双绞线传输时提供电缆损耗补偿，通过监测输出端彩色视频信号的同步信号和色同步信号的幅度调节增益，自适应均衡电缆长度。采用网线传输时，MAX7474可完全均衡300米传输电缆的损耗，并可有效提高600米传输电缆的信号完整性。MAX7474接受NTSC和PAL制式的差分视频信号，包含单位增益视频输出驱动和可调节的后肩钳位直流电平，器件还提供LOS和LOB逻辑输出指示。
在本方案中，我们采用MAX4445配合外部阻容均衡网络固定补偿特定的传输距离，并结合MAX7474自动均衡的特点来补偿网线质量、安装距离和阻容器件参数分散性等带来的差异，很好地解决了1200米视频信号的自适应传输。
参考文献
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[2]MAX4445 Datasheet[R], Maxim
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[5]崔澎.未来的视频依赖转码技术[J].电子产品世界, 2008, 7:110-112
速率自适应的软网络编码方案 篇2
但是,由于无线网络拓扑结构的动态变化以及链路的时变性,使得无线网络中难以提供可靠的恒定速率的信息传输服务。对此,有人提出了速率适配的网络编码方案[6],通过降低节点瞬时发送速率来增加数据包被串听(overheard)的范围,以此增加网络编码机会并进一步提高网络吞吐量。先前网络编码[3,5,7]在TWRC(双向无线中继信道)中的设计需要在中继节点对接收到的来自两个端节点的数据包进行正确的信道译码,但是由于信道衰落的时变性,不可能总是假设接收到的数据包被正确译码,而且信道译码处理会消耗过多的功率。
针对以上问题,本文提出一种速率自适应的软网络编码传输方案,该方案的关键特征包括两个方面:相比于传统的网络编码方案,中继节点不需要信道译码和重新编码,大大减少了中继节点的计算复杂度和功率消耗;根据节点之间的信道信噪比估值,源节点自适应调整物理层发送速率响应信道变化,进一步提升系统吞吐性能。
1 软网络编码的基本思想
传统的直接网络编码SNC(Straightforward Network Coding)在TWRC的设计如图1所示,来自两个端节点的数据包在中继节点被正确译码之后才进行网络编码合并,这就限制了其吞吐量;由于信道衰落的时变性,不能确保接收到的数据包总是被正确译码;信道译码处理(尤其是Turbo、LDPC这样高级的编码方式)会消耗过多功率,增加计算复杂度。
软网络编码方案中,中继节点不需要进行信道译码和重新编码操作,如图2所示。信道编解码是在端对端的基础上,也就是说只在端节点进行信道编码和相应解码。
由于Turbo码、LDPC等信道编码的线性性质,即相同长度的两个码字可以进行线性合并,而网络编码实际上也是线性映射,因此,对于码字也能够进行网络编码合并。
为分析简单起见,假设两个端节点使用同样的编码方式和BPSK调制,以及相同的数据包长度和码字长度。本文中,Γ定义包括信道编码和调制过程,信息数据包Ui和要发送的BPSK信号Xi之间的关系为:
由于对两个码字Di的二进制比特的逻辑异或操作等同于对两个BPSK符号Xi进行乘法操作,所以,Γ的线性性质可以表示成:
其中,⊗表示BPSK信号诸元素相乘(其他调制方式可以推导)。
中继节点接收到两路数据包后合并其软判决信息v13,m和v23,m,软网络编码的输出数据包x3,m实际上是目标信息数据包U1⊕U2的码字。忽略噪声和衰落影响,软网络编码可表示成:
可见,SNC需要两个信道译码器和一个信道编码器;软网络编码机制中,中继节点对接收到的两路信号的软判决信息进行网络编码,而不需要任何信道译码,节省了基带信号处理的功耗,提高了无线网络中继节点的功率效率。
上述对软网络编码的讨论是建立在假设两个终端节点使用相同的信道编码结构的基础上,但是可以看出,当两个终端节点采用不同的信道编码结构时,软网络编码设计依然适用。这就为下一步的自适应编码调制提供了必要的条件。
2 速率自适应策略
不同的编码调制方式抗噪能力不同,所以,在满足一定误码率的前提下,可根据实际信道择优选择编码调制方案当用户处于有利通信地点时(如靠近基站或存在视距链路),对用户的传输数据可以采用较高阶的调制方式和较高码率的信道编码方式(即高信息率传输模式),提高系统总吞吐量;而当用户处于不利的通信地点时(如位于小区边缘或者信道处于深衰落),则选取较低阶的调制方式和较低码率的信道编码方式(即低信息率传输模式),保证系统BER需求。
首先将不同码率的Turbo编码和不同阶数的调制方式形成N=6种不同数据率的组合Zi,具体为:信道停用不传数据;1/2 Turbo码+BPSK;1/2Turbo码+QPSK;3/4Turbo码+QPSK;1/2 Turbo码+16QAM;1/2Turbo码+32QAM;3/4Turbo码+16QAM。其对应吞吐量bi分别为0,0.5,1,1.5,2,2.5和3(b·s-1·Hz-1)。将信道信噪比范围划分为分别对应于N种编码调制组合方式的N个子集Di,根据系统所要求的BER大小来确定信噪比的阈值集合,使得系统吞吐性能达到最大;发送端根据反馈回来的信噪比信息确定所处的阈值区间,选择相应的调制方式进行数据传输,并将编码调制参数通过一定的方式通知接收端。
在TWRC中,使用速率自适应的传输策略可以根据信道状态动态调整发送速率,适应信道变化,在保证通信质量的前提下,得以最大限度地传输信息,提高小区的平均吞吐量。
参考文献[4]研究表明,即使很简单的网络拓扑,联合速率适配和网络编码的最优策略是一个NP-hard问题作者提供了一个启发式算法找到一个次优的速率适配和编码方案,而且证明了发送速率不能随意降低,否则会导致网络性能的恶化。
3 方案设计描述
TWRC中速率自适应的软网络编码传输方案如图3所示,两个端节点N1和N2在中继节点N3的协作下相互交换信息。假设3个节点都工作在半双工方式。由于无线网络自身的广播特性,任一节点发送的数据包能够被其他两个节点接收。时隙1,N1发送数据包给N2和N3;时隙2,N2发送数据包给N1和N3;时隙3,N3进行网络编码操作,合并前两时隙接收到的两个数据包并且将处理过的数据包转发给两个端节点。
Γi、Ki、Mi(i=1,2)分别表示节点处的信道编码调制映射函数、信息数据包长度和发送数据包长度。假设不同节点Γi和Ki都不同,Mi相同(当两个端节点的码字长度不同,就在较短码包的末尾添0补齐)。端节点AMC模块根据信道估计结果,采用AMC算法进行编码调制方式的选取,并将编码调制参数通知给另一个端节点。
假设节点与节点之间是复高斯广播信道,则有:
hij是节点Ni和Nj之间的信道衰落系数,假设|h13|2≥|h23|2,即信道N1→N3优于N2→N3,N1以速率R1bit/s发送U1给N3,N2以R2bit/s的速率发送U2给N3(R1>R2)。
N3分别对接收到的数据包进行调制信号识别,根据调制方式信息进行相应的软解调:
然后进行网络编码,即合并两路数据包的软判决信息v13,m和v23,m,软网络编码的输出数据包实际上是目标信息数据包U1⊕U2的码字,即网络编码后的比特d1,m⊕d2,m(等同于(x1,m×x2,m))的LLR,表示为:
其中×表示对码字D的二进制比特的逻辑异或操作等同于对发送数据包Xi的两个调制符号进行的操作,如BPSK调制,其他调制方式可以推导。
根据N3的功率约束对网络编码比特(x1,m×x2,m)的估计值归一化:
最后,N3广播x3,m给两个端节点。
通过上面的分析,可以看出N3的软网络编码操作实际上是利用y13,m和y23,m估计出(x1,m×x2,m),转发信号就是对接收的两个码字进行XOR操作得到的比特的软信息。
以N2为例简述端节点的数据处理。N2在第一个时隙通过N1和N2之间的直接链路接收到信号y12,m,在第三个时隙接收到的信号为:
其中,x3,m由式(7)给出。因为v3,m是(x1,m×x2,m)的LLR估计值,便可以看做是(x1,m×x2,m)加上虚拟噪声nv,即:
为了去掉包含在v3,m中的自信息,N2对己有信息x2,m和接收到的来自N3的y32,m进行异或操作,以BPSK调制为例:
由于和y12,m实际上就是接收到的码字x1,m的两个独立的副本,因此,N2对去掉自信息的和y12,m可以进行最大比合并(MRC)。最后,经过相应的信道译码Γ-1,N1发出的原始信息包U1就可以恢复。节点N1处的处理过程与N2相同。
4 性能分析与仿真
本小节将软网络编码与传统的SNC进行对比分析并且仿真了软网络编码方案在多种速率下的误比特性能。
由式(9)可以看出,转发信号x3,m可以近似为:
其中是为了满足功率束缚E{|x′3,m|2}的归一因子。
这样,可以形成一个输入为(x1,m×x2,m),输出为x3,m的等效虚拟信道。则式(11)可以用图4这样一个高斯信道表示,其中hv是实的信道系数,nv为加性高斯噪声。
4.1 性能比较
等效信道的吞吐量即为计算输入信号(x1,m×x2,m)和输出信号v3,m之间的互信息,即:
其近似结果为:
基于MATLAB环境仿真比较SNC和软网络编码两种方案的信道容量和误比特性能如图5所示。仿真条件为:信道编码为Turbo编码,2个分量编码器结构相同,采用由3个移位寄存器构成的递归系统卷积码,生成多项式为(15,17),码率为1/2,5次译码迭代;调制方式为BP-SK;SNC方案中译码输入为两路软判决信息的合并信息。所有的链路都是噪声方差相同的AWGN信道。
从仿真曲线可以看出,与SNC方案相比,软网络编码方案信道容量稍低,误比特性能稍差,这是因为中继节点的软合并操作使得噪声增强、错误概率相应增加,这可以通过虚拟信道看出。对应于硬信息的XOR操作,对两个软比特的网络编码操作可以表示为:
从上式可以看出,虚拟信道输出的LLR值近似于两个输入LLR值中较小的一个,也即对应着较大的噪声方差。但是由图5可以看出,随着SNR的增加,软网络编码的性能损失将会减少。在中上水平的SNR范围内,软网络编码方案有着和SNC几乎同样的信道容量。另外,提高编码速率会减小两种方案误比特性能之间的差距。
4.2 速率自适应策略的误比特性能
按照6种编码调制模式,对软网络编码方案进行仿真。
图6显示了不同发送速率下系统的误比特性能。可以看出,相同信道条件下,不同发送速率的误比特性能有所差异,即不同的信道信噪比情况对应不同的最优发送速率。则可以得出:(1)源节点与中继节点之间距离越远,平均信噪比越低,源节点采用低吞吐量的编码调制参数有效利用信道容量并且可以获得很好的误比特性能;(2)两者越接近,平均信噪比越高,为了充分利用信道容量必须采用多电平调制参数,选择最合适的发送速率,在保证通信质量的前提下,得以最大限度地传输信息。
网络编码被证明能够显著提高无线网络的性能,而无线信道具有时变和衰落特性,要想取得更大的无线信道容量,必须考虑使发送速率与随机信道特性相适应。本文针对TWRC提出了联合速率自适应和软网络编码的方案,结果显示在中上的信噪比范围内能达到与传统网络编码几乎相同的信道容量,误码性能稍有损失却可以降低中继节点的计算复杂度和功耗,而且每个移动源节点可以根据当前信道确定合适的编码调制方式,能够适合不同的传输质量需求,在保持较低的误比特性能的同时,尽可能提高信道容量,从而使性能得到优化。
参考文献
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过热汽温自适应逆控制方案研究 篇3
关键词：锅炉,自适应逆控制,过热汽温,DRNN,Jacobian信息,串级控制,神经网络
0 引言
过热汽温是影响机组安全运行及经济运行的重要参数之一, 过热汽温较高时, 机组热效率则相对较高, 但过高的过热汽温是金属材料不允许的[1]。过热汽温对象具有非线性、大惯性、大迟延、参数时变的特点, 受到的扰动因素较多, 随机组负荷变化又表现出参数快时变的特性, 使过热汽温的控制较为困难。
当前, 过热汽温控制系统的典型方案有串级控制、导前微分信号控制、相位补偿控制、状态观测器控制、分段控制等, 控制器多采用常规PID控制器[2]。但是针对典型工况整定的PID控制器在对象特性发生变化或运行工况改变时, 控制品质下降, 甚至影响控制系统的正常运行。针对这种情况, 研究人员提出许多能够适应过热汽温对象特性变化的控制策略, 如基于神经网络的控制方法[3,4,5]、基于遗传算法的控制方法[6,7]、模糊控制方法[8,9,10]、预测控制[11,12]等。
自适应逆控制是由美国斯坦福大学的著名教授B.Widrow于1986年首次提出来的, 它使用被控对象传递函数的逆作为串联控制器来对系统的动态特性进行开环控制, 从而避免了可能因反馈引起的不稳定问题[13]。近年来, 自适应逆控制技术以其自身的众多优点成为一个热门的研究领域, 现已成为现代控制理论向智能控制理论发展的一个全新的活跃分支[14,15,16]。如何克服对被控对象精确模型解析式的依赖, 实现在线辨识被控对象的逆模型 (用作逆控制器) , 成为加快自适应逆控制方法走向实用的关键[17]。由于神经网络可采用并行分布处理方法, 快速进行大量运算, 可以以任意精度逼近任意复杂的非线性函数, 成为非线性对象模型和逆模型在线辨识的一个有力工具。
本文利用对角回归神经网络DRNN (Diagonal Recurrent Neural Network) 在线辨识方法获得过热汽温对象的逆模型, 作为逆控制器构成自适应逆控制系统。然后, 利用某超临界600 MW直流锅炉过热汽温控制仿真实例验证了该方案的优点和可靠性。
1 过热汽温自适应逆控制
自适应逆控制的基本思想就是要用一个来自控制器的信号去驱动对象, 而该控制器的传递函数就是该对象本身传递函数的逆, 使得对象的输出跟随指令输入。由于过热汽温对象通常具有非线性和时变性, 需要采用在线辨识算法来获得真实对象的逆模型。
由差分方程描述的过热汽温对象可表示为:
其中, u和y分别是过热汽温对象的输入和输出, m和n分别是其相应阶次。在满足可逆的条件下, 其对应逆模型的差分方程可表示为:
由此, 根据自适应逆控制的基本理论, 可提出过热汽温自适应逆控制系统结构如图1所示。
图1中TDL表示延时环节, r表示过热汽温设定输入, y表示过热汽温输出。自适应逆控制器 (汽温对象逆模型) 由DRNN在线辨识获得, 产生控制输入u驱动过热汽温对象。汽温对象模型辨识器采用RBF神经网络辨识获得, 提供对象的动态特性信息 (Jacobian信息) 以用于对象逆模型的辨识。
2 汽温对象逆模型在线辨识
DRNN是具有反馈的动态网络, 其内部结构如图2所示。
图2中Xj (k) 为网络回归层第j个神经元的输出, Sj (k) 为第j个回归神经元输入总和, u (k) 为DRNN的输出。
根据图1自适应逆控制器 (对象逆模型) 学习算法的任务, DRNN的输入层为:
本文采用引入惯性项的权值修正算法, 以加快收敛速度。取辨识指标为:
则有:
因对象特性未知, 所以对象的Jacobian信息需通过对象辨识器获得。则有:
其中, ηO、ηD、ηI分别为输出层、回归层和输入层的学习速率, α为惯性系数。
3 汽温对象Jacobian信息辨识
考虑到被控对象的动态特性具有非线性和时变的特点, 其Jacobian信息可以通过RBF神经网络在线辨识获得[18], 根据图1中汽温对象模型辨识算法的要求, RBF神经网络的结构如下。
输入向量:
径向基向量:
网络输出:
选取性能指标函数为:
根据梯度下降法, 权值的修正公式如下:
由于RBF网络的输入向量的第一个分量为u (k) , 可得汽温对象的Jacobian信息为:
4 仿真实验
4.1 过热汽温控制系统介绍
常规的过热汽温控制系统, 通常采用串级形式, 主回路采用PID控制规律, 副回路采用P或PD控制规律。为了利用副回路对克服对象大惯性和滞后的优点, 在本设计中保留副回路不变, 将整个副回路和惰性区作为一个广义的控制对象, 而将原来的主调节器改为自适应逆控制器, 对广义对象进行开环控制。
为验证自适应逆控制方法的控制效果, 首先选择某超临界600 MW直流锅炉[19]在100%负荷典型工况进行仿真实验, 并将其与常规PI串级控制系统进行仿真比较。随后, 将机组负荷降至75%负荷典型工况, 进行仿真实验, 以考察自适应逆控制方法对机组动态特性变化的适应性。文献[19]提供的过热汽温常规PI串级控制的副回路采用P控制器Wc1 (s) , 主回路采用PID控制器Wc2 (s) , 过热汽温对象导前区串级函数为Wo1 (s) , 惰性区传递函数为Wo2 (s) 。机组在100%负荷和75%负荷的动态特性见表1。
4.2 设定工况仿真
针对机组运行于100%额定负荷工况, 使给定输入信号r阶跃变化, 系统仿真时间为2000 s, 仿真结果如图3和图4所示。
图3为2种控制方法的输出响应曲线。其中常规PI串级控制方案的整定值采用文献[19]推荐的100%负荷整定参数, 副调节器采用P调节器, 比例带δ1为0.04;主调节器采用PID调节器, 比例带δ2为0.83, 积分时间TI为94.8 s, 微分时间TD为23.7 s。自适应逆控制方案中汽温对象的逆模型辨识器DRNN的输出层、回归层和输入层的学习速率均取为0.12, 汽温对象模型辨识器RBF的学习速率取为0.10。可以看出, 自适应逆控制与常规PID控制的动态响应相比, 超调量显著下降, 提高了系统的控制品质。图4为被控对象在100%负荷时的Jacobian信息辨识结果, 显示了汽温对象辨识器在线实时学习汽温对象 (100%负荷) 动态特性的过程。
4.3 变动工况仿真
当机组负荷由100%变为75%时, 同样使给定输入信号r做单位阶跃, 常规PI串级控制方案的控制参数依然保持100%工况的整定参数, 自适应逆控制进行在线学习, 对应的系统输出响应曲线如图5所示。可以看到, 常规PID控制的控制品质急剧变差, 甚至难以应用, 而自适应逆控制方法在机组对象特性随负荷变化时, 控制效果基本不变, 仍具有较好的控制品质, 显示出很强的鲁棒性。图6为被控对象在75%负荷时的Jacobian信息辨识结果, 显示了汽温对象辨识器在线实时学习汽温对象 (75%负荷) 动态特性的过程。
5 结语
自适应方案 篇4
近年来,随着音频处理技术的不断发展和高速互联网的普及,数字化音频作品往往被随意地复制、编辑,并在网络上迅速传播。因而,安全性问题始终制约着数字化媒体的发展,如何为作品的所有者提供有效的版权保护,限制未授权用户对作品的访问和编辑已成为当前亟待解决的问题。数字水印技术作为版权保护的主要手段之一,作了深入的研究。目前很多鲁棒性较好的音频水印算法都是基于扩频原理[1],把水印能量分散到各个不同的频率系数上。由于人的听觉系统非常灵敏,为了提高水印的不可察觉性,文献[2]引入了人耳心理声学模型,利用听觉系统的掩蔽特性对水印信号进行整形。音频信号作为一种短时平稳信号,其统计特性具有重要意义和应用价值,但目前利用音频统计特征的数字水印算法还比较少。文献[3]以量化方式将同步信号嵌入音频样本的统计均值中,取得了不可感知性和鲁棒性的平衡。文献[4]则将音频信号的概率统计特征用于水印的嵌入,利用相邻直方图的稳定关系实现水印的嵌入,并利用相邻直方图之间的关系实现水印的盲提取。然而该算法水印容量小,复杂度高,不适于对实时性要求较高的场合。文献[5]则在音频小波系数均值中嵌入水印,此方法对滤波、MP3压缩、重采样等常规信号处理操作具有较好的鲁棒性,而且运算量小。本文改进了文献[5]的算法,利用短时音频帧的方差特征,自适应地调整水印在各帧的嵌入强度,实现了鲁棒性和水印透明性的良好平衡。此外,本文的方法具有较大的水印容量。
1水印嵌入方法
1.1水印预处理
采用大小为M×N的二值图像I作为水印信息。为了去除图像像素点之间的相关并增强认证系统的安全性,在水印嵌入前先对二值图像进行Arnold置乱得到加密图像I1,并将I1降维成长度为M×N的一维向量w(i),i=1,2,…,MN。
1.2音频小波域统计特征分析
把音频信号分成短时帧,进行三级小波变换后得到的近似分量和细节分量的均值如图1所示,可见小波域细节分量的统计均值较近似分量的统计均值更趋于0。此外,由于音频能量大部分集中在近似分量,故细节分量的大部分系数趋于0。因此本文选取小波域细节系数作为水印的嵌入点,通过修改均值的方法嵌入水印。由于各音频帧具有不同的统计特性,若水印以恒定强度嵌入,则会引起水印的可感知性变强,嵌入水印后音频质量变差。而方差特性(见图2)体现了系数偏离均值的情况,为了在鲁棒性和透明性间取得较好的平衡。若音频帧方差大,则以较小的强度嵌入水印。反之,对方差较小的音频帧以较大强度嵌入水印。
1.3水印嵌入
首先对音频进行分帧处理,每帧包含L个样点。对各音频帧进行三级小波变换,得到其细节分量Cdi(j),其中i表示第i个音频帧,j表示三级小波变换后的第j个细节系数。计算第i帧细节分量的均值mi和方差σi2。根据密钥k1和k2从该帧中选取两组不重叠的系数,长度为N的第一组细节系数Cdi(k1),Cdi(k1+1),…,Cdi(k1+N-1)和长度为N的第二组细节系数Cdi(k2),Cdi(k2+1),…,Cdi(k2+N-1)嵌入水印。每帧音频嵌入两比特水印w(i),w(i+1)。水印嵌入如下:
for j=k1∶k1+N-1
di=Cdi(j)-mi+(1-σ
end
嵌入强度为(1-σ
2水印提取方法
对包含水印的音频按照前面的方法分帧,各帧做三级小波变换。计算各帧k1、k2所定位的两组系数的均值c(i)和c(i+1)。水印提取:
for i=0:2*N-1
if (c(i)>0) w(i)=1;else w(i)=0; end
end
对提取的水印序列w(i)做升维反置乱处理,得到二维水印图像I*。
3实验结果分析
在Windows Vista平台上使用Maltab7.0完成了仿真实验。实验中采用采样率44.1kHz,16比特量化的单声道音频,长度约10秒。每个音频帧包含512个采样点,选取db4小波基作三级小波变换。嵌入水印时参数N取20。原始水印图像大小为40×30。图3是原始音频和嵌入水印后的音频。为了验证本文算法的鲁棒性,对音频进行表1所示的信号处理操作后进行水印提取,提取的水印图像的归一化相关系数值见表1,其中归一化相关系数NC定义如式(1)。并与文献[5]的结果作了比较,可见两种算法的鲁棒性相当。图4是在表1所列的各种攻击下水印提取结果。此外,实验还对四种不同风格的音频进行测试,添加了水印后的音频峰值信噪比(PSNR:单位dB)见表2。仿真结果表明,本文提出的改进算法和原算法相比,鲁棒性和原算法相近,但修改的音频系数减少了,且由于嵌入强度随音频方差特性自适应变化,在水印的不可感知性方面有显著的提高。
4结语
根据音频小波域系数的统计特征,改进了文献[5]的算法。在各帧音频中选取两组不同的系数通过修改均值的方法嵌入水印,提高了水印容量。此外,利用各音频帧的方差特征,自适应调整水印的嵌入强度。实验结果表明,本文的算法对滤波、音频压缩、加噪、幅度缩放等不改变音频内容的信号处理操作都具有良好的鲁棒性,且在水印的不可感知性方面相比原算法有很大程度的提高。嵌入水印时将水印嵌入位置作为密钥,提高了算法的安全性。由于本算法具有自适应性,且检测时不需要原始音频,因此在音频版权保护的应用方面具有较大的实用价值。
摘要：基于音频小波域系数的均值和方差特征,提出了一种自适应音频水印方法。通过修改音频帧小波域子带细节系数,使其统计均值按照欲嵌入的水印信息发生改变。根据各音频帧的方差调整水印在不同帧中的嵌入强度,检测水印时不需要原始音频。仿真实验表明水印算法能具有更好的不可感知性,并对常规的音频信号处理,例如滤波、MP3压缩、重采样、重量化、幅度放缩等有良好的稳健性。
关键词：统计特征,音频水印,小波域,自适应
参考文献
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自适应方案 篇5
3/2接线方式中配置出线隔离开关可以使线路在检修或停运时,保证一个完整串断路器全部投入运行[1,2,3]。该接线方式下通常会独立配置线路保护装置和短引线保护装置。当运行方式变化需要操作出线隔离开关时,可能需要运行人员对线路保护、短引线保护功能进行人工干预投退,这样不利于变电站自动化运行、维护。本文在介绍该接线方式中传统保护配置方案不足之处的基础上,提出了一种自适应调整保护策略的新型线路保护设计方案。
1 传统保护配置方案带来的问题
1.1 不利于变电站自动化水平提高
带出线隔离开关的3/2接线方式,在国内500 kV及以上电压等级的超高压电网中广泛应用,尤其在完整串个数不多的场合。当线路运行时,需投入线路保护的主保护、后备保护功能,退出短引线保护功能,此时的保护范围如图1所示。
当线路检修或停运并且相邻2个断路器继续运行时,需投入短引线保护功能,退出线路保护的主保护、后备保护功能,此时的保护范围如图2所示。
传统配置方案中的线路保护装置一般不接入隔离开关的位置信息,仅依靠断路器位置信息不能准确识别系统运行方式,因此不能自动投退相关保护,这样就要求调度及运行人员在线路投运或停运(检修)时,需要人工对线路保护功能进行投退处理,影响了变电站自动化水平的提高。
1.2 出线隔离开关断开时线路空载运行的处理措施
图2中,当M侧出线隔离开关断开并且线路两侧完整串投入运行时,M侧线路主保护、后备保护退出,N侧线路主保护退出,一旦空载线路发生故障,只能依靠N侧的线路保护装置的距离、零序等后备保护来切除故障,切除时限可能较长。如果要满足此运行方式下全线速动的要求,一种方法是修改后备保护定值,还有一种方法就是将N侧纵联通道自环,实现“自环式”的纵联保护。2种方法也都需要人工干预保护装置,给运行、维护增加了工作量,如线路保护装置能识别隔离开关的位置信息,则可以实现一个近似空充线路的纵联保护功能,既不用修改后备保护定值,也不用操作纵联通道回路,同时能满足全线速动的要求。
1.3 线路保护采用出线隔离开关侧电流互感器的运行风险
对于采用固体绝缘金属封闭开关(GIS)组合设备的3/2接线,出线隔离开关侧会配置线路电流互感器(TA),一般设计人员会将该TA接入线路保护而不再选择接入边开关、中开关TA的和电流,此时T区保护装置(另一种形式的短引线保护)则需要分别接入边开关、中开关和出线隔离开关三侧TA的电流。这种设计方式下,线路纵联保护及T区保护的保护范围如图3所示。
线路保护使用的电流、电压信息和T区保护使用的电流信息都能对区内、外故障准确反应,因此,线路保护和T区保护的功能投退不受出线隔离开关状态影响。但当出线隔离开关断开,且M,N侧的边、中断路器合环运行时,需要人工退出M侧线路保护的跳闸出口压板和启动失灵压板,否则空挂线路发生故障会误跳M侧开关(主要针对配置纵联差动保护的场合),从而扩大事故范围[4]。所以当线路保护采用线路侧TA时,仍然需要调度及运行人员对这种工况进行处理。如果他们对纵联差动保护的动作逻辑理解不深或忽视的话,就会造成运行风险。
2 新型线路保护的设计方案
针对3/2接线配置出线隔离开关的设计方式给运行、维护带来的一系列问题,目前国内主流继电保护厂商暂没有合适的保护产品能提供整体解决方案,因此有必要开发一种适用于3/2接线配置线路隔离开关的新型线路保护装置,减轻运行人员的工作量,提高变电站自动化水平,保证电力系统安全可靠运行[5,6,7]。
新型线路保护装置的设计思想为出线隔离开关侧的线路保护装置增加短引线保护功能,采用信息融合技术可靠识别出线隔离开关的位置状态,自适应调整保护策略和保护区域。
具体保护配置方案为:线路两侧可只配置一台新型线路保护装置,如图4所示,M侧存在出线隔离开关,则M侧线路保护配置纵联保护、短引线保护、距离保护、零序保护等功能,N侧线路保护配置纵联保护、距离保护、零序保护等功能。两侧保护装置之间通过光纤通道连接,为整条线路及短引线区域提供完整的主保护和后备保护。
M侧线路保护装置接入边开关、中开关各自的TA电流(不是和电流)及线路电压,同时将出线隔离开关的位置信息接入M侧线路保护装置,该信息作为自适应调整保护策略的依据。N侧没有出线隔离开关,采用传统保护配置方案即可。两侧线路保护装置交互彼此的模拟量信息、断路器位置信息和出线隔离开关位置信息。
当M侧出线隔离开关处于合位时,两侧线路保护自动投入纵联保护以及距离、零序等后备保护功能,M侧线路保护自动退出短引线保护功能。
当M侧出线隔离开关在分位时,如图5所示,M侧线路保护自动退出纵联、距离、零序等保护功能,自动投入短引线保护功能(边开关、中开关各自的TA电流参与短引线差动保护计算)。短引线保护区域内发生故障时,M侧线路保护动作仅跳M侧开关,不联跳N侧开关;N侧保护装置结合出线隔离开关分位信息自动将该侧纵联保护调整为不经对侧允许信号闭锁的纵联保护(对于纵联差动保护,自动将对侧电流清零处理,同时不经对侧差动允许信号闭锁)。当空载线路发生故障时,N侧线路保护可以快速跳开N侧开关,但不联跳M侧开关,保证两侧系统的独立运行。
上述新型线路保护自适应调整保护策略如表1所示。
3 动模试验
根据新设计方案研制的线路保护装置在实时数字仿真器(RTDS)上进行了试验验证。仿真系统接线如图6所示。
本次试验所用系统中,线路两侧电压互感器变比为500 kV/100 V,M侧TA变比为4 000 A/1 A,N侧TA变比为2 000 A/1 A,线路长度为200 km,折算到二次侧的线路全长参数如下:Z1=44.93 Ω;Z0=105.95 Ω;φ1=86°;φ0=78°;设置7个区内、外故障点F1至F7,其中,F1为短引线区域内故障,F2,F3,F4分别为线路首端、中点、末端故障,F5,F6,F7为线路及短引线区域的区外故障。试验结果见表2。
试验结果证明了新型线路保护设计方案具有下列特点。
1)实现了保护策略及区域的自适应调整,不再需要人工干预投退保护功能及出口压板,也不需要修改保护定值,不仅满足了各种系统运行方式的要求,而且能减轻调度、运行人员的工作量,对超高电压电网的安全稳定运行起到积极作用。
2)这种高集成度的新型线路保护可以节省大量电缆、保护设备的投资,并且在一、二次设计回路方面也简化许多,可靠性较传统配置方案更高。
3)采用信息融合技术等措施智能化识别出线隔离开关状态,有效地保证装置的可靠性、安全性。比如:通过强电开入设计采集隔离开关的双位置信号;通过两侧断路器位置信息辅助判别隔离开关的变位信息是否准确;结合边开关、中开关TA等电气量信息辅助识别出线隔离开关的状态等。综合上述若干措施可以对出线隔离开关的状态进行准确识别。
4)应用范围灵活,性能更优。新型线路保护装置分别接入各开关TA的电流,支持2个TA变比不同的工况;支持人工就地确认隔离开关位置信息;识别TA断线和抗TA饱和的能力更强。
摘要：3/2接线方式下配置出线隔离开关的输电线路通常会独立配置线路保护装置和短引线保护装置。当操作出线隔离开关以满足系统运行方式要求时,需要人工投退线路保护和短引线保护功能。分析了该接线方式下传统保护配置方案存在的问题,并提出了一种新型线路保护装置的设计方案。新型线路保护装置集成了线路保护和短引线保护功能,结合出线隔离开关的位置信息,自适应地调整保护策略和保护区域。该方案简化了一、二次设计回路,经济性、可靠性更高。
关键词：3/2接线,隔离开关,线路保护,短引线保护,自适应保护
参考文献
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自适应方案 篇6
1 基于自适应脆弱水印的篡改检测方案
1.1 水印嵌入
为增强水印提取的可靠性, 水印嵌入时根据MSB (Most Significant Bits) 位确定各像素水印嵌入比特位数, 然后将水印信号嵌入到LSB位中。其具体步骤如下:
1) 载入原始图像I和二值水印图像W。
2) 抽取图像高k位比特生成原图MSB残差图, 图像高k位比特不用于水印嵌入, 而仅用于计算各像素水印嵌入比特位数。
3) 给定用户密钥key, 利用混沌映射对水印图像进行加密处理, 得加密水印信号W'。
4) 根据MSB残差图计算各像素自适应水印比特位数。由MSB图像计算出各像素Iij所在s×s邻域均值aveij, 考虑到人眼的亮度非线性屏蔽特性, 可经由aveij刻画出亮度敏感因子为
式中:xij是像素Iij的像素值, 而0≤i
而图像纹理特性则可由邻域内像素与均值最大差值来近似计算
式中:x为邻域Oij内任意像素值。
综合考虑亮度、纹理特性, 集成图像视觉特性因子为
再将视觉因子λij归一化到区间[0, 7-k], 即获得图像各像素自适应水印嵌入比特数numij。
5) 对图像I中各像素Iij, 应用LSB替换策略由加密水印比特替换其numij位LSB比特, 直到全部加密水印信号嵌入完毕, 即生成含水印图像。
1.2 水印提取
水印提取基本是水印嵌入的逆过程, 主要技术步骤如下:
1) 载入认证图像I', 给定用于特性计算的高MSB比特位数k。
2) 抽取图像I'各像素高k位MSBs, 生成残差MSB残差图。
3) 根据水印嵌入过程步骤4) 相同方法, 计算出自适应水印嵌入比特数numij, 由于水印嵌入仅在各像素低numij位进行, 而numij<7-k, 水印嵌入根本不会改变高k位MSB残差图, 因而水印嵌入前后均由MSB残差图计算出的各像素水印嵌入比特位数numij是相同的。
4) 直接提取认证图像各象素的低numij位LSBs得到numij位比特信息bsij, 0≤s
5) 最后利用给定用户密钥key对W'进行解密以恢复水印信号W^。
1.3 图像认证与篡改检测
图像认证与篡改检测依赖于原始水印W与恢复水印W^, 详细过程描述如下:
1) 计算出恢复水印W^与原始水印的归一化相关系数为
式中:为异或运算;·表示取反运算。
2) 如果NC=1则表示图像未遭受任何攻击;如果T
3) 篡改检测与定位主要步骤为:
(1) 首先根据原始水印与恢复水印获得水印差图像为
(2) 然后利用扫描线探测法出差图像中各行白色像素点 (错误检测像素) 距离之和, 再除以差图像中白色像素总数, 得到相邻白色像素点间平均距离L, 并对差图像执行L×L的中值滤波以去除错误检测引起的噪声干扰。
(3) 使用L×L的结构元素实施数学形态学膨胀运算, 以连接水印检测错误形成的“空洞”。
(4) 再进一步使用大小为 (L+2) × (L+2) 的结构元素来实施腐蚀运算, 以消除膨胀可能造成的边界扩大效应。
(5) 最后, 运用大小为3×3的结构元素以实施膨胀运算, 从而定位出与实际篡改相符的图像区域。
2 仿真实验与性能测试
该算法在VC6.0环境下得以实现, 实验中以256×256的二值图像为水印, 如图1所示。阈值T取值0.7。为验证算法有效性, 针对大量不同类型的大小为256×256的8 bit深度灰度图像进行了测试, 图2显示了一个水印嵌入测试示例, 未遭受攻击时恢复出水印与原始水印完全一致。从视觉上看, 人眼觉察不出隐秘图像中水印嵌入所引起的人为痕迹。
更为广泛深入的隐秘性测试结果由表1所列出, 隐秘图像视觉质量由峰值信噪比予以客观评价。从表1可以发现, 该算法所生成的隐秘图像PSNR平均高达37.30 d B, 隐秘图像视觉质量好。
d B
表2以Lena图像为例, 给出了算法对3×3平均滤波、3×3中值滤波、轻度噪声迭加、JPEG压缩 (质量因子85) 等内容保持攻击的鲁棒测试效果, 其NC值可达0.74 (T<0.7) 以上, 说明提出算法对通常的内容保持攻击是鲁棒的。
另一方面, 以剪切、复制粘贴等恶意攻击为例 (见图3) , 测试算篡改检测与定位能力, 其篡改检测与定位效果如图4所示。从图中可以看出, 该方案能有效形成一个紧凑的篡改区域, 较为准确地检测并定位图像所遭受的篡改。同时方案能将篡改定位到像素级, 而通常的篡改检测算法其检测定位精度只能是图像块级, 如表3所示。
3 结论
结合自适应半脆弱水印技术, 设计与实现了一种高精度图像篡改检测方案。该方案水印嵌入过程较好地利用了图像视觉屏蔽特性, 算法透明性高。方案对通常的内容保持攻击是鲁棒的, 并采用数学形态学滤波以较高精度检测与定位图像篡改区域。实验表明该方案是可行的, 可应用于网络环境数字图像内容认证与篡改检测。
参考文献
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自适应方案 篇7
虽然MIMO系统的分集优势非常显著, 但是它要求发射端具备多个天线, 而在许多无线通信环境中移动终端由于受大小、价格、功耗、硬件复杂度等限制, 不能够设置多天线, 比如移动蜂窝系统中的手机, Ad Hoc网和无线传感器网中的分布式终端。协同通信基本思想是:在多用户环境下, 用户间通过共享彼此天线相互作为中继, 以构成虚拟的MIMO系统, 在不增加设备复杂度和设备量的条件下, 获得协同分集增益, 提高系统性能。
一、系统模型
所研究的协同通信系统有四个节点, 其中节点R1、R2和R3表示发送信息节点, 且是互相平等的用户, 目的节点D表示接收信息节点。以R1发送信息为例, 所有节点都只有一副天线, 且工作在TDMA多址接入信道。每个信息节点通过CPC编码后获得3个码字, 第i个节点的第j个码字记作Cij (i, j∈{1, 2, 3}) , 发送时间划分为3个时隙, 通过时分复用方式发送编码信息。
系统使用BPSK调制方式, 节点p∈{1, 2, 3}发送, 节点q∈{1, 2, 3, d}接收 (q=d表示目的节点接收) , 并且q≠p情况下的等效基带离散时间信号表示为:
二、协议设计
自适应协议指协同伙伴根据一定的判决准则自动决定是否进行协同, 反馈协议指目的节点根据接收的数据的正确与否反馈信息给协同节点, 决定是否需要协同。其信息流程如图2所示。信息的发送过程分为很多周期, 每个周期传送一组信息。在每个周期中, 节点R1发送的信息同时被R2、R3和D接收, D采用反馈协议, 若D正确接收, 则本次传输结束, 若D未正确接收, 则反馈1bit信息给R2和R31比特信息要求R2和R3进行协同, 同时将已接收的信息保存。R2和R3在D接收到信息的同时也接收到R1发送的信息, R2和R3采用自适应协议, 通过译码处理后进行CRC校验, 判断是否正确接收, 如果正确接收, 则R2、R3依次按CPC编码规则进行编码, 并保存编码结果, 如果未正确接收, 则丢弃接收到的信息, 在下一时隙传输自己的数据信息。当R2、R3接收到D的协同请求时, 首先判断是否存在已编码信息, 若存在, 则协同节点将该信息发送给D, 同时将该信息删除;若不存在, 则不做任何处理。若协同节点保存的信息在超过某一延时后, 仍未收到目的节点的协同请求, 则认为目的节点已成功接收信息, 保存的信息自动被清除。最后, 目的节点收到所有协同信息后, 结合R1发送的信息进行联合处理, 若译码正确, 则本次传输结束, 若译码不正确, 则通知R1本次传输失败, 可将信息重发。
三、性能仿真
基于所提出的系统模型, 仿真中, 采用16比特的CRC编码, 生成多项式系数为15935 (16进制) , 发信节点数据每组为K=128个比特, 采用的CPC编码的母码是码率R=1/3, 约束长度为L=3, 生成多项式八进制表示g=[5 7 7]的卷积码。互信道条件为10dB, 节点R1、R2、R3有相同的平均接收信噪比SNR为0-20dB。
方案中, R1通过CPC编码从母码获得3个码字C11, C12和C13, 码率为5/6, 打孔矩阵分别为Q (1) , Q (2) 和Q (3) :
由打孔矩阵看出, Q (2) 和Q (3) 是通过循环平移Q (1) 的列得到的, 因此码字C11, C12和C13是等效的, 它们有相同的距离特性, 纠错能力也相同。Q (1) , Q (2) , Q (3) 合并成Q, 这表明目的节点通过合并C11, C12和C13可以恢复码率为R=1/3的卷积码母码, 其中有3个比特重复发送了, 将重复的比特进行最大比率合并, 然后进行维特比译码。
结束语
本文的基于自适应反馈协议的CPC编码协同通信方案, 通过协同节点自适应协同和目的节点的有限反馈, 在使用CPC编码下极大地改善了系统的误码率, 能够达到与文献[7]提出的译码转发方案相同的性能, 且与文献[7]方案相比, 由于通过编码设计使协同自动管理, 协同用户间是平等的关系, 整个系统的资源得到了公平合理的分配, 同时由于协同用户不需要等待一个处理时延, 整个系统的时延相对较小。需要注意的是本文提出的方案中假设目的节点反馈的1bit信息不会出现错误, 而在实际系统中是需要差错保护的。
摘要：针对已有的基于CPC编码的译码转发方案存在的问题, 提出一种基于CPC编码和自适应反馈协议的编码协同通信方案, 通过仿真验证了新方案的误码率性能和新协议的有效性。
关键词：分集,编码协同,CPC编码,自适应反馈协议
参考文献
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